JP2011172372A - Pfc converter - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To structure a PFC converter that reduces a ripple current and decreases a peak level of EMI noise. <P>SOLUTION: A diode bridge B1 is connected to input terminals P11, P12. At the output side of the diode bridge B1, two PFC circuits PFC1, PFC2 are structured with inductors L11, L12, switching elements Q11, Q12, and diodes D11, D12. Output terminals P21, P22 are connected to both ends of a smoothing capacitor Co. A switching control circuit 30 PWM-modulates a gate control voltage signal to the switching elements Q11, Q12 so that average currents flowing in the inductors L11, L12 become similar in shape to an input voltage waveform (full-wave rectified waveform) and an output voltage becomes constant. In that case, the switching elements Q1, Q2 are switched by a plurality of switching frequencies different from each other. <P>COPYRIGHT: (C)2011,JPO&INPIT

Description

本発明はＰＦＣコンバータに関し、特にマルチフェーズＰＦＣ回路を使用したＰＦＣコンバータに関するものである。   The present invention relates to a PFC converter, and more particularly to a PFC converter using a multiphase PFC circuit.

高調波電流規制をクリアするためにＡＣ−ＤＣコンバータに用いられるＰＦＣコンバータ（力率改善回路）は一般的に１つのスイッチ素子を用いた昇圧チョッパー回路が構成されている。大電力用途などの場合には、特許文献１に示されているように、複数のＰＦＣ回路を並列に接続して、電力変換を分担するマルチフェーズ方式のＰＦＣコンバータが構成されている。   In general, a PFC converter (power factor correction circuit) used for an AC-DC converter in order to clear the harmonic current regulation is configured as a boost chopper circuit using one switch element. In the case of high power applications, a multi-phase PFC converter that shares power conversion is configured by connecting a plurality of PFC circuits in parallel as shown in Patent Document 1.

図１（Ａ）は、前記マルチフェーズＰＦＣコンバータの主要部の構成を示す回路図、図１（Ｂ）はそのインダクタに流れる電流波形図である。
商用交流電源の交流入力電圧を全波整流した電圧が端子Ｐ３１，Ｐ３２に印加され、端子Ｐ３１とＰ３２の間にはインダクタＬ１１とスイッチング素子Ｑ１１とからなる直列回路、及びインダクタＬ１２とスイッチング素子Ｑ１２とからなるもう一つの直列回路が並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１１とインダクタＬ１１との接続点と平滑コンデンサＣｏとの間にダイオードＤ１１が接続され、スイッチング素子Ｑ１２とインダクタＬ１２との接続点と平滑コンデンサＣｏとの間にダイオードＤ１２が接続されている。平滑コンデンサＣｏの両端は出力端子Ｐ２１，Ｐ２２に接続されている。 FIG. 1A is a circuit diagram showing a configuration of a main part of the multiphase PFC converter, and FIG. 1B is a waveform diagram of a current flowing through the inductor.
A voltage obtained by full-wave rectifying an AC input voltage of a commercial AC power supply is applied to terminals P31 and P32. Between the terminals P31 and P32, a series circuit including an inductor L11 and a switching element Q11, and an inductor L12 and a switching element Q12 are provided. Another series circuit consisting of is connected in parallel. A diode D11 is connected between the connection point between the switching element Q11 and the inductor L11 and the smoothing capacitor Co, and a diode D12 is connected between the connection point between the switching element Q12 and the inductor L12 and the smoothing capacitor Co. Both ends of the smoothing capacitor Co are connected to output terminals P21 and P22.

ＰＦＣ制御ＩＣ（不図示）は、インダクタＬ１１，Ｌ１２に流れる電流の検出信号を受けて、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２に制御信号を送り、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を位相差１８０で交互に（インターリーブ方式で）オン／オフする。   The PFC control IC (not shown) receives a detection signal of the current flowing through the inductors L11 and L12, sends a control signal to the switching elements Q11 and Q12, and alternately switches the switching elements Q11 and Q12 with a phase difference 180 (in an interleaved manner). ) Turn on / off.

図１（Ｂ）に示すように、ＰＦＣコンバータに対する入力電流ｉ(L11+L12)は、インダクタＬ１１に流れる電流ｉ(L11)とインダクタＬ１２に流れる電流ｉ(L12)との加算である。このようにマルチフェーズのＰＦＣコンバータでは商用交流電源からの入力電流のリップルが小さくなり、インダクタ等の部品を小型化でき、ＰＦＣコンバータを小型・低背化することができる。   As shown in FIG. 1B, the input current i (L11 + L12) for the PFC converter is the sum of the current i (L11) flowing through the inductor L11 and the current i (L12) flowing through the inductor L12. As described above, in the multi-phase PFC converter, the ripple of the input current from the commercial AC power supply is reduced, and the components such as the inductor can be reduced in size, and the PFC converter can be reduced in size and height.

特開２００６−１８７１４０号公報JP 2006-187140 A

特許文献１に示されているスイッチング電源装置は、４つのＰＦＣ回路を並列接続したものであり、４つのスイッチング素子は同じ周波数で、それぞれ９０°毎に異なる位相で（すなわち４相で）動作する。このように相数を増すと、その分リップル電流が低減される。   The switching power supply device disclosed in Patent Document 1 has four PFC circuits connected in parallel, and the four switching elements operate at the same frequency and at different phases (ie, four phases) every 90 °. . When the number of phases is increased in this way, the ripple current is reduced accordingly.

しかし、４つのスイッチング素子のスイッチング周波数は同じであるので、そのスイッチング周波数及びその高次のＥＭＩノイズについては、単一のインダクタと単一のスイッチング素子を用いたシングルフェーズＰＦＣと同等の強度で発生してしまう、という課題があった。   However, since the switching frequency of the four switching elements is the same, the switching frequency and the higher-order EMI noise are generated with the same strength as a single-phase PFC using a single inductor and a single switching element. There was a problem that it would.

ここで、シングルフェーズＰＦＣと２フェーズＰＦＣとについて、発生するＥＭＩノイズのスペクトルの例を図２に示す。図２（Ａ）はシングルフェーズＰＦＣのスイッチング素子を１００ｋＨｚで駆動したときのＥＭＩノイズのスペクトル、図２（Ｂ）は２フェーズＰＦＣのスイッチング素子を１８０度位相差をもって１００ｋＨｚで駆動したときのＥＭＩノイズのスペクトルである。   Here, FIG. 2 shows an example of the spectrum of the generated EMI noise for the single-phase PFC and the two-phase PFC. 2A shows the spectrum of EMI noise when a single-phase PFC switching element is driven at 100 kHz, and FIG. 2B shows the EMI noise when the two-phase PFC switching element is driven at 100 kHz with a phase difference of 180 degrees. Is the spectrum.

シングルフェーズＰＦＣの場合、図２（Ａ）のように、１００ｋＨｚ以外に１００ｋＨｚの整数倍の周波数にもＥＭＩノイズが生じる。これらの高次のノイズは高次になる程レベルは漸次低くなる。   In the case of a single phase PFC, as shown in FIG. 2A, EMI noise is also generated at a frequency that is an integral multiple of 100 kHz in addition to 100 kHz. The level of these higher-order noises gradually decreases as the order increases.

２フェーズＰＦＣの場合、図２（Ｂ）のように、１００ｋＨｚ以外に１００ｋＨｚの整数倍の周波数にもＥＭＩノイズが生じる。２００ｋＨｚや４００ｋＨｚのような、基本波周波数１００ｋＨｚの偶数倍の周波数では、二つのＰＦＣ回路で生じるノイズ成分が重なって、レベルの高いノイズが依然として生じる。   In the case of the two-phase PFC, as shown in FIG. 2B, EMI noise is also generated at a frequency that is an integral multiple of 100 kHz in addition to 100 kHz. At a frequency that is an even multiple of the fundamental frequency of 100 kHz, such as 200 kHz or 400 kHz, noise components generated by the two PFC circuits overlap, and high-level noise still occurs.

このように、各スイッチング素子のスイッチングで生じるノイズの周波数成分は同一であって、それらが重畳されるので、ＥＭＩノイズのピークレベルはシングルフェーズＰＦＣと同等であった。   Thus, since the frequency components of the noise generated by switching of each switching element are the same and are superimposed, the peak level of EMI noise is equivalent to that of the single phase PFC.

この発明の目的は、ＥＭＩノイズのピークレベルを低減したＰＦＣコンバータを提供することにある。   An object of the present invention is to provide a PFC converter in which the peak level of EMI noise is reduced.

この発明のＰＦＣコンバータは、
商用交流電源が接続される交流電圧入力部と、
負荷が接続される直流電圧出力部と、
インダクタと、前記交流電圧入力部から入力される電流をオン期間に前記インダクタに通電するスイッチング素子と、前記スイッチング素子のオフ期間に前記インダクタに流れる電流（生じる電圧）を通電するダイオードと、をそれぞれ含む、並列接続された複数のＰＦＣ回路と、
前記ＰＦＣ回路より後段で、前記ＰＦＣ回路から出力される電圧を平滑して前記直流電圧出力部へ出力する平滑コンデンサと、
前記スイッチング素子の制御を行うスイッチング制御回路とを備え、
前記スイッチング制御回路は、前記複数のスイッチング素子を互いに周波数の異なる複数のスイッチング周波数でスイッチングすることを特徴とする。 The PFC converter of this invention is
An AC voltage input unit to which a commercial AC power supply is connected;
A DC voltage output unit to which a load is connected;
An inductor, a switching element for energizing the inductor during the on period with a current input from the AC voltage input unit, and a diode for energizing a current (generated voltage) flowing through the inductor during the off period of the switching element, respectively Including a plurality of PFC circuits connected in parallel;
A smoothing capacitor that smoothes the voltage output from the PFC circuit and outputs it to the DC voltage output unit at a stage after the PFC circuit;
A switching control circuit for controlling the switching element,
The switching control circuit switches the plurality of switching elements at a plurality of switching frequencies having different frequencies.

例えば、前記ＰＦＣ回路は３つ以上あり、且つ前記スイッチング周波数は３つ以上あって、これらのスイッチング周波数は、隣接する周波数での周波数差が等しい。すなわち等間隔に定められる。   For example, there are three or more PFC circuits and three or more switching frequencies, and these switching frequencies have the same frequency difference between adjacent frequencies. That is, it is determined at equal intervals.

前記スイッチング制御回路は、時間変化に応じて、互いの周波数差をほぼ等しく保ったまま前記複数のスイッチング周波数を変動させる。すなわち周波数ジッタを含むものとする。
前記複数のスイッチング周波数は周期的に上昇と下降を繰り返すように変動し、前記スイッチング周波数が上昇から下降あるいは下降から上昇に転じる時点を前記交流電圧入力部から入力される電流が略０になる時点とする。 The switching control circuit varies the plurality of switching frequencies in accordance with a change in time while keeping the frequency difference between them substantially equal. That is, frequency jitter is included.
The switching frequency fluctuates so as to periodically increase and decrease, and the time when the switching frequency changes from rising to falling or from falling to rising is a time when the current input from the AC voltage input unit becomes substantially zero. And

この発明によれば、同一周波数でのＥＭＩノイズの重畳が無くなり、ＥＭＩノイズのピークレベルが抑えられる。   According to the present invention, the superposition of EMI noise at the same frequency is eliminated, and the peak level of EMI noise is suppressed.

図１（Ａ）は、マルチフェーズＰＦＣコンバータの主要部の構成を示す回路図、図１（Ｂ）はそのインダクタに流れる電流波形図である。FIG. 1A is a circuit diagram showing a configuration of a main part of a multi-phase PFC converter, and FIG. 1B is a waveform diagram of a current flowing through the inductor. 図２（Ａ）はシングルフェーズＰＦＣのスイッチング素子を１００ｋＨｚで駆動したときのＥＭＩノイズのスペクトル、図２（Ｂ）は２フェーズＰＦＣのスイッチング素子を１８０度の位相差をもって１００ｋＨｚで駆動したときのＥＭＩノイズのスペクトルである。FIG. 2A shows the spectrum of EMI noise when a single-phase PFC switching element is driven at 100 kHz, and FIG. 2B shows the EMI when the two-phase PFC switching element is driven at 100 kHz with a phase difference of 180 degrees. It is a spectrum of noise. 第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。1 is a circuit diagram of a switching power supply device according to a first embodiment. 図４（Ａ）は２フェーズＰＦＣの二つのスイッチング素子を何れも１００ｋＨｚで駆動したときのＥＭＩノイズのスペクトル、図４（Ｂ）は２フェーズＰＦＣの一方のスイッチング素子を９５ｋＨｚで駆動し、他方のスイッチング素子１０５ｋＨｚで駆動したときのＥＭＩノイズのスペクトルである。FIG. 4A shows the spectrum of EMI noise when two switching elements of a two-phase PFC are driven at 100 kHz. FIG. 4B shows the driving of one switching element of the two-phase PFC at 95 kHz, and the other. It is the spectrum of EMI noise when it drives by switching element 105kHz. スイッチング制御回路３０の構成をブロック化して表した図である。3 is a block diagram illustrating a configuration of a switching control circuit 30. FIG. 図６（Ａ），図６（Ｂ）は、二つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数の時間経過にともなう変化を示す図である。6 (A) and 6 (B) are diagrams showing the change of the switching frequency of the two switching elements Q1, Q2 with time. 図７（Ａ）は、第１の実施形態で示したＰＦＣコンバータにおけるＥＭＩノイズのスペクトルである。図７（Ｂ）は図６（Ａ）または図６（Ｂ）に示したようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数にジッタを含ませたときのＥＭＩノイズのスペクトルである。FIG. 7A shows the spectrum of EMI noise in the PFC converter shown in the first embodiment. FIG. 7B shows an EMI noise spectrum when jitter is included in the switching frequency of the switching elements Q1 and Q2 as shown in FIG. 6A or 6B.

《第１の実施形態》
第１の実施形態に係るＰＦＣコンバータについて、図３，図４，図５を参照して説明する。
図３は第１の実施形態に係るＰＦＣコンバータ１０１の回路図である。図３において入力端子Ｐ１１，Ｐ１２に商用交流電源ＡＣが接続される。また、出力端子Ｐ２１，Ｐ２２に負荷２０が接続され、所定の直流電圧が負荷２０へ出力される。入力端子Ｐ１１，Ｐ１２は本発明に係る「交流電圧入力部」に相当する。また、出力端子Ｐ２１，Ｐ２２は本発明に係る「直流電圧出力部」に相当する。 << First Embodiment >>
The PFC converter according to the first embodiment will be described with reference to FIGS.
FIG. 3 is a circuit diagram of the PFC converter 101 according to the first embodiment. In FIG. 3, a commercial AC power supply AC is connected to input terminals P11 and P12. Further, the load 20 is connected to the output terminals P21 and P22, and a predetermined DC voltage is output to the load 20. The input terminals P11 and P12 correspond to an “AC voltage input unit” according to the present invention. The output terminals P21 and P22 correspond to the “DC voltage output unit” according to the present invention.

負荷２０は例えばＤＣ−ＤＣコンバータ及びそのＤＣ−ＤＣコンバータによって電源供給を受ける電子機器の回路である。   The load 20 is, for example, a DC-DC converter and a circuit of an electronic device that is supplied with power by the DC-DC converter.

入力端子Ｐ１１，Ｐ１２にはダイオードブリッジＢ１が接続され、このダイオードブリッジＢ１の出力に、インダクタＬ１１とスイッチング素子Ｑ１１とからなる直列回路、及びインダクタＬ１２とスイッチング素子Ｑ１２とからなるもう一つの直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１１とインダクタＬ１１との接続点と平滑コンデンサＣｏとの間にダイオードＤ１１が接続され、スイッチング素子Ｑ１２とインダクタＬ１２との接続点と平滑コンデンサＣｏとの間にダイオードＤ１２が接続されている。平滑コンデンサＣｏの両端には出力端子Ｐ２１，Ｐ２２が接続されている。   A diode bridge B1 is connected to the input terminals P11 and P12, and a series circuit composed of an inductor L11 and a switching element Q11 and another series circuit composed of an inductor L12 and a switching element Q12 are connected to the output of the diode bridge B1. It is connected. A diode D11 is connected between the connection point between the switching element Q11 and the inductor L11 and the smoothing capacitor Co, and a diode D12 is connected between the connection point between the switching element Q12 and the inductor L12 and the smoothing capacitor Co. Output terminals P21 and P22 are connected to both ends of the smoothing capacitor Co.

スイッチング素子Ｑ１１は、入力端子Ｐ１１，Ｐ１２から入力される電流をオン期間にインダクタＬ１１に通電する。ダイオードＤ１１はスイッチング素子Ｑ１１のオフ期間にインダクタＬ１１に流れる電流（生じる電圧）を通電する。同様に、スイッチング素子Ｑ１２は、入力端子Ｐ１１，Ｐ１２から入力される電流をオン期間にインダクタＬ１２に通電する。ダイオードＤ１２はスイッチング素子Ｑ１２のオフ期間にインダクタＬ１２に流れる電流を通電する。   The switching element Q11 supplies current that is input from the input terminals P11 and P12 to the inductor L11 during the ON period. The diode D11 energizes a current (generated voltage) flowing through the inductor L11 during the OFF period of the switching element Q11. Similarly, the switching element Q12 supplies the current input from the input terminals P11 and P12 to the inductor L12 during the ON period. The diode D12 energizes the current flowing through the inductor L12 during the OFF period of the switching element Q12.

前記インダクタＬ１１、ダイオードＤ１１、及びスイッチング素子Ｑ１１によって第１のＰＦＣ回路ＰＦＣ１が構成されている。同様に、前記インダクタＬ１２、ダイオードＤ１２、及びスイッチング素子Ｑ１２によって第２のＰＦＣ回路ＰＦＣ１が構成されている。   The inductor L11, the diode D11, and the switching element Q11 constitute a first PFC circuit PFC1. Similarly, a second PFC circuit PFC1 is configured by the inductor L12, the diode D12, and the switching element Q12.

入力端子Ｐ１１，Ｐ１２間には入力電圧検出回路１１が設けられている。また、出力端子Ｐ２１，Ｐ２２間には出力電圧検出回路１２が設けられている。
スイッチング制御回路３０は、入力電圧検出回路１１が検出した入力電圧検出信号、出力電圧検出回路１２が検出した出力電圧検出信号、インダクタＬ１１，Ｌ１２に流れる電流の検出信号をそれぞれ入力し、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のゲート制御電圧を出力する。 An input voltage detection circuit 11 is provided between the input terminals P11 and P12. An output voltage detection circuit 12 is provided between the output terminals P21 and P22.
The switching control circuit 30 receives the input voltage detection signal detected by the input voltage detection circuit 11, the output voltage detection signal detected by the output voltage detection circuit 12, and the detection signal of the current flowing through the inductors L11 and L12, respectively, and the switching element Q11. , Q12 output a gate control voltage.

スイッチング制御回路３０は、具体的にはインダクタＬ１１，Ｌ１２に流れる電流が入力電圧波形（全波整流波形）と相似形となるように、且つ出力電圧が一定となるようにスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２に対するゲート制御電圧信号をＰＷＭ変調する。すなわち、ゲート制御電圧信号のオンデューティ（オン期間）を制御する。   Specifically, the switching control circuit 30 applies current to the switching elements Q11 and Q12 so that the current flowing through the inductors L11 and L12 is similar to the input voltage waveform (full-wave rectification waveform) and the output voltage is constant. PWM modulates the gate control voltage signal. That is, the on-duty (on period) of the gate control voltage signal is controlled.

図５は、前記スイッチング制御回路３０の構成をブロック化して表した図である。図５おいて、加算要素３１は、出力電圧目標値Ｖｒｅｆに対する出力電圧検出値Ｖｏの誤差ｅｖを求める。出力電圧誤差増幅器３２は、誤差ｅｖに対して所定の比例係数を乗じて電流基準振幅値Ｖｍを求める。乗算器３３は、電流基準振幅値Ｖｍに対して入力電圧検出値Ｖｉを乗じて正弦波状の電流基準値ｉrefを求める。   FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the switching control circuit 30. In FIG. 5, the addition element 31 obtains an error ev of the output voltage detection value Vo with respect to the output voltage target value Vref. The output voltage error amplifier 32 obtains the current reference amplitude value Vm by multiplying the error ev by a predetermined proportional coefficient. The multiplier 33 multiplies the current reference amplitude value Vm by the input voltage detection value Vi to obtain a sinusoidal current reference value iref.

インダクタ電流平均値検出器３７Ａは、電流検出信号の電圧Ｖrs1からインダクタ電流の平均値に対応する電圧を生成する。同様に、インダクタ電流平均値検出器３７Ｂは、電流検出信号の電圧Ｖrs2からインダクタ電流の平均値に対応する電圧を生成する。   The inductor current average value detector 37A generates a voltage corresponding to the average value of the inductor current from the voltage Vrs1 of the current detection signal. Similarly, the inductor current average value detector 37B generates a voltage corresponding to the average value of the inductor current from the voltage Vrs2 of the current detection signal.

加算要素３４Ａは、電流基準値ｉrefに対するインダクタ電流平均値Ｖ(iL)１の差分である入力電流誤差値ｅi1を求める。入力電流誤差増幅器３５Ａは入力電流誤差値ｅi1を増幅してパルス生成器に対する変調信号Ｄ１を発生する。同様に、加算要素３４Ｂは、電流基準値ｉrefに対するインダクタ電流の平均値Ｖ(iL)２の差分である入力電流誤差値ｅi2を求める。入力電流誤差増幅器３５Ｂは入力電流誤差値ｅi2を増幅してパルス生成器に対する変調信号Ｄ２を発生する。   The adding element 34A obtains an input current error value ei1 which is a difference between the inductor current average value V (iL) 1 with respect to the current reference value iref. The input current error amplifier 35A amplifies the input current error value ei1 and generates a modulation signal D1 for the pulse generator. Similarly, the adding element 34B obtains an input current error value ei2 which is a difference between the average value V (iL) 2 of the inductor current with respect to the current reference value iref. The input current error amplifier 35B amplifies the input current error value ei2 and generates a modulation signal D2 for the pulse generator.

発振器３８Ａは、スイッチング制御回路３０内部に備えた制御回路から与えられる発振周波数制御電圧Ｆｃ１に応じた周波数の三角波信号を発生する。同様に、電圧制御発振器３８Ｂは、スイッチング制御回路３０内部に備えた制御回路から与えられる発振周波数制御電圧Ｆｃ２に応じた周波数の三角波信号を発生する。   The oscillator 38A generates a triangular wave signal having a frequency corresponding to the oscillation frequency control voltage Fc1 supplied from a control circuit provided in the switching control circuit 30. Similarly, the voltage controlled oscillator 38B generates a triangular wave signal having a frequency corresponding to the oscillation frequency control voltage Fc2 supplied from the control circuit provided in the switching control circuit 30.

パルス生成器３６Ａは前記変調信号Ｄ１と前記三角波信号との比較を行って、ＰＷＭ変調されたゲート制御電圧Ｑｇ１を出力する。同様に、パルス生成器３６Ｂは前記変調信号Ｄ２と前記三角波信号との比較を行って、ＰＷＭ変調されたゲート制御電圧Ｑｇ２を出力する。   The pulse generator 36A compares the modulation signal D1 with the triangular wave signal and outputs a PWM-modulated gate control voltage Qg1. Similarly, the pulse generator 36B compares the modulation signal D2 with the triangular wave signal and outputs a PWM-modulated gate control voltage Qg2.

パルス生成器３６Ｂは前記変調信号Ｄ２に基づいて、スイッチング素子Ｑ２のゲート制御電圧Ｑｇ２を出力する。 The pulse generator 36B outputs the gate control voltage Qg2 of the switching element Q2 based on the modulation signal D2.

図５に示したスイッチング制御回路３０は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が互いに異なるように、発振周波数制御電圧Ｆｃ１，Ｆｃ２を出力する。   The switching control circuit 30 shown in FIG. 5 outputs the oscillation frequency control voltages Fc1 and Fc2 so that the switching elements Q1 and Q2 have different switching frequencies.

例えば、スイッチング素子Ｑ１１のゲート制御電圧信号の周波数をｆ１、スイッチング素子Ｑ１２のゲート制御電圧信号の周波数をｆ２とすれば、ｆ１＝９５ｋＨｚ、ｆ２＝１０５ｋＨｚとする。 For example, if the frequency of the gate control voltage signal of the switching element Q11 is f1, and the frequency of the gate control voltage signal of the switching element Q12 is f2, then f1 = 95 kHz and f2 = 105 kHz.

図４（Ａ）は２フェーズＰＦＣの二つのスイッチング素子を何れも１００ｋＨｚで駆動したときのＥＭＩノイズのスペクトル、図４（Ｂ）は２フェーズＰＦＣの一方のスイッチング素子を９５ｋＨｚで駆動し、他方のスイッチング素子を１０５ｋＨｚで駆動したときのＥＭＩノイズのスペクトルである。   FIG. 4A shows the spectrum of EMI noise when two switching elements of a two-phase PFC are driven at 100 kHz. FIG. 4B shows the driving of one switching element of the two-phase PFC at 95 kHz, and the other. It is a spectrum of EMI noise when the switching element is driven at 105 kHz.

９５ｋＨｚの２倍の周波数１９０ｋＨｚ、１０５ｋＨｚの２倍の周波数２１０ｋＨｚにノイズのピークがそれぞれ生じている。また、３倍波以上の高次のノイズについても同様に９５ｋＨｚと１０５ｋＨｚの整数倍の周波数にピークが生じている。   Noise peaks occur at a frequency of 190 kHz, which is twice 95 kHz, and at a frequency of 210 kHz, which is twice that of 105 kHz. Similarly, high-order noise of 3rd harmonic or higher has peaks at frequencies that are integral multiples of 95 kHz and 105 kHz.

このように、第１のＰＦＣ回路ＰＦＣ１と第２のＰＦＣ回路ＰＦＣ２とでそれぞれ発生するノイズの周波数成分はピーク周波数がそれぞれずれるので、２００ｋＨｚ以上の高周波におけるＥＭＩノイズ、特に、２倍波のノイズ低減効果が高いことが分かる。   As described above, since the frequency components of the noises generated in the first PFC circuit PFC1 and the second PFC circuit PFC2 are shifted in peak frequency, respectively, EMI noise at a high frequency of 200 kHz or more, particularly noise reduction of the second harmonic wave. It turns out that an effect is high.

《第２の実施形態》
第２の実施形態に係るＰＦＣコンバータについて、図６、図７を参照して説明する。
第２の実施形態に係るＰＦＣコンバータ１０２の回路図、及びスイッチング制御回路３０は第１の実施形態に係るＰＦＣコンバータ１０１と同じである。第１の実施形態で図３に示したＰＦＣコンバータ１０１と異なるのは、スイッチング制御回路３０内部にジッタ機能を備えた発振器を有している点である。 << Second Embodiment >>
A PFC converter according to a second embodiment will be described with reference to FIGS.
The circuit diagram of the PFC converter 102 according to the second embodiment and the switching control circuit 30 are the same as those of the PFC converter 101 according to the first embodiment. The first embodiment is different from the PFC converter 101 shown in FIG. 3 in that an oscillator having a jitter function is provided in the switching control circuit 30.

第２の実施形態においては、図５に示したスイッチング制御回路３０は、互いの周波数差をほぼ等しく保ったままスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が時間変化に応じて変動するように発振周波数制御電圧Ｆｃ１，Ｆｃ２を出力する。   In the second embodiment, the switching control circuit 30 shown in FIG. 5 controls the oscillation frequency so that the switching frequency of the switching elements Q1 and Q2 varies according to the time change while keeping the frequency difference between them substantially equal. The voltages Fc1 and Fc2 are output.

図６（Ａ），図６（Ｂ）は、二つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数の時間経過にともなう変化を示す図である。
図６（Ａ）の例では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数Ｆ１，Ｆ２は互いの周波数差を等しく保ったまま、上昇下降を繰り返す。この例では、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数Ｆ１は周波数ｆｏ１を中心として周波数ｆＬからｆｃの範囲で変化し、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数Ｆ２は周波数ｆｏ２を中心として周波数ｆｃからｆＨの範囲で変化する。 6 (A) and 6 (B) are diagrams showing the change of the switching frequency of the two switching elements Q1, Q2 with time.
In the example of FIG. 6A, the switching frequencies F1 and F2 of the switching elements Q1 and Q2 repeat rising and falling while keeping the frequency difference equal to each other. In this example, the switching frequency F1 of the switching element Q1 changes in the range from the frequency fL to fc around the frequency fo1, and the switching frequency F2 of the switching element Q2 changes in the range from the frequency fc to fH around the frequency fo2.

図６（Ｂ）の例では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数Ｆ１，Ｆ２は互いの周波数差を等しく保ったまま、上昇方向に変化するとともに、スイッチング周波数Ｆ１，Ｆ２の周波数の高低関係が断続的に入れ替わる。この例では、スイッチング周波数Ｆ１は下限周波数ｆＬから上限周波数ｆＨまで上昇し、その後再び下限周波数ｆＬまで戻る。スイッチング周波数Ｆ２についても同様であるが、変化周期の位相がスイッチング周波数Ｆ１に比べて１８０度ずれている。   In the example of FIG. 6 (B), the switching frequencies F1 and F2 of the switching elements Q1 and Q2 change in the upward direction while maintaining the same frequency difference between them, and the frequency relationship between the switching frequencies F1 and F2 is intermittent. Change. In this example, the switching frequency F1 increases from the lower limit frequency fL to the upper limit frequency fH, and then returns to the lower limit frequency fL again. The same applies to the switching frequency F2, but the phase of the change period is shifted by 180 degrees compared to the switching frequency F1.

図６（Ａ）、図６（Ｂ）に示したように、スイッチング周波数Ｆ１、Ｆ２の上昇と下降の動作を切り替える時点や、Ｆ１、Ｆ２の高低関係を入れ替える時点を、スイッチング制御回路３０への入力電圧Ｖｉまたは入力電流Ｉｉがゼロになる点、いわゆるゼロクロス点に定めてもよい。換言すれば、スイッチング周波数Ｆ１，Ｆ２の変動周期は商用電源周波数の半周期又は半周期の整数倍の周期に同期させてもよい。   As shown in FIG. 6A and FIG. 6B, when the switching operation of the switching frequency F1, F2 is increased or decreased, or when the relationship between the heights of F1, F2 is switched, A point at which the input voltage Vi or the input current Ii becomes zero, that is, a so-called zero cross point may be set. In other words, the fluctuation cycle of the switching frequencies F1 and F2 may be synchronized with a half cycle of the commercial power supply frequency or a cycle that is an integral multiple of the half cycle.

ゼロクロス点においては、ＰＦＣコンバータへの入力電流が流れないか極めて小さいため、その点でスイッチング周波数Ｆ１、Ｆ２が急激に変化したとしてもＰＦＣコンバータの動作への影響を抑えることができる。   Since the input current to the PFC converter does not flow or is extremely small at the zero cross point, even if the switching frequencies F1 and F2 change suddenly at that point, the influence on the operation of the PFC converter can be suppressed.

なお、スイッチング周波数の切り替え時点が正確にゼロクロス点でなくても、ゼロクロス付近であってもよい。ゼロクロス付近であればＰＦＣコンバータへの入力電流が小さいため、ＰＦＣコンバータの動作への影響を小さくできる。
このようにして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数にジッタを含ませる。 Note that the switching time of the switching frequency may not be exactly the zero cross point but may be near the zero cross point. Since the input current to the PFC converter is small near the zero cross, the influence on the operation of the PFC converter can be reduced.
In this way, jitter is included in the switching frequency of the switching elements Q1, Q2.

図７（Ａ）は、図５に示した第１のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を９５ｋＨｚに固定し、第２のスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数を１０５ｋＨｚに固定したときの（すなわち第１の実施形態で示したＰＦＣコンバータにおける）ＥＭＩノイズのスペクトルである。図７（Ｂ）は図６（Ａ）または図６（Ｂ）に示したようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数にジッタを含ませたときのＥＭＩノイズのスペクトルである。   FIG. 7A shows a case where the switching frequency of the first switching element Q1 shown in FIG. 5 is fixed to 95 kHz and the switching frequency of the second switching element Q2 is fixed to 105 kHz (that is, the first embodiment). It is a spectrum of EMI noise (in the PFC converter shown by). FIG. 7B shows an EMI noise spectrum when jitter is included in the switching frequency of the switching elements Q1 and Q2 as shown in FIG. 6A or 6B.

図７（Ｂ）に現れているように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数にジッタを含ませたことにより、ノイズの周波数スペクトルがより拡散される。そのため、図中丸印で示す準尖頭値は数ｄＢ低下し、図中バツ印で示す平均値は１０ｄＢ以上低下させることができる。   As shown in FIG. 7B, by including jitter in the switching frequency of the switching elements Q1 and Q2, the frequency spectrum of noise is further spread. Therefore, the quasi-peak value indicated by a circle in the figure can be reduced by several dB, and the average value indicated by a cross in the figure can be reduced by 10 dB or more.

《他の実施形態》
以上の各実施形態で示した例では、２フェーズのＰＦＣコンバータを構成したが、３フェーズ以上のマルチフェーズＰＦＣについても同様に適用できる。すなわち、３つ以上のＰＦＣ回路を設けて、各スイッチング素子を互いに周波数の異なる３つ以上の周波数でスイッチングする。 << Other embodiments >>
In the examples shown in the above embodiments, a two-phase PFC converter is configured, but the present invention can be similarly applied to a multi-phase PFC having three or more phases. That is, three or more PFC circuits are provided, and each switching element is switched at three or more frequencies having different frequencies.

これらのスイッチング周波数は、隣接する周波数での周波数差が等しい、すなわち等間隔にしてもよい。そのことにより、極端に離れたスイッチング周波数でスイッチング素子を駆動することによる、電力変換特性や効率の低下を抑制できる。   These switching frequencies may be equal in frequency difference between adjacent frequencies, that is, at equal intervals. As a result, it is possible to suppress a decrease in power conversion characteristics and efficiency due to driving the switching element at an extremely distant switching frequency.

ＡＣ…商用交流電源
Ｂ１…ダイオードブリッジ
Ｃｏ…平滑コンデンサ
Ｐ１１，Ｐ１２…入力端子
Ｐ２１，Ｐ２２…出力端子
ＰＦＣ１，ＰＦＣ２…スイッチング回路
ＰＦＣ１１，ＰＦＣ１２…ＰＦＣ回路
ＰＦＣ２１，ＰＦＣ２２…ＰＦＣ回路
ＰＦＣ３１，ＰＦＣ３２…ＰＦＣ回路
Ｑ１，Ｑ２…スイッチング素子
Ｑ１１，Ｑ１２…スイッチング素子
Ｑ２１，Ｑ２２…スイッチング素子
１１…入力電圧検出回路
１２…出力電圧検出回路
２０…負荷
３０…スイッチング制御回路
１０１〜１０５…ＰＦＣコンバータ AC ... commercial AC power supply B1 ... diode bridge Co ... smoothing capacitors P11, P12 ... input terminals P21, P22 ... output terminals PFC1, PFC2 ... switching circuit PFC11, PFC12 ... PFC circuit PFC21, PFC22 ... PFC circuit PFC31, PFC32 ... PFC circuit Q1 , Q2 ... switching elements Q11, Q12 ... switching elements Q21, Q22 ... switching element 11 ... input voltage detection circuit 12 ... output voltage detection circuit 20 ... load 30 ... switching control circuits 101-105 ... PFC converter

Claims (4)

商用交流電源が接続される交流電圧入力部と、
負荷が接続される直流電圧出力部と、
インダクタと、前記交流電圧入力部から入力される電流をオン期間に前記インダクタに通電するスイッチング素子と、前記スイッチング素子のオフ期間に前記インダクタに流れる電流を通電するダイオードと、をそれぞれ含む、複数のＰＦＣ回路と、
前記ＰＦＣ回路より後段で、前記ＰＦＣ回路から出力される電圧を平滑して前記直流電圧出力部へ出力する平滑コンデンサと、
前記スイッチング素子の制御を行うスイッチング制御回路とを備えたＰＦＣコンバータにおいて、
前記スイッチング制御回路は、前記複数のスイッチング素子を互いに周波数の異なる複数のスイッチング周波数でスイッチングすることを特徴とするＰＦＣコンバータ。 An AC voltage input unit to which a commercial AC power supply is connected;
A DC voltage output unit to which a load is connected;
A plurality of inductors, a switching element that supplies current that is input from the AC voltage input unit to the inductor during an ON period, and a diode that supplies current that flows through the inductor during an OFF period of the switching element. A PFC circuit;
A smoothing capacitor that smoothes the voltage output from the PFC circuit and outputs it to the DC voltage output unit at a stage after the PFC circuit;
In a PFC converter comprising a switching control circuit for controlling the switching element,
The PFC converter, wherein the switching control circuit switches the plurality of switching elements at a plurality of switching frequencies having different frequencies. 前記ＰＦＣ回路は３つ以上あり、且つ前記スイッチング周波数は３つ以上あって、これらのスイッチング周波数は、隣接する周波数での周波数差が等しい、請求項１に記載のＰＦＣコンバータ。   The PFC converter according to claim 1, wherein there are three or more PFC circuits, and there are three or more switching frequencies, and these switching frequencies have the same frequency difference between adjacent frequencies. 前記スイッチング制御回路は、時間変化に応じて、互いの周波数差をほぼ等しく保ったまま前記複数のスイッチング周波数を変動させる、請求項１又は２に記載のＰＦＣコンバータ。   3. The PFC converter according to claim 1, wherein the switching control circuit varies the plurality of switching frequencies while keeping a frequency difference between them substantially equal to each other according to a time change. 前記複数のスイッチング周波数は周期的に上昇と下降を繰り返すように変動し、前記スイッチング周波数が上昇から下降あるいは下降から上昇に転じる時点を前記交流電圧入力部から入力される電流が略０になる時点とする、請求項３に記載のＰＦＣコンバータ。   The switching frequency fluctuates so as to periodically increase and decrease, and the time when the switching frequency changes from rising to falling or from falling to rising is a time when the current input from the AC voltage input unit becomes substantially zero. The PFC converter according to claim 3.
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Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014027844A (en) * 2012-07-30 2014-02-06 Fujitsu General Ltd Dc power supply device
KR101387717B1 (en) * 2012-02-06 2014-04-24 엘지전자 주식회사 Battery charger and electric vehicle having the same
JP2015122835A (en) * 2013-12-20 2015-07-02 三菱電機株式会社 Power unit, air conditioner with the same, and heat pump hot-water supply device
JP2016082702A (en) * 2014-10-16 2016-05-16 ローム株式会社 Switching power supply circuit
JP2016086463A (en) * 2014-10-23 2016-05-19 株式会社富士通ゼネラル Power supply
KR20190065725A (en) * 2017-12-04 2019-06-12 엘지전자 주식회사 Converter and power converting apparatus including same
WO2019216138A1 (en) * 2018-05-10 2019-11-14 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 Control device, converter device, motor driving device, control method, and program
CN114257106A (en) * 2020-09-24 2022-03-29 Ip传输控股公司 Harmonic distortion reduction system for converters connected to a common bus

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001298952A (en) * 2000-04-14 2001-10-26 Cosel Co Ltd Switching power supply unit
JP2003309968A (en) * 2002-04-16 2003-10-31 Hitachi Ltd Switching power supply circuit
JP2006187140A (en) * 2004-12-28 2006-07-13 Toshiba Corp Converter power supply circuit
JP2007195282A (en) * 2006-01-17 2007-08-02 Renesas Technology Corp Power unit
WO2009008197A1 (en) * 2007-07-09 2009-01-15 Murata Manufacturing Co., Ltd. Pfc converter
JP2009159727A (en) * 2007-12-26 2009-07-16 Toshiba Corp Converter power supply circuit and converter power supply driving method

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001298952A (en) * 2000-04-14 2001-10-26 Cosel Co Ltd Switching power supply unit
JP2003309968A (en) * 2002-04-16 2003-10-31 Hitachi Ltd Switching power supply circuit
JP2006187140A (en) * 2004-12-28 2006-07-13 Toshiba Corp Converter power supply circuit
JP2007195282A (en) * 2006-01-17 2007-08-02 Renesas Technology Corp Power unit
WO2009008197A1 (en) * 2007-07-09 2009-01-15 Murata Manufacturing Co., Ltd. Pfc converter
JP2009159727A (en) * 2007-12-26 2009-07-16 Toshiba Corp Converter power supply circuit and converter power supply driving method

Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101387717B1 (en) * 2012-02-06 2014-04-24 엘지전자 주식회사 Battery charger and electric vehicle having the same
US9242567B2 (en) 2012-02-06 2016-01-26 Lg Electronics Inc. Charge apparatus and electric vehicle including the same
JP2014027844A (en) * 2012-07-30 2014-02-06 Fujitsu General Ltd Dc power supply device
JP2015122835A (en) * 2013-12-20 2015-07-02 三菱電機株式会社 Power unit, air conditioner with the same, and heat pump hot-water supply device
JP2016082702A (en) * 2014-10-16 2016-05-16 ローム株式会社 Switching power supply circuit
JP2016086463A (en) * 2014-10-23 2016-05-19 株式会社富士通ゼネラル Power supply
KR20190065725A (en) * 2017-12-04 2019-06-12 엘지전자 주식회사 Converter and power converting apparatus including same
KR101995585B1 (en) 2017-12-04 2019-07-02 엘지전자 주식회사 Converter and power converting apparatus including same
WO2019216138A1 (en) * 2018-05-10 2019-11-14 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 Control device, converter device, motor driving device, control method, and program
CN114257106A (en) * 2020-09-24 2022-03-29 Ip传输控股公司 Harmonic distortion reduction system for converters connected to a common bus
JP2022053492A (en) * 2020-09-24 2022-04-05 トランスポーテーション アイピー ホールディングス，エルエルシー Harmonic distortion reduction system for converters connected to common bus
JP7260602B2 (en) 2020-09-24 2023-04-18 トランスポーテーション アイピー ホールディングス，エルエルシー Harmonic distortion reduction system for converters connected to a common bus

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