JP2011183357A - Piezoelectric element driving circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、圧電素子を駆動する圧電素子駆動回路に関する。 The present invention relates to a piezoelectric element driving circuit for driving a piezoelectric element.
生体に対する薬剤の投与を持続的あるいは緩やかに行うためには、一般的に、点滴静脈注射（以下、点滴と略称する）が用いられる。この点滴静脈注射を行うための医療機器を、点滴装置と呼ぶ。点滴装置では、薬液を収容した容器にチューブの一端を接続し、そのチューブの他端に装着された注射針を介して生体内に薬液を注入する。チューブの途中には、薬液の注入速度（単位時間当たりの注入量）を調整するための薬液注入量調整装置が設けられる。従来、薬液注入量調整装置としては、点滴筒およびクランプを有し、看護師などの医療従事者が点滴筒内における薬液の滴下状況を見ながらクランプを操作するものが用いられていた。 In order to continuously or slowly administer a drug to a living body, intravenous drip injection (hereinafter abbreviated as “infusion”) is generally used. A medical device for performing this intravenous infusion is called an infusion device. In an infusion device, one end of a tube is connected to a container containing a chemical solution, and the chemical solution is injected into the living body via an injection needle attached to the other end of the tube. In the middle of the tube, a chemical solution injection amount adjusting device for adjusting the injection rate of chemical solution (injection amount per unit time) is provided. 2. Description of the Related Art Conventionally, a medical solution injection amount adjusting device has an infusion tube and a clamp, and a medical staff such as a nurse operates the clamp while watching the state of dripping of the medical solution in the infusion tube.
これに対し、薬液の移送および注入速度の調整を、薬液注入ポンプと呼ばれる装置を用いて行う場合もある。この薬液注入ポンプでは、例えば、回転数を制御する機構を持ったモータにより注射筒を駆動して、所定の注入速度で生体に対して薬液を注入する。このような薬液注入ポンプを用いた場合には、薬液の移送および注入速度の調整を自動的に行うことが可能である。 On the other hand, there is a case where the chemical solution is transferred and the injection speed is adjusted using a device called a chemical solution injection pump. In this chemical solution injection pump, for example, the injection cylinder is driven by a motor having a mechanism for controlling the rotation speed, and the chemical solution is injected into the living body at a predetermined injection speed. When such a chemical solution injection pump is used, it is possible to automatically transfer the chemical solution and adjust the injection speed.
ところで、このような点滴装置を小型軽量化すると共に電池駆動して、携帯可能とする製品の開発が進められている。上述したモータを用いた薬液注入ポンプでは、消費電力が大きく、点滴装置を携帯可能とした際の電池駆動に向いていないと共に、小型化も困難である。そこで、点滴装置に用いる薬液注入ポンプとして、圧電素子によるアクチュエータを用いて薬液の移送を行うマイクロポンプを適用する技術の開発が進められている。 By the way, development of a product that can be portable by driving the battery while reducing the size and weight of such an infusion device is in progress. The chemical injection pump using the motor described above consumes a large amount of power, is not suitable for battery driving when the infusion device is portable, and is difficult to downsize. Therefore, development of a technique that applies a micropump that transfers a chemical solution using an actuator using a piezoelectric element as a chemical solution injection pump used in an infusion device is underway.
この圧電素子をアクチュエータに用いたマイクロポンプは、例えば、薬液が通過する圧力室の片面にアクチュエータが設けられた構造を有する。このようなマイクロポンプでは、圧電素子に対して矩形波や正弦波など所定周期で電圧が変化する信号を印加してアクチュエータを振動させ、この振動よって薬液が通過する圧力室の体積を変化させることで、薬液の移送を行う。薬液の注入速度は、アクチュエータに印加する信号の周波数または振幅を制御することで、調整できる。 A micropump using this piezoelectric element as an actuator has, for example, a structure in which an actuator is provided on one side of a pressure chamber through which a chemical solution passes. In such a micro pump, the actuator is vibrated by applying a signal whose voltage changes at a predetermined cycle such as a rectangular wave or a sine wave to the piezoelectric element, and the volume of the pressure chamber through which the chemical solution passes is changed by this vibration. Then, the chemical solution is transferred. The injection speed of the chemical solution can be adjusted by controlling the frequency or amplitude of the signal applied to the actuator.
特許文献１には、正弦波の信号を用いてアクチュエータを駆動する技術が開示されている。また、特許文献２には、矩形波の信号を用いてアクチュエータを駆動する技術が開示されている。
マイクロポンプに用いるアクチュエータには、ユニモルフやバイモルフと呼ばれる種類の圧電素子が用いられる。これらのアクチュエータは、駆動電圧が例えば１００Ｖ前後と比較的高く、小型の電子回路を用いての周波数や振幅の制御が困難であるという問題点があった。 A piezoelectric element of a kind called a unimorph or a bimorph is used for an actuator used for a micropump. These actuators have a problem that the drive voltage is relatively high, for example, around 100 V, and it is difficult to control the frequency and amplitude using a small electronic circuit.
ここで、圧電素子によるアクチュエータの駆動信号として矩形波を用いれば、チョッパ回路などを利用して比較的容易に高電圧の駆動信号を得ることができる。しかしながら、矩形波の駆動信号は、アクチュエータに不要な振動を発生させ、駆動時の騒音が大きくなってしまうという問題点があった。 Here, if a rectangular wave is used as the actuator drive signal by the piezoelectric element, a high-voltage drive signal can be obtained relatively easily using a chopper circuit or the like. However, the rectangular-wave drive signal has a problem in that unnecessary vibration is generated in the actuator and noise during driving increases.
さらに、圧電素子によるアクチュエータは、板状の圧電素子に対して他の圧電素子や金属板を接着させて形成されるため、この接着構造からくる特性として、駆動信号の電位の正負によって機械的な強度が異なる。そのため、圧電素子によるアクチュエータは、ＤＣ成分の無い、振幅が正負対称の正弦波を長時間印加するような駆動方法には適していないという問題点があった。 Furthermore, an actuator using a piezoelectric element is formed by adhering another piezoelectric element or a metal plate to a plate-like piezoelectric element. As a characteristic that comes from this adhesion structure, it is mechanical depending on whether the potential of the drive signal is positive or negative. The strength is different. For this reason, an actuator using a piezoelectric element has a problem that it is not suitable for a driving method in which a sine wave having no DC component and having positive and negative amplitudes is applied for a long time.
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、圧電素子によるアクチュエータの、正弦波を用いた長時間の駆動を可能とすることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to enable long-time driving of an actuator using a piezoelectric element using a sine wave.
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、正弦波信号を生成する信号生成手段と、信号生成手段で生成された正弦波信号が一次側に入力されるトランスと、トランスの二次側の出力を駆動信号として駆動される圧電素子と、駆動信号に対してＤＣバイアスをかけるバイアス手段と、駆動信号から帰還信号を生成し、帰還信号をトランスの一次側に対して帰還させる帰還手段とを有することを特徴とする。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, the present invention includes a signal generation unit that generates a sine wave signal, a transformer in which the sine wave signal generated by the signal generation unit is input to the primary side, A piezoelectric element that is driven using the secondary side output as a drive signal, bias means that applies a DC bias to the drive signal, a feedback signal is generated from the drive signal, and the feedback signal is fed back to the primary side of the transformer And feedback means.
本発明によれば、圧電素子によるアクチュエータの、正弦波を用いた長時間の駆動が可能になるという効果を奏する。 According to the present invention, there is an effect that an actuator using a piezoelectric element can be driven for a long time using a sine wave.
＜各実施形態に共通の構成＞
以下に添付図面を参照して、本発明に係る圧電素子駆動回路の実施形態を詳細に説明する。先ず、本発明の各実施形態に共通の構成について説明する。図１は、本発明の各実施形態に適用可能な薬液注入システム２００の構成を概略的に示す。薬液注入システム２００は、生体２２に注入される薬液ＬＭが収容された容器１０と、容器１０に一端が接続され、他端に生体２２の血管内に一端が刺し入れられる注射針２０が取り付け具１８を介して設けられ、容器１０から生体２２内に至る薬液注入管路と、該薬液注入管路の途中に接続された薬液注入量調整装置１００とを備えている。
<Configuration common to each embodiment>
Hereinafter, embodiments of a piezoelectric element driving circuit according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. First, a configuration common to the embodiments of the present invention will be described. FIG. 1 schematically shows a configuration of a chemical
容器１０は、薬液ＬＭを生体２２の一部、例えば血管内に注入する際に、薬液注入量調整装置１００の一端すなわちマイクロポンプ１２の一端（供給端）にチューブ１５1を介して接続される。チューブ１５1としては、弾力性が高く自己拡張性のある可撓性チューブが使用されている。
The
薬液注入量調整装置１００の他端すなわち流量センサ１４の排出端には、チューブ１５2の一端が、接続される。チューブ１５2の他端（先端）には、先端に注射針２０が固定された取り付け具１８が接続される。薬液ＬＭを血管内に注入する際には、看護師などが、注射針２０を生体２２の内部に体表面を介して刺し入れ、その先端を血管内に留置させる。その際、看護師などは、注射針２０の先端が血管内から抜けないよう、注射針２０の根元あるいは取り付け具１８を、例えば粘着テープ等を用いて、生体２２の体表面に固定する。図１では、この固定後の状態が示されている。
The other end i.e. the discharge end of the
チューブ１５2としては、チューブ１５1と同様に、可撓性チューブが使用されている。チューブ１５2が撓むことにより、その先端部が動いても、薬液ＬＭが流れる流路が確保される。 As the tube 15 2 , a flexible tube is used similarly to the tube 15 1 . By tube 15 2 is bent, even if moving the tip portion, a flow path liquid medicine LM flows is ensured.
薬液注入システム２００において、容器１０から生体２２の血管まで、順に、チューブ１５1、薬液注入量調整装置１００、チューブ１５2および注射針２０により、薬液ＬＭが流れる流路が構成されている。この流路の途中には、薬液注入量調整装置１００の構成各部を含め、流路を閉ざす部材は存在しない。したがって、この流路は、容器１０から生体２２の血管まで通じる１つの開放路を構成している。
In the chemical
なお、容器１０から注射針２０まで通じる流路の途中に、薬液ＬＭの逆流を防止する弁を設けてもよい。ただし、この弁は、薬液ＬＭが順方向（容器１０から注射針２０に向かう方向）に流れる際には、流体に抵抗力を及ぼさない、あるいは抵抗力を及ぼすが無視できる程度のものを用いるものとする。
A valve for preventing the back flow of the chemical liquid LM may be provided in the middle of the flow path leading from the
薬液注入量調整装置１００の構成、機能などについて詳細に説明する。薬液注入量調整装置１００は、マイクロポンプ１２、流量センサ１４および制御ユニット１６を有する。マイクロポンプ１２は、その一端すなわち供給端が上述したチューブ１５1を介して容器１０に接続される。流量センサ１４は、マイクロポンプ１２の他端すなわち排出端にチューブ１５0を介して一端すなわち供給端が接続される。制御ユニット１６は、マイクロポンプ１２および流量センサ１４に電気的に接続され、流量センサ１４の出力に応じてマイクロポンプ１２を制御する。
The configuration, function, and the like of the chemical liquid injection
ここで、チューブ１５0としては、マイクロポンプ１２と流量センサ１４とを接続し、両者間に薬液ＬＭを流すことができるのであれば、材質、形態を問わず、いかなる管状部材を使用してもよい。
Here, the tube 15 0 connects the micro-pump 12 and the
本発明の各実施形態では、マイクロポンプ１２として、マイクロマシン技術（ＭＥＭＳ技術）で製造された、圧電素子を駆動源とするダイヤフラムポンプを採用する。ダイヤフラムポンプは、容積ポンプの一種であって、ダイヤフラムの容積の変化を利用して薬液ＬＭを移送する。
In each embodiment of the present invention, a diaphragm pump manufactured by a micromachine technology (MEMS technology) and using a piezoelectric element as a drive source is employed as the
図２は、マイクロポンプ１２の一例の構造を示す。図２（Ａ）には、マイクロポンプ１２の縦断面図が示され、図２（Ｂ）には、図２（Ａ）中のＢ−Ｂ線に沿った断面図が示されている。なお、図２（Ａ）は、図２（Ｂ）中のＡ−Ａ線断面に相当する。
FIG. 2 shows an exemplary structure of the
図２（Ａ）に示されるように、マイクロポンプ１２は、その一部がダイヤフラムの役割を担う板状の第１基板１２１と、第１基板１２１の一方の面（−Ｚ側の面）に接合された第２基板１２２と、第１基板１２１の他方の面（＋Ｚ側の面）の中央部に固定された圧電素子１２４とを有する。一例として、第１基板１２１は硼珪酸ガラス、第２基板１２２はシリコンを用いて構成する。なお、第１基板１２１の圧電素子１２４と接する部分を含む部分が、ダイヤフラムの役割を担っている。この部分を、便宜上、ダイヤフラム部ＤＰと呼ぶ。
As shown in FIG. 2A, the
図２（Ａ）および図２（Ｂ）に示されるように、第２基板１２２には、第１基板１２１に対向する一面から一定の深さの凹部が形成されている。この凹部は、Ｘ軸方向の中央部に位置する平面視矩形の圧力室１２６と、該圧力室１２６の−Ｘ側の端部に連通する凹溝１２８ａと、圧力室１２６の＋Ｘ側の端部に連通する凹溝１２８ｂとの３つの部分からなる。なお、圧力室１２６は、実際には、第１基板１２１が、第２基板１２２に形成された凹部を覆うように、第２基板１２２と接合されることで形成される。図２（Ａ）および図２（Ｂ）の例では、便宜上、第２基板１２２に圧力室１２６が形成されているものとしている。
As shown in FIGS. 2A and 2B, the
凹溝１２８ａの内部の−Ｘ端部に対応する第２基板１２２の底壁には、第２基板１２２の外部と凹溝１２８ａの内部空間とを連通する貫通孔１２９ａが形成されている。また、凹溝１２８ｂの内部の＋Ｘ端部に対応する第２基板１２２の底壁には、第２基板１２２の外部と凹溝１２８ｂの内部空間とを連通する貫通孔１２９ｂが形成されている。
A through-
貫通孔１２９ａは、圧力室１２６を含むマイクロポンプ１２の内部空間への薬液ＬＭの入口の役目を果たし、貫通孔１２９ｂは、内部空間からの薬液ＬＭの出口の役目を果たす。以下では、貫通孔１２９ａおよび１２９ｂを、それぞれ入口１２９ａおよび出口１２９ｂと記述する。入口１２９ａおよび出口１２９ｂは、それぞれ、マイクロポンプ１２の供給口、排出口をそれぞれ構成する管状部材（図示しない）に接続されている。
The through
図２（Ｂ）に例示されるように、凹溝１２８ａおよび１２８ｂは、共に、−Ｘ端から＋Ｘ端に向かって、すなわち入口側から出口側に向かって、徐々にその断面積が広くなっており、ディフューザの役目を兼ねる。以下では、凹溝１２８ａおよび１２８ｂを、それぞれディフューザ１２８ａおよび１２８ｂと記述する。なお、ディフューザは、流体の持つ運動のエネルギを圧力のエネルギに変換するためのものである。
As illustrated in FIG. 2B, both the
上述のように、本発明の各実施形態に適用可能なマイクロポンプ１２は、第２基板１２２に設けられた入口１２９ａから出口１２９ｂまで、順に、ディフューザ１２８ａ、圧力室１２６、ディフューザ１２８ｂを介して、１つの流路が形成される。この流路は、その途中に流路を閉ざす部材は設けられていないので、入口１２９ａから出口１２９ｂまで通じる１つの開放路を構成する。すなわち、マイクロポンプ１２は、バルブレスマイクロポンプである。
As described above, the
図３を用いて、マイクロポンプ１２の動作について概略的に説明する。圧電素子１２４に電圧が印加されていない状態では、図３（Ａ）に示されるように、圧電素子１２４と接合された第１基板１２１のダイヤフラム部ＤＰは、撓みのない平面状を保っている。この状態の圧力室１２６は、非収縮状態にある。一方、圧電素子１２４に電圧が印加されると、図３（Ｂ）に示されるように、第１基板１２１のダイヤフラム部ＤＰは、矢印で示されるように、−Ｚ方向に撓む。これにより、圧力室１２６は収縮し、収縮状態となる。
The operation of the
したがって、圧電素子１２４に電圧パルスを印加して駆動させてダイヤフラム部ＤＰを振動させることにより、圧力室１２６に対し、収縮状態と非収縮状態とを繰り返させることができる。このとき、圧力室１２６の収縮率（ダイヤフラム部ＤＰの撓み量）は、電圧パルスの電圧値に応じて定まり、圧力室１２６の収縮／膨張の繰り返し数は、電圧パルスの周波数によって定まる。
Therefore, by applying a voltage pulse to the
図３（Ａ）に示されるように、圧力室１２６が収縮状態から非収縮状態に遷移すると、入口１２９ａと出口１２９ｂの両方から流体（薬液ＬＭ）が圧力室１２６に流れ込む。ここで、入口１２９ａと出口１２９ｂから流れ込む流体を、それぞれ、矢印ｆ1およびｆ2を用いて表している。矢印ｆ1およびｆ2の向きが流体の移送される向きを表し、太さが流体の量の程度を表す。
As shown in FIG. 3A, when the
ここで、流体ｆ1およびｆ2は、それぞれディフューザ１２８ａおよび１２８ｂを通過する。ディフューザ１２８ａおよび１２８ｂは、上述したように、何れも、＋Ｘ方向に向けて断面積が徐々に広くなっている。そのため、ディフューザ１２８ａおよび１２８ｂは、＋Ｘ方向に流れる流体に対し小さい抵抗を、−Ｘ方向に流れる流体に対し大きな抵抗を、それぞれ及ぼす。したがって、図３（Ａ）の状態では、流体ｆ1はディフューザ１２８ａにより小さい抵抗を受け、流体ｆ2はディフューザ１２８ｂにより大きな抵抗を受けるため、流体ｆ1の流量は、流体ｆ2の流量より大きくなる。
Here, fluids f 1 and f 2 pass through
一方、図３（Ｂ）に示されるように、圧力室１２６が非収縮状態から収縮状態に遷移すると、圧力室１２６から入口１２９ａと出口１２９ｂの両方へ流体が流れ出る。ここで、入口１２９ａと出口１２９ｂへ流れ出る流体を、それぞれ、矢印ｆ3およびｆ4を用いて表している。矢印ｆ3およびｆ4の向きが流体の移送される向きを表し、太さが流量を表す。流体ｆ3はディフューザ１２８ａより大きな抵抗を受け、流体ｆ4はディフューザ１２８ｂより小さな抵抗を受けるため、流体ｆ4の流量は、流体ｆ3の流量より大きくなる。
On the other hand, as shown in FIG. 3B, when the
圧力室１２６が１回、収縮状態から非収縮状態に遷移すると、入口１２９ａから圧力室１２６に対し、正味|ｆ1−ｆ3|の量の流体が流れ込むと共に、圧力室１２６から出口１２９ｂに対し、正味|ｆ4−ｆ2|の量の流体が流れ出る。したがって、入口１２９ａから出口１２９ｂに対し、正味ｆ＝|ｆ1−ｆ3|＝|ｆ4−ｆ2|の量の流体が流れる。
When the
ここで、流体は非圧縮性であることを想定している。なお、圧力室１２６の容積を容積Ｗ、非収縮状態の容積に対する収縮状態の容積の比である収縮率を収縮率βとすると、関係ｆ＝Ｗ（１−β）が成り立つ。
Here, it is assumed that the fluid is incompressible. When the volume of the
圧力室１２６が収縮状態および非収縮状態を繰り返すことにより、入口１２９ａから出口１２９ｂに対する定常的な流体の流れが発生する。圧力室１２６の収縮状態および非収縮状態の単位時間の繰り返し回数をωとすると、単位時間当たりの体積流量Ｆ＝ωｆ＝ωＷ(１−β)の流体が、入口１２９ａから出口１２９ｂに流れる。
When the
体積流量Ｆは、圧電素子１２４に印加する電圧パルスの電圧値Ｖとパルスの周波数の少なくとも一方を調整することにより、制御することができる。圧電素子１２４に印加する電圧パルスの電圧値Ｖを大きくすれば、圧電素子１２４の伸縮量、すなわち、ダイヤフラム部ＤＰの撓みが大きくなる。同様に、圧電素子１２４に印加する電圧パルスの電圧値Ｖを小さくすれば、圧電素子１２４の伸縮量、すなわち、ダイヤフラム部ＤＰの撓みが小さくなる。したがって、圧電素子に印加する電圧パルスの電圧値を変えることによって、圧力室１２６の収縮率βを調整することができる。それにより、流量Ｆ＝ωＷ(１−β)を制御することができる。
The volume flow rate F can be controlled by adjusting at least one of the voltage value V of the voltage pulse applied to the
また、パルスの周波数を大きくすれば、ダイヤフラム部ＤＰの振動数、すなわち、圧力室１２６の収縮状態および非収縮状態の単位時間の繰り返し回数ωが大きくなる。同様に、パルスの周波数を小さくすれば、ダイヤフラム部ＤＰの振動数、すなわち、圧力室１２６の収縮状態および非収縮状態の単位時間の繰り返し回数ωが小さくなる。したがって、圧電素子１２４に印加する電圧パルスの周波数を変えることによって、圧力室１２６の収縮状態および非収縮状態の単位時間の繰り返し回数ωを調整することができる。それにより、流量Ｆ＝ωＷ(１−β)を制御することができる。
Further, if the frequency of the pulse is increased, the frequency of the diaphragm portion DP, that is, the number of repetitions ω of the unit time in the contracted state and the non-contracted state of the
なお、原理上、電圧パルスの周波数は、圧力室１２６の収縮状態および非収縮状態の単位時間の繰り返し回数ωに等しいので、電圧パルスの周波数を文字ωを用いて表記する。
In principle, the frequency of the voltage pulse is equal to the number of repetitions ω of the unit time in the contracted state and the non-contracted state of the
流量センサ１４としては、一例として熱質量式センサが用いられている。熱質量式センサでは、その内部に設けられた管路に流体（薬液ＬＭ）を流し、管壁を介して流体からセンサへ、あるいはセンサから流体へ伝導する熱量を計測することによって、管路内を流れる流体の流量を計測する。この熱質量式センサを流量センサ１４として採用した場合、流体内にプローブを挿入することがないので、流体の流れに障害を与えることなく、その流量を計測することができる。
As the
制御ユニット１６は、例えばマイクロプロセッサをその中枢部として構成されており、薬液注入量調整装置１００全体を統括的に制御する。
The
制御ユニット１６と、マイクロポンプ１２および流量センサ１４とは、電気的に接続されている。流量センサ１４から制御ユニット１６に、薬液ＬＭの流量の計測情報が供給される。制御ユニット１６は、その流量の計測情報に基づいて、薬液ＬＭの流量が定められた目標量に一致するように、マイクロポンプ１２（正確には、圧電素子１２４）に印加する電圧パルスの電圧値Ｖ及び周波数ωの少なくとも一方を調整する。マイクロポンプ１２の制御の詳細については、後述する。
The
なお、制御ユニット１６と、マイクロポンプ１２および流量センサ１４の少なくとも一方とを、無線の通信路を介して接続してもよい。
The
制御ユニット１６は、マイクロポンプ１２の動力の監視も行っている。マイクロポンプの動力は、流体（薬液ＬＭ）を順方向に流すためにその流体に加える圧力（正確には、圧力のエネルギ）であるが、動力として、実際にマイクロポンプ１２が流体（薬液ＬＭ）に加えている具体的な圧力を考える必要はなく、その圧力に関係する量を考えれば良い。動力Ｐは、マイクロポンプ１２の構成より、印加される電圧パルスの電圧値Ｖと周波数ωとの関数Ｐ(Ｖ，ω)となる。
The
例えば、印加される電圧パルスの電圧値Ｖと周波数ωとの積を動力Ｐと定義することができる。より具体的には、動力Ｐは、Ｐ(Ｖ，ω)≡Ｖωと定義することができる。これに限らず、印加される電圧パルスの電圧値が常に一定値Ｖ0であり、周波数ωのみが可変である場合、単にＰ(Ｖ0，ω)≡ωと定義してもよい。また、周波数が常に一定周波数ω0であり、電圧値Ｖのみが可変である場合、単にＰ(Ｖ，ω0)≡Ｖと定義してもよい。 For example, the product of the voltage value V of the applied voltage pulse and the frequency ω can be defined as the power P. More specifically, the power P can be defined as P (V, ω) ≡Vω. Not limited to this, when the voltage value of the applied voltage pulse is always the constant value V 0 and only the frequency ω is variable, it may be simply defined as P (V 0 , ω) ≡ω. If the frequency is always the constant frequency ω 0 and only the voltage value V is variable, it may be simply defined as P (V, ω 0 ) ≡V.
ここで、制御ユニット１６は、記憶装置（図示しない）を備えており、所定の時間（Δｔとする）毎に、動力Ｐの監視結果を記憶装置に記憶する。記憶された監視結果は、記憶されてから一定時間後に消去される。従って、記憶装置内には、常に現在から一定時間内の監視結果（一定数の最新の監視結果）が保存される。
Here, the
制御ユニット１６は、マイクロポンプ１２の動力Ｐの監視情報に基づいて、後述する方法により薬液ＬＭの投薬状況を診断する。そして、制御ユニット１６は、投薬状況の異常を検知した際には、薬液ＬＭの注入を停止したり、警報を発する、といった緊急処置を実行する。そして、正常に、定められた量（目標注入量）の薬液ＬＭの注入が完了した際に、薬液ＬＭの注入を停止する、といった終了処置を実行する。
Based on the monitoring information of the power P of the
その他、制御ユニット１６には、操作者が薬液の（目標）注入量と（目標）注入時間などを入力するための図示されない操作パネル、薬液ＬＭの注入状況を表示する図示されない表示パネル、注入状況の異常を伝える図示されない警報装置などのインターフェースが備えられている。
In addition, the
次に、図４のフローチャートを用いて、薬液注入量調整装置１００における薬液ＬＭの流量制御の一例について説明する。図４のフローチャートの各処理は、制御ユニット１６内のマイクロプロセッサの制御により実行される。
Next, an example of the flow control of the chemical liquid LM in the chemical liquid injection
薬液ＬＭの注入開始に先立って、操作者が、操作パネル上から、生体２２に注入する薬液ＬＭの総量（目標注入量）Ｗ0とその量の薬液ＬＭの注入を完了する目標注入時間Ｔ0を入力する。その後、操作者が操作パネルを操作して、注入開始の指示を入力すると、図４のフローチャートの処理が開始される。 Prior to the start of injection of the liquid medicine LM, the operator, from the control panel, the total amount of the liquid medicine LM to be injected into the living body 22 (the target injection amount) W 0 and completes the target injection time the injection of the liquid medicine LM in the amount T 0 Enter. Thereafter, when the operator operates the operation panel and inputs an instruction to start injection, the process of the flowchart in FIG. 4 is started.
ステップＳ２０２で、先ず、制御ユニット１６は、入力された目標注入量Ｗ0と目標注入時間Ｔ0とを記憶装置に記憶すると共に、目標注入量Ｗ0と目標注入時間Ｔ0とに基づいて、単位時間当たりの薬液ＬＭの目標流量（目標量）Ｆ0を決定する。そして、次のステップＳ２０４で、制御ユニット１６は、マイクロポンプ１２の稼働を開始する。
In step S202, first, the
次のステップＳ２０６〜ステップＳ２１２で、制御ユニット１６は、流量センサ１４から供給される薬液ＬＭの流量Ｆと、先に決定された目標量Ｆ0との比較結果に基づき、流量Ｆが目標量Ｆ0に一致するように、マイクロポンプ１２の動力Ｐ(Ｖ，ω)を調整する。すなわち、制御ユニット１６は、ステップＳ２０６で流量Ｆと目標量Ｆ0とを比較し、流量Ｆと目標量Ｆ0とが異なっているか否かを判定する。若し、異なっていない、すなわち流量Ｆと目標量Ｆ0とが等しいと判定されたら、処理はステップＳ２１４に移行される。
In the next step S206~ step S212, the
一方、ステップＳ２０６で、流量Ｆと目標量Ｆ0とが異なっていると判定されたら、処理はステップＳ２０８に移行され、流量Ｆが目標量Ｆ0を超えているか否かが判定される。若し、超えていると判定されたら、処理がステップＳ２１０に移行され、制御ユニット１６は、動力Ｐ(Ｖ，ω)を弱める。一方、流量Ｆが目標量Ｆ0以下であると判定されたら、処理はステップＳ２１２に移行され、制御ユニット１６は、動力Ｐ(Ｖ，ω)を強める。ステップＳ２１０またはステップＳ２１２の処理が行われると、処理はステップＳ２１４に移行される。
On the other hand, in step S206, if it is determined that the flow rate F and the target quantity F 0 are different, the process proceeds to step S208, whether the flow rate F exceeds the target amount F 0 is determined. If it is determined that it has exceeded, the process proceeds to step S210, and the
ここで、制御ユニット１６は、流体の流量Ｆの調整のため、圧電素子１２４に印加する電圧パルスの周波数ωを一定に保ちつつ電圧値Ｖを調整しても良いし、電圧値Ｖを一定に保ちつつ周波数ωを調整しても良いし、あるいは電圧値Ｖと周波数ωとの両方を調整してもよい。
Here, in order to adjust the flow rate F of the fluid, the
ステップＳ２１４で、制御ユニット１６は、薬液ＬＭの注入量Ｆ0・ｔ（ｔは経過時間）と目標注入量Ｗ0とを比較し、注入量Ｆ0・ｔが目標注入量Ｗ0以上になったか否かを判定する。若し、注入量Ｆ0・ｔが目標注入量Ｗ0未満、すなわち、注入量Ｆ0・ｔが目標注入量Ｗ0に満たない場合、処理がステップＳ２０６に戻され、ステップＳ２０６〜２１２の処理を再び行う。
In step S214, the
一方、ステップＳ２１４で、注入量Ｆ0・ｔが目標注入量Ｗ0以上になったと判定されたら、処理はステップＳ２１６に移行される。この場合には、薬液ＬＭの注入が正常に終了したと判断することができる。ステップＳ２１６では、制御ユニット１６は、マイクロポンプ１２の稼働を停止する。それと共に、警報を発するなどの終了処置を実行する。そして、図４のフローチャートによる一連の処理が終了される。
On the other hand, if it is determined in step S214 that the injection amount F 0 · t is equal to or greater than the target injection amount W 0 , the process proceeds to step S216. In this case, it can be determined that the injection of the chemical liquid LM has ended normally. In step S216, the
＜第１の実施形態＞
次に、本発明の第１の実施形態について説明する。本第１の実施形態では、マイクロポンプ１２の圧力室１２６を収縮状態および非収縮状態にさせる圧電素子を、正弦波による駆動信号で駆動する。このとき、信号生成手段で生成された正弦波信号の電圧を、圧電素子を駆動可能な電圧まで昇圧させるために、トランスを用いる。本第１の実施形態では、昇圧された正弦波信号が取り出されるトランスの二次側から、正弦波信号が入力されるトランスの一次側に向けて、直流結合を用いて帰還をかけることで、圧電素子の駆動を安定化し、圧電素子の長時間の駆動を可能とする。
<First Embodiment>
Next, a first embodiment of the present invention will be described. In the first embodiment, the piezoelectric element that causes the
図５は、本第１の実施形態に適用可能な圧電素子駆動回路の一例を示す。信号生成器ＩＣ１は、基本矩形波を生成し、コンデンサＣ１による交流結合を介して正弦波変換器ＩＣ２に供給する。また、信号生成器ＩＣ１は、当該基本矩形波に同期した、矩形波によるクロックＣＬＫを生成し、正弦波変換器ＩＣ２に供給する。 FIG. 5 shows an example of a piezoelectric element driving circuit applicable to the first embodiment. The signal generator IC1 generates a basic rectangular wave and supplies it to the sine wave converter IC2 through AC coupling by the capacitor C1. Further, the signal generator IC1 generates a clock CLK by a rectangular wave synchronized with the basic rectangular wave, and supplies it to the sine wave converter IC2.
正弦波変換器ＩＣ２は、例えばスイッチトキャパシタ（ＳＷＣ）回路からなり、制御ユニット１６の制御に従い、信号生成器ＩＣ１から供給された基本矩形波とクロックＣＬＫとから正弦波信号を生成する。正弦波変換器ＩＣ２から出力された正弦波信号は、抵抗Ｒｓａを介して演算増幅器ＯＰ１の反転入力端に入力される。演算増幅回路ＯＰ１の非反転入力端は接地され、反転増幅回路が構成される。なお、図５および後述する図９において、演算増幅器ＯＰ１およびＯＰ２に付随する電源回路、オフセット調整回路、位相補償回路などは、省略されている。
The sine wave converter IC2 includes, for example, a switched capacitor (SWC) circuit, and generates a sine wave signal from the basic rectangular wave supplied from the signal generator IC1 and the clock CLK under the control of the
演算増幅回路ＯＰ１の出力は、プッシュプル回路ＰＰ１に供給される。プッシュプル回路ＰＰ１は、供給された信号をトランスＴ１を駆動するのに十分な電流に電流増幅して、トランスＴ１の一次側の端子１に入力する。すなわち、演算増幅回路ＯＰ１とプッシュプル回路ＰＰ１とで、緩衝回路が構成される。
The output of the operational amplifier circuit OP1 is supplied to the push-pull circuit PP1. The push-pull circuit PP1 amplifies the supplied signal to a current sufficient to drive the transformer T1, and inputs the amplified signal to the
トランスＴ１の端子２は、接地される。トランスＴ１の二次側には、二次側の巻き線の例えば両端に端子３および端子５がそれぞれ設けられると共に、当該端子３および端子５の中点から引き出されるセンタータップ４が設けられる。センタータップ４は、図示されない高抵抗を介して接地されると共に、ダイオードＤ１のアノードに接続される。ダイオードＤ１のカソードがダイオードＤ２のカソードに接続されると共に、コンデンサＣ３の一方の電極に接続される。コンデンサＣ３の他方の電極がダイオードＤ３のアノードに接続されると共に、圧電素子Ｃ４の一方の電極と、コンデンサＣ５の一方の電極との共通接続点に接続される。なお、圧電素子は、等価回路的にはキャパシタと見做せるため、回路図において圧電素子をキャパシタとして表現している。コンデンサＣ５の他方の電極は、トランスＴ１の端子３に接続される。一方、圧電素子Ｃ４の他方の電極は、ダイオードＤ３のカソード、ダイオードＤ２のアノードおよびトランスＴ１の端子５にそれぞれ接続される。
The
図５において、ダイオードＤ２およびＤ３は、それぞれ整流に用いられる。また、ダイオードＤ１は、コンデンサＣ３に蓄積された電荷のトランスＴ１側へのリークを防止する役目を担う。これらダイオードＤ１、Ｄ２およびＤ３、ならびに、コンデンサＣ３により、圧電素子Ｃ４に印加される駆動信号に対してＤＣバイアスをかけるＤＣバイアス回路が構成される。 In FIG. 5, diodes D2 and D3 are used for rectification, respectively. The diode D1 plays a role of preventing leakage of charges accumulated in the capacitor C3 to the transformer T1 side. These diodes D1, D2 and D3 and the capacitor C3 constitute a DC bias circuit for applying a DC bias to the drive signal applied to the piezoelectric element C4.
すなわち、コンデンサＣ３は、トランスＴ１の端子３および端子５から出力される正弦波における両極値電圧Ｖｐｐの１／２の電圧を保持し続ける。このコンデンサＣ３に保持される電圧が、圧電素子Ｃ４とコンデンサＣ５との共通接続点の電圧に対して、正電位側のＤＣバイアスとなって作用する。したがって、トランスＴ１の二次側全体の電位が、センタータップ４の電位に対して正電位側にシフトされることになり、圧電素子Ｃ４は、コンデンサＣ５との共通接続点を基準として、正弦波による駆動信号が、正電位側に当該正弦波の振幅の１／２だけＤＣバイアスを掛けられた電圧の信号として印加されることになる。
That is, capacitor C3 continues to hold a voltage that is 1/2 of the extreme value voltage Vpp in the sine wave output from terminals 3 and 5 of transformer T1. The voltage held in the capacitor C3 acts as a DC bias on the positive potential side with respect to the voltage at the common connection point between the piezoelectric element C4 and the capacitor C5. Therefore, the potential of the entire secondary side of the transformer T1 is shifted to the positive potential side with respect to the potential of the
トランスＴ１は、例えば、一次側の±３Ｖ程度の入力に対して、二次側で±８０Ｖ乃至±２００Ｖ程度の出力が得られる巻数比のものが用いられる。また、圧電素子Ｃ４は、４ｎＦ（ナノファラド）程度の静電容量を有する。コンデンサＣ１は、圧電素子Ｃ４の静電容量よりは大きな、例えば５ｎＦ乃至１０ｎＦの静電容量とする。 For example, the transformer T1 has a turn ratio that can provide an output of about ± 80 V to ± 200 V on the secondary side with respect to an input of about ± 3 V on the primary side. The piezoelectric element C4 has a capacitance of about 4 nF (nanofarad). The capacitor C1 has a capacitance larger than that of the piezoelectric element C4, for example, 5 nF to 10 nF.
また、コンデンサＣ５は、静電容量が圧電素子Ｃ４よりも十分大きなものが選択される。例えば、コンデンサＣ５は、圧電素子Ｃ４の静電容量の１００倍程度の静電容量を持つものが用いられる。トランスＴ１の二次側における正弦波信号の電圧は、全て圧電素子Ｃ４に対して印加されるのが望ましい。コンデンサＣ５の静電容量を、圧電素子Ｃ４の静電容量よりも十分大きくすることで、トランスＴ１の二次側に発生する正弦波信号の電圧成分（すなわち、トランスＴ１の端子３および端子５間で発生する電圧）を、略全て圧電素子Ｃ４に印加させることが可能となる。 The capacitor C5 is selected to have a sufficiently larger capacitance than the piezoelectric element C4. For example, as the capacitor C5, a capacitor having a capacitance of about 100 times the capacitance of the piezoelectric element C4 is used. It is desirable that all voltages of the sine wave signal on the secondary side of the transformer T1 are applied to the piezoelectric element C4. By making the capacitance of the capacitor C5 sufficiently larger than the capacitance of the piezoelectric element C4, the voltage component of the sine wave signal generated on the secondary side of the transformer T1 (that is, between the terminals 3 and 5 of the transformer T1). Almost all of the voltage generated at (1) can be applied to the piezoelectric element C4.
なお、コンデンサＣ５の静電容量を調整することで、圧電素子Ｃ４に印加される正弦波信号の電圧を調整することが可能である。コンデンサＣ５の静電容量を調整した場合であっても、圧電素子Ｃ４に印加される正弦波信号の下限値が略０Ｖに収束するように、圧電素子Ｃ４に対するＤＣバイアスが作用する。 Note that the voltage of the sine wave signal applied to the piezoelectric element C4 can be adjusted by adjusting the capacitance of the capacitor C5. Even when the capacitance of the capacitor C5 is adjusted, the DC bias acts on the piezoelectric element C4 so that the lower limit value of the sine wave signal applied to the piezoelectric element C4 converges to approximately 0V.
図５において、さらに、トランスＴ１の二次側から一次側に向けて、帰還回路が設けられる。すなわち、直列接続された抵抗Ｒ１、Ｒ２およびＲ３により端子３および端子５間の電圧が分圧される。演算増幅回路ＯＰ２は、抵抗Ｒ２の両端の電圧の差分を抽出して、帰還信号として演算増幅回路ＯＰ１とプッシュプル回路ＰＰ１とからなる緩衝回路の入力に供給する。このように、本第１の実施形態では、トランスＴ１の二次側の電圧から、抵抗Ｒ１、Ｒ２およびＲ３による直流結合を用いて帰還信号を取り出し、トランスＴ１の一次側に帰還させる。 In FIG. 5, a feedback circuit is further provided from the secondary side to the primary side of the transformer T1. That is, the voltage between the terminal 3 and the terminal 5 is divided by the resistors R1, R2, and R3 connected in series. The operational amplifier circuit OP2 extracts a voltage difference between both ends of the resistor R2, and supplies it as a feedback signal to the input of a buffer circuit composed of the operational amplifier circuit OP1 and the push-pull circuit PP1. As described above, in the first embodiment, the feedback signal is extracted from the secondary side voltage of the transformer T1 using the DC coupling by the resistors R1, R2, and R3, and is fed back to the primary side of the transformer T1.
具体的には、端子５および端子３の間に、端子５側から、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３の順に３個の抵抗が直列接続される。ここで、抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ３の抵抗値は、略等しいものとする。抵抗Ｒ２の抵抗Ｒ１側の端が抵抗Ｒｓｂを介して演算増幅回路ＯＰ２の反転入力端に接続される。抵抗Ｒ２の抵抗Ｒ３側の端が抵抗Ｒｔを介して演算増幅回路ＯＰ２の非反転入力端に接続される。演算増幅回路ＯＰ２の出力は、抵抗Ｒｆａを介して演算増幅回路ＯＰ１の反転入力端に接続される。演算増幅回路ＯＰ２の非反転入力端が抵抗Ｒｇを介して接地されると共に、演算増幅回路ＯＰ２の反転入力端が抵抗Ｒｆｂを介して演算増幅回路ＯＰ２の出力に接続され、演算増幅回路ＯＰ２による差動増幅器が構成される。 Specifically, between the terminal 5 and the terminal 3, three resistors are connected in series in the order of the resistor R1, the resistor R2, and the resistor R3 from the terminal 5 side. Here, it is assumed that the resistance value of the resistor R1 and the resistance value of the resistor R3 are substantially equal. The end of the resistor R2 on the resistor R1 side is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier circuit OP2 via the resistor Rsb. The end of the resistor R2 on the resistor R3 side is connected to the non-inverting input end of the operational amplifier circuit OP2 via the resistor Rt. The output of the operational amplifier circuit OP2 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier circuit OP1 through the resistor Rfa. The non-inverting input terminal of the operational amplifier circuit OP2 is grounded via the resistor Rg, and the inverting input terminal of the operational amplifier circuit OP2 is connected to the output of the operational amplifier circuit OP2 via the resistor Rfb. A dynamic amplifier is configured.
抵抗Ｒ２の抵抗値は、例えば下記の式（１）に従い設定する。抵抗Ｒ１、Ｒ２およびＲ３それぞれの抵抗値をＲ1、Ｒ2、Ｒ3とし、トランスＴ１における端子１および端子２間の巻数をＴ1-2、端子３および端子５間の巻数をＴ3-5とし、Ｔ3-5／Ｔ1-2＞１であるものとする。
Ｔ1-2／Ｔ3-5≒Ｒ2／(Ｒ1＋Ｒ2＋Ｒ3) …（１）
The resistance value of the resistor R2 is set according to the following formula (1), for example. The resistance values of the resistors R1, R2 and R3 are R 1 , R 2 and R 3 , the number of turns between the
T 1-2 / T 3-5 ≒ R 2 / (R 1 + R 2 + R 3 ) (1)
このように抵抗Ｒ２の抵抗値を設定することで、抵抗Ｒ２の両端から取り出される分圧信号の電圧を、トランスＴ１の一次側の電圧と略等しくすることができる。ここで、分圧抵抗を抵抗Ｒ１、Ｒ２およびＲ３の３個を用い、その中央の抵抗Ｒ２から帰還信号を取り出すのは、圧電素子Ｃ４の一方の電極による遮蔽のために、トランスＴ１のセンタータップ４を図示されない高抵抗を介して接地することに対応している。すなわち、二次側の電圧を、抵抗Ｒ２により電位差を小さくして取り出して、演算増幅回路ＯＰ２による差動増幅器を動作させる。 By setting the resistance value of the resistor R2 in this way, the voltage of the divided signal extracted from both ends of the resistor R2 can be made substantially equal to the voltage on the primary side of the transformer T1. Here, three voltage dividing resistors R1, R2, and R3 are used, and the feedback signal is extracted from the central resistor R2 because the center tap of the transformer T1 is used for shielding by one electrode of the piezoelectric element C4. 4 corresponds to grounding through a high resistance (not shown). That is, the voltage on the secondary side is extracted by reducing the potential difference by the resistor R2, and the differential amplifier by the operational amplifier circuit OP2 is operated.
なお、例えば端子３を高抵抗を介して接地させるなどして、遮蔽のための接地位置をセンタータップ４以外とすることも考えられる。この場合であっても、接地位置に近い分圧抵抗の両端から分圧信号を取り出すことが可能である。図５の例のように、トランスＴ１のセンタータップ４を接地している場合は、接地位置に対応する位置の分圧抵抗から分圧信号を取り出すようにすると、正弦波を取り出し易い。そのため、本第１の実施形態では、３個の抵抗Ｒ１、Ｒ２およびＲ３を用い、中央の抵抗Ｒ２の両端から分圧信号を取り出すようにしている。
In addition, for example, the terminal 3 may be grounded via a high resistance so that the grounding position for shielding is other than the
図６は、本第１の実施形態に適用可能なマイクロポンプ１２の一例の構成を示す。図６の各図において、上述の図２と共通する部分には同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。図６（Ａ）は、マイクロポンプ１２の外観図、図６（Ｂ）は、上述した図２（Ｂ）に対応する断面図である。また、図６（Ｃ）は、圧力室１２６の両面に設けられる圧電素子１２４ａ1および１２４ａ2の電気的な接続を示す。この例では、図５における圧電素子Ｃ４を２個、並列接続して用いる。すなわち、図６（Ａ）、図６（Ｂ）および図６（Ｃ）において、第１の圧電素子１２４ａ1および第２の圧電素子１２４ａ2が、並列接続された２個の圧電素子Ｃ４にそれぞれ対応する。
FIG. 6 shows an exemplary configuration of the
図６（Ａ）に例示されるように、これら第１の圧電素子１２４ａ1および第２の圧電素子１２４ａ2は、同相の正弦波電圧を印加したときに互いに逆方向に振動するように、圧力室１２６の両面に配置される。例えば、第１の圧電素子１２４ａ1および第２の圧電素子１２４ａ2は、上述した、接着構造から規定される第１の面あるいは第２の面を互いに対向させて、第１基板１２１および第２基板１２２にそれぞれ固定される。
As illustrated in FIG. 6A, the first piezoelectric element 124a 1 and the second piezoelectric element 124a 2 are configured so as to vibrate in opposite directions when an in-phase sine wave voltage is applied. Arranged on both sides of the
図６（Ｂ）に例示されるように、第１の圧電素子１２４ａ1の第１の面の電極が端子３００に接続され、第２の面の電極が端子３０１に接続される。また、第２の圧電素子１２４ａ2の第２の面の電極が端子３０２に接続され、第１の面の電極が端子３０３に接続される。さらに、端子３００と端子３０３とが接続され、端子３０１と端子３０２とが接続される。端子３００と端子３０３との接続点が、図５における圧電素子Ｃ４の一方の電極に対応し、端子３０１と端子３０２との接続点が、他方の電極に対応する。 As illustrated in FIG. 6B, the electrode on the first surface of the first piezoelectric element 124 a 1 is connected to the terminal 300, and the electrode on the second surface is connected to the terminal 301. The second surface electrode of the second piezoelectric element 124 a 2 is connected to the terminal 302, and the first surface electrode is connected to the terminal 303. Further, the terminal 300 and the terminal 303 are connected, and the terminal 301 and the terminal 302 are connected. A connection point between the terminal 300 and the terminal 303 corresponds to one electrode of the piezoelectric element C4 in FIG. 5, and a connection point between the terminal 301 and the terminal 302 corresponds to the other electrode.
このようにして、第１の圧電素子１２４ａ1および第２の圧電素子１２４ａ2の圧力室１２６への配置および図５の回路への接続を行うことで、１の正弦波電圧により、例えば第１の圧電素子１２４ａ1が圧力室１２６の内側に向けて撓むタイミングで、第２の圧電素子１２４ａ2も、圧力室１２６の内側に向けて撓むことになる。したがって、圧力室１２６の片面のみに圧電素子を設けた場合に比べ、収縮状態における圧力室１２６の収縮率を高くすることができる。
In this way, the first piezoelectric element 124a 1 and the second piezoelectric element 124a 2 are arranged in the
図７を用いて、図５の回路における動作について、概略的に説明する。図７は、図５のトランスＴ１の一次側に対して、周波数が１２００Ｈｚ、振幅が±２．１Ｖの正弦波信号を入力した場合のシミュレーション結果を示す。トランスＴ１の巻数比を１：２５とし、演算増幅回路ＯＰ１の利得を２とした場合、２次側の出力は、２．１Ｖｐｐ×２×２５＝１０５Ｖｐｐとなる。 The operation of the circuit in FIG. 5 will be schematically described with reference to FIG. FIG. 7 shows a simulation result when a sinusoidal signal having a frequency of 1200 Hz and an amplitude of ± 2.1 V is input to the primary side of the transformer T1 of FIG. When the turns ratio of the transformer T1 is 1:25 and the gain of the operational amplifier circuit OP1 is 2, the output on the secondary side is 2.1 Vpp × 2 × 25 = 105 Vpp.
図７（Ａ）は、トランスＴ１の一次側に入力される正弦波信号を示し、図７（Ｂ）は、圧電素子Ｃ２に印加される電圧を示す。図７（Ｂ）に示されるように、圧電素子Ｃ４に印加される電圧は、若干、負電位側にも印加される。ＤＣバイアス電圧が安定して以降は、圧電素子Ｃ４に印加される電圧は、上述の１０５Ｖｐｐに近い値で安定する。 FIG. 7A shows a sine wave signal input to the primary side of the transformer T1, and FIG. 7B shows a voltage applied to the piezoelectric element C2. As shown in FIG. 7B, the voltage applied to the piezoelectric element C4 is also slightly applied to the negative potential side. After the DC bias voltage is stabilized, the voltage applied to the piezoelectric element C4 is stabilized at a value close to the above-described 105 Vpp.
図８は、信号生成器ＩＣ１から出力される信号の波形と、圧電素子Ｃ４に印加される電圧の波形とのシミュレーション結果を示す。波形３３０および３３１は、それぞれ、信号生成回路ＩＣ１から出力される基本矩形波およびクロックＣＬＫの例である。これら基本矩形波およびクロックＣＬＫは、信号生成回路ＩＣ１において、ハード的またはプロセッサなどの制御に従いソフトウェア的に生成される。
FIG. 8 shows simulation results of the waveform of the signal output from the signal generator IC1 and the waveform of the voltage applied to the piezoelectric element C4.
波形３３２は、定常状態において圧電素子Ｃ４に印加される正弦波電圧を示す。信号生成回路ＩＣ１から出力されたこれら基本矩形波およびクロックＣＬＫに基づき、正弦波変換回路ＩＣ２で正弦波が生成され、この正弦波がトランスＴ１で昇圧されて、波形３３２に例示されるような正弦波電圧とされる。図８によれば、この正弦波電圧は、ピーク間電圧Ｖｐｐが略１０５Ｖであるのに対し、最低電圧が略０Ｖとなっているのが分かる。
A
＜第２の実施形態＞
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図９は、本第２の実施形態による圧電素子駆動回路の一例を示す。なお、図９において、上述した図５と共通する部分には同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。
<Second Embodiment>
Next, a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 9 shows an example of a piezoelectric element driving circuit according to the second embodiment. Note that, in FIG. 9, the same reference numerals are given to portions common to FIG. 5 described above, and detailed description thereof is omitted.
図９から分かるように、本第２の実施形態では、トランスＴ１の二次側から一次側への帰還を、他のトランスＴ２を介した交流結合により行っている。すなわち、トランスＴ１の二次側の端子３および端子５が、それぞれトランスＴ２の一次側の端子６および端子７に接続される。トランスＴ２の二次側の端子８および端子９は、それぞれ演算増幅回路ＯＰ２の反転入力端および非反転入力端に接続される。演算増幅回路ＯＰ２の非反転入力端は、接地され、演算増幅回路ＯＰ２は、反転増幅回路を構成する。
As can be seen from FIG. 9, in the second embodiment, the feedback from the secondary side to the primary side of the transformer T1 is performed by AC coupling via another transformer T2. That is, the secondary side terminal 3 and the terminal 5 of the transformer T1 are connected to the primary side terminal 6 and the terminal 7 of the transformer T2, respectively. The
本第２の実施形態では、高電圧となる圧電素子駆動側の回路を、正弦波生成側の回路に対してトランスＴ１およびトランスＴ２とで直流的に分離することで、正弦波生成側の回路における接地を圧電素子駆動側と分離できる。そのため、正弦波生成側における信号生成器ＩＣ１や正弦波変換器ＩＣ２、演算増幅回路ＯＰ１といった、比較的高電圧に弱い回路を保護することができる。 In the second embodiment, the circuit on the sine wave generation side is separated by the transformer T1 and the transformer T2 from the circuit on the sine wave generation side in a DC manner with respect to the circuit on the piezoelectric element driving side that becomes a high voltage. Can be separated from the piezoelectric element driving side. Therefore, it is possible to protect circuits that are relatively sensitive to high voltages, such as the signal generator IC1, the sine wave converter IC2, and the operational amplifier circuit OP1 on the sine wave generation side.
なお、図９の構成では、トランスＴ１の二次側から一次側への帰還回路を、トランスＴ２を用いた交流結合により構成しているため、トランスＴ１の一次側と二次側とが直流的に分離される。そのため、演算増幅回路ＯＰ２が反転増幅回路として用いられている。 In the configuration of FIG. 9, since the feedback circuit from the secondary side to the primary side of the transformer T1 is configured by AC coupling using the transformer T2, the primary side and the secondary side of the transformer T1 are DC-shaped. Separated. Therefore, the operational amplifier circuit OP2 is used as an inverting amplifier circuit.
トランスＴ２は、次式（２）に示されるように、一次側の端子６および端子７間と、二次側の端子８および端子９間との巻線比が、トランスＴ１の二次側の端子３および端子５と、一次側の端子１および端子２との巻線比と略等しくなるように選択するのが望ましい。すなわち、トランスＴ２の二次側の巻数に対する一次側の巻数の割合と、トランスＴ１の一次側の巻数に対する二次側の巻数の割合とを略等しくする。式（２）において、トランスＴ１における端子１および端子２間の巻数をＴ1-2、端子３および端子５間の巻数をＴ3-5とし、トランスＴ２における端子６および端子７間の巻数をＴ6-7、端子８および端子９間の巻数をＴ8-9とする。また、Ｔ3-5／Ｔ1-2＞１、Ｔ6-7／Ｔ8-9＞１とする。
Ｔ3-5／Ｔ1-2≒Ｔ6-7／Ｔ8-9 …（２）
As shown in the following formula (2), the transformer T2 has a winding ratio between the primary side terminal 6 and the terminal 7 and the
T 3-5 / T 1-2 ≒ T 6-7 / T 8-9 (2)
トランスＴ１とトランスＴ２との関係を、式（２）のようにすることで、演算増幅回路ＯＰ２に対する入力信号の電圧を、トランスＴ１の一次側に入力される正弦波信号の電圧と略等しくでき、帰還による制御を効率よく行うことができる。 By making the relationship between the transformer T1 and the transformer T2 as shown in Expression (2), the voltage of the input signal to the operational amplifier circuit OP2 can be made substantially equal to the voltage of the sine wave signal input to the primary side of the transformer T1. Thus, control by feedback can be performed efficiently.
なお、トランスＴ２の巻数比は、上述の式（２）の関係には限られない。この場合、演算増幅回路ＯＰ１への帰還量、抵抗Ｒｓａによる演算増幅回路ＯＰ１の増幅率、抵抗Ｒｆａおよび抵抗Ｒｆｂによる演算増幅回路ＯＰ２の増幅率、あるいは、プッシュプル回路ＰＰ１を含めた帰還系全体での帰還量を考慮して、トランスＴ２の巻数比を決定する。 Note that the turn ratio of the transformer T2 is not limited to the relationship of the above-described formula (2). In this case, the feedback amount to the operational amplifier circuit OP1, the amplification factor of the operational amplifier circuit OP1 by the resistor Rsa, the amplification factor of the operational amplifier circuit OP2 by the resistors Rfa and Rfb, or the entire feedback system including the push-pull circuit PP1. The turn ratio of the transformer T2 is determined in consideration of the feedback amount.
以上説明したように、本発明の第１および第２の実施形態では、圧電素子Ｃ４の駆動側回路であるトランスＴ１の二次側から、圧電素子Ｃ４を駆動するための正弦波信号を生成する信号生成回路側であるトランスＴ１の一次側に対して、帰還をかけている。このように、帰還信号を圧電素子Ｃ４の駆動側回路であるトランスＴ１の二次側から直接的に取得しているため、圧電素子Ｃ４の駆動系を全体的に安定させることができ、圧電素子Ｃ４を長時間に亘って安定的に駆動させることが可能となる。 As described above, in the first and second embodiments of the present invention, a sine wave signal for driving the piezoelectric element C4 is generated from the secondary side of the transformer T1, which is a drive side circuit of the piezoelectric element C4. Feedback is applied to the primary side of the transformer T1, which is the signal generation circuit side. As described above, since the feedback signal is directly acquired from the secondary side of the transformer T1 which is the drive side circuit of the piezoelectric element C4, the drive system of the piezoelectric element C4 can be stabilized as a whole, and the piezoelectric element It becomes possible to drive C4 stably for a long time.
また、一般的に、トランスにはヒステリシス損失があるので、トランスＴ１の一次側の入力波形に対する二次側の出力波形の再現性が良くない場合がある。本発明の第１および第２の実施形態では、トランスＴ１の二次側から一次側に対して帰還をかけているので、二次側における出力信号の再現性を向上させることができる。またこれにより、トランスＴ１のダイナミックレンジを効率的に利用することができる。 In general, since the transformer has hysteresis loss, the reproducibility of the output waveform on the secondary side with respect to the input waveform on the primary side of the transformer T1 may not be good. In the first and second embodiments of the present invention, since the feedback is applied from the secondary side of the transformer T1 to the primary side, the reproducibility of the output signal on the secondary side can be improved. This also makes it possible to efficiently use the dynamic range of the transformer T1.
なお、上述では、圧電素子駆動回路が１個若しくは複数個が並列接続された圧電素子Ｃ４を駆動するように説明したが、これはこの例に限定されない。例えば、図５または図９の構成において、コンデンサＣ５の代わりに他の圧電素子（圧電素子Ｃ４’とする）を挿入する。これにより、圧電素子Ｃ４と圧電素子Ｃ４’とを互いに逆相で駆動することが可能となる。この場合、圧電素子Ｃ４’として、圧電素子Ｃ４と静電容量が略等しいものを用いることで、圧電素子Ｃ４と圧電素子Ｃ４’とに対して略等しい駆動電圧を印加させることができる。この駆動方法は、ポンプの構造上、２つの圧電素子の電極が共通電極にならざるを得ないような場合で、且つ、その共通電極を挟んで、２つの圧電素子に印加される電圧が、バイアスが同方向で、正弦波としては逆位相の駆動を行う場合に、有効である。 In the above description, the piezoelectric element drive circuit is described as driving one or a plurality of piezoelectric elements C4 connected in parallel, but this is not limited to this example. For example, in the configuration of FIG. 5 or FIG. 9, another piezoelectric element (referred to as a piezoelectric element C4 ') is inserted instead of the capacitor C5. As a result, the piezoelectric element C4 and the piezoelectric element C4 'can be driven in opposite phases. In this case, by using a piezoelectric element C4 'having substantially the same capacitance as the piezoelectric element C4, it is possible to apply a substantially equal drive voltage to the piezoelectric element C4 and the piezoelectric element C4'. This driving method is a case where the electrodes of the two piezoelectric elements must be a common electrode due to the structure of the pump, and the voltage applied to the two piezoelectric elements across the common electrode is This is effective when the bias is in the same direction and the sine wave is driven in the opposite phase.
また、上述では、正弦波信号の生成を、基本矩形波に基づきスイッチトキャパシタ回路により行うように説明したが、これはこの例に限定されない。例えば、プロセッサなどで正弦波信号を構成するための正弦波データを生成し、この生成はデータをＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換することで、正弦波信号を生成してもよい。 In the above description, the sine wave signal is generated by the switched capacitor circuit based on the basic rectangular wave. However, this is not limited to this example. For example, sine wave data for forming a sine wave signal may be generated by a processor or the like, and this generation may be performed by converting the data into an analog signal by a D / A converter.
さらに、上述では、生成された正弦波信号を、トランスＴ１の駆動を可能にするように電流増幅する緩衝回路として、演算増幅回路ＯＰ１とプッシュプル回路ＰＰ１を用いていたが、これはこの例に限定されない。例えば、増幅率が同一の複数の緩衝回路を並列接続してもよい。また、正弦波変換器ＩＣ２の出力を接地電位から浮かせ、それぞれの信号線を２の緩衝回路にそれぞれ接続して、これら２の緩衝回路で互いに逆位相、同じ増幅率で増幅してもよい。この場合、実質的に倍の電圧の正弦波信号を得ることができる。さらにまた、エミッタフォロアの接地側の負荷としてトランスＴ１の一次側を接続して緩衝回路としてもよいし、電圧増幅を行うために、エミッタ接地回路などを緩衝回路として用いることができる。 Further, in the above description, the operational amplifier circuit OP1 and the push-pull circuit PP1 are used as a buffer circuit for current-amplifying the generated sine wave signal so that the transformer T1 can be driven. It is not limited. For example, a plurality of buffer circuits having the same amplification factor may be connected in parallel. Alternatively, the output of the sine wave converter IC2 may be floated from the ground potential, and each signal line may be connected to each of the two buffer circuits, and these two buffer circuits may be amplified in opposite phases and the same amplification factor. In this case, a sine wave signal having a substantially double voltage can be obtained. Furthermore, the primary side of the transformer T1 may be connected as a load on the ground side of the emitter follower to serve as a buffer circuit, or a grounded emitter circuit or the like can be used as a buffer circuit to perform voltage amplification.
１，２，３，５，６，７，８，９ 端子
４ センタータップ
ＩＣ１ 信号生成器
ＩＣ２ 正弦波変換器
Ｔ１，Ｔ２ トランス
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３ ダイオード
Ｃ１，Ｃ３，Ｃ５ コンデンサ
Ｃ４ 圧電素子
ＯＰ１，ＯＰ２ 演算増幅回路
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒｆａ，Ｒｆｂ，Ｒｇ，Ｒｓａ，Ｒｓｂ，Ｒｔ 抵抗
ＰＰ１ プッシュプル回路
１２ マイクロポンプ
１６ 制御ユニット
1, 2, 3, 5, 6, 7, 8, 9
Claims (9)
前記信号生成手段で生成された前記正弦波信号が一次側に入力されるトランスと、
前記トランスの二次側の出力を駆動信号として駆動される圧電素子と、
前記駆動信号に対してＤＣバイアスをかけるバイアス手段と、
前記駆動信号から帰還信号を生成し、該帰還信号を前記トランスの一次側に対して帰還させる帰還手段と
を有する
ことを特徴とする圧電素子駆動回路。 Signal generating means for generating a sine wave signal;
A transformer to which the sine wave signal generated by the signal generating means is input to a primary side;
A piezoelectric element that is driven using the output on the secondary side of the transformer as a drive signal;
Bias means for applying a DC bias to the drive signal;
A piezoelectric element drive circuit comprising feedback means for generating a feedback signal from the drive signal and feeding back the feedback signal to the primary side of the transformer.
前記駆動信号から直流結合を用いて前記帰還信号を生成する
ことを特徴とする請求項１に記載の圧電素子駆動回路。 The return means is
The piezoelectric element drive circuit according to claim 1, wherein the feedback signal is generated from the drive signal using DC coupling.
前記トランスの二次側の出力を分圧した分圧信号から前記帰還信号を生成する
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の圧電素子駆動回路。 The return means is
3. The piezoelectric element driving circuit according to claim 1, wherein the feedback signal is generated from a divided signal obtained by dividing the output on the secondary side of the transformer.
前記分圧信号の電圧が前記トランスの一次側の電圧と略等しくなるように、該トランスの二次側の出力を分圧する
ことを特徴とする請求項３に記載の圧電素子駆動回路。 The return means is
4. The piezoelectric element driving circuit according to claim 3, wherein the output on the secondary side of the transformer is divided so that the voltage of the divided signal is substantially equal to the voltage on the primary side of the transformer.
前記帰還手段は、
前記トランスの二次側の出力に対して直列接続される複数の抵抗を備え、
前記複数の抵抗のうち略中央の電位に対応する抵抗から前記分圧信号を取り出す
ことを特徴とする請求項３または請求項４に記載の圧電素子駆動回路。 In the transformer, the midpoint of the output on the secondary side is grounded,
The return means is
A plurality of resistors connected in series to the output on the secondary side of the transformer;
5. The piezoelectric element driving circuit according to claim 3, wherein the divided voltage signal is extracted from a resistance corresponding to a substantially central potential among the plurality of resistances.
前記駆動信号から交流結合を用いて前記帰還信号を生成する
ことを特徴とする請求項１に記載の圧電素子駆動回路。 The return means is
The piezoelectric element drive circuit according to claim 1, wherein the feedback signal is generated from the drive signal using AC coupling.
一次側に前記トランスの二次側の出力が入力される他のトランスを備え、
該他のトランスの二次側の出力から前記帰還信号を生成する
ことを特徴とする請求項１または請求項６に記載の圧電素子駆動回路。 The return means is
Provided on the primary side is another transformer to which the output of the secondary side of the transformer is input,
The piezoelectric element driving circuit according to claim 1, wherein the feedback signal is generated from an output on a secondary side of the other transformer.
ことを特徴とする請求項７に記載の圧電素子駆動回路。 8. The piezoelectric device according to claim 7, wherein in the other transformer, the ratio of the number of turns on the primary side to the number of turns on the secondary side is substantially equal to the ratio of the number of turns on the secondary side to the number of turns on the primary side of the transformer. Element drive circuit.
一方の電極が前記圧電素子の他方の電極に接続され、他方の電極が前記トランスの二次側の第２の端子に接続される第１のキャパシタをさらに有し、
前記バイアス手段は、
アノードが前記トランスの前記第１の端子および前記第２の端子の中点から引き出される第３の端子に接続される第１のダイオードと、
カソードが前記第１のダイオードのアノードに接続され、アノードが前記第１の端子と前記圧電素子の一方の電極との共通接続点に接続される第２のダイオードと、
一方の電極が前記第１のダイオードのカソードと前記第２のダイオードのカソードとの共通接続点に接続され、他方の電極が前記圧電素子の他方の電極と前記第１のキャパシタの一方の電極との共通接続点に接続される第２のキャパシタと、
カソードが前記第２のダイオードのアノードと前記第１の端子と前記圧電素子の一方の電極との共通接続点に接続され、アノードが前記第２のキャパシタの他方の電極と前記圧電素子の他方の電極と前記第１のキャパシタの一方の電極との共通接続点に接続される第３のダイオードと
からなる
ことを特徴とする請求項１乃至請求項８の何れか１項に記載の圧電素子駆動回路。 One electrode of the piezoelectric element is connected to the first terminal on the secondary side of the transformer,
A first capacitor having one electrode connected to the other electrode of the piezoelectric element and the other electrode connected to a second terminal on the secondary side of the transformer;
The biasing means is
A first diode having an anode connected to a third terminal drawn from a midpoint of the first terminal and the second terminal of the transformer;
A second diode having a cathode connected to an anode of the first diode, and an anode connected to a common connection point between the first terminal and one electrode of the piezoelectric element;
One electrode is connected to a common connection point between the cathode of the first diode and the cathode of the second diode, and the other electrode is connected to the other electrode of the piezoelectric element and one electrode of the first capacitor. A second capacitor connected to the common connection point of
The cathode is connected to a common connection point of the anode of the second diode, the first terminal, and one electrode of the piezoelectric element, and the anode is connected to the other electrode of the second capacitor and the other electrode of the piezoelectric element. 9. The piezoelectric element driving device according to claim 1, comprising a third diode connected to a common connection point between the electrode and one electrode of the first capacitor. circuit.
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| CN109495017A (en) * | 2018-12-21 | 2019-03-19 | 滨州学院 | A kind of broadband piezoelectric vibration energy harvesting system |
| CN111510018A (en) * | 2020-05-20 | 2020-08-07 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | Piezoelectric drive circuit and piezoelectric drive method |
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