JP2011176981A

JP2011176981A - インバータ回路

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Publication number: JP2011176981A
Application number: JP2010040531A
Authority: JP
Inventors: Tatsuya Minamiura; 達矢南浦
Original assignee: Mitsubishi Electric Engineering Co Ltd
Current assignee: Mitsubishi Electric Engineering Co Ltd
Priority date: 2010-02-25
Filing date: 2010-02-25
Publication date: 2011-09-08
Anticipated expiration: 2030-02-25
Also published as: JP5016075B2

Abstract

【課題】負荷の変動、巻線型トランスを含めた構成部品の特性バラツキによる影響が軽減されて電力の変換効率が向上したインバータ回路を得る。
【解決手段】直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換してから放電管に供給することにより上記放電管を点灯するインバータ回路において、１次側コイルおよび２次側コイルを有する巻線型トランスと、上記放電管、負荷電線またはプリント基板上のパターンに生じる浮遊容量の影響を軽減するために容量成分を付加するとともに上記放電管、または上記放電管と管電流検出回路と並列に設けられたコンデンサと、上記２次側コイルに生起する電圧と上記２次側コイルに流れる電流との位相差の絶対値が最小となるような発振周波数でスイッチングされるスイッチング素子と、を備える。
【選択図】図１

Description

この発明は、直流を交流に変換した電力をトランスを介して負荷に供給するインバータ回路に関するものである。

電気的絶縁、電圧の昇圧、降圧を行う際にはインバータ回路によって巻線型トランスを駆動させ、その出力を得る方法が有用である。機器の小型化に際し、小型巻線型トランスから従来並みの出力を得るため、高周波で駆動させる手法がとられている。

例えば、視覚的に情報を伝える手段として、低コスト、鮮明さ、省スペースなどの観点から、液晶パネルを用いる方法が有用である。中型以上の液晶パネルにおいてはバックライト光源に専ら冷陰極管が用いられ、それを冷陰極管用インバータ回路により点灯している（例えば、特許文献１参照)。

電力伝送を伴う接合部の無限回転や、取付け、取外しの容易性、防水、防塵性を高めるため、機械的に非接触で電力および信号を誘導結合によって伝送する方式が有用であり、機械的に非接触で給電を行う非接触電力伝送装置がある(例えば、特許文献２参照)。

特開２００７−２６５８９７号公報特開２００９−１８９１９７号公報

従来の放電管点灯用インバータ回路では、構成部品を少なくできるコレクタ共振型ロイヤー回路が多用されてきたが、自励発振のため、構成部品の特性バラツキにより発振周波数にバラツキを生じ、回路設計段階で設定した最適動作周波数の極近傍で動作させることが難しかった。主要部品である巻線型トランスに関しては、電子部品というよりは機構部品そのものであり、製造段階による特性のバラツキが大きい。従って、自励発振による発振周波数を実回路における最適動作周波数と一致させることは難しい。

また、非接触で電力伝送を行う方法としては、非接触巻線型トランスが用いられてきたが、非接触巻線型トランスを構成する２つのポットコア間のギャップ長によって、巻線型トランスとしての特性が大きく変化するため、効率良く電力伝送を行うことが難しかった。

この発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、負荷の変動、巻線型トランスを含めた構成部品の特性バラツキによる影響が軽減されて電力の変換効率が向上したインバータ回路を得ることを目的とする。

この発明に係るインバータ回路は、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換してから放電管に供給することにより上記放電管を点灯するインバータ回路において、１次側コイルおよび２次側コイルを有する巻線型トランスと、上記放電管、負荷電線またはプリント基板上のパターンに生じる浮遊容量の影響を軽減するために容量成分を付加するとともに上記放電管、または上記放電管と管電流検出回路と並列に設けられたコンデンサと、上記２次側コイルに生起する電圧と上記２次側コイルに流れる電流との位相差の絶対値が最小となるような発振周波数でスイッチングされるスイッチング素子と、を備える。

また、この発明に係る他のインバータ回路は、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換してから可動する負荷に非接触に供給するインバータ回路において、１次側コイルおよび２次側コイルを有する非接触巻線型トランスと、上記非接触巻線型トランスに生じる漏れインダクタンスによる電圧降下を抑制するために容量成分を付加するとともに上記２次側コイルに対して直列または並列に設けられたコンデンサと、上記２次側コイルに生起する電圧と上記２次側コイルに流れる電流との位相差の絶対値が最小となるような発振周波数でスイッチングされるスイッチング素子と、を備える。

この発明に係るインバータ回路は、同じ巻線型トランスを用いても、従来のインバータ回路よりも巻線型トランスの出カインピーダンスを小さくできるため、より大きな電力を取り出せ、同じ電力容量であれば巻線型トランスを小型化できる。さらに、１次側コイル、２次側コイルでの損失を抑えることができるので、巻線型トランスの発熱が抑えられ、小型で効率が良く、さらに放電管に対して汎用性を有する。

この発明の非接触電力伝送装置は、１次側コイル、２次側コイルを有する非接触巻線型トランスと、非接触巻線型トランスに生じる漏れインダクタンスによる電圧降下を抑制するために２次側コイルと直列、または並列に設けられたコンデンサと、２次側電圧と２次側電流の位相差の絶対値が最小となるように、１次側の発振周波数を決定する発振器とを備えたので、同じ非接触巻線型トランスを用いても、従来のインバータ回路よりも巻線型トランスの出カインピーダンスを小さくできるため、より大きな電力を取り出せるとともに、同じ電力容量であれば巻線型トランスを小型化できる。
また、２つのポット型コア間のギャップ長によって、電力の伝送効率の低下を招くことがないとともに、２次側コイルの漏れインダクタンスによる電圧降下を抑制し、損失を抑えることができるので、巻線型トランスの発熱が抑えられ、小型で効率がよい。

この発明の実施の形態１に係る冷陰極管点灯回路の構成を表したブロック図である。２次側電圧波形と２次側電流波形である。１次側電圧波形に含まれる減衰振動波の様子を示す図である。減衰振動波の谷でスイッチングが行われるように発振周波数を設定した場合の１次側電圧波形の様子である。この発明の実施の形態２に係る非接触電力伝送装置の構成を表したブロック図である。非接触巻線型トランスの構成を示す分解斜視図である。この発明の実施の形態２に係る他の非接触電力伝送装置の構成を表したブロック図である。

以下、本発明のインバータ回路の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る冷陰極管点灯回路の構成を表したブロック図である。
この発明の実施の形態１に係る冷陰極管点灯回路は、図１に示すように、放電管としての冷陰極管１６を点灯する回路であり、直流電源１と、直流電源１から入力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路１００と、冷陰極管１６を流れる管電流を検出する管電流検出回路１７と、冷陰極管１６の両端に印加される管電圧を検出する管電圧検出回路１５と、を備える。

インバータ回路１００は、直流電源１から入力される直流を調光のために断続されるスイッチング素子５と、スイッチング素子５を流れた直流を交流に変換するために断続されるスイッチング素子７、８、９、１０と、スイッチング素子７、８、９、１０により変換された交流電力が入力される巻線型トランス１１と、巻線型トランス１１と冷陰極管１６の間に介在されるコンデンサ１４と、スイッチング素子７、８、９、１０のゲートを制御するゲートドライバ６、管電流検出回路１７からの管電流と管電圧検出回路１５からの管電圧の位相差を出力する位相比較器４、位相比較器４からの位相差が最小になるように発振周波数を制御した信号を発振する発振器３と、スイッチング素子５を断続する調光回路２と、を備える。

この発明のインバータ回路１００の基本的な動作は、２次側電流波形検出機能を兼ねる管電流検出回路１７により検出された管電流の実効値が予め設定した値と等しくなるように、直流電源１の電圧を制御する。なお、上述した特許文献１のように、調光機能用のスイッチング素子５を兼用しても良く、同等の効果を得ることができる。
また、２次側電圧波形検出機能を兼ねる管電圧検出回路１５により検出された管電圧のピーク値が予め設定した値を超える場合は出力を停止または出力電力を抑制するような機能を設けても良い。

管電圧検出回路１５により検出された管電圧と管電流検出回路１７により検出された管電流との位相差を位相比較器４により比較し、この位相差の絶対値が最小となるような発振周波数の信号を発振器３が発振する。このような発振周波数の信号がゲートドライバ６に入力されると、２次側コイル１３の漏れインダクタンスによる誘導成分と、コンデンサ１４による容量成分と、冷陰極管１６、図示しない負荷電線、プリント基板上のパターンをはじめ２次側に生じる浮遊容量による容量成分が互いに打ち消し合い、２次側コイル１３の漏れインダクタンスの誘導成分による電圧降下を最小に留める。従って、２次側コイル１３のインピーダンスが低下することから、巻線型トランス１１の出力インピーダンスを小さくできる。つまり、巻線型トランス１１からより大きな電力を取り出せることとなる。
なお、位相比較器４には数十ｋＨｚ用のＰＬＬ（ＰｈａｓｅｄＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ）を用いても良いし、マイコンなどを用いても同等の機能を実現できる。管電流と管電圧の位相差については図２に示すように、それぞれの交流波形の位相差を示す。

発振器３で発振された信号は、ゲートドライバ６により電流増幅、電圧シフト、またはデッドタイム生成の処理が施された後で、インバータ回路１００を構成するスイッチング素子７、８、９、１０のゲートが制御される。ここでいうデッドタイムとは、スイッチング素子７とスイッチング素子８、またはスイッチング素子９とスイッチング素子１０が同時にオンすることで短絡電流による過電流が流れないように、それぞれのオン、オフ制御の切替時に全てのスイッチング素子７、８、９、１０がオフ状態となる期間のことを指す。なお、ゲートドライバ６によるスイッチング素子の制御は特開２００８−２８９２４９号公報に記載された方法を用いることもできる。

スイッチング素子７、８、９、１０では、スイッチング素子７とスイッチング素子１０が同時にオン、スイッチング素子８とスイッチング素子９が同時にオンし、これらは先に述べたデッドタイムを持って相反してオン、オフされる。なお、図１には一例として、フルブリッジ型インバータを記述したが、ハーフブリッジ型であっても、プッシュプル型（センタータップ型）であっても、同等の効果を得る。

巻線型トランス１１の１次側コイル１２は、スイッチング素子７、８、９、１０により構成されるインバータによって双方向励磁され、２次側コイル１３に２次側電圧、２次側電流を得る。

２次側コイル１３は、２次側電圧と２次側電流の位相差が最小となるように制御される。ここで、２次側電圧と２次側電流の位相差が最小となるときの発振周波数ｆは、２次側コイル１３の漏れインダクタンスＬ_１、コンデンサ１４による容量Ｃ_Ｃ、冷陰極管１６、負荷電線、プリント基板上のパターンをはじめ２次側に生じる浮遊容量の総和Ｃ_Ｓを用いて式（１）から得られる。

通常、冷陰極管１６、負荷電線、プリント基板上のパターンをはじめ２次側に生じる浮遊容量の総和Ｃ_Ｓは２０ｐＦ程度である。また、冷陰極管１６の製造メーカが推奨する駆動周波数は一例として４０ｋ〜７０ｋＨｚである。
ここで、容量成分を付加するコンデンサ１４を設けない場合、２次側コイル１３の漏れインダクタンスＬ_１に要求される値は発振周波数４０ｋＨｚのときで７９２ｍＨ、７０ｋＨｚに於いても２５８ｍＨと大きな値となる。
仮に漏れインダクタンスＬ_１としてこの値を得るためには、２次側コイル１３の巻数の増加を招き、物理的に大きな巻線型トランス１１を必要とする。
また、仮に２次側コイル１３に極々細いエナメル線を用いたとしても、銅損が増えるため、熱的にも小型巻線型トランスを用いることは難しい。また、極々細いエナメル線を用いることの弊害として、エナメル線の断線による不良率の増加が挙げられる。

インバータ回路１００に汎用性を持たせる目的で、浮遊容量に対して数倍大きな容量成分を付加することのできるコンデンサ１４を設けることで、冷陰極管１６周辺の構造部品や負荷電線などに生じる浮遊容量の変動をインバータ回路１００から見たときに軽減できる。
一例として、静電容量が５０ｐＦのコンデンサ１４を設けた場合、２次側コイル１３の漏れインダクタンスＬ_１に要求される値は、発振周波数４０ｋＨｚのときで２２６ｍＨ、７０ｋＨｚのときで７４ｍＨと、実用に近い値とすることができる。

一般的に冷陰極管点灯回路では１次と２次間を非絶縁としているものが多く、２次側電圧と２次側電流を容易に１次側ヘフィードバックすることができる。
１次と２次間を絶縁している冷陰極管点灯回路であっても、管電流を一定に保つ目的で２次側電流を１次側ヘフィードバックすることが一般的である。

一般のスイッチング電源に用いられる巻線型トランスは結合係数が高く（１に近く）、漏れインダクタンスが小さいため、１次側電圧と２次側電圧の位相差はほぼ等しく、波形も１次、２次巻線比に相当する波高値をもって同形状となる。そのため、１次側電圧を２次側電圧の代替として用いることができる。
しかし、冷陰極管点灯回路に用いられる巻線型トランス１１は１次側コイル１２と２次側コイル１３の巻線比が非常に大きく、２次側コイル１３の漏れインダクタンスも大きいため、１次側電圧と２次側電圧の位相や形状が異なる。
しかし、発振周波数に対して１次側電圧と２次側電圧の位相差は一定の関係を有することから、１次側電圧と２次側電流が一定の位相差を保つように発振周波数を制御することで、間接的に２次側電圧と２次側電流の位相差を最小にすることができる。

一部の冷陰極管点灯回路では、２次側電流（管電流）をオープンループ制御しているが、このような冷陰極管点灯回路は発振周波数での２次側コイル１３の漏れインダクタンスによる出力インピーダンスと負荷である冷陰極管自身のインピーダンスによって出力電力を制限しているに過ぎず、巻線型トランス１１は常に最大出力での動作となる。
このような巻線型トランス１１を用いた冷陰極管点灯回路では、巻線型トランス１１の特性バラツキや負荷の状態によって当然出力電流にバラツキを生じ、そのバラツキ範囲も広い。
また、冷陰極管は経年劣化により内部の有効水銀量が減少し、インピーダンスが大きくなるため、時間の経過とともに出力電流が減少する。

また、有効水銀量の減少により同じ管電流を流しても、発光輝度が低下しているため、オープンループで動作させている冷陰極管点灯回路では、上記２つの相乗効果により輝度の低下が促進される。従って、液晶パネル製品としての寿命も短いこととなる。
冷陰極管周辺の構成部品の構造、特に製品の筐体や、電流経路となる電線の取り回しによっても、負荷の浮遊容量が大きく変化し、２次側電圧と２次側電流の位相差に変化を生じることから、結果として巻線型トランスの出力インピーダンスが変動する。
従って、オープンループの冷陰極管点灯回路を用いる場合はパネル製品全体の構造を踏まえて冷陰極管点灯回路を設計する必要がある。つまりは、該液晶パネル製品に対し専用の冷陰極管点灯回路が必要となり小ロット製品には冷陰極管点灯回路のコストが割高となる。
また、冷陰極管点灯回路が専用品となるため、汎用性に乏しく、冷陰極管点灯回路の他液晶パネル製品への転用も難しい。

本発明は、出力電流に余裕を持った巻線型トランス１１を用い、出力電流をフィードバックさせることで、上記問題を解決させる。なお、出力電流に余裕をもたせるには先に述べたとおり、２次側電圧と２次側電流の位相差を最小とすることで同サイズの巻線型トランス１１からもより大きな電力を取り出すことができ、巻線型トランス１１での発熱量も抑えられるため、オープンループで動作する巻線型トランス１１と同形状、あるいはさらに小型の巻線型トランス１１を使用することができる。

本発明で得られる冷陰極管点灯回路は冷陰極管に対し容易に汎用性を持たせることが可能である。点灯開始電圧と出力電流の最大値さえクリアできれば、巻線型トランス１１は共用可能であり、出カコネクタと出力電流が同じであれば冷陰極管点灯回路を共有することが可能である。
点灯開始電圧についても、巻線型トランス１１の１次側コイル１２と２次側コイル１３との間をある程度疎結合、つまり結合係数を小さくしておくことで、１次側漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーの放出時に生じるサージ電圧や、後述する１次側コイル１２に生じる減衰振動波を有効利用し、１次側コイル１２と２次側コイル１３との巻線比で決まる電圧以上のサージ電圧を２次側に得ることができる。

一般に有害とされるサージ電圧も、冷陰極管点灯回路では有効利用することができる。ただし、冷陰極管１６に並列に設ける容量成分を付加するコンデンサ１４の値が大きいほど、２次側に生じるサージ電圧の値が小さくなってしまう。しかし、実際の使用環境においてのパネル製品状態では冷陰極管１６の周辺に金属製の反射板が設けられており、通常、巻線型トランス１１の低圧側と同電位に接続される。
従って、冷陰極管と反射板の間に生じる近接導体効果により点灯開始電圧は、製造メーカのカタログ記載値よりもずいぶん小さな値となることが多い。

一方、１次側コイル１２に生じる１次側電圧の波形に着目すると、巻線型トランス１１が双方向励磁されることにより、巻線型トランス１１には残留磁束がほとんど観測されない。このような状態では、１次側コイル１２の１次インダクタンスとスイッチング素子７、８、９、１０および１次回路の浮遊容量の間で減衰振動波を生じる。この減衰振動波は、１次回路において巻線型トランス１１の１次インダクタンスを主とする誘導成分Ｌと、コンデンサを主とする寄生容量などによる容量成分Ｃと、電線やプリント基板のパターン、各素子などによる純抵抗Ｒが式（２）の関係を満たす場合に生じる。

冷陰極管点灯回路の１次回路において多くの場合、式（２）の条件を満たす。１次側電圧に見られる減衰振動波の一例を図３に示す。
減衰振動波の振動周波数は１次側コイル１２の１次インダクタンスとスイッチング素子７、８、９、１０および１次回路の浮遊容量が支配的となり決定される。これらの値は、２次回路を構成する相当要素に比ベバラツキも小さいため、実機により調整しても、個体ごとの差は小さい。

また、発振器３からの信号の発振周波数と減衰振動波の振動周波数は無関係のため、減衰振動波の谷でスイッチングが行われるように発振周波数を設定する。この場合の１次側電圧の様子を図４に示す。１次側電圧は波形が純方形波とはならず、方形波に減衰振動波が重畳した波形となる。また、各スイッチング時には先述のデッドタイムを設けている。
図４では、一例として減衰振動波に起因する最初の谷でスイッチングを行う例を示したが、場合によっては、２つ目以降の谷でスイッチングを行ってもよい。これによって、スイッチング素子７、８、９、１０のスイッチング時の電圧、電流積によるスイッチング損失と１次側コイル１２による鉄損を低減することができる。

発振器３からの信号の発振周波数と減衰振動波の振動周波数の関係で、幾つ目の谷でスイッチングさせるかを設定するが、１次回路に用いられるセラミックコンデンサやチョークコイル、巻線型トランスなどのうなり音の抑制や、減衰振動波によるノイズの低減を考慮すると最初の谷でスイッチングを行うことが望ましい。

冷陰極管点灯回路に使用される巻線型トランス１１は高圧を発生するため、１次側コイル１２と２次側コイル１３との間の容量成分の影響を強く受けると共にエナメル線間の絶縁耐圧を確保する上で、１次側コイル１２と２次側コイル１３をボビンに設けられた別領域に巻くことが一般的であり、ボビンもこのような構造に作られている。２次側電流容量や使用温度範囲によって、２次側コイル１３に使用するエナメル線を決定すると、ボビンによって２次側コイル１３の最大巻数が決定される。このとき、２次側コイル１３の漏れインダクタンスが期待値に納まるようにコアにギャップを設ける。

１次側コイル１２については、巻数を多くすると１次側電流（励磁電流）の実効値は低下するが、２次側に得られる電圧のピーク値が減少する。先述のとおり、２次側に得られる電圧のピーク値は１次側コイル１２と２次側コイル１３との巻線比で決まる値以上となるが、１次側コイル１２と２次側コイル１３との巻線比に依存する部分も大きい。１次側コイル１２の巻数は、調光機能を働かせない状態で冷陰極管１６を点灯させたときに、直流電源１の電圧または、スイッチング素子５の出力電圧がインバータ回路１００へ入力される電源電圧の最小値より小さい値となるように設定する。ここで、直流電源１の電圧、またはスイッチング素子５の出力電圧が必要以上に小さいと、直流電源１、スイッチング素子５のスイッチング損失が増加するが、インバータ回路１００の直流電源電圧範囲を広くできる。さらに、１次側コイル１２の巻数は、１次側電圧に生じる減衰振動波の振動周波数にも影響を与えるため、これらを考慮して決定する。

以上のように設定した発振周波数において２次側回路が式（１）の関係を満たすように容量成分を付加するコンデンサ１４の値を決定する。

この発明の冷陰極管点灯回路を構成するインバータ回路１００は、１次側コイル１２および２次側コイル１３を有する巻線型トランス１１と、冷陰極管１６や負荷電線、プリント基板上のパターンやそれらに生じる浮遊容量の影響を軽減するために冷陰極管１６と管電流検出回路１７とに並列に設けられたコンデンサ１４と、２次側電圧と２次側電流の位相差の絶対値が最小となるように１次側の発振周波数を決定する発振器３と、１次側電圧の波形の谷でスイッチングされるスイッチング素子７、８、９、１０と、を備えたので、同じ巻線型トランスを用いても、従来のインバータ回路よりも巻線型トランス１１の出カインピーダンスを小さくでき、より大きな電力を取り出すことができる。また、同じ電力容量であれば巻線型トランス１１を小型化できる。
また、１次側コイル１２、２次側コイル１３での損失を抑えることができるので、巻線型トランス１１の発熱が抑えられ、小型で効率がよく、如何なる冷陰極管１６に対して使用できる。

実施の形態２．
図５は、この発明の実施の形態２に係る非接触電力伝送装置の構成を表したブロック図である。
この発明の実施の形態２に係る非接触電力伝送装置は、図５に示すように、固定ユニット１０１と、固定ユニット１０１に固定された軸を中心に回転自在に支持される可動ユニット１０２と、から構成される。固定ユニット１０１は、直流電源２０と、直流電源２０から入力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路２００と、交流電力が入力される非接触巻線型トランス２８の１次側コイル２９と、を備える。可動ユニット１０２は、非接触巻線型トランス２８の１次側コイル２９と電磁結合する２次側コイル３０と、２次側コイル３０からコンデンサ３１を介して交流電力が印加される負荷３４と、負荷３４を流れる負荷電流を検出する負荷電流検出回路３３と、負荷３４に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出回路３２と、を備える。

図６は、この発明の実施の形態２に係る非接触電力伝送装置の非接触巻線型トランス２８の構成を示す分解斜視図である。
非接触巻線型トランス２８は、図６に示すように、例えば、車のステアリング、回転式の監視カメラ、ロボットの関節のような可動ユニット１０２が回転する場合に対応できるように、円形のポットコアが用いられている。可動ユニット１０２側の可動側ポットコア１５１と固定ユニット１０１側の固定側ポットコア１５７とは、それぞれ中心線が、可動ユニット１０２の中心線１５０と同一になるように、それぞれ可動ユニット１０２と固定ユニット１０１とに固定されている。
また、それぞれの可動側ポットコア１５１および固定側ポットコア１５７は、機械的に非接触となるように、所定の距離だけエアギャップを介して離間するように固定されている。

そして、可動側ポットコア１５１と固定側ポットコア１５７との内側には、可動側ボビン１５２と固定側ボビン１５６とがそれぞれ収納され構成されている。固定側ボビン１５６には、１次側コイル２９が巻回されて形成されており、可動側ボビン１５２には、２次側コイル３０が巻回されて形成されている。なお、非接触巻線型トランス２８の詳細については特許文献２に記載されている。

この発明の実施の形態２に係る非接触電力伝送装置の基本的な動作は、負荷電圧検出回路３２により検出された負荷電圧が予め設定した値と等しくなるように、インバータ回路２００への直流電源２０の電圧を制御する。なお、負荷電圧検出回路３２と負荷電流検出回路３３の検出信号を１次側へ非接触で伝送する方式として、図５には光結合による信号伝達回路３５を示したが、誘導結合や容量結合であっても同様の効果を得ることができる。
また、負荷電流検出回路３３により検出された負荷電流のピーク値が設定した値を超える場合は出力を停止するような機能を設けてもよい。

負荷電圧検出回路３２により検出された２次側電圧と負荷電流検出回路３３により検出された２次側電流との位相差を位相比較器２２において比較し、これらの位相差の絶対値が最小となるように発振器２１から発振される信号の発振周波数を可変する。
そして、位相差の絶対値が最小になると、２次側コイル３０の漏れインダクタンスの誘導成分と、コンデンサ３１により付加された容量成分および負荷３４など２次側に生じる浮遊容量による容量成分とが互いに打ち消し合っており、２次側コイル３０の漏れインダクタンスの誘導成分による電圧降下を最小に留めている。
従って、２次側コイル３０のインピーダンスが低下することから、非接触巻線型トランス２８の出カインピーダンスを小さくできる。つまり、非接触巻線型トランス２８からより大きな電力を取り出せることとなる。
なお、位相比較器２２として数十ｋＨｚ用のＰＬＬを用いても良いし、マイコンなどを用いて構成しても良い。

発振器２１で発振される信号は、ゲートドライバ２３で電流増幅、電圧シフト、またはデッドタイム生成の処理が施された後に、インバータ回路２００を構成するスイッチング素子２４、２５、２６、２７へ入力される。ここでいうデッドタイムとは、スイッチング素子２４と２７、または２５と２６が同時にオンすることで短絡電流による過電流が流れないように、それぞれのオン、オフ制御の切替時に全てのスイッチング素子２４、２５、２６、２７がオフ状態となる期間のことを指す。ゲートドライバ２３は特開２００８−２８９２４９号公報に記載の方法を用いることもできる。

スイッチング素子２４、２５、２６、２７は、スイッチング素子２４とスイッチング素子２７が同時にオン、スイッチング素子２５とスイッチング素子２６が同時にオンし、これらは先に述べたデッドタイムを持って相反してオン、オフされる。
図５は、インバータ回路２００の一例として、フルブリッジ型インバータを記述したが、ハーフブリッジ型であっても、プッシュプル型（センタータップ型）であっても、フライバック型やフォワード型であっても同等の効果を得る。

非接触巻線型トランス２８を用いた非接触電力伝送装置では、非接触巻線型トランス２８の構造上、１次側コイル２９と、２次側コイル３０の漏れインダクタンスが非常に大きく、フライバック型では、効率の低下やサージ電圧の増大を生む。また、フォワード型では１次回路への回生電力が大きくなり、回生回路での損失が増大する。
しかし、図６に示すような非接触巻線型トランス２８を構成する２つのポットコア間のギャップが固定値、かつ１次側コイル２９と２次側コイル３０の漏れインダクタンスがそれほど大きくない場合は、スイッチング素子をはじめとするインバータ回路２００を構成する部品の数を削減できるため、フライバック型やフォワード型が有用となる場合もある。

非接触巻線型トランス２８の１次側コイル２９は、スイッチング素子２４、２５、２６、２７などにより構成されるインバータ回路２００によって双方向、または単方向励磁され、２次側コイル３０に２次側出力が出力される。双方向励磁に比べ、単方向励磁の場合は非接触巻線型トランス２８の利用効率が低下するため、同じ電力を扱う場合にも非接触巻線型トランス２８が大きくなる。

２次側コイル３０は、２次側電圧波形と２次側電流波形の位相差が最小となるように制御される。図５では、容量成分を付加するコンデンサ３１を負荷３４に対して直列（電流共振型）に設けているが、負荷３４に対して並列（電圧共振型）に設けても、並列、直列の双方（共振ポール型）に設けてもよい。

なお、１次側コイル５２の巻数が２次側コイル５３の巻数に比べて同等、あるいは大きい場合、２次側電圧と２次側電流ではなく、図７に示すように１次側電圧と１次側電流を位相比較器４２により比較し、これらの位相差の絶対値が最小となるように発振器４１により発振周波数を決めることで、伝送効率を向上できる場合がある。

この発明の実施の形態２に係る他の非接触電力伝送装置は、図７に示すように、固定ユニット１０３と、固定ユニット１０３に固定された軸を中心に回転自在に支持される可動ユニット１０４と、から構成される。固定ユニット１０３は、直流電源４０と、直流電源４０から入力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路３００と、インバータ回路３００からコンデンサ４８を介して交流電力が流される非接触巻線型トランス５１の１次側コイル５２と、１次側コイル５２を流れる１次側電流を検出する１次側電流検出回路５０と、１次側コイル５２に印加される１次側電圧を検出する１次側電圧検出回路４９とを備える。可動ユニット１０４は、非接触巻線型トランス５１の１次側コイル５２と電磁結合する２次側コイル５３と、２次側コイル５３から交流電力が印加される負荷５４と、を備える。

発振器４１で発振される信号は、ゲートドライバ４３で電流増幅、電圧シフト、またはデッドタイム生成の処理が施された後に、インバータ回路３００を構成するスイッチング素子４４、４５、４６、４７へ入力される。ここでいうデッドタイムとは、スイッチング素子４４と４７、または４５と４６が同時にオンすることで短絡電流による過電流が流れないように、それぞれのオン、オフ制御の切替時に全てのスイッチング素子４４、４５、４６、４７がオフ状態となる期間のことを指す。ゲートドライバ４３は特開２００８−２８９２４９号公報に記載の方法を用いることもできる。

スイッチング素子４４、４５、４６、４７は、スイッチング素子４４とスイッチング素子４７が同時にオン、スイッチング素子４５とスイッチング素子４６が同時にオンし、これらは先に述べたデッドタイムを持って相反してオン、オフされる。

この発明の非接触電力伝送装置は、１次側コイル２９、２次側コイル３０を有する非接触巻線型トランス２８と、非接触巻線型トランス２８に生じる漏れインダクタンスによる電圧降下を抑制するために２次側コイル３０と直列、または並列に設けられたコンデンサ３１と、２次側電圧と２次側電流の位相差の絶対値が最小となるように１次側の発振周波数を決定する発振器２１とを備えたので、同じ非接触巻線型トランスを用いても、従来のインバータ回路よりも非接触巻線型トランス２８の出カインピーダンスを小さくできるため、より大きな電力を取り出せる。

また、同じ電力容量であれば非接触巻線型トランス２８を小型化できるとともに、２つのポット型コア間のギャップ長によって、電力の伝送効率の低下を招くことがない。
また、２次側コイルの漏れインダクタンスによる電圧降下を抑制し、損失を抑えることができるので、巻線型トランスの発熱が抑えられ、小型で効率がよい。

１、２０、４０直流電源、２調光回路、３、２１、４１発振器、４、２２、４２位相比較器、５、７、８、９、１０、２４、２５、２６、２７、４４、４５、４６、４７スイッチング素子、６、２３、４３ゲートドライバ、１１巻線型トランス、１２、２９、５２１次側コイル、１３、３０、５３２次側コイル、１４、３１、４８コンデンサ、１５管電圧検出回路、１６冷陰極管、１７管電流検出回路、２８、５１非接触巻線型トランス、３２負荷電圧検出回路、３３負荷電流検出回路、３４、５４負荷（ＬＯＡＤ）、３５信号伝達回路、４９１次側電圧検出回路、５０１次側電流検出回路、１００、２００、３００インバータ回路、１０１、１０３固定ユニット、１０２、１０４可動ユニット、１５０中心線、１５１可動側ポットコア、１５２可動側ボビン、１５６固定側ボビン、１５７固定側ポットコア。

Claims

直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換してから放電管に供給することにより上記放電管を点灯するインバータ回路において、
１次側コイルおよび２次側コイルを有する巻線型トランスと、
上記放電管、負荷電線またはプリント基板上のパターンに生じる浮遊容量の影響を軽減するために容量成分を付加するとともに上記放電管、または上記放電管と管電流検出回路と並列に設けられたコンデンサと、
上記２次側コイルに生起する電圧と上記２次側コイルに流れる電流との位相差の絶対値が最小となるような発振周波数でスイッチングされるスイッチング素子と、
を備えることを特徴とするインバータ回路。
上記スイッチング素子は、上記１次側コイルに印加される電圧の減衰振動波に係る谷でスイッチングされることを特徴とする請求項１に記載のインバータ回路。
直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換してから可動する負荷に非接触に供給するインバータ回路において、
１次側コイルおよび２次側コイルを有する非接触巻線型トランスと、
上記非接触巻線型トランスに生じる漏れインダクタンスによる電圧降下を抑制するために容量成分を付加するとともに上記２次側コイルに対して直列または並列に設けられたコンデンサと、
上記２次側コイルに生起する電圧と上記２次側コイルに流れる電流との位相差の絶対値が最小となるような発振周波数でスイッチングされるスイッチング素子と、
を備えることを特徴とするインバータ回路。