JP2011146164A - 高圧放電灯点灯装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】電力調整用スイッチング素子Q1のオンオフ制御において、スイッチング素子Q1のオフ期間中、スイッチング素子Q1には電圧Vdsが印加され、かつ、インダクタL1を流れる電流が除除に減少する。そして、インダクタの電流ILが略零になると、オフ状態のスイッチング素子Q1に蓄えられた静電エネルギーが、スイッチング素子Q1とインダクタL1間で減衰振動を起こす。制御回路11は、スイッチング素子Q1をオフからオンに切り替えるタイミングを、これに印加される電圧Vdsが減衰振動により極小値になるタイミングに合わせる。
【選択図】 図9
Description
電力変換回路3として一般的に降圧チョッパ回路が用いられている。図2は降圧チョッパ回路を用いた電子バラストの具体的な回路例を示したものであって、直流電源回路2は、交流電源ACの交流出力を整流する整流回路5と、整流回路5の出力端間に接続され整流回路5の出力を平滑する平滑コンデンサC0とで構成され、交流電源ACの交流電圧を直流電圧に整流平滑する。また、電力変換回路3は、スイッチング素子Q1と、インダクタL1と、ダイオードD1と、コンデンサC1と、スイッチング素子Q1のオンオフを制御する制御回路11とで構成され、コンデンサC1の両端に放電灯Laが接続される。ここで、スイッチング素子Q1と、ダイオードD1と、インダクタL1とで降圧チョッパ回路を構成している。制御回路11は、コンデンサC1の両端電圧を放電灯Laのランプ電圧Vlaとして検出し、ランプ電圧Vlaに応じてスイッチング素子Q1を高周波でオンオフさせるスイッチング周波数又はオンデューティを制御することによって放電灯Laに供給する電力を調整している。
ところで、上述の連続モードでは、信号S1がローレベルからハイレベルに変化することでスイッチング素子Q1がオフからオンに変わる時に、電流ILとしてIc2(図5(B)参照)の大きさの電流が流れているため、スイッチング素子Q1の電圧Vds、電流Idsが図5(E)にそれぞれ実線、破線で示すように変化する。図5(C)に示す電圧Vdsは、スイッチング素子Q1として電界効果トランジスタ(FET)を用いた場合のドレイン(d)−ソース(s)間に印加される電圧を示し、オフ状態でコンデンサC0の電圧Vcoとなる。図5(D)に示す電流Idsは、スイッチング素子Q1に流れる電流を示す。ここで、図5(E)においてスイッチング素子Q1がオフからオンへ切り換わる部分Aの時間軸を拡大すると図5(F)のようになっており、二点鎖線Bで示す部分でスイッチング素子Q1に流れる電流Idsに伴うスイッチングロスが発生してしまい、スイッチング素子Q1の温度が上昇し、スイッチング素子Q1が破壊してしまう可能性がある。なお、ダイオードD1についてもスイッチング素子Q1と同様にスイッチングロスが発生してしまう。
これに対し、上述のゼロクロススイッチングモードでは、連続モードに比べてスイッチング素子Q1及びダイオードD1の電流Idsに伴うスイッチングロスを小さくできる利点がある。
発明者は、前述のゼロクロススイッチングモード(モードII)において、スイッチング素子Q1におけるスイッチングロスがまだ存在している点に着目した。つまり、モードIIであっても、スイッチング素子Q1がオフからオンに変わる時に、図4(C)のVdsに示すように、スイッチング素子Q1に印加される電圧Vdsを極小にできないため、この電圧に伴うスイッチングロスが発生する。
図4(E)においてスイッチング素子Q1がオフからオンへ切り換わる部分Aの時間軸を拡大すると図4(F)のようになっており、二点鎖線Bで示す部分でスイッチング素子Q1の電圧Vdsに伴うスイッチングロスが発生している。
[数1]
熱損失=1/2×(FETの出力容量)×(Vds)2×f
すなわち、本発明にかかる放電灯点灯装置は、
直流電源を供給する直流電源回路と、
前記直流電源回路の出力端に接続され放電灯へ供給する電力を調整する電力変換回路を備えて構成される。
そして、前記電力変換回路は、
電力調整用スイッチング素子とインダクタとコンデンサとダイオードを含み、
前記直流電源回路の一方の出力端に前記電力調整用スイッチング素子の一端を接続し、
前記直流電源回路の他方の出力端と前記電力調整用スイッチング素子の他端の間に前記インダクタおよびコンデンサを直列に接続し、
前記コンデンサの端子間に前記放電灯を並列に接続し、
前記電力調整用スイッチング素子をオンにして前記直流電源回路からの電流によって前記インダクタに磁気エネルギーを蓄積させ、前記電力調整用スイッチング素子をオンからオフに切り替えた際、前記磁気エネルギーの放出による前記インダクタからの電流を前記放電灯経由で再びインダクタに戻すように、前記インダクタおよびコンデンサの直列回路の両端間を、前記インダクタに戻る方向のみ電流を流すダイオードで接続することによって構成されている。
また、前記電力変換回路は、前記電力調整用スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路を有し、この前記制御回路は、
前記放電灯が定常点灯状態、または定常点灯状態に比べて放電灯のランプ電圧が低い始動過程状態において、
前記電力調整用スイッチング素子をオンからオフに切り替えた後、前記ダイオードを通ってインダクタに流れる電流が略零まで減少し、かつオフ状態の前記電力調整用スイッチング素子に蓄えられていた静電エネルギーが前記インダクタに移動することによって当該スイッチング素子に印加される電圧が極小値になるタイミングに合わせて、当該スイッチング素子をオフからオンに切り替えることを特徴とする。
なお、本発明の点灯装置は、放電灯が定常点灯状態である場合に限らず、定常点灯状態に比べて放電灯のランプ電圧が低い始動過程状態にも適用できる。
さらに、本発明では、前記電力変換回路と放電灯との間に、前記放電灯に流れる電流を前記スイッチング素子のスイッチング周波数よりも低い周波数の交流電流にするための極性反転回路を設けたことが好ましい。
さらに、本発明では、前記電力変換回路と極性反転回路とをハーフブリッジ回路により構成したことが好ましい。
例えば始動過程状態において図7のように、インダクタに流れる電流ILが休止期間taのある不連続電流となるようにスイッチング素子Q1をオフからオンに切り替えるタイミングを制御する場合、オフ状態でインダクタの電流ILが減少する間、スイッチング素子Q1のドレイン−ソース間の電圧Vdsが、図7(C)のように直流電源回路2の出力端電圧Vcoを示す。ここで、オフ状態のスイッチング素子Q1のドレイン−ソース間をコンデンサとみなすことができる。オフ状態でインダクタの電流ILが略零になって休止期間taが始まると、スイッチング素子Q1の電圧Vdsによるドレイン−ソース間容量に蓄積されていた静電エネルギーが放出される。つまり、スイッチング素子Q1とインダクタL1とが静電エネルギーと磁気エネルギーの2つの状態でエネルギーの交換を始める。休止期間ta中、このエネルギー交換は減衰しながら振動し、スイッチング素子の電圧Vdsは図7(C)のような減衰振動の波形を描く。
これに対して本発明では、インダクタLに電流が流れない区間で電圧Vdsが減衰振動を行うことに着目し、インダクタの電流ILが略零まで減少した際、図8(A)〜(C)のようにスイッチング素子Q1の出力容量とインダクタL1による直列共振によりスイッチング素子の電圧Vdsが極小となるタイミングに合わせて、スイッチング素子をオフからオンに切り替える制御をする。スイッチング素子Q1をオンさせるタイミングをこのようにすれば、図8(D)〜(F)のように、スイッチング素子Q1の出力容量に伴う損失、つまり、スイッチング素子Q1に印加される電圧Vdsに基づくスイッチングロスを最小限に抑えることができる。図8(E)においてスイッチング素子Q1がオフからオンへ切り換わる部分Aの時間軸を拡大すると図8(F)のようになっており、二点鎖線Bで示す部分でスイッチング素子Q1の電圧Vdsに伴うスイッチングロスが、ゼロクロススイッチングモードの図4(F)に比べて低減している。
また、本発明では、電力変換回路と放電灯との間に、前記放電灯に流れる電流を交流電流にするための極性反転回路を設ける、あるいは、電力変換回路と極性反転回路とをフルブリッジ回路やハーフブリッジ回路により構成することによって、放電灯が交流点灯され、直流点灯の場合に比べてランプの片側の電極にストレスが偏るのを防ぐことができる。
(第1実施形態)
図9には、本発明の高圧放電灯点灯装置の回路構成図を示す。同図において、高圧放電灯点灯装置は、交流電源ACの交流電源に基づき直流電源を供給する直流電源回路2と、直流電源回路2の出力端に接続され放電灯Laへ供給する電力を調整する降圧チョッパ型の電力変換回路3とを備える。
直流電源回路2は、交流電源ACの交流出力を整流する整流回路5と、整流回路5の出力端間に接続され整流回路5の出力を平滑する平滑コンデンサC0とで構成され、交流電源ACの交流電圧を直流電圧に整流平滑する。
電力調整用スイッチング素子Q1がオン状態である期間に、このスイッチング素子Q1を流れる直流電源回路2の直流電流によってインダクタL1に磁気エネルギーが蓄積される。そして、電力調整用スイッチング素子Q1がオンからオフに切り替わった際、インダクタL1の磁気エネルギーの放出によってインダクタL1には電流が連続して流れようとする。電力変換回路3には、スイッチング素子Q1がオフに切り替わった後、インダクタL1からの電流が、放電灯Laを経由して再びインダクタL1に戻るような閉ループの電流経路が形成されている。すなわち、インダクタL1とコンデンサC1の直列回路の両端間が、インダクタL1に戻る方向のみに電流を流すダイオードD1によって接続されている。
このように電力変換回路3では、高周波で切り替わるスイッチング素子Q1がオンになると、平滑コンデンサC0の正極の端子からの直流電流が、スイッチング素子Q1→インダクタL1→放電灯Laの順番で平滑コンデンサC0の負極の端子に流れて、インダクタL1に磁気エネルギーが蓄積される。また、スイッチング素子Q1がオフになると、直流電流の供給が遮断され、スイッチング素子Q1とインダクタL1の接続点における電圧が略零になる。そして、インダクタL1の磁気エネルギーが電流となって放出され、放電灯La→ダイオードD1の順番でインダクタL1に戻るようになっている。
この制御回路11は、放電灯Laが定常点灯状態、定常点灯状態に比べて放電灯Laのランプ電圧が低い始動過程状態のいずれの状態であっても、スイッチング素子Q1をオフからオンに切り替えるタイミングを同様に制御する。
インダクタの電流ILが略零になってから、スイッチング素子Q1の電圧Vdsの減衰振動が極小値になるまでの時間は、スイッチング素子Q1のドレイン−ソース間容量とインダクタL1のインダクタンスとに基づいて算出した設定値を用いる。制御回路11には、このようにしてスイッチングをオフからオンに切り替えるタイミングを決定するオン切換時決定手段を備えている。なお、制御回路11に、ランプ電圧Vlaの検出値に応じたオン切換のタイミングが予め対応テーブルとして記憶された記憶手段を設けてもよい。
例えば20Wランプを用いる際にスイッチングロスを含む回路全体のロスは、5W(20Wの25%)から4W(同20%)に改善できる。
なお、本実施形態では図9の回路構成に限らず、例えば、平滑コンデンサC0の正極側の出力端にインダクタL1およびコンデンサC1の直列回路の一端を接続し、この直列回路の他端と平滑コンデンサC0の負極側の出力端との間に電力調整用スイッチング素子Q1を設けてもよい。つまり、電力調整用スイッチング素子Q1の位置を、図9中の位置ではなく、平滑コンデンサC0の負極側とダイオードD1の負極側とを結ぶ配線上に設けてもよい。
また、図9の回路構成において、平滑コンデンサC0の正極と負極とを逆にしてもよい。この場合、ダイオードD1の電流を流す方向も逆向きになるようにダイオードD1が接続される。
第1実施形態の高圧放電灯点灯装置は、放電灯Laを直流点灯しているので、ランプの片側の電極にストレスが偏ってしまう。本実施形態は、この点を改善するものであり、第1実施形態の高圧放電灯点灯装置において、図10に示すように、電力変換回路3と放電灯Laとの間に放電灯Laを交流点灯するための極性反転回路22を付加したものである。極性反転回路22は、スイッンング素子Q2、Q3の第一直列回路と、スイッチング素子Q4、Q5の第二直列回路とのそれぞれが電力変換回路3のコンデンサC0に並列に接続され、スイッチング素子Q2、Q3同士の接続点と、スイッチング素子Q4、Q5同士の接続点との間に放電灯Laが接続されている。
本実施形態によれば、前述の実施形態と同様に、電力調整用スイッチング素子Q1をオフからオンに切り替えるタイミングをスイッチング素子の電圧Vdsが極小となるタイミングに合わせることによって、スイッチング素子Q1の電圧Vdsに基づくスイッチングロスを最小限に抑えることができる。
本実施形態は、第2実施形態における電力変換回路3と極性反転回路22との両方の機能をもつ回路を、図12に示すように4個のスイッチング素子Q6〜Q9をブリッジ接続したフルブリッジ回路27により構成したものである。
以下に本実施形態のフルブリッジ回路27を用いた放電灯Laの点灯制御について説明する。
一般にLEDの光出力(光量)は、入力電力にではなく電流に比例する。これに対してHIDランプ等の放電灯Laの光出力は、入力される電力に比例するので、放電灯Laの点灯制御には電力制御が採用される。また、放電灯、特にHIDランプの場合、放電灯自体の電気抵抗は定数ではなく、常に変動する。放電灯の電気抵抗は、具体的には温度、電流、時間などの関数になると予想され、不安定な定電圧素子とも考えられているが、未だ明らかにはなっていない。例えば、ほんの僅かに放電灯Laへの印加電圧を上げれば、電流が増加し、それにより放電灯の等価的な電気抵抗が減少する。仮に元の電圧に戻しても、元の電流値には戻らない。元の電流値に戻すためには、元の電圧以下にする必要がある。放電灯Laへの印加電圧をほんの僅か上げた状態を続けた場合、ランプ電流が増加し、放電灯Laの等価的な電気抵抗の減少を招き、さらなる電流増加が際限なく行われ、放電灯Laの破損、または回路の破損まで続いてしまう。このように同じランプ電圧に対するランプ電流値は一定には定まらないため、ランプ電圧値に基づく放電灯の電力制御はできない。
放電灯Laへの供給電力を知るため、インダクタL1に流れる電流ILを検出してもよいが、本実施形態では、上述のようにフルブリッジ回路27への入力電力を検出するため、電流検出用抵抗28に流れる電流Iを検出している。さらに本実施形態では、この電流Iを電流検出用抵抗28に発生する電圧降下の電圧として検出し、制御回路11がこの電圧に基づいてスイッチング素子Q6〜Q9をオンオフ制御するようになっている。なお、図12のブリッジ回路27には、抵抗28に高周波電流が流れるのを防ぐため、高周波成分のバイパス用で小容量のコンデンサC2が設けられている。コンデンサC2は、スイッチング素子Q6、Q7の直列回路の両端を結ぶように設けられている。
制御回路11が、抵抗28の電流I、および抵抗28での電圧降下の電圧に基づいてオンオフ制御する理由は、点灯中にランプ電圧の変動がほとんど無いとみなせる状態において、電流検出用抵抗28に発生する電圧降下の電圧が放電灯に流れる電流Ilaに比例しているからである。例えば、Vcoが400Vで、Vc1が100Vで、電流検出用抵抗28に流れる電流が0.25Aである場合、放電灯Laに流れる電流は1.0Aとなる。
本実施形態は、図10に示した第2実施形態における電力変換回路3と極性反転回路22との両方の機能をもつ回路を、図14に示すような一対のスイッチング素子Q10、Q11の直列回路を有するハーフブリッジ回路37により構成したものである。ここで、直流電源回路2の両コンデンサC0、C0’の接続点と、ハーフブリッジ回路37の両スイッチング素子Q10、Q11の接続点との間に、インダクタL1を介して放電灯LaとコンデンサC1 との並列回路が接続されている。本実施形態は、両スイッチング素子Q10、Q11を制御回路11によって交互にオンオフ制御することにより、放電灯Laに交流電流を供給するものである。以下、本実施形態の動作を、図15を参照しながら説明する。
また、前述の実施形態と同様に、高周波で切り替わるスイッチング素子Q10、Q11をオフからオンに切り替えるタイミングをスイッチング素子の電圧Vdsが極小となるタイミングに合わせることによって、スイッチング素子Q10、Q11の電圧Vdsに基づくスイッチングロスを最小限に抑えることができる。
本実施形態においてもスイッチング素子Q10、Q11に例えばFETのような寄生ダイオードを有する素子を用いれば、ダイオードD10、D11をFETの寄生ダイオードで兼用することができ、2つのFETで、第2実施形態におけるスイッチング素子Q1、ダイオードD1、スイッチング素子Q2〜Q5の6つの素子を代用することができるので、低コスト化及び小型化が可能となる。
なお、上記各実施形態は、高圧放電灯を負荷とした場合についてのみ説明したが、蛍光灯においても予熱時や調光時等さまざまな負荷状態があるので、各実施形態と同様の制御方法および点灯装置を適用できる。
3 電力変換回路
11 制御回路
C1 コンデンサ
D1 ダイオード
L1 インダクタ
La 放電灯
Q1 電力調整用スイッチング素子
Claims (6)
- 直流電源を供給する直流電源回路と、
前記直流電源回路の出力端に接続され放電灯へ供給する電力を調整する電力変換回路と、
を備え、
前記電力変換回路は、
電力調整用スイッチング素子とインダクタとコンデンサとダイオードを含み、
前記直流電源回路の一方の出力端に前記電力調整用スイッチング素子の一端を接続し、
前記直流電源回路の他方の出力端と前記電力調整用スイッチング素子の他端の間に前記インダクタおよびコンデンサを直列に接続し、
前記コンデンサの端子間に前記放電灯を並列に接続し、
前記電力調整用スイッチング素子をオンにして前記直流電源回路からの電流によって前記インダクタに磁気エネルギーを蓄積させ、前記電力調整用スイッチング素子をオンからオフに切り替えた際、前記磁気エネルギーの放出による前記インダクタからの電流を前記放電灯経由で再びインダクタに戻すように、前記インダクタおよびコンデンサの直列回路の両端間を、前記インダクタに戻る方向のみ電流を流すダイオードで接続することによって構成され、
前記電力調整用スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路を有し、
前記制御回路は、
前記放電灯が定常点灯状態、または定常点灯状態に比べて放電灯のランプ電圧が低い始動過程状態において、
前記電力調整用スイッチング素子をオンからオフに切り替えた後、前記ダイオードを通ってインダクタに流れる電流が略零まで減少し、かつオフ状態の前記電力調整用スイッチング素子に蓄えられていた静電エネルギーが前記インダクタに移動することによって当該スイッチング素子に印加される電圧が極小値になるタイミングに合わせて、当該スイッチング素子をオフからオンに切り替えることを特徴とする放電灯点灯装置。 - 請求項1記載の放電灯点灯装置において、
前記制御回路は、前記インダクタに流れる電流が略零まで減少した後、さらに前記オフ状態の電力調整用スイッチング素子と前記インダクタとの間に発生する前記静電エネルギーの減衰振動の四分の一周期後のタイミングに合わせて、前記電力調整用スイッチング素子をオフからオンに切り替えることを特徴とする放電灯点灯装置。 - 請求項1または2記載の放電灯点灯装置において、
前記電力変換回路と放電灯との間に、前記放電灯に流れる電流を前記電力調整用スイッチング素子のスイッチング周波数よりも低い周波数の交流電流にするための極性反転回路を設けたことを特徴とする放電灯点灯装置。 - 請求項3記載の放電灯点灯装置において、
前記極性反転回路は、前記電力変換回路の出力端間に対し、第2および第3のスイッチング素子の第1直列回路と第4および第5のスイッチング素子の第2直列回路とを並列に接続し、前記第2および第3のスイッチング素子同士の接続点と前記第4および第5のスイッチング素子同士の接続点との間に前記放電灯を接続して構成されることを特徴とする放電灯点灯装置。 - 請求項3記載の放電灯点灯装置において、
前記電力変換回路と極性反転回路とをフルブリッジ回路により構成したことを特徴とする放電灯点灯装置。 - 請求項3記載の放電灯点灯装置において、
前記電力変換回路と極性反転回路とをハーフブリッジ回路により構成したことを特徴とする放電灯点灯装置。
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