JP2011124191A - インピーダンス整合装置 - Google Patents

Abstract

【課題】可変コンデンサの調整処理を高速に行うことができるインピーダンス整合装置を提供すること。
【解決手段】 高周波電源Ａと負荷Ｂとの間に接続された第１及び第２可変コンデンサＣ１，Ｃ２と、負荷側Ｂの反射係数ρの実部Ｚの大きさに応じた第１検出値（Ｚ’値）と虚部φの大きさに応じた第２検出値（φ値）とを検出する検出部１２と、この検出部１２で検出した第１検出値に基づいて第１可変コンデンサＣ１の静電容量値を調整し、第２検出値に基づいて第２可変コンデンサＣ２の静電容量値を調整する制御部とを備えており、検出部１２は、負荷側Ｂの反射係数ρの実部Ｚの大きさに応じた値に反射係数ρの大きさに応じた値を加算した値を第１検出値（Ｚ’値）として検出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、インピーダンス整合装置に関する。特に、高周波電源と負荷との間のインピーダンスを整合させるインピーダンス整合装置に関する。

従来より、半導体デバイスやＦＰＤ（Ｆｌａｔ Ｐａｎｅｌ Ｄｉｓｐｌａｙ）の製造プロセスでは、プラズマを利用してエッチング、堆積、酸化、スパッタリング等の処理を行うプラズマ処理装置が多く使われている。

一般にプラズマ処理装置は、高周波電源から高周波電力に入力してプラズマ放電を発生させるプラズマ発生部を備えている。プラズマ発生部では、処理容器または反応室内に一対の電極を平行に配置して電極間に処理ガスを流し込み、高周波電源からの高周波電力を片側の電極に供給する。これにより、両電極間に高周波電界が発生し、この高周波電界により電子を加速させ、電子と処理ガスとの衝突電離によってプラズマを発生させるようにしている。

かかるプラズマ処理装置は、高周波電源からプラズマ発生部に供給される高周波電力を最大にするため、高周波電源の出力インピーダンスとプラズマ発生部側の入力インピーダンスとを整合させるインピーダンス整合装置が用いられる（例えば、特許文献１参照）。

特開２００９−２０６３４６号公報

従来のインピーダンス整合装置では、高周波電源とプラズマ発生部との間に接続された複数の可変コンデンサと、プラズマ生成部側の反射係数に応じた値を検出する検出部とを備えている。そして、検出部により検出された反射係数に応じた値に基づきこれらの可変コンデンサを制御してチャンバーに最大電力を供給している。

しかし、従来のインピーダンス整合装置では、検出部により検出された反射係数の実部の大きさに応じた値と虚部の大きさに応じた値とに基づき、以下のように複数の可変コンデンサの調整しているため、制御目標を超えてしまい、静定時間が長くなることがある。

ここで、従来のインピーダンス整合装置によるインピーダンスの整合制御について図１３を参照して具体的に説明する。

従来のインピーダンス整合装置１００では、検出部により検出された反射係数ρ（＝Ｚ＋ｊφ）の実部Ｚの大きさに応じた値（以下、「Ｚ値」と呼ぶ。）に基づき可変コンデンサＣ１０１の調整を行い、反射係数ρの虚部φの大きさに応じた値（以下、「φ値」と呼ぶ。）に基づき可変コンデンサＣ１０２の調整を行っている。

ところが、従来のインピーダンス整合装置１００では、可変コンデンサＣ１０１の静電容量がＺ値の整合位置となるｐ０の前後（例えば、ｐ１〜ｐ２の範囲）において、Ｚ値が図１４に示すように、線形性を有していない。そのため、可変コンデンサＣ１０１の静電容量の増減方向が分からず、Ｚ値の整合位置から離れていく方向に可変コンデンサＣ１０１を制御してしまい、可変コンデンサの調整処理を高速に行うことができないことがあった。

本発明は、上述したような課題に鑑みてなされたものであり、可変コンデンサの調整処理を高速に行うことができるインピーダンス整合装置を提供することを目的とする。

本発明においては上記課題を解決するために以下の手段を講じた。

（１）高周波電源と負荷との間に接続された第１及び第２の可変コンデンサと、前記負荷側の反射係数の実部の大きさに応じた第１検出値と虚部の大きさに応じた第２検出値とを検出する検出部と、前記検出部で検出した前記第１検出値に基づいて前記第１の可変コンデンサを調整し、前記検出部で検出した前記第２検出値に基づいて前記第２の可変コンデンサを調整する制御部と、を備え、前記検出部は、前記負荷側の反射係数の実部の大きさに応じた値に応じた値に前記反射係数の大きさに応じた値を加算した値を前記第１検出値として検出することを特徴とするインピーダンス整合装置とした。

（２）上記（１）のインピーダンス整合装置において、前記検出部は、前記高周波電源から前記負荷へ向かう進行波の電力に応じた値から、前記負荷から前記高周波電源へ向かう反射波の電力に応じた値を減算し、当該減算値の平方根を演算し、当該平方根値を前記高周波電源から出力される電圧に応じた値から減算し、当該減算値を、前記第１検出値とするようにした。

（３）上記（２）のインピーダンス整合装置において、前記検出部は、前記高周波電源から出力される電圧を検出する出力電圧検出部と、前記出力電圧検出部により検出した電圧を整流する整流器と、前記高周波電源から前記負荷へ向かう進行波の電圧を検出する進行波電圧検出部と、前記負荷から前記高周波電源へ向かう反射波の電圧を検出する反射波電圧検出部と、前記進行波の電圧と前記反射波の電圧を加算する加算器と、前記進行波の電圧から前記反射波の電圧を減算する第１減算器と、前記加算器の出力と前記第１減算器の出力とを乗算する乗算器と、前記乗算器の出力の平方根を演算する平方根演算器と、前記整流器の出力から前記平方根演算器の出力を減算する第２減算器と、を備え、前記第２減算器から前記第１検出値を出力するようにした。

本発明によれば負荷側の反射係数の実部の大きさに応じた値に反射係数の大きさに応じた値を加算した値に基づいて、可変コンデンサの調整を行うので、各可変コンデンサの調整処理を高速に行うことができる。

本発明の一実施形態に係るインピーダンス整合装置の概略構成図である。 図１に示す制御部の構成を示す図である。 図１に示す検出部の構成を示す図である。 図１に示すインピーダンス整合装置の動作を説明するための図である。 図１に示すインピーダンス整合装置の動作を説明するための図である。 図１に示すインピーダンス整合装置の特性を説明するための図である。 図１に示すインピーダンス整合装置と従来のインピーダンス整合装置との比較結果を説明するための図である。 図１に示すインピーダンス整合装置と従来のインピーダンス整合装置との比較結果を示す図である。 図１に示すインピーダンス整合装置と従来のインピーダンス整合装置との比較結果を示す図である。 図１に示すインピーダンス整合装置と従来のインピーダンス整合装置との比較結果を示す図である。 図１に示すインピーダンス整合装置と従来のインピーダンス整合装置との比較結果を示す図である。 図１に示すインピーダンス整合装置と従来のインピーダンス整合装置との比較結果を示すスミスチャートである。 従来のインピーダンス整合装置の概略構成図である。 従来のインピーダンス整合装置の特性を説明するための図である。

以下、図面を用いて本発明の実施形態について詳細に説明する。

［１．インピーダンス整合装置の概要］
図１に示すように、本実施形態に係るインピーダンス整合装置１０は、高周波電源Ａと負荷（本実施形態ではプラズマ発生装置）Ｂとの間の伝送路の中途部に設置されており、高周波電源Ａの出力インピーダンスＺoutと負荷Ｂ側の入力インピーダンスＺinとのインピーダンス整合を行うものである。なお、入力インピーダンスＺinとは、図１を使って説明すると、インピーダンス整合装置１０の入力端１０ａより負荷Ｂ側の回路全体のインピーダンスのことである。

高周波電源Ａは、１３．５６ＭＨｚに代表されるＲＦ周波数帯の高周波信号を出力するが、用途に応じて、ＶＨＦ周波数帯やマイクロ波周波数帯のものなどを使用することができる。

負荷Ｂであるプラズマ処理装置は、処理容器または反応室内に一対の電極を平行に配置して電極間に処理ガスを流し込み、高周波電源Ａからの高周波信号を片側の電極に供給する。また、他方の電極は接地されている。これにより、両電極間に高周波電界が発生し、この高周波電界により電子を加速させ、電子と処理ガスとの衝突電離によってプラズマを発生させるようにしている。

インピーダンス整合装置１０は、高周波電源Ａを接続する入力端１０ａと、負荷Ｂを接続する出力端１０ｂを備えている。そして、このインピーダンス整合装置１０は、入力端１０ａと出力端１０ｂとの間に位置するインピーダンス整合部１１と、負荷Ｂ側の反射係数ρの実部Ｚの大きさに応じた値に反射係数ρの大きさに応じた値を加算した第１検出値（以下、「Ｚ’値」と呼ぶ。）と虚部φの大きさに応じた第２検出値（以下、「φ値」と呼ぶ。）とを検出する検出部１２と、インピーダンス整合部１１を制御する制御部１３とを備えている。

インピーダンス整合部１１には、高周波電源Ａと負荷Ｂとの間に接続された第１可変コンデンサＣ１及び第２可変コンデンサＣ２を有している。第１可変コンデンサＣ１は、高周波電源Ａと負荷Ｂとの間に直列に接続されており、特に反射係数ρにおける実部Ｚに影響を及ぼす。また、第２可変コンデンサＣ２は、高周波電源Ａと負荷Ｂとの間に並列されており、特に反射係数ρにおける虚部φに影響を及ぼす。制御部１３は、検出部１２で検出したＺ’値に基づいて可変コンデンサＣ１の静電容量値を調整し、検出部１２で検出したφ値に基づいて、可変コンデンサＣ２の静電容量値を調整する。

［２．インピーダンス整合装置の具体的構成］
上述したインピーダンス整合装置の具体的構成の一例について、図２及び図３を参照して説明する。

図２に示すように、第１及び第２可変コンデンサＣ１，Ｃ２は、それぞれ、静電容量調整用の調節軸３３，３４を備えており、調節軸３３，３４を回転させることによって各可変コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量値を調節できるようになっている。

制御部１３は、第１可変コンデンサＣ１を駆動するための第１パルスモータ３１と、第２可変コンデンサＣ２を駆動するための第２パルスモータ３２とを備えている。第１パルスモータ３１は、第１可変コンデンサＣ１の調節軸３３に接続されており、第２パルスモータ３２は第２可変コンデンサＣ２の調節軸３４に接続されている。各パルスモータ３１，３２を駆動するドライバ回路３１ａ，３２ａはコントローラ１４に接続されており、コントローラ１４からドライバ回路３１ａ，３２ａに制御信号を送って各パルスモータ３１，３２を作動させるようになっている。そして、各パルスモータ３１，３２を作動させて調節軸３３，３４の回転位置を所望位置に位置させることで、各可変コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量値を調整可能としている。また、各パルスモータ３１，３２にはそれぞれの回転位置を検出するエンコーダ３１ｂ，３２ｂが備えられており、各エンコーダ３１ｂ，３２ｂによって、各調節軸３３，３４の現在位置を検出できるようになっている。なお、各調節軸３３，３４に直接エンコーダを設置して各調節軸３３，３４の現在位置を直接検出するようにしても良い。

コントローラ１４は、ＣＰＵ４０、ＲＯＭ４１、ＲＡＭ４２、Ａ／Ｄ変換器４３〜４６、Ｄ／Ａ変換器４７，４８を有して構成される。ＲＯＭ４１には制御プログラムが記憶されており、ＣＰＵ４０がＲＯＭ４１に記憶した制御プログラムを読み出して実行することによりコントローラ１４としての各種機能を実行する。ＣＰＵ４０は、Ａ／Ｄ変換器４３〜４６を介して、検出部１２やエンコーダ３１ｂ，３２ｂから各種情報を取得し、Ｄ／Ａ変換器４７，４８を介して第１及び第２可変コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量値を制御する。

次に、検出部１２の構成について説明する。図３に示すように、検出部１２は、電流センサ５０、電圧センサ５１、整流器５２，６２，６３、減算器５４，５７，６１，６４、加算器５３，６０、乗算器５５、平方根演算器５６を有している。

電圧センサ５１によって検出された電圧Ｖは、整流器５２によって整流されて減算器５７に入力される。また、電圧センサ５１によって検出された進行波の電力の平方根√Ｐｆ（以下、「√Ｐｆ値」と呼ぶ。）と、反射波の電力の平方根√Ｐｒ（以下、「√Ｐｒ値」と呼ぶ。）は、加算器５３及び減算器５４に入力される。なお、本実施形態に係るインピーダンス整合装置１０では、検出部１２により、√Ｐｆ値として進行波の電圧Ｖｆを検出し、√Ｐｒ値として反射波の電圧Ｖｒを検出している。

加算器５３では、√Ｐｆ値と√Ｐｒ値との加算値を出力する。また、減算器５４では、√Ｐｆ値から√Ｐｒ値を減算した値を出力する。乗算器５５は、加算器５３から出力された加算値（√Ｐｆ＋√Ｐｒ）に減算器５４から出力された減算値（√Ｐｆ―√Ｐｒ）を乗算した値を出力する。平方根演算器５６は、乗算器５５から出力された乗算値（Ｐｆ−Ｐｒ）の平方根を演算する。減算器５７は、整流器５２の出力値（｜Ｖ｜）から、平方根演算器５６の出力値（√（Ｐｆ−Ｐｒ））を減算する。この減算器５７の出力は、負荷Ｂ側の反射係数ρの実部Ｚに応じた値に反射係数に応じた値を加算した値であり、コントローラ１４は減算器５７からの出力をＺ’値の情報として入力する。

また、電流センサ５０によって検出された電流Ｉと電圧センサ５１によって検出された電圧Ｖとは、加算器６０で加算されると共に、減算器６１により減算される。加算器６０からの出力（Ｖ＋Ｉ）は整流器６２で整流され、減算器６１からの出力（Ｖ−Ｉ）は整流器６３で整流される。減算器６４は、整流器６２の出力｜Ｖ＋Ｉ｜から整流器６３の出力｜Ｖ−Ｉ｜を減算する。減算器６４の出力は、反射係数ρの虚部φに比例する値であり、コントローラ１４は減算器６４からの出力をφ値の情報として入力する。

以下、減算器５７の出力がＺ’値となり、減算器６４の出力がφ値となることについて説明する。

負荷Ｂのインピーダンスをｚとし、高周波電源Ａと負荷Ｂとの間の伝送路のインピーダンスをｒとすると、図３に示す電圧ｖ及び電流ｉは次のように表現できる。

さらに以下のように規定される反射係数ρを用いると、電圧ｖ及び電流ｉは次のように表現できる。

ここで、反射係数ρは定義から複素数、ρ＝Ｚ＋ｊφと表現できる。従って、

とすると、最終的に電圧ｖ及び電流ｉは次のように表現できる。

電流センサ５０は、電流ｉをビートダウンすることにより電流ｉの周波数ωcを低周波化して出力し、電流センサ５０は、電圧ｖをビートダウンすることにより電圧ｖの周波数ωcを低周波化して出力する。このとき、電流センサ５０及び電圧センサ５１は、一階時間微分をしているため、各々のビートダウン出力を大文字のＶとＩで表すと次のように表現できる。

ここでｒおよびωは定数であり、Ｅは共通である。従って、センサ係数を調整して、ＶとＩは次のようにすることができる。

上記式により、ＶとＩの大きさは、以下の式（１），（２）に示すように表現できる。

以下、減算器５７の出力であるＺ’値について説明する。乗算器５５に√Ｐｆと√Ｐｒの和と差を入力したとき、乗算器５５からの出力は次のように表現できる。

乗算器５５の出力（Ｐｆ―Ｐｒ）を平方根演算器５６へ入力して、反射係数ρを考慮すると、平方根演算器５６の出力は次のように表現することができる。

一方、整流器５２の出力（｜Ｖ｜）は、上記式（１）から以下のように表現できる。

しかし、√の中は負荷インピーダンスで決まってしまうことから、係数Ａは実際の進行波の電力Ｐｆの平方根に比例する（Ａ∝√Ｐｆ）と考えて良い。従って、

としても良いことになる。そのため、係数を調整すれば、最終出力のＺ’値は、以下の式（３）に示すように表現することができる。

とすることが可能である。

負荷Ｂが整合位置近傍なら｜ρ｜²＝Ｚ²＋φ²は１に比べて十分小さいと言えるので、Ｚ’値は以下の式（４）に示すように表現することができる。

次に、減算器６４の出力であるφ値について説明する。加算器６０の出力（Ｖ＋Ｉ）と、減算器６１の出力（Ｖ−Ｉ）は、次のように表現できる。

従って、整流器６２の出力｜Ｖ＋Ｉ｜と、整流器６３の出力｜Ｖ−Ｉ｜は、次のように表現できる。

従って、減算器６４の出力は、以下のように表現できる。

ここで、負荷Ｂが整合位置近傍のときＺ²＋φ²は１に比べて十分小さいため、ｋ’を係数とすると、

となり、φに比例した値を得ることができる。

［３．インピーダンス整合装置の具体的動作］
以上のように構成されたインピーダンス整合装置１０の具体的動作について図４及び図５を参照して説明する。

制御部１３は、インピーダンス整合処理を開始すると、図４に示すように、第１パルスモータ３１の速度を検出部１２から出力されるＺ’値に比例した値に設定する（ステップＳ１０）。これにより、第１可変コンデンサＣ１はＺ’値に比例した速度で調整される。

次に、制御部１３は、第２パルスモータ３２の速度を検出部１２から出力されるφ値に比例した値に設定する（ステップＳ１１）。これにより、第２可変コンデンサＣ２はφ値に比例した速度で調整される。

次に、制御部１３は、検出部１２から出力されるＺ’値及びφ値に基づき、モータ方向／停止制御処理を実行する（ステップＳ１２）。このモータ方向／停止制御処理は、図５に示すステップＳ２０〜Ｓ２９の処理であり、後で説明する。この処理が終了すると、制御部１３は、処理をステップＳ１０に戻す。

図５に示すように、モータ方向／停止制御処理を開始すると、制御部１３は、検出部１２から出力されるＺ’値が整合位置Ｚ０であるか否かを判定する（ステップＳ２０）。このＺ０は所定の範囲を有するものであり、この範囲は、実質的にインピーダンス整合を行うことができる範囲である。この処理において、Ｚ’値が整合位置Ｚ０であると判定すると（ステップＳ２０：ＹＥＳ）、制御部１３は、第１パルスモータ３１を停止する（ステップＳ２１）。これにより、第１可変コンデンサＣ１の静電容量値の調整処理が停止する。

一方、Ｚ’値が整合位置Ｚ０ではないと判定すると（ステップＳ２０：ＮＯ）、制御部１３は、Ｚ’値がＺ０を超えているか否かを判定する。すなわち、Ｚ値が正極性かどうかを判定する（ステップＳ２２）。この処理において、Ｚ’値が整合位置Ｚ０を超えていると判定すると（ステップＳ２２：ＹＥＳ）、制御部１３は、第２パルスモータの回転方向を第１可変コンデンサＣ１の静電容量値が減少する方向に設定する（ステップＳ２３）。一方、Ｚ’値が整合位置Ｚ０を超えておらず、負極性であると判定すると（ステップＳ２２：ＮＯ）、制御部１３は、第１パルスモータ３１の回転方向を第１可変コンデンサＣ１の静電容量値が増加する方向に設定する（ステップＳ２４）。

ステップＳ２１，Ｓ２３，Ｓ２４の処理が終了すると、制御部１３は、検出部１２から出力されるφ値が整合位置φ０であるか否かを判定する（ステップＳ２５）。この処理において、φ値が整合位置φ０であると判定すると（ステップＳ２５：ＹＥＳ）、制御部１３は、第２パルスモータ３２を停止する（ステップＳ２６）。これにより、第２可変コンデンサＣ２の静電容量値の調整処理が停止する。

一方、φ値が整合位置φ０ではないと判定すると（ステップＳ２５：ＮＯ）、制御部１３は、φ値が整合位置φ０を超えているか否かを判定する。すなわち、φ値が正極性かどうかを判定する（ステップＳ２７）。このφ０は所定の範囲を有するものであり、この範囲は、実質的にインピーダンス整合を行うことができる範囲である。この処理において、φ値が整合位置φ０を超えていると判定すると（ステップＳ２７：ＹＥＳ）、制御部１３は、第２パルスモータの回転方向を第２可変コンデンサＣ２の静電容量値が減少する方向に設定する（ステップＳ２８）。一方、φ値が整合位置φ０を超えておらず、負極性であると判定すると（ステップＳ２７：ＮＯ）、制御部１３は、第２パルスモータの回転方向を第２可変コンデンサＣ２の静電容量値が増加する方向に設定する（ステップＳ２９）。ステップＳ２６，Ｓ２８，Ｓ２９の処理が終了すると、制御部１３は、モータ方向／停止制御処理を終了する。

上述のように構成されたインピーダンス整合装置１０は、Ｚ’値に基づいて第１可変コンデンサＣ１を制御するので、各可変コンデンサＣ１，Ｃ２の調整処理を高速に行うことができる。

図６は、インピーダンス整合装置１０において、第２可変コンデンサＣ２の静電容量値を固定したときのシュミュレーション結果であり、横軸に可変コンデンサＣ１の静電容量値を示す。また、縦軸は、式（３）に示すＺ’値の変動（一点鎖線）、式（４）に示す近似Ｚ’値の変動（実線）、φ値の変動（破線）、従来のＺ値の変動（二点鎖線）を示す。

図６に示すように、Ｚ’値の変動を、可変コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量が整合位置（Ｚ値＝０、φ値＝０）となるｐ０の前後（例えば、ｐ１〜ｐ２の範囲）で、線形性を持たせることができ、可変コンデンサＣ１の静電容量の増減方向が逆転することを抑制できる。そのため、可変コンデンサＣ１，Ｃ２の調整処理を高速に行うことができる。また、近似Ｚ’値の変動も、Ｚ’値の変動と同様に線形性を持たせることができ、可変コンデンサＣ１，Ｃ２の調整処理を高速に行うことができる。

ここで、本実施形態に係るインピーダンス整合装置１０と従来のインピーダンス整合装置との調整動作の比較結果を図７〜図１１を参照して説明する。ここでは、図７に示すように、５００ｐＦの第１可変コンデンサＣ１と、２０００ｐＦの第２可変コンデンサＣ２を用いた例を説明する。なお、高周波電源Ａと負荷Ｂとの間に１μＨのインダクタ成分があり、負荷Ｂのインピーダンスは、３−ｊ２０（Ω）であるとする。

図８〜図１１に、第１及び第２可変コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量値が以下の（ｉ）〜（iv）にある状態からインピーダンス整合動作を開始したときの比較例を示す。
（ｉ）Ｃ１＝２２０ｐＦ、Ｃ２＝１０００ｐＦ
（ii）Ｃ１＝２２０ｐＦ、Ｃ２＝１０５０ｐＦ
（iii）Ｃ１＝２２０ｐＦ、Ｃ２＝１２００ｐＦ
（iv）Ｃ１＝２２０ｐＦ、Ｃ２＝１５００ｐＦ
なお、図８（ａ），図９（ａ），図１０（ａ），図１１（ａ）は、従来のインピーダンス整合装置の特性を示し、図８（ｂ），図９（ｂ），図１０（ｂ），図１１（ｂ）は、本実施形態に係るインピーダンス整合装置１０の特性を示している、

上記（ｉ）の条件下では、図８に示すように、インピーダンス整合が完了するまでの整合完了時間に大きな違いはない。しかし、図９〜図１１に示すように、上記（ii）〜（iv）の条件下では、本実施形態に係るインピーダンス整合装置１０の方が従来よりも大幅に整合完了時間が短縮されていることが分かる。

図１２に上記（i）〜（iv）の状態からインピーダンス整合動作を開始したときの比較例をスミスチャートで示す。図１２（ａ）に従来のインピーダンス整合装置における反射係数の変位を示し、図１２（ｂ）に本実施形態に係るインピーダンス整合装置１０の反射係数の変位を示す。

図１２に示すように、本実施形態に係るインピーダンス整合装置１０では、反射係数の実部Ｚや虚部φの変化に無駄がなく、第１及び第２可変コンデンサＣ１，Ｃ２の調整処理が効率的に行うことができる。

このように、本実施形態に係るインピーダンス整合装置１０では、Ｚ’値に基づいて第１可変コンデンサＣ１を制御するので、各可変コンデンサＣ１，Ｃ２の調整処理を高速に行うことができる。

また、可変コンデンサＣ１，Ｃ２の静定時間を短縮できるため、負荷Ｂであるプラズマ発生装置でのプラズマ着火条件を早期に確立することができる。しかも、可変コンデンサＣ１，Ｃ２において機械的に無駄の無い最適の動作が実現できるため、動作機構部品の磨耗寿命を延ばすことができる。

本発明を、上述してきた実施形態を通して説明したが、本実施形態によれば、以下の効果が期待できる。

（１）インピーダンス整合装置１０は、高周波電源Ａと負荷Ｂとの間に接続された第１及び第２可変コンデンサＣ１，Ｃ２と、負荷Ｂ側の反射係数ρの実部Ｚに応じた第１検出値（Ｚ’値）と虚部φの大きさに応じた第２検出値（φ値）とを検出する検出部１２と、この検出部１２で検出した第１検出値に基づいて第１可変コンデンサＣ１を調整し、第２検出値に基づいて第２の可変コンデンサＣ２を調整する制御部１３と、を備えている。そして、検出部１２は、負荷Ｂ側の反射係数ρの実部Ｚの大きさに応じた値に反射係数ρの大きさに応じた値を加算したＺ’値を第１検出値として検出する。このように構成することで、第１及び第２可変コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量が整合位置となるｐ０の前後（例えば、ｐ１〜ｐ２の範囲）で、線形性を持たせることができ、第１可変コンデンサＣ１の静電容量の増減方向が逆転することがない。そのため、第１及び第２可変コンデンサＣ１，Ｃ２の調整処理を高速に行うことができる。

（２）検出部１２は、高周波電源Ａから負荷Ｂへ向かう進行波の電力Ｐｆに応じた値から、負荷Ｂから高周波電源Ａへ向かう反射波の電力Ｐｒに応じた値を減算し、当該減算値（Ｐｆ−Ｐｒ）の平方根を演算し、当該平方根値（√（Ｐｆ−Ｐｒ））を高周波電源Ａから出力される電圧に応じた値｜Ｖ｜から減算し、当該減算値（√（Ｐｆ−Ｐｒ）−｜Ｖ｜）を、第１検出値としている。このようにすることにより、可変コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量が整合位置の前後で、容易に線形性を持たせることができる。

（３）検出部１２は、高周波電源Ａから出力される電圧Ｖ、高周波電源Ａから負荷Ｂへ向かう進行波の電圧Ｖｆ、負荷Ｂから高周波電源Ａへ向かう反射波の電圧Ｖｒを検出する電圧センサ５１（出力電圧検出部、進行波電圧検出部、射波電圧検出部）と、電圧センサ５１により検出した電圧Ｖを整流する整流器５２と、進行波の電圧Ｖｆと反射波の電圧Ｖｒを加算する加算器５３と、進行波の電圧Ｖｆから反射波の電圧Ｖｒを減算する減算器５４と、加算器５３の出力と減算器５４の出力とを乗算する乗算器５５と、乗算器５５の出力の平方根を演算する平方根演算器５６と、整流器２７の出力から平方根演算器５６の出力を減算する減算器５７とを備え、減算器５７から第１検出値を出力させている。このように進行波や反射波の電圧Ｖｆ，Ｖｒを進行波や反射波の電力Ｐｆ，Ｐｒに替えて検出するようにしているので、検出部１２の構成が簡易なものになり、コストの増加を抑制することができる。

Ａ 高周波電源
Ｂ 負荷（プラズマ発生装置）
１０ インピーダンス整合装置
１１ インピーダンス整合部
１２ センサ
１３ 制御部
Ｃ１ 第１可変コンデンサ
Ｃ２ 第２可変コンデンサ

Claims (3)

1. 高周波電源と負荷との間に接続された第１及び第２可変コンデンサと、
   前記負荷側の反射係数の実部の大きさに応じた第１検出値と虚部の大きさに応じた第２検出値とを検出する検出部と、
   前記検出部で検出した前記第１検出値に基づいて前記第１可変コンデンサを調整し、前記検出部で検出した前記第２検出値に基づいて前記第２可変コンデンサを調整する制御部と、を備え、
   前記検出部は、前記負荷側の反射係数の実部の大きさに応じた値に前記反射係数の大きさに応じた値を加算した値を前記第１検出値として検出することを特徴とするインピーダンス整合装置。
2. 前記検出部は、前記高周波電源から前記負荷へ向かう進行波の電力に応じた値から、前記負荷から前記高周波電源へ向かう反射波の電力に応じた値を減算し、当該減算値の平方根を演算し、当該平方根値を前記高周波電源から出力される電圧に応じた値から減算し、当該減算値を、前記第１検出値とすることを特徴とする請求項１に記載のインピーダンス整合装置。
3. 前記検出部は、
   前記高周波電源から出力される電圧を検出する出力電圧検出部と、
   前記出力電圧検出部により検出した電圧を整流する整流器と、
   前記高周波電源から前記負荷へ向かう進行波の電圧を検出する進行波電圧検出部と、
   前記負荷から前記高周波電源へ向かう反射波の電圧を検出する反射波電圧検出部と、
   前記進行波の電圧と前記反射波の電圧を加算する加算器と、
   前記進行波の電圧から前記反射波の電圧を減算する第１減算器と、
   前記加算器の出力と前記第１減算器の出力とを乗算する乗算器と、
   前記乗算器の出力の平方根を演算する平方根演算器と、
   前記整流器の出力から前記平方根演算器の出力を減算する第２減算器と、を備え、
   前記第２減算器から前記第１検出値を出力することを特徴とする請求項２に記載のインピーダンス整合装置。

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