JP2011179861A - 電圧検出回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】従来の電圧検出回路は、急激な電源電圧の変動に追従することができない問題があった。
【解決手段】本発明の電圧検出回路は、第1の端子と第2の端子との間に接続された第1の抵抗R1、第2の抵抗R2の抵抗比に基づき第1の端子から供給される電源電圧VDDを分圧したモニタ電圧Vmを生成する電源電圧モニタ回路10と、電源電圧VDDが予め設定された動作切替速度よりも早く立ち上がる場合に、イネーブル状態となるブースト信号BSを生成する電源電圧傾き検出回路13と、ブースト信号BSがイネーブル状態である期間に第1の抵抗R1と並列に接続される第3の抵抗R3と、第2の抵抗R2と並列に接続される第4の抵抗R4と、を有効にする抵抗切替回路12と、モニタ電圧Vmと基準電圧VREFとを比較して電圧検出信号を出力するコンパレータ11と、有する。
【選択図】図1
【解決手段】本発明の電圧検出回路は、第1の端子と第2の端子との間に接続された第1の抵抗R1、第2の抵抗R2の抵抗比に基づき第1の端子から供給される電源電圧VDDを分圧したモニタ電圧Vmを生成する電源電圧モニタ回路10と、電源電圧VDDが予め設定された動作切替速度よりも早く立ち上がる場合に、イネーブル状態となるブースト信号BSを生成する電源電圧傾き検出回路13と、ブースト信号BSがイネーブル状態である期間に第1の抵抗R1と並列に接続される第3の抵抗R3と、第2の抵抗R2と並列に接続される第4の抵抗R4と、を有効にする抵抗切替回路12と、モニタ電圧Vmと基準電圧VREFとを比較して電圧検出信号を出力するコンパレータ11と、有する。
【選択図】図1
Description
本発明は電圧検出回路に関し、特に高い抵抗値を有する複数の抵抗により電源電圧の電圧レベルを検出する電圧検出回路に関する。
近年、半導体集積回路では、回路規模の増大に伴い消費電力が大きくなっている。そこで、半導体集積回路の消費電力を低減させるために、半導体集積回路では、内蔵する回路ブロックごとに異なる電源電圧を与え、回路ブロックごとに電源を制御することが行われる。このようなことから、半導体集積回路では、電圧検出回路により供給される電源電圧を監視する。そして、電圧検出回路により電源電圧が所定の電圧を超えた時点を検出し、当該検出タイミングで回路ブロックの動作を開始する又は回路ブロックをリセットすることが行われる。このような電圧検出回路は、電源投入時にのみ動作するため、できるだけ消費電力が小さいことが望まれる。
そこで、消費電力を抑制しながら電源電圧の電圧レベルを検出する電圧検出回路の例が特許文献1に開示されている。特許文献1に開示される電圧検出回路100の回路図を図6に示す。図6に示すように、電圧検出回路100は、端子110、111、抵抗分割抵抗113、114、121、基準電圧源115、コンパレータ120、バッファ回路116を有する。
電圧検出回路100は、端子110、111を介して電池101の電圧が入力される。そして、電圧検出回路100は、入力された電圧を抵抗分割抵抗113、114により分圧電圧Vaを生成する。コンパレータ120により分圧電圧Vaを基準電圧源115が生成する基準電圧Vbと比較してバッファ回路116を介して比較結果を出力する。つまり、コンパレータ120が反転する電圧は、Va=Vbである。電圧分割抵抗113の抵抗値をR1、電圧分割抵抗114の抵抗値をR2とし、電池101の電圧をV1とすれば、電池101の検出電圧は、Va=R2/(R1+R2)×V1=Vbより、(1)式で与えられる。
検出電圧=(R1+R2)/R2×Vb・・・(1)
検出電圧=(R1+R2)/R2×Vb・・・(1)
つまり、電池101の電圧が(1)式で示される値よりも高いときは、コンパレータ120の出力はハイレベルになり、電池101の電圧が(1)式よりも低いときは、コンパレータ120の出力はロウレベルになる。すなわち、電圧検出回路100は、コンパレータ120の出力が、ハイレベルかロウレベルかによって、電池101の電圧が、検出電圧よりも高いか、低いかを検出することができる。ここで、電圧検出回路100では、コンパレータ120に端子121が接続されている。コンパレータ120は、端子121から入力される信号によって消費電流が変化する。そして、電圧検出回路100は、検出反応時間を重視する場合は、コンパレータ120の消費電流を増大させ、検出反応時間を短縮することができる。
しかしながら、電圧検出回路100では、消費電力を低減するためには電圧分割抵抗113、114の抵抗値を大きくする必要がある。そして、高い抵抗値の電圧分割抵抗113、114を用いた場合、電圧分割抵抗113、114と寄生容量により決まる時定数が大きくなる。そして、当該時定数により、電圧V1の変化に対して分圧電圧Vaの変化が遅くなる。従って、電圧検出回路100において消費電力を低減する場合、時定数により決まる遅延時間よりも早く電圧V1の変化を検出することはできず、電圧V1の急激な変化に対応できない問題がある。
本発明にかかる電圧検出回路の一態様は、第1の端子と第2の端子との間に接続された第1、第2の抵抗を備え、前記第1、第2の抵抗の抵抗比に基づき前記第1の端子から供給される電源電圧を分圧したモニタ電圧を生成する電源電圧モニタ回路と、前記電源電圧の立ち上がり速度を監視し、前記電源電圧が予め設定された動作切替速度よりも早く立ち上がる場合に、所定の期間の間イネーブル状態となるブースト信号を生成する電源電圧傾き検出回路と、前記第1の抵抗と並列に接続される第3の抵抗と、前記第2の抵抗と並列に接続される第4の抵抗と、を備え、前記ブースト信号が前記イネーブル状態である期間に前記第3、第4の抵抗を有効にする抵抗切替回路と前記モニタ電圧と基準電圧とを比較して前記電源電圧が所定の電圧値を超えたことを通知する電圧検出信号を出力するコンパレータと、有する。
本発明にかかる電圧検出回路によれば、電源電圧傾き検出回路により動作切替速度よりも速い電源電圧の立ち上がりが検出された場合には、第1の抵抗と第3の抵抗とを並列接続し、かつ、第2の抵抗と第3の抵抗とを並列接続するため、モニタ電圧を生成するノードの時定数を低減することができる。一方、本発明にかかる電圧検出回路では、ブースト信号がディスイネーブル状態になったときには、第3の抵抗及び第4の抵抗を無効にして第1、第2の抵抗に起因する消費電力を低減することができる。
本発明にかかる電圧検出回路によれば、急激な電源電圧の変化を短い応答時間により検出可能としながら、消費電力を低減することができる。
実施の形態1
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図1に実施の形態1にかかる電圧検出回路1の回路図を示す。図1に示すように、電圧検出回路1は、電源電圧モニタ回路10、コンパレータ11、抵抗切替回路12、電源電圧傾き検出回路13を有する。
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図1に実施の形態1にかかる電圧検出回路1の回路図を示す。図1に示すように、電圧検出回路1は、電源電圧モニタ回路10、コンパレータ11、抵抗切替回路12、電源電圧傾き検出回路13を有する。
電源電圧モニタ回路10は、第1の端子(例えば、電源電圧VDDを供給する電源端子)と第2の端子(例えば、接地電圧GNDを供給する接地端子)との間に接続された第1の抵抗(例えば、抵抗R1)及び第2の抵抗(例えば、抵抗R2)を備える。そして、電源電圧モニタ回路10は、抵抗R1、R2の抵抗比に基づき電源電圧VDDを分圧したモニタ電圧Vmを生成する。図1に示す例では、抵抗R1が電源端子側に接続され、抵抗R2が接地端子側に接続される。そして、抵抗R1と抵抗R2との間のノードにモニタ電圧Vmが生成される。モニタ電圧Vmは、電源電圧VDDを抵抗R1、R2の抵抗比により分圧した電圧値を有する。
コンパレータ11は、非反転入力端子にモニタ電圧Vmが入力され、反転入力端子に基準電圧VREFが入力される。基準電圧VREFは、図示しない基準電圧源により生成される定電圧である。そして、コンパレータ11は、モニタ電圧Vmと基準電圧VREFとを比較して電源電圧VDDが所定の電圧値Vdetを超えたことを通知する電圧検出信号Voutを出力端子から出力する。ここで、所定の電圧値Vdetは、抵抗R1の抵抗値をR1、抵抗R2の抵抗値をR2、モニタ電圧Vmの電圧値をVmと表すと、(2)式によって表される。
Vdet=Vm×(R1+R2)/R2・・・(2)
そして、モニタ電圧Vmが基準電圧VREFを超えた時点でコンパレータ11が出力する電圧検出信号Voutをロウレベルからハイレベルに切り替わる。
Vdet=Vm×(R1+R2)/R2・・・(2)
そして、モニタ電圧Vmが基準電圧VREFを超えた時点でコンパレータ11が出力する電圧検出信号Voutをロウレベルからハイレベルに切り替わる。
また、コンパレータ11には、電源電圧傾き検出回路13が出力するブースト信号BSが入力される。そして、コンパレータ11は、ブースト信号BSがイネーブル状態(例えば、ハイレベル)の期間は動作電流を増加させた高速動作モードとなり、ブースト信号がディスイネーブル状態(例えば、ロウレベル)の期間は動作電流を減少させた低速動作モードとなる。コンパレータ11は、高速動作モードでは入力される信号の電圧差に対する応答速度が高速になり、低速動作モードでは入力される信号の電圧差に対する応答速度が低速になる。このような切り替えは、コンパレータ20の動作電流を供給する電流源を複数設け、ブースト信号BSの値に応じて、1つの電流でコンパレータ12を動作させるか、複数の電流源でコンパレータ12を動作させるかを切り替えることで実現可能である。
抵抗切替回路12は、抵抗R1と並列に接続される第3の抵抗(例えば、抵抗R3)と、抵抗R2と並列に接続される第4の抵抗(例えば、抵抗R4)と、を備え、後述するブースト信号BSがイネーブル状態(例えば、ハイレベル)である期間に抵抗R3、R4を有効にする。つまり、抵抗切替回路12が抵抗R3、R4を有効にしている期間は、抵抗R1、R3の合成抵抗が小さくなり、かつ、抵抗R2、R4の合成抵抗も小さくなる。ここで、抵抗R3と抵抗R4の抵抗比は、抵抗R1と抵抗R2の抵抗比と実質的に同じであることが好ましい。2つの抵抗比を同一とすることで、モニタ電圧Vmの電圧値を抵抗R3、R4が有効した状態と無効にした状態とで同一の電圧とすることができる。また、抵抗R3、R4の抵抗値は、抵抗R1、R2の抵抗値よりも小さなことが好ましい。これは、抵抗R3、R4の抵抗値が小さい程、抵抗R3、R4が有効な状態での合成抵抗値を低減でき、より急峻な電源電圧VDDの変動に対応できるためである。
また、抵抗切替回路12は、抵抗R3、R4に加え、PMOSトランジスタP1、NMOSトランジスタN1、インバータ20を有する。PMOSトランジスタP1は、ソースが電源端子に接続され、ドレインが抵抗R3の一端に接続され、ゲートにインバータ20を介してブースト信号BSの反転信号が与えられる。また、NMOSトランジスタN1は、ソースが接地端子に接続され、ドレインが抵抗R4の一端に接続され、ゲートにブースト信号BSが与えられる。インバータ20は、ブースト信号BSが入力され、ブースト信号BSの反転信号を出力する。
つまり、抵抗切替回路12では、ブースト信号BSがイネーブル状態(例えば、ハイレベル)の期間は、PMOSトランジスタP1のゲートにロウレベルの信号が与えられ、NMOSトランジスタN1のゲートにハイレベルの信号が与えられる。これにより、抵抗切替回路12では、PMOSトランジスタP1及びNMOSトランジスタN1が導通状態となる。そして、抵抗R3の一端を電源端子に接続すると共に抵抗R4の一端を接地端子に接続する。つまり、抵抗R3、R4が有効になり、抵抗R3は抵抗R1と並列接続された状態となり、抵抗R4は抵抗R2と並列に接続された状態となる。
一方、抵抗切替回路12では、ブースト信号BSがディスイネーブル状態(例えば、ロウレベル)の期間は、PMOSトランジスタP1のゲートにハイレベルの信号が与えられ、NMOSトランジスタN1のゲートにロウレベルの信号が与えられる。これにより、抵抗切替回路12では、PMOSトランジスタP1及びNMOSトランジスタN1を非導通状態となる。そして、抵抗R3の一端が電源端子と切り離されると共に抵抗R4の一端が接地端子と切り離される。つまり、抵抗R3、R4が無効になり、抵抗R1、R2により構成される電源電圧モニタ回路10が単独で動作することになる。
電源電圧傾き検出回路13は、電源電圧VDDの立ち上がり速度を監視し、電源電圧VDDが予め設定された動作切替速度よりも早く立ち上がる場合に、所定の期間の間イネーブル状態となるブースト信号を生成する。ここで、電源電圧傾き検出回路13の詳細な回路について説明する。抵抗切替回路12の詳細な回路図を図2に示す。
図2に示すように、抵抗切替回路12は、第5の抵抗(例えば、抵抗R5)、容量素子(例えば、コンデンサC)、インバータ21を有する。抵抗R5は、電源端子に一方の端子が接続される。コンデンサCは、接地端子に一方の端子が接続され、他方の端子が抵抗R5の他方の端子と接続される。ここで、抵抗R5とコンデンサCとの間のノードには、傾き検出電圧Vsが生成される。インバータ21は、傾き検出電圧Vsが入力され、ブースト信号BSを出力する。インバータ21は、ブースト信号BSのイネーブル状態とディスイネーブル状態とを傾き検出電圧Vsの電圧レベルに応じて切り替える。より具体的には、インバータ21は、電源電圧VDDに追従して変動する閾値電圧Vthを有する。そして、インバータ21は、閾値電圧Vthよりも傾き検出電圧Vsが小さな期間にブースト信号をイネーブル状態とする。
ここで、抵抗切替回路12における動作切替速度について説明する。抵抗切替回路12では、抵抗R5とコンデンサCにより設定される時定数よりも速い速度で電源電圧VDDが上昇する場合、傾き検出電圧Vsの立ち上がり速度を電源電圧VDDの立ち上がり速度よりも遅く設定する。一方、抵抗切替回路12では、抵抗R5とコンデンサCにより設定される時定数よりも遅い速度で電源電圧VDDが立ち上がった場合、傾き検出電圧Vsを電源電圧VDDの変化に追従させて変化させる。つまり、抵抗切替回路12における動作切替速度とは、抵抗R5とコンデンサCにより設定される時定数である。
そこで、電圧検出回路に印加される電源電圧の立ち上がり時間の違いを示すグラフを図3に示し、図3を参照して、動作切替速度について説明する。図3において、実線で示す電源電圧の変化は、立ち上がり時の変化率(dVDD/dt)が抵抗R5とコンデンサCの時定数(1/(R5×C))と同じである。抵抗切替回路12では、図3において実線で示す電源電圧VDDの変化率を基準(動作切替速度)とする。そして、抵抗切替回路12は、電源電圧VDDが当該基準よりも速い立ち上がり速度を示す場合(破線で示す変化率)、電源電圧の立ち上がり速度が速いと判断してブースト信号BSを一定期間イネーブル状態とする。一方、抵抗切替回路12は、電源電圧VDDが当該基準よりも遅い立ち上がり速度を示す場合(点線で示す変化率)、電源電圧の立ち上がり速度が遅いと判断してブースト信号BSをディスイネーブル状態に保持する。
続いて、電圧検出回路1の動作について説明する。ここでは、電源電圧VDDの立ち上がり速度が動作切替速度よりも速い場合と、遅い場合の2つの場合の電圧検出回路1の動作について説明する。
まず、図4に電源電圧VDDの立ち上がり速度が動作切替速度よりも速い場合の電圧検出回路1の動作について説明する。この場合タイミングt1〜t3の期間に電源電圧VDDが立ち上がる。そして、電源電圧VDDの立ち上がりに追従してインバータ21の閾値Vthが立ち上がる。一方、傾き検出電圧Vsの立ち上がり速度は、電源電圧傾き検出回路13の抵抗R5とコンデンサCにより遅延させられる。つまり、傾き検出電圧Vsは、電源電圧VDDの立ち上がりから遅延して立ち上がる。そのため、タイミングt1〜t4までの期間は、インバータ21の閾値電圧Vthの電圧レベルが傾き検出電圧Vsの電圧レベルよりも高くなる。従って、インバータ21の出力はタイミングt1〜t3の期間は、電源電圧VDDに追従して高くなり、タイミングt3〜t4の期間はハイレベルを維持する。つまり、図4に示す例では、インバータ21が出力するブースト信号BSはタイミングt1〜t4の期間でイネーブル状態となる。
そして、タイミングt1〜t4の期間でブースト信号BSがイネーブル状態となることから、抵抗切替回路12のPMOSトランジスタP1及びNMOSトランジスタN1は共に導通状態となり、抵抗R3、R4を有効にする。これにより、抵抗R1と抵抗R3が並列接続され、かつ、抵抗R2と抵抗R4が並列接続され、モニタ電圧Vmが生成されるノードのインピーダンスが低下する。そして、モニタ電圧Vmは、電源電圧VDDの急激な変化に追従して変動することが可能になる。図4に示す例では、モニタ電圧Vmは、電源電圧VDDの変動に追従して変化し、タイミングt2で基準電圧VREFの電圧を上回る。このとき、コンパレータ11は、ブースト信号BSがイネーブル状態であるため、動作電流が大きな高速モードで動作する。そのため、コンパレータ11は、モニタ電圧Vmと基準電圧VREFとの大小関係が逆転したことに即座に応答して電圧検出信号Voutをロウレベルからハイレベルに切り替える。
そして、タイミングt4で、傾き検出電圧Vsがインバータ21の閾値電圧Vthを上回る。このモニタ電圧Vmとインバータ21の閾値電圧Vthの大小関係の逆転によりインバータ21が出力するブースト信号BSはディスイネーブル状態に遷移する。そして、ブースト信号BSがディスイネーブル状態となったことに応じて、抵抗切替回路12ではPMOSトランジスタP1及びNMOSトランジスタN1が非導通状態となり、抵抗R3、R4が無効化される。これにより、抵抗R3、R4に流れる電流は遮断される。そして、電圧検出回路1において、モニタ電圧Vmは、抵抗R1、R2に流れる電流のみにより生成されることになる。また、タイミングt4以降は、コンパレータ11の動作電流が小さくなり低速モードで動作する。
続いて、図5に電源電圧VDDの立ち上がり速度が動作切替速度よりも遅い場合の電圧検出回路1の動作について説明する。この場合タイミングt5〜t7の期間に電源電圧VDDが立ち上がる。そして、電源電圧VDDの立ち上がりに追従してインバータ21の閾値Vthが立ち上がる。また、傾き検出電圧Vsの立ち上がり速度は、電源電圧傾き検出回路13の抵抗R5とコンデンサCにより決まる時定数よりも小さな変化率となる。そのため、傾き検出電圧Vsは、電源電圧VDDの立ち上がりに追従して立ち上がる。そして図5に示す例では、タイミングt5〜t7の電源立ち上がり期間において、インバータ21の閾値電圧Vthの電圧レベルは常に傾き検出電圧Vsの電圧レベルよりも低くなる。従って、インバータ21の出力はタイミングt4〜t7の期間は、ロウレベルを維持する。つまり、図5に示す例では、インバータ21が出力するブースト信号BSはタイミングt5〜t7の期間でディスイネーブル状態が維持される。
そして、タイミングt5〜t7の期間でブースト信号BSがディスイネーブル状態となることから、抵抗切替回路12のPMOSトランジスタP1及びNMOSトランジスタN1は共に非導通状態となり、抵抗R3、R4を無効にする。これにより、モニタ電圧Vmが生成されるノードのインピーダンスは高い状態が維持される。また、図5に示す例では、電源電圧VDDが緩やかに立ち上がるため、モニタ電圧Vmの立ち上がりは、モニタ電圧Vmが生成されるノードのインピーダンス及び寄生容量により決まる時定数の影響を受けることはない。つまり、モニタ電圧Vmは、電源電圧VDDの変化に追従して変動する。そして、モニタ電圧Vmは、タイミングt6で基準電圧VREFの電圧を上回る。このとき、コンパレータ11は、ブースト信号BSがディスイネーブル状態であるため、動作電流が小さな低速モードで動作する。しかし、モニタ電圧Vmの変化が緩やかなため、コンパレータ11は、モニタ電圧Vmと基準電圧VREFとの大小関係が逆転に対してほとんど遅延を生じることなく電圧検出信号Voutをロウレベルからハイレベルに切り替えることができる。
そして、タイミングt7以降においても、ブースト信号BSがディスイネーブル状態で維持されるため、電圧検出回路1は、モニタ電圧Vmを抵抗R1、R2に流れる電流のみにより生成し、かつコンパレータ11を動作電流が小さな低速モードで動作させる。
上記説明より、本実施の形態にかかる電圧検出回路1は、電源電圧VDDの立ち上がり速度が予め設定された動作切替速度よりも速い場合は、抵抗R1、R3を並列接続すると共に抵抗R2、R4を並列接続することにより、モニタ電圧Vmが生成されるノードのインピーダンスを低減して、モニタ電圧Vmの立ち上がり速度が当該ノードの寄生容量により遅延することを防止することができる。また、電圧検出回路1では、電源電圧VDDの立ち上がり速度が予め設定された動作切替速度よりも速い場合は、コンパレータ11の動作電流を大きくし、速いモニタ電圧Vmの変化に対して十分な応答速度で電圧検出信号Voutの電圧レベルを切り替えることができる。つまり、本実施の形態にかかる電圧検出回路1では、急激な電源電圧VDDの変動に十分に追従して電圧検出信号Voutの電圧レベルを切り替えることが可能である。
さらに、本実施の形態にかかる電圧検出回路1は、電源電圧VDDの立ち上がり速度が速い場合においても、電源電圧VDDが十分に立ち上がった後は、抵抗R3、R4を無効化して抵抗に流れる電流を削減すると共にコンパレータ11の消費電流を低減することでその後の消費電流を低減することができる。
また、本実施の形態にかかる電圧検出回路1は、電源電圧VDDの立ち上がり速度が遅い場合は、抵抗R3、R4を無効化し、かつ、コンパレータ11を消費電流の小さな低速モードで動作させる。電源電圧VDDの立ち上がり速度が小さい場合、モニタ電圧Vmの変動がモニタ電圧Vmが生成されるノードの時定数の影響を受けることなく電源電圧VDDの変動に追従する。そのため、このような場合は、抵抗R3、R4及びコンパレータ11の消費電流を削減した動作モードであっても、電源電圧VDDの電圧レベルを検出する速度に影響がない。
また、本実施の形態にかかる電圧検出回路1では、コンパレータ11の動作モードを切り替えるブースト信号BSを同一の半導体装置内に形成される電源電圧傾き検出回路13により生成する。そのため、外部からコンパレータ11の動作モードを切り替える信号を与える必要がない。外部からコンパレータ11の動作モードを変更する信号を与える場合、外部から電源電圧VDDの電圧レベルをモニタする必要がある。このようなことから、同一の半導体装置内に設けられる電源電圧傾き検出回路13によりコンパレータ11の動作モードを切り替えるブースト信号BSを生成することで、電圧検出回路1では、半導体装置の端子数の削減及び制御性の向上を実現することができる。
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。
1 電圧検出回路
10 電源電圧モニタ回路
11 コンパレータ
12 抵抗切替回路
13 電源電圧傾き検出回路
20 インバータ
21 インバータ
R1〜R5 抵抗
C コンデンサ
VREF 基準電圧
VDD 電源電圧
GND 接地電圧
Vm モニタ電圧
Vs 傾き検出電圧
BS ブースト信号
Vout 電圧検出信号
10 電源電圧モニタ回路
11 コンパレータ
12 抵抗切替回路
13 電源電圧傾き検出回路
20 インバータ
21 インバータ
R1〜R5 抵抗
C コンデンサ
VREF 基準電圧
VDD 電源電圧
GND 接地電圧
Vm モニタ電圧
Vs 傾き検出電圧
BS ブースト信号
Vout 電圧検出信号
Claims (7)
- 第1の端子と第2の端子との間に接続された第1、第2の抵抗を備え、前記第1、第2の抵抗の抵抗比に基づき前記第1の端子から供給される電源電圧を分圧したモニタ電圧を生成する電源電圧モニタ回路と、
前記電源電圧の立ち上がり速度を監視し、前記電源電圧が予め設定された動作切替速度よりも早く立ち上がる場合に、所定の期間の間イネーブル状態となるブースト信号を生成する電源電圧傾き検出回路と、
前記第1の抵抗と並列に接続される第3の抵抗と、前記第2の抵抗と並列に接続される第4の抵抗と、を備え、前記ブースト信号が前記イネーブル状態である期間に前記第3、第4の抵抗を有効にする抵抗切替回路と
前記モニタ電圧と基準電圧とを比較して前記電源電圧が所定の電圧値を超えたことを通知する電圧検出信号を出力するコンパレータと、
有する電圧検出回路。 - 前記第3、第4の抵抗の抵抗比は、前記第1、第2の抵抗の抵抗比と実質的に同じ値に設定される請求項1に記載の電圧検出回路。
- 前記第3、第4の抵抗は、前記第1、第2の抵抗よりも小さな抵抗値を有する請求項1又は2に記載の電圧検出回路。
- 前記コンパレータは、前記ブースト信号が前記イネーブル状態である期間に動作電流を増加させる請求項1乃至3のいずれか1項に記載の電圧検出回路。
- 前記抵抗切替回路は、前記第3の抵抗と前記電源端子との間に接続される第1のトランジスタと、前記第4の抵抗と前記接地端子との間に接続される第2のトランジスタとを有し、
前記第1、第2のトランジスタは、前記ブースト信号がイネーブル状態である期間に導通状態となる請求項1乃至4のいずれか1項に記載の電圧検出回路。 - 前記電源電圧傾き検出回路は、
前記第1の端子に一方の端子が接続される第5の抵抗と、
前記第2の端子に一方の端子が接続され、他方の端子が前記第5の抵抗の他方の端子と接続される容量素子と、
前記第5の抵抗と前記容量素子との間のノードに生成される傾き検出電圧が前記電源電圧に追従して変動する閾値電圧よりも小さな期間に前記ブースト信号をイネーブル状態とするインバータと、
を有する請求項1乃至5のいずれか1項に記載の電圧検出回路。 - 前記第1の端子は、前記電源電圧が供給される電源端子であって、
前記第2の端子は、接地端子が供給される接地端子である請求項1乃至6のいずれか1項に記載の電圧検出回路。
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