JP2011217575A - Power conversion apparatus - Google Patents

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Tatsuya Mori
辰也 森
Tetsuya Kojima
鉄也 小島
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power conversion apparatus, capable of correcting an output voltage error resulting from dead time with sufficient accuracy, and capable of supplying power to a rotary electric machine according to a voltage instruction.SOLUTION: In a correction voltage calculating device 6, a current amplitude value calculated by an amplitude calculator 7 based on a rotary electric machine current detected by a current detector 3 and a cosine value for three phases calculated by a cosine calculator 8 based on a rotor pole position θm detected by a position detector 5 are input to a correction voltage operation unit 9. Correction voltages Vuc, Vvc, and Vwc are calculated using three-phase current estimated values Iuc, Ivc, and Iwc which are obtained by multiplying both of the values by the correction voltage operation unit 9. By adding the correction voltages Vuc, Vvc, and Vwc to voltage instructions Vu*, Vv*, and Vw* by a voltage adder 10, a voltage error resulting from dead time near the zero cross of an output current of the power conversion apparatus 1 is corrected.

Description

この発明は、回転電機や誘導性負荷に交流電力を供給する電力変換装置に関する。   The present invention relates to a power converter that supplies AC power to a rotating electrical machine or an inductive load.

電力変換装置は、その主要部を構成するインバータ等の電力変換器の出力段を構成する上下アームのパワーデバイス素子が、電圧指令に基づきスイッチング動作を行って交流電圧を生成し、交流負荷に出力するが、上下アームのパワーデバイス素子の同時導通による短絡防止を目的として、上下アームのパワーデバイス素子を同時にオフ動作状態に制御する期間、いわゆるデッドタイムを設けている。   In the power converter, the power device elements of the upper and lower arms that constitute the output stage of the power converter such as an inverter that constitutes the main part perform switching operation based on the voltage command to generate an AC voltage and output it to the AC load However, for the purpose of preventing a short circuit due to simultaneous conduction of the power device elements of the upper and lower arms, a period during which the power device elements of the upper and lower arms are simultaneously controlled to be in an off operation state, a so-called dead time is provided.

ところが、このデッドタイムによって、電力変換器が受ける電圧指令と、それに基づいて電力変換器が実際に負荷に出力する電圧との間に誤差が生じることが知られており、この誤差電圧は、電力変換器の出力相電流の特性と逆極性の電圧となる。   However, this dead time is known to cause an error between the voltage command received by the power converter and the voltage that the power converter actually outputs to the load based on this command. The voltage has the opposite polarity to the characteristics of the output phase current of the converter.

そして、このデッドタイムに起因する電圧誤差を補正するために、電流検出手段によって電力変換器の出力相電流を検出し、この検出した出力相電流の極性と同じ極性の電圧を電圧指令に加えることでデッドタイムに起因する電圧誤差を相殺し、こうして補正した電圧指令を、電力変換器に与える方法が知られている（例えば、下記の非特許文献１）。なお、上記の電流検出手段としては、電力変換器の出力相電流を直接検出する他に、電力変換器のＤＣリンク電流から検出する方法も知られている（例えば、下記の非特許文献２）。   In order to correct the voltage error due to the dead time, the output phase current of the power converter is detected by the current detection means, and a voltage having the same polarity as the polarity of the detected output phase current is added to the voltage command. A method is known in which a voltage error due to dead time is canceled and a voltage command corrected in this way is given to a power converter (for example, Non-Patent Document 1 below). In addition to directly detecting the output phase current of the power converter, a method of detecting from the DC link current of the power converter is also known as the current detection means (for example, Non-Patent Document 2 below). .

しかし、出力相電流の極性が切り替わる零クロス近傍では、出力相電流の絶対値が小さいので、電流検出手段によって出力相電流の極性を正確に検出することが困難である。また、零クロス近傍では、出力相電流がチャタリングを起こすので、出力相電流の極性と同じ極性の電圧を電圧指令に加算する前記の補正方法では、電圧指令に加える補正電圧の極性誤りが発生したり、補正電圧の極性が正負交互に連続して切り替わる現象が発生したりする不具合を起こす。   However, in the vicinity of the zero cross where the polarity of the output phase current switches, the absolute value of the output phase current is small, so that it is difficult to accurately detect the polarity of the output phase current by the current detection means. In addition, since the output phase current chatters in the vicinity of the zero cross, the above correction method in which a voltage having the same polarity as the polarity of the output phase current is added to the voltage command causes an error in the polarity of the correction voltage applied to the voltage command. Or a phenomenon in which the polarity of the correction voltage is alternately switched between positive and negative.

そこで、従来から、出力相電流の絶対値が小さい零クロス近傍におけるデッドタイムの補正の問題点を回避するために、種々の提案がなされている（例えば、下記の特許文献１〜５等）。   Thus, various proposals have been made in the past in order to avoid the problem of correcting the dead time near the zero cross where the absolute value of the output phase current is small (for example, Patent Documents 1 to 5 below).

すなわち、特許文献１では、インバータ装置の出力電圧の短絡防止期間に起因する出力電圧誤差を補正するインバータ装置の出力電圧誤差補正装置を、インバータ装置の出力電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段にて検出された出力電流の極性を判別する電流極性判別手段と、出力電流に対し設定した閾値に対し、インバータ装置の出力電流が閾値外ならば、判別した出力電流の極性により出力電圧誤差の補正を行い、閾値内ならば電圧指令の極性により出力電圧補正を行う電圧誤差補正手段とで構成した例が開示されている。   That is, in Patent Document 1, an output voltage error correction device for an inverter device that corrects an output voltage error caused by a short-circuit prevention period of the output voltage of the inverter device is referred to as current detection means for detecting the output current of the inverter device, and the current Current polarity discrimination means for discriminating the polarity of the output current detected by the detection means, and if the output current of the inverter device is outside the threshold with respect to the threshold set for the output current, the output voltage is determined by the polarity of the determined output current An example is disclosed in which the apparatus is configured with voltage error correction means that corrects an error and corrects an output voltage according to the polarity of a voltage command within a threshold value.

また、特許文献２では、半導体スイッチング素子であるアームをブリッジ接続して直流を交流に変換するインバータを構成し、電圧指令信号とキャリア信号との大小関係で得られるパルス幅変調した電圧信号を前記ブリッジ接続の上側アーム素子または下側アーム素子との同時オンを防止するオン遅延時間を設けているパルス幅変調制御インバータの制御回路として、前記インバータの出力電流が正または負の所定値を超えた場合にこの出力電流の極性を判別する信号を出力する電流極性判別手段と、前記オン遅延時間が原因で当該インバータの出力電圧に誤差電圧を補償する量を演算する第１の補正量演算手段と、この第１補償量演算値の極性を前記電流極性と電圧極性とに対応させて出力する補償量分配手段と、前記電圧指令信号にこの補償量分配手段の出力値を加算した値を新たな電圧指令信号とする加算手段と、で構成した例が開示されている。   In Patent Document 2, an inverter that converts a direct current into an alternating current by bridging an arm that is a semiconductor switching element is configured, and a pulse-width-modulated voltage signal obtained by a magnitude relationship between a voltage command signal and a carrier signal is described above. As a control circuit for a pulse width modulation control inverter provided with an ON delay time to prevent simultaneous ON with the bridge-connected upper arm element or lower arm element, the output current of the inverter has exceeded a predetermined positive or negative value Current polarity determining means for outputting a signal for determining the polarity of the output current, and first correction amount calculating means for calculating an amount for compensating the error voltage for the output voltage of the inverter due to the on-delay time; The compensation amount distribution means for outputting the polarity of the first compensation amount calculation value corresponding to the current polarity and the voltage polarity, and the voltage command signal Adding means for a new voltage command signal value obtained by adding the output value of 償量 dispensing means in configuration and examples are disclosed.

また、特許文献３では、ＡＣモータへ流れる電流を検出する電流検出手段と、指令電流と検出電流とから偏差電流を計算する偏差電流演算手段と、前記偏差電流から指令電圧の演算を行う電流制御部と、電流極性を決める電流極性判別手段を有し、デッドタイム補償電圧を出力するデッドタイム補償電圧を加えて最終指令電圧を演算する電圧加算演算手段と、前記電圧加算演算手段により得られた最終指令電圧の情報を用い直流電圧から交流電圧への変換を行うＰＷＭ電力変換装置とを備えたＡＣモータ駆動装置において、前記デッドタイム補正手段を、指令電流から指令電流極性を判断する指令電流極性判断手段と、検出電流から検出電流極性を判断する検出電流極性判断手段と、前記指令電流極性と検出電流極性から最終電流極性を判断する最終電流極性判断手段と、で構成した例が開示されている。   In Patent Document 3, current detection means for detecting a current flowing to an AC motor, deviation current calculation means for calculating a deviation current from the command current and the detection current, and current control for calculating a command voltage from the deviation current And a voltage addition calculation means for calculating a final command voltage by adding a dead time compensation voltage for outputting a dead time compensation voltage, and a current addition determination means for determining a current polarity. In an AC motor driving apparatus including a PWM power converter that performs conversion from a DC voltage to an AC voltage using information on a final command voltage, the dead time correction unit is configured to determine a command current polarity from a command current. A determination means; a detection current polarity determination means for determining a detection current polarity from the detection current; and a final current polarity is determined from the command current polarity and the detection current polarity. And a final current polarity judgment means, in configuration and examples are disclosed that.

また、特許文献４では、上下アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア周波数と直流電圧とを用いて算出した誤差電圧によりインバータ出力電圧を補正する電圧補正手段が、インバータ出力電流の絶対値が所定値より大きいときはインバータ出力電流の極性に応じてインバータ出力電圧を補正し、インバータ出力電流の絶対値が所定値よりも小さいときはインバータ出力電圧の極性に応じてインバータ出力電圧を補正するＰＷＭ制御インバータ装置において、前記ＰＷＭキャリア周波数を設定するＰＷＭキャリア設定手段を、誤差電圧がインバータ出力電圧よりも小さいときはＰＷＭキャリア周波数をその値に保ち、誤差電圧がインバータ出力電圧よりも大きくなるときは誤差電圧とインバータ出力電圧との比を一定に保つようにＰＷＭキャリア周波数を変化させるように構成した例が開示されている。   In Patent Document 4, the voltage correction means for correcting the inverter output voltage based on the error voltage calculated using the upper and lower arm short circuit prevention period, the PWM carrier frequency, and the DC voltage has an absolute value of the inverter output current larger than a predetermined value. In the PWM control inverter device that corrects the inverter output voltage according to the polarity of the inverter output current, and corrects the inverter output voltage according to the polarity of the inverter output voltage when the absolute value of the inverter output current is smaller than a predetermined value The PWM carrier setting means for setting the PWM carrier frequency maintains the PWM carrier frequency at the value when the error voltage is smaller than the inverter output voltage, and the error voltage and the inverter when the error voltage becomes larger than the inverter output voltage. PWM carrier to keep the ratio to the output voltage constant Configured examples are disclosed to change the wave number.

さらに、特許文献５では、入力する交流電圧指令に従って交流負荷に供給する交流電力を生成する電力変換手段と、前記電力変換手段に与えるべき周波数ｆの交流電圧指令を演算する電圧指令演算手段との間に、電流検出手段より検出された出力電流に基づいて電圧指令演算手段が求めた交流電圧指令を補正する補正電圧を演算し、前記補正電圧を前記電圧指令演算手段が求めた交流電圧指令に加算して前記電力変換手段に与える電圧指令補正手段を設け、前記電圧指令補正手段は、前記出力電流に対してそのゼロレベルを含む所定の電流範囲を設け、前記出力電流の値が前記電流範囲の外部から内部に入る第１の時刻に、前記第１の時刻と前記周波数ｆとを用いて電流の零クロスタイミングを求め、この求めた零クロスタイミングに前記補正電圧の極性を切り替える時刻を設定する技術が開示されている。   Furthermore, in patent document 5, the power conversion means which produces | generates the alternating current power supplied to alternating current load according to the alternating voltage command input, and the voltage command calculating means which calculates the alternating voltage command of the frequency f which should be given to the said power conversion means In the meantime, a correction voltage for correcting the AC voltage command obtained by the voltage command calculation unit is calculated based on the output current detected by the current detection unit, and the correction voltage is converted into the AC voltage command obtained by the voltage command calculation unit. Voltage command correction means for adding and giving to the power conversion means is provided, the voltage command correction means provides a predetermined current range including the zero level for the output current, and the value of the output current is the current range At the first time from the outside to the inside, the zero cross timing of the current is obtained by using the first time and the frequency f, and the compensation is added to the obtained zero cross timing. Technology to set the time for switching the polarity of the voltage is disclosed.

杉本、小山、玉井：ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際：総合電子出版社（５５頁９行〜５７頁５行）Sugimoto, Koyama, Tamai: AC Servo System Theory and Design Practice: General Electronic Publishing Company (55 pages, 9 lines to 57 pages, 5 lines) ’’Ｔｈｒｅｅ−Ｐｈａｓｅ Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ｗａｖｅｆｏｒｍ−Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｏｎ ＰＷＭ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｆｒｏｍ ＤＣ Ｌｉｎｋ Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ｓｔｅｐｓ’’ＩＰＥＣ−Ｙｏｋｏｈａｍａ’９５ ｐ．ｐ．２７１−２７５"" Three-Phase Current-Waveform-Detection on PWM Inverter from DC Link Current-Steps "" IPEC-Yokohama'95 p. p. 271-275

特許第２７５６０４９号公報（１６頁、図１１）Japanese Patent No. 2756049 (page 16, FIG. 11) 特許第３２４５９８９号公報（１２頁、図７）Japanese Patent No. 3245899 (page 12, FIG. 7) 特許第２００４−１１２８７９号公報（６頁、図２）Japanese Patent No. 2004-112879 (page 6, FIG. 2) 特許第３２８７１８６号公報（８頁、図３）Japanese Patent No. 3287186 (page 8, FIG. 3) ＷＯ２００８／０５３５３８号公報（３３頁、図２）WO 2008/053538 (page 33, FIG. 2)

しかしながら、上記の各特許文献１〜４に記載の従来技術は、出力相電流の零クロスを正確に検出することが難しく、このため出力相電流の零クロスおいて補正電圧の極性を精度良いタイミングで切り替えることができず、その極性の反転する瞬間が出力相電流の零クロス前後にずれる。その結果、出力相電流の零クロス近傍においては、電力変換器に入力する補正した電圧指令、つまり補正電圧を加算して得られる電圧指令と電力変換器からの出力電圧との間に電圧誤差が生じ、依然としてデッドタイムに起因する誤差電圧の発生を十分に補正することができない。   However, it is difficult to accurately detect the zero crossing of the output phase current in the prior art described in each of the above-described Patent Documents 1 to 4, and therefore, the polarity of the correction voltage is accurately controlled at the zero crossing of the output phase current. The moment when the polarity is reversed shifts before and after the zero crossing of the output phase current. As a result, in the vicinity of the zero cross of the output phase current, there is a voltage error between the corrected voltage command input to the power converter, that is, the voltage command obtained by adding the correction voltage and the output voltage from the power converter. The error voltage generated due to the dead time still cannot be sufficiently corrected.

また、上記の特許文献５記載の従来技術は、特許文献１〜４の課題を解決するために提案されたものではあるが、出力相電流にはノイズやリップルが含まれているので、出力相電流が電流範囲近傍の値をとるときに、出力相電流に含まれるリップル成分の影響によって、第１の時刻と周波数ｆとを用いて求めた出力相電流の零クロスタイミングが、実際の零クロスタイミングより遅れることになり、そのため、特許文献１〜４と同様、出力相電流が零クロス近傍において、補正電圧を加算して得られる電圧指令と電力変換手段からの出力電圧との間に依然として誤差が生じる。   Moreover, although the prior art described in Patent Document 5 has been proposed in order to solve the problems of Patent Documents 1 to 4, the output phase current includes noise and ripple. When the current takes a value in the vicinity of the current range, the zero cross timing of the output phase current obtained by using the first time and the frequency f due to the influence of the ripple component included in the output phase current is the actual zero cross. Therefore, as in Patent Documents 1 to 4, when the output phase current is in the vicinity of the zero cross, there is still an error between the voltage command obtained by adding the correction voltage and the output voltage from the power conversion means. Occurs.

特に、この電圧誤差は、電力変換器から低い周波数の交流電力を出力する場合に顕著となり、回転電機を接続した場合には、この電圧誤差によって回転ムラが大きくなって駆動性能が劣化したり、低速駆動時に回転ムラが顕著となるなどの問題がある。   In particular, this voltage error becomes conspicuous when low-frequency AC power is output from the power converter, and when a rotating electrical machine is connected, the rotation error increases due to this voltage error and the drive performance deteriorates. There is a problem that rotation unevenness becomes remarkable during low-speed driving.

この発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、電力変換器の出力相電流の零クロス近傍におけるデッドタイムに起因する電圧誤差を精度良く補正し、電力変換手段が電圧指令の通りに交流電力を精度良く出力することができる電力変換装置を提供することを目的とする。   The present invention has been made to solve the above-described problem, and accurately corrects a voltage error caused by a dead time in the vicinity of the zero crossing of the output phase current of the power converter. It aims at providing the power converter device which can output alternating current power precisely.

第１の発明は、電圧指令に基づき三相電圧を出力して回転電機に供給する電力変換器を有するとともに、上記回転電機に流れる回転電機電流を検出する電流検出手段と、上記回転電機の回転子磁極位置を検出する位置検出手段と、上記回転電機を所望の状態に駆動制御するための上記電圧指令を演算する電圧指令演算手段と、上記回転電機電流と上記回転子磁極位置とに基づいて上記電圧指令を補正するための補正電圧を演算する補正電圧演算手段と、上記電圧指令演算手段で得られる電圧指令に上記補正電圧を加算して補正後の電圧指令を上記電力変換器に出力する電圧加算手段とを備え、上記補正電圧演算手段は、上記回転電機電流から電流振幅を演算する振幅演算器と、上記回転子磁極位置から三相分の余弦値を演算する余弦演算器と、上記電流振幅および上記余弦値に基づいて補正電圧を演算する補正電圧演算器と、を含むものである。   The first invention includes a power converter that outputs a three-phase voltage based on a voltage command and supplies the three-phase voltage to the rotating electrical machine, current detection means for detecting the rotating electrical machine current flowing in the rotating electrical machine, and rotation of the rotating electrical machine Based on position detection means for detecting the magnetic pole position, voltage command calculation means for calculating the voltage command for driving and controlling the rotating electric machine in a desired state, the rotating electric machine current and the rotor magnetic pole position. Correction voltage calculation means for calculating a correction voltage for correcting the voltage command, and the correction voltage is added to the voltage command obtained by the voltage command calculation means, and the corrected voltage command is output to the power converter. Voltage correction means, and the correction voltage calculation means includes an amplitude calculator that calculates a current amplitude from the rotating electrical machine current, and a cosine calculator that calculates a cosine value for three phases from the rotor magnetic pole position; It is intended to include, a correction voltage calculator for calculating a correction voltage based on the current amplitude and the cosine value.

第２の発明は、電圧指令に基づき三相電圧を出力して誘導性負荷に供給する電力変換器を有するとともに、上記誘導性負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、上記誘導性負荷に所望の電力を供給するための電圧指令を演算する電圧指令演算手段と、上記負荷電流と上記誘導性負荷の周波数指令とに基づいて上記電圧指令を補正するための補正電圧を演算する補正電圧演算手段と、上記電圧指令演算手段で得られる電圧指令に上記補正電圧を加算して補正後の電圧指令を上記電力変換器に出力する電圧加算手段とを備え、上記補正電圧演算手段は、上記負荷電流から電流振幅を演算する振幅演算器と、上記誘導性負荷の周波数指令の積分値より三相分の余弦値を演算する余弦演算器と、上記電流振幅および上記余弦値に基づいて補正電圧を演算する補正電圧演算器と、を含むものである。   A second invention includes a power converter that outputs a three-phase voltage based on a voltage command and supplies the three-phase voltage to an inductive load, current detection means for detecting a load current flowing through the inductive load, and the inductive load. A voltage command calculating means for calculating a voltage command for supplying desired power to the power supply, and a correction voltage for calculating a correction voltage for correcting the voltage command based on the load current and the frequency command of the inductive load A calculation means; and a voltage addition means for adding the correction voltage to the voltage command obtained by the voltage command calculation means and outputting the corrected voltage command to the power converter. An amplitude calculator that calculates the current amplitude from the load current, a cosine calculator that calculates the cosine value for three phases from the integrated value of the frequency command of the inductive load, and correction based on the current amplitude and the cosine value It is intended to include a correction voltage calculator for calculating the pressure, the.

この発明によれば、補正電圧演算手段において、余弦演算器により求めたノイズやリップルを含まない三相分の余弦値と、振幅演算器により求めた電流振幅値とを乗算して得られる三相の電流推定値を用いて補正電圧を算出し、電圧加算手段でこの補正電圧を電圧指令に加算するので、電力変換器の出力相電流の零クロス近傍におけるデッドタイムに起因する電圧誤差を精度良く補正することができる。その結果、電力変換器は電圧指令の通りに交流電力を出力することができる。   According to the present invention, in the correction voltage calculation means, the three-phase obtained by multiplying the cosine value for the three phases not including noise and ripple obtained by the cosine calculator and the current amplitude value obtained by the amplitude calculator. Since the correction voltage is calculated using the estimated current value and the correction voltage is added to the voltage command by the voltage adding means, the voltage error caused by the dead time in the vicinity of the zero cross of the output phase current of the power converter can be accurately detected. It can be corrected. As a result, the power converter can output AC power according to the voltage command.

この発明の実施の形態１における電力変換装置のシステム構成図である。It is a system configuration figure of the power converter in Embodiment 1 of this invention. 同装置の補正電圧演算器の詳細を示す回路構成図である。It is a circuit block diagram which shows the detail of the correction voltage calculator of the apparatus. 電流検出手段で検出される一相分の回転電機電流Ｉｕと、図２の補正電圧演算器で得られる一相分の電流推定値Ｉｕｃとを比較して示す波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram showing a comparison between a rotating electrical machine current Iu for one phase detected by current detection means and a current estimated value Iuc for one phase obtained by a correction voltage calculator in FIG. 2. この発明の実施の形態２における電力変換装置のシステム構成図である。It is a system block diagram of the power converter device in Embodiment 2 of this invention. 同装置の余弦演算器の詳細を示す回路構成図である。It is a circuit block diagram which shows the detail of the cosine calculator of the same apparatus. 同装置の余弦演算器の変形例を示す回路構成図である。It is a circuit block diagram which shows the modification of the cosine calculator of the same apparatus. 同装置の余弦演算器の他の変形例を示す回路構成図である。It is a circuit block diagram which shows the other modification of the cosine calculator of the same apparatus. この発明の実施の形態３における電力変換装置のシステム構成図である。It is a system configuration | structure figure of the power converter device in Embodiment 3 of this invention. 同装置の余弦演算器の詳細を示す回路構成図である。It is a circuit block diagram which shows the detail of the cosine calculator of the same apparatus. 同装置の余弦演算器の変形例を示す回路構成図である。It is a circuit block diagram which shows the modification of the cosine calculator of the same apparatus. この発明の実施の形態４における電力変換装置のシステム構成図である。It is a system configuration | structure figure of the power converter device in Embodiment 4 of this invention. この発明の実施の形態５における電力変換装置のシステム構成図である。It is a system configuration | structure figure of the power converter device in Embodiment 5 of this invention. 同装置の余弦演算器の詳細を示す回路構成図である。It is a circuit block diagram which shows the detail of the cosine calculator of the same apparatus. 同装置の余弦演算器の変形例を示す回路構成図である。It is a circuit block diagram which shows the modification of the cosine calculator of the same apparatus. 同装置の余弦演算器の他の変形例を示す回路構成図である。It is a circuit block diagram which shows the other modification of the cosine calculator of the same apparatus. この発明の実施の形態６における電力変換装置のシステム構成図である。It is a system configuration | structure figure of the power converter device in Embodiment 6 of this invention. 同装置の余弦演算器の詳細を示す回路構成図である。It is a circuit block diagram which shows the detail of the cosine calculator of the same apparatus. 同装置の余弦演算器の変形例を示す回路構成図である。It is a circuit block diagram which shows the modification of the cosine calculator of the same apparatus.

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１における電力変換装置のシステム構成図である。 Embodiment 1 FIG.
1 is a system configuration diagram of a power conversion device according to Embodiment 1 of the present invention.

この実施の形態１の電力変換装置は、三相分の電圧指令Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’に基づいて三相交流電圧を生成してこれを回転電機２に供給するインバータ等からなる電力変換器１を備える。すなわち、この電力変換器１は、図示しない上下アームのパワーデバイス素子が、後述の電圧加算手段１０から入力される三相分の電圧指令Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’に基づいてスイッチング動作を行うことで三相交流電圧を生成し、これを回転電機２に出力する。この場合、電力変換器１に与えられる各電圧指令Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’は、上下アームのパワーデバイス素子の同時導通による短絡防止を目的として、上下アームのパワーデバイス素子を同時にオフ状態に制御するデッドタイム電圧指令を含んでいる。   The power conversion device according to the first embodiment generates a three-phase AC voltage based on three-phase voltage commands Vu * ′, Vv * ′, and Vw * ′, and supplies it to the rotating electrical machine 2. A power converter 1 is provided. That is, in this power converter 1, the power device elements of the upper and lower arms (not shown) are switched based on three-phase voltage commands Vu * ′, Vv * ′, and Vw * ′ input from the voltage adding means 10 described later. By performing the operation, a three-phase AC voltage is generated and output to the rotating electrical machine 2. In this case, the voltage commands Vu * ′, Vv * ′, and Vw * ′ given to the power converter 1 are applied to the power device elements of the upper and lower arms at the same time for the purpose of preventing a short circuit due to simultaneous conduction of the power device elements of the upper and lower arms. Includes dead time voltage command to control to off state.

回転電機制御手段４は、回転電機２を所望の状態に駆動制御するための三相分の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算するもので、特許請求の範囲の電圧指令演算手段に対応している。   The rotating electrical machine control means 4 calculates voltage commands Vu *, Vv *, Vw * for three phases for driving and controlling the rotating electrical machine 2 in a desired state. It corresponds.

ここで、回転電機２を所望の状態に駆動制御するとは、回転電機２の回転子位置指令θ＊、回転電機２の速度指令ω＊、回転電機２の周波数指令ｆ＊、回転電機２のトルク指令Ｔ＊、回転電機２の電流指令Ｉ＊など、回転電機２を所望の状態に駆動制御すべく入力される信号の全てを指す。なお、回転電機２が誘導機の場合には、電力変換器１から出力される交流電力の周波数と、前記誘導機の回転周波数とは、すべり周波数の分だけ差異が生じる。公知の技術を用いてすべり周波数を算出し、そのすべり周波数を回転周波数に加えて電力変換器１から出力される交流電力の周波数を求め、それを周波数指令ｆ＊としてもよい。   Here, the drive control of the rotating electrical machine 2 to a desired state means that the rotor position command θ * of the rotating electrical machine 2, the speed command ω * of the rotating electrical machine 2, the frequency command f * of the rotating electrical machine 2, and the torque of the rotating electrical machine 2 It refers to all signals input to drive and control the rotating electrical machine 2 to a desired state, such as the command T * and the current command I * of the rotating electrical machine 2. When the rotating electrical machine 2 is an induction machine, the frequency of the AC power output from the power converter 1 is different from the rotation frequency of the induction machine by the slip frequency. A slip frequency may be calculated using a known technique, the frequency of the AC power output from the power converter 1 may be obtained by adding the slip frequency to the rotation frequency, and may be used as the frequency command f *.

電圧加算手段１０は、回転電機制御手段４から出力される回転電機駆動用の三相分の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に対して、後述の補正電圧演算手段６から与えられる三相分の補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃをそれぞれ加算して、電力変換器１に電圧指令Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’として出力するものである。   The voltage adding means 10 is applied to the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * for driving the rotating electrical machine output from the rotating electrical machine control means 4. Are added to the power converter 1 as voltage commands Vu * ′, Vv * ′, and Vw * ′.

電流検出手段３は、本例では、電力変換器１からの三相分の出力相電流である回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの全てを直接検出するように三相出力線の全てに配置されている。しかし、このように、三相分の回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの全てを検出しなくても、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係があるので、三相の内の二相出力線に電流検出手段３を配置して二相分の回転電機電流を検出し、残り一相の回転電機電流を演算で求めるようにしてもよい。   In this example, the current detection means 3 is arranged on all of the three-phase output lines so as to directly detect all of the rotating electrical machine currents Iu, Iv, Iw, which are the output phase currents for the three phases from the power converter 1. ing. However, there is a relationship of Iu + Iv + Iw = 0 without detecting all of the three-phase rotating electrical machine currents Iu, Iv, Iw, so that the current detection means 3 is present in the two-phase output line of the three phases. May be arranged to detect the rotating electrical machine current for two phases and obtain the remaining one-phase rotating electrical machine current by calculation.

また、電流検出手段３は、本例の場合、各相の回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを直接検出しているが、その他に、例えば前述の非特許文献２に紹介されているように、電力変換器１のＤＣリンク電流から回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する方法を用いてもよい。さらに、この発明を実施する際に後述の補正電圧演算手段６が必要な電流情報としては、電流検出手段３で直接に検出される回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに限らず、回転電機制御手段４の構成法との関連で、例えば、次のような電流情報を用いてもよい。   Further, in the present example, the current detection means 3 directly detects the rotating electrical machine currents Iu, Iv, and Iw of each phase. In addition, as introduced in the above-mentioned Non-Patent Document 2, for example, A method of detecting the rotating electrical machine currents Iu, Iv, and Iw from the DC link current of the power converter 1 may be used. Furthermore, the current information necessary for the correction voltage calculation means 6 to be described later when implementing the present invention is not limited to the rotating electrical machine currents Iu, Iv, Iw detected directly by the current detecting means 3, but the rotating electrical machine control means. For example, the following current information may be used in connection with the fourth configuration method.

すなわち、回転電機制御手段４は、電流検出手段３が求めた三相の回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、電力変換器１から出力したい電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊との偏差に基づいて三相分の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算する場合があるが、そのような構成を採る場合には、電流検出手段３で直接に検出される回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに代えて、電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊を補正電圧演算手段６が必要な電流情報として利用することができる。   That is, the rotating electrical machine control means 4 determines the deviation between the three-phase rotating electrical machine currents Iu, Iv, Iw obtained by the current detection means 3 and the current commands Iu *, Iv *, Iw * that the power converter 1 wants to output. The voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * for three phases may be calculated based on this, but when such a configuration is adopted, the rotating electrical machine currents Iu and Iv that are directly detected by the current detection means 3 are calculated. The current commands Iu *, Iv *, and Iw * can be used as current information required by the correction voltage calculation means 6 instead of Iw.

また、回転電機制御手段４は、内部に磁束オブザーバを構成し、推定した回転電機内部の磁束と回転電機２の定数とを用いて換算した回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを用いて電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算する場合があるが、そのような構成を採る場合にも、電流検出手段３で直接に検出される回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに代えて、演算で求めた回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを補正電圧演算手段６が必要な電流情報として利用することができる。   The rotating electrical machine control means 4 constitutes a magnetic flux observer inside, and uses the rotating electrical machine currents Iu, Iv, Iw converted by using the estimated magnetic flux inside the rotating electrical machine and the constants of the rotating electrical machine 2 to generate a voltage command Vu. *, Vv *, and Vw * may be calculated, but even when such a configuration is adopted, instead of the rotating electrical machine currents Iu, Iv, and Iw that are directly detected by the current detection means 3, they are obtained by calculation. The rotating electrical machine currents Iu, Iv, and Iw can be used as current information necessary for the correction voltage calculation means 6.

以上説明した各種の方法で得られる回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗや電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊は、電力変換器１が回転電機２に供給する交流電力の電流成分を示す情報であり、これらは全てこの発明で言う電流検出手段３で検出される回転電機電流に含まれる。ただし、ここでは、発明の理解を容易にするため、図１に示す構成に従って、電流検出手段３が直接に検出した三相の回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを補正電圧演算手段６に与えるものとして説明する。   The rotating electrical machine currents Iu, Iv, Iw and the current commands Iu *, Iv *, Iw * obtained by the various methods described above are information indicating the current component of the AC power supplied from the power converter 1 to the rotating electrical machine 2. These are all included in the rotating electrical machine current detected by the current detecting means 3 in the present invention. However, here, in order to facilitate understanding of the invention, the three-phase rotating electrical machine currents Iu, Iv, Iw directly detected by the current detection means 3 are given to the correction voltage calculation means 6 according to the configuration shown in FIG. Will be described.

位置検出手段５は、本例の場合、回転電機２の回転子磁極位置θｍを直接に検出するものである。しかし、この発明を実施する際に補正電圧演算手段６が必要な回転子磁極位置情報としては、このように位置検出手段５で直接に検出する場合に限らず、例えば、「金原：回転座標上の適応オブザーバを用いたＰＭ電動機の位置センサレス制御：電学論Ｄ ＭＡＹ２００３ Ｖｏｌｕｍｅ１２３−Ｄ」に記載されているように、回転電機２に供給する電圧、回転電機電流および回転電機２の定数を用いて回転子磁極位置を推定する方式によって求められた回転子磁極位置を用いてもよい。同様に、例えば、ＷＯ２００９／０４０９６５号公報に記載されているように、電力変換器１の回転電機電流に高周波成分を重畳し、その成分を抽出、演算することによって求められた回転子磁極位置を用いてもよい。ただし、ここでは、発明の理解を容易にするため、図１に示す構成に従って、位置検出手段５が直接検出した回転電機２の回転子磁極位置θｍを補正電圧演算手段６に与えるものとして説明する。   In the case of this example, the position detection means 5 directly detects the rotor magnetic pole position θm of the rotating electrical machine 2. However, the rotor magnetic pole position information necessary for the correction voltage calculation means 6 when the present invention is implemented is not limited to the case where the position detection means 5 directly detects the rotor magnetic pole position information. As described in “Electronic theory D MAY 2003 Volume 123-D”, the voltage supplied to the rotating electrical machine 2, the rotating electrical machine current, and the constants of the rotating electrical machine 2 are used. You may use the rotor magnetic pole position calculated | required by the system which estimates a rotor magnetic pole position. Similarly, for example, as described in WO2009 / 040965, a rotor magnetic pole position obtained by superimposing a high frequency component on the rotating electrical machine current of the power converter 1 and extracting and calculating the component is obtained. It may be used. However, here, in order to facilitate understanding of the invention, it is assumed that the rotor magnetic pole position θm of the rotating electrical machine 2 directly detected by the position detecting means 5 is given to the correction voltage calculating means 6 according to the configuration shown in FIG. .

補正電圧演算手段６は、前述の回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよび回転子磁極位置θｍに基づいて、回転電機制御手段４から出力される電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に対するデッドタイム誤差補正用の補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを生成するものである。これにより、電力変換器１を構成する上下アームのパワーデバイス素子の同時導通による短絡防止を目的として設定されるデッドタイムに起因する回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの零クロス近傍における電圧誤差を精度良く低減することができる。   The correction voltage calculation means 6 is a dead time error with respect to the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * output from the rotating electrical machine control means 4 based on the rotating electrical machine currents Iu, Iv, Iw and the rotor magnetic pole position θm. Correction voltages Vuc, Vvc, and Vwc for correction are generated. As a result, the voltage error in the vicinity of the zero crossing of the rotating electrical machine currents Iu, Iv, Iw due to the dead time set for the purpose of preventing a short circuit due to the simultaneous conduction of the power device elements of the upper and lower arms constituting the power converter 1 is accurate. It can be reduced well.

ここで、補正電圧演算手段６は、振幅演算器７、余弦演算器８、および補正電圧演算器９からなる。   Here, the correction voltage calculator 6 includes an amplitude calculator 7, a cosine calculator 8, and a correction voltage calculator 9.

振幅演算器７は、電流検出手段３で得られる回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて次式（１）からその電流振幅値Ｉａｍｐを演算する。   The amplitude calculator 7 calculates the current amplitude value Iamp from the following equation (1) based on the rotating electrical machine currents Iu, Iv, Iw obtained by the current detection means 3.

Ｉａｍｐ＝√｛（２／３）・（Ｉｕ２＋Ｉｖ２＋Ｉｗ２）｝ （１） Iamp = √ {(2/3) · (Iu 2 + Iv 2 + Iw 2 )} (1)

ただし、上記の式（１）の他に、回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを静止座標直交二軸電流に変換したもの、または回転座標直交二軸電流に変換したものを用いるなど、三相電流の振幅値が求まる演算ならばどのような演算手段であってもよい。   However, in addition to the above formula (1), a three-phase current is used such as a rotating electrical machine current Iu, Iv, Iw converted to a stationary coordinate orthogonal biaxial current or a converted rotational coordinate orthogonal biaxial current. Any calculation means may be used as long as the amplitude value can be obtained.

次に、余弦演算器８は、回転電機２の回転子磁極位置θｍの情報を用いて、電流ベクトルの位相角θｃを次式（２）より求める。   Next, the cosine calculator 8 uses the information on the rotor magnetic pole position θm of the rotating electrical machine 2 to obtain the phase angle θc of the current vector from the following equation (2).

θｃ＝θｍ＋α （２）
ただし、αは定数であり、回転子磁極位置θｍが機械角の場合は、θｍを回転電機２の極対数倍して電気角に直して演算を行う。 θc = θm + α (2)
However, α is a constant, and when the rotor magnetic pole position θm is a mechanical angle, the calculation is performed by multiplying θm by the number of pole pairs of the rotating electrical machine 2 and converting it to an electrical angle.

続いて、式（２）で求めた電流ベクトルの位相角θｃから三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）を演算する。ここで、余弦値と正弦値には、次式（３）の関係があるので、各余弦値の代わりに正弦値を演算してもよい。   Subsequently, the cosine values cos θc, cos (θc−2π / 3), and cos (θc−4π / 3) for the three phases are calculated from the phase angle θc of the current vector obtained by Expression (2). Here, since the cosine value and the sine value have the relationship of the following equation (3), the sine value may be calculated instead of each cosine value.

ｓｉｎ（θ＋π／２）＝ｃｏｓθ （３）   sin (θ + π / 2) = cos θ (3)

補正電圧演算器９は、振幅演算器７より求めた回転電機電流の電流振幅値Ｉａｍｐ、および余弦演算器８より求めた各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）を共に入力し、これらに基づいて補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを求めて出力するもので、図２に示すように、各相に対応して３つの乗算器９１、９２、９３と、３つの補正電圧発生器９７、９８、９９とからなる。   The correction voltage calculator 9 is a current amplitude value Iamp of the rotating electrical machine current obtained from the amplitude calculator 7 and each cosine value cos θc, cos (θc-2π / 3), cos (θc-4π) obtained from the cosine calculator 8. / 3) are input together, and correction voltages Vuc, Vvc, Vwc are obtained and output based on them, and as shown in FIG. 2, three multipliers 91, 92, 93 and It consists of three correction voltage generators 97, 98 and 99.

ここに、各乗算器９１、９２、９３は、振幅演算器７で得られる回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの電流振幅値Ｉａｍｐを共通に入力するとともに、余弦演算器８で得られる三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）を個別に入力して、各相の電流推定値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを求めるものである。また、各補正電圧発生器９７、９８、９９は、入力される各電流推定値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃに対する補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃが予めテーブル化するなどして記憶されており、各相の電流推定値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃが入力されると、これに対応した補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを出力する。   Here, each multiplier 91, 92, 93 inputs in common the current amplitude value Iamp of the rotating electrical machine currents Iu, Iv, Iw obtained by the amplitude calculator 7, and the three-phase component obtained by the cosine calculator 8. The cosine values cos θc, cos (θc−2π / 3), and cos (θc−4π / 3) are individually input, and current estimation values Iuc, Ivc, and Iwc of the respective phases are obtained. In addition, the correction voltage generators 97, 98, and 99 store correction voltages Vuc, Vvc, and Vwc corresponding to the input current estimated values Iuc, Ivc, and Iwc in a table in advance. When the current estimated values Iuc, Ivc, and Iwc are input, correction voltages Vuc, Vvc, and Vwc corresponding to the current estimated values Iuc, Ivc, and Iwc are output.

すなわち、乗算器９１にｃｏｓθｃとＩａｍｐとを入力してＩｕｃを求め、次いで、この求めたＩｕｃを補正電圧発生器９７に入力してＵ相の補正電圧Ｖｕｃを求める。同様に、乗算器９２にｃｏｓ（θｃ−２π／３）とＩａｍｐとを入力してＩｖｃを求め、次いで、この求めたＩｖｃを補正電圧発生器９８に入力してＶ相の補正電圧Ｖｖｃを求める。同様に、乗算器９３にｃｏｓ（θｃ−４π／３）とＩａｍｐとを入力してＩｗｃを求め、次いで、この求めたＩｗｃを補正電圧発生器９９に入力してＷ相の補正電圧Ｖｗｃを求める。この場合に得られる各補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃは、電流検出手段３で検出される回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと同じ極性となっている。   That is, cos θc and Iamp are input to the multiplier 91 to obtain Iuc, and then the obtained Iuc is input to the correction voltage generator 97 to obtain the U-phase correction voltage Vuc. Similarly, cos (θc−2π / 3) and Iamp are input to the multiplier 92 to obtain Ivc, and then the obtained Ivc is input to the correction voltage generator 98 to obtain the V-phase correction voltage Vvc. . Similarly, cos (θc−4π / 3) and Iamp are input to the multiplier 93 to obtain Iwc, and then this obtained Iwc is input to the correction voltage generator 99 to obtain the W-phase correction voltage Vwc. . The correction voltages Vuc, Vvc, Vwc obtained in this case have the same polarity as the rotating electrical machine currents Iu, Iv, Iw detected by the current detection means 3.

次に、各相の電流推定値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃに基づいて、補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを算出することによる効果について説明する。   Next, the effect obtained by calculating the correction voltages Vuc, Vvc, Vwc based on the estimated current values Iuc, Ivc, Iwc of each phase will be described.

各乗算器９１、９２、９３から出力される各相の電流推定値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃは、位置検出手段５で検出される回転子磁極位置θｍの情報を含むので電流検出手段３で検出される回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと同期している。一方、電流振幅値Ｉａｍｐは、前述の式（１）ように、電流検出手段３で得られる回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて生成されるものであるので、リップルやノイズ成分を含んでいる。ただし、電流振幅値Ｉａｍｐに含まれるノイズやリップル成分をフィルタを通して除かないようにすることで、負荷変動に伴う補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃの算出時の追従性が高められる。   The estimated current values Iuc, Ivc, and Iwc of each phase output from the multipliers 91, 92, and 93 include information on the rotor magnetic pole position θm detected by the position detection unit 5, and thus are detected by the current detection unit 3. Is synchronized with the rotating electrical machine currents Iu, Iv, and Iw. On the other hand, since the current amplitude value Iamp is generated based on the rotating electrical machine currents Iu, Iv, and Iw obtained by the current detection means 3 as in the above-described equation (1), it includes ripples and noise components. Yes. However, by not removing the noise and ripple components included in the current amplitude value Iamp through the filter, the followability when calculating the correction voltages Vuc, Vvc, and Vwc accompanying the load fluctuation can be improved.

いま、回転電機電流の電流振幅値Ｉａｍｐを、直流成分Ｉａとノイズやリップル成分Ｉｒｉｐｐｌｅとに分離するとすれば、例えばＵ相の電流推定値Ｉｕｃは、次式（４）のように変形することができる。   If the current amplitude value Iamp of the rotating electrical machine current is separated into the DC component Ia and the noise or ripple component Iripple, for example, the U-phase current estimated value Iuc can be transformed as in the following equation (4). it can.

Ｉｕｃ＝Ｉａｍｐ・ｃｏｓθｃ
＝（Ｉａ＋Ｉｒｉｐｐｌｅ）・ｃｏｓθｃ
＝Ｉａ・ｃｏｓθｃ＋Ｉｒｉｐｐｌｅ・ｃｏｓθｃ （４） Iuc = Iamp · cos θc
= (Ia + Iripple) · cos θc
= Ia · cos θc + Iripple · cos θc (4)

ここで、直流成分Ｉａは零でない（Ｉａ≠０）とすると、Ｉｕｃの基本波成分Ｉａ・ｃｏｓθｃの項が零近傍の値をとるとき、ｃｏｓθｃは零近傍の値をとる。よって、上記の式（４）のリップル成分を含む第２項においてもｃｏｓθｃが含まれているため、その項も零近傍の値をとる。よって、電流推定値Ｉｕｃが零近傍の値をとるとき、Ｉｒｉｐｐｌｅ・ｃｏｓθｃは零近傍の値となり、零クロス近傍におけるＩｒｉｐｐｌｅの影響が激減する。   Here, if the direct current component Ia is not zero (Ia ≠ 0), when the term of the fundamental wave component Ia · cos θc of Iuc takes a value near zero, cos θc takes a value near zero. Therefore, since cos θc is also included in the second term including the ripple component of the above equation (4), the term also takes a value near zero. Therefore, when the estimated current value Iuc takes a value near zero, Iripple · cos θc becomes a value near zero, and the influence of Iripple near the zero cross is drastically reduced.

図３（ａ）に電流検出手段３で検出されるＵ相の回転電機電流Ｉｕの波形を、図３（ｂ）に補正電圧演算器９の乗算器９１で得られるＵ相の電流推定値Ｉｕｃの波形を、それぞれ比較して示す。図３から明らかなように、回転電機電流Ｉｕの波形（同図（ａ））よりも電流推定値Ｉｕｃの波形（同図（ｂ））の方が零クロス近傍においてリップルやノイズ成分が激減していることが確認できる。   3A shows the waveform of the U-phase rotating electrical machine current Iu detected by the current detection means 3, and FIG. 3B shows the U-phase estimated current value Iuc obtained by the multiplier 91 of the correction voltage calculator 9. These waveforms are compared and shown. As is apparent from FIG. 3, the ripple and noise components in the current estimated value Iuc waveform (b) in the vicinity of the zero cross are drastically reduced compared to the waveform of the rotating electrical machine current Iu (d) (a). Can be confirmed.

したがって、補正電圧演算器９でこの電流推定値Ｉｕｃに基づいて得られる補正電圧Ｖｕｃも零クロス近傍におけるＩｒｉｐｐｌｅの影響が解消されており、かつ、この補正電圧Ｖｕｃは、電流検出手段３で検出される回転電機電流Ｉｕと同じ極性となっている。このため、こうして得られた補正電圧Ｖｕｃを電圧指令Ｖｕ＊に加算することにより、デッドタイムに起因する回転電機電流Ｉｕの零クロス近傍における電圧誤差を精度良く低減することができる。なお、ここでは、一例としてＵ相の電流推定値Ｉｕｃに着目して補正電圧Ｖｕｃを求める場合について説明したが、他のＶ相、Ｗ相についても同様である。   Therefore, the correction voltage Vuc obtained by the correction voltage calculator 9 based on the estimated current value Iuc is also free from the influence of Iripple in the vicinity of the zero cross, and the correction voltage Vuc is detected by the current detection means 3. The rotating electrical machine current Iu has the same polarity. Therefore, by adding the correction voltage Vuc obtained in this way to the voltage command Vu *, it is possible to accurately reduce the voltage error in the vicinity of the zero cross of the rotating electrical machine current Iu due to the dead time. Here, as an example, the case where the correction voltage Vuc is obtained by paying attention to the estimated current value Iuc of the U phase has been described, but the same applies to other V phases and W phases.

以上のように、この実施の形態１では、補正電圧演算手段６の補正電圧演算器９において、余弦演算器８で求めた回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに同期したリップルやノイズ成分を含まない各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）と、振幅演算器７で求めた電流振幅値Ｉａｍｐとを用いて、各相の補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを求める演算を行い、こうして得られた補正電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを電圧加算手段１０で電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に加算するので、回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの零クロス近傍におけるデッドタイムに起因する電圧誤差を精度良く補正することができる。その結果、電力変換器１は電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の通りに交流電力を回転電機２の出力することができるため、回転電機２の回転ムラやトルクリップルを低減することが可能となる。   As described above, in the first embodiment, the correction voltage calculator 9 of the correction voltage calculator 6 does not include ripples and noise components synchronized with the rotating electrical machine currents Iu, Iv, and Iw obtained by the cosine calculator 8. Using the cosine values cos θc, cos (θc-2π / 3), cos (θc-4π / 3) and the current amplitude value Iamp obtained by the amplitude calculator 7, the correction voltages Vuc, Vvc, Vwc of each phase are used. The correction voltages Vuc, Vvc, and Vwc thus obtained are added to the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * by the voltage adding means 10, so that the rotating electrical machine currents Iu, Iv, and Iw are in the vicinity of the zero cross. The voltage error caused by the dead time can be accurately corrected. As a result, the power converter 1 can output AC power from the rotating electrical machine 2 in accordance with the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw *, so that it is possible to reduce rotation unevenness and torque ripple of the rotating electrical machine 2. It becomes.

実施の形態２．
図４は、この発明の実施の形態２における電力変換装置のシステム構成図であり、図１に示した実施の形態１と同一機能を有するものには同一符号を付して、ここではその説明を省略する。 Embodiment 2. FIG.
FIG. 4 is a system configuration diagram of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention. Components having the same functions as those of the first embodiment shown in FIG. Is omitted.

上記の実施の形態１では、前述の（２）式におけるαを定数としている。これは、回転座標直交二軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊のいずれか一方が零であることを前提としている。これに対して、この実施の形態２では、（２）式におけるαが回転座標直交二軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊に応じて変動する場合を想定し、これに対処して三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）が得られるようにしたものである。   In the first embodiment, α in the above equation (2) is a constant. This is based on the premise that either one of the rotation coordinate orthogonal biaxial current commands Id * and Iq * is zero. On the other hand, in the second embodiment, it is assumed that α in the equation (2) fluctuates according to the rotational coordinate orthogonal biaxial current commands Id * and Iq *, and this is dealt with by dealing with this. The cosine values cos θc, cos (θc-2π / 3), and cos (θc-4π / 3) are obtained.

したがって、この実施の形態２の特徴は、補正電圧演算手段６における余弦演算器８の構成が実施の形態１の場合と異なっており、回転電機制御手段４から与えられる回転座標直交二軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊と、位置検出手段５で得られる回転子磁極位置θｍとを用いて三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）をそれぞれ演算するように構成されていることである。   Therefore, the feature of the second embodiment is that the configuration of the cosine calculator 8 in the correction voltage calculation means 6 is different from that in the first embodiment, and the rotational coordinate orthogonal biaxial current command given from the rotating electrical machine control means 4 is different. Using the Id *, Iq * and the rotor magnetic pole position θm obtained by the position detection means 5, the cosine values cos θc, cos (θc-2π / 3), cos (θc-4π / 3) for three phases are obtained. Each of them is configured to calculate.

図５は、この実施の形態２の余弦演算器８の詳細を示す回路構成図である。
この余弦演算器８は、位相演算器Ａ１で回転座標直交二軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊から回転座標軸基準の位相角θｃ’を求め、それを次段の加算器８４で回転子磁極位置θｍと加算することで電流ベクトルの位相角θｃを求める。次いで、この位相角θｃを余弦演算器８７へ、また減算器８５で求めたθｃ−２π／３を余弦演算器８８へ、さらに加算器８６で求めたθｃ＋２π／３を余弦演算器８９へそれぞれ入力することで、各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ＋２π／３）をそれぞれ演算する。 FIG. 5 is a circuit configuration diagram showing details of the cosine calculator 8 of the second embodiment.
The cosine calculator 8 obtains the rotation coordinate axis reference phase angle θc ′ from the rotation coordinate orthogonal biaxial current commands Id * and Iq * by the phase calculator A1, and the rotor adder 84 at the next stage calculates the rotor magnetic pole position θm. To obtain the phase angle θc of the current vector. Next, the phase angle θc is input to the cosine calculator 87, θc-2π / 3 obtained by the subtractor 85 is inputted to the cosine calculator 88, and θc + 2π / 3 obtained by the adder 86 is inputted to the cosine calculator 89, respectively. Thus, the cosine values cos θc, cos (θc−2π / 3), and cos (θc + 2π / 3) are respectively calculated.

ただし、回転電機２の磁極位置θｍが機械角の場合、それを回転電機２の極対数倍して演算に利用する。また、余弦値と正弦値には、前述の式（３）の関係があるので、各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ＋２π／３）の代わりに正弦値を演算してもよい。   However, when the magnetic pole position θm of the rotating electrical machine 2 is a mechanical angle, it is multiplied by the number of pole pairs of the rotating electrical machine 2 and used for calculation. Since the cosine value and the sine value have the relationship of the above-described equation (3), the sine value is calculated instead of each cosine value cos θc, cos (θc-2π / 3), cos (θc + 2π / 3). May be.

なお、余弦演算器８としては、図５に示した構成のものに限らず、例えば、図６に示すように、回転電機制御手段４から静止座標直交二軸電流指令Ｉα＊、Ｉβ＊を入力することにより位相演算器Ａ２で電流ベクトルの位相角θｃを求めたり、あるいは、図７に示すように、回転電機制御手段４から三相分の電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊を入力して座標変換器Ｂ１と位相演算器Ａ２とを組み合わせることによって電流ベクトルの位相角θｃを求めることが可能である。   Note that the cosine calculator 8 is not limited to the one shown in FIG. 5, and for example, as shown in FIG. 6, stationary coordinate orthogonal biaxial current commands Iα * and Iβ * are input from the rotating electrical machine control means 4. Thus, the phase calculator A2 obtains the phase angle θc of the current vector or, as shown in FIG. 7, the current commands Iu *, Iv *, Iw * for three phases are input from the rotating electrical machine control means 4. Thus, the phase angle θc of the current vector can be obtained by combining the coordinate converter B1 and the phase calculator A2.

以上のように、この実施の形態２では、補正電圧演算手段６の余弦演算器８が、回転電機制御手段４から与えられる回転座標直交二軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑと、位置検出手段５で得られる回転子磁極位置θｍとを用いて三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）をそれぞれ演算するように構成されているので、実施の形態１の効果に加えて、回転座標直交二軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊の両方を変化させる場合にも適用することが可能となる。
その他の構成、および作用効果は実施の形態１と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。 As described above, in the second embodiment, the cosine calculator 8 of the correction voltage calculation means 6 includes the rotation coordinate orthogonal biaxial current commands Id * and Iq given from the rotating electrical machine control means 4 and the position detection means 5. Since the cosine values cos θc, cos (θc-2π / 3) and cos (θc-4π / 3) for the three phases are respectively calculated using the obtained rotor magnetic pole position θm, In addition to the effect of the first embodiment, the present invention can be applied to a case where both the rotation coordinate orthogonal biaxial current commands Id * and Iq * are changed.
Since other configurations and operational effects are the same as those of the first embodiment, detailed description thereof is omitted here.

実施の形態３．
図８は、この発明の実施の形態３における電力変換装置のシステム構成図であり、図１に示した実施の形態１と同一機能を有するものには同一符号を付して、ここではその説明を省略する。 Embodiment 3 FIG.
FIG. 8 is a system configuration diagram of the power conversion device according to the third embodiment of the present invention. Components having the same functions as those of the first embodiment shown in FIG. Is omitted.

この実施の形態３の特徴は、補正電圧演算手段６の余弦演算器８が、電流検出手段３で得られる回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、および位置検出手段５で得られる回転子磁極位置θｍを用いて三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）をそれぞれ演算するように構成されていることである。   The feature of the third embodiment is that the cosine calculator 8 of the correction voltage calculation means 6 has the rotating electrical machine currents Iu, Iv, Iw obtained by the current detection means 3 and the rotor magnetic pole position θm obtained by the position detection means 5. Is used to calculate the cosine values cos θc, cos (θc-2π / 3), and cos (θc-4π / 3) for the three phases, respectively.

図９は、この実施の形態３の余弦演算器８の詳細を示す回路構成図である。
この余弦演算器８は、座標変換器Ｂ２により、回転電機２の磁極位置θｍおよび回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを用いて回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑを演算する。次いで、これらの回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑをそれぞれ低域通過フィルタ８２、８３に入力して、ノイズやリップル成分が取り除かれた回転座標直交二軸電流Ｉｄｆ、Ｉｑｆを求める。続いて、こうして得られた回転座標直交二軸電流Ｉｄｆ、Ｉｑｆを座標変換器Ｂ３に入力して、静止座標直交二軸電流Ｉαｆ、Ｉβｆを求める。引き続いて、これらの静止座標直交二軸電流Ｉαｆ、Ｉβｆを位相演算器Ａ２に入力し、電流ベクトルの位相角θｃを求める。そして、位相角θｃを余弦演算器８７へ、また減算器８５で求めたθｃ−２π／３を余弦演算器８８へ、さらに加算器８６で求めたθｃ＋２π／３を余弦演算器８９へそれぞれ入力することで、各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ＋２π／３）をそれぞれ演算する。 FIG. 9 is a circuit configuration diagram showing details of the cosine calculator 8 of the third embodiment.
The cosine calculator 8 calculates the rotation coordinate orthogonal biaxial currents Id and Iq using the magnetic pole position θm of the rotating electrical machine 2 and the rotating electrical machine currents Iu, Iv and Iw by the coordinate converter B2. Next, these rotational coordinate orthogonal biaxial currents Id and Iq are input to the low-pass filters 82 and 83, respectively, to obtain rotational coordinate orthogonal biaxial currents Idf and Iqf from which noise and ripple components have been removed. Subsequently, the rotational coordinate orthogonal biaxial currents Idf and Iqf thus obtained are input to the coordinate converter B3 to obtain the stationary coordinate orthogonal biaxial currents Iαf and Iβf. Subsequently, the static coordinate orthogonal biaxial currents Iαf and Iβf are input to the phase calculator A2, and the phase angle θc of the current vector is obtained. Then, the phase angle θc is input to the cosine calculator 87, θc−2π / 3 obtained by the subtractor 85 is inputted to the cosine calculator 88, and θc + 2π / 3 obtained by the adder 86 is inputted to the cosine calculator 89. Thus, the cosine values cos θc, cos (θc−2π / 3), and cos (θc + 2π / 3) are respectively calculated.

ただし、回転電機２の磁極位置θｍが機械角の場合、それを回転電機２の極対数倍して演算に利用する。また、余弦値と正弦値には、式（３）の関係があるので、各余弦値の代わりに正弦値を演算してもよい。   However, when the magnetic pole position θm of the rotating electrical machine 2 is a mechanical angle, it is multiplied by the number of pole pairs of the rotating electrical machine 2 and used for calculation. Further, since the cosine value and the sine value have the relationship of the expression (3), the sine value may be calculated instead of each cosine value.

なお、余弦演算器８としては、図９に示した構成に限らず、例えば図１０に示す構成を採用することもできる。すなわち、図１０に示す余弦演算器８は、座標変換器Ｂ２により、回転電機２の磁極位置θｍおよび回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを用いて回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑを演算する。次いで、これらの回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑを電流振幅演算器７９へ入力することにより電流振幅値を演算する。続いて、各除算器８０、８１で回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑを電流振幅値で除算し、その結果をそれぞれ低域通過フィルタＬＰＦ８２、８３に入力して回転座標直交二軸電流Ｉｄｆ’、Ｉｑｆ’を求める。次に、それらを座標変換器Ｂ４へ入力することにより各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）を演算する。   Note that the cosine calculator 8 is not limited to the configuration shown in FIG. 9, and for example, the configuration shown in FIG. 10 can be adopted. That is, the cosine calculator 8 shown in FIG. 10 calculates the rotational coordinate orthogonal biaxial currents Id and Iq using the magnetic pole position θm of the rotating electrical machine 2 and the rotating electrical machine currents Iu, Iv and Iw by the coordinate converter B2. Next, the current amplitude value is calculated by inputting these rotational coordinate orthogonal biaxial currents Id and Iq to the current amplitude calculator 79. Subsequently, each of the dividers 80 and 81 divides the rotation coordinate orthogonal biaxial currents Id and Iq by the current amplitude value, and inputs the result to the low-pass filters LPF 82 and 83, respectively, to input the rotation coordinate orthogonal biaxial current Idf ′. , Iqf ′. Next, the cosine values cos θc, cos (θc−2π / 3), and cos (θc−4π / 3) are calculated by inputting them to the coordinate converter B4.

なお、図１０の構成では、座標変換器Ｂ２で得られる回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑを電流振幅値で除算したが、これに限らず、例えば入力した回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを電流振幅値で除算した後に、座標変換器Ｂ２に入力するようにしてもよい。   In the configuration of FIG. 10, the rotational coordinate orthogonal biaxial currents Id and Iq obtained by the coordinate converter B2 are divided by the current amplitude value. However, the present invention is not limited thereto. For example, the input rotating electrical machine currents Iu, Iv, and Iw are After dividing by the current amplitude value, it may be inputted to the coordinate converter B2.

以上のように、この実施の形態３では、補正電圧演算手段６の余弦演算器８が、電流検出手段３で得られる回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、および位置検出手段５で得られる回転子磁極位置θｍを用いて三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）をそれぞれ演算するので、実際の各検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、θｍに基づくフィードバック制御となり、実施の形態１、２の場合よりも一層精度の高い電圧誤差補正を行うことが可能となる。
その他の構成、および作用効果は実施の形態１と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。 As described above, in the third embodiment, the cosine calculator 8 of the correction voltage calculation means 6 is the rotor electric current Iu, Iv, Iw obtained by the current detection means 3 and the rotor obtained by the position detection means 5. Since the cosine values cos θc, cos (θc-2π / 3) and cos (θc-4π / 3) for the three phases are calculated using the magnetic pole position θm, the actual detected values Iu, Iv, Iw, θm are calculated. Therefore, the voltage error correction can be performed with higher accuracy than in the first and second embodiments.
Since other configurations and operational effects are the same as those of the first embodiment, detailed description thereof is omitted here.

実施の形態４．
図１１は、この発明の実施の形態４における電力変換装置のシステム構成図であり、図１に示した実施の形態１と同一機能を有するものには同一符号を付して、ここではその説明を省略する。 Embodiment 4 FIG.
FIG. 11 is a system configuration diagram of the power conversion device according to Embodiment 4 of the present invention. Components having the same functions as those of Embodiment 1 shown in FIG. Is omitted.

この実施の形態４の特徴は、実施の形態１〜３のような回転電機２の回転子磁極位置θｍを検出する位置検出手段５が省略されている。また、補正電圧演算手段６には、回転電機２の速度指令ω＊を積分する積分器１１が設けられるとともに、余弦演算器８が、積分器１１で得られる積分値θ＊を用いて三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）をそれぞれ演算するように構成されていることである。   The feature of this fourth embodiment is that the position detecting means 5 for detecting the rotor magnetic pole position θm of the rotating electrical machine 2 as in the first to third embodiments is omitted. In addition, the correction voltage calculation means 6 is provided with an integrator 11 for integrating the speed command ω * of the rotating electrical machine 2, and the cosine calculator 8 uses the integral value θ * obtained by the integrator 11 for three-phase. The cosine values cos θc, cos (θc−2π / 3) and cos (θc−4π / 3) are respectively calculated.

次に、補正電圧演算手段６を構成する余弦演算器８の動作について説明する。
まず、積分器１１により演算された回転電機２の速度指令ω＊の積分値θ＊を用いて、電流ベクトルの位相角θｃを次式（５）より求める。 Next, the operation of the cosine calculator 8 constituting the correction voltage calculation means 6 will be described.
First, using the integrated value θ * of the speed command ω * of the rotating electrical machine 2 calculated by the integrator 11, the phase angle θc of the current vector is obtained from the following equation (5).

θｃ＝θ＊＋α （５）
ただし、αは定数であり、積分値θ＊が機械角の場合は、θ＊を回転電機２の極対数倍して電気角に直して演算を行う。 θc = θ * + α (5)
However, α is a constant, and when the integral value θ * is a mechanical angle, θ * is multiplied by the number of pole pairs of the rotating electrical machine 2 and converted to an electrical angle for calculation.

次に、上記の式（５）で求めた位相角θｃより各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３））を演算する。なお、余弦値と正弦値には、前述の式（３）の関係があるので、各余弦値の代わりに正弦値を演算してもよい。
その他の構成、および作用効果は実施の形態１と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。 Next, the cosine values cos θc, cos (θc−2π / 3), cos (θc−4π / 3)) are calculated from the phase angle θc obtained by the above equation (5). Since the cosine value and the sine value have the relationship of the above-described equation (3), the sine value may be calculated instead of each cosine value.
Since other configurations and operational effects are the same as those of the first embodiment, detailed description thereof is omitted here.

以上のように、この実施の形態４では、位置検出手段５が省略された場合でも、回転電機２の速度指令ω＊を積分する積分器１１を設けるとともに、積分器１１で演算された回転電機２の速度指令の積分値θ＊を用いることで、余弦演算器８において各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）をそれぞれ演算することができるので、位置検出手段５を設ける場合よりもコストダウンを図ることが可能となる。
その他の構成、および作用効果は実施の形態１と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。 As described above, in the fourth embodiment, even when the position detecting means 5 is omitted, the integrator 11 for integrating the speed command ω * of the rotating electrical machine 2 is provided, and the rotating electrical machine calculated by the integrator 11 is provided. By using the integral value θ * of the speed command of 2, each cosine value cos θc, cos (θc-2π / 3), cos (θc-4π / 3) can be calculated in the cosine calculator 8 respectively. Costs can be reduced as compared with the case where the position detecting means 5 is provided.
Since other configurations and operational effects are the same as those of the first embodiment, detailed description thereof is omitted here.

実施の形態５．
図１２は、この発明の実施の形態５における電力変換装置のシステム構成図であり、図１に示した実施の形態１と同一機能を有するものには同一符号を付して、ここではその説明を省略する。 Embodiment 5 FIG.
FIG. 12 is a system configuration diagram of the power conversion device according to Embodiment 5 of the present invention. Components having the same functions as those of Embodiment 1 shown in FIG. Is omitted.

この実施の形態５の特徴は、実施の形態４と同様、実施の形態１〜３のような回転電機２の回転子磁極位置θｍを検出する位置検出手段５が省略され、また、補正電圧演算手段６には、回転電機２の速度指令ω＊を積分する積分器１１が設けられている。さらに、余弦演算器８が、積分器１１で得られる積分値θ＊、および回転電機制御手段４から与えられる回転座標直交二軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を用いて三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）をそれぞれ演算するように構成されていることである。   As in the fourth embodiment, the feature of the fifth embodiment is that the position detecting means 5 for detecting the rotor magnetic pole position θm of the rotating electrical machine 2 as in the first to third embodiments is omitted, and correction voltage calculation is performed. The means 6 is provided with an integrator 11 for integrating the speed command ω * of the rotating electrical machine 2. Further, the cosine calculator 8 uses the integral value θ * obtained by the integrator 11 and the rotational coordinate orthogonal two-axis current commands Id * and Iq * given from the rotating electrical machine control means 4 to each cosine value for three phases. In other words, cos θc, cos (θc−2π / 3), and cos (θc−4π / 3) are calculated.

図１３は、余弦演算器８の構成を示すブロックである。
この余弦演算器８は、位相演算器Ａ１で回転座標直交二軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊から回転座標軸基準の位相角θｃ’を求め、次段の加算器８４で位相角θｃ’と積分器１１で演算された回転電機２の速度指令ω＊の積分値θ＊と加算することで電流ベクトルの位相角θｃを求める。次いで、この位相角θｃを余弦演算器８７へ、また減算器８５で求めたθｃ−２π／３を余弦演算器８８へ、さらに加算器８６で求めたθｃ＋２π／３を余弦演算器８９へそれぞれ入力することで、各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ＋２π／３）をそれぞれ演算する。 FIG. 13 is a block diagram showing the configuration of the cosine calculator 8.
The cosine calculator 8 obtains the phase angle θc ′ based on the rotational coordinate axis from the rotational coordinate orthogonal biaxial current commands Id * and Iq * by the phase calculator A1, and the phase angle θc ′ and integrator by the adder 84 at the next stage. 11 is added to the integral value θ * of the speed command ω * of the rotating electrical machine 2 calculated in 11, to obtain the phase angle θc of the current vector. Next, the phase angle θc is input to the cosine calculator 87, θc-2π / 3 obtained by the subtractor 85 is inputted to the cosine calculator 88, and θc + 2π / 3 obtained by the adder 86 is inputted to the cosine calculator 89, respectively. Thus, the cosine values cos θc, cos (θc−2π / 3), and cos (θc + 2π / 3) are respectively calculated.

ただし、速度指令ω＊の積分値θ＊が機械角の場合、それを回転電機２の極対数倍して演算に利用する。また、余弦値と正弦値には、前述の式（３）の関係があるので、各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ＋２π／３）の代わりに正弦値を演算してもよい。   However, when the integral value θ * of the speed command ω * is a mechanical angle, it is multiplied by the number of pole pairs of the rotating electrical machine 2 and used for calculation. Since the cosine value and the sine value have the relationship of the above-described equation (3), the sine value is calculated instead of each cosine value cos θc, cos (θc-2π / 3), cos (θc + 2π / 3). May be.

なお、余弦演算器８としては、図１３に示した構成のものに限らず、例えば、図１４に示すように、回転電機制御手段４から静止座標直交二軸電流指令Ｉα＊、Ｉβ＊を入力することにより位相演算器Ａ２で電流ベクトルの位相角θｃを求めたり、あるいは、図１５に示すように、回転電機制御手段４から三相分の電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊を入力して座標変換器Ｂ１と位相演算器Ａ２とを組み合わせることによって電流ベクトルの位相角θｃを求めることが可能である。   Note that the cosine calculator 8 is not limited to the one shown in FIG. 13 and, for example, as shown in FIG. 14, stationary coordinate orthogonal biaxial current commands Iα * and Iβ * are input from the rotating electrical machine control means 4. Thus, the phase calculator A2 obtains the phase angle θc of the current vector, or, as shown in FIG. 15, the three-phase current commands Iu *, Iv *, Iw * are input from the rotating electrical machine control means 4. Thus, the phase angle θc of the current vector can be obtained by combining the coordinate converter B1 and the phase calculator A2.

以上のように、この実施の形態５では、補正電圧演算手段６の余弦演算器８が、積分器１１で得られる積分値θ＊、および回転電機制御手段４から与えられる回転座標直交二軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑを用いて三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）をそれぞれ演算するように構成されているので、実施の形態４の効果に加えて、電流指令の回転座標直交二軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊の両方を変化させる場合にも適用することが可能となる。
その他の構成、および作用効果は実施の形態４と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。 As described above, in the fifth embodiment, the cosine calculator 8 of the correction voltage calculation means 6 uses the integral value θ * obtained by the integrator 11 and the rotation coordinate orthogonal biaxial current given from the rotating electrical machine control means 4. Since the cosine values cos θc, cos (θc−2π / 3) and cos (θc−4π / 3) for the three phases are respectively calculated using the commands Id * and Iq, the fourth embodiment In addition to the above effect, the present invention can be applied to a case where both the rotational coordinate orthogonal biaxial current commands Id * and Iq * of the current command are changed.
Since other configurations and operational effects are the same as those of the fourth embodiment, detailed description thereof is omitted here.

実施の形態６．
図１６は、この発明の実施の形態６における電力変換装置のシステム構成図であり、図１に示した実施の形態１と同一機能を有するものには同一符号を付して、ここではその説明を省略する。 Embodiment 6 FIG.
FIG. 16 is a system configuration diagram of the power conversion device according to the sixth embodiment of the present invention. Components having the same functions as those of the first embodiment shown in FIG. Is omitted.

この実施の形態６の特徴は、実施の形態４と同様、実施の形態１〜３のような回転電機２の回転子磁極位置θｍを検出する位置検出手段５が省略され、また、補正電圧演算手段６には、回転電機２の速度指令ω＊を積分する積分器１１が設けられている。さらに、余弦演算器８が、積分器１１で得られる積分値θ＊、および電流検出手段３で得られる回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを用いて三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）をそれぞれ演算するように構成されていることである。   As in the fourth embodiment, the features of the sixth embodiment are that the position detecting means 5 for detecting the rotor magnetic pole position θm of the rotating electrical machine 2 as in the first to third embodiments is omitted, and correction voltage calculation is performed. The means 6 is provided with an integrator 11 for integrating the speed command ω * of the rotating electrical machine 2. Further, the cosine calculator 8 uses the integrated value θ * obtained by the integrator 11 and the rotating electrical machine currents Iu, Iv, Iw obtained by the current detection means 3 to use the cosine values cos θc, cos (θc) for the three phases. −2π / 3) and cos (θc−4π / 3).

図１７は、この実施の形態６の余弦演算器８の詳細を示す回路構成図である。
この余弦演算器８は、座標変換器Ｂ２により、速度指令ω＊の積分値θ＊および回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを用いて回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑを演算する。次いで、これらの回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑをそれぞれ低域通過フィルタ８２、８３に入力して、ノイズやリップル成分が取り除かれた回転座標直交二軸電流Ｉｄｆ、Ｉｑｆを求める。続いて、こうして得られた回転座標直交二軸電流Ｉｄｆ、Ｉｑｆを座標変換器Ｂ３に入力して、静止座標直交二軸電流Ｉαｆ、Ｉβｆを求める。引き続いて、これらの静止座標直交二軸電流Ｉαｆ、Ｉβｆを位相演算器Ａ２に入力し、電流ベクトルの位相角θｃを求める。そして、位相角θｃを余弦演算器８７へ、また減算器８５で求めたθｃ−２π／３を余弦演算器８８へ、さらに加算器８６で求めたθｃ＋２π／３を余弦演算器８９へそれぞれ入力することで、各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ＋２π／３）をそれぞれ演算する。 FIG. 17 is a circuit configuration diagram showing details of the cosine calculator 8 of the sixth embodiment.
The cosine calculator 8 calculates the rotation coordinate orthogonal biaxial currents Id and Iq using the integrated value θ * of the speed command ω * and the rotating electrical machine currents Iu, Iv and Iw by the coordinate converter B2. Next, these rotational coordinate orthogonal biaxial currents Id and Iq are input to the low-pass filters 82 and 83, respectively, to obtain rotational coordinate orthogonal biaxial currents Idf and Iqf from which noise and ripple components have been removed. Subsequently, the rotational coordinate orthogonal biaxial currents Idf and Iqf thus obtained are input to the coordinate converter B3 to obtain the stationary coordinate orthogonal biaxial currents Iαf and Iβf. Subsequently, the static coordinate orthogonal biaxial currents Iαf and Iβf are input to the phase calculator A2, and the phase angle θc of the current vector is obtained. Then, the phase angle θc is input to the cosine calculator 87, θc−2π / 3 obtained by the subtractor 85 is inputted to the cosine calculator 88, and θc + 2π / 3 obtained by the adder 86 is inputted to the cosine calculator 89. Thus, the cosine values cos θc, cos (θc−2π / 3), and cos (θc + 2π / 3) are respectively calculated.

ただし、速度指令ω＊の積分値θ＊が機械角の場合、それを回転電機２の極対数倍して演算に利用する。また、余弦値と正弦値には、式（３）の関係があるので、各余弦値の代わりに正弦値を演算してもよい。   However, when the integral value θ * of the speed command ω * is a mechanical angle, it is multiplied by the number of pole pairs of the rotating electrical machine 2 and used for calculation. Further, since the cosine value and the sine value have the relationship of the expression (3), the sine value may be calculated instead of each cosine value.

なお、余弦演算器８としては、図１７に示した構成に限らず、例えば図１８に示す構成を採用することもできる。すなわち、図１８に示す余弦演算器８は、座標変換器Ｂ２により、速度指令ω＊の積分値θ＊および回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを用いて回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑを演算する。次いで、これらの回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑを電流振幅演算器７９へ入力することにより電流振幅値を演算する。続いて、各除算器８０、８１で回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑを電流振幅値で除算し、その結果をそれぞれ低域通過フィルタＬＰＦ８２、８３に入力して回転座標直交二軸電流Ｉｄｆ’、Ｉｑｆ’を求める。次に、それらを座標変換器Ｂ４へ入力することにより各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）を演算する。   Note that the cosine calculator 8 is not limited to the configuration shown in FIG. 17, and for example, the configuration shown in FIG. 18 can be adopted. That is, the cosine calculator 8 shown in FIG. 18 uses the coordinate converter B2 to calculate the rotational coordinate orthogonal biaxial currents Id, Iq using the integral value θ * of the speed command ω * and the rotating electrical machine currents Iu, Iv, Iw. To do. Next, the current amplitude value is calculated by inputting these rotational coordinate orthogonal biaxial currents Id and Iq to the current amplitude calculator 79. Subsequently, each of the dividers 80 and 81 divides the rotation coordinate orthogonal biaxial currents Id and Iq by the current amplitude value, and inputs the result to the low-pass filters LPF 82 and 83, respectively, to input the rotation coordinate orthogonal biaxial current Idf ′. , Iqf ′. Next, the cosine values cos θc, cos (θc−2π / 3), and cos (θc−4π / 3) are calculated by inputting them to the coordinate converter B4.

なお、図１８の構成では、座標変換器Ｂ２で得られる回転座標直交二軸電流Ｉｄ、Ｉｑを電流振幅値で除算したが、これに限らず、例えば入力した回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを電流振幅値で除算した後に、座標変換器Ｂ２に入力するようにしてもよい。   In the configuration of FIG. 18, the rotational coordinate orthogonal biaxial currents Id and Iq obtained by the coordinate converter B2 are divided by the current amplitude value. However, the present invention is not limited to this. For example, the input rotating electrical machine currents Iu, Iv, and Iw are After dividing by the current amplitude value, it may be inputted to the coordinate converter B2.

以上のように、この実施の形態６では、補正電圧演算手段６の余弦演算器８が、電流検出手段３で得られる回転電機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、および積分器１１で得られる速度指令ω＊の積分値θ＊を用いて三相分の各余弦値ｃｏｓθｃ、ｃｏｓ（θｃ−２π／３）、ｃｏｓ（θｃ−４π／３）をそれぞれ演算するので、実際の各検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づくフィードバック制御となり、実施の形態４、５の場合よりも一層精度の高い電圧誤差補正を行うことが可能となる。
その他の構成、および作用効果は実施の形態４と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。 As described above, in the sixth embodiment, the cosine calculator 8 of the correction voltage calculator 6 is the rotating electrical machine currents Iu, Iv, Iw obtained by the current detector 3 and the speed command ω obtained by the integrator 11. Since the cosine values cos θc, cos (θc−2π / 3) and cos (θc−4π / 3) for the three phases are calculated using the integral value θ * of *, the actual detected values Iu, Iv, The feedback control is based on Iw, and it is possible to perform voltage error correction with higher accuracy than in the fourth and fifth embodiments.
Since other configurations and operational effects are the same as those of the fourth embodiment, detailed description thereof is omitted here.

上記の実施の形態４〜６では、電力変換器１から回転電機２に交流電力が供給されることを前提として説明したが、これらの各実施の形態４〜６の構成は、実施の形態１〜３のような回転電機２の回転子磁極位置θｍを直接に検出する位置検出手段５が不要であるため、電力変換器１に誘導性負荷（例えば、変圧器、照明、ＩＨクッキングヒータ）を接続した場合も適用することが可能である。   In the above fourth to sixth embodiments, description has been made on the premise that AC power is supplied from the power converter 1 to the rotating electrical machine 2, but the configuration of each of these fourth to sixth embodiments is the first embodiment. Since the position detecting means 5 for directly detecting the rotor magnetic pole position θm of the rotating electrical machine 2 such as ˜3 is unnecessary, an inductive load (for example, transformer, lighting, IH cooking heater) is connected to the power converter 1. It is also possible to apply it.

すなわち、電力変換器１に回転電機２に代えて誘導性負荷を接続する場合、実施の形態４〜６の構成に対して、積分器１１に与えられる回転電機の速度指令ω＊を周波数指令ｆ＊に変更し、回転電機制御手段４は、周波数指令ｆ＊に基づいて誘導性負荷を所望の状態に駆動制御するための三相分の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算する負荷制御手段（特許請求の範囲の電圧指令演算手段に相当）として構成する。また、電流検出手段３は、誘導性負荷に流れる電流を負荷電流として検出する。電圧加算手段１０および補正電圧演算手段６の構成は、実施の形態４〜６の場合と同様の構成とする。このようにすることにより、電力変換器１に誘導性負荷が接続された場合でも実現することが可能となる。   That is, when an inductive load is connected to the power converter 1 instead of the rotating electrical machine 2, the speed command ω * of the rotating electrical machine given to the integrator 11 is set to the frequency command f in the configurations of the fourth to sixth embodiments. *, The rotating electrical machine control means 4 calculates the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * for controlling the inductive load to a desired state based on the frequency command f *. It is configured as control means (corresponding to the voltage command calculation means in the claims). The current detection means 3 detects a current flowing through the inductive load as a load current. The configurations of the voltage adding means 10 and the correction voltage calculating means 6 are the same as those in the fourth to sixth embodiments. By doing in this way, even when an inductive load is connected to the power converter 1, it can be realized.

１ 電力変換器、２ 回転電機（誘導性負荷）、３ 電流検出手段、
４ 回転電機制御手段（電圧指令演算手段）、５ 位置検出手段、
６ 補正電圧演算手段、７ 振幅演算器、８ 余弦演算器、９ 補正電圧演算器、
１０ 電圧加算手段、１１ 積分器。 1 power converter, 2 rotating electrical machine (inductive load), 3 current detection means,
4 rotating electrical machine control means (voltage command calculation means), 5 position detection means,
6 correction voltage calculation means, 7 amplitude calculation unit, 8 cosine calculation unit, 9 correction voltage calculation unit,
10 voltage adding means, 11 integrator.

Claims (6)

電圧指令に基づき三相電圧を出力して回転電機に供給する電力変換器を有するとともに、上記回転電機に流れる回転電機電流を検出する電流検出手段と、上記回転電機の回転子磁極位置を検出する位置検出手段と、上記回転電機を所望の状態に駆動制御するための上記電圧指令を演算する電圧指令演算手段と、上記回転電機電流と上記回転子磁極位置とに基づいて上記電圧指令を補正するための補正電圧を演算する補正電圧演算手段と、上記電圧指令演算手段で得られる電圧指令に上記補正電圧を加算して補正後の電圧指令を上記電力変換器に出力する電圧加算手段とを備え、
上記補正電圧演算手段は、上記回転電機電流から電流振幅を演算する振幅演算器と、上記回転子磁極位置から三相分の余弦値を演算する余弦演算器と、上記電流振幅および上記余弦値に基づいて上記補正電圧を演算する補正電圧演算器と、を含む電力変換装置。 A power converter that outputs a three-phase voltage based on a voltage command and supplies the three-phase voltage to the rotating electrical machine, current detection means for detecting a rotating electrical machine current flowing through the rotating electrical machine, and a rotor magnetic pole position of the rotating electrical machine The voltage command is corrected based on position detection means, voltage command calculation means for calculating the voltage command for driving and controlling the rotating electrical machine in a desired state, and the rotating electrical machine current and the rotor magnetic pole position. Correction voltage calculation means for calculating a correction voltage for adding, and voltage addition means for adding the correction voltage to the voltage command obtained by the voltage command calculation means and outputting the corrected voltage command to the power converter. ,
The correction voltage calculation means includes an amplitude calculator that calculates a current amplitude from the rotating electrical machine current, a cosine calculator that calculates a cosine value for three phases from the rotor magnetic pole position, and the current amplitude and the cosine value. And a correction voltage calculator that calculates the correction voltage based on the power conversion device. 上記余弦演算器は、上記回転子磁極位置に加えて、上記電圧指令演算手段により演算された電流指令に基づいて三相分の余弦値を演算するものである請求項１に記載の電力変換装置。 The power converter according to claim 1, wherein the cosine calculator calculates a cosine value for three phases based on a current command calculated by the voltage command calculation means in addition to the rotor magnetic pole position. . 上記余弦演算器は、上記回転子磁極位置に加えて、上記電流検出手段で検出された上記回転電機電流に基づいて三相分の余弦値を演算するものである請求項１に記載の電力変換装置。 2. The power conversion according to claim 1, wherein the cosine calculator calculates a cosine value for three phases based on the rotating electrical machine current detected by the current detection means in addition to the rotor magnetic pole position. apparatus. 電圧指令に基づき三相電圧を出力して誘導性負荷に供給する電力変換器を有するとともに、上記誘導性負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、上記誘導性負荷に所望の電力を供給するための電圧指令を演算する電圧指令演算手段と、上記負荷電流と上記誘導性負荷の周波数指令とに基づいて上記電圧指令を補正するための補正電圧を演算する補正電圧演算手段と、上記電圧指令演算手段で得られる電圧指令に上記補正電圧を加算して補正後の電圧指令を上記電力変換器に出力する電圧加算手段とを備え、
上記補正電圧演算手段は、上記負荷電流から電流振幅を演算する振幅演算器と、上記誘導性負荷の周波数指令の積分値より三相分の余弦値を演算する余弦演算器と、上記電流振幅および上記余弦値に基づいて上記補正電圧を演算する補正電圧演算器と、を含む電力変換装置。 It has a power converter that outputs a three-phase voltage based on a voltage command and supplies it to an inductive load, current detecting means for detecting a load current flowing through the inductive load, and supplying desired power to the inductive load A voltage command calculating means for calculating a voltage command for calculating, a correction voltage calculating means for calculating a correction voltage for correcting the voltage command based on the load current and the frequency command of the inductive load, and the voltage Voltage addition means for adding the correction voltage to the voltage command obtained by the command calculation means and outputting the corrected voltage command to the power converter;
The correction voltage calculation means includes an amplitude calculator that calculates a current amplitude from the load current, a cosine calculator that calculates a cosine value for three phases from an integral value of a frequency command of the inductive load, the current amplitude and And a correction voltage calculator that calculates the correction voltage based on the cosine value. 上記余弦演算器は、上記誘導性負荷の周波数指令の積分値に加えて、上記電圧指令演算手段により演算された電流指令に基づいて三相分の余弦値を演算するものである請求項４に記載の電力変換装置。 The cosine calculator calculates a cosine value for three phases based on a current command calculated by the voltage command calculation means in addition to an integral value of a frequency command of the inductive load. The power converter described. 上記余弦演算器は、上記誘導性負荷の周波数指令の積分値に加えて、上記電流検出手段で検出された上記負荷電流に基づいて三相分の余弦値を演算するものである請求項４に記載の電力変換装置。 5. The cosine calculator calculates a cosine value for three phases based on the load current detected by the current detection means in addition to the integral value of the frequency command of the inductive load. The power converter described.
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