JP2011097722A - Boosting power supply circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、商用電源から供給される交流電力を昇圧して直流電力に変換する昇圧電源回路に関し、特に、出力ダイオードが何らかの要因で短絡した場合においても、スイッチング素子の破壊を未然に防止する昇圧電源回路に関する。 The present invention relates to a boost power supply circuit that boosts AC power supplied from a commercial power source and converts it into DC power, and more particularly, a booster that prevents breakdown of a switching element even when an output diode is short-circuited for some reason. It relates to a power supply circuit.
従来、力率改善のための昇圧電源回路は、図8に示すように、交流入力電源(AC入力)を整流するダイオードブリッジD10、過電流保護用のヒューズF10、力率改善回路用コンデンサC10、力率改善回路用チョークコイルL10、力率改善回路用スイッチングFET素子Q10、力率改善PFC制御回路UA1、昇圧電圧設定用抵抗R10、力率改善回路用整流ダイオードD20、平滑用電解コンデンサC20等の回路素子により構成される。 Conventionally, a boost power supply circuit for power factor improvement includes a diode bridge D10 for rectifying an AC input power supply (AC input), an overcurrent protection fuse F10, a power factor improvement circuit capacitor C10, as shown in FIG. Power factor correction circuit choke coil L10, power factor correction circuit switching FET element Q10, power factor correction PFC control circuit UA1, boost voltage setting resistor R10, power factor correction circuit rectifier diode D20, smoothing electrolytic capacitor C20, etc. Consists of circuit elements.
この回路の動作は、交流入力電源(AC入力)をダイオードブリッジD10にて整流し、その整流出力電圧を力率改善回路用コンデンサC10にて平滑化する。この際、力率改善回路用コンデンサC10の容量は、数μF程度であるため、この両端電圧は、正弦波を全波整流した波形である。 In this circuit operation, an AC input power supply (AC input) is rectified by a diode bridge D10, and the rectified output voltage is smoothed by a power factor correction circuit capacitor C10. At this time, since the capacitance of the power factor correction circuit capacitor C10 is about several μF, the voltage at both ends is a waveform obtained by full-wave rectification of a sine wave.
上記ダイオードブリッジD10の整流出力は、力率改善回路用チョークコイルL10、力率改善回路用スイッチングFET素子Q10、力率改善回路用整流ダイオードD20、及び力率改善PFC制御回路UA1により、入力電流が正弦波状で、かつ昇圧電圧出力端となる平滑用電解コンデンサC20の両端電圧が、昇圧電圧設定用抵抗R10で設定された昇圧電圧(V1)となるように制御される。尚、上記力率改善PFC制御回路UA1に供給されるV2は、PFC制御回路UA1内の制御ICを駆動する電源電圧である(例えば、特許文献1参照)。 The rectified output of the diode bridge D10 is generated by a power factor improving circuit choke coil L10, a power factor improving circuit switching FET element Q10, a power factor improving circuit rectifier diode D20, and a power factor improving PFC control circuit UA1. The voltage between both ends of the smoothing electrolytic capacitor C20 that is sinusoidal and serves as the boosted voltage output terminal is controlled to be the boosted voltage (V1) set by the boosted voltage setting resistor R10. Note that V2 supplied to the power factor correction PFC control circuit UA1 is a power supply voltage for driving the control IC in the PFC control circuit UA1 (see, for example, Patent Document 1).
上記の従来の昇圧電源回路は、過電圧保護回路をツェナーダイオードで簡易に構成したものであり、簡単な回路構成で、過電圧保護が行える。しかしながら、一方で、力率改善回路用整流ダイオード(出力ダイオード)D20が何らかの要因で、短絡すると、スイッチング素子の破壊に至るという問題がある。 In the above-described conventional boosting power supply circuit, an overvoltage protection circuit is simply configured with a Zener diode, and overvoltage protection can be performed with a simple circuit configuration. However, on the other hand, if the rectifier diode (output diode) D20 for power factor correction circuit is short-circuited for some reason, there is a problem that the switching element is destroyed.
一般に、昇圧電源回路には、スイッチング素子に流れる過剰な電流を検出する目的で、過電流検出回路(OCP:Over Current Protection)が設けられている。この過電流検出回路の動作について、図7を用いて説明する。スイッチング素子にゲート電圧が供給されると、スイッチング素子の電流(図中、主MOS電流)が過電流となる。この電流値が予め定められた閾値(図中、OCP閾値)を越えると、OCPコンパレータからパルス信号が出力され、スイッチング素子に対するゲート電圧の供給が停止される。 Generally, the boost power supply circuit is provided with an overcurrent detection circuit (OCP: Over Current Protection) for the purpose of detecting an excessive current flowing through the switching element. The operation of this overcurrent detection circuit will be described with reference to FIG. When a gate voltage is supplied to the switching element, the current of the switching element (main MOS current in the figure) becomes an overcurrent. When this current value exceeds a predetermined threshold (OCP threshold in the figure), a pulse signal is output from the OCP comparator, and supply of the gate voltage to the switching element is stopped.
そのため、この過電流検出回路により、スイッチング素子を保護することも考えられる。しかしながら、出力ダイオードが短絡した場合に、過電流検出回路が過電流を検出したときには、一時的に、スイッチング素子に対するゲート電圧の供給が停止されるものの、ある周期で、この動作が継続的に発生するため、過電流検出回路だけでは、過電流によるスイッチング素子の破壊を未然に防止することはできない。 Therefore, it is conceivable to protect the switching element with this overcurrent detection circuit. However, when the output diode is short-circuited, if the overcurrent detection circuit detects an overcurrent, the supply of the gate voltage to the switching element is temporarily stopped, but this operation continuously occurs in a certain cycle. For this reason, the overcurrent detection circuit alone cannot prevent the switching element from being destroyed by the overcurrent.
そこで、本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、出力ダイオードが何らかの要因で短絡した場合においても、スイッチング素子の破壊を未然に防止する昇圧電源回路を提供することを目的とする。 Therefore, the present invention has been made in view of the above-described problems, and an object thereof is to provide a boosting power supply circuit that prevents destruction of a switching element even when an output diode is short-circuited for some reason. .
本発明は、上記の課題を解決するために、以下の事項を提案している。 The present invention proposes the following matters in order to solve the above problems.
(1)本発明は、商用電源と、前記電源に対し直列に接続されたトランス(例えば、図1のトランス20に相当)と、前記トランス内のチョークコイルの出力端と前記電源出力端との間に接続された出力ダイオード(例えば、図1の出力ダイオードD1に相当)と、前記商用電源に対し並列に接続され前記チョークコイルの出力電圧をスイッチング制御するスイッチング素子(例えば、図1のスイッチング素子Q1に相当)と、前記スイッチング素子のオン/オフを制御する制御回路(例えば、図1の制御回路30に相当)とを設け、前記商用電源電圧を昇圧し前記電源出力端より出力する昇圧電源回路において、前記スイッチング素子に流れる過電流を検出する過電流検出手段(例えば、図1の過電流検出抵抗R1、図2のOCP電圧コンパレータ31に相当)を備え、前記出力ダイオードが短絡した場合に、前記過電流検出手段が、所定の回数以上連続して、過電流を検出すると、前記制御回路が前記スイッチング素子へのゲート電圧の供給を停止することを特徴とする昇圧電源回路を提案している。
(1) The present invention includes a commercial power source, a transformer connected in series to the power source (for example, equivalent to the
この発明によれば、過電流検出手段が、スイッチング素子に流れる過電流を検出し、出力ダイオードが短絡した場合に、過電流検出手段が、所定の回数以上連続して、過電流を検出すると、制御回路がスイッチング素子へのゲート電圧の供給を停止する。つまり、出力ダイオードが何らかの要因で短絡した場合には、スイッチング素子に過電流が流れる。したがって、過電流検出手段を用いて、スイッチング素子に流れる過電流を検出し、過電流検出手段が過電流を検出する回数が一定回数連続する場合には、出力ダイオードが短絡したと判断して、スイッチング素子をオフすることにより、スイッチング素子を破壊から保護する。 According to this invention, when the overcurrent detection means detects the overcurrent flowing through the switching element and the output diode is short-circuited, the overcurrent detection means detects the overcurrent continuously for a predetermined number of times, The control circuit stops supplying the gate voltage to the switching element. That is, when the output diode is short-circuited for some reason, an overcurrent flows through the switching element. Therefore, when the overcurrent flowing through the switching element is detected using the overcurrent detection means and the number of times the overcurrent detection means detects the overcurrent continues for a certain number of times, it is determined that the output diode is short-circuited, By turning off the switching element, the switching element is protected from destruction.
(2)本発明は、(1)の昇圧電源回路について、前記制御回路が、前記過電流検出手段が過電流の発生を検出した回数をカウントするNビットカウンター(例えば、図2のNビットカウンター32に相当)と、前記トランスを構成する制御巻線の電圧を所定の閾値と比較する比較器(例えば、図2の制御巻線電圧コンパレータ35に相当)とを備え、前記制御巻線の電圧が所定の閾値よりも高い場合に、前記Nビットカウンターの値をリフレッシュする信号を出力することを特徴とする昇圧電源回路を提案している。
(2) The present invention relates to an N-bit counter (for example, the N-bit counter in FIG. 2) in which the control circuit counts the number of times the overcurrent detection means detects the occurrence of overcurrent. 32) and a comparator (for example, equivalent to the control
この発明によれば、制御回路が、過電流検出手段が過電流の発生を検出した回数をカウントするNビットカウンターと、トランスを構成する制御巻線の電圧を所定の閾値と比較する比較器とを備え、制御巻線の電圧が所定の閾値よりも高い場合に、Nビットカウンターの値をリフレッシュする信号を出力する。つまり、制御巻線電圧が正常な値の場合には、その都度、Nビットカウンターのカウンター数をリセットすることにより、電源起動時の過電流状態と区別する。 According to this invention, the control circuit counts the number of times the overcurrent detection means detects the occurrence of overcurrent, and the comparator compares the voltage of the control winding constituting the transformer with a predetermined threshold. And outputs a signal for refreshing the value of the N-bit counter when the voltage of the control winding is higher than a predetermined threshold value. In other words, when the control winding voltage is a normal value, the counter number of the N-bit counter is reset each time to distinguish from the overcurrent state at the time of power activation.
(3)本発明は、(2)の昇圧電源回路について、前記制御回路が、前記過電流検出手段が過電流の発生を検出した回数をカウントするNビットカウンター(例えば、図2のNビットカウンター32に相当)を備え、該Nビットカウンターが、Nビットをカウントする時間が、起動から電源出力電圧が安定するまでの時間よりも長いことを特徴とする昇圧電源回路を提案している。 (3) According to the present invention, in the boost power supply circuit of (2), the control circuit counts the number of times the overcurrent detection means detects the occurrence of overcurrent (for example, the N-bit counter in FIG. 2). And the N-bit counter has a time for counting N bits longer than the time from the start-up until the power supply output voltage is stabilized.
この発明によれば、過電流検出手段が過電流の発生を検出した回数をカウントするNビットカウンターを備え、そのNビットカウンターが、Nビットをカウントする時間が、起動から電源出力電圧が安定するまでの時間よりも長い。つまり、電源が起動して、制御巻線電圧が安定するまでは、出力ダイオードを短絡した場合と同様に過電流が発生する。そのため、この状態をマスクするために、最適なカウント数をビット数の変更により実現することができる。 According to the present invention, the N-bit counter that counts the number of times the overcurrent detection means detects the occurrence of the overcurrent is provided, and the power supply output voltage is stabilized from the start-up for the N-bit counter to count N bits. Longer than the time until. That is, until the power supply is started and the control winding voltage is stabilized, an overcurrent is generated as in the case where the output diode is short-circuited. Therefore, an optimal count number can be realized by changing the number of bits in order to mask this state.
(4)本発明は、(1)から(4)の昇圧電源回路について、前記制御回路が、前記過電流検出手段が過電流の発生を検出した回数をカウントするNビットカウンター(例えば、図2のNビットカウンター32に相当)と、起動電源電圧を検出する起動電源電圧検出手段(例えば、図2のVCC電圧起動検出部37に相当)と、を備え、前記起動電源電圧検出手段が、起動電源電圧を検出したときに、前記Nビットカウンターの値をリフレッシュする信号を出力することを特徴とする昇圧電源回路を提案している。
(4) According to the present invention, in the boost power supply circuit of (1) to (4), the control circuit counts the number of times the overcurrent detection means detects the occurrence of overcurrent (for example, FIG. And an activation power supply voltage detection means for detecting the activation power supply voltage (for example, equivalent to the VCC voltage
この発明によれば、制御回路が、過電流検出手段が過電流の発生を検出した回数をカウントするNビットカウンターと、起動電源電圧を検出する起動電源電圧検出手段と、を備え、起動電源電圧検出手段が、起動電源電圧を検出したときに、Nビットカウンターの値をリフレッシュする信号を出力する。つまり、Nビットカウンターは、過電流の発生を検出するたびに、カウントアップする。一方で、過電流検出手段が過電流を検出する回数が一定回数連続する場合には、出力ダイオードが短絡したと判断することから、起動電圧(Vcc)供給時に、確実にカウンターのカウント数をリセットしてから起動を行うことにより、誤動作を防止する。 According to the present invention, the control circuit includes an N-bit counter that counts the number of times the overcurrent detection unit detects the occurrence of an overcurrent, and a startup power supply voltage detection unit that detects the startup power supply voltage, and the startup power supply voltage When the detecting means detects the starting power supply voltage, it outputs a signal for refreshing the value of the N-bit counter. That is, the N-bit counter counts up whenever it detects the occurrence of an overcurrent. On the other hand, if the number of times the overcurrent detection means detects an overcurrent continues for a certain number of times, it is determined that the output diode is short-circuited, so the counter count is reliably reset when the starting voltage (Vcc) is supplied. The malfunction is prevented by starting after that.
(5)本発明は、商用電源と、前記電源に対し直列に接続された複数のトランスと、前記トランス内のチョークコイルの出力端と前記電源出力端との間に接続された複数の出力ダイオードと、前記商用電源に対し並列に接続され前記チョークコイルの出力電圧をスイッチング制御する複数のスイッチング素子と、前記スイッチング素子のオン/オフを制御するマスター側制御回路と1以上のスレーブ側制御回路とからなるインターリーブ型スイッチング電源回路において、前記マスター側制御回路が、前記スイッチング素子に流れる過電流を検出する過電流検出手段を備え、前記出力ダイオードが短絡した場合に、前記過電流検出手段が、所定の回数以上連続して、過電流を検出すると、前記スイッチング素子へのゲート電圧の供給を停止することを特徴とするインターリーブ型スイッチング電源回路を提案している。 (5) The present invention provides a commercial power supply, a plurality of transformers connected in series to the power supply, and a plurality of output diodes connected between an output end of a choke coil in the transformer and the power supply output end. A plurality of switching elements connected in parallel to the commercial power supply and controlling the output voltage of the choke coil, a master side control circuit for controlling on / off of the switching elements, and one or more slave side control circuits In the interleave type switching power supply circuit comprising If the overcurrent is detected continuously for the number of times, the supply of the gate voltage to the switching element is stopped. It proposes an interleaved switching power supply circuit, characterized in that.
この発明によれば、インターリーブ型スイッチング電源回路において、マスター側制御回路が、スイッチング素子に流れる過電流を検出する過電流検出手段を備え、出力ダイオードが短絡した場合に、過電流検出手段が、所定の回数以上連続して、過電流を検出すると、スイッチング素子へのゲート電圧の供給を停止する。ここで、インターリーブ型スイッチング電源回路は、マスター側制御回路が、スレーブ側制御回路をコントロールする構成になっている。そのため、マスター側制御回路にのみ上記の機能を備えておけば、仮に、スレーブ側の出力ダイオードが短絡した場合でも、マスター側制御回路内の上記の機能が動作して、スレーブ側のスイッチング素子が過電流により破壊することを防止することができる。 According to the present invention, in the interleaved switching power supply circuit, the master side control circuit includes the overcurrent detection means for detecting the overcurrent flowing through the switching element, and when the output diode is short-circuited, the overcurrent detection means is When the overcurrent is detected continuously for the number of times, the supply of the gate voltage to the switching element is stopped. Here, the interleave type switching power supply circuit is configured such that the master side control circuit controls the slave side control circuit. Therefore, if the above function is provided only in the master side control circuit, even if the output diode on the slave side is short-circuited, the above function in the master side control circuit operates and the switching element on the slave side Breakage due to overcurrent can be prevented.
本発明によれば、出力ダイオードが何らかの要因で短絡した場合においても、スイッチング素子の破壊を未然に防止することができるという効果がある。また、電源起動時に生じるスイッチング素子に対する過電流状態においては動作せずに、出力ダイオードが何らかの要因で短絡した場合のみに動作を行う過電流保護を実現することができるという効果がある。 According to the present invention, even when the output diode is short-circuited for some reason, the switching element can be prevented from being destroyed. In addition, there is an effect that it is possible to realize overcurrent protection that operates only when the output diode is short-circuited for some reason, without operating in an overcurrent state with respect to the switching element generated at the time of starting the power supply.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。なお、本実施形態における構成要素は適宜、既存の構成要素等との置き換えが可能であり、また、他の既存の構成要素との組合せを含む様々なバリエーションが可能である。したがって、本実施形態の記載をもって、特許請求の範囲に記載された発明の内容を限定するものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the constituent elements in the present embodiment can be appropriately replaced with existing constituent elements and the like, and various variations including combinations with other existing constituent elements are possible. Therefore, the description of the present embodiment does not limit the contents of the invention described in the claims.
<昇圧電源回路の構成>
図1を用いて、本発明の実施形態に係る昇圧電源回路の構成について、説明する。
<Configuration of booster power supply circuit>
The configuration of the boost power supply circuit according to the embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
図1に示すように、本実施形態に係る昇圧電源回路は、整流回路10と、チョークコイルL1および制御巻線L2とからなるトランス20と、制御回路30と、出力電圧検出回路40と、入力コンデンサC1と、スイッチング素子Q1と、過電流検出抵抗R1と、出力ダイオードD1と、平滑化コンデンサC2とから構成されている。
As shown in FIG. 1, the boosting power supply circuit according to this embodiment includes a
整流回路10は、商用電源の交流を全波整流して得られる脈流をトランス20およびチョークコイルL3に供給する。トランス20は、スイッチング素子Q1がオンの場合に、エネルギーをチョークコイルL1に蓄積し、スイッチング素子Q1がオフの場合に、チョークコイルL1に蓄積したエネルギーを負荷に供給する。制御巻線L2は、チョークコイルL1を流れる電流に対応した信号を制御回路30のZ/C端子に供給する。この信号は、制御回路30におけるスイッチング素子をオンするためのトリガ信号となる。
The
制御回路30は、Z/C端子に供給される信号に基づいて、スイッチング素子Q1のゲートに信号を供給する。また、過電流検出抵抗R1での電圧降下をモニターし、スイッチング素子Q1に流れる過電流を検出して、スイッチング素子Q1のゲートへの信号供給を停止する。なお、本発明に関連する制御回路30の内部構成については、後に詳述する。
The
出力電圧検出回路40は、出力電圧を検出するための抵抗R2、R3と、基準電圧源Vcと、出力電圧を抵抗R2、R3で分圧した分圧値をマイナス入力に、基準電圧源Vcをプラス入力に接続し、フィードバック抵抗R4を有するオペアンプOP1とから構成されている。出力電圧検出回路40の出力は、制御回路30のFB端子に接続され、出力電圧の分圧値が基準電圧よりも高くなると、両者の電位差に応じた電流をFB端子から引き抜くように動作する。
The output
<制御回路の内部構成>
図2を用いて、本発明の実施形態に係る制御回路の内部構成について、説明する。
<Internal configuration of control circuit>
The internal configuration of the control circuit according to the embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
図2に示すように、本実施形態に係る制御回路30は、OCP電圧コンパレータ31と、Nビットカウンター32と、ラッチ回路33と、ラッチリセットコンパレータ34と、制御巻線電圧コンパレータ35と、OR回路36と、VCC電圧起動検出部37とから構成されている。また、Z/C端子、OCP端子、VCC端子を備えている。
As shown in FIG. 2, the
OCP電圧コンパレータ31は、OCP端子から入力した過電流検出抵抗R1の電圧値を所定の閾値と比較して、過電流検出抵抗R1の電圧値が所定の閾値よりも高い場合には、Nビットカウンター32の図示しないクロック端子にパルスを出力する。
The
Nビットカウンター32は、OCP電圧コンパレータ31から図示しないクロック端子に入力されるパルスの数をカウントするカウンターであり、カウント数が2Nに達すると、ラッチ回路33の図示しないセット端子にラッチ信号を出力する。なお、ビット数Nは、Nビットカウンター32が、Nビットをカウントする時間が、電源の起動から電源出力電圧が安定するまでの時間よりも長くなるように設定される。
The N-
ラッチ回路33は、Nビットカウンター32から図示しないセット端子にラッチ信号を入力するとその状態を保持する。これにより、制御回路30は、スイッチング素子Q1へのゲート信号の供給をラッチ停止し、電源の動作を停止させる。また、ラッチリセットコンパレータ34は、VCCの電圧が所定の閾値よりも低くなると、図示しないラッチ回路33のリセット端子にリセット信号を出力する。
The
制御巻線電圧コンパレータ35は、制御巻線電圧を所定の閾値と比較して、制御巻線電圧が所定の閾値よりも高い場合には、OR回路36にハイレベルのパルスを出力する。VCC電圧起動検出部37は、電源の起動時のVCCをモニターし、電源の起動時を検出したときに、ハイレベルのパルスを出力する。OR回路36は、制御巻線電圧コンパレータ35からの出力パルスとVCC電圧起動検出部37の出力パルスとのORを演算し、少なくともどちらかの出力パルスがハイレベルであるとき、Nビットカウンター32の図示しないクリア端子にクリア信号を出力する。
The control winding
つまり、制御巻線電圧コンパレータ35を使って、Nビットカウンター32にクリア信号を出力して、Nビットカウンター32をクリアするのは、通常動作時には、制御巻線電圧によって、定期的にNビットカウンター32をリフレッシュするためである。また、VCC電圧起動検出部37を使って、Nビットカウンター32にクリア信号を出力して、Nビットカウンター32をクリアするのは、VCC電源供給時に、確実にカウンタのカウント数をリセットしてから起動を行い、Nビットカウンター32の誤動作を防止するためである。
In other words, the control winding
<昇圧電源回路の動作>
図3を用いて、本発明の実施形態に係る昇圧電源回路の動作を回路各部の波形を参照しながら、説明する。
<Operation of booster power supply circuit>
The operation of the boost power supply circuit according to the embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
<定常動作時>
定常動作の場合の各部波形が(A)に示されている。制御巻線L2の電圧波形は、チョークコイルL1を流れる電流に対応した電圧波形となるが、定常状態では、図に示すような矩形波が現れ、これが、制御回路30のZ/C端子に入力される。
<During steady operation>
The waveform of each part in the steady operation is shown in (A). The voltage waveform of the control winding L2 is a voltage waveform corresponding to the current flowing through the choke coil L1, but in a steady state, a rectangular wave as shown in the figure appears and this is input to the Z / C terminal of the
この信号は、制御回路30内の制御巻線電圧コンパレータ35に入力され、入力信号が所定の閾値を越えた場合には、ハイレベルのパルス信号がOR回路36に出力され、OR回路36からNビットカウンター32にクリア信号が出力され、カウンターがリフレッシュされる。
This signal is input to the control winding
一方で、定常動作時には、OCP電圧コンパレータ31にOCP信号が入力されるが、OCP信号のレベルが所定の閾値よりも低いために、OCP電圧コンパレータ31からNビットカウンター32へカウントアップ信号が出力されることはない。
On the other hand, an OCP signal is input to the
また、定常動作時には、Z/C端子に入力される信号に基づいて、スイッチング素子Q1に図に示すようなゲート信号が供給され、これにより、スイッチング素子Q1には、三角波状の電流(図中、主MOS電流)が流れる。 Further, at the time of steady operation, a gate signal as shown in the figure is supplied to the switching element Q1 based on a signal input to the Z / C terminal, whereby a triangular wave current (in the figure) is supplied to the switching element Q1. , Main MOS current) flows.
なお、図中(C)の波形群は、後述する出力ダイオードD1が短絡状態から復帰し、定常状態に戻った場合の波形群を示している。この状態では、図中(A)の場合とは異なり、復帰直後、制御巻線L2の電圧が安定せず、レベルが小さくなっている。そして、その後、制御巻線L2の電圧が安定して、本来の電圧値になると、制御回路30内の制御巻線電圧コンパレータ35からハイレベルのパルス信号がOR回路36に出力され、OR回路36からNビットカウンター32にクリア信号が出力され、カウンターがリフレッシュされる。
The waveform group (C) in the figure indicates a waveform group when an output diode D1 (to be described later) returns from a short-circuit state and returns to a steady state. In this state, unlike the case of (A) in the figure, immediately after the return, the voltage of the control winding L2 is not stable and the level is low. After that, when the voltage of the control winding L2 becomes stable and reaches an original voltage value, a high-level pulse signal is output from the control winding
<出力ダイオード短絡時>
図中(B)は、出力ダイオードD1が短絡した場合の各部の波形を示している。出力ダイオードD1が短絡すると、トランス20の入力電圧Viと昇圧電源回路の出力電圧VoがVi=Voの関係となるため、制御巻線L2の正の電圧は現れない。
<When output diode is short-circuited>
(B) in the figure shows the waveforms of the respective parts when the output diode D1 is short-circuited. When the output diode D1 is short-circuited, the input voltage Vi of the
一方で、出力ダイオードD1が短絡すると、スイッチング素子Q1に過電流が流れる(図中、主MOS電流とOCP閾値の波形を参照)ために、OCP電圧が高くなって、OCP電圧コンパレータ31からNビットカウンター32へカウントアップ信号が出力される。
On the other hand, when the output diode D1 is short-circuited, an overcurrent flows through the switching element Q1 (refer to the waveform of the main MOS current and the OCP threshold in the figure). A count up signal is output to the
図中(B)は、出力ダイオードD1の短絡状態が短時間で解消される場合を示しているが、図名(D)のように、長時間、出力ダイオードD1の短絡状態が続くと、OCP電圧コンパレータ31からのカウントアップ信号によって、Nビットカウンター32がカウントアップを続け、所定のNビットまで、カウントすると信号をラッチ回路33に出力して、ラッチ停止する。なお、ラッチ停止の状態は、VCCがラッチ解除電圧よりも低くなると、ラッチリセットコンパレータ34からのラッチリセット信号により解除される。
In the figure, (B) shows a case where the short-circuit state of the output diode D1 is cleared in a short time, but as shown in the figure name (D), if the short-circuit state of the output diode D1 continues for a long time, the OCP The N-
<制御巻線電圧とゲート信号の関係>
上記で、制御巻線電圧を用いる理由について、図4を参照して説明する。
制御巻線電圧とゲート信号との関係は、図4に示すようになっている。つまり、ゲート信号により、スイッチング素子Q1がオンの時には、制御巻線L2に負の電圧が現れ、スイッチング素子Q1がオフの時には、制御巻線L2に正の電圧(図中、斜線部分)が現れる。
<Relationship between control winding voltage and gate signal>
The reason why the control winding voltage is used will be described with reference to FIG.
The relationship between the control winding voltage and the gate signal is as shown in FIG. That is, a negative voltage appears in the control winding L2 when the switching element Q1 is turned on by the gate signal, and a positive voltage (shaded portion in the figure) appears in the control winding L2 when the switching element Q1 is turned off. .
スイッチング素子Q1がオフの時、チョークコイルL1の巻数をNp、制御巻線L2の巻数をNc、チョークコイルL1の入力電圧をVi、昇圧電源回路の出力電圧をVoとすると、制御巻線L2のエネルギーは、Em=(Vo−Vi)×(Nc/Np)となる。つまり、出力電圧Voが安定すれば、制御巻線L2には、一定の電圧が現れる。一方で、上述のように、出力ダイオードD1が短絡すると、トランス20の入力電圧Viと昇圧電源回路の出力電圧VoがVi=Voの関係となる。そのため、出力ダイオードD1が短絡すると、上式により、制御巻線L2の正の電圧は、現れない。
When the switching element Q1 is off, the number of turns of the choke coil L1 is Np, the number of turns of the control winding L2 is Nc, the input voltage of the choke coil L1 is Vi, and the output voltage of the boost power supply circuit is Vo. The energy is Em = (Vo−Vi) × (Nc / Np). That is, when the output voltage Vo is stabilized, a constant voltage appears in the control winding L2. On the other hand, as described above, when the output diode D1 is short-circuited, the input voltage Vi of the
そのため、制御巻線L2の電圧をモニターすることにより、定常動作と出力ダイオードD1の短絡時の動作とを識別することができる。また、昇圧電源回路の起動時にも、スイッチング素子Q1に過電流が流れるが、定常動作時に、制御巻線L2の電圧が一定の電圧になると、Nビットカウンター32をリフレッシュすることにより、上記、昇圧電源回路の起動時の過電流状態との切り分けが可能となる。
Therefore, the steady operation and the operation when the output diode D1 is short-circuited can be distinguished by monitoring the voltage of the control winding L2. Further, an overcurrent flows through the switching element Q1 even when the boosting power supply circuit is started up. However, when the voltage of the control winding L2 becomes a constant voltage during the steady operation, the N-
したがって、本実施形態によれば、出力ダイオードが何らかの要因で短絡した場合においても、スイッチング素子の破壊を未然に防止することができる。また、電源起動時に生じるスイッチング素子に対する過電流状態においては、動作せずに、出力ダイオードが何らかの要因で短絡した場合のみに動作を行う過電流保護を実現することができる。 Therefore, according to this embodiment, even when the output diode is short-circuited for some reason, the switching element can be prevented from being destroyed. Moreover, in the overcurrent state with respect to the switching element generated at the time of starting the power supply, it is possible to realize overcurrent protection that operates only when the output diode is short-circuited for some reason without being operated.
<応用例1>
図5を用いて、本実施形態の応用例1について説明する。
本応用例は、上記実施形態の内容をスイッチング電源を並列に接続して構成するインターリーブ型スイッチング電源に適用するものである。
<Application example 1>
Application example 1 of the present embodiment will be described with reference to FIG.
In this application example, the contents of the above-described embodiment are applied to an interleaved switching power supply configured by connecting switching power supplies in parallel.
本応用例に係るインターリーブ型スイッチング電源は、主として、図5に示すように、整流回路10と、チョークコイルL1および制御巻線L2とからなるトランス20と、マスター側制御回路30aと、スレーブ側制御回路30bと、出力電圧検出回路40と、トリガ伝達回路50とから構成されている。
As shown in FIG. 5, the interleave type switching power supply according to this application example mainly includes a
マスター側制御回路30aおよびスレーブ側制御回路30bは、VZ端子およびFB端子に入力される信号により、スイッチング素子のオンタイミングとオン時間幅とを制御する。
The master-
出力電圧検出回路40は、出力電圧を検出するための抵抗R2、R3と、基準電圧源Vcと、出力電圧を抵抗R2、R3で分圧した分圧値をマイナス入力に、基準電圧源Vcをプラス入力に接続し、フィードバック抵抗R4を有するオペアンプOP1とから構成されている。出力電圧検出回路40の出力は、マスター側制御回路30aのFB端子に接続され、出力電圧の分圧値が基準電圧よりも高くなると、両者の電位差に応じた電流をFB端子から引き抜くように動作する。
The output
トリガ伝達回路50は、制御巻線L2から出力される信号を利用して、マスター側のオフタイミングで、スレーブ側の制御回路にオントリガを供給する。これにより、2つのスイッチング素子を交互にオン状態とすることができる。
The
また、マスター側制御回路30aの内部構成は、上記実施形態で説明したように、図2に示すような構成になっている。本応用例においては、マスター側制御回路30aが、スレーブ側制御回路30bをコントロールする構成になっているため、マスター側制御回路30aにのみ上記実施形態で示した機能を備えておけば、仮に、スレーブ側の出力ダイオードD2が短絡した場合でも、マスター側制御回路30a内の図2に示す回路ブロックが動作して、スレーブ側のスイッチング素子Q2が過電流により破壊することを防止することができる。なお、本応用例では、スレーブが1つの場合を例示したが、これに限らず、スレーブがN(Nは正の整数)個の場合であっても、本応用例同様に、機能させることができる。
Further, as described in the above embodiment, the internal configuration of the master-
したがって、昇圧電源回路のみならず、スイッチング電源を並列に接続して構成するインターリーブ型スイッチング電源のマスター側制御回路に、上記実施形態における機能を搭載しておけば、たとえ、スレーブ側の出力ダイオードが短絡状態になった場合でも、スレーブ側スイッチング素子の破壊を未然に防止することができる。また、電源起動時に生じるマスター側およびスレーブ側のスイッチング素子に対する過電流状態においては、動作せずに、出力ダイオードが何らかの要因で短絡した場合のみに動作を行う過電流保護を実現することができる。 Therefore, if the function in the above embodiment is incorporated in the master side control circuit of the interleave type switching power source configured by connecting the switching power sources in parallel as well as the boost power source circuit, even if the output diode on the slave side is Even in the case of a short circuit, the slave switching element can be prevented from being destroyed. Further, in the overcurrent state with respect to the switching elements on the master side and the slave side generated at the time of starting the power supply, it is possible to realize overcurrent protection that operates only when the output diode is short-circuited for some reason without operating.
<応用例2>
図6を用いて、本実施形態の応用例2について説明する。
本応用例は、上記実施形態の内容をスイッチング電源を並列に接続して構成するインターリーブ型スイッチング電源に適用するものである。
<Application example 2>
Application example 2 of the present embodiment will be described with reference to FIG.
In this application example, the contents of the above-described embodiment are applied to an interleaved switching power supply configured by connecting switching power supplies in parallel.
応用例1においては、マスター側の制御巻線L2により、チョークコイルL1を流れる電流に対応した信号をマスター側制御回路30aが検出し、これをトリガ伝達回路50を介して、スレーブ側制御回路30bにおけるスイッチング素子をオンするためのトリガ信号とする例について述べたが、本実施形態では、マスター側制御回路60aにおけるスイッチング素子がオフしたタイミングで、スレーブ側制御回路60bにおけるスイッチング素子をオンするタイミングを生成している。
In the application example 1, the master
具体的には、図6に示すように、マスター側制御回路60aにオン幅伝達出力端子とオントリガ伝達出力端子を備えるとともに、スレーブ側制御回路60bにオン幅伝達入力端子とオントリガ伝達入力端子を備え、マスター側制御回路60aが、スレーブ側制御回路60bにマスター側制御回路60aで検出したオントリガとオン幅(オン時間幅)を伝達し、スレーブ側制御回路が伝達されたオン時間幅でスイッチング素子を制御するようにしている。 Specifically, as shown in FIG. 6, the master-side control circuit 60a includes an on-width transmission output terminal and an on-trigger transmission output terminal, and the slave-side control circuit 60b includes an on-width transmission input terminal and an on-trigger transmission input terminal. The master-side control circuit 60a transmits the on-trigger and on-width (on-time width) detected by the master-side control circuit 60a to the slave-side control circuit 60b, and switches the switching element with the on-time width transmitted by the slave-side control circuit. I try to control it.
また、マスター側制御回路60aの内部構成は、上記実施形態で説明したように、図2に示すような構成になっている。本応用例においては、マスター側制御回路60aが、スレーブ側制御回路60bをコントロールする構成になっているため、マスター側制御回路60aにのみ上記実施形態で示した機能を備えておけば、仮に、スレーブ側の出力ダイオードD2が短絡した場合でも、マスター側制御回路60a内の図2に示す回路ブロックが動作して、スレーブ側のスイッチング素子Q2が過電流により破壊することを防止することができる。なお、本応用例では、スレーブが1つの場合を例示したが、これに限らず、スレーブがN(Nは正の整数)個の場合であっても、本応用例同様に、機能させることができる。 Further, as described in the above embodiment, the internal configuration of the master side control circuit 60a is as shown in FIG. In this application example, since the master-side control circuit 60a is configured to control the slave-side control circuit 60b, if only the master-side control circuit 60a has the function described in the above embodiment, Even when the slave-side output diode D2 is short-circuited, the circuit block shown in FIG. 2 in the master-side control circuit 60a operates to prevent the slave-side switching element Q2 from being destroyed by an overcurrent. In this application example, the case where there is one slave is illustrated. However, the present invention is not limited to this, and even when there are N slaves (N is a positive integer), the slave can function in the same manner as in this application example. it can.
したがって、昇圧電源回路のみならず、スイッチング電源を並列に接続して構成するインターリーブ型スイッチング電源のマスター側制御回路に、上記実施形態における機能を搭載しておけば、たとえ、スレーブ側の出力ダイオードが短絡状態になった場合でも、スレーブ側スイッチング素子の破壊を未然に防止することができる。また、電源起動時に生じるマスター側およびスレーブ側のスイッチング素子に対する過電流状態においては、動作せずに、出力ダイオードが何らかの要因で短絡した場合のみに動作を行う過電流保護を実現することができる。 Therefore, if the function in the above embodiment is incorporated in the master side control circuit of the interleave type switching power source configured by connecting the switching power sources in parallel as well as the boost power source circuit, even if the output diode on the slave side is Even in the case of a short circuit, the slave switching element can be prevented from being destroyed. Further, in the overcurrent state with respect to the switching elements on the master side and the slave side generated at the time of starting the power supply, it is possible to realize overcurrent protection that operates only when the output diode is short-circuited for some reason without operating.
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。 As mentioned above, although embodiment of this invention was described, this invention is not limited to embodiment mentioned above, A various deformation | transformation and application are possible within the range which does not deviate from the summary of this invention.
10;整流回路
20;トランス
30;制御回路
30a、60a;マスター側制御回路
30b、60b;スレーブ側制御回路、
31;OCP電圧コンパレータ
32;Nビットカウンター
33;ラッチ回路
34;ラッチリセットコンパレータ
35;制御巻線電圧コンパレータ
36;OR回路
37;VCC電圧起動検出部
40;出力電圧検出回路
50;トリガ伝達回路
L1;チョークコイル
L2;制御巻線
C1;入力コンデンサ
Q1、Q2;スイッチング素子
R1;過電流検出抵抗
D1;出力ダイオード
C2;平滑化コンデンサ
DESCRIPTION OF
31;
Claims (5)
前記スイッチング素子に流れる過電流を検出する過電流検出手段を備え、
前記出力ダイオードが短絡した場合に、前記過電流検出手段が、所定の回数以上連続して、過電流を検出すると、前記制御回路が前記スイッチング素子へのゲート電圧の供給を停止することを特徴とする昇圧電源回路。 A commercial power source, a transformer connected in series to the power source, an output diode connected between the output end of the choke coil in the transformer and the power source output end, and connected in parallel to the commercial power source In a boosting power supply circuit that includes a switching element that controls switching of the output voltage of the choke coil, and a control circuit that controls on / off of the switching element, boosts the commercial power supply voltage and outputs the boosted voltage from the power supply output terminal.
Comprising overcurrent detection means for detecting overcurrent flowing through the switching element;
When the output diode is short-circuited, if the overcurrent detection unit detects an overcurrent continuously for a predetermined number of times, the control circuit stops supplying the gate voltage to the switching element. Boost power supply circuit.
前記過電流検出手段が過電流の発生を検出した回数をカウントするNビットカウンターと、
前記トランスを構成する制御巻線の電圧を所定の閾値と比較する比較器とを備え、
前記制御巻線の電圧が所定の閾値よりも高い場合に、前記カウンターの値をリフレッシュする信号を出力することを特徴とする請求項1に記載の昇圧電源回路。 The control circuit comprises:
An N-bit counter that counts the number of times the overcurrent detection means detects the occurrence of an overcurrent;
A comparator for comparing the voltage of the control winding constituting the transformer with a predetermined threshold,
2. The boost power supply circuit according to claim 1, wherein when the voltage of the control winding is higher than a predetermined threshold, a signal for refreshing the counter value is output.
前記過電流検出手段が過電流の発生を検出した回数をカウントするNビットカウンターを備え、
該Nビットカウンターが、Nビットをカウントする時間が、起動から電源出力電圧が安定するまでの時間よりも長いことを特徴とする請求項2に記載の昇圧電源回路。 The control circuit comprises:
An N-bit counter that counts the number of times the overcurrent detection means detects the occurrence of an overcurrent;
3. The boosting power supply circuit according to claim 2, wherein the time for the N bit counter to count N bits is longer than the time from startup to stabilization of the power supply output voltage.
前記過電流検出手段が過電流の発生を検出した回数をカウントするNビットカウンターと、
起動電源電圧を検出する起動電源電圧検出手段と、
を備え、
前記起動電源電圧検出手段が、起動電源電圧を検出したときに、前記カウンターの値をリフレッシュする信号を出力することを特徴とする請求項1から請求項3のいずれかに記載の昇圧電源回路。 The control circuit comprises:
An N-bit counter that counts the number of times the overcurrent detection means detects the occurrence of an overcurrent;
A starting power supply voltage detecting means for detecting the starting power supply voltage;
With
The boost power supply circuit according to any one of claims 1 to 3, wherein the startup power supply voltage detection means outputs a signal for refreshing the value of the counter when the startup power supply voltage is detected.
前記マスター側制御回路が、
前記スイッチング素子に流れる過電流を検出する過電流検出手段を備え、
前記出力ダイオードが短絡した場合に、前記過電流検出手段が、所定の回数以上連続して、過電流を検出すると、前記スイッチング素子へのゲート電圧の供給を停止することを特徴とするインターリーブ型スイッチング電源回路。 A commercial power source, a plurality of transformers connected in series to the power source, a plurality of output diodes connected between an output end of a choke coil in the transformer and the power source output end, and the commercial power source An interleave type switching power supply circuit comprising a plurality of switching elements connected in parallel to control switching of the output voltage of the choke coil, a master side control circuit for controlling on / off of the switching element, and one or more slave side control circuits In
The master side control circuit is
Comprising overcurrent detection means for detecting overcurrent flowing through the switching element;
When the output diode is short-circuited, the overcurrent detection means stops the supply of the gate voltage to the switching element when the overcurrent is detected continuously for a predetermined number of times or more. Power supply circuit.
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