JP2011176981A - インバータ回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換してから放電管に供給することにより上記放電管を点灯するインバータ回路において、1次側コイルおよび2次側コイルを有する巻線型トランスと、上記放電管、負荷電線またはプリント基板上のパターンに生じる浮遊容量の影響を軽減するために容量成分を付加するとともに上記放電管、または上記放電管と管電流検出回路と並列に設けられたコンデンサと、上記2次側コイルに生起する電圧と上記2次側コイルに流れる電流との位相差の絶対値が最小となるような発振周波数でスイッチングされるスイッチング素子と、を備える。
【選択図】図1
Description
また、2つのポット型コア間のギャップ長によって、電力の伝送効率の低下を招くことがないとともに、2次側コイルの漏れインダクタンスによる電圧降下を抑制し、損失を抑えることができるので、巻線型トランスの発熱が抑えられ、小型で効率がよい。
実施の形態1.
図1は、この発明の実施の形態1に係る冷陰極管点灯回路の構成を表したブロック図である。
この発明の実施の形態1に係る冷陰極管点灯回路は、図1に示すように、放電管としての冷陰極管16を点灯する回路であり、直流電源1と、直流電源1から入力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路100と、冷陰極管16を流れる管電流を検出する管電流検出回路17と、冷陰極管16の両端に印加される管電圧を検出する管電圧検出回路15と、を備える。
また、2次側電圧波形検出機能を兼ねる管電圧検出回路15により検出された管電圧のピーク値が予め設定した値を超える場合は出力を停止または出力電力を抑制するような機能を設けても良い。
なお、位相比較器4には数十kHz用のPLL(Phased Locked Loop)を用いても良いし、マイコンなどを用いても同等の機能を実現できる。管電流と管電圧の位相差については図2に示すように、それぞれの交流波形の位相差を示す。
ここで、容量成分を付加するコンデンサ14を設けない場合、2次側コイル13の漏れインダクタンスL1に要求される値は発振周波数40kHzのときで792mH、70kHzに於いても258mHと大きな値となる。
仮に漏れインダクタンスL1としてこの値を得るためには、2次側コイル13の巻数の増加を招き、物理的に大きな巻線型トランス11を必要とする。
また、仮に2次側コイル13に極々細いエナメル線を用いたとしても、銅損が増えるため、熱的にも小型巻線型トランスを用いることは難しい。また、極々細いエナメル線を用いることの弊害として、エナメル線の断線による不良率の増加が挙げられる。
一例として、静電容量が50pFのコンデンサ14を設けた場合、2次側コイル13の漏れインダクタンスL1に要求される値は、発振周波数40kHzのときで226mH、70kHzのときで74mHと、実用に近い値とすることができる。
1次と2次間を絶縁している冷陰極管点灯回路であっても、管電流を一定に保つ目的で2次側電流を1次側ヘフィードバックすることが一般的である。
しかし、冷陰極管点灯回路に用いられる巻線型トランス11は1次側コイル12と2次側コイル13の巻線比が非常に大きく、2次側コイル13の漏れインダクタンスも大きいため、1次側電圧と2次側電圧の位相や形状が異なる。
しかし、発振周波数に対して1次側電圧と2次側電圧の位相差は一定の関係を有することから、1次側電圧と2次側電流が一定の位相差を保つように発振周波数を制御することで、間接的に2次側電圧と2次側電流の位相差を最小にすることができる。
このような巻線型トランス11を用いた冷陰極管点灯回路では、巻線型トランス11の特性バラツキや負荷の状態によって当然出力電流にバラツキを生じ、そのバラツキ範囲も広い。
また、冷陰極管は経年劣化により内部の有効水銀量が減少し、インピーダンスが大きくなるため、時間の経過とともに出力電流が減少する。
冷陰極管周辺の構成部品の構造、特に製品の筐体や、電流経路となる電線の取り回しによっても、負荷の浮遊容量が大きく変化し、2次側電圧と2次側電流の位相差に変化を生じることから、結果として巻線型トランスの出力インピーダンスが変動する。
従って、オープンループの冷陰極管点灯回路を用いる場合はパネル製品全体の構造を踏まえて冷陰極管点灯回路を設計する必要がある。つまりは、該液晶パネル製品に対し専用の冷陰極管点灯回路が必要となり小ロット製品には冷陰極管点灯回路のコストが割高となる。
また、冷陰極管点灯回路が専用品となるため、汎用性に乏しく、冷陰極管点灯回路の他液晶パネル製品への転用も難しい。
点灯開始電圧についても、巻線型トランス11の1次側コイル12と2次側コイル13との間をある程度疎結合、つまり結合係数を小さくしておくことで、1次側漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーの放出時に生じるサージ電圧や、後述する1次側コイル12に生じる減衰振動波を有効利用し、1次側コイル12と2次側コイル13との巻線比で決まる電圧以上のサージ電圧を2次側に得ることができる。
従って、冷陰極管と反射板の間に生じる近接導体効果により点灯開始電圧は、製造メーカのカタログ記載値よりもずいぶん小さな値となることが多い。
減衰振動波の振動周波数は1次側コイル12の1次インダクタンスとスイッチング素子7、8、9、10および1次回路の浮遊容量が支配的となり決定される。これらの値は、2次回路を構成する相当要素に比ベバラツキも小さいため、実機により調整しても、個体ごとの差は小さい。
図4では、一例として減衰振動波に起因する最初の谷でスイッチングを行う例を示したが、場合によっては、2つ目以降の谷でスイッチングを行ってもよい。これによって、スイッチング素子7、8、9、10のスイッチング時の電圧、電流積によるスイッチング損失と1次側コイル12による鉄損を低減することができる。
また、1次側コイル12、2次側コイル13での損失を抑えることができるので、巻線型トランス11の発熱が抑えられ、小型で効率がよく、如何なる冷陰極管16に対して使用できる。
図5は、この発明の実施の形態2に係る非接触電力伝送装置の構成を表したブロック図である。
この発明の実施の形態2に係る非接触電力伝送装置は、図5に示すように、固定ユニット101と、固定ユニット101に固定された軸を中心に回転自在に支持される可動ユニット102と、から構成される。固定ユニット101は、直流電源20と、直流電源20から入力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路200と、交流電力が入力される非接触巻線型トランス28の1次側コイル29と、を備える。可動ユニット102は、非接触巻線型トランス28の1次側コイル29と電磁結合する2次側コイル30と、2次側コイル30からコンデンサ31を介して交流電力が印加される負荷34と、負荷34を流れる負荷電流を検出する負荷電流検出回路33と、負荷34に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出回路32と、を備える。
非接触巻線型トランス28は、図6に示すように、例えば、車のステアリング、回転式の監視カメラ、ロボットの関節のような可動ユニット102が回転する場合に対応できるように、円形のポットコアが用いられている。可動ユニット102側の可動側ポットコア151と固定ユニット101側の固定側ポットコア157とは、それぞれ中心線が、可動ユニット102の中心線150と同一になるように、それぞれ可動ユニット102と固定ユニット101とに固定されている。
また、それぞれの可動側ポットコア151および固定側ポットコア157は、機械的に非接触となるように、所定の距離だけエアギャップを介して離間するように固定されている。
また、負荷電流検出回路33により検出された負荷電流のピーク値が設定した値を超える場合は出力を停止するような機能を設けてもよい。
そして、位相差の絶対値が最小になると、2次側コイル30の漏れインダクタンスの誘導成分と、コンデンサ31により付加された容量成分および負荷34など2次側に生じる浮遊容量による容量成分とが互いに打ち消し合っており、2次側コイル30の漏れインダクタンスの誘導成分による電圧降下を最小に留めている。
従って、2次側コイル30のインピーダンスが低下することから、非接触巻線型トランス28の出カインピーダンスを小さくできる。つまり、非接触巻線型トランス28からより大きな電力を取り出せることとなる。
なお、位相比較器22として数十kHz用のPLLを用いても良いし、マイコンなどを用いて構成しても良い。
図5は、インバータ回路200の一例として、フルブリッジ型インバータを記述したが、ハーフブリッジ型であっても、プッシュプル型(センタータップ型)であっても、フライバック型やフォワード型であっても同等の効果を得る。
しかし、図6に示すような非接触巻線型トランス28を構成する2つのポットコア間のギャップが固定値、かつ1次側コイル29と2次側コイル30の漏れインダクタンスがそれほど大きくない場合は、スイッチング素子をはじめとするインバータ回路200を構成する部品の数を削減できるため、フライバック型やフォワード型が有用となる場合もある。
また、2次側コイルの漏れインダクタンスによる電圧降下を抑制し、損失を抑えることができるので、巻線型トランスの発熱が抑えられ、小型で効率がよい。
Claims (3)
- 直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換してから放電管に供給することにより上記放電管を点灯するインバータ回路において、
1次側コイルおよび2次側コイルを有する巻線型トランスと、
上記放電管、負荷電線またはプリント基板上のパターンに生じる浮遊容量の影響を軽減するために容量成分を付加するとともに上記放電管、または上記放電管と管電流検出回路と並列に設けられたコンデンサと、
上記2次側コイルに生起する電圧と上記2次側コイルに流れる電流との位相差の絶対値が最小となるような発振周波数でスイッチングされるスイッチング素子と、
を備えることを特徴とするインバータ回路。 - 上記スイッチング素子は、上記1次側コイルに印加される電圧の減衰振動波に係る谷でスイッチングされることを特徴とする請求項1に記載のインバータ回路。
- 直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換してから可動する負荷に非接触に供給するインバータ回路において、
1次側コイルおよび2次側コイルを有する非接触巻線型トランスと、
上記非接触巻線型トランスに生じる漏れインダクタンスによる電圧降下を抑制するために容量成分を付加するとともに上記2次側コイルに対して直列または並列に設けられたコンデンサと、
上記2次側コイルに生起する電圧と上記2次側コイルに流れる電流との位相差の絶対値が最小となるような発振周波数でスイッチングされるスイッチング素子と、
を備えることを特徴とするインバータ回路。
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