JP2011114931A

JP2011114931A - Dc-dc converter

Info

Publication number: JP2011114931A
Application number: JP2009268569A
Authority: JP
Inventors: Maki Wasekura; 真樹早稲倉
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2009-11-26
Filing date: 2009-11-26
Publication date: 2011-06-09
Anticipated expiration: 2029-11-26
Also published as: JP5617227B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To make a control operation for soft switching appropriate to apply soft switching without making a current ripple excessive in a DC-DC converter including an auxiliary resonant circuit for applying soft switching. <P>SOLUTION: A DC-DC converter circuit 100 includes a main converter circuit 110 for executing DC power conversion by on/off control of main switching elements Q1, Q2 and the auxiliary resonant circuit 120 for performing soft switching of the main switching elements Q1, Q2. A control unit 150 generates a drive signal for controlling on/off of switching element Q1 to Q4 so that the control operation for soft switching varies according to an operation state of a converter based on at least one of an input voltage V1, an output voltage V2, and an input current I1. <P>COPYRIGHT: (C)2011,JPO&INPIT

Description

この発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、より特定的には、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング損失低減技術に関する。 The present invention relates to a DC-DC converter, and more particularly to a switching loss reduction technique for a DC-DC converter.

電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）のオンオフを繰返すことにより、インダクタへの電磁エネルギの蓄積動作と、インダクタに蓄積された電磁エネルギの放出動作とを組合せることによって、低圧電源の出力電圧を昇圧する、いわゆる昇圧チョッパタイプのＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成が知られている。 By repeatedly turning on and off a power semiconductor switching element (hereinafter also simply referred to as a “switching element”), by combining the operation of accumulating electromagnetic energy in the inductor and the operation of releasing electromagnetic energy accumulated in the inductor, A circuit configuration of a so-called boost chopper type DC-DC converter that boosts the output voltage of a low-voltage power supply is known.

このようなタイプのＤＣ−ＤＣコンバータでは、回路素子としてインダクタが必要となるが、インダクタを小型化するためのスイッチング周波数の高周波化と、高周波化によるスイッチング損失の増大とがトレードオフの関係にある。このため、電力用半導体スイッチング素子を高周波でオンオフさせてもスイッチング素子の損失を抑制できるように、ゼロ電流スイッチングまたはゼロ電圧スイッチングといった、いわゆるソフトスイッチングの適用が進められている。 In such a type of DC-DC converter, an inductor is required as a circuit element. However, there is a trade-off relationship between an increase in switching frequency for downsizing the inductor and an increase in switching loss due to the increase in frequency. . For this reason, application of so-called soft switching such as zero current switching or zero voltage switching is being promoted so that the loss of the switching element can be suppressed even when the power semiconductor switching element is turned on and off at a high frequency.

たとえば、特開２００７−４３８５２号公報（特許文献１）、特開２００７−３７２２１号公報（特許文献２）および特開２００５−２６１０５９号公報（特許文献３）には、通常の昇圧チョッパ回路の構成に、ソフトスイッチングを実現するための補助電流経路を形成する回路素子群（補助共振回路）を加えたＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成が記載されている。 For example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2007-43852 (Patent Document 1), Japanese Patent Application Laid-Open No. 2007-37221 (Patent Document 2) and Japanese Patent Application Laid-Open No. 2005-261559 (Patent Document 3) disclose a configuration of a normal boost chopper circuit. Describes a circuit configuration of a DC-DC converter to which a circuit element group (auxiliary resonance circuit) for forming an auxiliary current path for realizing soft switching is added.

特に、特許文献１では、このようなＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法として、電圧制御に従うデューティ比（指令デューティ）を基準値（第１デューティ）と比較し、指令デューティが第１デューティ以上の場合にはスイッチング周波数を所定周波数とする一方で、指令デューティが第１デューティ未満の場合には、スイッチング周波数を上記所定周波数の整数分の１に下げることが記載されている。また、特許文献２には、上記ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、補助電流経路に流れる電流が０になる時点を電圧変化に基づいて検知するとともに、当該検知結果に基づいて、補助電流を発生するためのオンされるスイッチング素子のオン時間を最短化する制御方法が記載されている。 In particular, in Patent Document 1, as a control method of such a DC-DC converter, a duty ratio (command duty) according to voltage control is compared with a reference value (first duty), and the command duty is equal to or higher than the first duty. While the switching frequency is set to a predetermined frequency, when the command duty is less than the first duty, the switching frequency is reduced to 1 / integer of the predetermined frequency. Further, in Patent Document 2, in the DC-DC converter, the time point when the current flowing through the auxiliary current path becomes 0 is detected based on the voltage change, and the auxiliary current is generated based on the detection result. A control method for minimizing the on-time of the switching element to be turned on is described.

また、インダクタ電流に基づくＤＣ−ＤＣコンバータ制御として、特開２００８−２３６８５９号公報（特許文献４）には、過電流検出回路によってインダクタ電流が所定の大きさに低減したと判定されるまでの間、スイッチング素子の遮断制御状態を延長することによって、スイッチング動作を停止させることが記載されている。 In addition, as a DC-DC converter control based on an inductor current, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2008-236859 (Patent Document 4) describes a period until an overcurrent detection circuit determines that an inductor current has been reduced to a predetermined magnitude. It is described that the switching operation is stopped by extending the cutoff control state of the switching element.

特開２００７−４３８５２号公報JP 2007-43852 A 特開２００７−３７２２１号公報JP 2007-37221 A 特開２００５−２６１０５９号公報JP 2005-261559 A 特開２００８−２３６８５９号公報JP 2008-236859 A

特許文献１〜３に記載されたＤＣ−ＤＣコンバータでは、直接的に直流電圧変換を行なうメイントランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）のスイッチング時の端子間電圧（コレクタ・エミッタ間電圧）を低減するために、補助共振回路内の補助トランジスタ（Ｑ３，Ｑ４）をオンすることによって補助電流経路を形成する。したがって、補助電流が補助共振回路内のインダクタ（Ｌｒ）を流れている状態で補助トランジスタをターンオフすると、インダクタに蓄えられたエネルギによって、ターンオフした補助トランジスタのコレクタ・エミッタ間に過電圧が発生する可能性がある。すなわち、インダクタの蓄積エネルギによって、補助トランジスタの耐圧を超えたサージ上の過電圧がコレクタ・エミッタ間に発生し、当該トランジスタが破損する虞がある。 In the DC-DC converters described in Patent Documents 1 to 3, in order to reduce the terminal-to-terminal voltage (collector-emitter voltage) during switching of the main transistors (Q1, Q2) that perform direct-current voltage conversion, An auxiliary current path is formed by turning on the auxiliary transistors (Q3, Q4) in the auxiliary resonance circuit. Therefore, if the auxiliary transistor is turned off while the auxiliary current is flowing through the inductor (Lr) in the auxiliary resonance circuit, the energy stored in the inductor may cause an overvoltage between the collector and the emitter of the turned off auxiliary transistor. There is. That is, the surge energy exceeding the breakdown voltage of the auxiliary transistor is generated between the collector and the emitter due to the energy stored in the inductor, and the transistor may be damaged.

したがって、上記のＤＣ−ＤＣコンバータでは、補助トランジスタ（Ｑ３，Ｑ４）のオフタイミングが制約されることから、メイントランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）のオンオフタイミングについても制約を受けることとなり、この結果、電圧制御のために設定されたデューティ指令値に従ってメイントランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）をオンオフ制御できなくなる可能性がある。 Therefore, in the above-described DC-DC converter, since the off timing of the auxiliary transistors (Q3, Q4) is restricted, the on / off timing of the main transistors (Q1, Q2) is also restricted. As a result, voltage control is performed. Therefore, there is a possibility that the main transistors (Q1, Q2) cannot be turned on / off according to the duty command value set for the purpose.

このため、特許文献１は、電圧制御に従うデューティ比が小さいときには、スイッチング周波数を低下させることによって、補助電流が０になる前に補助トランジスタをオフすることなく、当該デューティ比を実現可能としている。 For this reason, in Patent Document 1, when the duty ratio according to voltage control is small, the duty ratio can be realized without lowering the auxiliary transistor before the auxiliary current becomes 0 by reducing the switching frequency.

しかしながら、特許文献１によるＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチング周波数を通常の周波数から低下させるか否かを判断するための基準値（第１デューティ）は固定値とされる。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータを広い動作範囲で使用する場合には、コンバータの動作状態によらず、ソフトスイッチングのための制御動作が固定的であることから、無用にスイッチング周波数を低下させることが懸念される。スイッチング周波数を無用に低下させることによって、リップル電流の増加による回路素子の発熱増加、あるいはノイズの増大等を招く虞がある。 However, in the DC-DC converter according to Patent Document 1, the reference value (first duty) for determining whether or not to lower the switching frequency from the normal frequency is a fixed value. For this reason, when the DC-DC converter is used in a wide operating range, the control operation for soft switching is fixed regardless of the operation state of the converter, and therefore the switching frequency can be lowered unnecessarily. Concerned. By reducing the switching frequency unnecessarily, there is a risk of increasing the heat generation of circuit elements due to an increase in ripple current, or increasing noise.

また、特許文献２のＤＣ−ＤＣコンバータでは、通常の入出力電圧・電流の検出に加えて、絶縁した上で昇圧後の高電圧を検出する必要があるため、比較的高価な検出回路が追加的に必要となる。 In addition, in the DC-DC converter of Patent Document 2, it is necessary to detect a high voltage after boosting after being insulated in addition to detection of normal input / output voltage / current, so a relatively expensive detection circuit is added. Is necessary.

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、ソフトスイッチングを適用するための補助共振回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、電流リップルを過大にすることなくソフトスイッチングが適用できるように、ソフトスイッチングのための制御動作を適切化することである。 The present invention has been made to solve such a problem, and an object of the present invention is to increase current ripple in a DC-DC converter having an auxiliary resonant circuit for applying soft switching. The control operation for the soft switching is made appropriate so that the soft switching can be applied without making it.

この発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、低電圧ノードおよび高電圧ノードの間で直流電力変換を行うためのＤＣ−ＤＣコンバータであって、メインインダクタと、第１および第２のメインスイッチング素子と、第１および第２のメイン整流素子と、補助共振回路と、第１および第２のメインスイッチング素子ならびに補助共振回路の動作を制御するための制御回路とを備える。メインインダクタは、低電圧ノードおよび第１のノードの間に接続される。第１のメインスイッチング素子は、高電圧ノードおよび第１のノードの間に接続される。第１のメイン整流素子は、第１のスイッチング素子と逆並列に接続される。第２のメインスイッチング素子は、基準電圧配線および第１のノードの間に接続される。第２のメイン整流素子は、第２のメインスイッチング素子と逆並列に接続される。補助共振回路は、第１および第２のメインスイッチング素子の少なくとも一方のメインスイッチング素子に対応して設けられ、対応のメインスイッチング素子をソフトスイッチングさせるように構成される。制御回路は、低電圧ノードの電圧、高電圧ノードの電圧および、低電圧ノードからＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電流の少なくとも１つに基づいて、ソフトスイッチングのための制御動作を可変とするように構成される。 A DC-DC converter according to the present invention is a DC-DC converter for performing DC power conversion between a low voltage node and a high voltage node, and includes a main inductor, first and second main switching elements, 1 and a second main rectifying element, an auxiliary resonance circuit, and a control circuit for controlling operations of the first and second main switching elements and the auxiliary resonance circuit. The main inductor is connected between the low voltage node and the first node. The first main switching element is connected between the high voltage node and the first node. The first main rectifying element is connected in antiparallel with the first switching element. The second main switching element is connected between the reference voltage line and the first node. The second main rectifying element is connected in antiparallel with the second main switching element. The auxiliary resonance circuit is provided corresponding to at least one main switching element of the first and second main switching elements, and is configured to soft-switch the corresponding main switching element. The control circuit makes the control operation for soft switching variable based on at least one of the voltage of the low voltage node, the voltage of the high voltage node, and the input current from the low voltage node to the DC-DC converter. Composed.

好ましくは、補助共振回路は、少なくとも一方のメインスイッチング素子と並列に接続された補助キャパシタと、第２のノードおよび第１のノードの間に接続される補助インダクタと、補助スイッチング素子と、補助整流素子とを含む。補助スイッチング素子は、少なくとも一方のメインスイッチング素子に対応して、高電圧ノードまたは基準電圧配線と第２のノードとの間に接続され、少なくとも一方のメインスイッチング素子のターンオンに先立ってターンオンすることによってソフトスイッチングを実現する。補助整流素子は、補助スイッチング素子のオン時の電流と逆方向の電流を阻止するように、補助スイッチング素子と直列に接続される。そして、制御回路は、デューティ制御部と、限界値設定部と、周波数制御部と、信号生成部とを含む。デューティ制御部は、高電圧ノードの電圧を電圧指令値に制御するように、第１および第２のメインスイッチング素子のデューティ指令値を設定するように構成される。限界値設定部は、低電圧ノードの電圧、高電圧ノードの電圧および、入力電流の少なくとも１つに基づいてデューティ限界値を可変に設定するように構成される。周波数制御部は、デューティ指令値とデューティ値限界値との比較に基づいて、スイッチング周波数を低下させるように構成される。信号生成部は、デューティ値と周波数制御部によって制御されたスイッチング周波数とに従って、第１および第２のメインスイッチング素子ならびに補助スイッチング素子の駆動信号を生成するように構成される。 Preferably, the auxiliary resonant circuit includes an auxiliary capacitor connected in parallel with at least one main switching element, an auxiliary inductor connected between the second node and the first node, an auxiliary switching element, and an auxiliary rectification Element. The auxiliary switching element is connected between the high voltage node or the reference voltage wiring and the second node corresponding to at least one of the main switching elements, and is turned on prior to the turn-on of at least one of the main switching elements. Realize soft switching. The auxiliary rectifying element is connected in series with the auxiliary switching element so as to block a current in a direction opposite to the current when the auxiliary switching element is on. The control circuit includes a duty control unit, a limit value setting unit, a frequency control unit, and a signal generation unit. The duty control unit is configured to set the duty command values of the first and second main switching elements so as to control the voltage of the high voltage node to the voltage command value. The limit value setting unit is configured to variably set the duty limit value based on at least one of the voltage of the low voltage node, the voltage of the high voltage node, and the input current. The frequency control unit is configured to lower the switching frequency based on a comparison between the duty command value and the duty value limit value. The signal generation unit is configured to generate drive signals for the first and second main switching elements and the auxiliary switching element according to the duty value and the switching frequency controlled by the frequency control unit.

さらに好ましくは、限界値設定部は、低電圧ノードの電圧、高電圧ノードの電圧および、入力電流の少なくとも１つに基づいて、補助スイッチング素子のオンによって補助リアクトルに生じた電流が消滅するまでの時間予測値を求めるとともに、スイッチング周波数の所定の基本周波数と時間予測値との関係に従ってデューティ限界値を設定する。そして、周波数制御部は、デューティ指令値がデューティ限界値よりも低いときには、スイッチング周波数を基本周波数よりも低下させる一方で、デューティ指令値がデューティ限界値以上のときには、スイッチング周波数を基本周波数に維持するように構成される。 More preferably, the limit value setting unit waits until the current generated in the auxiliary reactor is extinguished by turning on the auxiliary switching element based on at least one of the voltage of the low voltage node, the voltage of the high voltage node, and the input current. A time prediction value is obtained, and a duty limit value is set according to a relationship between a predetermined basic frequency of the switching frequency and the time prediction value. The frequency control unit lowers the switching frequency below the basic frequency when the duty command value is lower than the duty limit value, while maintaining the switching frequency at the basic frequency when the duty command value is equal to or higher than the duty limit value. Configured as follows.

さらに好ましくは、補助共振回路は、少なくとも一方のメインスイッチング素子と並列に接続された補助キャパシタと、第２のノードおよび第１のノードの間に接続される補助インダクタと、補助スイッチング素子と、補助整流素子とを含む。補助スイッチング素子は、少なくとも一方のメインスイッチング素子に対応して、高電圧ノードまたは基準電圧配線と第２のノードとの間に接続され、少なくとも一方のメインスイッチング素子のターンオンに先立ってターンオンすることによってソフトスイッチングを実現する。補助整流素子は、補助スイッチング素子のオン時の電流と逆方向の電流を阻止するように、補助スイッチング素子と直列に接続される。そして、制御回路は、デューティ制御部と、限界値設定部と、判定部と、信号生成部とを含む。デューティ制御部は、高電圧ノードの電圧を電圧指令値に制御するように、第１および第２のメインスイッチング素子のデューティ指令値を設定するように構成される。限界値設定部は、低電圧ノードの電圧、高電圧ノードの電圧、出力電圧および、入力電流の少なくとも１つに基づいてデューティ限界値を可変に設定するように構成される。判定部は、デューティ指令値とデューティ値限界値との比較に基づいて、ソフトスイッチングの実行可否を判定するように構成される。信号生成部は、所定のスイッチング周波数およびデューティ指令値に従って第１および第２のメインスイッチング素子ならびに補助スイッチング素子の駆動信号を生成するとともに、判定部によりソフトスイッチングの実行不可と判定されたときには補助スイッチングをオフに固定するように構成される。 More preferably, the auxiliary resonant circuit includes an auxiliary capacitor connected in parallel with at least one main switching element, an auxiliary inductor connected between the second node and the first node, an auxiliary switching element, and an auxiliary And a rectifying element. The auxiliary switching element is connected between the high voltage node or the reference voltage wiring and the second node corresponding to at least one of the main switching elements, and is turned on prior to the turn-on of at least one of the main switching elements. Realize soft switching. The auxiliary rectifying element is connected in series with the auxiliary switching element so as to block a current in a direction opposite to the current when the auxiliary switching element is on. The control circuit includes a duty control unit, a limit value setting unit, a determination unit, and a signal generation unit. The duty control unit is configured to set the duty command values of the first and second main switching elements so as to control the voltage of the high voltage node to the voltage command value. The limit value setting unit is configured to variably set the duty limit value based on at least one of the voltage at the low voltage node, the voltage at the high voltage node, the output voltage, and the input current. The determination unit is configured to determine whether or not to perform soft switching based on a comparison between the duty command value and the duty value limit value. The signal generator generates drive signals for the first and second main switching elements and the auxiliary switching elements according to a predetermined switching frequency and duty command value, and when the determination unit determines that soft switching cannot be performed, auxiliary switching Configured to be fixed off.

さらに好ましくは、限界値設定部は、低電圧ノードの電圧、高電圧ノードの電圧および、入力電流の少なくとも１つに基づいて、補助スイッチング素子のオンによって補助リアクトルに生じた電流が消滅するまでの時間予測値を求めるとともに、スイッチング周波数の所定の基本周波数と時間予測値との関係に従ってデューティ限界値を設定するように構成される。 More preferably, the limit value setting unit waits until the current generated in the auxiliary reactor is extinguished by turning on the auxiliary switching element based on at least one of the voltage of the low voltage node, the voltage of the high voltage node, and the input current. The time prediction value is obtained, and the duty limit value is set according to the relationship between a predetermined basic frequency of the switching frequency and the time prediction value.

また、さらに好ましくは、補助共振回路は、第１および第２のメインスイッチング素子の各々に対応して、補助キャパシタ、補助スイッチング素子および補助整流素子を配置するように構成される。そして、制御回路は、入力電流に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータが力行状態および回生状態のいずれで動作しているかを判定するための判定部をさらに含む。さらに、限界値設定部は、力行状態および回生状態のそれぞれの間で、デューティ限界値を別個に設定するように構成される。 More preferably, the auxiliary resonance circuit is configured to arrange an auxiliary capacitor, an auxiliary switching element, and an auxiliary rectifying element corresponding to each of the first and second main switching elements. The control circuit further includes a determination unit for determining whether the DC-DC converter is operating in the power running state or the regenerative state based on the input current. Further, the limit value setting unit is configured to set the duty limit value separately between the power running state and the regenerative state.

あるいは好ましくは、補助共振回路は、少なくとも一方のメインスイッチング素子と並列に接続された補助キャパシタと、第２のノードおよび第１のノードの間に接続される補助インダクタと、補助スイッチング素子と、補助整流素子とを含む。補助スイッチング素子は、少なくとも一方のメインスイッチング素子に対応して、高電圧ノードまたは基準電圧配線と第２のノードとの間に接続され、少なくとも一方のメインスイッチング素子のターンオンに先立ってターンオンすることによってソフトスイッチングを実現する。補助整流素子は、補助スイッチング素子のオン時の電流と逆方向の電流を阻止するように、補助スイッチング素子と直列に接続される。そして、制御回路は、デューティ制御部と、判定部と、信号生成部とを含み。デューティ制御部は、高電圧ノードの電圧を電圧指令値に制御するように、第１および第２のメインスイッチング素子のデューティ指令値を設定するように構成される。判定部は、入力電流に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータが力行状態および回生状態のいずれで動作しているかを判定するように構成される。信号生成部は、デューティ指令値に従って第１および第２のメインスイッチング素子の駆動信号を生成するとともに、判定部による判定結果に従って補助スイッチング素子の駆動信号を生成するように構成される。特に、信号生成部は、力行状態では、第１のメインスイッチング素子に対応して設けられた補助スイッチング素子をオフに固定するとともに、回生状態では、第２のメインスイッチング素子に対応して設けられた補助スイッチング素子をオフに固定する。 Alternatively, preferably, the auxiliary resonant circuit includes an auxiliary capacitor connected in parallel to at least one main switching element, an auxiliary inductor connected between the second node and the first node, an auxiliary switching element, and an auxiliary And a rectifying element. The auxiliary switching element is connected between the high voltage node or the reference voltage wiring and the second node corresponding to at least one of the main switching elements, and is turned on prior to the turn-on of at least one of the main switching elements. Realize soft switching. The auxiliary rectifying element is connected in series with the auxiliary switching element so as to block a current in a direction opposite to the current when the auxiliary switching element is on. The control circuit includes a duty control unit, a determination unit, and a signal generation unit. The duty control unit is configured to set the duty command values of the first and second main switching elements so as to control the voltage of the high voltage node to the voltage command value. The determination unit is configured to determine whether the DC-DC converter is operating in a power running state or a regenerative state based on the input current. The signal generation unit is configured to generate drive signals for the first and second main switching elements according to the duty command value, and to generate a drive signal for the auxiliary switching elements according to the determination result by the determination unit. In particular, the signal generating unit fixes the auxiliary switching element provided corresponding to the first main switching element in the power running state, and is provided corresponding to the second main switching element in the regenerative state. The auxiliary switching element is fixed off.

この発明の他の構成によるＤＣ−ＤＣコンバータは、低電圧ノードおよび高電圧ノードの間で直流電力変換を行うためのＤＣ−ＤＣコンバータであって、メインインダクタと、メインスイッチング素子と、整流素子と、補助共振回路と、メインスイッチング素子および補助共振回路の動作を制御するための制御回路とを備える。メインインダクタは、低電圧ノードおよび第１のノードの間に接続される。メインスイッチング素子は、高電圧ノードおよび第１のノードの間に接続される。メイン整流素子は、基準電圧配線から第１のノードへ向かう方向を順方向として、基準電圧配線および第１のノードの間に接続される。補助共振回路は、メインスイッチング素子をソフトスイッチングさせるように構成される。制御回路は、低電圧ノードの電圧、高電圧ノードの電圧および、低電圧ノードからＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電流の少なくとも１つに基づいて、ソフトスイッチングのための制御動作を可変とするように構成される。 A DC-DC converter according to another configuration of the present invention is a DC-DC converter for performing DC power conversion between a low voltage node and a high voltage node, and includes a main inductor, a main switching element, a rectifying element, And an auxiliary resonance circuit, and a control circuit for controlling operations of the main switching element and the auxiliary resonance circuit. The main inductor is connected between the low voltage node and the first node. The main switching element is connected between the high voltage node and the first node. The main rectifier element is connected between the reference voltage line and the first node with the direction from the reference voltage line to the first node as the forward direction. The auxiliary resonance circuit is configured to soft-switch the main switching element. The control circuit makes the control operation for soft switching variable based on at least one of the voltage of the low voltage node, the voltage of the high voltage node, and the input current from the low voltage node to the DC-DC converter. Composed.

この発明のさらに他の構成によるＤＣ−ＤＣコンバータは、低電圧ノードおよび高電圧ノードの間で直流電力変換を行うためのＤＣ−ＤＣコンバータであって、メインインダクタと、メインスイッチング素子と、整流素子と、補助共振回路と、メインスイッチング素子および補助共振回路の動作を制御するための制御回路とを備える。メインインダクタは、低電圧ノードおよび第１のノードの間に接続される。メインスイッチング素子は、基準電圧配線および第１のノードの間に接続される。メイン整流素子は、第１のノードから高電圧ノードへ向かう方向を順方向として、第１のノードおｙｐび高電圧ノードの間に接続される。補助共振回路は、メインスイッチング素子をソフトスイッチングさせるように構成される。制御回路は、低電圧ノードの電圧、高電圧ノードの電圧および、低電圧ノードからＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電流の少なくとも１つに基づいて、ソフトスイッチングのための制御動作を可変とするように構成される。 A DC-DC converter according to still another configuration of the present invention is a DC-DC converter for performing DC power conversion between a low voltage node and a high voltage node, and includes a main inductor, a main switching element, and a rectifying element. And an auxiliary resonance circuit, and a control circuit for controlling operations of the main switching element and the auxiliary resonance circuit. The main inductor is connected between the low voltage node and the first node. The main switching element is connected between the reference voltage line and the first node. The main rectifier element is connected between the first node and the high voltage node with the direction from the first node toward the high voltage node as a forward direction. The auxiliary resonance circuit is configured to soft-switch the main switching element. The control circuit makes the control operation for soft switching variable based on at least one of the voltage of the low voltage node, the voltage of the high voltage node, and the input current from the low voltage node to the DC-DC converter. Composed.

好ましくは、補助共振回路は、メインスイッチング素子と並列に接続された補助キャパシタと、第２のノードおよび第１のノードの間に接続される補助インダクタと、補助スイッチング素子と、補助整流素子とを含む。補助スイッチング素子は、メインスイッチング素子に対応して、高電圧ノードまたは基準電圧配線と第２のノードとの間に接続され、メインスイッチング素子のターンオンに先立ってターンオンすることによってソフトスイッチングを実現する。補助整流素子は、補助スイッチング素子のオン時の電流と逆方向の電流を阻止するように、補助スイッチング素子と直列に接続される。そして、制御回路は、デューティ制御部と、限界値設定部と、周波数制御部と、信号生成部とを含む。デューティ制御部は、高電圧ノードの電圧を電圧指令値に制御するように、メインスイッチング素子のデューティ指令値を設定するように構成される。限界値設定部は、低電圧ノードの電圧、高電圧ノードの電圧および、入力電流の少なくとも１つに基づいてデューティ限界値を可変に設定するように構成される。周波数制御部は、デューティ指令値とデューティ値限界値との比較に基づいて、スイッチング周波数を低下させるように構成される。信号生成部は、デューティ値と周波数制御部によって制御されたスイッチング周波数とに従って、メインスイッチング素子ならびに補助スイッチング素子の駆動信号を生成するように構成される。 Preferably, the auxiliary resonant circuit includes an auxiliary capacitor connected in parallel with the main switching element, an auxiliary inductor connected between the second node and the first node, an auxiliary switching element, and an auxiliary rectifying element. Including. The auxiliary switching element is connected between the high voltage node or the reference voltage line and the second node corresponding to the main switching element, and realizes soft switching by turning on before the main switching element is turned on. The auxiliary rectifying element is connected in series with the auxiliary switching element so as to block a current in a direction opposite to the current when the auxiliary switching element is on. The control circuit includes a duty control unit, a limit value setting unit, a frequency control unit, and a signal generation unit. The duty control unit is configured to set the duty command value of the main switching element so as to control the voltage of the high voltage node to the voltage command value. The limit value setting unit is configured to variably set the duty limit value based on at least one of the voltage of the low voltage node, the voltage of the high voltage node, and the input current. The frequency control unit is configured to lower the switching frequency based on a comparison between the duty command value and the duty value limit value. The signal generation unit is configured to generate drive signals for the main switching element and the auxiliary switching element according to the duty value and the switching frequency controlled by the frequency control unit.

さらに好ましくは、補助共振回路は、メインスイッチング素子と並列に接続された補助キャパシタと、第２のノードおよび第１のノードの間に接続される補助インダクタと、補助スイッチング素子と、補助整流素子とを含む。補助スイッチング素子は、メインスイッチング素子に対応して、高電圧ノードまたは基準電圧配線と第２のノードとの間に接続され、メインスイッチング素子のターンオンに先立ってターンオンすることによってソフトスイッチングを実現する。補助整流素子は、補助スイッチング素子のオン時の電流と逆方向の電流を阻止するように、補助スイッチング素子と直列に接続される。そして、制御回路は、デューティ制御部と、限界値設定部と、判定部と、信号生成部とを含む。デューティ制御部は、高電圧ノードの電圧を電圧指令値に制御するように、メインスイッチング素子のデューティ指令値を設定するように構成される。限界値設定部は、低電圧ノードの電圧、高電圧ノードの電圧、出力電圧および、入力電流の少なくとも１つに基づいてデューティ限界値を可変に設定するように構成される。判定部は、デューティ指令値とデューティ値限界値との比較に基づいて、ソフトスイッチングの実行可否を判定するように構成される。信号生成部は、所定のスイッチング周波数およびデューティ指令値に従ってメインスイッチング素子ならびに補助スイッチング素子の駆動信号を生成するとともに、判定部によりソフトスイッチングの実行不可と判定されたときには補助スイッチングをオフに固定するように構成される。 More preferably, the auxiliary resonance circuit includes an auxiliary capacitor connected in parallel with the main switching element, an auxiliary inductor connected between the second node and the first node, an auxiliary switching element, and an auxiliary rectifying element. including. The auxiliary switching element is connected between the high voltage node or the reference voltage line and the second node corresponding to the main switching element, and realizes soft switching by turning on before the main switching element is turned on. The auxiliary rectifying element is connected in series with the auxiliary switching element so as to block a current in a direction opposite to the current when the auxiliary switching element is on. The control circuit includes a duty control unit, a limit value setting unit, a determination unit, and a signal generation unit. The duty control unit is configured to set the duty command value of the main switching element so as to control the voltage of the high voltage node to the voltage command value. The limit value setting unit is configured to variably set the duty limit value based on at least one of the voltage at the low voltage node, the voltage at the high voltage node, the output voltage, and the input current. The determination unit is configured to determine whether or not to perform soft switching based on a comparison between the duty command value and the duty value limit value. The signal generation unit generates drive signals for the main switching element and the auxiliary switching element according to a predetermined switching frequency and duty command value, and fixes the auxiliary switching to be off when the determination unit determines that soft switching cannot be performed. Configured.

この発明によれば、ソフトスイッチングを適用するための補助共振回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、コンバータの動作状態に応じてソフトスイッチングのための制御動作を制御することにより、電流リップルを増大させることなくコンバータを効率的に動作させることができる。 According to the present invention, in a DC-DC converter including an auxiliary resonance circuit for applying soft switching, current ripple is increased by controlling a control operation for soft switching according to an operation state of the converter. The converter can be operated efficiently without any trouble.

本発明の実施の形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the circuit structure of the DC-DC converter by embodiment of this invention. ＤＣ−ＤＣコンバータのソフトスイッチングを説明する動作波形図である。It is an operation waveform diagram explaining soft switching of a DC-DC converter. コンバータ動作状態の変化とデューティ限界値の変化との関係を説明するグラフである。It is a graph explaining the relationship between the change of a converter operation state, and the change of a duty limit value. 実施の形態１によるＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング制御部の構成を説明する機能ブロック図である。3 is a functional block diagram illustrating a configuration of a switching control unit in the DC-DC converter according to Embodiment 1. FIG. 図４に示した変調部の機能を説明する概念図である。It is a conceptual diagram explaining the function of the modulation | alteration part shown in FIG. 実施の形態１によるＤＣ−ＤＣコンバータにおけるソフトスイッチングの制御動作の一連の処理を示すフローチャートである。3 is a flowchart showing a series of processes of a control operation of soft switching in the DC-DC converter according to the first embodiment. 力行状態および回生状態のそれぞれにおけるコンバータ動作状態の変化とデューティ限界値の変化との関係を説明するグラフである。It is a graph explaining the relationship between the change of the converter operation state in each of a power running state and a regeneration state, and the change of a duty limit value. 実施の形態１の変形例によるＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング制御部の構成を説明する機能ブロック図である。FIG. 7 is a functional block diagram illustrating a configuration of a switching control unit in a DC-DC converter according to a modification of the first embodiment. 実施の形態１の変形例によるＤＣ−ＤＣコンバータにおけるソフトスイッチングの制御動作の一連の処理を示すフローチャートである。7 is a flowchart showing a series of processes of a soft switching control operation in a DC-DC converter according to a modification of the first embodiment. 実施の形態２によるＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング制御部の構成を説明する機能ブロック図である。6 is a functional block diagram illustrating a configuration of a switching control unit in a DC-DC converter according to Embodiment 2. FIG. 図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータにおけるソフトスイッチングが適用された基本動作時の駆動信号の設定を説明する波形図である。It is a wave form diagram explaining the setting of the drive signal at the time of the basic operation to which the soft switching in the DC-DC converter shown in FIG. 1 was applied. 実施の形態２によるＤＣ−ＤＣコンバータにおける力行状態での駆動信号の設定を説明する波形図である。FIG. 6 is a waveform diagram illustrating setting of a drive signal in a power running state in the DC-DC converter according to the second embodiment. 実施の形態２によるＤＣ−ＤＣコンバータにおける回生状態での駆動信号の設定を説明する波形図である。FIG. 10 is a waveform diagram illustrating setting of a drive signal in a regenerative state in the DC-DC converter according to the second embodiment. 実施の形態２によるＤＣ−ＤＣコンバータにおけるソフトスイッチングの制御動作の一連の処理を示すフローチャートである。6 is a flowchart showing a series of processes of a control operation of soft switching in the DC-DC converter according to the second embodiment. 実施の形態３によるＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング制御部の構成を説明する機能ブロック図である。6 is a functional block diagram illustrating a configuration of a switching control unit in a DC-DC converter according to Embodiment 3. FIG. ハードスイッチングモード選択時における駆動信号の設定を説明する波形図である。It is a wave form diagram explaining the setting of the drive signal at the time of hard switching mode selection. 実施の形態３によるＤＣ−ＤＣコンバータにおけるソフトスイッチングの制御動作の一連の処理を示すフローチャートである。6 is a flowchart showing a series of processes of a control operation of soft switching in a DC-DC converter according to a third embodiment. 実施の形態３の変形例によるＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング制御部の構成を説明する機能ブロック図である。FIG. 11 is a functional block diagram illustrating a configuration of a switching control unit in a DC-DC converter according to a modification of the third embodiment. 実施の形態３の変形例によるＤＣ−ＤＣコンバータにおけるソフトスイッチングの制御動作の一連の処理を示すフローチャートである。10 is a flowchart showing a series of processes of a soft switching control operation in a DC-DC converter according to a modification of the third embodiment.

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。 Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. In the following, the same or corresponding parts in the drawings are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will not be repeated in principle.

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態によるＤＣ−ＤＣコンバータ１００の回路構成を示す回路図である。 [Embodiment 1]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a circuit configuration of a DC-DC converter 100 according to an embodiment of the present invention.

図１を参照して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、メインコンバータ回路１１０と、補助共振回路１２０と、制御装置１５０とを含む。 Referring to FIG. 1, DC-DC converter 100 includes a main converter circuit 110, an auxiliary resonance circuit 120, and a control device 150.

メインコンバータ回路１１０は、バッテリ５０（低圧電源）と接続された低電圧ノードＮＬの電圧Ｖ１（すなわち、バッテリ５０の出力電圧）を昇圧した電圧Ｖ２を、高電圧ノードＮＨに出力するとともに、高電圧ノードＮＨの電圧Ｖ２を電圧Ｖ１へ降圧してバッテリ５０を充電することも可能である、いわゆる非絶縁型の電流双方向（昇降圧）コンバータの構成を有する。高電圧ノードＮＨは、電源配線ＰＬおよび負荷１３０と接続される。高電圧ノードＮＨおよび基準電圧配線ＧＬの間に、平滑コンデンサＣ２が接続されている。また、バッテリ５０には、内部抵抗５５が存在する。 The main converter circuit 110 outputs a voltage V2 obtained by boosting the voltage V1 (that is, the output voltage of the battery 50) of the low voltage node NL connected to the battery 50 (low voltage power supply) to the high voltage node NH, and the high voltage It has a configuration of a so-called non-insulated current bidirectional (buck-boost) converter that can charge the battery 50 by reducing the voltage V2 of the node NH to the voltage V1. High voltage node NH is connected to power supply line PL and load 130. A smoothing capacitor C2 is connected between the high voltage node NH and the reference voltage wiring GL. Further, the battery 50 has an internal resistance 55.

ＤＣ−ＤＣコンバータ１００には、電圧Ｖ１を検出するため電圧センサ６２、電圧Ｖ２を検出するための電圧センサ６３が設けられる。さらに、低電圧ノードＮＬの電流、すなわち、バッテリ５０からＤＣ−ＤＣコンバータ１００への電流Ｉ１を検出するための電流センサ６３が設けられる。以下では、電圧Ｖ１を入力電圧Ｖ１、電圧Ｖ２を出力電圧Ｖ２、電流Ｉ１を入力電流とも称することとする。 The DC-DC converter 100 is provided with a voltage sensor 62 for detecting the voltage V1 and a voltage sensor 63 for detecting the voltage V2. Furthermore, a current sensor 63 for detecting a current of the low voltage node NL, that is, a current I1 from the battery 50 to the DC-DC converter 100 is provided. Hereinafter, the voltage V1 is also referred to as the input voltage V1, the voltage V2 as the output voltage V2, and the current I1 as the input current.

負荷１３０としては、たとえばインバータ回路を介して駆動される交流電動機が適用される。そして、エンジン出力および／または電動機出力によって走行するハイブリッド自動車や電動機出力のみによって走行する電気自動車等への適用が、本発明の実施の形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの代表的な適用例として挙げられる。この場合には、たとえば、低圧電源（バッテリ５０）の出力電圧（電圧Ｖ１）が２００Ｖ程度とされる一方で、負荷１３０へ供給すべき電圧Ｖ２が２００Ｖ〜６５０Ｖ程度とされる。 As the load 130, for example, an AC motor driven through an inverter circuit is applied. Application to a hybrid vehicle that travels by engine output and / or motor output, an electric vehicle that travels only by motor output, and the like can be given as typical application examples of the DC-DC converter according to the embodiment of the present invention. In this case, for example, the output voltage (voltage V1) of the low-voltage power supply (battery 50) is about 200V, while the voltage V2 to be supplied to the load 130 is about 200V to 650V.

制御装置１５０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なうように構成される。あるいは、ＥＣＵの少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。 The control device 150 includes a CPU (Central Processing Unit) (not shown) and an electronic control unit (ECU) with a built-in memory. Based on a map and a program stored in the memory, a calculation using the detection values of the sensors is performed. It is configured to perform processing. Alternatively, at least a part of the ECU may be configured to execute predetermined numerical / logical operation processing by hardware such as an electronic circuit.

メインコンバータ回路１１０は、キャパシタＣ１と、「メインインダクタ」としてのインダクタＬ１と、「メインスイッチング素子」としての電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、「メイン整流素子」としてのダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。 The main converter circuit 110 includes a capacitor C1, an inductor L1 as a “main inductor”, power semiconductor switching elements Q1 and Q2 as “main switching elements”, and diodes D1 and D2 as “main rectifier elements”. Including.

キャパシタＣ１は、低電圧ノードＮＬおよび基準電圧配線ＧＬの間に接続されて、電圧Ｖ１を平滑化する。インダクタＬ１はバッテリ５０の正極端子とノードＮ１（第１のノード）との間に接続される。 Capacitor C1 is connected between low voltage node NL and reference voltage line GL to smooth voltage V1. The inductor L1 is connected between the positive terminal of the battery 50 and the node N1 (first node).

電力用スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）Ｑ１，Ｑ２としては、本実施の形態ではＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を例示するが、制御電極（ゲートあるいはベース）の駆動制御によってターンオンおよびターンオフを制御可能なスイッチング素子であれば、電圧駆動型のスイッチング素子（ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等）や電流駆動型のスイッチング素子（バイポーラトランジスタ等）、各種のスイッチング素子を任意に適用可能である。 As the power switching elements (hereinafter also simply referred to as “switching elements”) Q1 and Q2, in the present embodiment, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) is exemplified, but it is turned on by drive control of the control electrode (gate or base). As long as the switching element can control the turn-off, a voltage-driven switching element (MOS-FET, IGBT, etc.), a current-driven switching element (bipolar transistor, etc.), and various switching elements can be arbitrarily applied. .

メインスイッチング素子Ｑ１は、電源配線ＰＬおよびノードＮ１の間に接続される。そして、ＩＧＢＴであるメインスイッチング素子Ｑ１のコレクタが電源配線ＰＬと接続される一方で、エミッタがノードＮ１と接続される。また、メインスイッチング素子Ｑ２は、基準電圧配線ＧＬおよびノードＮ１の間に接続される。そして、メインスイッチング素子Ｑ２のコレクタがノードＮ１と接続される一方で、エミッタが基準電圧配線ＧＬと接続される。さらに、ダイオードＤ１，Ｄ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対して逆並列接続される。 Main switching element Q1 is connected between power supply line PL and node N1. The collector of main switching element Q1, which is an IGBT, is connected to power supply line PL, while the emitter is connected to node N1. The main switching element Q2 is connected between the reference voltage line GL and the node N1. The collector of main switching element Q2 is connected to node N1, while the emitter is connected to reference voltage line GL. Furthermore, diodes D1 and D2 are connected in antiparallel to switching elements Q1 and Q2.

補助共振回路１２０は、メインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にそれぞれ並列接続されるキャパシタＣｒ１，Ｃｒ２と、ノードＮ１およびＮ２の間に直列接続されるインダクタＬ２，Ｌｒと、電源配線ＰＬおよびノードＮ２の間に直列接続されるスイッチング素子Ｑ３およびダイオードＤ３と、ノードＮ２および基準電圧配線ＧＬの間に直列接続されるダイオードＤ４およびスイッチング素子Ｑ４とを含む。 Auxiliary resonance circuit 120 includes capacitors Cr1 and Cr2 connected in parallel to main switching elements Q1 and Q2, respectively, inductors L2 and Lr connected in series between nodes N1 and N2, and between power supply line PL and node N2. Switching element Q3 and diode D3 connected in series, and diode D4 and switching element Q4 connected in series between node N2 and reference voltage line GL are included.

スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、「補助スイッチング素子」として設けられる。「補助整流素子」としてのダイオードＤ３およびＤ４は、補助スイッチング素子Ｑ３およびＱ４のオン時にそれぞれ生じる補助電流Ｉｒと逆方向の電流を阻止する極性で接続される。 Switching elements Q3 and Q4 are provided as “auxiliary switching elements”. The diodes D3 and D4 as “auxiliary rectifying elements” are connected with a polarity that prevents a current in a direction opposite to the auxiliary current Ir generated when the auxiliary switching elements Q3 and Q4 are turned on.

インダクタＬ２は、インダクタＬ１のノードＮ１側の端子と、インダクタＬ２のノードＮ１側の端子とに逆極性で起電力が誘起されるように、インダクタＬ１と電磁的に結合されている。なお、電磁的結合とは、たとえばインダクタＬ１およびインダクタＬ２でトランスを構成することによって実現される。すなわち、キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２は「補助キャパシタ」に対応し、インダクタＬ２，Ｌｒは「補助インダクタ」に対応する。なお、キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２については、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の寄生容量を利用して設けることも可能である。また、インダクタＬｒについても、インダクタＬ１およびＬ２の電磁的結合における漏れインダクタンスを利用して設けることが可能である。 The inductor L2 is electromagnetically coupled to the inductor L1 so that an electromotive force is induced with a reverse polarity at a node N1 side terminal of the inductor L1 and a node N1 side terminal of the inductor L2. The electromagnetic coupling is realized by configuring a transformer with the inductor L1 and the inductor L2, for example. That is, the capacitors Cr1 and Cr2 correspond to “auxiliary capacitors”, and the inductors L2 and Lr correspond to “auxiliary inductors”. The capacitors Cr1 and Cr2 can be provided by using the parasitic capacitance of the switching elements Q1 and Q2. Further, the inductor Lr can be provided by utilizing the leakage inductance in the electromagnetic coupling between the inductors L1 and L2.

なお、図１では、メインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方に対して、補助スイッチング素子（Ｑ３，Ｑ４）、補助整流素子（Ｄ３，Ｄ４）および補助キャパシタ（Ｃｒ１，Ｃｒ２）を配置した補助共振回路１２０の構成を例示しているが、本願発明の適用において、特記がない限り、一方のメインスイッチング素子のみに補助共振回路１２０が設けられてもよい。 In FIG. 1, the auxiliary resonant circuit 120 in which auxiliary switching elements (Q3, Q4), auxiliary rectifying elements (D3, D4), and auxiliary capacitors (Cr1, Cr2) are arranged for both the main switching elements Q1, Q2. In the application of the present invention, the auxiliary resonance circuit 120 may be provided only in one main switching element unless otherwise specified.

たとえば、メインスイッチング素子Ｑ１のみに対して補助共振回路１２０を設ける場合には、図１の構成から、少なくともダイオードＤ４および補助スイッチング素子Ｑ４の配置が省略される。なお、この場合にも、キャパシタＣｒ２については、上下アーム間でのインピーダンスの均衡の観点からキャパシタＣｒ１とともに設けられることが好ましい。一方、メインスイッチング素子Ｑ２のみに対して補助共振回路１２０を設ける場合には、図１の構成から、少なくともダイオードＤ３および補助スイッチング素子Ｑ３の配置が省略される。なお、この場合のキャパシタＣｒ１についても、上下アーム間でのインピーダンスの均衡の観点からキャパシタＣｒ２とともに設けられることが好ましい。 For example, when the auxiliary resonance circuit 120 is provided only for the main switching element Q1, at least the arrangement of the diode D4 and the auxiliary switching element Q4 is omitted from the configuration of FIG. In this case as well, the capacitor Cr2 is preferably provided together with the capacitor Cr1 from the viewpoint of impedance balance between the upper and lower arms. On the other hand, when the auxiliary resonance circuit 120 is provided only for the main switching element Q2, the arrangement of at least the diode D3 and the auxiliary switching element Q3 is omitted from the configuration of FIG. Note that the capacitor Cr1 in this case is also preferably provided together with the capacitor Cr2 from the viewpoint of impedance balance between the upper and lower arms.

図１から理解されるように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００を構成するメインコンバータ回路１１０および補助共振回路１２０の構成および動作は、上述の特許文献１〜３と同様である。 As can be understood from FIG. 1, the configurations and operations of the main converter circuit 110 and the auxiliary resonant circuit 120 that constitute the DC-DC converter 100 are the same as those in the above-described Patent Documents 1 to 3.

したがって、メインコンバータ回路１１０では、基本的には、メインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、排他的に交互に（すなわち、相補的に）オンオフするように、制御装置１５０によって制御される。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００による電圧変換比（Ｖ２／Ｖ１）が、スイッチング周期に対するメインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比であるデューティ比に応じて制御される。 Therefore, in main converter circuit 110, basically, main switching elements Q1 and Q2 are controlled by control device 150 so as to be turned on and off exclusively (that is, in a complementary manner). Then, the voltage conversion ratio (V2 / V1) by the DC-DC converter 100 is controlled according to the duty ratio that is the on-period ratio of the main switching elements Q1, Q2 with respect to the switching period.

メインコンバータ回路１１０は、入力電圧Ｖ１を電源配線ＰＬへの電圧Ｖ２に昇圧する昇圧動作時には、メインスイッチング素子Ｑ２の導通によりメインインダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギを、メインスイッチング素子Ｑ１および逆並列ダイオードＤ１を介して電源配線ＰＬに供給するように動作する。また、メインコンバータ回路１１０は、電圧Ｖ２をバッテリ５０への電圧Ｖ１に降圧する降圧動作時には、メインスイッチング素子Ｑ１の導通によりメインインダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギを、メインスイッチング素子Ｑ２および逆並列ダイオードＤ２を介してバッテリ５０に供給するように動作する。 During the step-up operation for boosting the input voltage V1 to the voltage V2 to the power supply line PL, the main converter circuit 110 converts the electromagnetic energy accumulated in the main inductor L1 by the conduction of the main switching element Q2 into the main switching element Q1 and the antiparallel diode. It operates so as to be supplied to the power supply wiring PL via D1. Further, during the step-down operation in which the voltage V2 is stepped down to the voltage V1 to the battery 50, the main converter circuit 110 converts the electromagnetic energy accumulated in the main inductor L1 by the conduction of the main switching element Q1 into the main switching element Q2 and the antiparallel diode. It operates so as to be supplied to the battery 50 via D2.

制御装置１５０は、Ａ／Ｄコンバータ１５１〜１５３と、スイッチング制御部２００とを含む。Ａ／Ｄコンバータ１５１は、電流センサ６１の出力電圧（アナログ値）に基づいて、検出された入力電流Ｉ１のデジタル変換値をスイッチング制御部２００へ与える。同様に、Ａ／Ｄコンバータ１５２，１５３は、電圧センサ６２，６３の出力電圧（アナログ値）に基づいて、検出された入力電圧Ｖ１および出力電圧Ｖ２のデジタル変換値をスイッチング制御部２００へ与える。 Control device 150 includes A / D converters 151-153 and switching control unit 200. The A / D converter 151 supplies a digital conversion value of the detected input current I1 to the switching control unit 200 based on the output voltage (analog value) of the current sensor 61. Similarly, the A / D converters 152 and 153 supply the digital conversion values of the detected input voltage V1 and output voltage V2 to the switching control unit 200 based on the output voltages (analog values) of the voltage sensors 62 and 63.

スイッチング制御部２００は、入力電圧Ｖ１、出力電圧Ｖ２および入力電流Ｉ１のうちの少なくとも１つに基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフを制御する駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。スイッチング制御部２００によるスイッチング動作の制御については後ほど詳細に説明する。 The switching control unit 200 generates drive signals S1 to S4 for controlling on / off of the switching elements Q1 to Q4 based on at least one of the input voltage V1, the output voltage V2, and the input current I1. Control of the switching operation by the switching control unit 200 will be described in detail later.

駆動信号Ｓ１〜Ｓ４は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のそれぞれのオン期間において論理ハイレベル（以下、Ｈレベルとも称する）に設定される一方で、それぞれのオフ期間では論理ローレベル（以下、Ｌレベルとも称する）に設定される。駆動信号Ｓ１〜Ｓ４は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にそれぞれ対応して設けられたドライバ（図示せず）へ伝達される。このドライバが、駆動信号Ｓ１〜Ｓ４に従って、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御電極（ゲート）を駆動することによって、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオンオフ制御される。 The drive signals S1 to S4 are set to a logic high level (hereinafter also referred to as H level) in each of the on-periods of the switching elements Q1 to Q4. To be set). Drive signals S1 to S4 are transmitted to drivers (not shown) provided corresponding to switching elements Q1 to Q4, respectively. The driver drives the control electrodes (gates) of the switching elements Q1 to Q4 according to the driving signals S1 to S4, so that the switching elements Q1 to Q4 are on / off controlled.

次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作、特に補助共振回路１２０によるソフトスイッチングを説明する。ここでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の昇圧動作を一例として説明する。 Next, the operation of the DC-DC converter 100, particularly soft switching by the auxiliary resonance circuit 120, will be described. Here, the step-up operation of the DC-DC converter 100 will be described as an example.

次に、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作、特に補助共振回路１２０が作動する通常動作モードにおける動作を説明する。ここでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の昇圧動作を一例として説明する。 Next, the operation of the DC-DC converter, particularly the operation in the normal operation mode in which the auxiliary resonance circuit 120 operates will be described. Here, the step-up operation of the DC-DC converter 100 will be described as an example.

図２を参照して、デューティ指令信号Ｓｄは、制御されたデューティ比に従って、メインスイッチング素子のＱ１，Ｑ２のオンオフ期間を規定する信号である。デューティ指令信号Ｓｄが論理ハイレベル（以下、Ｈレベル）の期間は、メインスイッチング素子Ｑ２のオン期間に対応し、デューティ指令信号Ｓｄが論理ローレベル（以下、Ｌレベル）の期間は、メインスイッチング素子Ｑ１のオン期間に対応する。本実施の形態では、スイッチング周波数の逆数であるスイッチング周期Ｔｃｙｃに対する、メインスイッチング素子Ｑ２のオン期間の比を示すものとする。 Referring to FIG. 2, duty command signal Sd is a signal that defines the on / off periods of Q1 and Q2 of the main switching element in accordance with the controlled duty ratio. The period during which the duty command signal Sd is at a logic high level (hereinafter referred to as H level) corresponds to the ON period of the main switching element Q2, and the period during which the duty command signal Sd is at a logic low level (hereinafter referred to as L level). This corresponds to the ON period of Q1. In the present embodiment, it is assumed that the ratio of the on period of the main switching element Q2 to the switching period Tcyc that is the reciprocal of the switching frequency is shown.

図２の例では、時刻ｔ０にメインスイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、デッドタイムＴｄの経過後の時刻ｔ１に、メインスイッチング素子Ｑ２がターンオンする。さらに、メインスイッチング素子Ｑ２がターンオフする時刻ｔ２と、メインスイッチング素子Ｑ１がターンオンする時刻ｔ３との間、ならびに、メインスイッチング素子Ｑ１がターンオフする時刻ｔ４と、メインスイッチング素子Ｑ２がターンオンする時刻ｔ５との間にも、同様にデッドタイムＴｄが設けられる。 In the example of FIG. 2, when the main switching element Q1 is turned off at time t0, the main switching element Q2 is turned on at time t1 after the dead time Td has elapsed. Further, a time t2 when the main switching element Q2 is turned off and a time t3 when the main switching element Q1 is turned on, a time t4 when the main switching element Q1 is turned off, and a time t5 when the main switching element Q2 is turned on. Similarly, a dead time Td is provided between them.

デッドタイムＴｄを設けることにより、メインスイッチング素子Ｑ１およびＱ２の両方がオン状態となって、電源配線ＰＬおよび基準電圧配線ＧＬの間で短絡が発生しないように保護される。デッドタイムＴｄを挟んだ、メインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフによって、メインインダクタＬ１の電流、ひいては入力電流Ｉ１が変化する。 By providing the dead time Td, both the main switching elements Q1 and Q2 are turned on, and are protected from being short-circuited between the power supply line PL and the reference voltage line GL. When the main switching elements Q1 and Q2 are turned on and off with the dead time Td interposed therebetween, the current of the main inductor L1, and thus the input current I1, changes.

ＤＣ−ＤＣコンバータ１００では、補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフによって補助電流Ｉｒを発生させることによって、メインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオン時におけるスイッチング損失を低減する。具体的には、時刻ｔ１，ｔ５でのメインスイッチング素子Ｑ２のターンオンに先立って、時刻ｔｂ，ｔｆに補助スイッチング素子Ｑ４がターンオンされる。同様に、時刻ｔ３でのメインスイッチング素子Ｑ１のターンオンに先立って、時刻ｔｄに補助スイッチング素子Ｑ３がターンオンされる。 In the DC-DC converter 100, an auxiliary current Ir is generated by turning on / off the auxiliary switching elements Q3, Q4, thereby reducing a switching loss when the main switching elements Q1, Q2 are turned on. Specifically, prior to turning on the main switching element Q2 at times t1 and t5, the auxiliary switching element Q4 is turned on at times tb and tf. Similarly, the auxiliary switching element Q3 is turned on at time td prior to the main switching element Q1 being turned on at time t3.

補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のターンオンに伴って、補助電流（部分共振電流）Ｉｒが発生する。この補助電流は、補助インダクタＬ２，Ｌｒおよび補助キャパシタＣｒ１またはＣｒ２の間の共振現象により、ピーク値を迎えた後０に向かって減少する。そして、ダイオードＤ３，Ｄ４により逆方向の電流がブロックされていることから、補助電流は反対方向に流れることなく消滅する。 As the auxiliary switching elements Q3 and Q4 are turned on, an auxiliary current (partial resonance current) Ir is generated. This auxiliary current decreases toward 0 after reaching a peak value due to a resonance phenomenon between the auxiliary inductors L2 and Lr and the auxiliary capacitor Cr1 or Cr2. Since the reverse current is blocked by the diodes D3 and D4, the auxiliary current disappears without flowing in the opposite direction.

ここで、一旦発生させた補助電流Ｉｒが消滅するまでに補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をターンオフさせると、インダクタＬｒに蓄えられたエネルギによって、当該補助トランジスタの端子間（コレクタ・エミッタ間）電圧が急激に上昇して大きなサージ電圧が発生する可能性がある。この電圧上昇によって端子間電圧が耐圧を超えると、補助スイッチング素子が破損してしまう虞がある。 Here, if the auxiliary switching elements Q3 and Q4 are turned off before the auxiliary current Ir once generated disappears, the voltage between the terminals of the auxiliary transistor (between the collector and the emitter) is rapidly increased by the energy stored in the inductor Lr. May cause a large surge voltage. If the voltage between the terminals exceeds the withstand voltage due to this voltage rise, the auxiliary switching element may be damaged.

したがって、補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、自身のターンオンによって発生した補助電流Ｉｒが消滅するまでターンオフすることができない。メインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２についても，対応の補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と同様に、補助電流Ｉｒが消滅するまでターンオフすることができない。 Therefore, the auxiliary switching elements Q3 and Q4 cannot be turned off until the auxiliary current Ir generated by their turn-on disappears. Similarly to the corresponding auxiliary switching elements Q3 and Q4, the main switching elements Q1 and Q2 cannot be turned off until the auxiliary current Ir disappears.

このため、補助スイッチング素子Ｑ４のターンオン後にターンオンしたメインスイッチング素子Ｑ２は、補助電流Ｉｒが消滅するまでの時間Ｔ１を見込んだ待機期間Ｔｒが経過するまでターンオフすることができない。 For this reason, the main switching element Q2 turned on after the auxiliary switching element Q4 is turned on cannot be turned off until the standby period Tr in which the time T1 until the auxiliary current Ir disappears has elapsed.

また、補助スイッチング素子Ｑ３のターンオンによって、負方向に補助電流Ｉｒが発生するため（図示せず）、補助スイッチング素子Ｑ３のターンオン後にターンオンしたメインスイッチング素子Ｑ１についても、メインスイッチング素子Ｑ２と同様の待機期間Ｔｒが経過するまでターンオフすることができない。 Further, since the auxiliary current Ir is generated in the negative direction by turning on the auxiliary switching element Q3 (not shown), the main switching element Q1 turned on after the auxiliary switching element Q3 is turned on is also in the standby state similar to the main switching element Q2. It cannot be turned off until the period Tr elapses.

さらに、待機期間Ｔｒの経過に伴って補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のターンオフ指示が発生されても、補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が完全にターンオフするまでの待機期間Ｔｆの間は、メインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をターンオフすることができない。 Further, even if a turn-off instruction for the auxiliary switching elements Q3 and Q4 is generated as the standby period Tr elapses, the main switching elements Q1 and Q1 are maintained during the standby period Tf until the auxiliary switching elements Q3 and Q4 are completely turned off. Q2 cannot be turned off.

図１に示したスイッチング制御部２００は、設定されたデューティ比に従った理想的なオンオフタイミングに対して、上記デッドタイムＴｄおよび待機期間Ｔｒ，Ｔｆを付加するように、制御信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。このように、メインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフが制約されるため、スイッチング周期（スイッチング周波数の逆数）が一定の下だと、実現可能なデューティ比の範囲が制限される。特に、ソフトスイッチングのための補助電流Ｉｒが消滅するまでの時間Ｔ１によって、実現可能なデューティ比が制限されることが理解される。 The switching control unit 200 shown in FIG. 1 outputs the control signals S1 to S4 so as to add the dead time Td and the standby periods Tr and Tf to the ideal on / off timing according to the set duty ratio. Generate. As described above, since the on / off of the main switching elements Q1, Q2 and the auxiliary switching elements Q3, Q4 is restricted, if the switching period (reciprocal of the switching frequency) is constant, the range of the realizable duty ratio is limited. The In particular, it is understood that the realizable duty ratio is limited by the time T1 until the auxiliary current Ir for soft switching disappears.

実際には、補助電流Ｉｒが消滅するまでの時間Ｔ１は、回路定数のみによる固定値ではなく、コンバータの動作状態（電圧・電流）によって異なってくる。特に、発明者らの解析により、メインスイッチング素子Ｑ２をオンした後、補助電流Ｉｒが０になるまでの時間Ｔ１は、入力電圧Ｖ１、出力電圧Ｖ２および入力電流Ｉ１に基づいて、下記（１）式で近似できるとの知見が得られた。なお、（１）式中のＡ１〜Ａ４は定数である。 Actually, the time T1 until the auxiliary current Ir disappears is not a fixed value based only on circuit constants, but varies depending on the operating state (voltage / current) of the converter. In particular, according to the analysis by the inventors, the time T1 from when the main switching element Q2 is turned on until the auxiliary current Ir becomes 0 is based on the input voltage V1, the output voltage V2, and the input current I1 as shown in (1) below. The knowledge that it can be approximated by the formula was obtained. In addition, A1-A4 in (1) Formula is a constant.

Ｔ１＝（Ａ１×Ｖ２＋Ａ２×Ｉ１＋Ａ３）／Ｖ１＋Ａ４ …（１）
このような、コンバータの動作状態に応じたＴ１の特性を反映するように、スイッチング周波数の基本設計値である基本周波数の逆数（基本周期）に対するＴ１の比に基づいて、デューティ限界値Ｄｔｈを設定することができる。なお、基本周波数は、ユーザへの電磁騒音の感知性（すなわち、可聴周波数帯との関係）や、電流リップルの設計値等を考慮して定められる。 T1 = (A1 × V2 + A2 × I1 + A3) / V1 + A4 (1)
The duty limit value Dth is set based on the ratio of T1 to the reciprocal (basic period) of the fundamental frequency, which is the basic design value of the switching frequency, so as to reflect the characteristics of T1 according to the operating state of the converter. can do. The fundamental frequency is determined in consideration of electromagnetic noise sensitivity to the user (that is, the relationship with the audible frequency band), the current ripple design value, and the like.

上述のようなＴ１の予測値に基づいて、デューティ限界値Ｄｔｈは、下記（２）式に従って設定することができる。なお、（２）式中のａ１〜ａ４は、定数である。 Based on the predicted value of T1 as described above, the duty limit value Dth can be set according to the following equation (2). In addition, a1-a4 in (2) Formula is a constant.

Ｄｔｈ∝（ａ１×Ｖ２＋ａ２×Ｉ１＋ａ３）／Ｖ１＋ａ４ …（２）
ここで、コンバータの動作状態に応じて、（２）式によって算出されるデューティ限界値Ｄｔｈがどのように変化するかについて、図３を用いて説明する。 Dth∝ (a1 × V2 + a2 × I1 + a3) / V1 + a4 (2)
Here, how the duty limit value Dth calculated by the equation (2) changes according to the operation state of the converter will be described with reference to FIG.

図３には、入力電流Ｉ１の変化に対する入力電圧Ｖ１の変化が示される。入力電圧Ｖ１は、バッテリ５０の開放電圧から、内部抵抗５５（図１）による電圧降下を差し引いた値となる。図３では、一例として、バッテリ５０の開放電圧を２００Ｖとし、内部抵抗５５を０．１Ωとしている。 FIG. 3 shows changes in the input voltage V1 with respect to changes in the input current I1. The input voltage V1 is a value obtained by subtracting a voltage drop due to the internal resistance 55 (FIG. 1) from the open circuit voltage of the battery 50. In FIG. 3, as an example, the open voltage of the battery 50 is 200 V, and the internal resistance 55 is 0.1Ω.

入力電流Ｉ１に従って入力電圧Ｖ１が決まる一方で、出力電圧Ｖ２は、電圧指令値に従ったメインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティ比に応じて決まる。そして、入力電流Ｉ１は、負荷１３０の電力と出力電力Ｖ２とによって決まる。これらの組み合わせによって、コンバータの動作状態が決められる。 While the input voltage V1 is determined according to the input current I1, the output voltage V2 is determined according to the duty ratio of the main switching elements Q1, Q2 according to the voltage command value. The input current I1 is determined by the power of the load 130 and the output power V2. The combination of these determines the operating state of the converter.

図３中には、（２）式によって算出されるＤｔｈが同一値Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３となる動作点を結んだ直線がそれぞれプロットされる。デューティ比Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３の順に昇圧比（Ｖ２／Ｖ１）が高いものとする。 In FIG. 3, straight lines connecting operating points at which Dth calculated by the equation (2) has the same values D1, D2, and D3 are plotted. It is assumed that the boost ratio (V2 / V1) is higher in the order of the duty ratios D1, D2, and D3.

図３からは、入力電流Ｉ１および出力電圧Ｖ２が大きくなると、デューティ限界値Ｄｔｈも大きくなることが理解される。したがって、バッテリ５０の開放電圧２００Ｖに対して、出力電圧Ｖ２を２００（Ｖ）〜６５０（Ｖ）程度の広範囲とした場合には、特許文献１のようにデューティ限界値Ｄｔｈを固定すると、Ｄｔｈ＝Ｄ３近傍とせざるを得ず、指示されたデューティ比がＤ３より低いときには、一律にスイッチング周波数を低下することとなる。したがって、低出力〜中出力の範囲では、指示されたデューティ比Ｄｔｙが基本周波数の下で実現可能なデューティ比であっても（たとえば、Ｄ１＜Ｄｔｙ＜Ｄ３、あるいは、Ｄ２＜Ｄｔｙ＜Ｄ３）、スイッチング周波数を低下させることになる。 From FIG. 3, it is understood that the duty limit value Dth increases as the input current I1 and the output voltage V2 increase. Therefore, when the output voltage V2 is in a wide range of about 200 (V) to 650 (V) with respect to the open-circuit voltage 200V of the battery 50, if the duty limit value Dth is fixed as in Patent Document 1, Dth = When the duty ratio instructed is lower than D3, the switching frequency is uniformly reduced. Therefore, in the range of low output to medium output, even if the indicated duty ratio Dty is a duty ratio that can be realized under the fundamental frequency (for example, D1 <Dty <D3 or D2 <Dty <D3), The switching frequency is lowered.

このように、ハイブリッド自動車や電気自動車等の主電動機駆動に適用される場合等、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作範囲が広い場合には、高出力時に対応してデューティ限界値Ｄｔｈを固定的に設定することによって、低出力〜中出力の比較的広い動作範囲において、スイッチング周波数を無用に低下することとなってしまう。これにより、電流リップル成分が無用に増大することとなり、回路素子が発熱や、ノイズの増加等を招く虞がある。また、スイッチング周波数が、基本周波数よりも低下することによって可聴周波数帯に入り、電磁騒音の問題が生じる可能性もある。 As described above, when the operating range of the DC-DC converter 100 is wide, such as when applied to a main motor drive of a hybrid vehicle or an electric vehicle, the duty limit value Dth is fixedly set corresponding to a high output. By doing so, the switching frequency is unnecessarily lowered in a relatively wide operating range from low output to medium output. As a result, the current ripple component increases unnecessarily, and the circuit element may generate heat or increase noise. Further, when the switching frequency is lower than the fundamental frequency, it may enter an audible frequency band, which may cause electromagnetic noise problems.

したがって、本発明の実施の形態１によるＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチング制御部２００を以下のように構成することによって、適切なソフトスイッチングの制御動作を実現する。 Therefore, in the DC-DC converter according to the first embodiment of the present invention, an appropriate soft switching control operation is realized by configuring the switching control unit 200 as follows.

図４は、実施の形態１によるＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング制御部２００の構成を説明する機能ブロック図である。なお、図４を始めとする以下の機能ブロック図に記載される各ブロックは、所定プログラムの実行によるソフトウェア処理、および、専用の電子回路構築によるハードウェア処理のいずれによって実現することも可能である。 FIG. 4 is a functional block diagram illustrating the configuration of the switching control unit 200 in the DC-DC converter according to the first embodiment. Each block described in the following functional block diagram including FIG. 4 can be realized by either software processing by execution of a predetermined program or hardware processing by construction of a dedicated electronic circuit. .

図４を参照して、スイッチング制御部２００は、デューティ限界値設定部２１０と、デューティ制御部２２０と、キャリア周波数制御部２３０と、変調部２４０と、信号生成部２５０とを有する。 Referring to FIG. 4, switching control unit 200 includes a duty limit value setting unit 210, a duty control unit 220, a carrier frequency control unit 230, a modulation unit 240, and a signal generation unit 250.

デューティ制御部２２０は、出力電圧Ｖ２の電圧指令値Ｖｒｅｆと、入力電圧Ｖ１および出力電圧Ｖ２とに基づいて、出力電圧Ｖ２を電圧指令値Ｖｒｅｆに制御するためのデューティ指令値Ｄｃを設定する。たとえば、デューティ指令値Ｄｃは、電圧指令値Ｖｒｅｆおよび入力電圧Ｖ１によって定まる理論的な電圧変換比（Ｖｒｅｆ／Ｖ１）と、出力電圧Ｖ２の偏差（Ｖｒｅｆ−Ｖ２）に基づいて演算することができる。上述のように、デューティ指令値Ｄｃは、スイッチング周期に対するメインスイッチング素子Ｑ２のオン期間比を示し、０（％）〜１００（％）の範囲で設定される。デューティ指令値Ｄｃが大きい程、電圧変換比（昇圧比）Ｖ２／Ｖ１も高くなる。Ｄｃ＝０（％）のときは、上アーム素子であるメインスイッチング素子Ｑ１が固定的にオンされることとなり、Ｖ２＝Ｖ１となる。 Duty control unit 220 sets duty command value Dc for controlling output voltage V2 to voltage command value Vref based on voltage command value Vref of output voltage V2, and input voltage V1 and output voltage V2. For example, the duty command value Dc can be calculated based on a theoretical voltage conversion ratio (Vref / V1) determined by the voltage command value Vref and the input voltage V1 and a deviation (Vref−V2) of the output voltage V2. As described above, the duty command value Dc indicates the ON period ratio of the main switching element Q2 with respect to the switching cycle, and is set in the range of 0 (%) to 100 (%). As the duty command value Dc increases, the voltage conversion ratio (boost ratio) V2 / V1 also increases. When Dc = 0 (%), the main switching element Q1, which is the upper arm element, is fixedly turned on, and V2 = V1.

変調部２４０は、図５に示すようなパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）に従って、デューティ制御部２２０によるデューティ指令値に基づいて、デューティ指令信号Ｓｄ（図２）を生成する。 The modulation unit 240 generates a duty command signal Sd (FIG. 2) based on a duty command value from the duty control unit 220 according to pulse width modulation (PWM) as shown in FIG.

図５を参照して、変調部２４０は、周期的な搬送波ＣＷ（三角波またはのこぎり波）の電圧Ｖｃｗと、デューティ指令値Ｄｃとを比較する。デューティ指令値Ｄｃの０（％）〜１００（％）は、搬送波ＣＷのピーク−ピーク値と対応付けられる。搬送波ＣＷの周波数は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のスイッチング周波数に相当し、搬送波の周期Ｔｃｙｃ（周波数の逆数）は、スイッチング周期（スイッチング周波数の逆数）に相当する。 Referring to FIG. 5, modulation section 240 compares voltage Vcw of periodic carrier wave CW (triangular wave or sawtooth wave) with duty command value Dc. The duty command value Dc of 0 (%) to 100 (%) is associated with the peak-peak value of the carrier wave CW. The frequency of the carrier wave CW corresponds to the switching frequency of the DC-DC converter 100, and the carrier cycle Tcyc (reciprocal of frequency) corresponds to the switching cycle (reciprocal of switching frequency).

変調部２４０は、デューティ指令値Ｄｃが搬送波電圧Ｖｃｗよりも高いときに、デューティ指令信号ＳｄをＨレベルに設定する一方で、デューティ指令値Ｄｃが搬送波電圧Ｖｃｗよりも低いときにはＬレベルに設定される。 Modulator 240 sets duty command signal Sd to H level when duty command value Dc is higher than carrier wave voltage Vcw, and is set to L level when duty command value Dc is lower than carrier wave voltage Vcw. .

したがって、デューティ指令値Ｄｃが上昇すると、電圧変換比（Ｖ２／Ｖ１）を高めるように、メインスイッチング素子Ｑ２（下アーム）のオン期間比が増大する一方で、デューティ指令値Ｄｃが低下すると、電圧変換比（Ｖ２／Ｖ１）を低下させるように、メインスイッチング素子Ｑ１（上アーム）のオン期間比が増大する。 Therefore, when the duty command value Dc increases, the on-period ratio of the main switching element Q2 (lower arm) increases so as to increase the voltage conversion ratio (V2 / V1), while when the duty command value Dc decreases, the voltage The on-period ratio of the main switching element Q1 (upper arm) increases so as to reduce the conversion ratio (V2 / V1).

再び図４を参照して、デューティ限界値設定部２１５は、入力電圧Ｖ１、出力電圧Ｖ２および入力電流Ｉ１のうちの少なくとも１つに基づいて、上記（２）式に従ってデューティ限界値Ｄｔｈを設定する。すなわち、デューティ限界値Ｄｔｈの設定には、（２）式に示された変数である入力電流Ｉ１、入力電圧Ｖ１および出力電圧Ｖ２のうちの一部のみを用いてもよいし、すべてを用いてもよい。変数を増やす方がデューティ限界値Ｄｔｈを精密に設定できる一方で、支配的な一部の変数に絞ってデューティ限界値Ｄｔｈを設定すれば、（２）式に対応する演算負荷やマップの記憶容量を抑制することができる。 Referring to FIG. 4 again, duty limit value setting unit 215 sets duty limit value Dth according to the above equation (2) based on at least one of input voltage V1, output voltage V2, and input current I1. . That is, for setting the duty limit value Dth, only some or all of the input current I1, the input voltage V1, and the output voltage V2 that are variables shown in the equation (2) may be used. Also good. Increasing the variable allows the duty limit value Dth to be set more precisely. On the other hand, if the duty limit value Dth is set by concentrating on a dominant part of the variable, the calculation load corresponding to equation (2) and the storage capacity of the map Can be suppressed.

キャリア周波数制御部２３０は、デューティ制御部２２０によって設定されたデューティ指令値Ｄｃとデューティ限界値設定部２１０によって設定されたデューティ限界値Ｄｔｈとの比較に従って、搬送波ＣＷの周波数、すなわちスイッチング周波数を制御する。 The carrier frequency control unit 230 controls the frequency of the carrier wave CW, that is, the switching frequency, according to the comparison between the duty command value Dc set by the duty control unit 220 and the duty limit value Dth set by the duty limit value setting unit 210. .

具体的には、Ｄｃ＜Ｄｔｈであり、上述の基本周波数の下ではデューティ指令値Ｄｃが実現できないときには、キャリア周波数を基本周波数よりも低くする一方で、Ｄｃ≧Ｄｔｈのときには、搬送波ＣＷの周波数（スイッチング周波数）を基本周波数に設定する。たとえば、キャリア周波数制御部２３０は、電圧に応じて発振周波数が変化する電圧発振器（ＶＣＯ）により構成することができる。 Specifically, when Dc <Dth and the duty command value Dc cannot be realized under the above-described fundamental frequency, the carrier frequency is set lower than the fundamental frequency, while when Dc ≧ Dth, the frequency of the carrier wave CW ( Set the switching frequency to the fundamental frequency. For example, the carrier frequency control unit 230 can be configured by a voltage oscillator (VCO) whose oscillation frequency changes according to the voltage.

なお、Ｄｃ＜Ｄｔｈの場合のスイッチング周波数については、予め段階的に設定された、基本周波数よりも低い所定周波数を順次適用するようにしてもよく、デューティ指令値Ｄｃから逆算された周波数を適用してもよい。たとえば、基本周波数に従うスイッチング周期をＴ０とすると、Ｄｔｈ／Ｔ０＝Ｄｃ／Ｔｃｙｃとなるようにスイッチング周波数（１／Ｔｃｙｃ）を設定することができる。 As for the switching frequency in the case of Dc <Dth, a predetermined frequency lower than the basic frequency, which is set in advance, may be sequentially applied, and a frequency calculated backward from the duty command value Dc is applied. May be. For example, when the switching period according to the fundamental frequency is T0, the switching frequency (1 / Tcyc) can be set so that Dth / T0 = Dc / Tcyc.

信号生成部２５０は、図２に示したデッドタイムＴｄおよび待機期間Ｔｒ，Ｔｆを考慮して、変調部２４０によって生成されたデューティ指令信号Ｓｄに従って駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。図２に示したように、メインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンに先立って補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がそれぞれターンオンされるように、駆動信号Ｓ１〜Ｓ４が生成されることによって、補助共振回路１２０によるソフトスイッチングが実現される。 The signal generation unit 250 generates the drive signals S1 to S4 according to the duty command signal Sd generated by the modulation unit 240 in consideration of the dead time Td and the standby periods Tr and Tf shown in FIG. As shown in FIG. 2, the driving signals S1 to S4 are generated so that the auxiliary switching elements Q3 and Q4 are turned on before the main switching elements Q1 and Q2 are turned on. Soft switching is realized.

図６には、実施の形態１によるＤＣ−ＤＣコンバータにおけるソフトスイッチングの制御動作処理を示すフローチャートが示される。制御装置１５０は、図６に示したフローチャートに従う一連の制御処理を実行するためのプログラムを一定周期で起動する。 FIG. 6 is a flowchart showing a soft switching control operation process in the DC-DC converter according to the first embodiment. The control device 150 starts a program for executing a series of control processes according to the flowchart shown in FIG. 6 at a constant period.

図６を参照して、制御装置１５０は、ステップＳ１００では、出力電圧Ｖ２を電圧指令値Ｖｒｅｆに制御するためのデューティ演算を行なう。これにより、デューティ指令値Ｄｃが設定される。すなわち、ステップＳ１００による処理は、図４のデューティ制御部２２０の機能に相当する。 Referring to FIG. 6, in step S100, control device 150 performs duty calculation for controlling output voltage V2 to voltage command value Vref. Thereby, the duty command value Dc is set. That is, the process in step S100 corresponds to the function of duty control unit 220 in FIG.

さらに、制御装置１５０は、ステップＳ１１０により、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作状態に基づいてデューティ限界値Ｄｔｈを設定する。上述のように、デューティ限界値Ｄｔｈは、入力電流Ｉ１、入力電圧Ｖ１および出力電圧Ｖ２のうちの少なくとも１つに基づいて可変に設定される。ステップＳ１１０による処理は、図４によるデューティ限界値設定部２１０の機能に相当する。 Further, in step S110, control device 150 sets duty limit value Dth based on the operating state of the DC-DC converter. As described above, duty limit value Dth is variably set based on at least one of input current I1, input voltage V1, and output voltage V2. The processing in step S110 corresponds to the function of the duty limit value setting unit 210 in FIG.

制御装置１５０は、ステップＳ１２０では、ステップＳ１００で設定されたデューティ指令値Ｄｃと、ステップＳ１１０で設定されたデューティ限界値Ｄｔｈとを比較する。そして、Ｄｃ≧Ｄｔｈのとき（Ｓ１２０のＹＥＳ判定時）には、制御装置１５０は、ステップＳ１３０に処理を進めて、キャリア周波数（スイッチング周波数）を基本周波数に設定する。上述のように、この場合には、デューティ指令値Ｄｃによって指示されるデューティ比は、基本周波数に従うスイッチング周期の下でも、補助電流Ｉｒが消滅した後に、メインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフできる範囲だからである。 In step S120, control device 150 compares duty command value Dc set in step S100 with duty limit value Dth set in step S110. When Dc ≧ Dth (YES in S120), control device 150 proceeds to step S130 and sets the carrier frequency (switching frequency) to the fundamental frequency. As described above, in this case, the duty ratio indicated by the duty command value Dc is a range in which the main switching elements Q1 and Q2 can be turned off after the auxiliary current Ir disappears even under the switching period according to the fundamental frequency. It is.

一方、Ｄｃ＜Ｄｔｈのとき（Ｓ１２０のＮＯ判定時）には、制御装置１５０は、ステップＳ１４０に処理を進めて、キャリア周波数（スイッチング周波数）を基本周波数よりも低下させる。上述のように、Ｓ１４０では、予め段階的に設定された、基本周波数よりも低い所定周波数を順次適用するようにしてもよく、デューティ指令値Ｄｃから逆算された周波数を適用してもよい。すなわち、ステップＳ１２０〜Ｓ１４０による処理は、図４のキャリア周波数制御部２３０の機能に対応する。 On the other hand, when Dc <Dth (NO in S120), control device 150 proceeds to step S140 to lower the carrier frequency (switching frequency) below the fundamental frequency. As described above, in S140, a predetermined frequency lower than the fundamental frequency, which is set stepwise in advance, may be sequentially applied, or a frequency calculated backward from the duty command value Dc may be applied. That is, the processing in steps S120 to S140 corresponds to the function of the carrier frequency control unit 230 in FIG.

制御装置１５０は、ステップＳ１５０では、ステップＳ１３０またはＳ１４０で設定されたキャリア周波数を有する搬送波とデューティ指令値Ｄｃとの比較に従って、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。すなわち、ステップＳ１５０による処理は、図４の変調部２４０および信号生成部２５０の機能に対応する。 In step S150, control device 150 generates drive signals S1 to S4 for switching elements Q1 to Q4 according to the comparison between the carrier wave having the carrier frequency set in step S130 or S140 and duty command value Dc. That is, the processing in step S150 corresponds to the functions of the modulation unit 240 and the signal generation unit 250 in FIG.

以上説明したように、実施の形態１によるＤＣ−ＤＣコンバータでは、電圧制御のためのデューティ比が、通常使用する基本周波数の下で実現可能なデューティ指令値であるかどうかを、コンバータの動作状態（入力電流Ｉ１、入力電圧Ｖ１、出力電圧Ｖ２のうちの少なくとも１つ）に基づいて判断する。このように、上記判断のためのデューティ限界値Ｄｔｈを可変に設定することにより、コンバータの動作状態に応じてソフトスイッチングのための制御動作（ここでは、スイッチング周波数の制御）を可変とできるので、ソフトスイッチングの適用のために、無用にスイッチング周波数を低下することが回避される。この結果、ソフトスイッチングの適用に起因して、リップル電流の増大による回路素子の発熱増加やノイズの増加が生じることを回避できる。すなわち、電流リップルを過大にすることなくソフトスイッチングが適用できるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００を効率的に動作させることができる。 As described above, in the DC-DC converter according to the first embodiment, whether or not the duty ratio for voltage control is a duty command value that can be realized under the fundamental frequency that is normally used is determined based on the operating state of the converter. The determination is made based on (at least one of the input current I1, the input voltage V1, and the output voltage V2). Thus, by setting the duty limit value Dth for the above determination to be variable, the control operation for soft switching (here, control of the switching frequency) can be made variable according to the operation state of the converter. Unnecessarily lowering the switching frequency is avoided for soft switching applications. As a result, it is possible to avoid an increase in heat generation of the circuit element and an increase in noise due to an increase in ripple current due to the application of soft switching. That is, since soft switching can be applied without excessive current ripple, the DC-DC converter 100 can be operated efficiently.

［実施の形態１の変形例］
ＤＣ−ＤＣコンバータ１００では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオンオフすることにより、メインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフパターンを変えることなく、デューティ制御によって力行状態（昇圧動作）および回生状態（降圧動作）の両方に連続的に対応することができる。 [Modification of Embodiment 1]
In DC-DC converter 100, powering state (step-up operation) and regenerative state (step-down operation) are performed by duty control without changing the on / off pattern of main switching elements Q1, Q2 by alternately turning on / off switching elements Q1, Q2. Both of them can be dealt with continuously.

力行状態および回生状態の間では、ソフトスイッチングのための補助共振回路１２０により発生させた補助電流Ｉｒの挙動が異なる。この点を考慮することにより、発明者らは、回生状態における、補助電流Ｉｒが０になるまでの時間Ｔ１は、入力電圧Ｖ１、出力電圧Ｖ２および入力電流Ｉ１に基づいて、下記（３）式で近似できるとの知見を得た。なお、（３）式中のＢ１〜Ｂ３は定数である。 The behavior of the auxiliary current Ir generated by the auxiliary resonance circuit 120 for soft switching differs between the power running state and the regenerative state. By considering this point, the inventors have determined that the time T1 until the auxiliary current Ir becomes 0 in the regenerative state is expressed by the following equation (3) based on the input voltage V1, the output voltage V2, and the input current I1. The knowledge that it can be approximated by. In addition, B1-B3 in (3) Formula is a constant.

Ｔ１＝（Ｂ１×Ｉ１＋Ｂ２）／（Ｖ２−Ｖ１）＋Ｂ３ …（３）
（３）式に従って、スイッチング周波数の基本設計値である基本周波数の逆数（基本周期）に対するＴ１の比に従って、デューティ限界値Ｄｔｈを設定することができる。すなわち、回生状態におけるデューティ限界値Ｄｔｈは、下記（４）式に従って設定することができる。なお、（４）式中のｂ１〜ｂ３は、定数である。 T1 = (B1 × I1 + B2) / (V2−V1) + B3 (3)
According to the equation (3), the duty limit value Dth can be set according to the ratio of T1 to the reciprocal number (fundamental period) of the fundamental frequency that is the fundamental design value of the switching frequency. That is, the duty limit value Dth in the regenerative state can be set according to the following equation (4). In addition, b1-b3 in (4) Formula are constants.

Ｄｔｈ∝（ｂ１×Ｉ１＋ｂ２）／（Ｖ２−Ｖ１）＋ｂ３ …（４）
図７には、力行状態および回生状態の両方について、コンバータ動作状態の変化とデューティ限界値の変化との関係が示される。図７のＩ１＞０の領域、すなわち、力行状態の特性のいついては、図３に示したのと同様であるので説明は繰返さない。 Dth∝ (b1 × I1 + b2) / (V2−V1) + b3 (4)
FIG. 7 shows the relationship between the change in the converter operating state and the change in the duty limit value for both the power running state and the regenerative state. Since the region of I1> 0 in FIG. 7, that is, the characteristics of the power running state, is the same as that shown in FIG. 3, description thereof will not be repeated.

Ｉ１＜０の領域、すなわち回生状態では、入力電圧Ｖ１は、入力電流Ｉ１に応じて、バッテリ５０の開放電圧よりも上昇する。そして、（４）式によって算出されるＤｔｈが同一値となる動作点を結んだ直線がそれぞれプロットされる。矢印の方向に沿って、デューティ比に対応する昇圧比（Ｖ２／Ｖ１）が順に高くなる。 In the region of I1 <0, that is, in the regenerative state, the input voltage V1 rises above the open circuit voltage of the battery 50 according to the input current I1. Then, straight lines connecting operating points where Dth calculated by the equation (4) has the same value are plotted. Along with the direction of the arrow, the boost ratio (V2 / V1) corresponding to the duty ratio increases in order.

図７から、回生状態においても、入力電流Ｉ１、入力電圧Ｖ１および出力電圧Ｖ２、すなわちコンバータの動作状態に応じて、基本周波数の下でのデューティ限界値Ｄｔｈが変化することが理解される。さらに、力行状態（Ｉ１＞０）および回生状態（Ｉ１＜０）の間では、コンバータの動作状態の変化に対するデューティ限界値Ｄｔｈの変化特性が大きく異なることが理解される。 From FIG. 7, it is understood that even in the regenerative state, the duty limit value Dth under the fundamental frequency changes according to the input current I1, the input voltage V1, and the output voltage V2, that is, the operating state of the converter. Further, it is understood that the change characteristic of duty limit value Dth with respect to the change in the operating state of the converter is greatly different between the power running state (I1> 0) and the regenerative state (I1 <0).

したがって、実施の形態１の変形例では、実施の形態１でのデューティ限界値Ｄｔｈを、力行状態および回生状態の間で別個に設定することによって、制御の高度化を図る。 Therefore, in the modified example of the first embodiment, the duty limit value Dth in the first embodiment is set separately between the power running state and the regenerative state, thereby enhancing the control.

図８は、本発明の実施の形態１の変形例によるＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング制御部２００の構成を示す機能ブロック図である。 FIG. 8 is a functional block diagram showing a configuration of switching control unit 200 in the DC-DC converter according to the modification of the first embodiment of the present invention.

図８を参照して、実施の形態１の変形例では、スイッチング制御部２００は、図４に示した実施の形態１に従う構成と比較して、デューティ限界値設定部２１０およびキャリア周波数制御部２３０に代えて、デューティ限界値設定部２１５およびキャリア周波数制御部２３５を有する点で異なる。スイッチング制御部２００のその他の構成は図４と同様であるので説明は繰返さない。 Referring to FIG. 8, in the modification of the first embodiment, switching control unit 200 has a duty limit value setting unit 210 and a carrier frequency control unit 230 as compared with the configuration according to the first embodiment shown in FIG. Instead, the difference is that a duty limit value setting unit 215 and a carrier frequency control unit 235 are provided. Since other configurations of switching control unit 200 are the same as those in FIG. 4, description thereof will not be repeated.

デューティ限界値設定部２１５は、入力電流Ｉ１、入力電圧Ｖ１および出力電圧Ｖ２のうちの少なくとも１つに応じて、力行状態では（２）式に従ってデューティ限界値Ｄｔｈ１を設定する一方で、回生状態では（４）式に従ってデューティ限界値Ｄｔｈ２を設定する。力行状態および回生状態のいずれであるかについては、入力電流Ｉ１の正／負に基づいて判断することができる。 The duty limit value setting unit 215 sets the duty limit value Dth1 according to the equation (2) in the power running state according to at least one of the input current I1, the input voltage V1 and the output voltage V2, while in the regenerative state, The duty limit value Dth2 is set according to the equation (4). Whether the state is the power running state or the regenerative state can be determined based on the positive / negative of the input current I1.

キャリア周波数制御部２３５は、デューティ制御部２２０からのデューティ指令値Ｄｃと、デューティ限界値設定部２１５からのデューティ限界値Ｄｔｈ１またはＤｔｈ２とを比較する。したがって、キャリア周波数制御部２３５は、力行状態ではデューティ指令値Ｄｃとデューティ限界値Ｄｔｈ１とを比較する一方で、回生状態ではデューティ指令値Ｄｃとデューティ限界値Ｄｔｈ２とを比較する。デューティ指令値Ｄｃとデューティ限界値Ｄｔｈ１またはＤｔｈ２との比較結果に従うキャリア周波数の制御については、実施の形態１と同様である。 The carrier frequency control unit 235 compares the duty command value Dc from the duty control unit 220 with the duty limit value Dth1 or Dth2 from the duty limit value setting unit 215. Therefore, the carrier frequency control unit 235 compares the duty command value Dc and the duty limit value Dth1 in the power running state, and compares the duty command value Dc and the duty limit value Dth2 in the regenerative state. Control of the carrier frequency according to the comparison result between the duty command value Dc and the duty limit value Dth1 or Dth2 is the same as in the first embodiment.

図９には、実施の形態１の変形例によるＤＣ−ＤＣコンバータにおけるソフトスイッチングの制御動作処理を示すフローチャートが示される。制御装置１５０は、図９に示したフローチャートに従う一連の制御処理を実行するためのプログラムを一定周期で起動する。 FIG. 9 is a flowchart showing a control operation process of soft switching in the DC-DC converter according to the modification of the first embodiment. The control device 150 starts a program for executing a series of control processes according to the flowchart shown in FIG. 9 at a constant cycle.

図９を参照して、制御装置１５０は、ステップＳ１００では、図６と同様にデューティ指令値Ｄｃを設定する。さらに、制御装置１５０は、ステップＳ１１５では、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作状態に基づいて、力行状態でのデューティ限界値Ｄｔｈ１および回生状態でのデューティ限界値Ｄｔｈ２を設定する。デューティ限界値Ｄｔｈ１、Ｄｔｈ２は、式（２），（４）に従って、入力電流Ｉ１、入力電圧Ｖ１および出力電圧Ｖ２の一部または全部に基づいて可変に設定される。 Referring to FIG. 9, control device 150 sets duty command value Dc in step S100 as in FIG. Furthermore, in step S115, control device 150 sets duty limit value Dth1 in the power running state and duty limit value Dth2 in the regenerative state based on the operating state of the DC-DC converter. Duty limit values Dth1 and Dth2 are variably set based on part or all of input current I1, input voltage V1, and output voltage V2 according to equations (2) and (4).

さらに、制御装置１５０は、図４でのステップＳ１２０を細分化した、ステップＳ１２２〜Ｓ１２６を実行する。制御装置１５０は、ステップＳ１２２では、入力電流Ｉ１の正／負に基づいて力行状態であるか否かを判定する。そして、力行状態、すなわちＩ１≧０のとき（Ｓ１２２のＹＥＳ判定時）には、制御装置１５０は、ステップＳ１２４に処理を進めて、デューティ指令値Ｄｃをデューティ限界値Ｄｔｈ１と比較する。一方、回生状態、すなわちＩ１＜０のとき（Ｓ１２２のＮＯ判定時）には、制御装置１５０は、ステップＳ１２６に処理を進めて、デューティ指令値Ｄｃをデューティ限界値Ｄｔｈ２と比較する
そして、制御装置１５０は、ステップＳ１２４，Ｓ１２６において、デューティ指令値Ｄｃがデューティ限界値Ｄｔｈ１またはＤｔｈ２以上の場合には、ステップＳ１３０に処理を進める。すなわち、ステップＳ１１５，Ｓ１２２，Ｓ１２４，Ｓ１２６による処理は、図８のデューティ限界値設定部２１５およびキャリア周波数制御部２３５の機能に対応する。 Further, the control device 150 executes steps S122 to S126 obtained by subdividing step S120 in FIG. In step S122, control device 150 determines whether or not it is in a power running state based on positive / negative of input current I1. Then, in a power running state, that is, when I1 ≧ 0 (YES determination in S122), control device 150 proceeds to step S124 and compares duty command value Dc with duty limit value Dth1. On the other hand, in the regenerative state, that is, when I1 <0 (NO determination in S122), control device 150 proceeds to step S126 and compares duty command value Dc with duty limit value Dth2. If the duty command value Dc is greater than or equal to the duty limit value Dth1 or Dth2 in steps S124 and S126, the process proceeds to step S130. That is, the processes in steps S115, S122, S124, and S126 correspond to the functions of the duty limit value setting unit 215 and the carrier frequency control unit 235 in FIG.

一方、デューティ指令値Ｄｃがデューティ限界値Ｄｔｈ１またはＤｔｈ２より低い場合には、制御装置１５０は、ステップＳ１４０に処理を進める。ステップＳ１３０〜Ｓ１５０の処理は、図６と同様であるので、詳細な説明は繰返さない。 On the other hand, when duty command value Dc is lower than duty limit value Dth1 or Dth2, control device 150 advances the process to step S140. Since the processes in steps S130 to S150 are the same as those in FIG. 6, detailed description will not be repeated.

以上説明したように、実施の形態１の変形例によるＤＣ−ＤＣコンバータでは、コンバータの動作状態（入力電流Ｉ１、入力電圧Ｖ１、出力電圧Ｖ２のうちの少なくとも１つ）に基づくデューティ限界値Ｄｔｈの可変設定を、力行状態および回生状態のそれぞれで別個の特性に従ったものとした上で、実施の形態１と同様の制御を実行することができる。 As described above, in the DC-DC converter according to the modification of the first embodiment, the duty limit value Dth based on the operation state of the converter (at least one of the input current I1, the input voltage V1, and the output voltage V2). The control similar to that of the first embodiment can be executed after the variable setting is made in accordance with different characteristics in the power running state and the regenerative state.

したがって、ソフトスイッチングを適用するためにスイッチング周波数を低下させる必要があるデューティ指令値であるかどうかを、より細密に判断できる。この結果、無用にスイッチング周波数を低下することがさらに有効に回避されて、電流リップルを過大にすることなくソフトスイッチングを適用できる。 Therefore, it can be determined in more detail whether the duty command value requires the switching frequency to be lowered in order to apply soft switching. As a result, unnecessary switching frequency can be avoided more effectively, and soft switching can be applied without excessive current ripple.

なお、実施の形態１の変形例では、回生状態および力行状態の両方で補助共振回路１２０によるソフトスイッチングを適用することを前提としている。したがって、補助共振回路１２０については、図１の様に、メインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各々に対して、補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、補助キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２およびダイオードＤ３，Ｄ４を設けることが必要である。 In the modification of the first embodiment, it is assumed that soft switching by the auxiliary resonance circuit 120 is applied in both the regeneration state and the power running state. Therefore, in the auxiliary resonance circuit 120, it is necessary to provide auxiliary switching elements Q3 and Q4, auxiliary capacitors Cr1 and Cr2, and diodes D3 and D4 for each of the main switching elements Q1 and Q2, as shown in FIG. is there.

［実施の形態２］
以下においても、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータにおける、ソフトスイッチングの制御動作の他の例を説明する。すなわち、以下に説明する実施の形態およびその変形例においても、スイッチング制御部２００の構成が実施の形態１と相違するのみであり、その他の構成については実施の形態１と同様である。 [Embodiment 2]
Hereinafter, another example of the soft switching control operation in the DC-DC converter shown in FIG. 1 will be described. That is, also in the embodiment described below and its modifications, only the configuration of the switching control unit 200 is different from that of the first embodiment, and the other configurations are the same as those of the first embodiment.

図１０は、実施の形態２によるＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング制御部の構成を説明する機能ブロック図である。 FIG. 10 is a functional block diagram illustrating the configuration of the switching control unit in the DC-DC converter according to the second embodiment.

図１０を参照して、実施の形態２では、スイッチング制御部２００は、デューティ制御部２２０と、変調部２４０と、信号生成部２５０と、モード判定部２６０とを有する。 Referring to FIG. 10, in Embodiment 2, switching control unit 200 includes a duty control unit 220, a modulation unit 240, a signal generation unit 250, and a mode determination unit 260.

デューティ制御部２２０は、図４に示したデューティ制御部２２０と同様に、出力電圧Ｖ２を電圧指令値Ｖｒｅｆに制御するためのデューティ指令値Ｄｃを設定する。 Similar to duty control unit 220 shown in FIG. 4, duty control unit 220 sets duty command value Dc for controlling output voltage V2 to voltage command value Vref.

変調部２４０は、搬送波ＣＷとデューティ指令値Ｄｃとの比較に基づいて、図５で説明したパルス幅変調制御に従って、デューティ指令信号Ｓｄを生成する。基本的には、搬送波ＣＷの周波数は、基本周波数に固定される。ただし、実施の形態１またはその変形例と同様に、キャリア周波数制御部２３０，２３５によって、デューティ指令値Ｄｃが限界値より低いときには、キャリア周波数を基本周波数より低くしてもよい。 Based on the comparison between the carrier wave CW and the duty command value Dc, the modulation unit 240 generates the duty command signal Sd according to the pulse width modulation control described in FIG. Basically, the frequency of the carrier wave CW is fixed to the fundamental frequency. However, similarly to the first embodiment or its modification, the carrier frequency may be set lower than the fundamental frequency by the carrier frequency control units 230 and 235 when the duty command value Dc is lower than the limit value.

モード判定部２６０は、入力電流Ｉ１に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００が力行状態および回生状態のいずれであるかを判定し、その判定結果を示すモード信号ＭＤを生成する。 The mode determination unit 260 determines whether the DC-DC converter 100 is in a power running state or a regenerative state based on the input current I1, and generates a mode signal MD indicating the determination result.

信号生成部２５０は、デューティ指令信号Ｓｄに従ってスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ制御するとともに、補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフについては、モード信号ＭＤに従って制御を切換える。 The signal generation unit 250 performs on / off control of the switching elements Q1 to Q4 according to the duty command signal Sd, and switches on / off of the auxiliary switching elements Q3 and Q4 according to the mode signal MD.

実施の形態２によるＤＣ−ＤＣコンバータ１００のソフトスイッチング制御について、図１１〜１３を用いて説明する。 Soft switching control of the DC-DC converter 100 according to the second embodiment will be described with reference to FIGS.

図１１には、補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が常にソフトスイッチングのためにオンオフ制御される基本動作が示される。言い換えると、実施の形態１またはその変形例では、メインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の一方または両方に対応して設けられた補助スイッチング素子Ｑ３および／またはＱ４が、常時オンオフ制御されることを前提としている。 FIG. 11 shows a basic operation in which the auxiliary switching elements Q3 and Q4 are always on / off controlled for soft switching. In other words, the first embodiment or its modification assumes that auxiliary switching elements Q3 and / or Q4 provided corresponding to one or both of main switching elements Q1 and Q2 are always on / off controlled. .

図１１を参照して、メインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動信号Ｓ１，Ｓ２は、デューティ指令信号Ｓｄに従って、所定のデッドタイムを確保するように設定される。さらに、補助スイッチング素子Ｑ３は、メインスイッチング素子Ｑ１のターンオン時点において補助電流ＩｒによってダイオードＤ１が導通しているように、メインスイッチング素子Ｑ１に先立ってターンオンされる。同様に、補助スイッチング素子Ｑ４は、メインスイッチング素子Ｑ２のターンオン時点において補助電流ＩｒによってダイオードＤ２が導通しているように、メインスイッチング素子Ｑ２に先立ってターンオンされる。 Referring to FIG. 11, drive signals S1, S2 of main switching elements Q1, Q2 are set to ensure a predetermined dead time in accordance with duty command signal Sd. Further, the auxiliary switching element Q3 is turned on prior to the main switching element Q1, so that the diode D1 is turned on by the auxiliary current Ir when the main switching element Q1 is turned on. Similarly, the auxiliary switching element Q4 is turned on prior to the main switching element Q2, so that the diode D2 is turned on by the auxiliary current Ir when the main switching element Q2 is turned on.

そして、補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の各々は、補助電流Ｉｒが消滅するための時間が経過した後にターンオフされる。このターンオフタイミングの設定には、上述の式（１），（３）によって予測される時間Ｔ１が反映されてもよい。駆動信号Ｓ３，Ｓ４は、補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を上記のタイミングでオンオフできるように設定される。 Each of auxiliary switching elements Q3 and Q4 is turned off after the time for extinction of auxiliary current Ir has elapsed. The setting of the turn-off timing may reflect the time T1 predicted by the above formulas (1) and (3). The drive signals S3 and S4 are set so that the auxiliary switching elements Q3 and Q4 can be turned on / off at the above timing.

しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の力行状態時（Ｉ１＞０）には、必然的に、ダイオードＤ１がオンした状態でスイッチング素子Ｑ１がターンオンされることになる。したがって、補助スイッチング素子Ｑ３によって補助電流Ｉｒを発生させることなく、メインスイッチング素子Ｑ１をゼロ電圧スイッチングすることができる。このため、実施の形態２では、力行状態であると判断されるときには、図１２に示すように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフを制御する。 However, when the DC-DC converter 100 is in the power running state (I1> 0), the switching element Q1 is necessarily turned on with the diode D1 turned on. Therefore, the main switching element Q1 can be zero-voltage switched without generating the auxiliary current Ir by the auxiliary switching element Q3. Therefore, in the second embodiment, when it is determined that the power running state is set, as shown in FIG. 12, the on / off of switching elements Q1 to Q4 is controlled.

図１２を図１１と比較して理解されるように、力行状態では、メインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がデューティ指令信号Ｓｄに従ってオンオフ制御されるのに対して、メインスイッチング素子Ｑ１に対応して設けられた補助スイッチング素子Ｑ３はオフに固定される。一方、メインスイッチング素子Ｑ２に対応して設けられた補助スイッチング素子Ｑ４は、メインスイッチング素子Ｑ２をソフトスイッチングするために、図１１と同様にオンオフ制御される。 As understood from comparison of FIG. 12 with FIG. 11, in the power running state, the main switching elements Q1 and Q2 are on / off controlled in accordance with the duty command signal Sd, but provided corresponding to the main switching element Q1. The auxiliary switching element Q3 is fixed off. On the other hand, the auxiliary switching element Q4 provided corresponding to the main switching element Q2 is on / off controlled in the same manner as in FIG. 11 in order to perform soft switching of the main switching element Q2.

これに対して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の回生状態時（Ｉ１＜０）には、力行状態とは反対に、補助スイッチング素子Ｑ４によって補助電流Ｉｒを発生させることなく、メインスイッチング素子Ｑ２をゼロ電圧スイッチングすることができる。このため、回生状態であると判断されるときには、図１３に示すように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフを制御する。 On the other hand, when the DC-DC converter 100 is in the regenerative state (I1 <0), the main switching element Q2 is set to zero voltage without generating the auxiliary current Ir by the auxiliary switching element Q4, contrary to the power running state. Can be switched. For this reason, when it is judged that it is in a regeneration state, as shown in Drawing 13, on / off of switching elements Q1-Q4 is controlled.

図１３を図１１と比較して理解されるように、回生状態では、メインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がデューティ指令信号Ｓｄに従ってオンオフ制御されるのに対して、メインスイッチング素子Ｑ２に対応して設けられた補助スイッチング素子Ｑ４はオフに固定される。一方、メインスイッチング素子Ｑ１に対応して設けられた補助スイッチング素子Ｑ３は、メインスイッチング素子Ｑ１をソフトスイッチングするために、図１１と同様にオンオフ制御される。 As can be understood by comparing FIG. 13 with FIG. 11, in the regenerative state, the main switching elements Q1 and Q2 are on / off controlled according to the duty command signal Sd, but provided corresponding to the main switching element Q2. The auxiliary switching element Q4 is fixed off. On the other hand, the auxiliary switching element Q3 provided corresponding to the main switching element Q1 is ON / OFF controlled in the same manner as in FIG. 11 in order to perform soft switching of the main switching element Q1.

図１４には、実施の形態２によるＤＣ−ＤＣコンバータにおけるソフトスイッチングの制御動作処理を示すフローチャートが示される。制御装置１５０は、図１４に示したフローチャートに従う一連の制御処理を実行するためのプログラムを一定周期で起動する。 FIG. 14 is a flowchart showing a soft switching control operation process in the DC-DC converter according to the second embodiment. The control device 150 starts a program for executing a series of control processes according to the flowchart shown in FIG. 14 at a constant cycle.

図１４を参照して、制御装置１５０は、ステップＳ１１０では、図６と同様にデューティ指令値Ｄｃを設定する。さらに、制御装置１５０は、ステップＳ１２２により、入力電流Ｉ１の正／負に基づいて力行状態であるか否かを判定する。すなわち、ステップＳ１２２の処理は、図１０のモード判定部２６０の機能に対応する。 Referring to FIG. 14, in step S110, control device 150 sets duty command value Dc as in FIG. Further, in step S122, control device 150 determines whether or not it is in a power running state based on positive / negative of input current I1. That is, the process in step S122 corresponds to the function of the mode determination unit 260 in FIG.

制御装置１５０は、力行状態、すなわちＩ１≧０のとき（Ｓ１２２のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１３２に処理を進めて、メインスイッチング素子Ｑ１に対応して設けられた補助スイッチング素子Ｑ３をオフに固定する。一方、制御装置１５０は、回生状態、すなわちＩ１＜０のとき（Ｓ１２２のＮＯ判定時）には、ステップＳ１４２に処理を進めて、メインスイッチング素子Ｑ２に対応して設けられた補助スイッチング素子Ｑ４をオフに固定する。 Control device 150 advances the process to step S132 to turn off auxiliary switching element Q3 provided corresponding to main switching element Q1 in the power running state, that is, when I1 ≧ 0 (when YES is determined in S122). Fix it. On the other hand, in the regenerative state, that is, when I1 <0 (when NO is determined in S122), control device 150 proceeds to step S142 and installs auxiliary switching element Q4 provided corresponding to main switching element Q2. Fix off.

さらに、制御装置１５０は、ステップＳ１５０により、ステップＳ１１０で設定したデューティ指令値Ｄｃと、ステップＳ１３２またはＳ１４２で設定したソフトスイッチングの制御動作とに従って、駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。この結果、力行状態では、図１２に従って駆動信号Ｓ１〜Ｓ４が生成される一方で、回生状態では、図１３に従って駆動信号Ｓ１〜Ｓ４が生成される。 Further, in step S150, control device 150 generates drive signals S1 to S4 according to duty command value Dc set in step S110 and the soft switching control operation set in step S132 or S142. As a result, in the power running state, the drive signals S1 to S4 are generated according to FIG. 12, while in the regenerative state, the drive signals S1 to S4 are generated according to FIG.

以上説明したように、実施の形態２によるＤＣ−ＤＣコンバータによれば、力行状態および回生状態の両方に連続的に対応できるとともに、各状態において補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を無用にオンオフすることを回避できる。したがって、メインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフの制約についても低下できるので、基本周波数に対して実現可能なデューティ範囲を拡大することができる。これにより、電圧制御範囲が拡大できる。 As described above, according to the DC-DC converter according to the second embodiment, both the power running state and the regenerative state can be continuously handled, and the auxiliary switching elements Q3 and Q4 can be turned on and off unnecessarily in each state. Can be avoided. Therefore, the on / off restriction of the main switching elements Q1 and Q2 can also be reduced, so that the duty range that can be realized with respect to the fundamental frequency can be expanded. Thereby, the voltage control range can be expanded.

さらに、上述のように、実施の形態１またはその変形例に対して、実施の形態２による補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の制御を組み合わせることも可能である。この場合には、実施の形態２に沿った補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の制御を反映してデューティ限界値Ｄｔｈ（Ｄｔｈ１，Ｄｔｈ２）を設定することにより、スイッチング周波数を低下させる頻度がさらに低下される。この結果、電流リップルを過大にすることなく、有効にソフトスイッチングを適用することによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００を効率的に動作させるこができる。 Further, as described above, the control of auxiliary switching elements Q3 and Q4 according to the second embodiment can be combined with the first embodiment or its modification. In this case, by setting the duty limit value Dth (Dth1, Dth2) reflecting the control of the auxiliary switching elements Q3, Q4 according to the second embodiment, the frequency of lowering the switching frequency is further reduced. . As a result, the DC-DC converter 100 can be efficiently operated by applying soft switching effectively without excessive current ripple.

［実施の形態３］
実施の形態１では、電圧制御のためのデューティ指令値Ｄｃとデューティ限界値Ｄｔｈとの比較結果に従って、スイッチング周波数（キャリア周波数）を変化させる制御構成を説明した。実施の形態３では、スイッチング周波数（キャリア周波数）を固定して、実現可能なデューティ範囲内に限定してソフトスイッチングを実行する制御動作について説明する。 [Embodiment 3]
In the first embodiment, the control configuration in which the switching frequency (carrier frequency) is changed according to the comparison result between the duty command value Dc for voltage control and the duty limit value Dth has been described. In the third embodiment, a control operation in which soft switching is performed by fixing the switching frequency (carrier frequency) and limiting it within a feasible duty range will be described.

図１５は、実施の形態３によるＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング制御部の構成を説明する機能ブロック図である。 FIG. 15 is a functional block diagram illustrating the configuration of the switching control unit in the DC-DC converter according to the third embodiment.

図１５を参照して、実施の形態３では、スイッチング制御部２００は、図４に示した構成と比較して、キャリア周波数制御部２３０に代えて、判定部２７０を有する。スイッチング制御部２００のその他の構成は、図４と同様であるので詳細な説明は繰返さない。 Referring to FIG. 15, in Embodiment 3, switching control unit 200 has determination unit 270 instead of carrier frequency control unit 230 as compared with the configuration shown in FIG. 4. Since other configurations of switching control unit 200 are the same as those in FIG. 4, detailed description will not be repeated.

判定部２７０は、デューティ制御部２２０によるデューティ指令値Ｄｃおよびデューティ限界値設定部２１０により設定されたデューティ限界値Ｄｔｈの比較に従って、ハードスイッチングモードおよびソフトスイッチングモードの一方を選択する。そして、判定部２７０は、選択結果を示す信号Ｆｊｄを出力する。 Determination unit 270 selects one of the hard switching mode and the soft switching mode in accordance with a comparison between duty command value Dc by duty control unit 220 and duty limit value Dth set by duty limit value setting unit 210. Then, the determination unit 270 outputs a signal Fjd indicating the selection result.

変調部２４０は、一定周波数（すなわち、基本周波数）に固定された搬送波ＣＷと、デューティ制御部２２０によるデューティ指令値Ｄｃとの比較に基づいて、デューティ指令信号Ｓｄを生成する。デューティ指令信号Ｓｄの生成は、図５に示したパルス幅変調に従う。 Modulator 240 generates duty command signal Sd based on a comparison between carrier wave CW fixed at a constant frequency (that is, fundamental frequency) and duty command value Dc by duty controller 220. The generation of the duty command signal Sd follows the pulse width modulation shown in FIG.

信号生成部２５０は、デューティ指令信号Ｓｄに従ってスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ制御するとともに、補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフについては、判定部２７０からの信号Ｆｊｄに従って制御を切換える。 The signal generation unit 250 performs on / off control of the switching elements Q1 to Q4 according to the duty command signal Sd, and switches on / off control of the auxiliary switching elements Q3 and Q4 according to the signal Fjd from the determination unit 270.

具体的には、信号生成部２５０は、ソフトスイッチングモードの選択時には、図１１に示した基本動作に従って、駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。この結果、メインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をソフトスイッチングするために、補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、メインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオンに先立ってターンオンされる。 Specifically, the signal generation unit 250 generates the drive signals S1 to S4 according to the basic operation shown in FIG. 11 when the soft switching mode is selected. As a result, in order to soft-switch the main switching elements Q1 and Q2, the auxiliary switching elements Q3 and Q4 are turned on before the main switching elements Q1 and Q2 are turned on.

これに対して、信号生成部２５０は、ハードスイッチングモードの選択時には、図１６に従って駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。図１６を参照して、ハードスイッチングモードでは、デューティ指令信号Ｓｄに従ってスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ制御する一方で、補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４はオフに停止される。 On the other hand, the signal generation unit 250 generates the drive signals S1 to S4 according to FIG. 16 when the hard switching mode is selected. Referring to FIG. 16, in the hard switching mode, on / off control of switching elements Q1-Q4 is performed according to duty command signal Sd, while auxiliary switching elements Q3, Q4 are stopped off.

図１７は、実施の形態３によるＤＣ−ＤＣコンバータにおけるソフトスイッチングの制御動作の一連の処理を示すフローチャートである。制御装置１５０は、図１７に示したフローチャートに従う一連の制御処理を実行するためのプログラムを一定周期で起動する。 FIG. 17 is a flowchart showing a series of processes of the soft switching control operation in the DC-DC converter according to the third embodiment. The control device 150 starts a program for executing a series of control processes according to the flowchart shown in FIG. 17 at a constant cycle.

図１７を参照して、制御装置１５０は、ステップＳ１１０およびＳ１１５により、図６と同様に、デューティ指令値Ｄｃおよびデューティ限界値Ｄｔｈをそれぞれ設定する。 Referring to FIG. 17, control device 150 sets duty command value Dc and duty limit value Dth in steps S110 and S115, as in FIG.

さらに、制御装置１５０は、ステップＳ１２０により、図６と同様に、デューティ指令値Ｄｃおよびデューティ限界値Ｄｔｈを比較する。すなわち、ステップＳ１２０の処理は、図１５の判定部２７０の機能に対応する。 Further, in step S120, control device 150 compares duty command value Dc and duty limit value Dth as in FIG. That is, the process of step S120 corresponds to the function of the determination unit 270 in FIG.

そして、Ｄｃ≧Ｄｔｈのとき（Ｓ１２０のＹＥＳ判定時）には、制御装置１５０は、ステップＳ１３５に処理を進めて、ソフトスイッチングモードを選択する。一方で、Ｄｃ＜Ｄｔｈのとき（Ｓ１２０のＮＯ判定時）には、制御装置１５０は、ステップＳ１４５に処理を進めて、ハードスイッチングモードを選択する。 When Dc ≧ Dth (YES in S120), control device 150 proceeds to step S135 and selects the soft switching mode. On the other hand, when Dc <Dth (NO in S120), control device 150 proceeds to step S145 and selects the hard switching mode.

さらに、制御装置１５０は、ステップＳ１５０により、ステップＳ１１０で設定したデューティ指令値Ｄｃと、ステップＳ１３５またはＳ１４５で選択されたモードとに従って、駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。この結果、Ｄｃ≧Ｄｔｈのときには、図１１の基本動作に従って、ソフトスイッチングを実行するように駆動信号Ｓ１〜Ｓ４が生成される。一方で、Ｄｃ＜Ｄｔｈのときには、図１６に従って駆動信号Ｓ１〜Ｓ４が生成される。すなわち、ソフトスイッチングは停止されて、メインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はハードスイッチングされる。 Further, in step S150, control device 150 generates drive signals S1 to S4 according to duty command value Dc set in step S110 and the mode selected in step S135 or S145. As a result, when Dc ≧ Dth, drive signals S1 to S4 are generated so as to perform soft switching according to the basic operation of FIG. On the other hand, when Dc <Dth, drive signals S1 to S4 are generated according to FIG. That is, the soft switching is stopped and the main switching elements Q1 and Q2 are hard-switched.

以上説明したように、実施の形態３によるＤＣ−ＤＣコンバータによれば、実施の形態１と同様に、コンバータの動作状態に基づいてデューティ限界値Ｄｔｈを可変に設定するとともに、デューティ指令値Ｄｃが実現可能な範囲内にないとき（Ｄｃ＜Ｄｔｈ）には、補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオフ固定する。この結果、スイッチング周波数を低下させることなく、実現可能なデューティ範囲に限定してソフトスイッチングの効果を享受できる。 As described above, according to the DC-DC converter according to the third embodiment, similarly to the first embodiment, the duty limit value Dth is variably set based on the operating state of the converter, and the duty command value Dc is When not in the realizable range (Dc <Dth), the auxiliary switching elements Q3 and Q4 are fixed to OFF. As a result, the effect of soft switching can be enjoyed by limiting to a realizable duty range without lowering the switching frequency.

このように、コンバータの動作状態に応じてソフトスイッチングのための制御動作（ソフトスイッチングの適用可否）を可変することによって、コンバータの動作状態に応じて、ソフトスイッチングの適用範囲を最大限確保できる。この結果、電流リップルを増大させることなくソフトスイッチングを限定的に適用することによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００を効率的に動作させることができる。 In this way, by varying the control operation for soft switching (applicability of soft switching) according to the operation state of the converter, it is possible to secure the maximum application range of soft switching according to the operation state of the converter. As a result, the DC-DC converter 100 can be efficiently operated by limitedly applying soft switching without increasing current ripple.

［実施の形態３の変形例］
図１８は、実施の形態３の変形例によるＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング制御部の構成を説明する機能ブロック図である。 [Modification of Embodiment 3]
FIG. 18 is a functional block diagram illustrating a configuration of a switching control unit in a DC-DC converter according to a modification of the third embodiment.

図１８を参照して実施の形態３の変形例によるＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチング制御部２００は、図１５に示した構成と比較して、デューティ限界値設定部２１０に代えてデューティ限界値設定部２１５を有する点で異なる。スイッチング制御部２００のその他の構成については図１５と同様であるので、詳細な説明は繰返さない。 In the DC-DC converter according to the modification of the third embodiment with reference to FIG. 18, switching control unit 200 sets duty limit value instead of duty limit value setting unit 210 as compared with the configuration shown in FIG. 15. It differs in having a part 215. Since other configurations of switching control unit 200 are the same as those in FIG. 15, detailed description thereof will not be repeated.

デューティ限界値設定部２１５は、図８に示したデューティ限界値設定部２１５と同様に、力行動作時には（２）式に従ってデューティ限界値Ｄｔｈ１を設定する一方で、回生動作時には（４）式に従ってデューティ限界値Ｄｔｈ２を設定する。 Similarly to the duty limit value setting unit 215 shown in FIG. 8, the duty limit value setting unit 215 sets the duty limit value Dth1 according to the equation (2) during the power running operation, while the duty limit value setting unit 215 according to the equation (4) during the regenerative operation. A limit value Dth2 is set.

判定部２７０は、デューティ制御部２２０からのデューティ指令値Ｄｃと、デューティ限界値設定部２１５からのデューティ限界値Ｄｔｈ１またはＤｔｈ２との比較に従って信号Ｆｊｄを生成する。 Determination unit 270 generates signal Fjd according to a comparison between duty command value Dc from duty control unit 220 and duty limit value Dth1 or Dth2 from duty limit value setting unit 215.

すなわち力行状態では、デューティ指令値Ｄｃおよびデューティ限界値Ｄｔｈ１の比較に基づいて信号Ｆｊｄが生成される一方で、回生状態では、デューティ指令値Ｄｃおよびデューティ限界値Ｄｔｈ２の比較に従って信号Ｆｊｄが生成される。 That is, in the power running state, the signal Fjd is generated based on the comparison between the duty command value Dc and the duty limit value Dth1, while in the regenerative state, the signal Fjd is generated according to the comparison between the duty command value Dc and the duty limit value Dth2. .

図１９は、実施の形態３の変形例によるＤＣ−ＤＣコンバータにおけるソフトスイッチングの制御動作の一連の処理を示すフローチャートである。制御装置１５０は、図１９に示したフローチャートに従う一連の制御処理を実行するためのプログラムを一定周期で起動する。 FIG. 19 is a flowchart showing a series of processes of the soft switching control operation in the DC-DC converter according to the modification of the third embodiment. The control device 150 starts a program for executing a series of control processes according to the flowchart shown in FIG.

図１９を参照して、制御装置１５０は、ステップＳ１１０，Ｓ１１５により、図９と同様にデューティ指令値Ｄｃならびに、力行状態でのデューティ限界値Ｄｔｈ１および回生状態でのデューティ限界値Ｄｔｈ２を設定する。すなわち、デューティ限界値Ｄｔｈ１、Ｄｔｈ２は、式（２），（４）に従って、入力電流Ｉ１、入力電圧Ｖ１および出力電圧Ｖ２の一部または全部に基づいて可変に設定される。 Referring to FIG. 19, control device 150 sets duty command value Dc, duty limit value Dth1 in the power running state, and duty limit value Dth2 in the regenerative state in steps S110 and S115 as in FIG. That is, duty limit values Dth1 and Dth2 are variably set based on part or all of input current I1, input voltage V1, and output voltage V2 according to equations (2) and (4).

制御装置１５０は、図９と同様に、ステップＳ１２２〜Ｓ１２６を実行する。これにより、力行状態（Ｉ１≧０）では、制御装置１５０は、ステップＳ１２４により、デューティ指令値Ｄｃをデューティ限界値Ｄｔｈ１と比較する一方で、回生状態（Ｉ１＜０）では、ステップＳ１２６により、デューティ指令値Ｄｃをデューティ限界値Ｄｔｈ２と比較する。 The control device 150 executes steps S122 to S126 as in FIG. Thus, in power running state (I1 ≧ 0), control device 150 compares duty command value Dc with duty limit value Dth1 in step S124, while in regenerative state (I1 <0), duty is increased in step S126. The command value Dc is compared with the duty limit value Dth2.

そして、制御装置１５０は、ステップＳ１２４，Ｓ１２６において、デューティ指令値Ｄｃがデューティ限界値Ｄｔｈ１またはＤｔｈ２以上の場合には、ステップＳ１３５に処理を進める。一方、デューティ指令値Ｄｃがデューティ限界値Ｄｔｈ１またはＤｔｈ２より低い場合には、制御装置１５０は、ステップＳ１４５に処理を進める。ステップＳ１３５，Ｓ１４５，Ｓ１５０の処理は、図１７と同様であるので、詳細な説明は繰返さない。 If the duty command value Dc is greater than or equal to the duty limit value Dth1 or Dth2 in steps S124 and S126, control device 150 advances the process to step S135. On the other hand, when duty command value Dc is lower than duty limit value Dth1 or Dth2, control device 150 advances the process to step S145. Since the processes in steps S135, S145, and S150 are the same as those in FIG. 17, detailed description will not be repeated.

このように、実施の形態３の変形例によれば、実施の形態３に従うソフトスイッチングモード／ハードスイッチングの選択において、実施の形態１の変形例と同様に、デューティ限界値Ｄｔｈを力行状態および回生状態とで別個に精密に設定できる。 As described above, according to the modification of the third embodiment, in the selection of the soft switching mode / hard switching according to the third embodiment, the duty limit value Dth is set to the power running state and the regeneration as in the modification of the first embodiment. It can be set precisely separately according to the state.

この結果、スイッチング周波数を基本周波数に固定した上でのソフトスイッチングの適用範囲を、コンバータの動作状態に応じてさらに広く確保できる。すなわち、電流リップルを増大させることなくＤＣ−ＤＣコンバータ１００をさらに効率的に動作させるこができる。 As a result, the application range of soft switching with the switching frequency fixed to the fundamental frequency can be further ensured according to the operating state of the converter. That is, the DC-DC converter 100 can be operated more efficiently without increasing the current ripple.

なお、実施の形態３の変形例では、回生状態および力行状態の両方で補助共振回路１２０によるソフトスイッチングを適用することを前提としている。したがって、補助共振回路１２０については、図１の様に、メインスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各々に対して、補助スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、補助キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２およびダイオードＤ３，Ｄ４を設けることが必要である。 In the modification of the third embodiment, it is assumed that soft switching by the auxiliary resonance circuit 120 is applied in both the regenerative state and the power running state. Therefore, in the auxiliary resonance circuit 120, it is necessary to provide auxiliary switching elements Q3 and Q4, auxiliary capacitors Cr1 and Cr2, and diodes D3 and D4 for each of the main switching elements Q1 and Q2, as shown in FIG. is there.

また、力行および回生の判定を必要としない実施の形態１または実施の形態３によるソフトスイッチングの制御動作については、図１の構成を力行あるいは回生専用にアレンジしたＤＣ−ＤＣコンバータにも適用することができる。具体的には、図１の構成から、スイッチング素子Ｑ１およびダイオードＤ２ならびに、補助スイッチング素子Ｑ３、補助ダイオードＤ３およびキャパシタＣｒ１が削除された力行専用のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、コンバータの動作状態に基づいてデューティ限界値Ｄｔｈを可変に設定するとともに、デューティ指令値Ｄｃが実現可能な範囲内にないとき（Ｄｃ＜Ｄｔｈ）には、スイッチング周波数の低下あるいは、補助スイッチング素子Ｑ４のオフ固定を適用することができる。 Further, the soft switching control operation according to the first embodiment or the third embodiment that does not require the determination of power running and regeneration is also applied to a DC-DC converter in which the configuration of FIG. 1 is arranged exclusively for power running or regeneration. Can do. Specifically, in the DC-DC converter dedicated to power running in which the switching element Q1 and the diode D2 and the auxiliary switching element Q3, the auxiliary diode D3 and the capacitor Cr1 are deleted from the configuration of FIG. 1, based on the operation state of the converter While the duty limit value Dth is set to be variable, and when the duty command value Dc is not within the realizable range (Dc <Dth), it is possible to apply a decrease in switching frequency or fixing of the auxiliary switching element Q4 to OFF. it can.

同様に、図１の構成から、スイッチング素子Ｑ２およびダイオードＤ１ならびに、補助スイッチング素子Ｑ４、補助ダイオードＤ４およびキャパシタＣｒ２が削除された回生専用のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、コンバータの動作状態に基づいてデューティ限界値Ｄｔｈを可変に設定するとともに、デューティ指令値Ｄｃが実現可能な範囲内にないとき（Ｄｃ＜Ｄｔｈ）には、スイッチング周波数の低下あるいは、補助スイッチング素子Ｑ３のオフ固定を適用することができる。 Similarly, in the DC-DC converter dedicated for regeneration from which the switching element Q2, the diode D1, and the auxiliary switching element Q4, the auxiliary diode D4, and the capacitor Cr2 are deleted from the configuration of FIG. 1, the duty limit is based on the operation state of the converter. While the value Dth is set to be variable, when the duty command value Dc is not within the realizable range (Dc <Dth), it is possible to apply a decrease in switching frequency or fixing of the auxiliary switching element Q3 off.

なお、本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の負荷１３０について、ハイブリッド自動車または電気自動車等に搭載される交流電動機およびインバータ回路を例示したが、本発明の適用はこれに限定されるものではない。すなわち、負荷１３０を特に限定することなく本発明の適用が可能である点について、確認的に記載する。 In the present embodiment, the AC motor and the inverter circuit mounted on the hybrid vehicle or the electric vehicle are exemplified as the load 130 of the DC-DC converter 100. However, the application of the present invention is not limited to this. Absent. That is, the point that the present invention can be applied without particularly limiting the load 130 will be described in a confirming manner.

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.

本発明は、メインスイッチング素子にソフトスイッチングを適用するための補助共振回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータに適用することができる。 The present invention can be applied to a DC-DC converter provided with an auxiliary resonance circuit for applying soft switching to a main switching element.

５０バッテリ、５５内部抵抗、６１電流センサ、６２，６３電圧センサ、１００ＤＣ−ＤＣコンバータ、１１０メインコンバータ回路、１２０補助共振回路、１３０負荷、１５０制御装置、１５１〜１５３Ａ／Ｄコンバータ、２００スイッチング制御部、２１０，２１５デューティ限界値設定部、２２０デューティ制御部、２３０，２３５キャリア周波数制御部、２４０変調部、２５０信号生成部、２６０モード判定部、２７０判定部、Ｃ１，Ｃ２キャパシタ、Ｃｒ１，Ｃｒ２補助キャパシタ、ＣＷ搬送波、Ｄ１，Ｄ２逆並列ダイオード、Ｄ３，Ｄ４補助ダイオード、Ｄｃデューティ指令値、Ｄｔｈデューティ限界値、Ｄｔｈ１デューティ限界値（力行）、Ｄｔｈ２デューティ限界値（回生）、Ｆｊｄ信号（ハード／ソフトスイッチング）、ＧＬ基準電圧配線、Ｉ１入力電流、Ｉｒ補助電流、Ｌ１メインインダクタ、Ｌ２，Ｌｒ補助インダクタ、ＭＤモード信号、Ｎ１，Ｎ２ノード、ＮＬ低電圧ノード、ＮＨ高電圧ノード、ＰＬ電源配線、Ｑ１，Ｑ２メインスイッチング素子、Ｑ３，Ｑ４補助スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ４駆動信号、Ｓｄデューティ指令信号、Ｔ１補助電流消滅時間、Ｔｃｙｃスイッチング周期、Ｔｆ，Ｔｒ待機期間、Ｖ１入力電圧、Ｖ２出力電圧、Ｖｃｗ搬送波電圧、Ｖｒｅｆ電圧指令値。 50 battery, 55 internal resistance, 61 current sensor, 62, 63 voltage sensor, 100 DC-DC converter, 110 main converter circuit, 120 auxiliary resonance circuit, 130 load, 150 control device, 151-153 A / D converter, 200 switching Control unit, 210, 215 Duty limit value setting unit, 220 Duty control unit, 230, 235 Carrier frequency control unit, 240 Modulation unit, 250 Signal generation unit, 260 Mode determination unit, 270 determination unit, C1, C2 capacitor, Cr1, Cr2 auxiliary capacitor, CW carrier wave, D1, D2 antiparallel diode, D3, D4 auxiliary diode, Dc duty command value, Dth duty limit value, Dth1 duty limit value (power running), Dth2 duty limit value (regenerative), Fjd Signal (hard / soft switching), GL reference voltage wiring, I1 input current, Ir auxiliary current, L1 main inductor, L2, Lr auxiliary inductor, MD mode signal, N1, N2 node, NL low voltage node, NH high voltage node, PL power wiring, Q1, Q2 main switching element, Q3, Q4 auxiliary switching element, S1-S4 drive signal, Sd duty command signal, T1 auxiliary current extinction time, Tcyc switching period, Tf, Tr standby period, V1 input voltage, V2 Output voltage, Vcw carrier voltage, Vref voltage command value.

Claims

低電圧ノードおよび高電圧ノードの間で直流電力変換を行うためのＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記低電圧ノードおよび第１のノードの間に接続されるメインインダクタと、
前記高電圧ノードおよび前記第１のノードの間に接続された第１のメインスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子と逆並列に接続された第１のメイン整流素子と、
基準電圧配線および前記第１のノードの間に接続された第２のメインスイッチング素子と、
前記第２のメインスイッチング素子と逆並列に接続された第２のメイン整流素子と、
前記第１および前記第２のメインスイッチング素子の少なくとも一方のメインスイッチング素子に対応して設けられた、対応のメインスイッチング素子をソフトスイッチングさせるための補助共振回路と、
前記第１および前記第２のメインスイッチング素子ならびに前記補助共振回路の動作を制御するための制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記低電圧ノードの電圧、前記高電圧ノードの電圧および、前記低電圧ノードから前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電流の少なくとも１つに基づいて、前記ソフトスイッチングのための制御動作を可変とするように構成される、ＤＣ−ＤＣコンバータ。 A DC-DC converter for performing direct current power conversion between a low voltage node and a high voltage node,
A main inductor connected between the low voltage node and the first node;
A first main switching element connected between the high voltage node and the first node;
A first main rectifying element connected in anti-parallel with the first switching element;
A second main switching element connected between a reference voltage line and the first node;
A second main rectifying element connected in anti-parallel with the second main switching element;
An auxiliary resonance circuit for soft-switching the corresponding main switching element, which is provided corresponding to at least one of the first and second main switching elements;
A control circuit for controlling the operation of the first and second main switching elements and the auxiliary resonance circuit;
The control circuit performs a control operation for the soft switching based on at least one of a voltage of the low voltage node, a voltage of the high voltage node, and an input current from the low voltage node to the DC-DC converter. A DC-DC converter configured to be variable.

低電圧ノードおよび高電圧ノードの間で直流電力変換を行うためのＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記低電圧ノードおよび第１のノードの間に接続されるメインインダクタと、
前記高電圧ノードおよび前記第１のノードの間に接続されたメインスイッチング素子と、
前記基準電圧配線から前記第１のノードへ向かう方向を順方向として、前記基準電圧配線および前記第１のノードの間に接続されたメイン整流素子と、
前記メインスイッチング素子をソフトスイッチングさせるための補助共振回路と、
前記メインスイッチング素子および前記補助共振回路の動作を制御するための制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記低電圧ノードの電圧、前記高電圧ノードの電圧および、前記低電圧ノードから前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電流の少なくとも１つに基づいて、前記ソフトスイッチングのための制御動作を可変とするように構成される、ＤＣ−ＤＣコンバータ。 A DC-DC converter for performing direct current power conversion between a low voltage node and a high voltage node,
A main inductor connected between the low voltage node and the first node;
A main switching element connected between the high voltage node and the first node;
A main rectifying element connected between the reference voltage line and the first node, with a direction from the reference voltage line toward the first node as a forward direction;
An auxiliary resonant circuit for soft-switching the main switching element;
A control circuit for controlling the operation of the main switching element and the auxiliary resonant circuit,
The control circuit performs a control operation for the soft switching based on at least one of a voltage of the low voltage node, a voltage of the high voltage node, and an input current from the low voltage node to the DC-DC converter. A DC-DC converter configured to be variable.

低電圧ノードおよび高電圧ノードの間で直流電力変換を行うためのＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記低電圧ノードおよび第１のノードの間に接続されるメインインダクタと、
前記基準電圧配線および前記第１のノードの間に接続されたメインスイッチング素子と、
前記第１のノードから前記高電圧ノードへ向かう方向を順方向として、前記第１のノードおよび前記高電圧ノードの間に接続されたメイン整流素子と、
前記メインスイッチング素子をソフトスイッチングさせるための補助共振回路と、
前記メインスイッチング素子および前記補助共振回路の動作を制御するための制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記低電圧ノードの電圧、前記高電圧ノードの電圧および、前記低電圧ノードから前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電流の少なくとも１つに基づいて、前記ソフトスイッチングのための制御動作を可変とするように構成される、ＤＣ−ＤＣコンバータ。 A DC-DC converter for performing direct current power conversion between a low voltage node and a high voltage node,
A main inductor connected between the low voltage node and the first node;
A main switching element connected between the reference voltage line and the first node;
A main rectifier connected between the first node and the high voltage node, with a direction from the first node toward the high voltage node as a forward direction;
An auxiliary resonant circuit for soft-switching the main switching element;
A control circuit for controlling the operation of the main switching element and the auxiliary resonant circuit,
The control circuit performs a control operation for the soft switching based on at least one of a voltage of the low voltage node, a voltage of the high voltage node, and an input current from the low voltage node to the DC-DC converter. A DC-DC converter configured to be variable.

前記補助共振回路は、
前記少なくとも一方のメインスイッチング素子と並列に接続された補助キャパシタと、
第２のノードおよび前記第１のノードの間に接続される補助インダクタと、
前記少なくとも一方のメインスイッチング素子に対応して、前記高電圧ノードまたは前記基準電圧配線と前記第２のノードとの間に接続され、前記少なくとも一方のメインスイッチング素子のターンオンに先立ってターンオンすることによって前記ソフトスイッチングを実現するための補助スイッチング素子と、
前記補助スイッチング素子のオン時の電流と逆方向の電流を阻止するように、前記補助スイッチング素子と直列に接続された補助整流素子とを含み、
前記制御回路は、
前記高電圧ノードの電圧を電圧指令値に制御するように、前記第１および前記第２のメインスイッチング素子のデューティ指令値を設定するためのデューティ制御部と、
前記低電圧ノードの電圧、前記高電圧ノードの電圧および、前記入力電流の少なくとも１つに基づいてデューティ限界値を可変に設定するための限界値設定部と、
前記デューティ指令値と前記デューティ限界値との比較に基づいて、スイッチング周波数を低下させるための周波数制御部と、
前記デューティ値と前記周波数制御部によって制御された前記スイッチング周波数とに従って、前記第１および前記第２のメインスイッチング素子ならびに前記補助スイッチング素子の駆動信号を生成するための信号生成部とを含む、請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 The auxiliary resonant circuit is
An auxiliary capacitor connected in parallel with the at least one main switching element;
An auxiliary inductor connected between a second node and the first node;
Corresponding to the at least one main switching element, the high voltage node or the reference voltage line is connected between the second node and the at least one main switching element is turned on before the at least one main switching element is turned on. An auxiliary switching element for realizing the soft switching;
An auxiliary rectifying element connected in series with the auxiliary switching element so as to prevent a current in a direction opposite to a current when the auxiliary switching element is on,
The control circuit includes:
A duty control unit for setting duty command values of the first and second main switching elements so as to control the voltage of the high voltage node to a voltage command value;
A limit value setting unit for variably setting a duty limit value based on at least one of the voltage of the low voltage node, the voltage of the high voltage node, and the input current;
Based on the comparison between the duty command value and the duty limit value, a frequency control unit for reducing the switching frequency,
A signal generation unit configured to generate drive signals for the first and second main switching elements and the auxiliary switching element according to the duty value and the switching frequency controlled by the frequency control unit; Item 4. The DC-DC converter according to Item 1.

前記限界値設定部は、前記低電圧ノードの電圧、前記高電圧ノードの電圧および、前記入力電流の少なくとも１つに基づいて、前記補助スイッチング素子のオンによって前記補助リアクトルに生じた電流が消滅するまでの時間予測値を求めるとともに、前記スイッチング周波数の所定の基本周波数と前記時間予測値との関係に従って前記デューティ限界値を設定し、
前記周波数制御部は、前記デューティ指令値が前記デューティ限界値よりも低いときには、前記スイッチング周波数を前記基本周波数よりも低下させる一方で、前記デューティ指令値が前記デューティ限界値以上のときには、前記スイッチング周波数を前記基本周波数に維持するように構成される、請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 The limit value setting unit eliminates current generated in the auxiliary reactor by turning on the auxiliary switching element based on at least one of the voltage of the low voltage node, the voltage of the high voltage node, and the input current. And determining the duty limit value according to the relationship between a predetermined basic frequency of the switching frequency and the time prediction value,
The frequency control unit reduces the switching frequency below the fundamental frequency when the duty command value is lower than the duty limit value, and reduces the switching frequency when the duty command value is equal to or higher than the duty limit value. The DC-DC converter of claim 4, wherein the DC-DC converter is configured to maintain at the fundamental frequency.

前記補助共振回路は、
前記少なくとも一方のメインスイッチング素子と並列に接続された補助キャパシタと、
第２のノードおよび前記第１のノードの間に接続される補助インダクタと、
前記少なくとも一方のメインスイッチング素子に対応して、前記高電圧ノードまたは前記基準電圧配線と前記第２のノードとの間に接続され、前記少なくとも一方のメインスイッチング素子のターンオンに先立ってターンオンすることによって前記ソフトスイッチングを実現するための補助スイッチング素子と、
前記補助スイッチング素子のオン時の電流と逆方向の電流を阻止するように、前記補助スイッチング素子と直列に接続された補助整流素子とを含み、
前記制御回路は、
前記高電圧ノードの電圧を電圧指令値に制御するように、前記第１および前記第２のメインスイッチング素子のデューティ指令値を設定するためのデューティ制御部と、
前記低電圧ノードの電圧、前記高電圧ノードの電圧および、前記入力電流の少なくとも１つに基づいてデューティ限界値を可変に設定するための限界値設定部と、
前記デューティ指令値と前記デューティ限界値との比較に基づいて、ソフトスイッチングの実行可否を判定するための判定部と、
所定のスイッチング周波数および前記デューティ指令値に従って前記第１および前記第２のメインスイッチング素子ならびに前記補助スイッチング素子の駆動信号を生成するとともに、前記判定部により前記ソフトスイッチングの実行不可と判定されたときには前記補助スイッチングをオフに固定するための信号生成部とを含む、請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 The auxiliary resonant circuit is
An auxiliary capacitor connected in parallel with the at least one main switching element;
An auxiliary inductor connected between a second node and the first node;
Corresponding to the at least one main switching element, the high voltage node or the reference voltage line is connected between the second node and the at least one main switching element is turned on before the at least one main switching element is turned on. An auxiliary switching element for realizing the soft switching;
An auxiliary rectifying element connected in series with the auxiliary switching element so as to prevent a current in a direction opposite to a current when the auxiliary switching element is on,
The control circuit includes:
A duty control unit for setting duty command values of the first and second main switching elements so as to control the voltage of the high voltage node to a voltage command value;
A limit value setting unit for variably setting a duty limit value based on at least one of the voltage of the low voltage node, the voltage of the high voltage node, and the input current;
Based on a comparison between the duty command value and the duty limit value, a determination unit for determining whether or not to perform soft switching;
Drive signals for the first and second main switching elements and the auxiliary switching element are generated according to a predetermined switching frequency and the duty command value, and when the determination unit determines that the soft switching cannot be performed, The DC-DC converter according to claim 1, further comprising: a signal generation unit for fixing auxiliary switching off.

前記限界値設定部は、前記低電圧ノードの電圧、前記高電圧ノードの電圧および、前記入力電流の少なくとも１つに基づいて、前記補助スイッチング素子のオンによって前記補助リアクトルに生じた電流が消滅するまでの時間予測値を求めるとともに、前記スイッチング周波数の所定の基本周波数と前記時間予測値との関係に従って前記デューティ限界値を設定するように構成される、請求項６記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 The limit value setting unit eliminates current generated in the auxiliary reactor by turning on the auxiliary switching element based on at least one of the voltage of the low voltage node, the voltage of the high voltage node, and the input current. The DC-DC converter according to claim 6, wherein the duty limit value is set according to a relationship between a predetermined basic frequency of the switching frequency and the time prediction value.

前記補助共振回路は、
前記第１および前記第２のメインスイッチング素子の各々に対応して、前記補助キャパシタ、前記補助スイッチング素子および前記補助整流素子を配置するように構成され、
前記制御回路は、
前記入力電流に基づいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータが力行状態および回生状態のいずれで動作しているかを判定するための判定部をさらに含み、
前記限界値設定部は、前記力行状態および前記回生状態のそれぞれの間で、前記デューティ限界値を別個に設定するように構成される、請求項４〜７のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 The auxiliary resonant circuit is
The auxiliary capacitor, the auxiliary switching element and the auxiliary rectifying element are arranged corresponding to each of the first and second main switching elements,
The control circuit includes:
A determination unit for determining whether the DC-DC converter is operating in a power running state or a regenerative state based on the input current;
8. The DC− according to claim 4, wherein the limit value setting unit is configured to separately set the duty limit value between each of the power running state and the regenerative state. DC converter.

前記補助共振回路は、
前記少なくとも一方のメインスイッチング素子と並列に接続された補助キャパシタと、
第２のノードおよび前記第１のノードの間に接続される補助インダクタと、
前記少なくとも一方のメインスイッチング素子に対応して、前記高電圧ノードまたは前記基準電圧配線と前記第２のノードとの間に接続され、前記少なくとも一方のメインスイッチング素子のターンオンに先立ってターンオンすることによって前記ソフトスイッチングを実現するための補助スイッチング素子と、
前記補助スイッチング素子のオン時の電流と逆方向の電流を阻止するように、前記補助スイッチング素子と直列に接続された補助整流素子とを含み、
前記制御回路は、
前記高電圧ノードの電圧を電圧指令値に制御するように、前記第１および前記第２のメインスイッチング素子のデューティ指令値を設定するためのデューティ制御部と、
前記入力電流に基づいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータが力行状態および回生状態のいずれで動作しているかを判定するための判定部と、
前記デューティ指令値に従って前記第１および前記第２のメインスイッチング素子の駆動信号を生成するとともに、前記判定部による判定結果に従って前記補助スイッチング素子の駆動信号を生成するための信号生成部とを含み、
前記信号生成部は、前記力行状態では、前記第１のメインスイッチング素子に対応して設けられた前記補助スイッチング素子をオフに固定するとともに、前記回生状態では、前記第２のメインスイッチング素子に対応して設けられた前記補助スイッチング素子をオフに固定するように構成される、請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 The auxiliary resonant circuit is
An auxiliary capacitor connected in parallel with the at least one main switching element;
An auxiliary inductor connected between a second node and the first node;
Corresponding to the at least one main switching element, the high voltage node or the reference voltage line is connected between the second node and the at least one main switching element is turned on before the at least one main switching element is turned on. An auxiliary switching element for realizing the soft switching;
An auxiliary rectifying element connected in series with the auxiliary switching element so as to prevent a current in a direction opposite to a current when the auxiliary switching element is on,
The control circuit includes:
A duty control unit for setting duty command values of the first and second main switching elements so as to control the voltage of the high voltage node to a voltage command value;
A determination unit for determining whether the DC-DC converter is operating in a power running state or a regenerative state based on the input current;
A signal generation unit for generating drive signals for the first and second main switching elements according to the duty command value, and for generating a drive signal for the auxiliary switching elements according to a determination result by the determination unit,
The signal generation unit fixes the auxiliary switching element provided corresponding to the first main switching element in an off state in the power running state, and corresponds to the second main switching element in the regeneration state. The DC-DC converter according to claim 1, wherein the auxiliary switching element is provided to be fixed off.

前記補助共振回路は、
前記メインスイッチング素子と並列に接続された補助キャパシタと、
第２のノードおよび前記第１のノードの間に接続される補助インダクタと、
前記メインスイッチング素子に対応して、前記高電圧ノードまたは前記基準電圧配線と前記第２のノードとの間に接続され、前記メインスイッチング素子のターンオンに先立ってターンオンすることによって前記ソフトスイッチングを実現するための補助スイッチング素子と、
前記補助スイッチング素子のオン時の電流と逆方向の電流を阻止するように、前記補助スイッチング素子と直列に接続された補助整流素子とを含み、
前記制御回路は、
前記高電圧ノードの電圧を電圧指令値に制御するように、前記メインスイッチング素子のデューティ指令値を設定するためのデューティ制御部と、
前記低電圧ノードの電圧、前記高電圧ノードの電圧および、前記入力電流の少なくとも１つに基づいてデューティ限界値を可変に設定するための限界値設定部と、
前記デューティ指令値と前記デューティ限界値との比較に基づいて、スイッチング周波数を低下させるための周波数制御部と、
前記デューティ値と前記周波数制御部によって制御された前記スイッチング周波数とに従って、前記メインスイッチング素子ならびに前記補助スイッチング素子の駆動信号を生成するための信号生成部とを含む、請求項２または３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 The auxiliary resonant circuit is
An auxiliary capacitor connected in parallel with the main switching element;
An auxiliary inductor connected between a second node and the first node;
Corresponding to the main switching element, the soft switching is realized by being connected between the high voltage node or the reference voltage line and the second node and turning on prior to turning on the main switching element. An auxiliary switching element for,
An auxiliary rectifying element connected in series with the auxiliary switching element so as to prevent a current in a direction opposite to a current when the auxiliary switching element is on,
The control circuit includes:
A duty control unit for setting a duty command value of the main switching element so as to control the voltage of the high voltage node to a voltage command value;
A limit value setting unit for variably setting a duty limit value based on at least one of the voltage of the low voltage node, the voltage of the high voltage node, and the input current;
Based on the comparison between the duty command value and the duty limit value, a frequency control unit for reducing the switching frequency,
The signal generation part for producing | generating the drive signal of the said main switching element and the said auxiliary | assistant switching element according to the said duty value and the said switching frequency controlled by the said frequency control part, The Claim 2 or 3 DC-DC converter.

前記限界値設定部は、前記低電圧ノードの電圧、前記高電圧ノードの電圧および、前記入力電流の少なくとも１つに基づいて、前記補助スイッチング素子のオンによって前記補助リアクトルに生じた電流が消滅するまでの時間予測値を求めるとともに、前記スイッチング周波数の所定の基本周波数と前記時間予測値との関係に従って前記デューティ限界値を設定し、
前記周波数制御部は、前記デューティ指令値が前記デューティ限界値よりも低いときには、前記スイッチング周波数を前記基本周波数よりも低下させる一方で、前記デューティ指令値が前記デューティ限界値以上のときには、前記スイッチング周波数を前記基本周波数に維持するように構成される、請求項１０に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 The limit value setting unit eliminates current generated in the auxiliary reactor by turning on the auxiliary switching element based on at least one of the voltage of the low voltage node, the voltage of the high voltage node, and the input current. And determining the duty limit value according to the relationship between a predetermined basic frequency of the switching frequency and the time prediction value,
The frequency control unit reduces the switching frequency below the fundamental frequency when the duty command value is lower than the duty limit value, and reduces the switching frequency when the duty command value is equal to or higher than the duty limit value. The DC-DC converter of claim 10, wherein the DC-DC converter is configured to maintain at the fundamental frequency.

前記補助共振回路は、
前記メインスイッチング素子と並列に接続された補助キャパシタと、
第２のノードおよび前記第１のノードの間に接続される補助インダクタと、
前記メインスイッチング素子に対応して、前記高電圧ノードまたは前記基準電圧配線と前記第２のノードとの間に接続され、前記メインスイッチング素子のターンオンに先立ってターンオンすることによって前記ソフトスイッチングを実現するための補助スイッチング素子と、
前記補助スイッチング素子のオン時の電流と逆方向の電流を阻止するように、前記補助スイッチング素子と直列に接続された補助整流素子とを含み、
前記制御回路は、
前記高電圧ノードの電圧を電圧指令値に制御するように、前記メインスイッチング素子のデューティ指令値を設定するためのデューティ制御部と、
前記低電圧ノードの電圧、前記高電圧ノードの電圧および、前記入力電流の少なくとも１つに基づいてデューティ限界値を可変に設定するための限界値設定部と、
前記デューティ指令値と前記デューティ限界値との比較に基づいて、ソフトスイッチングの実行可否を判定するための判定部と、
所定のスイッチング周波数および前記デューティ指令値に従って前記メインスイッチング素子ならびに前記補助スイッチング素子の駆動信号を生成するとともに、前記判定部により前記ソフトスイッチングの実行不可と判定されたときには前記補助スイッチングをオフに固定するための信号生成部とを含む、請求項２または３記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 The auxiliary resonant circuit is
An auxiliary capacitor connected in parallel with the main switching element;
An auxiliary inductor connected between a second node and the first node;
Corresponding to the main switching element, the soft switching is realized by being connected between the high voltage node or the reference voltage line and the second node and turning on prior to turning on the main switching element. An auxiliary switching element for,
An auxiliary rectifying element connected in series with the auxiliary switching element so as to prevent a current in a direction opposite to a current when the auxiliary switching element is on,
The control circuit includes:
A duty control unit for setting a duty command value of the main switching element so as to control the voltage of the high voltage node to a voltage command value;
A limit value setting unit for variably setting a duty limit value based on at least one of the voltage of the low voltage node, the voltage of the high voltage node, and the input current;
Based on a comparison between the duty command value and the duty limit value, a determination unit for determining whether or not to perform soft switching;
Drive signals for the main switching element and the auxiliary switching element are generated according to a predetermined switching frequency and the duty command value, and the auxiliary switching is fixed to be off when the determination unit determines that the soft switching cannot be performed. 4. The DC-DC converter according to claim 2, further comprising: a signal generation unit for generating a signal.

前記限界値設定部は、前記低電圧ノードの電圧、前記高電圧ノードの電圧および、前記入力電流の少なくとも１つに基づいて、前記補助スイッチング素子のオンによって前記補助リアクトルに生じた電流が消滅するまでの時間予測値を求めるとともに、前記スイッチング周波数の所定の基本周波数と前記時間予測値との関係に従って前記デューティ限界値を設定するように構成される、請求項１２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 The limit value setting unit eliminates current generated in the auxiliary reactor by turning on the auxiliary switching element based on at least one of the voltage of the low voltage node, the voltage of the high voltage node, and the input current. 13. The DC-DC converter according to claim 12, wherein the duty limit value is set in accordance with a relationship between a predetermined basic frequency of the switching frequency and the time prediction value.