JP2011166990A - Power supply system - Google Patents

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貴章 出垣
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To optimally design an output voltage rated value of a DC power supply by which a necessary upper limit value of an output voltage of a voltage converter can be secured after taking into consideration power loss and voltage drop by internal resistance of the DC power supply. <P>SOLUTION: The voltage converter 15 of a step-up chopper type performs DC voltage conversion between the DC power supply 10 and power supply lines 7 connected to a load 17. A control device 50 controls the ON/OFF of switching elements Q1, Q2 so as to control voltage conversion ratio (VH/VL) of a DC voltage VH of the power wiring to an output voltage VL of a DC voltage. The output voltage rated value of the DC power supply 10 is equal to a value of twice the product of a predetermined dead time Td for turning on/off the switching elements, switching frequency of the switching elements, and an upper limit value of the voltage control range of the DC voltage VH. <P>COPYRIGHT: (C)2011,JPO&INPIT

Description

この発明は、電源システムに関し、より特定的には、直流電源の出力を電圧変換器によって昇圧するように構成された電源システムに関する。   The present invention relates to a power supply system, and more particularly to a power supply system configured to boost the output of a DC power supply by a voltage converter.

従来より、バッテリに代表される直流電源の出力電圧を、電圧変換器（ＤＣ／ＤＣコンバータ）によって昇圧して負荷へ供給する電源システムが知られている。このような電圧変換器としては、国際公開第２００３／０６１１０４号パンフレット（特許文献１）に記載されるような昇圧チョッパタイプのものが知られている。昇圧チョッパは、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）のオンオフを繰返すことにより、インダクタへの電磁エネルギの蓄積動作と、インダクタに蓄積された電磁エネルギの放出動作を組合せることによって、直流電源の出力電圧よりも高い電圧を負荷に供給することができる。   2. Description of the Related Art Conventionally, there is known a power supply system in which an output voltage of a direct current power source represented by a battery is boosted by a voltage converter (DC / DC converter) and supplied to a load. As such a voltage converter, a step-up chopper type as described in International Publication No. 2003/061104 (Patent Document 1) is known. The step-up chopper combines the operation of accumulating electromagnetic energy in the inductor and the operation of releasing electromagnetic energy accumulated in the inductor by repeatedly turning on and off the power semiconductor switching element (hereinafter also simply referred to as “switching element”). Thus, a voltage higher than the output voltage of the DC power supply can be supplied to the load.

国際公開第２００３／０６１１０４号パンフレット（特許文献１）には、このような昇圧チョッパタイプのＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、バッテリの充放電電流Ｉｂが一定の範囲内となるように、スイッチング素子のデューティ比に制限を設けることが記載されている。具体的には、バッテリの内部抵抗Ｒｂと起電圧Ｖｂｏとに基づいて算出される、バッテリの出力が最大となるときの電流値（Ｖｂｏ／２Ｒｂ）を最適電流範囲ＩＲの上限値とするとともに、Ｉｂ≦ＩＲの範囲内となるようにデューティ比に制限を加えてＤＣ／ＤＣコンバータを駆動制御することが記載されている。   In WO 2003/061104 (Patent Document 1), in such a step-up chopper type DC / DC converter, the duty ratio of the switching element is set so that the charge / discharge current Ib of the battery is within a certain range. It is described that a restriction is placed on Specifically, the current value (Vbo / 2Rb) calculated based on the internal resistance Rb of the battery and the electromotive voltage Vbo when the battery output is maximized is set as the upper limit value of the optimum current range IR, It describes that the DC / DC converter is driven and controlled by limiting the duty ratio so as to be within the range of Ib ≦ IR.

また、特開２００７−３００７９９号公報（特許文献２）には、特許文献１と同様の昇圧チョッパタイプの電圧変換装置において、スイッチング素子（トランジスタ)のデッドタイムの影響を低減するために、インダクタ電流に基づいて、トランジスタのスイッチング周波数に相当するキャリア周波数を変化させることが記載されている。   Japanese Patent Laid-Open No. 2007-300799 (Patent Document 2) describes an inductor current in a boost chopper type voltage converter similar to Patent Document 1 in order to reduce the influence of the dead time of a switching element (transistor). Based on the above, it is described that the carrier frequency corresponding to the switching frequency of the transistor is changed.

また、特開昭６４−６４５０４号公報（特許文献３）には、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータによって交流モータを駆動する電気自動車において、交流モータの回転速度負荷に応じてインバータに供給されるＰＷＭ信号のキャリア周波数を変えることが記載されている。具体的には、モータの低回転速度負荷時には電磁騒音を下げるためにキャリア周波数を高くする一方で、中・高回転速度負荷時には、スイッチング素子の過熱を防止するためにキャリア周波数を低くすることが記載されている。   Japanese Patent Application Laid-Open No. 64-64504 (Patent Document 3) discloses a PWM that is supplied to an inverter in accordance with the rotational speed load of the AC motor in an electric vehicle that drives the AC motor by a PWM (Pulse Width Modulation) inverter. Changing the carrier frequency of the signal is described. Specifically, the carrier frequency is increased to reduce electromagnetic noise when the motor is at low rotational speed load, while the carrier frequency is decreased to prevent overheating of the switching element at medium and high rotational speed loads. Are listed.

国際公開第２００３／０６１１０４号パンフレットInternational Publication No. 2003/061104 Pamphlet 特開２００７−３００７９９号公報JP 2007-300799 A 特開昭６４−６４５０４号公報JP-A 64-64504

特許文献１および２に記載される昇圧チョッパタイプの電圧変換器では、スイッチング素子のデューティ比に応じて、直流電源（バッテリ）の出力電圧と、負荷への出力電圧との電圧変換比を制御することができる。したがって、負荷へ供給する電圧範囲と、電圧変換器で確保される電圧変換比とを考慮して、直流電源の出力電圧（定格値）を適切に設計する必要がある。特に、バッテリユニットを直列接続することによって当該直流電源を構成する場合には、直流電源の出力電圧定格値は、必要となるバッテリユニットの個数を決めることになるので、コストを左右する。   In the step-up chopper type voltage converter described in Patent Documents 1 and 2, the voltage conversion ratio between the output voltage of the DC power supply (battery) and the output voltage to the load is controlled according to the duty ratio of the switching element. be able to. Therefore, it is necessary to appropriately design the output voltage (rated value) of the DC power supply in consideration of the voltage range supplied to the load and the voltage conversion ratio secured by the voltage converter. In particular, when the DC power supply is configured by connecting battery units in series, the output voltage rating value of the DC power supply determines the number of battery units that are required, and thus affects the cost.

しかしながら、バッテリに代表される直流電源には内部抵抗が存在するため、直流電源から電力を取り出す際には、内部抵抗での電圧降下により、直流電源の出力電圧が低下する。したがって、このような出力電圧の低下を見込んだ上で、電圧変換器によって確保できる電圧変換比（昇圧比）を考慮して、直流電源の出力電圧定格値を決定する必要がある。この際に、直流電源の出力電圧定格値が低過ぎると、負荷へ十分な電圧を供給できなくなる虞がある一方で、出力電圧定格値にマージンを設け過ぎると、バッテリユニットの個数増加等により、直流電源のコストが上昇する。   However, since a direct current power source represented by a battery has an internal resistance, when power is extracted from the direct current power source, the output voltage of the direct current power source decreases due to a voltage drop at the internal resistance. Therefore, it is necessary to determine the rated value of the output voltage of the DC power supply in consideration of the voltage conversion ratio (boost ratio) that can be secured by the voltage converter in consideration of such a decrease in the output voltage. At this time, if the output voltage rating value of the DC power supply is too low, there is a possibility that sufficient voltage cannot be supplied to the load.On the other hand, if the output voltage rating value has a margin too much, the number of battery units increases. The cost of the DC power supply increases.

この様に、昇圧チョッパタイプの電圧変換器によって直流電源の出力電圧を昇圧するように構成された電源システムでは、直流電源の出力電圧定格値を適切に決定することは、重要である。しかしながら、この点については明確な指針がなく、実機実験等により、試行錯誤で設計せざるを得なかった。なお、特許文献１には、バッテリの内部抵抗により消費される電力を考慮して、電圧変換器におけるデューティ比に制限を設けることは記載されているが、直流電源の出力電圧（定格値）の最適値の決定については、何ら言及されていない。   Thus, in a power supply system configured to boost the output voltage of a DC power supply by a boost chopper type voltage converter, it is important to appropriately determine the output voltage rating value of the DC power supply. However, there is no clear guideline on this point, and it has been inevitably designed by trial and error through actual machine experiments. In Patent Document 1, it is described that the duty ratio in the voltage converter is limited in consideration of the power consumed by the internal resistance of the battery, but the output voltage (rated value) of the DC power supply is described. No mention is made of the determination of the optimum value.

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、昇圧チョッパタイプの電圧変換器によって直流電源の出力電圧を昇圧するように構成された電源システムにおいて、直流電源の内部抵抗による電力損失および電圧降下を考慮した上で、電圧変換器の出力電圧の必要な上限値を確保可能である、直流電源の出力電圧定格値を最適に設計することである。   The present invention has been made to solve such problems, and an object of the present invention is to provide a power supply system configured to boost the output voltage of a DC power supply by a boost chopper type voltage converter. In consideration of power loss and voltage drop due to the internal resistance of the DC power supply, it is possible to ensure the necessary upper limit of the output voltage of the voltage converter, and to optimally design the output voltage rating value of the DC power supply. is there.

この発明による電源システムは、直流電圧を出力する直流電源と、電圧変換器と、制御装置とを備える。電圧変換器は、直流電源と、負荷と接続された電源配線との間で直流電圧変換を行うように構成され、インダクタと、第１の整流素子と、第１のスイッチング素子とを含む。インダクタは、直流電源の正極端子および第１のノードの間に電気的に接続される。第１の整流素子は、第１のノードから電源配線へ向かう方向を順方向として、第１のノードおよび電源配線の間に電気的に接続される。第１のスイッチング素子は、直流電源の負極端子および第１のノードの間に電気的に接続される。制御装置は、直流電源の出力電圧および電源配線の電圧の間の電圧変換比を制御するように、第１のスイッチング素子のオンオフを制御するように構成される。そして、直流電源の出力電圧定格値は、第１のスイッチング素子をオンオフさせるための所定のデッドタイムと、第１のスイッチング素子のスイッチング周波数と、電源配線の電圧制御範囲の上限値との積の２倍の値と同等である。   A power supply system according to the present invention includes a DC power supply that outputs a DC voltage, a voltage converter, and a control device. The voltage converter is configured to perform DC voltage conversion between a DC power supply and a power supply wiring connected to a load, and includes an inductor, a first rectifier element, and a first switching element. The inductor is electrically connected between the positive terminal of the DC power source and the first node. The first rectifying element is electrically connected between the first node and the power supply wiring with the direction from the first node toward the power supply wiring as a forward direction. The first switching element is electrically connected between the negative terminal of the DC power supply and the first node. The control device is configured to control ON / OFF of the first switching element so as to control a voltage conversion ratio between the output voltage of the DC power supply and the voltage of the power supply wiring. The output voltage rating value of the DC power supply is the product of a predetermined dead time for turning on and off the first switching element, the switching frequency of the first switching element, and the upper limit value of the voltage control range of the power supply wiring. It is equivalent to twice the value.

好ましくは、制御装置は、デューティ制御部と、搬送波発生部と、スイッチング制御部とを含む。デューティ制御部は、電源配線の電圧を電圧指令値に制御するための、第１のスイッチング素子のスイッチング周期に対するオフ期間比で示されるデューティ比の指令値を算出する。搬送波発生部は、スイッチング周期に相当する周波数の搬送波を発生する。スイッチング制御部は、デューティ制御部からの指令値と、搬送波発生部からの搬送波とに従って、第１のスイッチング素子のスイッチング制御信号を発生する。搬送波発生部は、スイッチング周波数が第１の周波数の下でのデューティ制御部により算出された指令値に従う第１のスイッチング素子のオフ期間がデッドタイムよりも短い場合には、搬送波の周波数を第１の周波数から第２の周波数へ低下させる。そして、直流電源の出力電圧定格値は、デッドタイムと、第２の周波数と、上限値との積の２倍の値と同等である。   Preferably, the control device includes a duty control unit, a carrier wave generation unit, and a switching control unit. The duty control unit calculates a command value of a duty ratio indicated by an off period ratio with respect to a switching cycle of the first switching element for controlling the voltage of the power supply wiring to a voltage command value. The carrier wave generator generates a carrier wave having a frequency corresponding to the switching period. The switching control unit generates a switching control signal for the first switching element according to the command value from the duty control unit and the carrier wave from the carrier wave generation unit. The carrier wave generation unit sets the frequency of the carrier wave to the first frequency when the off period of the first switching element according to the command value calculated by the duty control unit under the first frequency is shorter than the dead time. The first frequency is lowered to the second frequency. The output voltage rated value of the DC power supply is equivalent to a value that is twice the product of the dead time, the second frequency, and the upper limit value.

さらに好ましくは、電源システムは、電動車両に搭載される。そして、負荷は、電源システムから供給された電力を用いて電動車両の駆動力を発生するための電動機を含む。   More preferably, the power supply system is mounted on an electric vehicle. The load includes an electric motor for generating a driving force of the electric vehicle using electric power supplied from the power supply system.

また好ましくは、電圧変換器は、第２のスイッチング素子と、第２の整流素子とをさらに含む。第２のスイッチング素子は、第１のノードおよび電源配線に電気的に接続される。第２の整流素子は、第１のスイッチング素子に対して逆並列に接続される。そして、制御装置は、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を相補的にオンオフ制御するとともに、当該オンオフ制御のデューティ比によって電圧変換比を制御するように構成される。   Preferably, the voltage converter further includes a second switching element and a second rectifying element. The second switching element is electrically connected to the first node and the power supply wiring. The second rectifying element is connected in antiparallel to the first switching element. The control device is configured to complementarily turn on / off the first switching element and the second switching element, and to control the voltage conversion ratio according to the duty ratio of the on / off control.

好ましくは、電源システムは、ハイブリッド車両に搭載され、負荷は、ハイブリッド車両の走行中に発電するための発電機と、ハイブリッド車両の駆動力を発生するための電動機と、電源配線および発電機の間で電力変換を行うための第１のインバータと、電源配線および電動機の間で電力変換を行うための第２のインバータとを含む。電動機は、電圧変換器を経由して電源配線へ出力される直流電源の出力電力と、第１のインバータを経由して電源配線へ出力される発電機による発電電力とを用いて、第２のインバータにより駆動されることによって駆動力を発生するように構成される。そして、制御装置は、デューティ制御部と、搬送波発生部と、スイッチング制御部とを含む。デューティ制御部は、電源配線の電圧を電圧指令値に制御するための、第１のスイッチング素子のスイッチング周期に対するオフ期間比で示されるデューティ比の指令値を算出する。搬送波発生部は、スイッチング周期に相当する周波数の搬送波を発生する。スイッチング制御部は、デューティ制御部からの指令値と、搬送波発生部からの搬送波とに従って、第１のスイッチング素子のスイッチング制御信号を発生する。さらに、ハイブリッド車両は、車両状態に応じて、電動機の使用電力に対する発電機の発電電力および直流電源の出力電力の間のパワー配分を設定するためのパワー制御部を含む。パワー制御部は、電圧変換器におけるデューティ比が所定の基準値よりも低いときには、デューティ比が基準値よりも高いときと比較して、電動機の使用電力に対する発電機の発電電力の割合を高めるようにパワー配分を設定する。   Preferably, the power supply system is mounted on the hybrid vehicle, and the load is between a generator for generating electric power while the hybrid vehicle is traveling, an electric motor for generating a driving force of the hybrid vehicle, and the power supply wiring and the generator. And a second inverter for performing power conversion between the power supply wiring and the electric motor. The electric motor uses the output power of the DC power source that is output to the power supply wiring via the voltage converter and the power generated by the generator that is output to the power supply wiring via the first inverter, It is configured to generate a driving force by being driven by an inverter. The control device includes a duty control unit, a carrier wave generation unit, and a switching control unit. The duty control unit calculates a command value of a duty ratio indicated by an off period ratio with respect to a switching cycle of the first switching element for controlling the voltage of the power supply wiring to a voltage command value. The carrier wave generator generates a carrier wave having a frequency corresponding to the switching period. The switching control unit generates a switching control signal for the first switching element according to the command value from the duty control unit and the carrier wave from the carrier wave generation unit. Furthermore, the hybrid vehicle includes a power control unit for setting power distribution between the generated power of the generator and the output power of the DC power supply with respect to the electric power used by the electric motor according to the vehicle state. When the duty ratio in the voltage converter is lower than the predetermined reference value, the power control unit increases the ratio of the generated power of the generator to the electric power used by the motor as compared to when the duty ratio is higher than the reference value. Set power distribution to.

さらに好ましくは、ハイブリッド車両には、内燃機関が搭載される。発電機は、車両走行中に内燃機関の出力によって発電するように構成される。   More preferably, the hybrid vehicle is equipped with an internal combustion engine. The generator is configured to generate electricity by the output of the internal combustion engine while the vehicle is traveling.

好ましくは、電圧変換器は、第２のスイッチング素子と、第２の整流素子とをさらに含む。第２のスイッチング素子は、第１のノードおよび電源配線に電気的に接続される。第２の整流素子は、第１のスイッチング素子に対して逆並列に接続される。そして、制御装置は、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を相補的にオンオフ制御するとともに、当該オンオフ制御のデューティ比によって電圧変換比を制御する。電動機は、ハイブリッド車両の減速時には回生発電を行うように構成される。第２のインバータは、電動機の回生発電時には、電動機による発電電力を直流電力へ変換して電源配線へ出力する。   Preferably, the voltage converter further includes a second switching element and a second rectifying element. The second switching element is electrically connected to the first node and the power supply wiring. The second rectifying element is connected in antiparallel to the first switching element. The control device complementarily turns on and off the first switching element and the second switching element, and controls the voltage conversion ratio according to the duty ratio of the on / off control. The electric motor is configured to perform regenerative power generation when the hybrid vehicle is decelerated. At the time of regenerative power generation of the motor, the second inverter converts the power generated by the motor into DC power and outputs it to the power supply wiring.

好ましくは、直流電源は、正極端子および負極端子の間に直列に接続された、複数のセルユニットを含むように構成される。   Preferably, the direct current power source is configured to include a plurality of cell units connected in series between the positive electrode terminal and the negative electrode terminal.

この発明によれば、昇圧チョッパタイプの電圧変換器によって直流電源の出力電圧を昇圧するように構成された電源システムにおいて、直流電源の内部抵抗による電力損失および電圧降下を考慮した上で、電圧変換器の出力電圧の必要な上限値を確保可能である、直流電源の出力電圧定格値を最適に設計することができる。   According to the present invention, in a power supply system configured to boost the output voltage of a DC power supply by a boost chopper type voltage converter, voltage conversion is performed in consideration of power loss and voltage drop due to the internal resistance of the DC power supply. It is possible to optimally design the output voltage rating value of the DC power supply, which can ensure the necessary upper limit value of the output voltage of the battery.

本発明の実施の形態１による電源システムの構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the power supply system by Embodiment 1 of this invention. 図１に示した制御装置によるコンバータ制御を説明する機能ブロック図である。It is a functional block diagram explaining the converter control by the control apparatus shown in FIG. 図２に示した変調部の機能を説明する波形図である。It is a wave form diagram explaining the function of the modulation | alteration part shown in FIG. 内部抵抗を考慮したバッテリ（直流電源）の電力出力特性を示すグラフである。It is a graph which shows the power output characteristic of the battery (DC power supply) which considered internal resistance. 図４に示したバッテリ出力電力の特性をコンバータのデューティ比を横軸に取って示したグラフである。5 is a graph showing the characteristics of the battery output power shown in FIG. 4 with the duty ratio of the converter taken on the horizontal axis. コンバータ制御におけるデッドタイムの設定を説明する動作波形図である。It is an operation | movement waveform diagram explaining the setting of the dead time in converter control. 一定のスイッチング周波数におけるデューティ比に対するバッテリ出力電力の特性を示すグラフである。It is a graph which shows the characteristic of the battery output electric power with respect to the duty ratio in a fixed switching frequency. 図７よりもスイッチング周波数を低下させた場合におけるデューティ比に対するバッテリ出力電力の特性を示すグラフである。It is a graph which shows the characteristic of the battery output electric power with respect to the duty ratio when lowering the switching frequency than FIG. 実施の形態２による電源システムにおけるコンバータのスイッチング周波数制御を説明する概念図である。6 is a conceptual diagram illustrating switching frequency control of a converter in a power supply system according to Embodiment 2. FIG. 実施の形態２による電源システムにおけるコンバータのスイッチング周波数制御を説明するフローチャートである。6 is a flowchart illustrating switching frequency control of a converter in a power supply system according to a second embodiment. 実施の形態３による電源システムのハイブリッド車両への適用例を説明する回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram illustrating an application example of a power supply system according to a third embodiment to a hybrid vehicle. 図１１に示された動力分割機構の構成図である。FIG. 12 is a configuration diagram of the power split mechanism shown in FIG. 11. 実施の形態３による電源システムが搭載されたハイブリッド車両におけるパワー管理制御のための制御構成を示す機能ブロック図である。FIG. 10 is a functional block diagram showing a control configuration for power management control in a hybrid vehicle equipped with a power supply system according to a third embodiment. 実施の形態３による電源システムが搭載されたハイブリッド車両におけるパワー配分制御を説明するための概念図である。FIG. 12 is a conceptual diagram for illustrating power distribution control in a hybrid vehicle equipped with a power supply system according to a third embodiment. 実施の形態３による電源システムが搭載されたハイブリッド車両におけるパワー配分制御を説明するフローチャートである。10 is a flowchart illustrating power distribution control in a hybrid vehicle equipped with a power supply system according to Embodiment 3.

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。   Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. In the following, the same or corresponding parts in the drawings are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will not be repeated in principle.

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１による電源システムの構成を示す回路図である。 [Embodiment 1]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply system according to Embodiment 1 of the present invention.

図１を参照して、電源システム１００は、直流電源１０と、昇圧チョッパタイプの電圧変換器１５と、平滑コンデンサＣ０，Ｃ１と、制御装置５０とを含む。   Referring to FIG. 1, power supply system 100 includes a DC power supply 10, a boost chopper type voltage converter 15, smoothing capacitors C 0 and C 1, and a control device 50.

直流電源１０は、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池により構成される。したがって、以下では、直流電源１０について、バッテリ１０とも称する。たとえば、バッテリ１０は、正極端子および負極端子の間に直列に接続された、複数のセルユニットＣＵを含むように構成される。このような構成では、直流電源１０の出力電圧は、各セルユニットＣＵの出力電圧（定格値）と、直列接続の個数との積により与えられる。逆に言えば、直流電源１０の出力電圧定格値に応じて、直列接続されるセルユニットＣＵの個数が決定される。   The DC power supply 10 is typically composed of a secondary battery such as nickel hydride or lithium ion. Therefore, hereinafter, the DC power supply 10 is also referred to as a battery 10. For example, the battery 10 is configured to include a plurality of cell units CU connected in series between a positive electrode terminal and a negative electrode terminal. In such a configuration, the output voltage of the DC power supply 10 is given by the product of the output voltage (rated value) of each cell unit CU and the number of series connections. In other words, the number of cell units CU connected in series is determined according to the output voltage rating value of the DC power supply 10.

バッテリ１０に対して、電圧、電流、温度等を検出するためのバッテリセンサ１１が配置される。バッテリセンサにより検出された、バッテリ電圧Ｖｂ、バッテリ電流Ｉｂおよびバッテリ温度Ｔｂは、制御装置５０へ出力される。通常、電圧および温度については、セルユニットＣＵ毎、あるいは、所定個数のセルユニットＣＵにより構成されるブロック毎にも検出される。ただし、以下では、バッテリ電圧Ｖｂは、バッテリ１０全体の出力電圧、すなわち、正極端子および負極端子の間の電圧を示すものとする。   A battery sensor 11 for detecting voltage, current, temperature and the like is arranged for the battery 10. Battery voltage Vb, battery current Ib, and battery temperature Tb detected by the battery sensor are output to control device 50. Usually, the voltage and temperature are detected for each cell unit CU or for each block constituted by a predetermined number of cell units CU. However, in the following, the battery voltage Vb represents the output voltage of the entire battery 10, that is, the voltage between the positive terminal and the negative terminal.

平滑コンデンサＣ１は、接地配線５および電源配線６の間に接続される。平滑コンデンサＣ１は、電源配線６の直流電圧ＶＬのリプル成分を抑制するとともに、バッテリ１０に対して入出力される電力のバッファとしても作用する。電圧センサ１２は、電圧変換器１５の入力電圧に相当する直流電圧ＶＬを検出する。検出された直流電圧ＶＬは、制御装置５０へ伝達される。   Smoothing capacitor C <b> 1 is connected between ground wiring 5 and power supply wiring 6. The smoothing capacitor C <b> 1 suppresses a ripple component of the DC voltage VL of the power supply wiring 6 and also functions as a buffer for power input / output to / from the battery 10. The voltage sensor 12 detects a DC voltage VL corresponding to the input voltage of the voltage converter 15. The detected DC voltage VL is transmitted to the control device 50.

電圧変換器１５は、インダクタＬ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とを含む。インダクタＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードＮｍと、電源配線６との間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電源配線７および接地配線５の間に接続される。   Voltage converter 15 includes an inductor L1 and switching elements Q1, Q2. Inductor L1 is connected between connection node Nm of switching elements Q1 and Q2 and power supply line 6. Further, the smoothing capacitor C 0 is connected between the power supply wiring 7 and the ground wiring 5.

スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電源配線７および接地配線５の間に直列に接続される。スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオンオフは、制御装置５０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。本発明の実施の形態において、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。   Switching elements Q 1 and Q 2 are connected in series between power supply line 7 and ground line 5. Switching elements Q1 and Q2 are turned on / off by switching control signals S1 and S2 from control device 50. In the embodiment of the present invention, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a power MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistor, a power bipolar transistor, or the like can be used as the switching element. Anti-parallel diodes D1, D2 are arranged for switching elements Q1, Q2.

平滑コンデンサＣ０は、電源配線７および接地配線５の間に接続される。平滑コンデンサＣ０は、電源配線７の直流電圧ＶＨのリプル成分を抑制するとともに、負荷１７に対して電力が入出力される際の電力バッファとしても作用する。電圧センサ１３は、電圧変換器１５の出力電圧に相当する直流電圧ＶＨを検出する。検出された直流電圧ＶＨは、制御装置５０へ伝達される。   The smoothing capacitor C0 is connected between the power supply wiring 7 and the ground wiring 5. The smoothing capacitor C0 suppresses a ripple component of the DC voltage VH of the power supply wiring 7 and also functions as a power buffer when power is input to and output from the load 17. The voltage sensor 13 detects a DC voltage VH corresponding to the output voltage of the voltage converter 15. The detected DC voltage VH is transmitted to control device 50.

負荷１７としては、たとえばインバータ回路（図示せず）を介して駆動される交流電動機（図示せず）が適用される。そして、エンジン出力および／または電動機出力によって走行するハイブリッド自動車や、電動機出力のみによって走行する電気自動車、燃料電池自動車等への適用が、本発明の実施の形態による電源システムの代表的な適用例として挙げられる。この場合には、たとえば、直流電源（バッテリ）１０の出力電圧（電圧ＶＬ）が１００〜２００Ｖ程度とされる一方で、負荷１７へ供給すべき電圧、すなわち直流電圧ＶＨが１００Ｖ〜６５０Ｖ程度とされる。   As the load 17, for example, an AC motor (not shown) driven through an inverter circuit (not shown) is applied. As a typical application example of the power supply system according to the embodiment of the present invention, application to a hybrid vehicle that travels by engine output and / or motor output, an electric vehicle that travels only by motor output, a fuel cell vehicle, and the like. Can be mentioned. In this case, for example, the output voltage (voltage VL) of the DC power supply (battery) 10 is set to about 100 to 200V, while the voltage to be supplied to the load 17, that is, the DC voltage VH is set to about 100V to 650V. The

制御装置５０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリ等を内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行うように構成される。あるいは、ＥＣＵの少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。   The control device 50 is configured by a CPU (Central Processing Unit) (not shown) and an electronic control unit (ECU) with a built-in memory, etc., and uses detection values from each sensor based on a map and a program stored in the memory. It is configured to perform arithmetic processing. Alternatively, at least a part of the ECU may be configured to execute predetermined numerical / logical operation processing by hardware such as an electronic circuit.

電源システム１００では、負荷１７への供給電圧となる電源配線７の電圧について、電圧指令値ＶＨｒが設定される。電圧指令値ＶＨｒは、固定値であってもよく、負荷１７の状態に応じて可変に設定されてもよい。たとえば、負荷１７が可変速駆動される交流電動機（代表的には、ハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池自動車等の電動車両の走行用モータ）を含む場合には、交流電動機へ印加される電圧の振幅を、交流電動機の誘起電圧よりも高くするために、交流電動機の出力（トルク・回転速度）に応じて、電圧指令値ＶＨｒが可変に設定される。この様に、直流電圧ＶＨの制御範囲が設定され、電圧指令値ＶＨｒは、制御上限電圧ＶＨｍａｘ以下の範囲で設定される。すなわち、Ｖｂ≦ＶＨｒ≦ＶＨｍａｘの関係が成立する。   In the power supply system 100, a voltage command value VHr is set for the voltage of the power supply wiring 7 that is a supply voltage to the load 17. Voltage command value VHr may be a fixed value or may be variably set according to the state of load 17. For example, when the load 17 includes an AC motor that is driven at a variable speed (typically, a motor for driving an electric vehicle such as a hybrid vehicle, an electric vehicle, or a fuel cell vehicle), the voltage applied to the AC motor In order to make the amplitude higher than the induced voltage of the AC motor, the voltage command value VHr is variably set according to the output (torque / rotational speed) of the AC motor. In this way, the control range of the DC voltage VH is set, and the voltage command value VHr is set within a range equal to or lower than the control upper limit voltage VHmax. That is, a relationship of Vb ≦ VHr ≦ VHmax is established.

制御装置５０は、電源配線７の直流電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨｒに一致するように、電圧変換器１５を制御する。具体的には、制御装置５０は、直流電圧ＶＬ，ＶＨおよび電圧指令値ＶＨｒに基づいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフをそれぞれ制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。   The control device 50 controls the voltage converter 15 so that the DC voltage VH of the power supply wiring 7 matches the voltage command value VHr. Specifically, control device 50 generates switching control signals S1 and S2 for controlling on / off of switching elements Q1 and Q2 based on DC voltages VL and VH and voltage command value VHr, respectively.

電圧変換器１５では、スイッチング素子Ｑ２のオンオフを繰返すことにより、直流電圧ＶＬよりも高い直流電圧ＶＨを電源配線７に出力することができる。具体的には、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にはインダクタＬ１に電磁エネルギを蓄積するとともに、スイッチング素子Ｑ２のオフ期間において、バッテリ１０からの出力と、上記オン期間を蓄積されたエネルギとを、ダイオードＤ１を介して電源配線７へ供給することができる。   The voltage converter 15 can output a DC voltage VH higher than the DC voltage VL to the power supply wiring 7 by repeatedly turning on and off the switching element Q2. Specifically, the electromagnetic energy is accumulated in the inductor L1 during the ON period of the switching element Q2, and the output from the battery 10 and the energy accumulated during the ON period are converted into a diode during the OFF period of the switching element Q2. It can be supplied to the power supply wiring 7 via D1.

一方、電圧変換器１５では、スイッチング素子Ｑ２のオフ期間に、スイッチング素子Ｑ１をオンすることにより、電源配線７の電力によってバッテリ１０を充電することができる。スイッチング素子Ｑ１のオフ期間には、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にインダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギによって、ダイオードＤ２を介して、バッテリ１０が充電される。   On the other hand, in the voltage converter 15, the battery 10 can be charged by the power of the power supply wiring 7 by turning on the switching element Q1 during the off period of the switching element Q2. During the OFF period of the switching element Q1, the battery 10 is charged via the diode D2 by the electromagnetic energy accumulated in the inductor L1 during the ON period of the switching element Q1.

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、基本的には、相補的に交互にオンオフするように、制御装置５０によって制御される。そして、電圧変換器１５による電圧変換比（ＶＨ／ＶＬ）が、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティ比によって制御される。   The switching elements Q1 and Q2 are basically controlled by the control device 50 so as to be alternately turned on and off in a complementary manner. The voltage conversion ratio (VH / VL) by the voltage converter 15 is controlled by the duty ratio of the switching elements Q1, Q2.

本実施の形態では、デューティ比ＤＴを、スイッチング周期Ｔｃｙｃに対するスイッチング素子Ｑ２のオフ期間Ｔ２ｏｆｆの比（言い換えれば、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔ１ｏｎの比）として定義する。すなわち、デューティ比の定義は、下記（１）式で示される。   In the present embodiment, the duty ratio DT is defined as the ratio of the off period T2off of the switching element Q2 to the switching period Tcyc (in other words, the ratio of the on period T1on of the switching element Q1). That is, the definition of the duty ratio is expressed by the following equation (1).

ＤＴ＝Ｔ２ｏｆｆ／Ｔｃｙｃ＝Ｔ１ｏｎ／Ｔｃｙｃ …（１）
なお、スイッチング周期Ｔｃｙｃについて、Ｔｃｙｃ＝Ｔ１ｏｎ＋Ｔ２ｏｎ＝Ｔ１ｏｎ＋Ｔ１ｏｆｆ＝Ｔ２ｏｎ＋Ｔ２ｏｆｆである。 DT = T2off / Tcyc = T1on / Tcyc (1)
Note that the switching cycle Tcyc is Tcyc = T1on + T2on = T1on + T1off = T2on + T2off.

昇圧チョッパの特性に照らして、直流電圧ＶＬ，ＶＨと、デューティ比ＤＴとの間には、下記（２）式が成立することが理解される。   In light of the characteristics of the step-up chopper, it is understood that the following equation (2) is established between the DC voltages VL and VH and the duty ratio DT.

ＶＨ＝ＶＬ／ＤＴ …（２）
スイッチング素子Ｑ２のオンオフが確保される範囲内で、デューティ比ＤＴを低くする程、すなわち、スイッチング素子Ｑ２のオフ期間を短くしてオン期間を長くする程、直流電圧ＶＨを上昇させることができる。 VH = VL / DT (2)
The DC voltage VH can be increased as the duty ratio DT is reduced within the range in which the on / off state of the switching element Q2 is ensured, that is, as the off period of the switching element Q2 is shortened and the on period is lengthened.

図１の構成では、電圧変換器１５において、力行時（バッテリ１０の放電時）に用いられる、スイッチング素子Ｑ２およびダイオードＤ１が、「第１のスイッチング素子」および「第１の整流素子」にそれぞれ対応する。また、回生時（バッテリ１０の充電時）に用いられる、スイッチング素子Ｑ１およびダイオードＤ２が、「第２のスイッチング素子」および「第２の整流素子」にそれぞれ対応する。また、接続ノードＮｍが「第１のノード」に対応する。   In the configuration of FIG. 1, in the voltage converter 15, the switching element Q <b> 2 and the diode D <b> 1 that are used at the time of power running (when the battery 10 is discharged) are replaced by “first switching element” and “first rectifier element”, respectively. Correspond. Further, the switching element Q1 and the diode D2 used during regeneration (when the battery 10 is charged) correspond to the “second switching element” and the “second rectifying element”, respectively. The connection node Nm corresponds to the “first node”.

図２は、制御装置５０による電圧変換器１５の制御を説明する機能ブロック図である。なお、図２を始めとする以下の機能ブロック図に記載される各ブロックは、所定プログラムの実行によるソフトウェア処理、および、専用の電子回路構築によるハードウェア処理のいずれによって実現することも可能である。   FIG. 2 is a functional block diagram for explaining the control of the voltage converter 15 by the control device 50. Each block described in the following functional block diagram including FIG. 2 can be realized by either software processing by execution of a predetermined program or hardware processing by construction of a dedicated electronic circuit. .

図２を参照して、制御装置５０は、デューティ制御部２１０と、変調部２２０と、搬送波発生部２３０と、信号生成部２５０とを有する。   Referring to FIG. 2, control device 50 includes a duty control unit 210, a modulation unit 220, a carrier wave generation unit 230, and a signal generation unit 250.

デューティ制御部２１０は、電圧指令値ＶＨｒと、直流電圧ＶＬ，ＶＨとに基づいて、直流電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｒに制御するためのデューティ指令値Ｄｃを設定する。たとえば、デューティ指令値Ｄｃは、電圧指令値ＶＨｒおよび直流電圧ＶＬによって定まる理論的な電圧変換比（ＶＬ／ＶＨｒ）と、直流電圧ＶＨの偏差（ＶＨ−ＶＨｒ）に基づいて演算することができる。   Duty control unit 210 sets duty command value Dc for controlling DC voltage VH to voltage command value VHr based on voltage command value VHr and DC voltages VL and VH. For example, the duty command value Dc can be calculated based on a theoretical voltage conversion ratio (VL / VHr) determined by the voltage command value VHr and the DC voltage VL and a deviation (VH−VHr) of the DC voltage VH.

デューティ指令値Ｄｃは、０（％）〜１００（％）の範囲で設定される。デューティ指令値Ｄｃが低い程、電圧変換比ＶＨ／ＶＬ（以下、昇圧比とも称する）が高くなる。また、Ｄｃ＝０（％）のときは、上アーム素子であるスイッチング素子Ｑ１が固定的にオンされることとなり、ＶＨ＝ＶＬとなる。   Duty command value Dc is set in the range of 0 (%) to 100 (%). The lower the duty command value Dc, the higher the voltage conversion ratio VH / VL (hereinafter also referred to as a boost ratio). When Dc = 0 (%), the switching element Q1, which is the upper arm element, is fixedly turned on, and VH = VL.

搬送波発生部２３０は、一定周波数の搬送波ＣＷを生成する。搬送波ＣＷの周波数は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の各々のスイッチング周波数に相当する。   The carrier wave generation unit 230 generates a carrier wave CW having a constant frequency. The frequency of the carrier wave CW corresponds to the switching frequency of each of the switching elements Q1 and Q2.

変調部２２０は、図３に示すようなパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）に従って、デューティ制御部２１０によるデューティ指令値Ｄｃに基づいて、デューティ指令信号Ｓｄを生成する。   The modulation unit 220 generates a duty command signal Sd based on the duty command value Dc from the duty control unit 210 in accordance with pulse width modulation (PWM) as shown in FIG.

図３を参照して、変調部２２０は、周期的な搬送波ＣＷ（三角波またはのこぎり波）の電圧Ｖｃｗと、デューティ指令値Ｄｃとを比較する。デューティ指令値Ｄｃの０（％）〜１００（％）は、搬送波ＣＷのピーク−ピーク値と対応付けられる。搬送波ＣＷの周期Ｔｃｙｃは、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の各々のオンオフ周期であるスイッチング周期（スイッチング周波数ｆｃの逆数）に相当する。   Referring to FIG. 3, modulation unit 220 compares voltage Vcw of periodic carrier wave CW (triangular wave or sawtooth wave) with duty command value Dc. The duty command value Dc of 0 (%) to 100 (%) is associated with the peak-peak value of the carrier wave CW. The period Tcyc of the carrier wave CW corresponds to a switching period (reciprocal of the switching frequency fc) that is an on / off period of each of the switching elements Q1 and Q2.

変調部２２０は、デューティ指令値Ｄｃが搬送波電圧Ｖｃｗよりも高いときに、デューティ指令信号Ｓｄを論理ローレベル（以下、Ｌレベル）に設定する。一方、デューティ指令値Ｄｃが搬送波電圧Ｖｃｗよりも低いときには、デューティ指令信号Ｓｄは、論理ハイレベル（Ｈレベル）に設定される。   When the duty command value Dc is higher than the carrier wave voltage Vcw, the modulation unit 220 sets the duty command signal Sd to a logic low level (hereinafter, L level). On the other hand, when the duty command value Dc is lower than the carrier voltage Vcw, the duty command signal Sd is set to a logic high level (H level).

再び図２を参照して、信号生成部２５０は、デューティ指令信号ＳｄのＨレベル期間では、スイッチング素子Ｑ２をオフ（すなわち、スイッチング素子Ｑ１をオン）するように、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。反対に、信号生成部２５０は、デューティ指令信号ＳｄのＬレベル期間では、スイッチング素子Ｑ２をオン（すなわち、スイッチング素子Ｑ１をオフ）するように、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。   Referring to FIG. 2 again, signal generation unit 250 generates switching control signals S1 and S2 so that switching element Q2 is turned off (that is, switching element Q1 is turned on) during the H level period of duty command signal Sd. To do. On the contrary, the signal generation unit 250 generates the switching control signals S1 and S2 so that the switching element Q2 is turned on (that is, the switching element Q1 is turned off) during the L level period of the duty command signal Sd.

したがって、図３から理解されるように、デューティ指令値Ｄｃが上昇すると、スイッチング素子Ｑ２（下アーム）のオン期間比が短くなるために、電圧変換比（ＶＨ／ＶＬ）が低下する。反対に、デューティ指令値Ｄｃが低下すると、スイッチング素子Ｑ２（下アーム）のオン期間比が長くなるために、電圧変換比（ＶＨ／ＶＬ）が上昇する。   Therefore, as understood from FIG. 3, when the duty command value Dc increases, the ON period ratio of the switching element Q2 (lower arm) is shortened, so that the voltage conversion ratio (VH / VL) is decreased. On the contrary, when the duty command value Dc decreases, the ON period ratio of the switching element Q2 (lower arm) becomes longer, and the voltage conversion ratio (VH / VL) increases.

次に、バッテリ１０の電力出力特性について説明する。図示は省略したが、一般に、バッテリ１０には、内部抵抗Ｒｂが存在する。内部抵抗Ｒｂでは、バッテリ電流Ｉｂの通過による電圧降下および電力損失が発生する。   Next, the power output characteristics of the battery 10 will be described. Although not shown, the battery 10 generally has an internal resistance Rb. In the internal resistance Rb, a voltage drop and a power loss due to the passage of the battery current Ib occur.

図４は、内部抵抗を考慮したバッテリ１０の電力出力特性を示すグラフである。図４には、電圧変換器１５によって直流電圧ＶＨが一定に制御された下での、バッテリ電流Ｉｂに対するバッテリ出力電力Ｐｂの特性が示される。   FIG. 4 is a graph showing the power output characteristics of the battery 10 in consideration of the internal resistance. FIG. 4 shows the characteristics of the battery output power Pb with respect to the battery current Ib when the DC voltage VH is controlled to be constant by the voltage converter 15.

図４を参照して、バッテリ電流Ｉｂの増加に伴って、内部抵抗による電圧降下が大きくなるためバッテリ電圧Ｖｂが低下する。   Referring to FIG. 4, as the battery current Ib increases, the voltage drop due to the internal resistance increases, so the battery voltage Vb decreases.

ここで、バッテリの内部抵抗Ｒｂは下記（３）式で示されるため、バッテリ電圧Ｖｂは下記（４）式で示すことができる。なお、（３），（４）式中のＶｂｏは、バッテリ１０の開放電圧を示す。   Here, since the internal resistance Rb of the battery is expressed by the following formula (3), the battery voltage Vb can be expressed by the following formula (4). Note that Vbo in the expressions (3) and (4) indicates an open circuit voltage of the battery 10.

Ｒｂ＝（Ｖｂｏ−Ｖｂ）／Ｉｂ …（３）
Ｖｂ＝Ｖｂｏ−Ｉｂ×Ｒｂ …（４）
バッテリ１０から実際に取り出すことが可能なバッテリ出力電力Ｐｂは、バッテリ開放電圧Ｖｂｏとバッテリ電流Ｉｂの積で示される全電力Ｐｂ♯から、内部抵抗による消費電力Ｐｌｓを差し引いたものとなる。バッテリ電流Ｉｂが増加すると内部抵抗での電力損失が増加するので、バッテリ出力電力Ｐｂは、バッテリ電流Ｉｂの増大に伴って単調に増加しない。 Rb = (Vbo−Vb) / Ib (3)
Vb = Vbo−Ib × Rb (4)
The battery output power Pb that can actually be taken out from the battery 10 is obtained by subtracting the power consumption Pls due to the internal resistance from the total power Pb # indicated by the product of the battery open voltage Vbo and the battery current Ib. When the battery current Ib increases, the power loss due to the internal resistance increases. Therefore, the battery output power Pb does not increase monotonously with the increase in the battery current Ib.

バッテリ出力電力Ｐｂは、下記（５）式で示される。
Ｐｂ＝Ｖｂ×Ｉｂ＝（Ｖｂｏ−Ｉｂ×Ｒｂ）×Ｉｂ
＝−Ｒｂ×（Ｉｂ−Ｖｂｏ／２Ｒｂ）2＋Ｖｂｏ2／４Ｒｂ …（５）
（５）式から理解されるように、バッテリ出力電力Ｐｂは、バッテリ電流Ｉｂの二次関数となる。したがって、Ｉｂ＝Ｉｂ１において、バッテリ出力電力Ｐｂは最大値Ｐｍａｘ＝Ｖｂｏ2／４Ｒｂとなる。このときのバッテリ電流Ｉｂ１は下記（６）式で示される。 The battery output power Pb is expressed by the following equation (5).
Pb = Vb × Ib = (Vbo−Ib × Rb) × Ib
= −Rb × (Ib−Vbo / 2Rb) 2 + Vbo 2 / 4Rb (5)
As understood from the equation (5), the battery output power Pb is a quadratic function of the battery current Ib. Therefore, at Ib = Ib1, the battery output power Pb becomes the maximum value Pmax = Vbo 2 / 4Rb. The battery current Ib1 at this time is expressed by the following equation (6).

Ｉｂ１＝Ｖｂｏ／２Ｒｂ …（６）
図５は、図４に示したバッテリ出力電力の特性を電圧変換器１５のデューティ比ＤＴを横軸に取って示したグラフである。 Ib1 = Vbo / 2Rb (6)
FIG. 5 is a graph showing the characteristics of the battery output power shown in FIG. 4 with the duty ratio DT of the voltage converter 15 taken on the horizontal axis.

電圧変換器１５では、（２）式に示したように、ＶＨ＝ＶＬ／ＤＴの関係が成立する。したがって、電圧変換器１５の入力電圧ＶＬ＝Ｖｂとすれば、バッテリ出力電力Ｐｂについて下記（７）式が成立する。   In the voltage converter 15, the relationship of VH = VL / DT is established as shown in the equation (2). Accordingly, if the input voltage VL of the voltage converter 15 is VL = Vb, the following expression (7) is established for the battery output power Pb.

Ｐｂ＝ＶＨ×Ｉｂ×ＤＴ …（７）
また、バッテリ電流Ｉｂについても、直流電圧ＶＨおよびデューティ比ＤＴを用いて（８）式で示すことができる。 Pb = VH × Ib × DT (7)
Further, the battery current Ib can also be expressed by equation (8) using the DC voltage VH and the duty ratio DT.

Ｉｂ＝（Ｖｂｏ−ＤＴ×ＶＨ）／Ｒｂ …（８）
式（７），（８）より、バッテリ出力電力Ｐｂについて、デューティ比ＤＴを変数として、下記（９）式により表わすことができる。 Ib = (Vbo−DT × VH) / Rb (8)
From the equations (7) and (8), the battery output power Pb can be expressed by the following equation (9) using the duty ratio DT as a variable.

Ｐｂ＝−ＶＨ2／Ｒｂ×（ＤＴ−Ｖｂｏ／２ＶＨ）2＋Ｖｂｏ2／４Ｒｂ…（９）
（９）式から、図６に示されるように、バッテリ出力電力Ｐｂは、デューティ比ＤＴの二次関数で表わされることが理解される。すなわち、デューティ比ＤＴ＝ＤＴ１において、バッテリ出力電力Ｐｂは最大値Ｐｍａｘ（Ｐｍａｘ＝Ｖｂｏ2／４Ｒｂ）となる。また、デューティ比ＤＴ１については下記（１０）式が成立する。 Pb = −VH 2 / Rb × (DT−Vbo / 2VH) 2 + Vbo 2 / 4Rb (9)
From the equation (9), as shown in FIG. 6, it is understood that the battery output power Pb is expressed by a quadratic function of the duty ratio DT. That is, at the duty ratio DT = DT1, the battery output power Pb becomes the maximum value Pmax (Pmax = Vbo 2 / 4Rb). Further, the following equation (10) is established for the duty ratio DT1.

ＤＴ１＝Ｖｂｏ／２ＶＨ …（１０）
このように、図１に示した電源システム１００において、電圧変換器１５のデューティ比ＤＴ＝ＤＴ１のとき、バッテリ１０（直流電源）から取り出せる電力が最大となることが理解される。なお、二次関数の特性から、ＤＴ１＝ＤＴ０×２において、Ｐｂ＝０となる。 DT1 = Vbo / 2VH (10)
In this way, in the power supply system 100 shown in FIG. 1, it is understood that the power that can be extracted from the battery 10 (DC power supply) is maximized when the duty ratio DT of the voltage converter 15 is DT1. From the characteristic of the quadratic function, Pb = 0 when DT1 = DT0 × 2.

一方、電圧変換器１５におけるデューティ制御では、理論的には、デューティ比ＤＴを低下させる程、直流電圧ＶＨを高くすることができる。しかしながら、電圧変換器１５において、スイッチング素子Ｑ２を安全にオンオフさせるためには、最低限のデッドタイムが必要となることが知られている。このため、実際の電圧変換器制御では、デューティ比ＤＴに下限値が存在することになる。   On the other hand, in the duty control in the voltage converter 15, theoretically, the DC voltage VH can be increased as the duty ratio DT is decreased. However, it is known that a minimum dead time is required in the voltage converter 15 to safely turn on and off the switching element Q2. For this reason, in actual voltage converter control, the lower limit value exists in the duty ratio DT.

図６は、電圧変換器１５でのデッドタイム設定を説明する動作波形図である。
図６を参照して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を確実にオンオフさせるためには、所定のデッドタイムＴｄが必要である。デッドタイムＴｄは、スイッチング素子の特性や回路定数を考慮して、予め設定される固定値である。 FIG. 6 is an operation waveform diagram illustrating dead time setting in the voltage converter 15.
Referring to FIG. 6, a predetermined dead time Td is required in order to reliably turn on / off switching elements Q1, Q2. The dead time Td is a fixed value set in advance in consideration of the characteristics of the switching element and circuit constants.

したがって、デューティ制御部２１０によって、制御演算上、デューティ制御部２１０がデューティ指令値Ｄｃを０（％）近傍まで低下されても、スイッチング素子Ｑ２のオフ期間が最短でもデッドタイムＴｄ分確保される。この結果、デューティ指令値Ｄｃ＝０（％）となって、デューティ指令信号ＳｄがＬレベルに固定されるべき場合でも、実際のデューティ指令信号Ｓｄ♯は、デッドタイムＴｄ分だけＨレベル期間を有することになる。   Therefore, even if the duty control unit 210 reduces the duty command value Dc to near 0 (%) in the control calculation, the duty control unit 210 ensures the dead time Td even if the OFF period of the switching element Q2 is the shortest. As a result, even when duty command value Dc = 0 (%) and duty command signal Sd should be fixed at the L level, actual duty command signal Sd # has an H level period corresponding to dead time Td. It will be.

この結果、デューティ比ＤＴには、デッドタイムＴｄに対応した、実際上の下限値Ｄｍｉｎ＝Ｔｄ／Ｔｃｙｃが存在することが理解される。この下限値Ｄｍｉｎは、電圧変換器１５によって昇圧比ＶＨ／ＶＬを最大限確保するときのデューティ比に相当する。   As a result, it is understood that the actual lower limit value Dmin = Td / Tcyc corresponding to the dead time Td exists in the duty ratio DT. This lower limit value Dmin corresponds to the duty ratio when the voltage converter 15 ensures the maximum boost ratio VH / VL.

電源システム１００では、電圧変換器１５が直流電圧ＶＬを昇圧することによって、直流電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｒに合致させても、バッテリ１０から電力を取り出すためにバッテリ電流Ｉｂが増加すると、バッテリ電圧Ｖｂが低下する。このため、電圧変換器１５での電圧変換比（昇圧比）をさらに上昇させる必要が生じる。一方で、上述の様に、電圧変換器１５での確保できる昇圧比には、デッドタイムＴｄに規定される上限が存在する。   In the power supply system 100, even if the voltage converter 15 boosts the DC voltage VL so that the DC voltage VH matches the voltage command value VHr, if the battery current Ib increases to extract power from the battery 10, the battery voltage Vb decreases. For this reason, it is necessary to further increase the voltage conversion ratio (boost ratio) in the voltage converter 15. On the other hand, as described above, the boost ratio that can be secured by the voltage converter 15 has an upper limit defined by the dead time Td.

したがって、実施の形態１による電源システム１００では、下記（１１）式に従って、バッテリ１０（直流電源）の定格出力電圧（開放電圧Ｖｂｏ）を決定する。これにより、直流電圧ＶＨの制御範囲（制御上限電圧ＶＨｍａｘ）を確保した上で、バッテリ１０（直流電源）の定格出力電圧（開放電圧Ｖｂｏ）を最低限に抑制することができる。   Therefore, in power supply system 100 according to Embodiment 1, the rated output voltage (open voltage Vbo) of battery 10 (DC power supply) is determined according to the following equation (11). Thereby, while ensuring the control range (control upper limit voltage VHmax) of DC voltage VH, the rated output voltage (open voltage Vbo) of battery 10 (DC power supply) can be minimized.

Ｖｂｏ／２ＶＨ＝Ｄｍｉｎ＝Ｔｄ／Ｔｃｙｃ …（１１）
式（１１）では、図５に示した、最大電力をバッテリ１０から取り出すことが可能なデューティ比ＤＴ１を、デッドタイムＴｄに対応する、昇圧比が最も高い上記デューティ下限値Ｄｍｉｎと一致させている。さらに、上記式（１１）に、ＶＨ＝ＶＨｍａｘを代入し、キャリア周波数ｆｃ＝１／Ｔｃｙｃを代入すると、バッテリ１０（直流電源）の定格出力電圧は、下記（１２）式によって決められる。 Vbo / 2VH = Dmin = Td / Tcyc (11)
In the equation (11), the duty ratio DT1 that can extract the maximum power from the battery 10 shown in FIG. 5 is made to coincide with the duty lower limit value Dmin that corresponds to the dead time Td and has the highest step-up ratio. . Further, when VH = VHmax is substituted into the above equation (11) and the carrier frequency fc = 1 / Tcyc is substituted, the rated output voltage of the battery 10 (DC power supply) is determined by the following equation (12).

Ｖｂｏ＝２ＶＨｍａｘ・Ｔｄ・ｆｃ …（１２）
このようにすると、制御上限電圧ＶＨｍａｘに対応する電圧変換比（昇圧比）ＶＨｍａｘ／ＶＬを確保した状態で、バッテリ１０から取り出せる電力Ｐｂを最大限確保できる。言い換えると、バッテリ１０からの出力電力Ｐｂが最大となった場合でも、デッドタイムＴｄに対応するデューティ下限値により電圧変換器１５を動作させることによって、直流電圧ＶＨを制御上限電圧ＶＨｍａｘまで上昇させることが可能となる。 Vbo = 2VHmax · Td · fc (12)
In this way, the electric power Pb that can be extracted from the battery 10 can be secured to the maximum while the voltage conversion ratio (boost ratio) VHmax / VL corresponding to the control upper limit voltage VHmax is secured. In other words, even when the output power Pb from the battery 10 becomes maximum, the DC voltage VH is raised to the control upper limit voltage VHmax by operating the voltage converter 15 with the duty lower limit value corresponding to the dead time Td. Is possible.

これより、制御上限電圧ＶＨｍａｘを確保するために必要な、最低限のバッテリ１０（直流電源）の定格出力電圧を、内部抵抗での電圧降下および電力損失を見込んだ上で、実機実験による試行錯誤を伴うことなく、一意に決定することができる。   From this, trial and error by actual machine experiment after considering the voltage drop and power loss due to the internal resistance, the minimum rated output voltage of the battery 10 (DC power supply) necessary to secure the control upper limit voltage VHmax. It can be determined uniquely without accompanying.

この結果、バッテリ１０を構成するための、直列接続されるセルユニットの個数を最小限とすること等によって、バッテリ１０（直流電源）のコストを抑制した上で、負荷１７へ制御上限電圧ＶＨｍａｘまでの直流電圧ＶＨを確実に供給できる。すなわち、電圧変換器１５の制御上限電圧ＶＨｍａｘを確保可能であるバッテリ１０（直流電源）の出力電圧定格値を最適に設計することができる。   As a result, the cost of the battery 10 (DC power supply) is suppressed by minimizing the number of cell units connected in series for constituting the battery 10 and the load 17 is controlled to the control upper limit voltage VHmax. The direct current voltage VH can be reliably supplied. That is, it is possible to optimally design the output voltage rated value of the battery 10 (DC power supply) that can ensure the control upper limit voltage VHmax of the voltage converter 15.

［実施の形態２］
実施の形態１では、搬送波の周波数、すなわち電圧変換器１５のスイッチング周波数を一定とした下での構成について説明した。実施の形態２では、スイッチング周波数を可変に設定可能とした場合における電源システムの構成について説明する。 [Embodiment 2]
In the first embodiment, the configuration in which the frequency of the carrier wave, that is, the switching frequency of the voltage converter 15 is constant has been described. In the second embodiment, the configuration of the power supply system when the switching frequency can be variably set will be described.

図７には、スイッチング周波数ｆｃ＝ｆ０における、電圧変換器１５の出力電圧ＶＨを一定に維持したときのデューティ比ＤＴに対するバッテリ出力電力の特性が示される。図７の特性は、図５に示した特性と同一である。なお、周波数ｆ０は、実施の形態１の様な、スイッチング周波数ｆｃを一定とする場合に用いられる、基本的な周波数である。一般に、この基本周波数ｆ０は、電磁騒音が生じないような周波数帯に設定される。   FIG. 7 shows the characteristics of the battery output power with respect to the duty ratio DT when the output voltage VH of the voltage converter 15 is kept constant at the switching frequency fc = f0. The characteristics shown in FIG. 7 are the same as those shown in FIG. The frequency f0 is a basic frequency that is used when the switching frequency fc is constant as in the first embodiment. In general, the fundamental frequency f0 is set to a frequency band that does not cause electromagnetic noise.

一方、デッドタイムＴｄは、回路定数や素子定数に依存する一定値であるため、スイッチング周波数ｆｃを低下させること、電圧変換器１５により実現可能なデューティ下限値Ｄｍｉｎが低下する。たとえば、スイッチング周波数ｆ１に低下させると（ｆ１＜ｆ０）、電圧変換器１５により実現可能なデューティ下限値Ｄｍｉｎ♯（Ｄｍｉｎ♯＝Ｔｄ・ｆ１）は、基本周波数ｆ０におけるデューティ下限値Ｄｍｉｎよりも低くなる。   On the other hand, since the dead time Td is a constant value that depends on the circuit constants and element constants, decreasing the switching frequency fc and the duty lower limit Dmin that can be realized by the voltage converter 15 are decreased. For example, when the switching frequency is lowered to f1 (f1 <f0), the duty lower limit value Dmin # (Dmin # = Td · f1) realizable by the voltage converter 15 becomes lower than the duty lower limit value Dmin at the basic frequency f0. .

この結果、図８に示されるように、バッテリ１０から最大に電力を取り出せるデューティ比ＤＴ１♯についても、基本周波数ｆ０におけるデューティ比ＤＴ１より低くなる。したがって、スイッチング周波数ｆｃ＝ｆ０に固定する場合と比較して、電圧変換器１５が実現可能な昇圧比ＶＨ／ＶＬを高めることができる。   As a result, as shown in FIG. 8, the duty ratio DT1 # at which power can be extracted from the battery 10 is also lower than the duty ratio DT1 at the fundamental frequency f0. Therefore, the step-up ratio VH / VL that can be realized by the voltage converter 15 can be increased as compared with the case where the switching frequency is fixed at fc = f0.

したがって、実施の形態２による電源システム１００では、図２に示した搬送波発生部２３０について、指令に応答して搬送波ＣＷの周波数を可変となるように構成する。たとえば、電圧制御発振器（ＶＣＯ）により搬送波発生部２３０を構成するとともに、当該指令に応じてＶＣＯへの入力電圧を可変とする機構を設けることによって、搬送波ＣＷの周波数を可変制御することが可能になる。   Therefore, in power supply system 100 according to the second embodiment, carrier wave generation unit 230 shown in FIG. 2 is configured to change the frequency of carrier wave CW in response to a command. For example, it is possible to variably control the frequency of the carrier wave CW by configuring the carrier wave generating unit 230 with a voltage-controlled oscillator (VCO) and providing a mechanism that makes the input voltage to the VCO variable according to the command. Become.

なお、実施の形態２による電源システム１００の構成は、上記の点を除いては、実施の形態１と同様である。したがって、以下では、実施の形態２と実施の形態１との相違点について説明することとし、実施の形態１との共通点については詳細な説明は繰返さない。   The configuration of the power supply system 100 according to the second embodiment is the same as that of the first embodiment except for the above points. Therefore, hereinafter, differences between the second embodiment and the first embodiment will be described, and detailed description of the common points with the first embodiment will not be repeated.

実施の形態２による電源システム１００では、スイッチング周波数ｆｃ＝ｆ１としてシステムを設計する。すなわち、上記式（１２）に従って、バッテリ１０（直流電源）の出力電圧定格の最適値は、下記（１３）式で示される。   In power supply system 100 according to the second embodiment, the system is designed with switching frequency fc = f1. That is, according to the above equation (12), the optimum value of the output voltage rating of the battery 10 (DC power supply) is represented by the following equation (13).

Ｖｂｏ♯＝２ＶＨｍａｘ・Ｔｄ・ｆ１…（１３）
ｆ１＜ｆ０であるから、式（１３）のＶｂｏ♯は、実施の形態１におけるＶｂｏ（Ｖｂｏ♯＝２ＶＨｍａｘ・Ｔｄ・ｆ０）よりも低いことが理解される。この結果、バッテリ１０（直流電源）のコストをさらに低下できる。一方で、スイッチング周波数を基本周波数ｆ０から低下させることにより、電磁騒音が発生する可能性がある。したがって、実施の形態２による電源システム１００では、図９および図１０に示すように、デューティ比に応じてスイッチング周波数を制御する。 Vbo # = 2VHmax · Td · f1 (13)
Since f1 <f0, it is understood that Vbo # in Expression (13) is lower than Vbo (Vbo # = 2VHmax · Td · f0) in the first embodiment. As a result, the cost of the battery 10 (DC power supply) can be further reduced. On the other hand, electromagnetic noise may be generated by lowering the switching frequency from the fundamental frequency f0. Therefore, in power supply system 100 according to the second embodiment, as shown in FIGS. 9 and 10, the switching frequency is controlled according to the duty ratio.

図１０を参照して、制御装置５０は、ステップＳ１００では、実施の形態１で説明したように、電圧制御の観点から、図２のデューティ制御部２１０と同様にデューティ指令値Ｄｃを算出する。そして、制御装置５０は、ステップＳ１１０により、Ｓ１００で算出されたデューティ指令値Ｄｃを、図８に示されたデューティ比ＤＴ１と比較する。   Referring to FIG. 10, in step S100, control device 50 calculates duty command value Dc in the same manner as duty control unit 210 in FIG. 2 from the viewpoint of voltage control, as described in the first embodiment. In step S110, control device 50 compares duty command value Dc calculated in S100 with duty ratio DT1 shown in FIG.

そして、制御装置５０は、Ｄｃ≧ＤＴ１のとき（Ｓ１１０のＮＯ判定時）には、ステップＳ１３０により、電圧変換器１５のスイッチング周波数を、図７に示した基本周波数ｆ０に設定する。一方、制御装置５０は、Ｄｃ＜ＤＴ１のとき（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１２０により、電圧変換器１５のスイッチング周波数を、基本周波数ｆ０よりも低い周波数ｆ１に設定する。   Then, when Dc ≧ DT1 (when NO is determined in S110), control device 50 sets the switching frequency of voltage converter 15 to basic frequency f0 shown in FIG. 7 in step S130. On the other hand, when Dc <DT1 (when YES is determined in S110), control device 50 sets the switching frequency of voltage converter 15 to a frequency f1 lower than basic frequency f0 in step S120.

この結果、図９に示されるように、必要な昇圧比を確保するためのデューティ比が、デッドタイムＴｄを考慮した上で基本周波数ｆ０の下で実現可能な範囲（Ｄｃ≧ＤＴ１）であるときは、基本周波数ｆ０により電圧変換器１５をスイッチング制御する。一方で、電圧制御のためのデューティ比が、基本周波数ｆ０では実現不可能な範囲（Ｄｃ＜ＤＴ１）のときには、スイッチング周波数をｆ１に低下させることによって、電圧変換器１５の電圧変換比（昇圧比）を確保する。   As a result, as shown in FIG. 9, when the duty ratio for securing the necessary boost ratio is within a range (Dc ≧ DT1) that can be realized under the fundamental frequency f0 in consideration of the dead time Td. Controls switching of the voltage converter 15 with the fundamental frequency f0. On the other hand, when the duty ratio for voltage control is in a range that cannot be realized at the fundamental frequency f0 (Dc <DT1), the voltage conversion ratio (step-up ratio) of the voltage converter 15 is reduced by reducing the switching frequency to f1. ).

このように、必要とされる電圧変換比（昇圧比）に余裕がある範囲では、スイッチング周波数ｆｃを、最大の昇圧比が確保できる設計上の周波数ｆ０から低下させるように、デューティ比に応じて、電圧変換器１５のスイッチング周波数が制御される。さらに、必要とされる昇圧比が上昇した場合には、スイッチング周波数ｆｃ＝ｆ０に低下させることにより、式（１３）に従って出力電圧定格値が抑制されたバッテリ１０を用いて、制御上限電圧ＶＨｍａｘまでの直流電圧ＶＨを、負荷１７へ確実に供給できる。すなわち、電圧変換器１５の制御上限電圧ＶＨｍａｘを確保可能であるバッテリ１０（直流電源）の出力電圧定格値を最適に設計することができる。   Thus, in a range where there is a margin in the required voltage conversion ratio (boost ratio), the switching frequency fc is reduced according to the duty ratio so as to be lowered from the designed frequency f0 that can ensure the maximum boost ratio. The switching frequency of the voltage converter 15 is controlled. Further, when the required step-up ratio is increased, by reducing the switching frequency to fc = f0, the battery 10 whose output voltage rated value is suppressed according to the equation (13) is used to reach the control upper limit voltage VHmax. Can be reliably supplied to the load 17. That is, it is possible to optimally design the output voltage rated value of the battery 10 (DC power supply) that can ensure the control upper limit voltage VHmax of the voltage converter 15.

このように実施の形態２による電源システムでは、実施の形態１と比較して、電圧変換器１５の制御上限電圧ＶＨｍａｘを確保するためのバッテリ１０（直流電源）の出力電圧定格値をより低くすることができる。したがって、バッテリ１０を構成するための、直列接続されるセルユニットの個数を最小限とすること等によって、バッテリ１０（直流電源）のコストをさらに抑制できる。   Thus, in the power supply system according to the second embodiment, the output voltage rated value of the battery 10 (DC power supply) for securing the control upper limit voltage VHmax of the voltage converter 15 is made lower than in the first embodiment. be able to. Therefore, the cost of the battery 10 (DC power supply) can be further suppressed by minimizing the number of cell units connected in series for constituting the battery 10.

上述のように、実施の形態２による電源システムでは、昇圧比が高い領域では、スイッチング周波数を基本周波数ｆ０から低下させることにより、電磁騒音が発生する可能性がある。しかしながら、当該領域では、負荷１７の出力が高くなるため、負荷１７の動作音によって、電圧変換器１５での電磁騒音はユーザに感知され難くなることが期待される。この結果、実施の形態２のスイッチング周波数制御をより円滑に適用することができる。   As described above, in the power supply system according to the second embodiment, in a region where the step-up ratio is high, electromagnetic noise may be generated by lowering the switching frequency from the fundamental frequency f0. However, in this region, since the output of the load 17 becomes high, it is expected that the electromagnetic noise in the voltage converter 15 is hardly detected by the user due to the operation sound of the load 17. As a result, the switching frequency control of the second embodiment can be applied more smoothly.

特に、電源システム１００が電動車両に搭載されて、負荷１７が走行用モータを含む適用例では、電圧指令値ＶＨｒの上昇やバッテリ出力電力の増加（すなわち、バッテリ出力電圧の低下）によって昇圧比が高まるケースは、車両加速時に生じることが予想される。車両加速時には、機器の動作音等によって、電圧変換器１５での電磁騒音はユーザに感知され難くなることが期待される。すなわち、実施の形態２による電源システムは、電動車両への搭載に好適である。   In particular, in an application example in which the power supply system 100 is mounted on an electric vehicle and the load 17 includes a traveling motor, the boost ratio is increased by increasing the voltage command value VHr or increasing the battery output power (that is, decreasing the battery output voltage). Increasing cases are expected to occur during vehicle acceleration. At the time of vehicle acceleration, it is expected that electromagnetic noise in the voltage converter 15 is less likely to be perceived by the user due to the operation sound of the device. That is, the power supply system according to Embodiment 2 is suitable for mounting on an electric vehicle.

［実施の形態３］
実施の形態３では、電源システムをハイブリッド車両に搭載した構成が示される。 [Embodiment 3]
In the third embodiment, a configuration in which a power supply system is mounted on a hybrid vehicle is shown.

図１１は、実施の形態３による電源システムのハイブリッド車両への適用例を説明する回路図である。   FIG. 11 is a circuit diagram illustrating an application example of the power supply system according to the third embodiment to a hybrid vehicle.

図１１を参照して、ハイブリッド車両１０１は、エンジン１１０と、動力分割機構１２０と、減速機１３０と、駆動軸１４０および車輪（駆動輪）１５０を備える。ハイブリッド車両１０１は、さらに、制御装置５０と、ＨＶ−ＥＣＵ５５と、電源システム１００と、電源システム１００の負荷１７を構成する、インバータ２０，３０およびモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２とを備える。実施の形態３では、制御装置５０は、電源システム１００の制御に止まらず、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２を制御するためのインバータ２０，３０の制御機能も有する。ＨＶ−ＥＣＵ５５は、ハイブリッド車両１０１全体を制御するために、制御装置５０に対して上位のＥＣＵとして配置される。   Referring to FIG. 11, hybrid vehicle 101 includes an engine 110, a power split mechanism 120, a speed reducer 130, a drive shaft 140 and wheels (drive wheels) 150. Hybrid vehicle 101 further includes control device 50, HV-ECU 55, power supply system 100, and inverters 20 and 30 and motor generators MG1 and MG2 constituting load 17 of power supply system 100. In the third embodiment, control device 50 does not stop at power supply system 100 but also has a control function of inverters 20 and 30 for controlling motor generators MG1 and MG2. The HV-ECU 55 is arranged as a host ECU with respect to the control device 50 in order to control the entire hybrid vehicle 101.

エンジン１１０は、たとえば、ガソリンエンジンやディーゼルエンジン等の内燃機関により構成される。エンジン１１０には、冷却水の温度を検知する冷却水温センサ１１２が設けられる。   The engine 110 is constituted by, for example, an internal combustion engine such as a gasoline engine or a diesel engine. The engine 110 is provided with a cooling water temperature sensor 112 that detects the temperature of the cooling water.

モータジェネレータＭＧ１は、エンジン１１０によって駆動される発電機として動作し、かつ、エンジン１１０の始動を行う電動機として動作するものとして、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成される。   Motor generator MG1 operates as a generator driven by engine 110 and operates as an electric motor for starting engine 110, and is configured to have both functions of an electric motor and a generator.

モータジェネレータＭＧ２の出力は、出力軸１２５および減速機１３０を介して、駆動軸１４０へ伝達される。すなわち、モータジェネレータＭＧ２は、走行用モータとしてハイブリッド車両１０１に組込まれる。さらに、モータジェネレータＭＧ２は、車輪１５０の回転方向と反対方向の出力トルクを発生することによって回生発電を行うように電動機および発電機への機能を併せ持つように構成される。   The output of motor generator MG2 is transmitted to drive shaft 140 via output shaft 125 and speed reducer 130. That is, motor generator MG2 is incorporated in hybrid vehicle 101 as a traveling motor. Furthermore, motor generator MG2 is configured to have a function for the electric motor and the generator so as to perform regenerative power generation by generating an output torque in a direction opposite to the rotation direction of wheel 150.

動力分割機構１２０は、エンジン１１０の発生する動力を、駆動軸１４０への経路とモータジェネレータＭＧ１への経路とに分割可能に構成される。図１２を用いて、動力分割機構２００についてさらに説明する。   Power split device 120 is configured to be able to split the power generated by engine 110 into a route to drive shaft 140 and a route to motor generator MG1. The power split mechanism 200 will be further described with reference to FIG.

図１２を参照して、動力分割機構２００は、サンギヤ１２２と、ピニオンギヤ１２４と、キャリア１２６と、リングギヤ１２８とを含む遊星歯車によって構成される。   Referring to FIG. 12, power split device 200 is constituted by a planetary gear including a sun gear 122, a pinion gear 124, a carrier 126, and a ring gear 128.

ピニオンギヤ１２４は、サンギヤ１２２およびリングギヤ１２８と係合する。キャリア１２６は、ピニオンギヤ１２４が自転可能であるように支持する。サンギヤ１２２はモータジェネレータＭＧ１の回転軸に連結される。キャリア１２６はエンジン１１０のクランクシャフトに連結される。リングギヤ１２８はモータジェネレータＭＧ２の回転軸および減速機１３０に連結される。   Pinion gear 124 engages with sun gear 122 and ring gear 128. The carrier 126 supports the pinion gear 124 so that it can rotate. Sun gear 122 is coupled to the rotation shaft of motor generator MG1. Carrier 126 is connected to the crankshaft of engine 110. Ring gear 128 is connected to the rotation shaft of motor generator MG 2 and reduction device 130.

エンジン１１０、モータジェネレータＭＧ１およびモータジェネレータＭＧ２が、遊星歯車からなる動力分割機構１２０を介して連結されることで、エンジン１１０、モータジェネレータＭＧ１およびモータジェネレータＭＧ２の回転速度は、たとえば、共線図において直線で結ばれる関係になる。   Engine 110, motor generator MG1 and motor generator MG2 are connected via power split mechanism 120 formed of planetary gears, so that the rotational speeds of engine 110, motor generator MG1 and motor generator MG2 are, for example, in a collinear diagram. The relationship is connected by a straight line.

電源システム１００の構成は、図１と同様であるので、詳細な説明は繰返さない。なお、電圧変換器１５の配置により、電源配線７上の直流電圧を、直流電源（バッテリ）１０の出力電圧に固定することなく可変制御することができる。これにより、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２に印加される交流電圧の振幅を可変制御して、高効率のモータ制御が可能となる。   Since the configuration of power supply system 100 is the same as that of FIG. 1, detailed description will not be repeated. Note that the arrangement of the voltage converter 15 allows the DC voltage on the power supply wiring 7 to be variably controlled without being fixed to the output voltage of the DC power supply (battery) 10. As a result, the amplitude of the AC voltage applied to motor generators MG1 and MG2 is variably controlled to enable highly efficient motor control.

インバータ２０および３０の直流電圧側は、共通の接地配線５および電源配線７を介して、電圧変換器１５と接続される。すなわち、電源配線７は「電源配線」に対応する。また、モータジェネレータＭＧ１は「発電機」に対応し、モータジェネレータＭＧ２は「電動機」に対応する。インバータ２０は「第１のインバータ」に対応し、インバータ３０は「第２のインバータ」に対応する。   The DC voltage sides of the inverters 20 and 30 are connected to the voltage converter 15 via the common ground wiring 5 and the power supply wiring 7. That is, the power supply wiring 7 corresponds to “power supply wiring”. Motor generator MG1 corresponds to “generator”, and motor generator MG2 corresponds to “electric motor”. The inverter 20 corresponds to a “first inverter”, and the inverter 30 corresponds to a “second inverter”.

インバータ２０は、電源配線７および接地配線５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム２２と、Ｖ相アーム２４と、Ｗ相アーム２６とから成る。各相アームは、電源配線７および接地配線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム２２は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２から成り、Ｖ相アーム２４は、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４から成り、Ｗ相アーム２６は、スイッチング素子Ｑ１５，Ｑ１６から成る。また、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６に対して、逆並列ダイオードＤ１１〜Ｄ１６がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６のオンオフは、制御装置５０からのスイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６によって制御される。   Inverter 20 includes U-phase arm 22, V-phase arm 24, and W-phase arm 26 provided in parallel between power supply wiring 7 and ground wiring 5. Each phase arm is composed of a switching element connected in series between the power supply wiring 7 and the ground wiring 5. For example, U-phase arm 22 includes switching elements Q11 and Q12, V-phase arm 24 includes switching elements Q13 and Q14, and W-phase arm 26 includes switching elements Q15 and Q16. Further, antiparallel diodes D11 to D16 are connected to switching elements Q11 to Q16, respectively. Switching elements Q11 to Q16 are turned on and off by switching control signals S11 to S16 from control device 50.

モータジェネレータＭＧ１は、固定子に設けられたＵ相コイル巻線Ｕ１、Ｖ相コイル巻線Ｖ１およびＷ相コイル巻線Ｗ１と、図示しない回転子とを含む。Ｕ相コイル巻線Ｕ１、Ｖ相コイル巻線Ｖ１およびＷ相コイル巻線Ｗ１の一端は、中性点Ｎ１で互いに接続され、その他端は、インバータ２０のＵ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６とそれぞれ接続される。インバータ２０は、制御装置５０からのスイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６に応答したスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６のオンオフ制御（スイッチング制御）により、電源システム１００およびモータジェネレータＭＧ１の間での双方向の電力変換を行う。   Motor generator MG1 includes a U-phase coil winding U1, a V-phase coil winding V1 and a W-phase coil winding W1 provided on the stator, and a rotor (not shown). One ends of the U-phase coil winding U1, the V-phase coil winding V1, and the W-phase coil winding W1 are connected to each other at a neutral point N1, and the other ends are connected to the U-phase arm 22, the V-phase arm 24, and the inverter 20 Each is connected to W-phase arm 26. Inverter 20 performs bidirectional power conversion between power supply system 100 and motor generator MG1 by on / off control (switching control) of switching elements Q11-Q16 in response to switching control signals S11-S16 from control device 50. .

具体的には、インバータ２０は、制御装置５０によるスイッチング制御に従って、電源配線７の直流電圧ＶＨを３相交流電圧に変換し、その変換した３相交流電圧をモータジェネレータＭＧ１へ出力することができる。これにより、モータジェネレータＭＧ１は、指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ２０は、エンジン１１０の出力を受けてモータジェネレータＭＧ１が発電した３相交流電圧を制御装置５０によるスイッチング制御に従って直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を電源配線７へ出力することもできる。   Specifically, inverter 20 can convert DC voltage VH of power supply wiring 7 into a three-phase AC voltage according to switching control by control device 50, and output the converted three-phase AC voltage to motor generator MG1. . Thereby, motor generator MG1 is driven to generate a designated torque. Inverter 20 receives the output of engine 110 and converts the three-phase AC voltage generated by motor generator MG1 into a DC voltage according to switching control by control device 50, and outputs the converted DC voltage to power supply wiring 7. You can also.

インバータ３０は、インバータ２０と同様に構成されて、スイッチング制御信号Ｓ２１〜Ｓ２６によってオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２６および、逆並列ダイオードＤ２１〜Ｄ２６を含んで構成される。   Inverter 30 is configured similarly to inverter 20 and includes switching elements Q21 to Q26 that are on / off controlled by switching control signals S21 to S26 and antiparallel diodes D21 to D26.

モータジェネレータＭＧ２は、モータジェネレータＭＧ１と同様に構成されて、固定子に設けられたＵ相コイル巻線Ｕ２、Ｖ相コイル巻線Ｖ２およびＷ相コイル巻線Ｗ２と、図示しない回転子とを含む。モータジェネレータＭＧ１と同様に、Ｕ相コイル巻線Ｕ２、Ｖ相コイル巻線Ｖ２およびＷ相コイル巻線Ｗ２の一端は、中性点Ｎ２で互いに接続され、その他端は、インバータ３０のＵ相アーム３２、Ｖ相アーム３４およびＷ相アーム３６とそれぞれ接続される。   Motor generator MG2 is configured similarly to motor generator MG1, and includes a U-phase coil winding U2, a V-phase coil winding V2 and a W-phase coil winding W2 provided on the stator, and a rotor (not shown). . As with motor generator MG1, one end of U-phase coil winding U2, V-phase coil winding V2, and W-phase coil winding W2 are connected to each other at neutral point N2, and the other end is a U-phase arm of inverter 30. 32, V-phase arm 34 and W-phase arm 36, respectively.

インバータ３０は、制御装置５０からのスイッチング制御信号Ｓ２１〜Ｓ２６に応答したスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２６のオンオフ制御（スイッチング制御）により、電源システム１００およびモータジェネレータＭＧ２の間での双方向の電力変換を行う。   Inverter 30 performs bidirectional power conversion between power supply system 100 and motor generator MG2 by on / off control (switching control) of switching elements Q21-Q26 in response to switching control signals S21-S26 from control device 50. .

具体的には、インバータ３０は、制御装置５０によるスイッチング制御に従って、電源配線７の直流電圧ＶＨを３相交流電圧に変換し、その変換した３相交流電圧をモータジェネレータＭＧ２へ出力することができる。これにより、モータジェネレータＭＧ２は、指定されたトルクを発生するように駆動される。電源配線７には、電圧変換器１５を経由してバッテリ１０からの出力電力が伝達されるとともに、インバータ２０を経由してモータジェネレータＭＧ１による発電電力が伝達される。すなわち、モータジェネレータＭＧ２は、これらの電力の和を用いて車両駆動力を発生する。言い換えれば、モータジェネレータＭＧ２の消費電力と、モータジェネレータＭＧ１の発電電力との差分が、バッテリ１０から出力される。   Specifically, inverter 30 can convert DC voltage VH of power supply wiring 7 into a three-phase AC voltage according to switching control by control device 50, and output the converted three-phase AC voltage to motor generator MG2. . Thereby, motor generator MG2 is driven to generate a designated torque. Output power from the battery 10 is transmitted to the power supply wiring 7 via the voltage converter 15, and power generated by the motor generator MG <b> 1 is transmitted via the inverter 20. That is, motor generator MG2 generates vehicle driving force using the sum of these electric powers. In other words, the difference between the power consumption of motor generator MG2 and the power generated by motor generator MG1 is output from battery 10.

また、インバータ３０は、ハイブリッド車両１０１の回生制動時、車輪１５０からの回転力を受けてモータジェネレータＭＧ２が発電した３相交流電圧を制御装置５０によるスイッチング制御に従って直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を電源配線７へ出力することができる。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。   In addition, inverter 30 converts the three-phase AC voltage generated by motor generator MG2 in response to the rotational force from wheel 150 during regenerative braking of hybrid vehicle 101 into a DC voltage according to switching control by control device 50, and the conversion is performed. A DC voltage can be output to the power supply wiring 7. Note that regenerative braking here refers to braking that involves regenerative power generation when the driver operating the hybrid vehicle performs a foot brake operation, or the foot brake is not operated, but regenerative braking is performed by turning off the accelerator pedal while driving. This includes decelerating (or stopping acceleration) the vehicle while generating electricity.

モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の各々には電流センサ２７および回転角センサ（レゾルバ）２８が設けられる。三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２７は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。回転角センサ２８は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の図示しない回転子の回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置５０へ送出する。制御装置５０では、回転角θに基づきモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の回転速度（回転角速度ω）を算出することができる。   Each of motor generators MG1, MG2 is provided with a current sensor 27 and a rotation angle sensor (resolver) 28. Since the sum of instantaneous values of the three-phase currents iu, iv, and iw is zero, the current sensor 27 detects the motor current for two phases (for example, the V-phase current iv and the W-phase current iw) as shown in FIG. It is enough to arrange it to do. Rotation angle sensor 28 detects a rotation angle θ of a rotor (not shown) of motor generators MG 1, MG 2 and sends the detected rotation angle θ to control device 50. Control device 50 can calculate the rotational speed (rotational angular speed ω) of motor generators MG1 and MG2 based on rotational angle θ.

これらのセンサによって検出された、モータジェネレータＭＧ１のモータ電流ＭＣＲＴ（１）およびロータ回転角θ（１）ならびに、モータジェネレータＭＧ２のモータ電流ＭＣＲＴ（２）およびロータ回転角θ（２）は、制御装置５０へ入力される。さらに、制御装置５０は、モータ指令としての、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍ（１）および回生動作を示す制御信号ＲＧＥ（１）、ならびに、モータジェネレータＭＧ２のトルク指令値Ｔｑｃｏｍ（２）および回生動作を示す制御信号ＲＧＥ（２）の入力を受ける。   The motor current MCRT (1) and the rotor rotation angle θ (1) of the motor generator MG1 and the motor current MCRT (2) and the rotor rotation angle θ (2) of the motor generator MG2 detected by these sensors are the control device. 50. Further, control device 50 provides a motor command MG1 torque command value Tqcom (1) and a control signal RGE (1) indicating a regenerative operation, and a motor generator MG2 torque command value Tqcom (2) and a regenerative operation. The control signal RGE (2) indicating the operation is received.

制御装置５０は、ＨＶ−ＥＣＵ５５からのモータ指令に従ってモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２が動作するように、電圧変換器１５およびインバータ２０，３０のスイッチングを制御する。具体的には、制御装置５０は、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２（電圧変換器１５）、Ｓ１１〜Ｓ１６（インバータ２０）、およびＳ２１〜Ｓ２６（インバータ３０）を生成する。   Control device 50 controls switching of voltage converter 15 and inverters 20 and 30 so that motor generators MG1 and MG2 operate in accordance with a motor command from HV-ECU 55. Specifically, control device 50 generates switching control signals S1 and S2 (voltage converter 15), S11 to S16 (inverter 20), and S21 to S26 (inverter 30).

さらに、制御装置５０には、バッテリ１０に関する、充電率（ＳＯＣ：State of Charge）や充放電制限を示す入出力電力上限値Ｗｉｎ，Ｗｏｕｔ等の情報が入力される。これ
により、制御装置５０は、バッテリ１０の過充電あるいは過放電が発生しないように、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２での消費電力および発電電力（回生電力）を必要に応じて制限する機能を有する。 Further, the control device 50 receives information on the battery 10 such as a charge rate (SOC: State of Charge) and input / output power upper limit values Win and Wout indicating charge / discharge restrictions. Thereby, control device 50 has a function of limiting power consumption and generated power (regenerative power) in motor generators MG1 and MG2 as necessary so that overcharge or overdischarge of battery 10 does not occur.

次に、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の駆動制御における電圧変換器１５およびインバータ２０，３０の動作について説明する。   Next, operations of voltage converter 15 and inverters 20 and 30 in drive control of motor generators MG1 and MG2 will be described.

電圧変換器１５の昇圧動作時には、制御装置５０は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の動作状態に応じて直流電圧ＶＨ（インバータ２０，３０の直流側電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧ＶＨ」とも称する）の電圧指令値ＶＨｒを設定する。そして、制御装置５０は、実施の形態１または２で説明したデューティ制御に従って、直流電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨｒと等しくなるように、電圧変換器１５のスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。   At the time of voltage boost operation of voltage converter 15, control device 50 determines DC voltage VH (this DC voltage corresponding to the DC side voltage of inverters 20 and 30) as “system voltage VH” according to the operating state of motor generators MG 1 and MG 2. Voltage command value VHr is also set. Then, control device 50 generates switching control signals S1 and S2 for voltage converter 15 so that DC voltage VH becomes equal to voltage command value VHr according to the duty control described in the first or second embodiment.

インバータ３０は、制御装置５０からのスイッチング制御信号Ｓ２１〜Ｓ２６に応答したスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２６のオンオフ動作（スイッチング動作）により、トルク指令値Ｔｑｃｏｍ（２）に従ったトルクが出力されるように、モータジェネレータＭＧ２を駆動する。トルク指令値Ｔｑｃｏｍ（２）は、運転状況に応じたモータジェネレータＭＧ２への出力（トルク×回転数）要求に従って、正値（Ｔｑｃｏｍ（２）＞０）、零（Ｔｑｃｏｍ（２）＝０）、または負値（Ｔｑｃｏｍ（２）＜０）に適宜設定される。   The inverter 30 outputs torque according to the torque command value Tqcom (2) by the on / off operation (switching operation) of the switching elements Q21 to Q26 in response to the switching control signals S21 to S26 from the control device 50. Motor generator MG2 is driven. Torque command value Tqcom (2) is a positive value (Tqcom (2)> 0), zero (Tqcom (2) = 0), according to an output (torque × rotation speed) request to motor generator MG2 according to the driving situation. Alternatively, it is appropriately set to a negative value (Tqcom (2) <0).

特に、ハイブリッド車両の回生制動時には、モータジェネレータＭＧ２のトルク指令値は負に設定される（Ｔｑｃｏｍ（２）＜０）。この場合には、インバータ３０は、スイッチング制御信号Ｓ２１〜Ｓ２６に応答したスイッチング動作により、モータジェネレータＭＧ２が発電した交流電圧を直流電圧に変換する。変換された直流電圧は、平滑コンデンサＣ０を介して電圧変換器１５へ供給される。   In particular, during regenerative braking of the hybrid vehicle, the torque command value of motor generator MG2 is set to a negative value (Tqcom (2) <0). In this case, inverter 30 converts the AC voltage generated by motor generator MG2 into a DC voltage by a switching operation in response to switching control signals S21 to S26. The converted DC voltage is supplied to the voltage converter 15 via the smoothing capacitor C0.

また、インバータ２０は、上記のインバータ３０の動作と同様に、制御装置５０からのスイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６に従ったスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６のオンオフ制御により、モータジェネレータＭＧ１が指令値に従って動作するように電力変換を行う。   Further, similarly to the operation of inverter 30 described above, inverter 20 causes motor generator MG1 to operate according to the command value by on / off control of switching elements Q11 to Q16 according to switching control signals S11 to S16 from control device 50. Power conversion.

トルク指令値Ｔｑｃｏｍ（１），Ｔｑｃｏｍ（２）に従ってモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２を駆動制御することにより、ハイブリッド車両１０１では、モータジェネレータＭＧ２での電力消費による車両駆動力の発生、モータジェネレータＭＧ１での発電によるバッテリ１０の充電電力またはモータジェネレータＭＧ２の消費電力の発生、およびモータジェネレータＭＧ２での回生制動動作（発電）によるバッテリ１０の充電電力の発生を、車両の運転状態に応じて適宜に実行できる。   By driving and controlling motor generators MG1 and MG2 in accordance with torque command values Tqcom (1) and Tqcom (2), hybrid vehicle 101 generates vehicle driving force due to power consumption at motor generator MG2, and generates power at motor generator MG1. The generation of the charging power of the battery 10 or the power consumption of the motor generator MG2 and the generation of the charging power of the battery 10 by the regenerative braking operation (power generation) in the motor generator MG2 can be appropriately executed according to the driving state of the vehicle.

ハイブリッド車両１０１では、ＨＶ−ＥＣＵ５５によって、車両状態に応じて、モータジェネレータＭＧ２の出力のみによる走行（ＥＶ走行）と、エンジン１１０の出力とモータジェネレータＭＧ２の出力との両方を用いた走行（ＨＶ走行）とが使い分けられる。また、ハイブリッド車両１０１は、バッテリ１０のＳＯＣ低下時には、エンジン１１０の出力のみで走行可能であるとともに、エンジン１１０の出力を用いてモータジェネレータＭＧ１が発電することによってバッテリ１０を充電することもできる。さらに、ハイブリッド車両１０１の減速時には、モータジェネレータＭＧ２による回生発電によって、バッテリ１０が充電される。   In hybrid vehicle 101, HV-ECU 55 causes travel using only the output of motor generator MG2 (EV travel) and travel using both the output of engine 110 and the output of motor generator MG2 (HV travel) according to the vehicle state. ) And can be used properly. Hybrid vehicle 101 can travel only with the output of engine 110 when the SOC of battery 10 is lowered, and can also charge battery 10 by generating power using motor generator MG1 using the output of engine 110. Further, when hybrid vehicle 101 is decelerated, battery 10 is charged by regenerative power generation by motor generator MG2.

ＨＶ−ＥＣＵ５５は、車両発進時や低速走行時のように、エンジン１１０の効率が低下するときには、自動的にＥＶ走行を選択する。そして、ＨＶ−ＥＣＵ５５は、車速上昇によりエンジン１１０の効率が高い運転領域となったときや、加速要求により車両駆動力を増加させる場合には、必要な車両駆動力に応じて、エンジン１１０を始動してＨＶ走行へ移行する。ＨＶ走行では、エンジン１１０を高効率の動作点で限定的に作動させるとともに、不足分の車両駆動力をモータジェネレータＭＧ２が発生するように、車両全体でのパワー配分が制御される。このように、ハイブリッド車両１０１では、パワー管理制御を適切に行うことによって、車両のエネルギ効率、すなわち燃費を改善することができる。   The HV-ECU 55 automatically selects EV travel when the efficiency of the engine 110 decreases, such as when the vehicle starts or travels at low speed. Then, the HV-ECU 55 starts the engine 110 according to the required vehicle driving force when the driving speed of the engine 110 is increased due to the increase in the vehicle speed or when the vehicle driving force is increased due to the acceleration request. And it shifts to HV driving. In HV traveling, the power distribution in the entire vehicle is controlled so that engine 110 is limitedly operated at a highly efficient operating point and motor generator MG2 generates a deficient vehicle driving force. Thus, in the hybrid vehicle 101, the energy efficiency of the vehicle, that is, the fuel consumption can be improved by appropriately performing the power management control.

図１３は、ハイブリッド車両１０１におけるパワー管理制御のための制御構成を示す機能ブロック図である。図１３に示す制御構成は、ＨＶ−ＥＣＵ５５の機能の一部として設けられる。各ブロックは、所定プログラムの実行によるソフトウェア処理、および、専用の電子回路構築によるハードウェア処理のいずれによって実現することも可能である。   FIG. 13 is a functional block diagram showing a control configuration for power management control in the hybrid vehicle 101. The control configuration shown in FIG. 13 is provided as part of the function of the HV-ECU 55. Each block can be realized by either software processing by executing a predetermined program or hardware processing by constructing a dedicated electronic circuit.

図１３を参照して、ＨＶ−ＥＣＵ５５は、エンジン制御部２８０と、ＭＧ制御部３００と、ＨＶ制御部３２０とを含む。ＨＶ制御部３２０は、トータルパワー制御部４００と、要求パワー算出部４１０と、ブレーキ協調制御部４５０とを含む。   Referring to FIG. 13, HV-ECU 55 includes an engine control unit 280, an MG control unit 300, and an HV control unit 320. The HV control unit 320 includes a total power control unit 400, a required power calculation unit 410, and a brake coordination control unit 450.

アクセル開度センサ３５０は、図示しないアクセルペダルの操作量を検出するように構成され、アクセル開度を示す信号Ｓａｃを出力する。ブレーキセンサ３６０は、ブレーキペダルの操作量を検知するように構成され、操作量（踏込量、踏込力）を示す信号Ｓｂｒを出力する。車速センサ３７０は、ハイブリッド車両１０１の速度を検出する。   The accelerator opening sensor 350 is configured to detect an operation amount of an accelerator pedal (not shown), and outputs a signal Sac indicating the accelerator opening. The brake sensor 360 is configured to detect an operation amount of the brake pedal, and outputs a signal Sbr indicating an operation amount (a depression amount, a depression force). The vehicle speed sensor 370 detects the speed of the hybrid vehicle 101.

要求パワー算出部４１０は、センサ３５０，３７０の検出信号に基づいて、運転者が要求する車両運転に必要な駆動力を得るのに必要な車両要求パワーＰｒｑ（以下、単に要求パワーＰｒｑとも称する）を算出する。なお、走行モード（たとえば、アクセルレスポンスを向上させたパワーモードや、低燃費を優先させたエコノミーモード）を選択するためのユーザ操作を入力するためのスイッチ（図示せず）をさらに設けることも可能である。この場合には、要求パワー算出部４１０は、走行モードをさらに反映して、要求パワーＰｒｑを算出する。   The required power calculation unit 410 is based on the detection signals of the sensors 350 and 370, and the vehicle required power Prq necessary for obtaining the driving force required for the vehicle operation requested by the driver (hereinafter also simply referred to as the required power Prq). Is calculated. It is also possible to further provide a switch (not shown) for inputting a user operation for selecting a driving mode (for example, a power mode with improved accelerator response or an economy mode with priority on low fuel consumption). It is. In this case, the required power calculation unit 410 further calculates the required power Prq by further reflecting the travel mode.

トータルパワー制御部４００には、さらに、バッテリ１０のＳＯＣが入力される。トータルパワー制御部４４０は、ＳＯＣに基づいて算出されるバッテリ１０の充電に必要な充電パワーＰｃｈと、要求パワーＰｒｑとの和に従って、下記（１４）式に従って、車両全体での出力パワーであるトータルパワーＰｔｔｌを算出する。   The total power control unit 400 is further input with the SOC of the battery 10. Total power control unit 440 is the total output power of the vehicle according to the following equation (14) according to the sum of charging power Pch required for charging battery 10 calculated based on the SOC and required power Prq. The power Pttl is calculated.

Ｐｔｔｌ＝Ｐｒｑ＋Ｐｃｈ＋Ｐｌｏｓｓ …（１４）
式（１４）中において、Ｐｌｏｓｓは、ハイブリッド車両の走行における損失パワーに相当する。損失パワーＰｌｏｓｓについては、車両走行状態（車速等）に応じて適正値を設定するマップを予め作成することが好ましい。また、ＳＯＣが十分高くバッテリ１０の充電が不要である場合には、Ｐｃｈ＝０に設定される。 Pttl = Prq + Pch + Ploss (14)
In Expression (14), Ploss corresponds to the loss power in traveling of the hybrid vehicle. Regarding the loss power Ploss, it is preferable to create in advance a map for setting an appropriate value according to the vehicle running state (vehicle speed or the like). When the SOC is sufficiently high and charging of the battery 10 is not necessary, Pch = 0 is set.

トータルパワー制御部４００は、式（１）に従って算出されたトータルパワーＰｔｔｌを、エンジンパワーＰｅｇおよびモータパワーＰｍｇ１，Ｐｍｇ２に配分する。モータパワーＰｍｇ１は、モータジェネレータＭＧ１の出力パワーであり、モータパワーＰｍｇ２は、モータジェネレータＭＧ２の出力パワーである。モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の発電時には、Ｐｍｇ２，Ｐｍｇ１はそれぞれ負値に設定される。   Total power control unit 400 distributes total power Pttl calculated according to equation (1) to engine power Peg and motor powers Pmg1, Pmg2. Motor power Pmg1 is the output power of motor generator MG1, and motor power Pmg2 is the output power of motor generator MG2. When power is generated by motor generators MG1 and MG2, Pmg2 and Pmg1 are set to negative values, respectively.

トータルパワー制御部４００は、エンジン１１０の作動要否を判定した上で、上記のパワー配分を決定する。基本的には、要求パワーＰｒｑを所定の判定値と比較することによって、エンジン１１０の作動要否が判定される。すなわち、要求パワーＰｒｑが判定値を超えるとエンジン１１０の作動が指示される一方で、要求パワーＰｒｑが判定値よりも低いと、エンジン１１０の停止が指示される。   The total power control unit 400 determines whether or not the engine 110 needs to be operated and then determines the power distribution. Basically, whether or not the engine 110 is required to be operated is determined by comparing the required power Prq with a predetermined determination value. That is, when the required power Prq exceeds the determination value, the operation of the engine 110 is instructed. On the other hand, when the required power Prq is lower than the determination value, the engine 110 is instructed to stop.

なお、ユーザが強制的にあるいは優先的にＥＶ走行を選択可能とするスイッチ（図示せず）がさらに設けられる場合には、当該スイッチへの入力をさらに反映して、パワー配分が決められる。たとえば、ユーザによってＥＶ走行が選択されているときには、ＳＯＣ不足等に関連する所定のキャンセル条件が非成立となる限り、エンジン１１０を停止したＥＶ走行が優先的に実行される。   If a switch (not shown) that allows the user to forcibly or preferentially select EV travel is further provided, the power distribution is determined by further reflecting the input to the switch. For example, when the EV traveling is selected by the user, the EV traveling with the engine 110 stopped is preferentially executed as long as a predetermined cancellation condition related to SOC shortage or the like is not satisfied.

トータルパワー制御部４００は、エンジン作動時には、トータルパワーＰｔｔｌおよびエンジン回転数Ｎｅｇに基づき、必要なエンジントルクを得るための、エンジンパワーＰｅｇおよびエンジン目標回転数Ｎｅｇｒを設定する。すなわち、バッテリ１０の充電時に上乗せされるべき充電パワーＰｃｈは、エンジンパワーＰｅｇへ反映される。   The total power control unit 400 sets the engine power Peg and the target engine speed Negr for obtaining necessary engine torque based on the total power Pttl and the engine speed Neg when the engine is operated. That is, the charging power Pch to be added when charging the battery 10 is reflected in the engine power Peg.

また、基本的には、エンジントルクおよび回転数の組み合わせによって定義されるエンジン動作点が、高効率の運転領域内となるように、エンジンパワーＰｅｇおよびエンジン目標回転数Ｎｅｇｒが設定される。したがって、アクセル操作による加速要求には、基本的には、バッテリ１０からの電力を用いたモータジェネレータＭＧ２の出力によって対応する。   Further, basically, the engine power Peg and the engine target rotation speed Negr are set so that the engine operating point defined by the combination of the engine torque and the rotation speed is within the highly efficient operation region. Therefore, the acceleration request by the accelerator operation is basically handled by the output of motor generator MG2 using the electric power from battery 10.

エンジンＥＣＵ２８０は、トータルパワー制御部４００から送られたエンジンパワーＰｅｇおよびエンジン目標回転数Ｎｅｇｒが実現されるように、エンジン１１０の燃料噴射、点火時期、バルブタイミング等を制御する。さらに、トータルパワーＰｔｔｌが確保されるように、モータパワーＰｍｇ１，Ｐｍｇ２が設定される。このようにして、トータルパワーＰｔｔｌに対する、エンジンパワーＰｅｇおよびモータパワーＰｍｇ１，Ｐｍｇ２の間のパワー配分が制御される。   Engine ECU 280 controls fuel injection, ignition timing, valve timing, and the like of engine 110 so that engine power Peg and target engine speed Negr sent from total power control unit 400 are realized. Further, the motor powers Pmg1 and Pmg2 are set so that the total power Pttl is ensured. In this way, the power distribution between the engine power Peg and the motor powers Pmg1, Pmg2 with respect to the total power Pttl is controlled.

モータパワーＰｍｇ１，Ｐｍｇ２は、ＭＧ１制御部３０１およびＭＧ２制御部３０２へ送られる。ＭＧ１制御部３０１およびＭＧ２制御部３０２は、モータパワーＰｍｇ１，Ｐｍｇ２をモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２がそれぞれ出力するように、これらのモータジェネレータの出力トルクを制御する。具体的には、ＭＧ１制御部３０１およびＭＧ２制御部３０２は、モータパワーＰｍｇ１，Ｐｍｇ２に従うトルク指令値Ｔｑｃｏｍ（１）,Ｔｑｃｏｍ（２）を設定するとともに、当該トルク指令値に従ってモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の出力トルクが制御されるように、電圧変換器１５およびインバータ２０，３０を制御する。すなわち、ＭＧ１制御部３０１およびＭＧ２制御部３０２は、図１１の制御装置５０を含んでいる。ＭＧ１制御部３０１およびＭＧ２制御部３０２による機能のうちの、トルク指令値Ｔｑｃｏｍ（１）,Ｔｑｃｏｍ（２）に従ってモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の出力トルクを制御する機能部分は、図１１の制御装置５０によって実現される。   Motor power Pmg1 and Pmg2 are sent to MG1 control unit 301 and MG2 control unit 302. MG1 control unit 301 and MG2 control unit 302 control the output torque of these motor generators so that motor generators MG1 and MG2 output motor powers Pmg1 and Pmg2, respectively. Specifically, MG1 control unit 301 and MG2 control unit 302 set torque command values Tqcom (1), Tqcom (2) according to motor powers Pmg1, Pmg2, and motor generators MG1, MG2 according to the torque command values. The voltage converter 15 and the inverters 20 and 30 are controlled so that the output torque is controlled. That is, the MG1 control unit 301 and the MG2 control unit 302 include the control device 50 of FIG. Of the functions of the MG1 control unit 301 and the MG2 control unit 302, the functional part that controls the output torque of the motor generators MG1 and MG2 according to the torque command values Tqcom (1) and Tqcom (2) is controlled by the control device 50 of FIG. Realized.

なお、モータパワーＰｍｇ２は、上記のパワー配分によって、モータジェネレータＭＧ２による走行や駆動力アシストに必要な出力パワーに基づいて設定されている。回生制動時には、モータパワーＰｍｇ２が負値に設定されることにより、モータジェネレータＭＧ２が発電する。さらに、ＭＧ１制御部３０１が、モータパワーＰｍｇ１に従ってモータジェネレータＭＧ１を制御することによって、モータジェネレータＭＧ１の発電電力が制御される。Ｐｅｇ２−Ｐｅｇ１＞０のときは、不足電力がバッテリ１０から出力される一方で、Ｐｅｇ１−Ｐｅｇ２＞０のときは、余剰電力によってバッテリ１０が充電される。したがって、特にＰｅｇ２＞０のときには、Ｐｍｇ１およびＰｍｇ２の設定により、モータジェネレータＭＧ２の使用電力に対する、モータジェネレータＭＧ１の発電電力およびバッテリ１０の出力電力の配分が決められることになる。   Motor power Pmg2 is set based on the output power necessary for driving and driving force assist by motor generator MG2 by the above power distribution. At the time of regenerative braking, motor generator PMG2 is set to a negative value, so that motor generator MG2 generates power. Further, MG1 control unit 301 controls motor generator MG1 in accordance with motor power Pmg1, thereby controlling the power generated by motor generator MG1. When Peg2-Peg1> 0, insufficient power is output from the battery 10, while when Peg1-Peg2> 0, the battery 10 is charged with surplus power. Therefore, particularly when Peg2> 0, the setting of Pmg1 and Pmg2 determines the distribution of the generated power of motor generator MG1 and the output power of battery 10 with respect to the used power of motor generator MG2.

ブレーキ協調制御部４５０は、ブレーキセンサ３６０によって検知されたブレーキ操作量および車速センサ３７０によって検知された車速に基づいて、ハイブリッド車両全体で必要なトータル制動力を算出するとともに、算出されたトータル制動力のうちの回生ブレーキによる分担量に相当する回生ブレーキ要求値Ｐｒｂｒを出力する。回生ブレーキ要求値Ｐｒｂｒは、バッテリ１０の充電電力上限値（Ｗｉｎ）を超えない範囲で設定される。   The brake cooperative control unit 450 calculates the total braking force required for the entire hybrid vehicle based on the brake operation amount detected by the brake sensor 360 and the vehicle speed detected by the vehicle speed sensor 370, and calculates the calculated total braking force. The regenerative brake request value Prbr corresponding to the amount of the regenerative brake is output. The regenerative brake request value Prbr is set in a range not exceeding the charge power upper limit (Win) of the battery 10.

上述のようなパワー配分制御が行われるハイブリッド車両１０１へ搭載される、実施の形態３による電源システム１００では、電圧変換器１５のデューティ比に応じて、上記パワー配分制御を図１４および図１５に示すように調整する。   In power supply system 100 according to Embodiment 3 mounted on hybrid vehicle 101 that performs power distribution control as described above, the power distribution control is performed according to the duty ratio of voltage converter 15 in FIGS. 14 and 15. Adjust as shown.

図１４は、実施の形態３に従う電源システムが搭載されたハイブリッド車両におけるパワー配分制御を説明するための概念図である。   FIG. 14 is a conceptual diagram for illustrating power distribution control in a hybrid vehicle equipped with a power supply system according to the third embodiment.

図１４には、図５および図７と同様に、電圧変換器１５によって直流電圧ＶＨを一定に制御した下での、デューティ比ＤＴに対するバッテリ出力電力Ｐｂの特性が示される。   FIG. 14 shows the characteristics of the battery output power Pb with respect to the duty ratio DT when the DC voltage VH is controlled to be constant by the voltage converter 15 as in FIGS. 5 and 7.

上述のように、デッドタイムＴｄに対応するデューティ下限値Ｄｍｉｎに相当するデューティ比ＤＴ１において、バッテリ１０から最大電力Ｐｍａｘを取り出すことができる。   As described above, the maximum power Pmax can be extracted from the battery 10 at the duty ratio DT1 corresponding to the duty lower limit value Dmin corresponding to the dead time Td.

実施の形態３による電源システムでは、たとえば、ＶＨ＝ＶＨｍａｘのときの特性に従って、最大電力Ｐｍａｘよりも低い所定電力Ｐ２にデューティ比ＤＴ２を判定値として用いる。   In the power supply system according to Embodiment 3, for example, duty ratio DT2 is used as a determination value for predetermined power P2 lower than maximum power Pmax in accordance with characteristics when VH = VHmax.

そして、電圧制御のためにデューティ制御部２１０（図２）によって設定されたデューティ指令値Ｄｃと、判定値となるデューティ比ＤＴ２との比較に従って、トータルパワー制御部４００（図１３）におけるパワー配分制御を以下のように切換える。   Then, according to the comparison between the duty command value Dc set by the duty control unit 210 (FIG. 2) for voltage control and the duty ratio DT2 serving as a determination value, the power distribution control in the total power control unit 400 (FIG. 13). Is switched as follows.

図１５を参照して、トータルパワー制御部４００（ＨＶ−ＥＣＵ５５）は、ステップＳ１００では、実施の形態１で説明したように、電圧制御の観点から、図２のデューティ制御部２１０によりデューティ指令値Ｄｃを算出する。そして、トータルパワー制御部４００は、ステップＳ１５０により、Ｓ１００で算出されたデューティ指令値Ｄｃを、図１４に示されたデューティ比ＤＴ２と比較する。   Referring to FIG. 15, total power control unit 400 (HV-ECU 55), in step S100, as described in the first embodiment, from the viewpoint of voltage control, duty control unit 210 in FIG. Dc is calculated. Then, in step S150, total power control unit 400 compares duty command value Dc calculated in S100 with duty ratio DT2 shown in FIG.

そして、トータルパワー制御部４００は、Ｄｃ≧ＤＴ２のとき（Ｓ１５０のＮＯ判定時）には、デューティ比が通常範囲であると判断して、ステップＳ１６０により、通常のパワー配分制御に従ってＰｍｇ１，Ｐｍｇ２，Ｐｅｇを算出する。   When Dc ≧ DT2 (NO determination in S150), total power control unit 400 determines that the duty ratio is in the normal range, and Pmg1, Pmg2, and Pmg1, Pmg2, according to normal power distribution control in step S160. Peg is calculated.

一方で、トータルパワー制御部４００は、Ｄｃ＜ＤＴ２のとき（Ｓ１５０のＹＥＳ判定時）には、バッテリ１０からの出力電力の増加によって、バッテリ電圧が低下して必要な昇圧比が大きくなっていると判断する。そして、ステップＳ１７０により、通常時（Ｓ１６０）よりも、ＭＧ１の発電量が増大するように、パワー配分制御を変更してＰｍｇ１，Ｐｍ１２，Ｐｅ１を算出する。   On the other hand, when Dc <DT2 (when YES is determined in S150), total power control unit 400 decreases the battery voltage and increases the required step-up ratio due to the increase in output power from battery 10. Judge. In step S170, Pmg1, Pm12, and Pe1 are calculated by changing the power distribution control so that the power generation amount of MG1 is increased compared to the normal time (S160).

すなわち、ステップＳ１７０によれば、同一の要求パワーＰｒｑおよび車両状況（すなわち、同一のトータルパワーＰｔｔｌ）に対して、モータジェネレータＭＧ１による出力電力Ｐｍｇ１が、通常（Ｓ１６０）よりも高く設定されるように、トータルパワー制御部４００がパワー配分を制御する。これにより、モータジェネレータＭＧ２の使用電力に対する、モータジェネレータＭＧ１の発電電力の割合が高められるので、バッテリ１０からの出力電力が抑えられる。   That is, according to step S170, output power Pmg1 from motor generator MG1 is set to be higher than normal (S160) for the same required power Prq and vehicle status (ie, the same total power Pttl). The total power control unit 400 controls power distribution. As a result, the ratio of the power generated by motor generator MG1 to the power used by motor generator MG2 is increased, so that the output power from battery 10 is suppressed.

このように実施の形態３に従う電源システムでは、電圧変換器１５でのデューティ比に応じて、バッテリ１０からの出力電力（すなわち、バッテリ電流）が大きくなるときには、発電機であるモータジェネレータＭＧ１による発電量を増やすことによって、バッテリ１０からの出力電力を抑制することができる。これにより、ハイブリッド車両１０１に代表されるハイブリッド車両に搭載された電源システム１００において、バッテリ１０（直流電源）過放電を防止できる。   As described above, in the power supply system according to the third embodiment, when the output power from battery 10 (that is, the battery current) increases according to the duty ratio in voltage converter 15, power generation by motor generator MG1 that is a generator is performed. By increasing the amount, the output power from the battery 10 can be suppressed. Thereby, in the power supply system 100 mounted in the hybrid vehicle represented by the hybrid vehicle 101, the battery 10 (DC power supply) overdischarge can be prevented.

なお、ハイブリッド車両に搭載された実施の形態３の電源システム１００において、実施の形態２による電圧変換器１５のスイッチング周波数制御をさらに組み合わせることも可能である。この場合には、必要な昇圧比の上昇に伴ってデューティ指令値Ｄｃが低下するのに応じて、スイッチング周波数ｆｃの低下および／またはハイブリッド車両でのパワー配分制御変更（モータジェネレータＭＧ１の発電量増加）が実行される。   In the power supply system 100 according to the third embodiment mounted on the hybrid vehicle, the switching frequency control of the voltage converter 15 according to the second embodiment can be further combined. In this case, as the duty command value Dc decreases as the required step-up ratio increases, the switching frequency fc decreases and / or the power distribution control changes in the hybrid vehicle (the power generation amount of the motor generator MG1 increases). ) Is executed.

ここで、実施の形態３による電源システム１００が適用されるハイブリッド車両は、図１１に示した構成に限定されない点について確認的に記載する。すなわち、車載バッテリからの電力によって車両駆動力を発生する電動機（モータジェネレータ）と、運転中に発電する発電機（モータジェネレータ）とを搭載したハイブリッド車両であれば、ハイブリッド構成を図１に限定することなく、本発明を適用することができる。また、バッテリ１０が車両外部の電源によって充電可能であっても、本発明の適用可否には何ら影響がないことを確認的に記載する。   Here, the hybrid vehicle to which the power supply system 100 according to the third embodiment is applied will be described in terms of confirmation that the hybrid vehicle is not limited to the configuration shown in FIG. In other words, the hybrid configuration is limited to that shown in FIG. 1 as long as it is a hybrid vehicle equipped with an electric motor (motor generator) that generates vehicle driving force by electric power from the onboard battery and a generator (motor generator) that generates electric power during operation. The present invention can be applied without any problem. Moreover, even if the battery 10 can be charged by a power supply external to the vehicle, it will be described in a positive manner that the applicability of the present invention is not affected.

また、以上説明した実施の形態１〜３では、電圧変換器１５について、バッテリ１０からの電力を出力するための昇圧チョッパとして最低限必要なスイッチング素子Ｑ２およびダイオードＤ１に加えて、バッテリ１０の充電（回生）のためのスイッチング素子Ｑ１およびダイオードＤ２が設けられる構成を例示した。このような電圧変換器１５において、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的にオンオフするようにデューティ比制御を行うことにより、電源配線７の直流電圧ＶＨを制御した上で、特別に制御動作を切換えることなく、バッテリ１０からの電力出力（力行）と、バッテリ１０の充電（回生）との両方に円滑に対応することができる。   In the first to third embodiments described above, the voltage converter 15 is charged with the battery 10 in addition to the switching element Q2 and the diode D1 that are the minimum required as a step-up chopper for outputting power from the battery 10. The configuration in which the switching element Q1 and the diode D2 for (regeneration) are provided is illustrated. In such a voltage converter 15, the duty ratio is controlled so that the switching elements Q1 and Q2 are turned on and off in a complementary manner, thereby controlling the DC voltage VH of the power supply wiring 7 and switching the control operation specially. In addition, both power output (power running) from the battery 10 and charging (regeneration) of the battery 10 can be handled smoothly.

しかしながら、実施の形態１〜３（特に、実施の形態１，２）において、電圧変換器１５からスイッチング素子Ｑ１およびダイオードＤ２の配置が省略された、いわゆる基本的な昇圧チョッパの構成に対しても適用可能であることを確認的に記載しておく。すなわち、このような電圧変換器の構成においても、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング期間について、Ｔｃｙｃ＝Ｔ２ｏｎ＋Ｔ２ｏｆｆ＝１／ｆｃと定義することができるので、実施の形態１，２と同様に定義されたデューティ比ＤＴの制御、バッテリ１０（直流電源）の出力電圧定格値の決定、および、スイッチング周波数の制御を行うことができる。   However, in the first to third embodiments (particularly, the first and second embodiments), the arrangement of the switching element Q1 and the diode D2 is omitted from the voltage converter 15, and the so-called basic step-up chopper configuration is also omitted. Make sure that it is applicable. That is, also in such a voltage converter configuration, the switching period of the switching element Q2 can be defined as Tcyc = T2on + T2off = 1 / fc, so the duty ratio defined in the same manner as in the first and second embodiments. It is possible to control DT, determine the rated output voltage value of the battery 10 (DC power supply), and control the switching frequency.

これと関連して、実施の形態１，２による電源システム１００では、負荷１７について、電動車両に搭載される交流電動機およびインバータ回路に限定されるものではなく、負荷１７を特に限定することなく本発明の適用が可能である点について、確認的に記載する。   In this connection, in the power supply system 100 according to the first and second embodiments, the load 17 is not limited to the AC motor and the inverter circuit mounted on the electric vehicle, and the load 17 is not particularly limited. The point where the invention can be applied will be described in a confirming manner.

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。   The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.

本発明は、直流電源の出力を電圧変換器によって昇圧するように構成された電源システムに関する。   The present invention relates to a power supply system configured to boost the output of a DC power supply by a voltage converter.

１０ バッテリ、１１ バッテリセンサ、１２，１３ 電圧センサ、１５ 電圧変換器、１７ 負荷、２０，３０ インバータ、２２，２４，２６，３２，３４，３６ 各相アーム、２７ 電流センサ、２８ 回転角センサ、５０ 制御装置、１００ 電源システム、１０１ ハイブリッド車両、１１０ エンジン、１１２ 冷却水温センサ、１２０ 動力分割機構、１２２ サンギヤ、１２４ ピニオンギヤ、１２５ 出力軸、１２６ キャリア、１２８ リングギヤ、１３０ 減速機、１４０ 駆動軸、１５０ 車輪、２００ 動力分割機構、２１０ デューティ制御部、２２０ 変調部、２３０ 搬送波発生部、２５０ 信号生成部、２８０ エンジン制御部、３００ ＭＧ制御部、３０１ ＭＧ１制御部、３０２ ＭＧ２制御部、３２０ ＨＶ制御部、３５０ アクセル開度センサ、３６０ ブレーキセンサ、３７０ 車速センサ、４００ トータルパワー制御部、４１０ 要求パワー算出部、４４０ トータルパワー制御部、４５０ ブレーキ協調制御部、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、ＣＵ セルユニット、ＣＷ 搬送波、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ２１〜Ｄ２６ 逆並列ダイオード、Ｄｃ デューティ指令値、Ｄｍｉｎ デューティ下限値（デッドタイム相当）、ＤＴ デューティ比、ＤＴ１，ＤＴ２ デューティ比（判定値）、ｆ０，ｆ１ 周波数、ｆｃ キャリア周波数、Ｉｂ バッテリ電流、Ｉｂ１ バッテリ電流（最大出力時）、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ 三相電流、Ｌ１ インダクタ、ＭＣＲＴ モータ電流、ＭＧ１ モータジェネレータ（発電機）、ＭＧ２ モータジェネレータ（電動機）、Ｎ１，Ｎ２ 中性点、Ｎｅｇ エンジン回転数、Ｎｅｇｒ エンジン目標回転数、Ｎｍｔ 回転数、Ｐｂ バッテリ出力電力、Ｐｍａｘ 最大電力（バッテリ出力電力）、Ｐｍｇ１，Ｐｍｇ２ モータパワー、Ｐｒｂｒ 回生ブレーキ要求値、Ｐｒｑ 車両要求パワー、Ｐｔｔｌ トータルパワー、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６，Ｑ２１〜Ｑ２６ 電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ１１〜Ｓ１６，Ｓ２１〜Ｓ２６ スイッチング制御信号、Ｓｄ デューティ指令信号、Ｔｂ バッテリ温度、Ｔｃｙｃ スイッチング周期、Ｔｄ デッドタイム、Ｔｑｃｏｍ（１），Ｔｑｃｏｍ（２） トルク指令値、Ｕ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２ コイル巻線、Ｖｂ バッテリ電圧、Ｖｂｏ バッテリ開放電圧、Ｖｃｗ 搬送波電圧、ＶＨ 直流電圧、ＶＨｍａｘ 制御上限電圧、ＶＨｒ 電圧指令値、ＶＬ 直流電圧、θ 回転角。   10 battery, 11 battery sensor, 12, 13 voltage sensor, 15 voltage converter, 17 load, 20, 30 inverter, 22, 24, 26, 32, 34, 36 phase arm, 27 current sensor, 28 rotation angle sensor, 50 Control Device, 100 Power Supply System, 101 Hybrid Vehicle, 110 Engine, 112 Cooling Water Temperature Sensor, 120 Power Dividing Mechanism, 122 Sun Gear, 124 Pinion Gear, 125 Output Shaft, 126 Carrier, 128 Ring Gear, 130 Reducer, 140 Drive Shaft, 150 Wheel, 200 Power split mechanism, 210 Duty control unit, 220 Modulation unit, 230 Carrier wave generation unit, 250 Signal generation unit, 280 Engine control unit, 300 MG control unit, 301 MG1 control unit, 302 MG2 control unit, 320 HV control unit , 35 Accelerator opening sensor, 360 brake sensor, 370 vehicle speed sensor, 400 total power control unit, 410 required power calculation unit, 440 total power control unit, 450 brake coordination control unit, C0, C1 smoothing capacitor, CU cell unit, CW carrier wave, D1, D2, D11 to D16, D21 to D26 Antiparallel diode, Dc duty command value, Dmin duty lower limit (corresponding to dead time), DT duty ratio, DT1, DT2 duty ratio (judgment value), f0, f1 frequency, fc Carrier frequency, Ib battery current, Ib1 battery current (at maximum output), iu, iv, iw three-phase current, L1 inductor, MCRT motor current, MG1 motor generator (generator), MG2 motor generator (motor), N , N2 Neutral point, Neg engine speed, Negr engine target speed, Nmt speed, Pb battery output power, Pmax maximum power (battery output power), Pmg1, Pmg2 Motor power, Prbr regenerative brake request value, Prq Vehicle request Power, Pttl total power, Q1, Q2, Q11 to Q16, Q21 to Q26 Power semiconductor switching element, S1, S2, S11 to S16, S21 to S26 Switching control signal, Sd duty command signal, Tb battery temperature, Tcyc switching cycle , Td dead time, Tqcom (1), Tqcom (2) torque command value, U1, U2, V1, V2, W1, W2 coil winding, Vb battery voltage, Vbo battery open voltage, Vcw carrier voltage, VH DC voltage, V max control upper limit voltage, VHr voltage command value, VL DC voltage, theta rotation angle.

Claims (8)

直流電圧を出力する直流電源と、
前記直流電源と、負荷と接続された電源配線との間で直流電圧変換を行うための電圧変換器とを備え、
前記電圧変換器は、
前記直流電源の正極端子および第１のノードの間に電気的に接続されたインダクタと、
前記第１のノードから前記電源配線へ向かう方向を順方向として、前記第１のノードおよび前記電源配線の間に電気的に接続された第１の整流素子と、
前記直流電源の負極端子および前記第１のノードの間に電気的に接続された第１のスイッチング素子とを含み、
前記直流電源の出力電圧および前記電源配線の電圧の間の電圧変換比を制御するように、前記第１のスイッチング素子のオンオフを制御するための制御装置をさらに備え、
前記直流電源の出力電圧定格値は、前記第１のスイッチング素子をオンオフさせるための所定のデッドタイムと、前記第１のスイッチング素子のスイッチング周波数と、前記電源配線の電圧制御範囲の上限値との積の２倍の値と同等である、電源システム。 DC power supply that outputs DC voltage;
A voltage converter for performing DC voltage conversion between the DC power supply and a power supply wiring connected to a load;
The voltage converter is
An inductor electrically connected between a positive terminal of the DC power source and a first node;
A first rectifying element electrically connected between the first node and the power supply wiring, with a direction from the first node toward the power supply wiring as a forward direction;
A first switching element electrically connected between a negative terminal of the DC power source and the first node;
A control device for controlling on / off of the first switching element so as to control a voltage conversion ratio between an output voltage of the DC power supply and a voltage of the power supply wiring;
The output voltage rating value of the DC power supply is a predetermined dead time for turning on and off the first switching element, a switching frequency of the first switching element, and an upper limit value of a voltage control range of the power supply wiring. A power system equal to twice the product value. 前記制御装置は、
前記電源配線の電圧を電圧指令値に制御するための、前記第１のスイッチング素子のスイッチング周期に対するオフ期間比で示されるデューティ比の指令値を算出するためのデューティ制御部と、
前記スイッチング周波数に相当する周波数の搬送波を発生するための搬送波発生部と、
前記デューティ制御部からの前記指令値と、前記搬送波発生部からの前記搬送波とに従って、前記第１のスイッチング素子のスイッチング制御信号を発生するためのスイッチング制御部とを含み、
前記搬送波発生部は、前記スイッチング周波数が第１の周波数の下での前記デューティ制御部により算出された前記指令値に従う前記第１のスイッチング素子のオフ期間が前記デッドタイムよりも短い場合には、前記搬送波の周波数を前記第１の周波数から第２の周波数へ低下させ、
前記直流電源の出力電圧定格値は、前記デッドタイムと、前記第２の周波数と、前記上限値との積の２倍の値と同等である、請求項１記載の電源システム。 The controller is
A duty control unit for calculating a command value of a duty ratio indicated by an off period ratio with respect to a switching period of the first switching element for controlling the voltage of the power supply wiring to a voltage command value;
A carrier wave generating unit for generating a carrier wave having a frequency corresponding to the switching frequency;
A switching control unit for generating a switching control signal of the first switching element according to the command value from the duty control unit and the carrier wave from the carrier wave generation unit;
When the off-period of the first switching element according to the command value calculated by the duty control unit under the first frequency is shorter than the dead time, the carrier wave generation unit, Reducing the frequency of the carrier from the first frequency to a second frequency;
2. The power supply system according to claim 1, wherein an output voltage rated value of the DC power supply is equivalent to a value that is twice the product of the dead time, the second frequency, and the upper limit value. 前記電源システムは、電動車両に搭載され、
前記負荷は、
前記電源システムから供給された電力を用いて前記電動車両の駆動力を発生するための電動機を含む、請求項２記載の電源システム。 The power supply system is mounted on an electric vehicle,
The load is
The power supply system according to claim 2, further comprising an electric motor for generating a driving force of the electric vehicle using electric power supplied from the power supply system. 前記電圧変換器は、
前記第１のノードおよび前記電源配線に電気的に接続された第２のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子に対して逆並列に接続された第２の整流素子とをさらに含み、
前記制御装置は、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を相補的にオンオフ制御するとともに、当該オンオフ制御のデューティ比によって前記電圧変換比を制御する、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源システム。 The voltage converter is
A second switching element electrically connected to the first node and the power supply wiring;
A second rectifying element connected in antiparallel to the first switching element,
The control device according to any one of claims 1 to 3, wherein the control device complementarily controls on / off of the first switching element and the second switching element, and controls the voltage conversion ratio according to a duty ratio of the on / off control. The power supply system according to item 1. 前記電源システムは、ハイブリッド車両に搭載され、
前記負荷は、
前記ハイブリッド車両の走行中に発電するための発電機と、
前記ハイブリッド車両の駆動力を発生するための電動機と、
前記電源配線および前記発電機の間で電力変換を行うための第１のインバータと、
前記電源配線および前記電動機の間で電力変換を行うための第２のインバータとを含み、
前記電動機は、前記電圧変換器を経由して前記電源配線へ出力される前記直流電源の出力電力と、前記第１のインバータを経由して前記電源配線へ出力される前記発電機による発電電力とを用いて、前記第２のインバータにより駆動されることによって前記駆動力を発生するように構成され、
前記制御装置は、
前記電源配線の電圧を電圧指令値に制御するための、前記第１のスイッチング素子のスイッチング周期に対するオフ期間比で示されるデューティ比の指令値を算出するためのデューティ制御部と、
前記スイッチング周期に相当する周波数の搬送波を発生するための搬送波発生部と、
前記デューティ制御部からの前記指令値と、前記搬送波発生部からの前記搬送波とに従って、前記第１のスイッチング素子のスイッチング制御信号を発生するためのスイッチング制御部とを含み、
前記ハイブリッド車両は、
車両状態に応じて、前記電動機の使用電力に対する前記発電機の発電電力および前記直流電源の出力電力の間のパワー配分を設定するためのパワー制御部を含み、
前記パワー制御部は、前記電圧変換器における前記デューティ比が所定の基準値よりも低いときには、前記デューティ比が前記基準値よりも高いときと比較して、前記電動機の使用電力に対する前記発電機の発電電力の割合を高めるように前記パワー配分を設定する、請求項１記載の電源システム。 The power supply system is mounted on a hybrid vehicle,
The load is
A generator for generating electricity while the hybrid vehicle is running;
An electric motor for generating a driving force of the hybrid vehicle;
A first inverter for performing power conversion between the power supply wiring and the generator;
A second inverter for performing power conversion between the power supply wiring and the electric motor,
The electric motor includes: output power of the DC power supply output to the power supply wiring via the voltage converter; and power generated by the generator output to the power supply wiring via the first inverter. And configured to generate the driving force by being driven by the second inverter,
The controller is
A duty control unit for calculating a command value of a duty ratio indicated by an off period ratio with respect to a switching period of the first switching element for controlling the voltage of the power supply wiring to a voltage command value;
A carrier wave generating unit for generating a carrier wave having a frequency corresponding to the switching period;
A switching control unit for generating a switching control signal of the first switching element according to the command value from the duty control unit and the carrier wave from the carrier wave generation unit;
The hybrid vehicle
A power control unit for setting power distribution between the generated power of the generator and the output power of the DC power supply with respect to the used power of the electric motor according to a vehicle state;
The power control unit is configured such that when the duty ratio in the voltage converter is lower than a predetermined reference value, the generator controls the electric power used by the electric motor compared to when the duty ratio is higher than the reference value. The power supply system according to claim 1, wherein the power distribution is set so as to increase a ratio of generated power. 前記ハイブリッド車両には、内燃機関が搭載され、
前記発電機は、車両走行中に前記内燃機関の出力によって発電するように構成される、請求項５記載の電源システム。 The hybrid vehicle is equipped with an internal combustion engine,
The power supply system according to claim 5, wherein the generator is configured to generate electric power according to an output of the internal combustion engine while the vehicle is traveling. 前記電圧変換器は、
前記第１のノードおよび前記電源配線に電気的に接続された第２のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子に対して逆並列に接続された第２の整流素子とをさらに含み、
前記制御装置は、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を相補的にオンオフ制御するとともに、当該オンオフ制御のデューティ比によって前記電圧変換比を制御し、
前記電動機は、前記ハイブリッド車両の減速時には回生発電を行うように構成され、
前記第２のインバータは、前記電動機の回生発電時には、前記電動機による発電電力を直流電力へ変換して前記電源配線へ出力する、請求項５または６記載の電源システム。 The voltage converter is
A second switching element electrically connected to the first node and the power supply wiring;
A second rectifying element connected in antiparallel to the first switching element,
The control device complementarily turns on and off the first switching element and the second switching element, and controls the voltage conversion ratio according to a duty ratio of the on / off control,
The electric motor is configured to perform regenerative power generation during deceleration of the hybrid vehicle,
7. The power supply system according to claim 5, wherein the second inverter converts the power generated by the motor into DC power and outputs it to the power supply wiring during regenerative power generation of the motor. 前記直流電源は、
前記正極端子および前記負極端子の間に直列に接続された、複数のセルユニットを含む、請求項１〜７のいずれか１項に記載の電源システム。 The DC power supply is
The power supply system of any one of Claims 1-7 containing the several cell unit connected in series between the said positive electrode terminal and the said negative electrode terminal.
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