JP2011083079A - Control circuit of switching power supply - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、スイッチング電源の制御回路に関する。 The present invention relates to a control circuit for a switching power supply.
従来より、直流電圧を負荷に供給する電源として、スイッチング電源が用いられている（例えば、特許文献１、２参照）。
Conventionally, a switching power supply has been used as a power supply for supplying a DC voltage to a load (for example, see
［スイッチング電源１００の構成］
図４は、従来例に係るスイッチング電源１００の回路図である。スイッチング電源１００は、いわゆる電流共振型のスイッチング電源であり、負荷２００に直流電圧を供給する。このスイッチング電源１００は、トランスＴと、電流電圧変換部１１０と、制御回路１２０と、高圧シフト部１４０と、出力電圧検出部１５０と、直流電源Ｖｉｎと、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２と、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４と、キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４と、抵抗Ｒ１と、フォトダイオードＰＣ１と、を備える。
[Configuration of Switching Power Supply 100]
FIG. 4 is a circuit diagram of a switching
まず、トランスＴの１次側におけるスイッチング電源１００の構成について説明する。トランスＴの１次巻線Ｔ１の一端には、スイッチ素子Ｑ１のソースと、スイッチ素子Ｑ１のボディーダイオードであるダイオードＤ１のアノードと、キャパシタＣ１の他方の電極と、スイッチ素子Ｑ２のドレインと、スイッチ素子Ｑ２のボディーダイオードであるダイオードＤ２のカソードと、キャパシタＣ２の一方の電極と、が接続される。スイッチ素子Ｑ１のドレインには、ダイオードＤ１のカソードと、キャパシタＣ１の一方の電極と、直流電源Ｖｉｎの正極と、が接続される。スイッチ素子Ｑ２のソースには、ダイオードＤ２のアノードと、キャパシタＣ２の他方の電極と、直流電源Ｖｉｎの負極と、が接続される。
First, the configuration of the
トランスＴの１次巻線Ｔ１の他端には、キャパシタＣ３および電流電圧変換部１１０を介して、直流電源Ｖｉｎの負極が接続される。
The other end of the primary winding T1 of the transformer T is connected to the negative electrode of the DC power source Vin via the capacitor C3 and the current-
制御回路１２０は、制御手段１３０と、キャパシタＣ５、Ｃ６と、抵抗Ｒ２、Ｒ３と、フォトダイオードＰＣ１と対に設けられたフォトトランジスタＰＣ２と、を備える。
The
制御手段１３０には、端子Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４、Ｐ５、Ｐ６、Ｐ７、Ｐ８が設けられる。端子Ｐ１には、キャパシタＣ５を介して基準電位源ＧＮＤが接続され、端子Ｐ２には、キャパシタＣ６を介して基準電位源ＧＮＤが接続される。端子Ｐ３には、抵抗Ｒ２を介して基準電位源ＧＮＤが接続されるとともに、抵抗Ｒ３およびフォトトランジスタＰＣ２を介して基準電位源ＧＮＤが接続される。端子Ｐ４には、電流電圧変換部１１０が接続される。端子Ｐ５には、基準電位源ＧＮＤが接続される。端子Ｐ６には、図示しない直流電源が接続される。端子Ｐ７には、スイッチ素子Ｑ２のゲートが接続され、端子Ｐ８には、高圧シフト部１４０を介してスイッチ素子Ｑ１のゲートが接続される。
The control means 130 is provided with terminals P1, P2, P3, P4, P5, P6, P7, and P8. A reference potential source GND is connected to the terminal P1 via a capacitor C5, and a reference potential source GND is connected to the terminal P2 via a capacitor C6. A reference potential source GND is connected to the terminal P3 via a resistor R2, and a reference potential source GND is connected to the terminal P3 via a resistor R3 and a phototransistor PC2. The current-
次に、トランスＴの２次側におけるスイッチング電源１００の構成について説明する。トランスＴの第１の２次巻線Ｔ２の一端には、ダイオードＤ３のアノードが接続され、ダイオードＤ３のカソードには、キャパシタＣ４の一方の電極と、負荷２００の一端と、ダイオードＤ４のカソードと、が接続される。トランスＴの第１の２次巻線Ｔ２の他端には、キャパシタＣ４の他方の電極と、負荷２００の他端と、基準電位源ＧＮＤと、が接続される。
Next, the configuration of the
トランスＴの第２の２次巻線Ｔ３の一端には、キャパシタＣ４の他方の電極と、負荷２００の他端と、基準電位源ＧＮＤと、が接続される。トランスＴの第２の２次巻線Ｔ３の他端には、ダイオードＤ４のアノードが接続され、ダイオードＤ４のカソードには、キャパシタＣ４の一方の電極と、負荷２００の一端と、ダイオードＤ３のカソードと、が接続される。
One end of the second secondary winding T3 of the transformer T is connected to the other electrode of the capacitor C4, the other end of the
ダイオードＤ３のカソードと、ダイオードＤ４のカソードとには、出力電圧検出部１５０の第１端子が接続されるとともに、抵抗Ｒ１およびフォトダイオードＰＣ１を介して出力電圧検出部１５０の第２端子が接続される。出力電圧検出部１５０の第３端子には、基準電位源ＧＮＤが接続される。
A first terminal of the
［スイッチング電源１００の動作］
以上の構成を備えるスイッチング電源１００は、制御手段１３０によりデッドタイムを挟んでスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を交互にオン状態にすることで、負荷２００に直流電圧を供給する。ここで、デッドタイムとは、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の双方がオフとなる期間のことである。
[Operation of Switching Power Supply 100]
The
スイッチ素子Ｑ１がオン状態でかつスイッチ素子Ｑ２がオフ状態である期間では、直流電源Ｖｉｎの正極から出力された電流がオン状態のスイッチ素子Ｑ１を介してトランスＴの１次巻線Ｔ１に供給され、トランスＴの１次巻線Ｔ１の一端から他端に電流が流れる。すると、トランスＴの第１の２次巻線Ｔ２と、トランスＴの第２の２次巻線Ｔ３とには、他端から一端に向かって電流を流そうとする起電力がそれぞれ発生し、ダイオードＤ３ではアノードの電圧がカソードの電圧より高くなり、ダイオードＤ３が導通する。その結果、トランスＴの第１の２次巻線Ｔ２と、トランスＴの第２の２次巻線Ｔ３と、に発生した起電力は、整流され、キャパシタＣ４で平滑されて、負荷２００に供給される。
In a period in which the switch element Q1 is on and the switch element Q2 is off, the current output from the positive electrode of the DC power source Vin is supplied to the primary winding T1 of the transformer T via the switch element Q1 in the on state. A current flows from one end of the primary winding T1 of the transformer T to the other end. Then, an electromotive force is generated in the first secondary winding T2 of the transformer T and the second secondary winding T3 of the transformer T so as to cause a current to flow from the other end toward the one end. In the diode D3, the anode voltage becomes higher than the cathode voltage, and the diode D3 becomes conductive. As a result, the electromotive force generated in the first secondary winding T2 of the transformer T and the second secondary winding T3 of the transformer T is rectified, smoothed by the capacitor C4, and supplied to the
スイッチ素子Ｑ１がオフ状態でかつスイッチ素子Ｑ２がオン状態である期間では、トランスＴの１次巻線Ｔ１の一端から他端に電流が流れた期間にトランスＴに蓄えられたエネルギーにより、トランスＴの１次巻線Ｔ１からオン状態のスイッチ素子Ｑ２を介して直流電源Ｖｉｎの負極に電流が供給され、トランスＴの１次巻線Ｔ１の他端から一端に電流が流れる。すると、トランスＴの第１の２次巻線Ｔ２と、トランスＴの第２の２次巻線Ｔ３とには、一端から他端に向かって電流を流そうとする起電力がそれぞれ発生し、ダイオードＤ４ではアノードの電圧がカソードの電圧より高くなり、ダイオードＤ４が導通する。その結果、トランスＴの第１の２次巻線Ｔ２と、トランスＴの第２の２次巻線Ｔ３と、に発生した起電力は、整流され、キャパシタＣ４で平滑されて、負荷２００に供給される。
In the period when the switch element Q1 is in the off state and the switch element Q2 is in the on state, the energy stored in the transformer T during the period when the current flows from one end to the other end of the primary winding T1 of the transformer T Current is supplied from the primary winding T1 to the negative electrode of the DC power supply Vin via the switch element Q2 in the on state, and current flows from the other end of the primary winding T1 of the transformer T to one end. Then, an electromotive force is generated in the first secondary winding T2 of the transformer T and the second secondary winding T3 of the transformer T so as to flow a current from one end to the other end. In the diode D4, the anode voltage becomes higher than the cathode voltage, and the diode D4 becomes conductive. As a result, the electromotive force generated in the first secondary winding T2 of the transformer T and the second secondary winding T3 of the transformer T is rectified, smoothed by the capacitor C4, and supplied to the
負荷２００に供給される直流電圧は、抵抗Ｒ１を介してフォトダイオードＰＣ１に供給されるとともに、出力電圧検出部１５０に供給される。出力電圧検出部１５０は、負荷２００に供給される直流電圧を監視し、この直流電圧が高くなるに従って、フォトダイオードＰＣ１に流れる電流を増加させて、フォトダイオードＰＣ１から出射される光の光量を増加させる。
The DC voltage supplied to the
フォトダイオードＰＣ１から出射された光は、フォトトランジスタＰＣ２で受光される。フォトトランジスタＰＣ２に流れる電流は、受光した光の光量が増加するに従って、増加する。 The light emitted from the photodiode PC1 is received by the phototransistor PC2. The current flowing through the phototransistor PC2 increases as the amount of received light increases.
端子Ｐ３に流れる電流は、抵抗Ｒ２に流れる電流と、抵抗Ｒ３およびフォトトランジスタＰＣ２に流れる電流と、からなる。このため、フォトトランジスタＰＣ２に流れる電流が「０」の場合には、端子Ｐ３に流れる電流が最も小さくなる。 The current flowing through the terminal P3 includes a current flowing through the resistor R2 and a current flowing through the resistor R3 and the phototransistor PC2. For this reason, when the current flowing through the phototransistor PC2 is “0”, the current flowing through the terminal P3 is the smallest.
制御手段１３０は、端子Ｐ３に流れる電流を用いて端子Ｐ２に接続されるキャパシタＣ６を充放電する。そして、端子Ｐ２の電圧と、端子Ｐ１の電圧と、端子Ｐ４の電圧と、に応じて、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２をスイッチングさせる。ここで、端子Ｐ１の電圧は、キャパシタＣ５の端子間電圧に等しく、端子Ｐ２の電圧は、キャパシタＣ６の端子間電圧に等しい。また、端子Ｐ４の電圧は、トランスＴの１次巻線Ｔ１に流れる電流を電流電圧変換部１１０により電圧に変換したものであり、トランスＴの１次巻線Ｔ１に流れる電流が大きくなるに従って、高くなる。
The control means 130 charges / discharges the capacitor C6 connected to the terminal P2 using the current flowing through the terminal P3. Then, the switching elements Q1 and Q2 are switched according to the voltage at the terminal P2, the voltage at the terminal P1, and the voltage at the terminal P4. Here, the voltage at the terminal P1 is equal to the voltage between the terminals of the capacitor C5, and the voltage at the terminal P2 is equal to the voltage between the terminals of the capacitor C6. The voltage at the terminal P4 is obtained by converting the current flowing in the primary winding T1 of the transformer T into a voltage by the current-
［制御手段１３０の構成］
図５は、制御手段１３０を備える制御回路１２０の回路図である。制御手段１３０は、基準電圧生成部１３１と、駆動部１３２と、制御部１３３と、ソフトスタート制御部１３４と、比較器ＣＭＰ１と、直流電源Ｖｒｅｆ１と、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチ素子Ｑ１Ｈ、Ｑ２Ｈと、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチ素子Ｑ１Ｌ、Ｑ２Ｌと、を備える。
[Configuration of Control Unit 130]
FIG. 5 is a circuit diagram of the
端子Ｐ１には、制御部１３３に接続されたソフトスタート制御部１３４が接続される。端子Ｐ２、Ｐ３には、駆動部１３２に接続された制御部１３３が接続される。
A soft
端子Ｐ４には、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子が接続される。比較器ＣＭＰ１の反転入力端子には、直流電源Ｖｒｅｆ１の正極が接続され、直流電源Ｖｒｅｆ１の負極には、基準電位源ＧＮＤが接続される。比較器ＣＭＰ１の出力端子には、制御部１３３が接続される。端子Ｐ５には、基準電位源ＧＮＤが接続される。
A non-inverting input terminal of the comparator CMP1 is connected to the terminal P4. A positive electrode of the DC power supply Vref1 is connected to the inverting input terminal of the comparator CMP1, and a reference potential source GND is connected to the negative electrode of the DC power supply Vref1. The
端子Ｐ６には、駆動部１３２に接続された基準電圧生成部１３１と、スイッチ素子Ｑ１Ｈのソースと、スイッチ素子Ｑ２Ｈのソースと、が接続される。スイッチ素子Ｑ１Ｈのドレインには、スイッチ素子Ｑ１Ｌのドレインと、端子Ｐ８と、が接続される。スイッチ素子Ｑ２Ｈのドレインには、スイッチ素子Ｑ２Ｌのドレインと、端子Ｐ７と、が接続される。スイッチ素子Ｑ１Ｌ、Ｑ２Ｌのそれぞれのソースには、基準電位源ＧＮＤが接続される。スイッチ素子Ｑ１Ｈ、Ｑ１Ｌ、Ｑ２Ｈ、Ｑ２Ｌのそれぞれのゲートには、駆動部１３２が接続される。
The reference
［制御手段１３０の動作］
基準電圧生成部１３１は、端子Ｐ６に入力される電圧から基準電圧を生成し、駆動部１３２に供給する。
[Operation of Control Unit 130]
The reference
比較器ＣＭＰ１は、端子Ｐ４の電圧と、直流電源Ｖｒｅｆ１の正極の電圧と、を比較する。そして、端子Ｐ４の電圧が直流電源Ｖｒｅｆ１の正極の電圧より高い場合には、予め定めた電流より大きい過度な電流がトランスＴの１次巻線Ｔ１に流れていると判定し、Ｈレベル電圧を出力する。一方、端子Ｐ４の電圧が直流電源Ｖｒｅｆ１の正極の電圧より高くはない場合には、過度な電流がトランスＴの１次巻線Ｔ１に流れてはいないと判定し、Ｌレベル電圧を出力する。 The comparator CMP1 compares the voltage at the terminal P4 with the positive voltage of the DC power supply Vref1. When the voltage at the terminal P4 is higher than the positive voltage of the DC power supply Vref1, it is determined that an excessive current larger than a predetermined current flows in the primary winding T1 of the transformer T, and the H level voltage is set. Output. On the other hand, when the voltage at the terminal P4 is not higher than the voltage of the positive electrode of the DC power supply Vref1, it is determined that excessive current does not flow through the primary winding T1 of the transformer T, and an L level voltage is output.
ソフトスタート制御部１３４は、端子Ｐ１に接続されるキャパシタＣ５を充電するとともに、端子Ｐ１の電圧を制御部１３３に送信する。キャパシタＣ５の充電は、制御手段１３０の動作が開始されると、開始される。
The soft
制御部１３３は、比較器ＣＭＰ１からＬレベル電圧が供給されている期間では、以下のように、端子Ｐ２の電圧に応じてキャパシタＣ６を充放電し、端子Ｐ２の電圧に基づいて駆動パルス信号を生成して駆動部１３２に供給する。また、端子Ｐ１の電圧が高くなるに従って、生成する駆動パルス信号の周波数を低くする。
The
比較器ＣＭＰ１からＬレベル電圧が供給されている期間では、制御部１３３、端子Ｐ３の順に、抵抗Ｒ２に流れる電流と、抵抗Ｒ３およびフォトトランジスタＰＣ２に流れる電流と、を合わせた電流である吐出し電流が流れ続ける。この端子Ｐ３からの吐出し電流は、制御部１３３で変換され、制御部１３３、端子Ｐ２、キャパシタＣ６の順に流れる。これによれば、端子Ｐ３からの吐出し電流により、キャパシタＣ６が充電される。
During the period when the L level voltage is supplied from the comparator CMP1, the discharge is a current obtained by combining the current flowing through the resistor R2 and the current flowing through the resistor R3 and the phototransistor PC2 in order of the
キャパシタＣ６が充電されることで、端子Ｐ２の電圧が第１電圧より高い第２電圧まで上昇すると、制御部１３３により設定されている吸い込み電流が、キャパシタＣ６から、端子Ｐ２、制御部１３３の順に流れる。ここで、端子Ｐ２に流れる吸い込み電流は、端子Ｐ３に流れる吐出し電流と比べて大きく設定されているものとする。このため、制御部１３３が端子Ｐ２に吸い込み電流を流し始めると、キャパシタＣ６が放電され、端子Ｐ２の電圧が低下する。
When the voltage of the terminal P2 rises to a second voltage higher than the first voltage by charging the capacitor C6, the sink current set by the
キャパシタＣ６が放電されることで、端子Ｐ２の電圧が第１電圧まで低下すると、制御部１３３が端子Ｐ２に放電吸い込み電流を流すのを停止する。すると、端子Ｐ３に流れる吐出し電流により、キャパシタＣ６が充電され、端子Ｐ２の電圧が上昇する。その後、端子Ｐ２の電圧が第２電圧まで上昇すると、再度、上述のように制御部１３３により端子Ｐ２に吸い込み電流が流れ、その結果、端子Ｐ２の電圧が低下する。
When the voltage of the terminal P2 decreases to the first voltage due to the discharge of the capacitor C6, the
以上によれば、比較器ＣＭＰ１からＬレベル電圧が供給されている期間では、キャパシタＣ６の充電が継続して行われている。そして、端子Ｐ２の電圧が第１電圧から第２電圧まで上昇すると、キャパシタＣ６の放電が開始されて端子Ｐ２の電圧が低下し、端子Ｐ２の電圧が第１電圧まで低下すると、キャパシタＣ６の放電が停止される。 As described above, the capacitor C6 is continuously charged during the period when the L level voltage is supplied from the comparator CMP1. Then, when the voltage at the terminal P2 rises from the first voltage to the second voltage, the discharge of the capacitor C6 is started and the voltage at the terminal P2 falls, and when the voltage at the terminal P2 falls to the first voltage, the discharge of the capacitor C6. Is stopped.
一方、制御部１３３は、比較器ＣＭＰ１からＨレベル電圧が供給されると、端子Ｐ２に吸い込み電流を流してキャパシタＣ６の放電を行い、駆動停止信号を駆動部１３２に供給する。
On the other hand, when the H level voltage is supplied from the comparator CMP1, the
駆動部１３２は、制御部１３３から供給される駆動パルス信号に応じて、スイッチ素子Ｑ１Ｈ、Ｑ１Ｌ、Ｑ２Ｈ、Ｑ２Ｌのそれぞれのゲートに、スイッチ素子Ｑ１Ｈ、Ｑ１Ｌを交互にオン状態にするとともにスイッチ素子Ｑ２Ｈ、Ｑ２Ｌを交互にオフ状態にするスイッチング信号を供給する。ただし、制御部１３３から駆動停止信号が供給されると、スイッチ素子Ｑ１Ｈ、Ｑ１Ｌ、Ｑ２Ｈ、Ｑ２Ｌのそれぞれのゲートに、スイッチ素子Ｑ１Ｈ、Ｑ１Ｌをオフ状態にするとともにスイッチ素子Ｑ２Ｈ、Ｑ２Ｌをオン状態にするスイッチング信号を供給する。
In response to the drive pulse signal supplied from the
上述のスイッチング電源１００では、制御手段１３０に設けられた端子Ｐ１が、基準電位源ＧＮＤに接続された端子Ｐ５等の低インピーダンス端子と短絡してしまった場合、端子Ｐ１の電圧が低下する。
In the switching
図６は、従来例に係るスイッチング電源１００のタイミングチャートである。ＶＧＱ１は、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧を示し、ＶＧＱ２は、スイッチ素子Ｑ２のゲート電圧を示す。ＩＤＱ１は、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を示し、ＩＤＱ２は、スイッチ素子Ｑ２のドレイン電流を示す。ＶＰ１は、端子Ｐ１の電圧を示す。また、時刻ｔ２１より以前の期間と、時刻ｔ２２より以後の期間とは、定常状態であり、時刻ｔ２１〜ｔ２２までの期間は、端子Ｐ１と低インピーダンスの端子とが短絡している異常状態であるものとする。
FIG. 6 is a timing chart of the switching
時刻ｔ２１より以前の期間では、端子Ｐ１の電圧ＶＰ１が「０」より高いＶ１である。また、駆動部３２からスイッチ素子Ｑ１Ｈ、Ｑ１Ｌ、Ｑ２Ｈ、Ｑ２Ｌのそれぞれのゲートに、スイッチ素子Ｑ１Ｈ、Ｑ１Ｌを交互にオン状態にするとともにスイッチ素子Ｑ２Ｈ、Ｑ２Ｌを交互にオフ状態にするスイッチング信号が供給される。このため、スイッチ素子Ｑ１のゲートの電圧ＶＧＱ１とスイッチ素子Ｑ２のゲートの電圧ＶＧＱ２とがデッドタイムを挟んで交互にＶＧＨとなり、スイッチ素子Ｑ１のドレインとスイッチ素子Ｑ２のドレインとに交互に電流が流れる。
In a period before time t21, the voltage V P1 at the terminal P1 is V1 higher than “0”. Further, a switching signal for alternately turning on the switch elements Q1H and Q1L and turning off the switch elements Q2H and Q2L is supplied from the
時刻ｔ２１において、異常状態が開始されると、端子Ｐ１の電圧ＶＰ１が「０」またはローレベルとなる。 When an abnormal state is started at time t21, the voltage V P1 of the terminal P1 becomes “0” or low level.
ここで、上述のように、制御部１３３は、端子Ｐ２の電圧に基づいて駆動パルス信号を生成し、この駆動パルス信号の周波数を、端子Ｐ１の電圧が高くなるに従って低くする。このため、異常状態が開始されると、駆動パルス信号の周波数は、異常状態が開始される前と比べて高くなる。
Here, as described above, the
また、上述のように、駆動部１３２は、制御部１３３から供給される駆動パルス信号に応じて、スイッチ素子Ｑ１Ｈ、Ｑ１Ｌを交互にオン状態にするとともにスイッチ素子Ｑ２Ｈ、Ｑ２Ｌを交互にオフ状態にするスイッチング信号を、それぞれのゲートに供給する。このため、異常状態が開始されると、スイッチング信号の周波数は、異常状態が開始される前と比べて高くなる。
Further, as described above, the
以上によれば、時刻ｔ２１〜ｔ２２までの期間では、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧ＶＧＱ１と、スイッチ素子Ｑ２のゲート電圧ＶＧＱ２と、のそれぞれがＶＧＨからＶＧＬに変化したり、ＶＧＬからＶＧＨに変化したりする周波数は、時刻ｔ２１より以前の期間と比べて高くなる。このため、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数は、時刻ｔ２１より以前の期間と比べて高くなる。また、スイッチ素子Ｑ１のドレインとスイッチ素子Ｑ２のドレインとには交互に、時刻ｔ２１より以前の期間と比べてピーク値の低い電流が流れる。 According to the above, in the period from time t21 to t22, each of the gate voltage VG Q1 of the switch element Q1 and the gate voltage VG Q2 of the switch element Q2 changes from VGH to VGL, or changes from VGL to VGH. The frequency to be increased becomes higher than the period before time t21. For this reason, the switching frequency of the switch elements Q1 and Q2 is higher than the period before time t21. Also, a current having a lower peak value flows through the drain of the switch element Q1 and the drain of the switch element Q2 alternately than in the period before time t21.
時刻ｔ２２において、異常状態が終了すると、端子Ｐ１の電圧ＶＰ１は、Ｖ１になるまで、時間が経過するに従って上昇する。すると、時刻ｔ２１より以前の期間と同様に、スイッチ素子Ｑ１のゲートの電圧ＶＧＱ１とスイッチ素子Ｑ２のゲートの電圧ＶＧＱ２とがデッドタイムを挟んで交互にＶＧＨとなり、スイッチ素子Ｑ１のドレインとスイッチ素子Ｑ２のドレインとに交互に電流が流れることになる。 When the abnormal state ends at time t22, the voltage V P1 at the terminal P1 increases as time passes until it reaches V1. Then, as in previous period from the time t21, alternately VGH next at a voltage VG Q2 of the gate voltage VG Q1 and switching element Q2 of the gate of the switching element Q1 with dead time, the drain of the switching element Q1 and the switch A current flows alternately to the drain of the element Q2.
以上のように、端子Ｐ１と低インピーダンスの端子とが短絡した状態では、短絡していない状態と比べて、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数が高くなる。ところが、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数が必要以上に高くなってしまうと、デッドタイムが不足してしまい、ＺＶＳ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）を行うことが困難となる場合がある。ＺＶＳを行うことができないと、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のそれぞれでのスイッチング損失が増加し、発熱量が増大するおそれがある。 As described above, when the terminal P1 and the low impedance terminal are short-circuited, the switching frequency of the switch elements Q1 and Q2 is higher than that when the terminal P1 is not short-circuited. However, if the switching frequency of the switching elements Q1 and Q2 becomes higher than necessary, the dead time may be insufficient, and it may be difficult to perform ZVS (Zero Voltage Switching). If ZVS cannot be performed, the switching loss in each of the switch elements Q1 and Q2 increases, and there is a possibility that the amount of heat generation increases.
上述の課題を鑑み、本発明は、スイッチング電源に設けられたスイッチ素子でのスイッチング損失を抑制することを目的とする。 In view of the above-described problems, an object of the present invention is to suppress switching loss in a switch element provided in a switching power supply.
本発明は、上述の課題を解決するために、以下の事項を提案している。
（１）本発明は、少なくとも１つ以上のスイッチ素子を備えたスイッチング電源の発振周波数を制御する制御回路であって、第１端子と第２端子と第３端子とを有し、前記スイッチ素子のオンオフを制御する制御信号を当該スイッチ素子に供給して、前記スイッチング電源の発振周波数を制御する制御手段と、前記制御手段の外部に設けられた第１キャパシタおよび第２キャパシタと、前記制御手段の内部に設けられ、前記第１端子を介して前記第１キャパシタの電荷を放出する第１キャパシタ放電手段と、第２端子から吐出される電流量に応じて第１端子から吐出される電流量を決定するＩＣ内部の第１吐出し電流決定手段を含んで構成され前記第２端子から吐出される電流に応じて当該第１吐出し電流決定手段により前記第１端子を介して前記第１キャパシタに充電電流を流すことで、当該第１キャパシタを充電する第１キャパシタ充電手段と、前記制御手段の内部に設けられ、前記第３端子を介して前記第２キャパシタの電荷を放出する第２キャパシタ放電手段と、前記第３端子を介して前記第２キャパシタに充電電流を流すことで、当該第２キャパシタを充電する第２キャパシタ充電手段と、前記制御手段の内部に設けられ、前記第１キャパシタの端子間電圧に応じて変化する第１端子の電圧に基づいて、前記制御信号を生成する制御信号生成手段と、前記第２キャパシタの端子間電圧に応じて変化する第３端子の電圧が低くなるに従って、前記制御信号の周波数を高くする制御信号周波数可変手段と、前記第３端子は、前記スイッチング電源の正常動作時には第１電圧を維持しており、前記スイッチング電源に異常が発生したことを検知すると、前記第３端子を介して前記第２キャパシタに充電電流を流し、前記第３端子の電圧が予め定めた第２電圧まで上昇すると、前記スイッチ素子のスイッチングを停止させるとともに当該第３端子を介して当該第２キャパシタに放電電流を流す異常検知手段と、を備え、前記異常検知手段は、前記第３端子の電圧が前記第２電圧まで上昇した回数が予め定めた値になると、前記スイッチ素子のスイッチングの停止を維持させ、前記制御手段は、前記第３端子の電圧が前記第１電圧より低い第３電圧以下になると、前記スイッチ素子のスイッチングを停止させることを特徴とするスイッチング電源の制御回路を提案している。
The present invention proposes the following items in order to solve the above-described problems.
(1) The present invention is a control circuit for controlling an oscillation frequency of a switching power supply including at least one switch element, and includes a first terminal, a second terminal, and a third terminal, and the switch element A control means for controlling the on / off state of the switching power supply to control the oscillation frequency of the switching power supply, a first capacitor and a second capacitor provided outside the control means, and the control means And a first capacitor discharging means for discharging the charge of the first capacitor through the first terminal, and a current amount discharged from the first terminal in accordance with a current amount discharged from the second terminal In accordance with the current discharged from the second terminal, the first discharge current determining means passes through the first terminal according to the current discharged from the second terminal. By supplying a charging current to the first capacitor, the first capacitor charging means for charging the first capacitor and the control means are provided inside, and the charge of the second capacitor is discharged through the third terminal. A second capacitor discharging means, a second capacitor charging means for charging the second capacitor by flowing a charging current to the second capacitor through the third terminal, and a control means, Control signal generating means for generating the control signal based on the voltage at the first terminal that changes in accordance with the voltage between the terminals of the first capacitor, and a third terminal that changes in accordance with the voltage between the terminals of the second capacitor The control signal frequency variable means for increasing the frequency of the control signal as the voltage of the voltage decreases, and the third terminal has the first voltage at the time of normal operation of the switching power supply. And when it is detected that an abnormality has occurred in the switching power supply, a charging current is supplied to the second capacitor via the third terminal, and the voltage at the third terminal rises to a predetermined second voltage. And an abnormality detection means for stopping the switching of the switch element and flowing a discharge current to the second capacitor via the third terminal, wherein the abnormality detection means has a voltage at the third terminal of the first terminal. When the number of times of increase to two voltages reaches a predetermined value, the switching of the switching element is maintained, and the control means, when the voltage of the third terminal is lower than the third voltage lower than the first voltage, A switching power supply control circuit is proposed which stops switching of the switch element.
この発明によれば、少なくとも１つ以上のスイッチ素子を備えたスイッチング電源の発振周波数を制御する制御回路に、第１端子と第２端子と第３端子とを有する制御手段と、制御手段の外部に設けられた第１キャパシタおよび第２キャパシタと、制御手段の内部に設けられた第１キャパシタ放電手段と、第１キャパシタ充電手段と、制御手段の内部に設けられた第２キャパシタ放電手段と、第２キャパシタ充電手段と、制御手段の内部に設けられた制御信号生成手段と、制御信号周波数可変手段と、異常検知手段と、を設けた。そして、制御手段により、スイッチ素子のオンオフを制御する制御信号をこのスイッチ素子に供給して、スイッチング電源の発振周波数を制御することとした。また、第１キャパシタ放電手段により、第１端子を介して第１キャパシタの電荷を放出することで、第１キャパシタを放電することとした。また、第１キャパシタ充電手段に、制御手段の内部に設けられた吐出し電流決定手段を設けた。そして、吐出し電流決定手段により、第２端子から吐出される電流量に応じて第１端子から吐出される電流量を決定し、第１キャパシタ充電手段により、吐出し電流決定手段により決定された電流量の充電電流を第１端子を介して第１キャパシタに流すことで、第１キャパシタを充電することとした。また、第２キャパシタ充電手段により、第３端子を介して第２キャパシタに充電電流を流すことで、第２キャパシタを充電することとした。第２キャパシタ放電手段により、第３端子を介して第２キャパシタの電荷を放出することとした。
また、制御信号生成手段により、第１キャパシタの端子間電圧に応じて変化する第１端子の電圧に基づいて、制御信号を生成することとした。また、制御信号周波数可変手段により、第２キャパシタの端子間電圧に応じて変化する第３端子の電圧が低くなるに従って、制御信号の周波数を高くすることとした。第３端子は、スイッチング電源の正常動作時には第１電圧を維持しており、異常検知手段は、スイッチング電源に異常が発生したことを検知すると、第３端子を介して第２キャパシタに充電電流を流し、第３端子の電圧が予め定めた第２電圧まで上昇すると、スイッチ素子のスイッチングを停止させるとともに、第３端子を介して第２キャパシタに放電電流を流すこととした。さらに、異常検知手段は、第３端子の電圧が第２電圧まで上昇した回数が予め定めた値になると、スイッチ素子のスイッチングの停止を維持させることとした。そして、制御手段は、第３端子の電圧が第１電圧より低い第３電圧以下になると、スイッチ素子のスイッチングを停止させることとした。
According to the present invention, the control circuit for controlling the oscillation frequency of the switching power supply including at least one switch element includes the control means having the first terminal, the second terminal, and the third terminal, and the outside of the control means. A first capacitor and a second capacitor provided in the control means, a first capacitor discharging means provided in the control means, a first capacitor charging means, a second capacitor discharging means provided in the control means, A second capacitor charging unit, a control signal generating unit provided inside the control unit, a control signal frequency varying unit, and an abnormality detecting unit are provided. The control means supplies a control signal for controlling on / off of the switch element to the switch element to control the oscillation frequency of the switching power supply. In addition, the first capacitor is discharged by discharging the charge of the first capacitor through the first terminal by the first capacitor discharging means. The first capacitor charging means is provided with discharge current determining means provided inside the control means. The discharge current determining means determines the amount of current discharged from the first terminal according to the amount of current discharged from the second terminal, and the first capacitor charging means determines the discharge current determining means. The first capacitor was charged by flowing a charging current of a current amount through the first terminal to the first capacitor. Further, the second capacitor is charged by causing the second capacitor charging means to pass a charging current to the second capacitor via the third terminal. The second capacitor discharging means discharges the charge of the second capacitor through the third terminal.
In addition, the control signal generating means generates the control signal based on the voltage at the first terminal that changes in accordance with the voltage across the terminals of the first capacitor. Further, the control signal frequency variable means increases the frequency of the control signal as the voltage of the third terminal that changes in accordance with the voltage across the terminals of the second capacitor decreases. The third terminal maintains the first voltage during normal operation of the switching power supply. When the abnormality detecting means detects that an abnormality has occurred in the switching power supply, the charging current is supplied to the second capacitor via the third terminal. When the voltage at the third terminal rises to a predetermined second voltage, switching of the switch element is stopped and a discharge current is allowed to flow to the second capacitor via the third terminal. Furthermore, the abnormality detection means maintains the stop of switching of the switch element when the number of times that the voltage of the third terminal has increased to the second voltage becomes a predetermined value. And the control means decided to stop switching of a switch element, if the voltage of the 3rd terminal became below the 3rd voltage lower than the 1st voltage.
このため、従来例に係る端子Ｐ１に相当する第３端子と低インピーダンスの端子とが短絡し、第３端子の電圧が第３電圧以下になると、制御手段により、スイッチ素子のスイッチングが停止される。したがって、第３端子と低インピーダンスの端子とが短絡した状態で、スイッチング電源に設けられたスイッチ素子のスイッチング周波数が高くなるのを防止できるので、スイッチング電源に設けられたスイッチ素子でのスイッチング損失を抑制できる。 For this reason, when the third terminal corresponding to the terminal P1 according to the conventional example and the low impedance terminal are short-circuited and the voltage of the third terminal becomes equal to or lower than the third voltage, the switching of the switch element is stopped by the control means. . Accordingly, since the switching frequency of the switch element provided in the switching power supply can be prevented from being increased in a state where the third terminal and the low impedance terminal are short-circuited, the switching loss in the switch element provided in the switching power supply is reduced. Can be suppressed.
また、制御信号周波数可変手段は、第３端子の電圧に応じて制御信号の周波数を制御し、異常検知手段は、スイッチング電源に異常が発生したことを検知すると第３端子の電圧を制御する。このため、第３端子という１つの端子を用いて、制御信号の周波数を制御しつつ、スイッチング電源の異常に対応できる。 The control signal frequency variable means controls the frequency of the control signal according to the voltage at the third terminal, and the abnormality detection means controls the voltage at the third terminal when detecting that an abnormality has occurred in the switching power supply. For this reason, it is possible to cope with the abnormality of the switching power supply while controlling the frequency of the control signal using one terminal called the third terminal.
（２）本発明は、（１）のスイッチング電源の制御回路について、前記制御信号生成手段は、前記第３端子の電圧が前記第３電圧以下になると、前記スイッチ素子のゲート電圧をローレベルに維持する制御信号を生成することを特徴とするスイッチング電源の制御回路を提案している。 (2) In the switching power supply control circuit according to (1), the control signal generation unit sets the gate voltage of the switch element to a low level when the voltage of the third terminal becomes equal to or lower than the third voltage. A control circuit for a switching power supply characterized by generating a control signal to be maintained has been proposed.
この発明によれば、制御信号生成手段により、第３端子の電圧が第３電圧以下になると、スイッチ素子のゲート電圧をローレベルに維持する制御信号を生成することとした。このため、従来例に係る端子Ｐ１に相当する第３端子の電圧が第３電圧以下である期間において、スイッチ素子を確実にオフ状態にすることができ、スイッチング電源の誤動作を防止できる。 According to the present invention, when the voltage at the third terminal is equal to or lower than the third voltage, the control signal generating means generates the control signal for maintaining the gate voltage of the switch element at a low level. For this reason, the switch element can be reliably turned off during the period in which the voltage of the third terminal corresponding to the terminal P1 according to the conventional example is equal to or lower than the third voltage, and malfunction of the switching power supply can be prevented.
（３）本発明は、前記異常検知手段は、前記第３端子の電圧が前記第２電圧まで上昇した回数が予め定めた値になると、前記スイッチ素子のスイッチングの停止を維持させ、
前記制御手段は、前記第３端子の電圧が前記第１電圧より低い第３電圧以下になると、前記スイッチ素子のスイッチングを停止させ、当該スイッチ素子のスイッチングが停止している状態で当該第３端子の電圧が当該第１電圧より低く当該第３電圧より高い第４電圧以上になると、当該スイッチ素子のスイッチングを開始させることを特徴とするスイッチング電源の制御回路を提案している。
(3) In the present invention, when the number of times that the voltage of the third terminal has increased to the second voltage reaches a predetermined value, the abnormality detection means maintains the switching stop of the switch element,
The control means stops the switching of the switch element when the voltage of the third terminal becomes equal to or lower than a third voltage lower than the first voltage, and the third terminal in a state where the switching of the switch element is stopped. A switching power supply control circuit is proposed in which switching of the switching element is started when the voltage becomes lower than the first voltage and higher than the fourth voltage higher than the third voltage.
この発明によれば、異常検知手段は、第３端子の電圧が第２電圧まで上昇した回数が予め定めた値になると、スイッチ素子のスイッチングの停止を維持させることとした。
さらに、制御手段は、第３端子の電圧が第１電圧より低い第３電圧以下になると、スイッチ素子のスイッチングを停止させ、スイッチ素子のスイッチングが停止している状態で第３端子の電圧が第１電圧より低く第３電圧より高い第４電圧以上になると、スイッチ素子のスイッチングを開始させることとした。
According to the present invention, the abnormality detection means maintains the switching stop of the switch element when the number of times the voltage at the third terminal has increased to the second voltage reaches a predetermined value.
Further, the control means stops the switching of the switch element when the voltage of the third terminal becomes equal to or lower than the third voltage lower than the first voltage, and the voltage of the third terminal is changed to the first voltage while the switching of the switch element is stopped. When the voltage is lower than 1 voltage and higher than the fourth voltage higher than the third voltage, switching of the switch element is started.
このため、従来例に係る端子Ｐ１に相当する第３端子と低インピーダンスの端子とが短絡し、第３端子の電圧が第３電圧以下になると、制御手段により、スイッチ素子のスイッチングが停止される。したがって、第３端子と低インピーダンスの端子とが短絡した状態で、スイッチング電源に設けられたスイッチ素子のスイッチング周波数が高くなるのを防止できるので、スイッチング電源に設けられたスイッチ素子でのスイッチング損失を抑制できる。 For this reason, when the third terminal corresponding to the terminal P1 according to the conventional example and the low impedance terminal are short-circuited and the voltage of the third terminal becomes equal to or lower than the third voltage, the switching of the switch element is stopped by the control means. . Accordingly, since the switching frequency of the switch element provided in the switching power supply can be prevented from being increased in a state where the third terminal and the low impedance terminal are short-circuited, the switching loss in the switch element provided in the switching power supply is reduced. Can be suppressed.
また、制御信号周波数可変手段は、第３端子の電圧に応じて制御信号の周波数を制御し、異常検知手段は、スイッチング電源に異常が発生したことを検知すると第３端子の電圧を制御する。このため、第３端子という１つの端子を用いて、制御信号の周波数を制御しつつ、スイッチング電源の異常に対応できる。 The control signal frequency variable means controls the frequency of the control signal according to the voltage at the third terminal, and the abnormality detection means controls the voltage at the third terminal when detecting that an abnormality has occurred in the switching power supply. For this reason, it is possible to cope with the abnormality of the switching power supply while controlling the frequency of the control signal using one terminal called the third terminal.
また、スイッチ素子のスイッチングは、第３端子の電圧が第３電圧以下になると停止され、第３端子の電圧が第３電圧より高い第４電圧以上になると開始される。これによれば、第３端子の電圧がノイズにより変動してしまっても、スイッチングが停止される第３電圧と、スイッチングが開始される第４電圧と、の間に電位差が設けられるため、ノイズによる第３端子の電圧の変動に応じてスイッチ素子のスイッチングが停止されたり開始されたりするのを防止でき、スイッチ素子の誤動作を防止できる。 The switching of the switch element is stopped when the voltage at the third terminal becomes equal to or lower than the third voltage, and is started when the voltage at the third terminal becomes equal to or higher than the fourth voltage higher than the third voltage. According to this, even if the voltage at the third terminal fluctuates due to noise, a potential difference is provided between the third voltage at which switching is stopped and the fourth voltage at which switching is started. It is possible to prevent the switching of the switching element from being stopped or started in accordance with the fluctuation of the voltage at the third terminal due to the above, and to prevent malfunction of the switching element.
（４）本発明は、（３）のスイッチング電源の制御回路について、前記制御信号生成手段は、前記第３端子の電圧が前記第３電圧以下になると、前記スイッチ素子のゲート電圧をローレベルに維持する制御信号を生成し、当該スイッチ素子のスイッチングが停止している状態で当該第３端子の電圧が前記第４電圧以上になると、当該スイッチ素子のゲート電圧をローレベルに維持する制御信号を生成するのを停止することを特徴とするスイッチング電源の制御回路を提案している。 (4) In the switching power supply control circuit according to (3), the control signal generation unit sets the gate voltage of the switching element to a low level when the voltage of the third terminal becomes equal to or lower than the third voltage. A control signal for maintaining the gate voltage of the switch element at a low level when the voltage of the third terminal becomes equal to or higher than the fourth voltage while the switching of the switch element is stopped. A switching power supply control circuit characterized by stopping generation is proposed.
この発明によれば、制御信号生成手段により、第３端子の電圧が第３電圧以下になると、スイッチ素子のゲート電圧をローレベルに維持する制御信号の生成を開始し、第３端子の電圧が第４電圧以上になると、スイッチ素子のゲート電圧をローレベルに維持する制御信号の生成を停止することとした。このため、従来例に係る端子Ｐ１に相当する第３端子の電圧が第３電圧以下になってから、第３端子の電圧が第４電圧以上になるまでの期間において、スイッチ素子を確実にオフ状態にすることができ、スイッチング電源の誤動作を防止できる。 According to the present invention, when the voltage of the third terminal becomes equal to or lower than the third voltage by the control signal generating means, generation of the control signal for maintaining the gate voltage of the switch element at the low level is started, and the voltage of the third terminal is When the voltage exceeds the fourth voltage, generation of a control signal for maintaining the gate voltage of the switch element at a low level is stopped. Therefore, the switch element is surely turned off during the period from when the voltage at the third terminal corresponding to the terminal P1 according to the conventional example becomes equal to or lower than the third voltage until the voltage at the third terminal becomes equal to or higher than the fourth voltage. The switching power supply can be prevented from malfunctioning.
本発明によれば、スイッチング電源に設けられたスイッチ素子でのスイッチング損失を抑制できる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the switching loss in the switch element provided in the switching power supply can be suppressed.
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態における構成要素は適宜、既存の構成要素などとの置き換えが可能であり、また、他の既存の構成要素との組合せを含む様々なバリエーションが可能である。したがって、以下の実施形態の記載をもって、特許請求の範囲に記載された発明の内容を限定するものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the constituent elements in the following embodiments can be appropriately replaced with existing constituent elements, and various variations including combinations with other existing constituent elements are possible. Accordingly, the description of the following embodiments does not limit the contents of the invention described in the claims.
［制御回路２０の構成］
図１は、本発明の一実施形態に係る制御回路２０の回路図である。制御回路２０は、図５に示した従来例に係る制御回路１２０とは、制御手段３０の構成が異なる。なお、制御回路２０において、制御回路１２０と同一構成要件については、同一符号を付し、その説明を省略する。また、図４に示した従来例に係るスイッチング電源１００について、制御回路１２０の代わりに制御回路２０を設けたものを、スイッチング電源１とする。
[Configuration of Control Circuit 20]
FIG. 1 is a circuit diagram of a
［制御手段３０の構成］
制御手段３０は、図５に示した従来例に係る制御手段１３０とは、比較器ＣＭＰ２、直流電源Ｖｒｅｆ２、タイマ３５、およびカウンタ３６を備える点と、駆動部３２、制御部３３、およびソフトスタート制御部３４の動作と、が異なる。
[Configuration of Control Unit 30]
The
比較器ＣＭＰ２の反転入力端子には、端子Ｐ１が接続される。比較器ＣＭＰ２の非反転入力端子には、直流電源Ｖｒｅｆ２の正極が接続され、直流電源Ｖｒｅｆ２の負極には、基準電位源ＧＮＤが接続される。比較器ＣＭＰ２の出力端子には、駆動部３２が接続される。
The terminal P1 is connected to the inverting input terminal of the comparator CMP2. The positive electrode of the DC power supply Vref2 is connected to the non-inverting input terminal of the comparator CMP2, and the reference potential source GND is connected to the negative electrode of the DC power supply Vref2. The
タイマ３５には、端子Ｐ１と、比較器ＣＭＰ１の出力端子と、カウンタ３６を介して制御部３３と、が接続される。制御部３３には、制御部１３３と比べて、端子Ｐ１も接続される。なお、本発明の一実施形態に係る制御回路２０において、制御部１３３と駆動部３２とソフトスタート制御部３４と比較器ＣＭＰ２は、本発明の制御手段に相当する部分を構成する。制御部１３３は、本発明の第１キャパシタ充電手段と、第１キャパシタ放電手段と、第１吐出し電流決定手段とに相当する部分を構成する。制御部１３３と駆動部３２は、本発明の制御信号生成手段に相当する部分を構成する。制御部１３３とソフトスタート制御部３４は、本発明の第２キャパシタ充電手段と、第２キャパシタ放電手段とに相当する部分を構成する。制御部１３３と駆動部３２とソフトスタート制御部３４は、本発明の制御信号周波数可変手段に相当する部分を構成する。端子Ｐ１、端子Ｐ２、端子Ｐ３は、それぞれ本発明の第３端子、第１端子、第２端子に相当する。キャパシタＣ５とキャパシタＣ６は、それぞれ本発明の第２キャパシタ、第１キャパシタに相当する。
The
［制御手段３０の動作］
比較器ＣＭＰ２は、ヒステリシス特性を有しており、端子Ｐ１の電圧を参照する。そして、端子Ｐ１の電圧が予め定めた電圧であるＶｔｈ２（後述の図２参照）以下の場合には、端子Ｐ１が低インピーダンスの端子と短絡していると判定し、Ｈレベル電圧を出力し、Ｈレベル電圧を出力している期間に端子Ｐ１の電圧がＶｔｈ２より高くＶ１より低いＶｔｈ１（後述の図２参照）になると、Ｌレベル電圧を出力する。一方、端子Ｐ１の電圧がＶｔｈ２より低くない場合には、端子Ｐ１が低インピーダンスの端子と短絡していないと判定し、Ｌレベル電圧を出力する。
[Operation of Control Unit 30]
The comparator CMP2 has hysteresis characteristics and refers to the voltage at the terminal P1. When the voltage at the terminal P1 is equal to or lower than a predetermined voltage Vth2 (see FIG. 2 described later), it is determined that the terminal P1 is short-circuited with a low impedance terminal, and an H level voltage is output. When the voltage at the terminal P1 becomes Vth1 higher than Vth2 and lower than V1 (see FIG. 2 described later) during the period when the H level voltage is being output, the L level voltage is output. On the other hand, if the voltage at the terminal P1 is not lower than Vth2, it is determined that the terminal P1 is not short-circuited with the low impedance terminal, and an L level voltage is output.
駆動部３２は、駆動部１３２と同様の動作に加えて、以下の動作を行う。駆動部３２は、比較器ＣＭＰ２からＨレベル電圧が供給されると、スイッチ素子Ｑ１Ｈ、Ｑ２Ｈのゲートにローレベルの電圧を供給して、これらスイッチ素子Ｑ１Ｈ、Ｑ２Ｈをオフ状態にするとともに、スイッチ素子Ｑ１Ｌ、Ｑ２Ｌのゲートにハイレベルの電圧を供給して、これらスイッチ素子Ｑ１Ｌ、Ｑ２Ｌをオン状態にする。これによれば、基準電位源ＧＮＤとスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のゲートとが同電位となり、これらスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２がオフ状態で固定される。
In addition to the same operation as the
タイマ３５は、比較器ＣＭＰ１からＨレベル電圧が供給されると、予め定めた電流より大きい過度な電流がトランスＴの１次巻線Ｔ１に流れていると判定し、キャパシタＣ５を充電させる信号を、カウンタ３６を介して制御部３３に供給する。また、端子Ｐ１の電圧がＶｔｈ３（後述の図３参照）に等しくなると、カウンタ３６のカウント値を１だけインクリメントする。なお、カウンタ３６のカウント値は、制御手段３０の初期化が行われる際に、「０」に初期化される。
When the H level voltage is supplied from the comparator CMP1, the
制御部３３は、制御部１３３と同様の動作に加えて、以下の動作を行う。制御部３３は、カウンタ３６を介してタイマ３５から、キャパシタＣ５を充電させる信号を供給されると、ソフトスタート制御部３４にキャパシタＣ５を充電させる。そして、端子Ｐ１の電圧がＶｔｈ３（後述の図３参照）まで上昇すると、カウンタ３６のカウント値を参照する。
In addition to the same operation as that of the
カウンタ３６のカウント値が「２」より小さければ、端子Ｐ１の電圧がＶｔｈ４（後述の図３参照）まで低下すると、制御部３３は、カウンタ３６を介してタイマ３５から、キャパシタＣ５を充電させる信号を供給され、ソフトスタート制御部３４にキャパシタＣ５を充電させ、Ｖｔｈ１（後述の図３参照）まで上昇するまでの期間において、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチングを停止させる駆動停止信号を駆動部３２に供給する。端子Ｐ１の電圧がＶｔｈ１まで上昇すると、ソフトスタート動作により、デッドタイムを挟んでスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を交互にオン状態にさせる駆動パルス信号を駆動部３２に供給する。その後、端子Ｐ１の電圧がＶｔｈ５（後述の図３参照）まで上昇すると、ソフトスタート動作を停止させる。さらに、カウンタ３６のカウント値が「２」より小さく、端子Ｐ１の電圧がＶ１まで上昇した時点で比較器ＣＭＰ１からＬレベル電圧が供給されていると、カウンタ３６のカウント値は「０」に初期化される。
If the count value of the
一方、カウンタ３６のカウント値が「２」に等しければ、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２をオフ状態で維持させる駆動停止維持信号を駆動部３２に供給するとともに、ソフトスタート制御部３４にキャパシタＣ５を放電させる。
On the other hand, if the count value of the
ソフトスタート制御部３４は、ソフトスタート制御部１３４と同様の動作に加えて、以下の動作を行う。ソフトスタート制御部３４は、制御部３３から供給される信号に応じて、端子Ｐ１に接続されるキャパシタＣ５を充放電する。
In addition to the same operation as the soft
図２は、端子Ｐ１と低インピーダンスの端子とが短絡する場合における、スイッチング電源１のタイミングチャートである。時刻ｔ１より以前の期間と、時刻ｔ３より以後の期間とは、定常状態であるものとする。時刻ｔ１〜ｔ２までの期間は、端子Ｐ１と低インピーダンスの端子とが短絡している異常状態であり、時刻ｔ２〜ｔ３までの期間は、異常状態から定常状態に移行する移行状態であるものとする。
FIG. 2 is a timing chart of the switching
時刻ｔ１より以前の期間では、端子Ｐ１の電圧ＶＰ１が「０」より高いＶ１である。また、スイッチ素子Ｑ１のゲートの電圧ＶＧＱ１とスイッチ素子Ｑ２のゲートの電圧ＶＧＱ２とがデッドタイムを挟んで交互にＶＧＨとなり、スイッチ素子Ｑ１のドレインとスイッチ素子Ｑ２のドレインとに交互に電流が流れる。 In a period before time t1, the voltage V P1 at the terminal P1 is V1 higher than “0”. Further, alternately VGH next voltage VG Q2 of the gate voltage VG Q1 and switching element Q2 of the gate of the switching element Q1 with dead time, the current alternately to the drains of switching elements Q2 of the switching element Q1 Flowing.
時刻ｔ１において、異常状態が開始されると、端子Ｐ１の電圧ＶＰ１がＶｔｈ２より低い「０」となる。すると、比較器ＣＭＰ２は、Ｈレベル電圧を駆動部３２に供給し、駆動部３２は、スイッチ素子Ｑ１Ｈ、Ｑ１Ｌ、Ｑ２Ｈ、Ｑ２Ｌのそれぞれのゲートに、スイッチ素子Ｑ１Ｈ、Ｑ２Ｈをオフ状態にするとともにスイッチ素子Ｑ１Ｌ、Ｑ２Ｌをオン状態にするスイッチング信号を供給する。このため、スイッチ素子Ｑ１Ｌおよび端子Ｐ８を介して、基準電位源ＧＮＤとスイッチ素子Ｑ１のゲートとが同電位となり、スイッチ素子Ｑ１のゲートの電圧ＶＧＱ１がＶＧＬとなり、スイッチ素子Ｑ１がオフ状態となる。また、スイッチ素子Ｑ２Ｌおよび端子Ｐ７を介して、基準電位源ＧＮＤとスイッチ素子Ｑ２のゲートとが同電位となり、スイッチ素子Ｑ２のゲートの電圧ＶＧＱ２がＶＧＬとなり、スイッチ素子Ｑ２がオフ状態となる。したがって、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤＱ１と、スイッチ素子Ｑ２のドレイン電流ＩＤＱ２とは、「０」となる。
When an abnormal state is started at time t1, the voltage V P1 at the terminal P1 becomes “0” lower than Vth2. Then, the comparator CMP2 supplies an H level voltage to the
時刻ｔ２において、異常状態が終了すると、ソフトスタート制御部３４によるキャパシタＣ５の充電により、キャパシタＣ５に接続された端子Ｐ１の電圧ＶＰ１は、時間が経過するに従って上昇し、時刻ｔ３ではＶｔｈ１となる。
When the abnormal state ends at time t2, the voltage V P1 of the terminal P1 connected to the capacitor C5 increases as time passes due to charging of the capacitor C5 by the soft
端子Ｐ１の電圧ＶＰ１がＶｔｈ１となる時刻ｔ３において、比較器ＣＭＰ２は、Ｌレベル電圧を駆動部３２に供給し、駆動部３２は、スイッチ素子Ｑ１Ｈ、Ｑ１Ｌ、Ｑ２Ｈ、Ｑ２Ｌのそれぞれのゲートに、スイッチ素子Ｑ１Ｈ、Ｑ１Ｌを交互にオン状態にするとともにスイッチ素子Ｑ２Ｈ、Ｑ２Ｌを交互にオフ状態にするスイッチング信号を供給する。このため、スイッチ素子Ｑ１のゲートの電圧ＶＧＱ１とスイッチ素子Ｑ２のゲートの電圧ＶＧＱ２とがデッドタイムを挟んで交互にＶＧＨとなり、スイッチ素子Ｑ１のドレインとスイッチ素子Ｑ２のドレインとに交互に電流が流れる。
At time t3 the voltage V P1 of the terminal P1 is Vth1, the comparator CMP2 supplies an L-level voltage to the
図３は、予め定めた電流より大きい過度な電流がトランスＴの１次巻線Ｔ１に流れる場合における、スイッチング電源１のタイミングチャートである。ＶＣＭＰ１は、比較器ＣＭＰ１から出力される電圧を示す。また、時刻ｔ１１より以前の期間は、定常状態であり、時刻ｔ１１〜ｔ１２までの期間と、時刻ｔ１５〜ｔ１６までの期間とは、予め定めた電流より大きい過度な電流がトランスＴの１次巻線Ｔ１に流れている異常状態であるものとする。
FIG. 3 is a timing chart of the switching
時刻ｔ１１より以前の期間では、端子Ｐ１の電圧ＶＰ１が「０」より高いＶ１である。また、スイッチ素子Ｑ１のゲートの電圧ＶＧＱ１とスイッチ素子Ｑ２のゲートの電圧ＶＧＱ２とがデッドタイムを挟んで交互にＶＧＨとなり、スイッチ素子Ｑ１のドレインとスイッチ素子Ｑ２のドレインとに交互に電流が流れる。 In a period before time t11, the voltage V P1 at the terminal P1 is V1 higher than “0”. Further, alternately VGH next voltage VG Q2 of the gate voltage VG Q1 and switching element Q2 of the gate of the switching element Q1 with dead time, the current alternately to the drains of switching elements Q2 of the switching element Q1 Flowing.
時刻ｔ１１において、比較器ＣＭＰ１は、予め定めた電流より大きい過度な電流がトランスＴの１次巻線Ｔ１に流れていると判定し、Ｈレベル電圧を出力する。このため、比較器ＣＭＰ１から出力される電圧ＶＣＭＰ１は、ＶＨとなる。 At time t11, the comparator CMP1 determines that an excessive current larger than a predetermined current is flowing in the primary winding T1 of the transformer T, and outputs an H level voltage. For this reason, the voltage V CMP1 output from the comparator CMP1 is VH.
すると、タイマ３５は、キャパシタＣ５を充電させる信号を、カウンタ３６を介して制御部３３に供給し、制御部３３は、ソフトスタート制御部３４にキャパシタＣ５を充電させる。このため、キャパシタＣ５に接続された端子Ｐ１の電圧ＶＰ１は、時間が経過するに従って上昇し、時刻ｔ１２ではＶｔｈ３となる。
Then, the
端子Ｐ１の電圧ＶＰ１がＶｔｈ３となる時刻ｔ１２において、タイマ３５は、カウンタ３６のカウント値を１だけインクリメントする。これにより、カウンタ３６のカウント値は、「１」となり、制御部３３は、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチングを停止させる駆動停止信号を駆動部３２に供給するとともに、ソフトスタート制御部３４にキャパシタＣ５を放電させる。したがって、スイッチ素子Ｑ１のゲートの電圧ＶＧＱ１と、スイッチ素子Ｑ２のゲートの電圧ＶＧＱ２とは、ＶＧＬとなり、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤＱ１と、スイッチ素子Ｑ２のドレイン電流ＩＤＱ２とは、「０」となる。ドレイン電流ＩＤＱ１、ＩＤＱ２が「０」であることより、比較器ＣＭＰ１は予め定めた電流より大きい過度な電流がトランスＴの１次巻線Ｔ１に流れていないと判定し、比較器ＣＭＰ１から出力される電圧ＶＣＭＰ１がＶＬとなる。また、端子Ｐ１の電圧ＶＰ１は、時間が経過するに従って低下し、時刻ｔ１３ではＶｔｈ４となる。
At time t12 when the voltage V P1 of the terminal P1 is Vth3, the
端子Ｐ１の電圧ＶＰ１がＶｔｈ４となる時刻ｔ１３において、制御部３３は、ソフトスタート制御部３４にキャパシタＣ５を充電させる。このため、端子Ｐ１の電圧ＶＰ１は、時間が経過するに従って上昇し、時刻ｔ１４ではＶｔｈ１となり、時刻ｔ１５ではＶｔｈ５となる。
At time t13 when the voltage V P1 of the terminal P1 is Vth4, the
端子Ｐ１の電圧ＶＰ１がＶｔｈ１となる時刻ｔ１４において、制御部３３は、ソフトスタート動作により、デッドタイムを挟んでスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を交互にオン状態にさせる信号を駆動部３２に供給する。このため、スイッチ素子Ｑ１のゲートの電圧ＶＧＱ１とスイッチ素子Ｑ２のゲートの電圧ＶＧＱ２とがデッドタイムを挟んで交互にＶＧＨとなり、スイッチ素子Ｑ１のドレインとスイッチ素子Ｑ２のドレインとに交互に電流が流れる。
At time t14 the voltage V P1 of the terminal P1 is Vth1, the
端子Ｐ１の電圧ＶＰ１がＶｔｈ５となる時刻ｔ１５において、制御部３３は、ソフトスタート動作を停止させる。また、この時刻ｔ１５において、比較器ＣＭＰ１は、予め定めた電流より大きい過度な電流がトランスＴの１次巻線Ｔ１に流れていると判定し、比較器ＣＭＰ１から出力される電圧ＶＣＭＰ１がＶＨとなる。
At time t15 the voltage V P1 of the terminal P1 is Vth5,
すると、タイマ３５は、キャパシタＣ５を充電させる信号を、カウンタ３６を介して制御部３３に供給し、制御部３３は、ソフトスタート制御部３４にキャパシタＣ５を充電させる。このため、キャパシタＣ５に接続された端子Ｐ１の電圧ＶＰ１は、時間が経過するに従って上昇し、時刻ｔ１６ではＶｔｈ３となる。
Then, the
端子Ｐ１の電圧ＶＰ１がＶｔｈ３となる時刻ｔ１６において、タイマ３５は、カウンタ３６のカウント値を１だけインクリメントする。これにより、カウンタ３６のカウント値は、「２」となり、制御部３３は、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２をオフ状態で維持させる駆動停止維持信号を駆動部３２に供給するとともに、ソフトスタート制御部３４にキャパシタＣ５を放電させる。したがって、スイッチ素子Ｑ１のゲートの電圧ＶＧＱ１と、スイッチ素子Ｑ２のゲートの電圧ＶＧＱ２とは、ＶＧＬとなり、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤＱ１と、スイッチ素子Ｑ２のドレイン電流ＩＤＱ２とは、「０」となる。ドレイン電流ＩＤＱ１、ＩＤＱ２が「０」であることより、比較器ＣＭＰ１は予め定めた電流より大きい過度な電流がトランスＴの１次巻線Ｔ１に流れていないと判定し、比較器ＣＭＰ１から出力される電圧ＶＣＭＰ１がＶＬとなる。また、端子Ｐ１の電圧ＶＰ１は、時間が経過するに従って低下し、時刻ｔ１７では「０」となる。
At time t16 the voltage V P1 of the terminal P1 is Vth3, the
時刻ｔ１７より以後の期間では、端子Ｐ１の電圧ＶＰ１は、「０」で維持されるため、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２は、オフ状態のままで維持される。 In the period after time t17, the voltage V P1 at the terminal P1 is maintained at “0”, so that the switch elements Q1 and Q2 are maintained in the off state.
以上のスイッチング電源１によれば、以下の効果を奏することができる。
According to the above
端子Ｐ１と低インピーダンスの端子とが短絡し、端子Ｐ１の電圧ＶＰ１がＶｔｈ２以下になると、制御手段３０により、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチングを停止する。このため、端子Ｐ１と低インピーダンスの端子とが短絡した状態で、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数が高くなるのを防止できるので、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２でのスイッチング損失を抑制できる。
Terminal P1 short and low impedance terminal, the voltage V P1 of the terminal P1 is Vth2 or less, the
また、端子Ｐ１と低インピーダンスの端子とが短絡し、端子Ｐ１の電圧ＶＰ１がＶｔｈ２以下になると、駆動部３２により、スイッチ素子Ｑ１Ｈ、Ｑ２Ｈをオフ状態にするとともにスイッチ素子Ｑ１Ｌ、Ｑ２Ｌをオン状態にするスイッチング信号をそれぞれのゲートに供給する。これによれば、スイッチ素子Ｑ１Ｌおよび端子Ｐ８を介して、基準電位源ＧＮＤとスイッチ素子Ｑ１のゲートとが同電位となり、スイッチ素子Ｑ１のゲートの電圧ＶＧＱ１がＶＧＬとなる。また、スイッチ素子Ｑ２Ｌおよび端子Ｐ７を介して、基準電位源ＧＮＤとスイッチ素子Ｑ２のゲートとが同電位となり、スイッチ素子Ｑ２のゲートの電圧ＶＧＱ２がＶＧＬとなる。このため、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を確実にオフ状態にすることができ、スイッチング電源１の誤動作を防止できる。
When the terminal P1 and the low impedance terminal are short-circuited and the voltage V P1 of the terminal P1 becomes Vth2 or less, the
また、端子Ｐ１の電圧に応じて駆動パルス信号の周波数が制御されるとともに、予め定めた電流より大きい過度な電流がトランスＴの１次巻線Ｔ１に流れると端子Ｐ１の電圧が制御される。このため、端子Ｐ１という１つの端子を用いて、駆動パルス信号の周波数を制御しつつ、予め定めた電流より大きい過度な電流がトランスＴの１次巻線Ｔ１に流れた場合に対応できる。 The frequency of the drive pulse signal is controlled according to the voltage at the terminal P1, and the voltage at the terminal P1 is controlled when an excessive current larger than a predetermined current flows through the primary winding T1 of the transformer T. For this reason, it is possible to cope with a case where an excessive current larger than a predetermined current flows in the primary winding T1 of the transformer T while controlling the frequency of the drive pulse signal using one terminal P1.
また、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチングは、端子Ｐ１の電圧ＶＰ１がＶｔｈ２以下になると停止され、端子Ｐ１の電圧ＶＰ１がＶｔｈ２より高いＶｔｈ１以上になると開始される。これによれば、端子Ｐ１の電圧がノイズにより変動してしまっても、ノイズによる端子Ｐ１の電圧の変動に応じてスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチングが停止されたり開始されたりするのを防止でき、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の誤動作を防止できる。 The switching of the switching elements Q1, Q2 is stopped when the voltage V P1 of the terminal P1 is Vth2 or less, the voltage V P1 terminal P1 is started to be a Vth1 or higher than Vth2. According to this, even if the voltage of the terminal P1 fluctuates due to noise, it is possible to prevent the switching of the switching elements Q1 and Q2 from being stopped or started according to the fluctuation of the voltage of the terminal P1 due to noise. A malfunction of the switch elements Q1 and Q2 can be prevented.
本発明は、上述の実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。 The present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications and applications can be made without departing from the gist of the present invention.
例えば、上述の実施形態では、端子Ｐ１の電圧ＶＰ１がＶｔｈ２以下になる契機として、端子Ｐ１と低インピーダンスの端子とが短絡することを記載したが、これに限らない。例えば、端子Ｐ１と低インピーダンスの導体とが短絡することを契機としてもよい。 For example, in the above-described embodiment, the terminal P1 and the low impedance terminal are short-circuited as a trigger when the voltage V P1 of the terminal P1 becomes Vth2 or less. However, the present invention is not limited to this. For example, it may be triggered by a short circuit between the terminal P1 and a low impedance conductor.
また、上述の実施形態では、カウンタ３６のカウント値が「２」に等しければ、駆動停止維持信号を駆動部３２に供給して、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２をオフ状態のままで維持することとしたが、これに限らない。例えばカウンタ３６のカウント値が「３」や「４」に等しければ、駆動停止維持信号を駆動部３２に供給して、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２をオフ状態のままで維持することとしてもよい。
In the above-described embodiment, if the count value of the
１、１００；スイッチング電源
２０、１２０；制御回路
３０、１３０；制御手段
３２、１３２；駆動部
３３、１３３；制御部
３４、１３４；ソフトスタート制御部
３５：タイマ
３６：カウンタ
ＣＭＰ１、ＣＭＰ２：比較器
Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４、Ｐ５、Ｐ６、Ｐ７、Ｐ８；端子
Ｑ１、Ｑ１Ｈ、Ｑ１Ｌ、Ｑ２、Ｑ２Ｈ、Ｑ２Ｌ；スイッチ素子
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1,100; Switching power supply 20,120; Control circuit 30,130; Control means 32,132; Drive part 33,133; Control part 34,134; Soft start control part 35: Timer 36: Counter CMP1, CMP2: Comparator P1, P2, P3, P4, P5, P6, P7, P8; terminal Q1, Q1H, Q1L, Q2, Q2H, Q2L; switch element
Claims (4)
第１端子と第２端子と第３端子とを有し、前記スイッチ素子のオンオフを制御する制御信号を当該スイッチ素子に供給して、前記スイッチング電源の発振周波数を制御する制御手段と、
前記制御手段の外部に設けられた第１キャパシタおよび第２キャパシタと、
前記制御手段の内部に設けられ、前記第１端子を介して前記第１キャパシタの電荷を放出する第１キャパシタ放電手段と、
第２端子から吐出される電流量に応じて第１端子から吐出される電流量を決定するＩＣ内部の第１吐出し電流決定手段を含んで構成され前記第２端子から吐出される電流に応じて当該第１吐出し電流決定手段により前記第１端子を介して前記第１キャパシタに充電電流を流すことで、当該第１キャパシタを充電する第１キャパシタ充電手段と、
前記制御手段の内部に設けられ、前記第３端子を介して前記第２キャパシタの電荷を放出する第２キャパシタ放電手段と、前記第３端子を介して前記第２キャパシタに充電電流を流すことで、当該第２キャパシタを充電する第２キャパシタ充電手段と、
前記制御手段の内部に設けられ、前記第１キャパシタの端子間電圧に応じて変化する第１端子の電圧に基づいて、前記制御信号を生成する制御信号生成手段と、
前記第２キャパシタの端子間電圧に応じて変化する第３端子の電圧が低くなるに従って、前記制御信号の周波数を高くする制御信号周波数可変手段と、
前記第３端子は、前記スイッチング電源の正常動作時には第１電圧を維持しており、前記スイッチング電源に異常が発生したことを検知すると、前記第３端子を介して前記第２キャパシタに充電電流を流し、前記第３端子の電圧が予め定めた第２電圧まで上昇すると、前記スイッチ素子のスイッチングを停止させるとともに当該第３端子を介して当該第２キャパシタに放電電流を流す異常検知手段と、を備え、
前記異常検知手段は、前記第３端子の電圧が前記第２電圧まで上昇した回数が予め定めた値になると、前記スイッチ素子のスイッチングの停止を維持させ、
前記制御手段は、前記第３端子の電圧が前記第１電圧より低い第３電圧以下になると、前記スイッチ素子のスイッチングを停止させることを特徴とするスイッチング電源の制御回路。 A control circuit for controlling an oscillation frequency of a switching power supply including at least one switch element,
Control means having a first terminal, a second terminal, and a third terminal, supplying a control signal for controlling on / off of the switch element to the switch element, and controlling the oscillation frequency of the switching power supply;
A first capacitor and a second capacitor provided outside the control means;
A first capacitor discharging means provided inside the control means for discharging the charge of the first capacitor via the first terminal;
An IC includes first discharge current determining means for determining the amount of current discharged from the first terminal according to the amount of current discharged from the second terminal, and according to the current discharged from the second terminal. First capacitor charging means for charging the first capacitor by flowing a charging current to the first capacitor via the first terminal by the first discharge current determining means;
A second capacitor discharging means provided inside the control means for discharging the charge of the second capacitor via the third terminal; and a charging current flowing through the second capacitor via the third terminal. Second capacitor charging means for charging the second capacitor;
Control signal generating means provided inside the control means, for generating the control signal based on a voltage at a first terminal that changes according to a voltage across the terminals of the first capacitor;
Control signal frequency variable means for increasing the frequency of the control signal as the voltage at the third terminal, which changes according to the voltage between the terminals of the second capacitor, decreases;
The third terminal maintains the first voltage during normal operation of the switching power supply. When it is detected that an abnormality has occurred in the switching power supply, a charging current is supplied to the second capacitor via the third terminal. And when the voltage of the third terminal rises to a predetermined second voltage, an abnormality detecting means for stopping the switching of the switch element and flowing a discharge current to the second capacitor via the third terminal, Prepared,
When the number of times that the voltage of the third terminal has increased to the second voltage reaches a predetermined value, the abnormality detection unit maintains the switching stop of the switch element,
A control circuit for a switching power supply, wherein the control means stops switching of the switch element when a voltage of the third terminal becomes equal to or lower than a third voltage lower than the first voltage.
第１端子と第２端子と第３端子とを有し、前記スイッチ素子のオンオフを制御する制御信号を当該スイッチ素子に供給して、前記スイッチング電源の発振周波数を制御する制御手段と、
前記制御手段の外部に設けられた第１キャパシタおよび第２キャパシタと、
前記制御手段の内部に設けられ、前記第１端子を介して前記第１キャパシタの電荷を放出する第１キャパシタ放電手段と、
前記第２端子から吐出される電流量に応じて第１端子から吐出される電流量を決定するＩＣ内部の第１吐出し電流決定手段を含んで構成され、前記第２端子に電流を流し、当該第２端子に流れる電流に応じて前記第１端子を介して前記第１キャパシタに充電電流を流すことで、当該第１キャパシタを充電するとともに、前記スイッチング電源の最も低い発振周波数である最低発振周波数を設定する第１キャパシタ充電手段と、
制御手段の内部に設けられ、前記第３端子を介して前記第２キャパシタに充電電流を流すことで、当該第２キャパシタを充電する第２キャパシタ充電手段と、
前記制御手段の内部に設けられ、前記第１キャパシタの端子間電圧に応じて変化する第１端子の電圧に基づいて、前記制御信号を生成する制御信号生成手段と、
前記第２キャパシタの端子間電圧に応じて変化する第３端子の電圧が低くなるに従って、前記制御信号の周波数を高くする制御信号周波数可変手段と、
前記第３端子は、前記スイッチング電源の正常動作時には第１電圧を維持しており、前記スイッチング電源に異常が発生したことを検知すると、前記第３端子を介して前記第２キャパシタに充電電流を流し、前記第３端子の電圧が予め定めた第２電圧まで上昇すると、前記スイッチ素子のスイッチングを停止させるとともに前記第３端子を介して前記第２キャパシタに放電電流を流す異常検知手段と、を備え、
前記異常検知手段は、前記第３端子の電圧が前記第２電圧まで上昇した回数が予め定めた値になると、前記スイッチ素子のスイッチングの停止を維持させ、
前記制御手段は、前記第３端子の電圧が前記第１電圧より低い第３電圧以下になると、前記スイッチ素子のスイッチングを停止させ、当該スイッチ素子のスイッチングが停止している状態で当該第３端子の電圧が当該第１電圧より低く当該第３電圧より高い第４電圧以上になると、当該スイッチ素子のスイッチングを開始させることを特徴とするスイッチング電源の制御回路。 A control circuit for controlling an oscillation frequency of a switching power supply including at least one switch element,
Control means having a first terminal, a second terminal, and a third terminal, supplying a control signal for controlling on / off of the switch element to the switch element, and controlling the oscillation frequency of the switching power supply;
A first capacitor and a second capacitor provided outside the control means;
A first capacitor discharging means provided inside the control means for discharging the charge of the first capacitor via the first terminal;
The IC includes first discharge current determining means inside the IC that determines the amount of current discharged from the first terminal according to the amount of current discharged from the second terminal, and allows current to flow through the second terminal, By charging the first capacitor via the first terminal according to the current flowing through the second terminal, the first capacitor is charged and the lowest oscillation that is the lowest oscillation frequency of the switching power supply First capacitor charging means for setting a frequency;
A second capacitor charging unit that is provided inside the control unit and charges the second capacitor by flowing a charging current to the second capacitor through the third terminal;
Control signal generating means provided inside the control means, for generating the control signal based on a voltage at a first terminal that changes according to a voltage across the terminals of the first capacitor;
Control signal frequency variable means for increasing the frequency of the control signal as the voltage at the third terminal, which changes according to the voltage between the terminals of the second capacitor, decreases;
The third terminal maintains the first voltage during normal operation of the switching power supply. When it is detected that an abnormality has occurred in the switching power supply, a charging current is supplied to the second capacitor via the third terminal. And when the voltage at the third terminal rises to a predetermined second voltage, an abnormality detecting means for stopping the switching of the switch element and flowing a discharge current to the second capacitor via the third terminal, Prepared,
When the number of times that the voltage of the third terminal has increased to the second voltage reaches a predetermined value, the abnormality detection unit maintains the switching stop of the switch element,
The control means stops the switching of the switch element when the voltage of the third terminal becomes equal to or lower than a third voltage lower than the first voltage, and the third terminal in a state where the switching of the switch element is stopped. The switching power supply control circuit is characterized in that switching of the switch element is started when the voltage becomes equal to or higher than a fourth voltage lower than the first voltage and higher than the third voltage.
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2011083079A true JP2011083079A (en) | 2011-04-21 |
| JP5360992B2 JP5360992B2 (en) | 2013-12-04 |
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ID=44076565
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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