JP2011082759A - Method for decoding erroneous correction code and device for the same - Google Patents

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堅也 杉原
Yoshikuni Miyata
好邦 宮田
Hideo Yoshida
英夫 吉田
Wataru Matsumoto
渉 松本
Takahiko Nakamura
隆彦 中村
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To solve such a problem that quantization of an analog received signal value is required for performing decoding of an erroneous correction code by soft decision, however, the quantization is considered as a method for determining a quantization section, complicated calculation is required for a conventional quantization section determination technique, and an operation amount and circuit scale becomes large in digital communication. <P>SOLUTION: A decoder performs the decoding of the erroneous correction code transmitted via a communication path by the soft decision, and includes: a means for setting a noise variance value of noise added on the communication path; a quantization limit value determination means for predetermining probability p that positive/negative of the received signal value is inverted to a transmitted signal value to exceed a quantization limit value, and determining the quantization limit value from the noise variance value, the transmitted signal value, and the determined probability p; a quantization section determination means for determining the quantization section based on the quantization limit value; a quantization means for quantizing the received signal value according to the quantization section; and a decoding operation means for performing a decoding operation based on the quantized received signal value. <P>COPYRIGHT: (C)2011,JPO&INPIT

Description

この発明は、ディジタル通信システム等における誤り訂正符号の復号を軟判定で行う復号方法およびその復号装置に関するものである。   The present invention relates to a decoding method and decoding apparatus for decoding error-correcting codes by a soft decision in a digital communication system or the like.

ディジタル通信において、誤り訂正符号の復号を軟判定で行うには、回路規模の削減とスループットの増大を計るため、アナログ値である受信信号値を量子化する必要がある。誤り訂正符号の性能は、受信信号値の量子化方式によって大きく影響する。
量子化方式は、量子化区間の決定方法とみなされるが、ここではまず量子化ビット数について説明する。量子化ビット数とは量子化の精度を表し、量子化ビット数 q で量子化するとき、受信信号値は最大 2q 通りの量子化値（整数値）で表現される。量子化区間は、受信信号値がとりうる値の範囲を 2q 個の区間に分割したものであり、各量子化区間はそれぞれ固有の量子化値に対応づけされている。受信信号値の量子化を行うには、まず受信信号値が属している量子化区間を判別し、受信信号値が属している量子化区間に対応する量子化値を、その受信信号値の量子化後の値とする。
量子化ビット数は、開発する復号装置の回路規模などの制約によって大方決定される。そのため、復号装置の開発における量子化方式検討では、量子化区間をどのように設定するかに焦点が置かれる。また、量子化区間の設定によって誤り訂正符号の復号性能は大きく変動する。
ここでは、通信路の雑音を加法的白色ガウス雑音（Additive White Gaussian Noise；以下、AWGNと称す。）とする。つまり、通信路の入力は0と1に対応する送信信号値であり、出力である受信信号値は送信信号値を平均とした正規分布に従うアナログ値である。 In digital communication, in order to perform error correction code decoding by soft decision, it is necessary to quantize the received signal value, which is an analog value, in order to reduce the circuit scale and increase the throughput. The performance of the error correction code is greatly affected by the quantization method of the received signal value.
The quantization method is regarded as a method for determining the quantization interval. Here, the number of quantization bits will be described first. The number of quantization bits indicates the accuracy of quantization. When quantization is performed with the number of quantization bits q, the received signal value is represented by a maximum of 2 q quantization values (integer values). The quantization interval is obtained by dividing the range of values that can be taken by the received signal value into 2 q intervals, and each quantization interval is associated with a unique quantization value. To quantize the received signal value, first, the quantization interval to which the received signal value belongs is determined, and the quantized value corresponding to the quantized interval to which the received signal value belongs is changed to the quantized value of the received signal value. The value after conversion.
The number of quantization bits is largely determined by restrictions such as the circuit scale of the decoding device to be developed. Therefore, in the quantization scheme study in the development of the decoding device, the focus is on how to set the quantization interval. Further, the decoding performance of the error correction code greatly varies depending on the setting of the quantization interval.
Here, the noise of the communication channel is assumed to be additive white Gaussian noise (hereinafter referred to as AWGN). That is, the input of the communication path is a transmission signal value corresponding to 0 and 1, and the reception signal value as an output is an analog value according to a normal distribution with the transmission signal value as an average.

量子化区間の決定手法として非特許文献１の手法が知られている。しかし、本文献の手法は大規模な演算量と回路規模を必要としている。本文献による手法は、0と1の送信ビットを入力、2q 個の量子化区間を出力とする2値入力、2q 出力の通信路を考え、この通信路の通信路容量が最大となるような量子化区間に決定する手法である。通信路容量は各入力値から各出力値への遷移確率から計算される値であるが、遷移確率は前段落で説明した2値入力、アナログ値出力の通信路によって決定される。 As a method for determining a quantization interval, the method of Non-Patent Document 1 is known. However, the method of this document requires a large amount of computation and a circuit scale. The method according to this document considers a binary input and 2 q output channel that inputs 0 and 1 transmission bits and outputs 2 q quantization intervals, and the channel capacity of this channel is maximized. This is a technique for determining such a quantization interval. The channel capacity is a value calculated from the transition probability from each input value to each output value, and the transition probability is determined by the binary input and analog value output channel described in the previous paragraph.

本文献の手法の演算量が大きい原因として以下の3つが挙げられる。
1つ目は、どの量子化区間で通信路容量が最大となるかを解析的に求めるのは困難であり、通信路容量が最大となる量子化区間は探索的に算出しなければならないことである。
2つ目は、量子化区間から通信路容量を計算するには積分計算(遷移確率の計算に必要)や対数計算が必要なことである。
3つ目は、通信路容量を計算するのに必要な遷移確率は、2値入力、アナログ値出力の通信路におけるAWGNの雑音分散値によって変動することである。つまり、雑音分散値が変化するたびに量子化区間を計算し直さなければならない。 There are the following three reasons for the large amount of computation in the method of this document.
First, it is difficult to analytically determine in which quantization interval the channel capacity is maximum, and the quantization interval in which the channel capacity is maximum must be calculated exploratively. is there.
Second, to calculate the channel capacity from the quantization interval, integral calculation (necessary for calculating transition probability) and logarithmic calculation are required.
Third, the transition probability necessary to calculate the channel capacity varies depending on the noise variance of AWGN in the channel with binary input and analog value output. In other words, the quantization interval must be recalculated every time the noise variance value changes.

特許文献１には非特許文献１による手法を効率よくした技術が開示されており、上記の演算量が大きくなる原因のうち1つ目に挙げた探索的な計算を、再帰演算で近似することにより演算量を削減している。しかし、その他の2つの原因による対策はなされておらず、依然として大きな演算量を必要としており、回路規模は大きい。   Patent Document 1 discloses a technique that efficiently uses the technique according to Non-Patent Document 1, and approximates the exploratory calculation listed as the first cause of the increase in the amount of calculation described above by recursive calculation. This reduces the amount of calculation. However, no countermeasures have been taken for the other two causes, and a large amount of computation is still required, and the circuit scale is large.

特表2007-509585号公報Special Table 2007-509585

A. D. Liveris and C. N. Georghiades. “ On Quantization of Low-Density Parity-Check Coded Channel Measurements. ” GLOBECOM '03, vol. 3, pp.1649-1653, Dec. 2003.A. D. Liveris and C. N. Georghiades. “On Quantization of Low-Density Parity-Check Coded Channel Measurements.” GLOBECOM '03, vol. 3, pp.1649-1653, Dec. 2003.

従来の量子化区間決定手法は複雑な計算を必要とし、演算量と回路規模が大きくなるという問題があった。
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、量子化区間決定手法において、演算量と回路規模の削減を目的とする。 The conventional quantization interval determination method requires a complicated calculation, and there is a problem that the calculation amount and the circuit scale increase.
The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to reduce the amount of calculation and the circuit scale in the quantization interval determination method.

この発明に係る誤り訂正符号の復号装置は、
通信路を介して送信された誤り訂正符号の送信信号を入力し、その誤り訂正符号送信信号の復号を軟判定で行う誤り訂正符号の復号装置において、
前記通信路で付加された雑音の雑音分散値を設定する手段と、
前記雑音分散値と、送信信号値とから、送信信号値に対して、受信信号値が正負反転してかつ量子化限界値を超える部分の確率pを定め、この定められた確率pから量子化限界値を決定する量子化限界値決定手段と、
前記量子化限界値を元に量子化区間を決定する量子化区間決定手段と、
前記量子化区間にしたがって受信信号値を量子化する量子化手段と、
前記量子化受信信号値を元に復号演算を行う復号演算手段と
を備える。 An error correction code decoding apparatus according to the present invention comprises:
In an error correction code decoding apparatus that inputs a transmission signal of an error correction code transmitted via a communication path and performs decoding of the error correction code transmission signal by soft decision,
Means for setting a noise variance value of noise added in the communication path;
From the noise variance value and the transmission signal value, the probability p of the portion where the reception signal value is inverted to the transmission signal value and exceeds the quantization limit value is determined, and the quantization is performed from the determined probability p. A quantization limit value determining means for determining the limit value;
Quantization interval determining means for determining a quantization interval based on the quantization limit value;
Quantization means for quantizing the received signal value according to the quantization interval;
Decoding operation means for performing decoding operation based on the quantized received signal value.

この発明に係る誤り訂正符号の復号方法は、
通信路を介して送信された誤り訂正符号の送信信号を入力し、その誤り訂正符号送信信号の復号を軟判定で行う誤り訂正符号の復号方法において、
前記通信路で付加された雑音の雑音分散値を設定する工程と、
送信信号値に対して、受信信号値が正負反転してかつ量子化限界値を超える確率pを予め定め、前記雑音分散値と、送信信号値とから、この定められた確率pから量子化限界値を決定する量子化限界値決定工程と、
前記量子化限界値を元に量子化区間を決定する量子化区間決定工程と、
前記量子化区間にしたがって受信信号値を量子化する量子化工程と、
前記量子化受信信号値を元に復号演算を行う復号演算工程と
を備える。 An error correction code decoding method according to the present invention includes:
In a decoding method of an error correction code, in which a transmission signal of an error correction code transmitted via a communication path is input and decoding of the error correction code transmission signal is performed by soft decision,
Setting a noise variance value of noise added in the communication path;
A probability p in which the received signal value is inverted between positive and negative and exceeds the quantization limit value with respect to the transmission signal value is determined in advance, and the quantization limit is determined from the determined probability p from the noise variance value and the transmission signal value. A quantization limit value determining step for determining a value;
A quantization interval determination step for determining a quantization interval based on the quantization limit value;
A quantization step of quantizing the received signal value according to the quantization interval;
A decoding operation step of performing a decoding operation based on the quantized received signal value.

この発明に係る誤り訂正符号の復号方法及び復号装置によれば、
送信信号値に対して、受信信号値が正負反転してかつ量子化限界値を超える確率を定め、この定められた確率と、設定された雑音分散値と、送信信号値の値とから量子化限界値を決定することにより、演算量を削減することができる。すなわち、前記確率の値は、前記雑音分散値にほとんど依存しないため、固定値を採用することが可能であり、前記確率の値を算出するための演算が不要であるため、量子化区間決定手法において、演算量を削減することができる。 According to the error correction code decoding method and decoding apparatus according to the present invention,
Determines the probability that the received signal value will invert positive and negative and exceed the quantization limit value with respect to the transmitted signal value, and quantizes from this determined probability, the set noise variance value, and the value of the transmitted signal value The amount of calculation can be reduced by determining the limit value. That is, since the value of the probability hardly depends on the noise variance value, it is possible to adopt a fixed value, and an operation for calculating the value of the probability is unnecessary. Therefore, the calculation amount can be reduced.

誤り訂正符号の軟判定復号を行うディジタル通信システムの構成図である。It is a block diagram of the digital communication system which performs soft decision decoding of an error correction code. この発明の実施の形態１における復号器の内部構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the internal structure of the decoder in Embodiment 1 of this invention. 量子化区間演算器が出力する量子化区間一例の説明図である。It is explanatory drawing of an example of the quantization area which a quantization area calculator outputs. 実施の形態１における量子化区間演算器の内部構成を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing an internal configuration of a quantization interval calculator in the first embodiment. AWGN雑音付加後の受信信号値の分布図である。It is a distribution map of the received signal value after AWGN noise addition. 符号長64800、符号化率3/4のLDPC符号を量子化ビット数4で量子化した平均繰り返し数の観測結果の特性図である。It is a characteristic view of the observation result of the average number of repetitions obtained by quantizing an LDPC code having a code length of 64800 and a coding rate of 3/4 with a quantization bit number of 4. 各確率でのシミュレーション実施時の復号後のビット誤り率の特性図である。It is a characteristic figure of the bit error rate after decoding at the time of simulation execution with each probability. 実施の形態２における量子化受信信号値演算方法を示すフローチャートである。10 is a flowchart showing a quantized received signal value calculation method in the second embodiment. 実施の形態２における量子化器の構成を示すブロック図である。6 is a block diagram illustrating a configuration of a quantizer according to Embodiment 2. FIG. 実施の形態３における処理のフローチャートである。10 is a flowchart of processing in the third embodiment. 実施の形態３の復号演算器の構成を示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of a decoding arithmetic unit according to a third embodiment.

実施の形態１．
図１は、誤り訂正符号を用いて軟判定復号を行う場合のディジタル通信システムの構成図である。送信側には、情報ビット列の符号化を行う符号化器1と、符号化器1から出力された符号語を変調する変調器2が備えられ、符号化器1から出力された符号語は変調器2によって変調され、変調信号を通信路3に出力する。送信された信号は通信路3を介して雑音が付与される。受信側は受信信号の復調を行う復調器4と、受信信号値から軟判定復号を行う復号器5が設置され、最終的に情報ビット列の推定ビット列を出力する。 Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a block diagram of a digital communication system when soft decision decoding is performed using an error correction code. On the transmission side, an encoder 1 that encodes an information bit string and a modulator 2 that modulates a codeword output from the encoder 1 are provided, and the codeword output from the encoder 1 is modulated. Modulator 2 outputs the modulated signal to communication path 3. Noise is added to the transmitted signal via the communication path 3. On the receiving side, a demodulator 4 for demodulating the received signal and a decoder 5 for performing soft decision decoding from the received signal value are installed, and finally an estimated bit string of the information bit string is output.

図２は、本実施の形態における復号器5の内部構成を示したものである。最初の段には入力回路21があり、量子化を行う量子化器22に接続されている。さらに、量子化器22は量子化区間を出力する量子化区間演算器23にも接続されている。量子化器22の後段には、量子化器22の出力である量子化受信信号値を入力として復号演算を行う復号演算器24があり、最後に復号演算器24の出力である推定ビット列の出力回路25が設置される。   FIG. 2 shows the internal configuration of the decoder 5 in the present embodiment. The first stage has an input circuit 21 and is connected to a quantizer 22 that performs quantization. Further, the quantizer 22 is also connected to a quantization interval calculator 23 that outputs a quantization interval. At the subsequent stage of the quantizer 22, there is a decoding arithmetic unit 24 that performs a decoding operation using the quantized received signal value that is the output of the quantizer 22 as an input, and finally an output of an estimated bit string that is the output of the decoding arithmetic unit 24 Circuit 25 is installed.

次に、図１のディジタル通信システムの動作について説明する。情報ビット列はディジタル通信において通信するビット列であるが、まず符号化器1によって符号化が行われる。符号化ビット列は変調器2によって変調され送信信号となる。送信信号は通信路3を介し、受信信号として復調器4へと入力され、復調が施される。復調された信号はアナログ値である受信信号値として復号器5に入力され、復号器5では軟判定による復号を行い、情報ビット列の推定ビット列を出力する。本実施の形態の説明では、例として、低密度パリティ検査符号(Low-Density Parity-Check codes; 以下LDPC符号と称す。)によって符号化、および復号を行うものとし、変調器及び復調器は二位相偏移変調(Binary Phase-Shift Keying; 以下、BPSKと称す。)によって変調及び復調を行うものとする。   Next, the operation of the digital communication system in FIG. 1 will be described. The information bit string is a bit string to be communicated in digital communication. First, encoding is performed by the encoder 1. The encoded bit string is modulated by the modulator 2 to become a transmission signal. The transmission signal is input as a reception signal to the demodulator 4 via the communication path 3 and demodulated. The demodulated signal is input to the decoder 5 as a received signal value that is an analog value, and the decoder 5 performs decoding by soft decision and outputs an estimated bit string of the information bit string. In the description of this embodiment, as an example, encoding and decoding are performed using low-density parity check codes (hereinafter referred to as LDPC codes), and there are two modulators and demodulators. It is assumed that modulation and demodulation are performed by phase shift keying (hereinafter referred to as BPSK).

次に、図２の復号器5の動作について説明する。入力された受信信号値は、まず入力回路21で入力処理が行われ、量子化器22に出力される。量子化器22は、量子化区間演算器23から出力された量子化区間を基に受信信号の量子化を行い、量子化受信信号値を出力する。復号演算器24は、符号長分の量子化受信信号値を用いてサムプロダクト（Sum Product）復号法などによる軟判定復号を行い、出力回路25へ推定ビット列を出力する。出力回路25は、推定ビット列を復号器5から出力する。   Next, the operation of the decoder 5 in FIG. 2 will be described. The input received signal value is first input processed by the input circuit 21 and output to the quantizer 22. The quantizer 22 quantizes the received signal based on the quantization interval output from the quantization interval calculator 23 and outputs a quantized received signal value. The decoding arithmetic unit 24 performs soft decision decoding using a sum product decoding method or the like using the quantized received signal value for the code length, and outputs an estimated bit string to the output circuit 25. The output circuit 25 outputs the estimated bit string from the decoder 5.

量子化区間演算器23が出力する量子化区間の一例を図３に示す。図３は量子化ビット数4の場合を示したものであり、各量子化区間は等間隔である。しかし、本実施の形態はこの場合に限らない。また、各量子化区間に対応する量子化受信信号値を-8〜7の値に割り当てているが、他の割り当てによっても本実施の形態の構成は可能である。
量子化区間演算器23が出力する量子化区間の表し方は様々な形式が可能である。本実施の形態では、隣り合う量子化区間の境界値を量子化区間演算器23が出力するものとする。このとき量子化器22は、入力回路21からの受信信号値と量子化区間演算器23からの量子化区間の各境界値との比較演算によって、受信信号値が属す量子化区間を判別し、量子化を行う。ただし、これは一例であり、量子化器22が量子化を行えるのであれば、量子化区間演算器23が出力する量子化区間は他の形式で表しても良い。例えば、量子化区間が等間隔（両端の区間以外で幅が全て等しい）であるなら、量子化区間の幅の大きさを量子化区間演算器23が出力しても良い。このときの量子化器22が量子化する方法として、受信信号値を量子化区間の幅で割り算をし、その商の値によって受信信号値がどの量子化区間に属しているかを判断する方法などがある。 An example of the quantization interval output by the quantization interval calculator 23 is shown in FIG. FIG. 3 shows a case where the number of quantization bits is 4, and each quantization section is equally spaced. However, the present embodiment is not limited to this case. In addition, the quantized received signal value corresponding to each quantization interval is assigned to a value of -8 to 7, but the configuration of the present embodiment is possible by other assignments.
There are various formats for representing the quantization interval output by the quantization interval calculator 23. In the present embodiment, it is assumed that the quantization interval calculator 23 outputs the boundary value between adjacent quantization intervals. At this time, the quantizer 22 determines the quantization interval to which the received signal value belongs by comparing the received signal value from the input circuit 21 and each boundary value of the quantization interval from the quantization interval calculator 23, Perform quantization. However, this is only an example, and if the quantizer 22 can perform quantization, the quantization interval output by the quantization interval calculator 23 may be expressed in other formats. For example, if the quantization intervals are equally spaced (the widths are all equal except for the intervals at both ends), the quantization interval calculator 23 may output the width of the quantization interval. As a method of quantization by the quantizer 22 at this time, a method of dividing the received signal value by the width of the quantization interval and determining which quantization interval the received signal value belongs to by the quotient value, etc. There is.

次に図４で量子化区間演算器23の内部構成を示す。量子化区間演算器23は雑音分散値を出力する雑音分散値設定部41と、雑音分散値を入力として量子化限界値を出力する量子化限界値演算部42と、量子化限界値から量子化区間を決定する量子化区間決定部43が直列に接続されている。
量子化区間演算器23の動作を説明する。本発明の構成では、量子化区間は雑音分散値をパラメータとして決定される。パラメータである雑音分散値を設定するのが雑音分散値設定部41である。雑音分散値は、実際の通信路の雑音分散値を用いるのが最も良いが、それは困難である。また、測定器などを本構成以外に別途用意し、リアルタイムに雑音分散値を推定することも考えられる。しかし、本実施の形態による構成では、事前実験によって予め通信路の雑音分散値を測定しておき、その値を装置に組み込み雑音分散値設定部41が出力することにする。 Next, FIG. 4 shows the internal configuration of the quantization interval calculator 23. The quantization interval calculator 23 includes a noise variance value setting unit 41 that outputs a noise variance value, a quantization limit value calculation unit 42 that outputs a quantization limit value with the noise variance value as an input, and a quantization from the quantization limit value A quantization interval determination unit 43 that determines the interval is connected in series.
The operation of the quantization interval calculator 23 will be described. In the configuration of the present invention, the quantization interval is determined using the noise variance value as a parameter. The noise variance value setting unit 41 sets the noise variance value as a parameter. As the noise variance value, it is best to use an actual communication channel noise variance value, but it is difficult. It is also conceivable to separately prepare a measuring instrument or the like other than this configuration and estimate the noise variance value in real time. However, in the configuration according to the present embodiment, the noise variance value of the communication channel is measured in advance by a preliminary experiment, and the value is incorporated into the apparatus and output by the noise variance value setting unit 41.

なお、雑音分散値は通信路の状態によって変動しうる。それに対応するために、複数の雑音分散値を装置に組み込んでおき、通信路の状態によってそれらを切り替えながら雑音分散値設定部41が出力するようにしてもよい。無線通信であれば電波強度によって切り替えても良いし、復調器4から雑音の大きさに関する情報を受け取って切り替えても良い。また、雑音分散値の数値入力回路を別途用意して量子化区間演算器23に接続しておき、受信装置を設置する際にその設置場所に適合した雑音分散値を人手で入力できるようにしても良い。さらに、ディジタル通信システムが複数のLDPC符号を切り替えて使用する場合には、LDPC符号の切り替え時にそれに適応した雑音分散値が出力されるようにしてもよい。いずれにしろ、雑音分散値設定部41は、何らか手段によって適切な雑音分散値が出力できれば良い。   Note that the noise variance value may vary depending on the state of the communication path. In order to cope with this, a plurality of noise variance values may be incorporated in the apparatus, and the noise variance value setting unit 41 may output the noise variance values while switching them according to the state of the communication path. In the case of wireless communication, switching may be performed depending on the radio field intensity, or switching may be performed by receiving information on the magnitude of noise from the demodulator 4. In addition, a noise variance value numeric input circuit is prepared separately and connected to the quantization interval calculator 23 so that the noise variance value suitable for the installation location can be manually input when installing the receiver. Also good. Further, when the digital communication system uses a plurality of LDPC codes by switching, a noise variance value adapted to the LDPC codes may be output when switching the LDPC codes. In any case, the noise variance value setting unit 41 may output an appropriate noise variance value by some means.

次に量子化限界値演算部42について説明する。量子化限界値Rとは、図３で示すように、最も外側の量子化区間の境界値である。正負の2つの値があるが、本実施の形態ではこれらの絶対値は等しいものとし、R(>0)および-R(<0)とおくことにする。
量子化限界値演算部42では、送信信号値に対して、受信信号値が正負反転してかつ量子化限界値Rを超える確率 p を基準に、量子化限界値Rを決定する。図５は雑音がAWGNの場合における、雑音付加後の受信信号値の分布を図示したものである。送信ビットが0と1のときとでそれぞれ受信信号値の確率分布は中心が異なる。また、図５のグラフが表しているのは正確には確率密度関数であり、確率はグラフの面積で表される。 Next, the quantization limit value calculation unit 42 will be described. The quantization limit value R is a boundary value of the outermost quantization section, as shown in FIG. Although there are two positive and negative values, in this embodiment, these absolute values are assumed to be equal, and R (> 0) and -R (<0) are set.
The quantization limit value calculation unit 42 determines the quantization limit value R on the basis of the probability p that the received signal value is inverted between the positive and negative with respect to the transmission signal value and exceeds the quantization limit value R. FIG. 5 shows the distribution of received signal values after addition of noise when the noise is AWGN. The center of the probability distribution of the received signal value differs between when the transmission bit is 0 and 1. Further, the graph of FIG. 5 accurately represents a probability density function, and the probability is represented by the area of the graph.

送信ビットが1のときの送信信号値は−μである。この−μとは正負が反転する側の量子化限界値Rを超える確率が上で述べた p である。図から明らかなように、確率 p を定めれば、量子化限界値Rも決定される。本実施の形態では確率 p を所定の数値に定めることで、量子化限界値Rを決定する。
確率 p から量子化限界値Rを求める式は次の式（1）である。
なお、式（1）において、σ2は雑音分散値設定部41から入力された雑音分散値、ｘは受信信号値、μは送信信号値であり、μはディジタル通信システムの設計段階で決定される。 The transmission signal value when the transmission bit is 1 is −μ. This -μ is the above-mentioned probability of exceeding the quantization limit value R on the side where the sign is reversed. As is clear from the figure, if the probability p is determined, the quantization limit value R is also determined. In this embodiment, the quantization limit value R is determined by setting the probability p to a predetermined value.
The formula for obtaining the quantization limit value R from the probability p is the following formula (1).
In Equation (1), σ 2 is a noise variance value input from the noise variance value setting unit 41, x is a received signal value, μ is a transmitted signal value, and μ is determined at the design stage of the digital communication system. The

Figure 2011082759
Figure 2011082759

式（1）の積分演算には大きな演算量が必要となるため、量子化限界値演算部42は実際には次の式（2）と（3）に基づいて量子化限界値を演算する。   Since a large amount of calculation is required for the integral calculation of Expression (1), the quantization limit value calculation unit 42 actually calculates the quantization limit value based on the following Expressions (2) and (3).

Figure 2011082759
Figure 2011082759

式（3）のσは、雑音分散値設定部41から入力された雑音分散値σ2から求める雑音の標準偏差である。
つまり、式（2）によって値 a を計算し、この a を用いて式（3）によって量子化限界値Rを算出する。式（2）は、式（1）に正規分布の標準化を施した式である。式 (2) から a を計算する方法は一般的に広く知られており、例えば標準正規分布表やプログラムの関数ライブラリを用いれば可能である。
復号装置への実装に当たっては、例えば、予め確率 p から式 (2) によって a を求めておき、量子化限界値演算部42に組み込んでおく。このようにすれば、量子化限界値演算部42で行う演算は式（3）のみでよい。 In the equation (3), σ is a standard deviation of noise obtained from the noise variance value σ 2 input from the noise variance value setting unit 41.
That is, the value a is calculated by the equation (2), and the quantization limit value R is calculated by the equation (3) using the a. Expression (2) is an expression obtained by standardizing normal distribution to expression (1). The method of calculating a from Equation (2) is generally widely known, and can be achieved, for example, using a standard normal distribution table or a program function library.
For implementation in the decoding device, for example, a is obtained from the probability p by Equation (2) in advance and incorporated in the quantization limit value calculation unit. In this way, the calculation performed by the quantization limit value calculation unit 42 is only the equation (3).

以上では確率 p から量子化限界値を計算する方法を示した。次に、確率 p の決定方法を示す。確率 p の数値を変動させ、それぞれの条件で計算機シミュレーションを行い、最も復号性能の高くなる（復号後のビット誤り率が小さくなる）条件を比較検証することで、確率 p は決定可能である。ただし、シミュレーションには膨大な時間を必要とするため、この方法は現実的ではない。   So far, we have shown how to calculate the quantization limit from the probability p. Next, how to determine the probability p is shown. The probability p can be determined by changing the numerical value of the probability p, performing computer simulations under the respective conditions, and comparing and verifying the conditions with the highest decoding performance (the bit error rate after decoding is reduced). However, this method is not practical because a large amount of time is required for the simulation.

そこで、比較対象を復号演算における繰り返し演算の平均繰り返し数と定め、繰り返し演算の収束が最も速くなる場合の確率 p を採用するという方法を本実施の形態ではとる。この方法は、誤りビットが発生するまで計算し続けなければならない復号シミュレーションと比べ、高速に確率 p を決定できる。図６は、符号長64800、符号化率3/4のLDPC符号において、量子化ビット数4で量子化した場合の、平均繰り返し数の観測結果を図示したものである。グラフの横軸は確率 p であり、縦軸は平均繰り返し数である。なお、3種類のEs/N0（つまり、3種類の雑音分散値）について図示した。また、図７は横軸を確率 p として、各確率 p でシミュレーションを行った場合の復号後のビット誤り率をグラフにした図である。図６,図７で明らかなように、図６で平均繰り返し数が最小となる確率 p の条件で、図７でも復号後のビット誤り率が最小となる。   Therefore, in this embodiment, a method is adopted in which the comparison target is determined as the average number of iterations of the iteration operation in the decoding operation and the probability p when the convergence of the iteration operation is the fastest is adopted. This method can determine the probability p faster than decoding simulation that must continue to calculate until error bits occur. FIG. 6 shows an observation result of the average number of repetitions when the LDPC code having a code length of 64800 and a coding rate of 3/4 is quantized with the number of quantization bits of 4. The horizontal axis of the graph is the probability p, and the vertical axis is the average number of repetitions. In addition, three types of Es / N0 (that is, three types of noise variance values) are illustrated. FIG. 7 is a graph showing the bit error rate after decoding when a simulation is performed with each probability p, where the horizontal axis is probability p. As is apparent from FIGS. 6 and 7, the bit error rate after decoding is minimized in FIG. 7 under the condition of the probability p that the average number of repetitions is minimized in FIG.

このことから、本手法によって決定する量子化限界値Rに基づいて量子化することで、復号性能が高くなるとわかる。また、図６と図７から、平均繰り返し数が最小となる確率 p の値が、雑音分散値σ2（標準偏差σ）にはほとんど依存しないことが言える。これが意味しているのは、a の値も雑音分散値の依存が小さいということであり、雑音分散値ごとに異なる値とする必要がない。つまり、a の値として、所定の固定値を装置に組み込めば十分ということである。
前記確率 p の値は、前記雑音分散値にほとんど依存しないため、予め設定された固定値を採用することが可能である。 From this, it can be understood that the decoding performance is improved by performing the quantization based on the quantization limit value R determined by the present method. Moreover, it can be said from FIGS. 6 and 7 that the value of the probability p that minimizes the average number of repetitions hardly depends on the noise variance value σ 2 (standard deviation σ). This means that the value of a is also less dependent on the noise variance value and need not be different for each noise variance value. That is, it is sufficient to incorporate a predetermined fixed value into the apparatus as the value of a.
Since the value of the probability p hardly depends on the noise variance value, it is possible to adopt a preset fixed value.

最後に量子化区間決定部43の動作を説明する。量子化区間決定部43では、量子化限界値決定部42から入力された量子化限界値を元に量子化区間を決定する。量子化区間を等間隔にするのであれば、図３のように量子化限界値と0の間を等間隔に区切るだけである。その他の間隔にするのであれば、予め定めた規則に従って区切ればよい。   Finally, the operation of the quantization interval determination unit 43 will be described. The quantization interval determining unit 43 determines a quantization interval based on the quantization limit value input from the quantization limit value determining unit. If the quantization intervals are equally spaced, the quantization limit value and 0 are simply separated at equal intervals as shown in FIG. If other intervals are used, they may be separated according to a predetermined rule.

以上のように本実施の形態によれば、送信信号値に対して、受信信号値が正負反転してかつ量子化限界値を超える確率 p と、前記雑音分散値と、送信信号値の値とから量子化限界値を決定することにより、演算量を削減することができる。すなわち、前記確率 p の値は、前記雑音分散値にほとんど依存しないため、固定値を採用することが可能であり、前記確率 p の値を算出するための演算が不要であるため、量子化区間決定手法において、演算量を削減することができる。
また、以上のように本実施の形態によれば、復号演算における繰り返し演算の収束の速さに基づいて、前記確率 p の値を設定することにより、復号後にビット誤りが発生するまで計算する必要がないため、復号シミュレーション結果に基づいて前記確率 p の値を設定する場合に比べて、高速に前記確率 p を決定することができる。
さらに、以上の装置および方法によれば、前記雑音分散値σ2と予め装置に組み込んだ値 a とから式 (3) によって小さな演算量で量子化限界値を計算し、この量子化限界値に基づいて量子化区間を決定することができる。量子化区間が定まれば量子化は簡単な計算で行えるため、量子化に関わる演算量を小さくすることができる。 As described above, according to the present embodiment, with respect to the transmission signal value, the probability p that the received signal value is inverted positive and negative and exceeds the quantization limit value, the noise variance value, the value of the transmission signal value, The amount of calculation can be reduced by determining the quantization limit value from (1). That is, since the value of the probability p hardly depends on the noise variance value, it is possible to adopt a fixed value, and an operation for calculating the value of the probability p is unnecessary. In the determination method, the calculation amount can be reduced.
As described above, according to the present embodiment, it is necessary to calculate until a bit error occurs after decoding by setting the value of the probability p based on the convergence speed of the iterative calculation in the decoding operation. Therefore, the probability p can be determined at a higher speed than in the case where the value of the probability p is set based on the decoding simulation result.
Furthermore, according to the above apparatus and method, the quantization limit value is calculated with a small amount of calculation by the equation (3) from the noise variance value σ 2 and the value a previously incorporated in the apparatus, and the quantization limit value is calculated. Based on this, the quantization interval can be determined. If the quantization interval is determined, the quantization can be performed with a simple calculation, so that the amount of calculation related to the quantization can be reduced.

なお、この発明は以上で示した構成に限定されない。例えば、上記ではLDPC符号を用いて説明したが、ターボ符号のように軟判定を行うことができ、かつ繰り返し演算で復号を行う誤り訂正符号であれば、同様の構成が可能である。また、上記ではBPSKを用いて説明したが、量子化器における量子化受信信号値の割り当てを適切に設定すれば、その他の変調方式でも同様の構成が可能である。変調方式によっては受信信号値が2次元ベクトルとなるが、それぞれの次元に対して本実施の形態による手段で量子化区間を区切り、量子化受信信号値の割り当ての変わりに対数尤度比の割り当てを設定すれば同様の構成が可能である。さらに、AWGN以外の雑音モデルでも、確率密度関数によって雑音付加後の受信信号値の分布が表せるなら同様の構成が可能である。例えば、χ二乗分布によって受信信号値の分布を表すことができれば、χ二乗分布の確率密度関数を用いて式 (1) と同様の、確率 p から量子化限界値Rを計算する確率密度関数の積分式が構成できる。ただし、式 (3) では量子化限界値を計算できない。   In addition, this invention is not limited to the structure shown above. For example, the LDPC code is used in the above description, but the same configuration is possible as long as it is an error correction code that can perform soft decision like a turbo code and performs decoding by iterative calculation. In the above description, BPSK is used. However, the same configuration is possible with other modulation schemes if the quantized received signal value assignment in the quantizer is set appropriately. Depending on the modulation method, the received signal value is a two-dimensional vector, but for each dimension, the quantization interval is divided by the means according to this embodiment, and the log likelihood ratio is assigned instead of the quantized received signal value assignment. A similar configuration is possible by setting. Further, even with a noise model other than AWGN, a similar configuration is possible if the distribution of received signal values after addition of noise can be expressed by a probability density function. For example, if the distribution of received signal values can be expressed by a χ-square distribution, the probability density function for calculating the quantization limit value R from the probability p is similar to the equation (1) using the probability density function of the χ-square distribution. An integral formula can be constructed. However, the quantization limit value cannot be calculated using Equation (3).

さらに、量子化区間の方式は図３のようには限定されない。量子化限界値から計算可能な量子化区間の方式であるならどのようなものであっても同様の構成は可能である。例えば、一つの区間だけ2倍の広さをもつような量子化区間である。
また、図１において、復号器5に入力される受信信号値がアナログ値ではなく、復調器4によって既に量子化されている構成でも、本実施の形態の構成は可能である。ただし、図２における量子化器22で出力される量子化受信信号値の量子化ビット数よりも、復調器で量子化された直後の量子化ビット数の方が大きい場合に限る。 Further, the method of the quantization interval is not limited as shown in FIG. A similar configuration is possible regardless of the quantization interval method that can be calculated from the quantization limit value. For example, it is a quantization interval that is twice as wide as one interval.
In FIG. 1, the configuration of the present embodiment is possible even when the received signal value input to the decoder 5 is not an analog value but is already quantized by the demodulator 4. However, this is limited to the case where the number of quantization bits immediately after being quantized by the demodulator is larger than the number of quantization bits of the quantized received signal value output from the quantizer 22 in FIG.

実施の形態２．
実施の形態１では、量子化限界値の計算、量子化区間の計算、量子化区間に従って受信信号値を量子化する計算が必要であった。量子化区間の計算や受信信号値の量子化は、実施の形態1で説明したように等間隔であるなら小さな演算量で済むが、量子化区間の方式が複雑な場合には大きな演算量が必要となる。
そこで、本実施の形態では複数のルックアップテーブル(Look-Up Table；以下LUTと称す。)を用いる。LUTとはアドレスを入力として量子化受信信号値を出力する装置、もしくは演算に用いる計算モジュールである。各アドレスに対応して格納された量子化受信信号値は、実施の形態1の手段によって予め計算し、LUTに格納しておく。 Embodiment 2. FIG.
In Embodiment 1, calculation of a quantization limit value, calculation of a quantization interval, and calculation for quantizing a received signal value according to the quantization interval are necessary. The calculation of the quantization interval and the quantization of the received signal value require a small amount of computation if they are equally spaced as described in Embodiment 1, but if the quantization interval method is complex, a large amount of computation is required. Necessary.
Therefore, in this embodiment, a plurality of look-up tables (hereinafter referred to as LUTs) are used. The LUT is a device that outputs an quantized received signal value with an address as an input, or a calculation module used for calculation. The quantized received signal value stored corresponding to each address is calculated in advance by the means of the first embodiment and stored in the LUT.

図８にLUTを用いた量子化受信信号値演算方法を示す。ステップ81は、受信信号値を入力として対応するLUTのアドレスを計算し、出力する。ステップ82はLUTを決定するステップであり、ステップ83には決定したLUTの情報を出力する。ステップ83は、決定したLUTの情報とアドレスを入力とし、量子化受信信号値を出力する。
本実施の形態では、複数のLUTを用意し、それぞれのLUTには異なる量子化受信信号値が格納されている。ステップ82では、それらのLUTの中から1つを選択し決定する。実施の形態１の図４の雑音分散値設定部41では、雑音分散値の切り替えを可能とした。本実施の形態においては、雑音分散値を切り替える代わりに、雑音分散値に応じて、その雑音分散値に対応したLUTを1つ選ぶ。ただし、使用する誤り訂正符号によってLUTを切り替えるなど、雑音分散値以外を基準にもLUTを切り替えてもよい。すなわち、量子化受信信号値が変動する基準（パラメータ）に対応したLUTを複数用意し、パラメータに応じてLUTを切り替えるようにする。
ステップ83では、ステップ82で決定したLUTに対してステップ81で決定したアドレスを入力し、量子化受信信号値を得る。ステップ84では、量子化受信信号値を用いて復号演算を行う。 FIG. 8 shows a quantized received signal value calculation method using the LUT. Step 81 calculates and outputs the address of the corresponding LUT using the received signal value as input. Step 82 is a step of determining the LUT. In step 83, information on the determined LUT is output. Step 83 receives the determined LUT information and address and outputs a quantized received signal value.
In this embodiment, a plurality of LUTs are prepared, and different quantized received signal values are stored in the respective LUTs. In step 82, one of the LUTs is selected and determined. In the noise variance value setting unit 41 in FIG. 4 of the first embodiment, the noise variance value can be switched. In the present embodiment, instead of switching the noise variance value, one LUT corresponding to the noise variance value is selected according to the noise variance value. However, the LUT may be switched based on other than the noise variance value, such as switching the LUT depending on the error correction code to be used. That is, a plurality of LUTs corresponding to a reference (parameter) whose quantized received signal value varies are prepared, and the LUT is switched according to the parameter.
In step 83, the address determined in step 81 is input to the LUT determined in step 82, and a quantized received signal value is obtained. In step 84, a decoding operation is performed using the quantized received signal value.

図９に本実施の形態における復号器5の構成を示す。入力回路21は受信信号値を出力し、アドレス演算部91は入力された受信信号値からLUTのアドレスを演算して出力する。LUT切り替え器92は使用するLUTを決定する。LUT93は決定されたLUTとアドレスとから量子化受信信号値を求めて、出力する。復号演算器24は量子化受信信号値を入力として復号を行い、推定ビット列を出力する。   FIG. 9 shows the configuration of the decoder 5 in the present embodiment. The input circuit 21 outputs a reception signal value, and the address calculation unit 91 calculates and outputs an LUT address from the input reception signal value. The LUT switch 92 determines the LUT to be used. The LUT 93 obtains a quantized received signal value from the determined LUT and address and outputs it. The decoding calculator 24 receives the quantized received signal value as an input, performs decoding, and outputs an estimated bit string.

次に、量子化器22の動作について説明する。ただし本実施の形態では、受信信号値は図１の復調器4でディジタル化され、ディジタル値として復号器5へと入力されるものとする。つまり、本実施の形態における量子化器22は、復号演算器24に対して適切な量子化ビット数の量子化受信信号値を入力するための装置である。なお、LUTのアドレス幅は復号装置に要求される回路規模に応じて決定する。
アドレス演算部91は、受信信号値からLUTのアドレスを演算する。受信信号値はディジタル値であるので、シフト演算などによって高速にアドレスが計算できる。
LUT切り替え器92は、量子化受信信号値を演算するのに用いるLUTを切り替える装置である。図８のステップ82と同様の基準で切り替えを行う。なお、図９では4つのLUTで構成されているように図示したが、これは一例であり、いくつであっても良い。 Next, the operation of the quantizer 22 will be described. However, in the present embodiment, the received signal value is digitized by the demodulator 4 in FIG. 1 and input to the decoder 5 as a digital value. That is, the quantizer 22 in the present embodiment is a device for inputting a quantized received signal value having an appropriate number of quantization bits to the decoding arithmetic unit 24. The address width of the LUT is determined according to the circuit scale required for the decoding device.
The address calculation unit 91 calculates the LUT address from the received signal value. Since the received signal value is a digital value, the address can be calculated at high speed by a shift operation or the like.
The LUT switch 92 is a device that switches the LUT used to calculate the quantized received signal value. Switching is performed based on the same criteria as in step 82 of FIG. In FIG. 9, it is illustrated as being configured with four LUTs, but this is an example, and any number is possible.

以上の構成では、量子化受信信号値をアドレス演算とLUTのアクセスだけで計算でき、演算量が小さい。
なお、多値変調の変調方式であっても、LUTを2次元のテーブルにすることで同様の構成が可能である。 With the above configuration, the quantized received signal value can be calculated only by address calculation and LUT access, and the amount of calculation is small.
Even in the case of a multi-level modulation method, a similar configuration is possible by making the LUT into a two-dimensional table.

実施の形態３．
実施の形態２では、雑音分散値や符号の切り替えと連動してLUTを切り替えるような構成にした。しかし、この構成では通信路の状況変化による雑音分散値の変動に、リアルタイムで対応するのは困難である。
本実施の形態における方法を図１０に示す。本実施の形態の方法は、ステップ102と、ステップ84からステップ102への情報の受け渡し以外は実施の形態２の図８と同じである。ステップ102はステップ84からの誤り訂正の成功、失敗の情報を入力としてLUTを決定し、決定したLUTの情報を出力する。
ステップ84の復号演算では、符号語1つを復号するたびに誤り訂正に失敗したかどうか(復号後のビット列が符号語であるか)を判定する。つまり、誤りは検出できたが訂正はできなかった場合の判定を行う。例えばLDPC符号では、パリティチェックによってこの判定が可能である。 Embodiment 3 FIG.
In the second embodiment, the LUT is switched in conjunction with switching of the noise variance value and code. However, with this configuration, it is difficult to respond in real time to fluctuations in the noise variance value due to changes in the communication path conditions.
The method in this embodiment is shown in FIG. The method according to the present embodiment is the same as that in FIG. 8 according to the second embodiment except for step 102 and information transfer from step 84 to step 102. In step 102, the LUT is determined by inputting the error correction success / failure information from step 84, and the determined LUT information is output.
In the decoding operation in step 84, each time one codeword is decoded, it is determined whether error correction has failed (whether the decoded bit string is a codeword). That is, a determination is made when an error has been detected but not corrected. For example, in an LDPC code, this determination can be made by a parity check.

ステップ102では、ステップ84の復号演算によって得られた誤り訂正の情報を受け取り、その情報を元にLUTを決定する。誤り訂正の成功、失敗の状況を元にLUTを決定する。誤り訂正が予め定めた回数(例えば10回)連続で失敗したとき、通信路の雑音分散値が増加したと考えられるので、より大きな雑音分散値に対応したLUTを選択し使用することにする。逆に、予め定めた回数連続で誤りが発生しなかったときは、雑音分散値が減少していると考えられるので小さな雑音に対応したLUTを用いる。   In step 102, error correction information obtained by the decoding operation in step 84 is received, and an LUT is determined based on the information. The LUT is determined based on the success or failure of error correction. When error correction fails for a predetermined number of times (for example, 10 times) continuously, it is considered that the noise variance value of the communication channel has increased. Therefore, an LUT corresponding to a larger noise variance value is selected and used. On the other hand, when no error occurs continuously for a predetermined number of times, it is considered that the noise variance value has decreased, so an LUT corresponding to small noise is used.

図１１に、本実施の形態の復号器5の構成を示す。実施の形態２の図９の構成と異なるのは、LUT切り替え器112に復号演算器24からの誤り訂正情報の入力がある点である。
復号演算器24は、誤り訂正に失敗したかどうかの判定結果をLUT切り替え器112に送る。LUT切り替え器112は図９のLUT切り替え器92と同様にLUT93を1つ選択する。
以上の構成は一例であり、誤り回数によって切り替えるLUTの数は、図１１のように4つに限らずいくつの場合でも同様の構成が可能である。
以上のようにリアルタイムにLUT93を切り替えることで、雑音分散値の変動による復号性能の劣化を軽減することができる。 FIG. 11 shows the configuration of the decoder 5 of the present embodiment. The difference from the configuration of FIG. 9 of the second embodiment is that the LUT switch 112 has error correction information input from the decoding arithmetic unit 24.
The decoding arithmetic unit 24 sends the determination result as to whether or not the error correction has failed to the LUT switch 112. The LUT switch 112 selects one LUT 93 in the same manner as the LUT switch 92 in FIG.
The above configuration is an example, and the number of LUTs to be switched according to the number of errors is not limited to four as shown in FIG. 11, and the same configuration is possible in any number of cases.
By switching the LUT 93 in real time as described above, it is possible to reduce degradation of decoding performance due to fluctuations in the noise variance value.

上記各実施の形態において、上記各機能はコンピュータのソフトウエアとしてプログラム実行したり、CPU等の組み込みソフトウエアやファームウエアとして実行することで達成できる。   In each of the above embodiments, each of the above functions can be achieved by executing a program as computer software, or executing it as embedded software such as a CPU or firmware.

この発明は、ディジタル通信システム等における誤り訂正復号を軟判定で行う誤り訂正復号方法およびその方法を実施する誤り訂正復号装置に適用されるものである。   The present invention is applied to an error correction decoding method for performing error correction decoding by soft decision in a digital communication system or the like and an error correction decoding device for implementing the method.

1；符号化器、2；変調器、3；通信路、4；復調器、5；復号器、21；入力回路、22；量子化器、23；量子化区間演算器、24；復号演算器、25；出力回路、41；雑音分散値設定部、42；量子化限界値演算部、43；量子化区間決定部、91；アドレス演算部、92,112；LUT切り替え器、93；LUT。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 1; Encoder, 2; Modulator, 3; Communication channel, 4; Demodulator, 5; Decoder, 21; Input circuit, 22; Quantizer, 23; , 25; output circuit, 41; noise variance value setting unit, 42; quantization limit value calculation unit, 43; quantization interval determination unit, 91; address calculation unit, 92, 112; LUT switch, 93;

Claims (7)

通信路を介して送信された誤り訂正符号の送信信号を入力し、その誤り訂正符号送信信号の復号を軟判定で行う誤り訂正符号の復号装置において、
前記通信路で付加された雑音の雑音分散値を設定する手段と、
送信信号値に対して、受信信号値が正負反転してかつ量子化限界値を超える確率pを予め定め、前記雑音分散値と、送信信号値と、この定められた確率pとから量子化限界値を決定する量子化限界値決定手段と、
前記量子化限界値を元に量子化区間を決定する量子化区間決定手段と、
前記量子化区間にしたがって受信信号値を量子化する量子化手段と、
前記量子化受信信号値を元に復号演算を行う復号演算手段と
を備えた誤り訂正符号の復号装置。 In an error correction code decoding apparatus that inputs a transmission signal of an error correction code transmitted via a communication path and performs decoding of the error correction code transmission signal by soft decision,
Means for setting a noise variance value of noise added in the communication path;
A probability p that the received signal value is inverted to the transmission signal value and exceeds the quantization limit value is determined in advance, and the quantization limit is determined from the noise variance value, the transmission signal value, and the determined probability p. A quantization limit value determining means for determining a value;
Quantization interval determining means for determining a quantization interval based on the quantization limit value;
Quantization means for quantizing the received signal value according to the quantization interval;
An error correction code decoding apparatus comprising: decoding operation means for performing decoding operation based on the quantized received signal value. 前記量子化限界値決定手段は、確率pの数値を変動させて、復号演算を繰り返し実行し、推定ビット列が符号語に収束する速さを比較検証する手段と、
前記検証結果を基に、最も収束の速い場合の確率pを量子化限界値決定の基準となる確率pに決定する手段を具備する請求項１記載の誤り訂正符号の復号装置。 The quantization limit value determining means is configured to change the numerical value of the probability p, repeatedly execute the decoding operation, and compare and verify the speed at which the estimated bit string converges on the code word;
2. The error correction code decoding apparatus according to claim 1, further comprising means for determining, based on the verification result, a probability p when the convergence is the fastest to a probability p that is a criterion for determining a quantization limit value. 前記量子化限界値決定手段は、確率pの代わりに、下記式（２）により確率pによって定まる数値ａを用い、式（３）により量子化限界値Rを決定する請求項１記載の誤り訂正符号の復号装置。
Figure 2011082759
 但し：ｘは受信信号値、σは、雑音分散値σ2から求められる雑音の標準偏差、μは送信信号値である。 2. The error correction according to claim 1, wherein the quantization limit value determining means uses a numerical value a determined by the probability p according to the following expression (2) instead of the probability p and determines the quantization limit value R according to the expression (3): Code decoding device.
Figure 2011082759
 Where x is a received signal value, σ is a noise standard deviation obtained from the noise variance value σ 2 , and μ is a transmitted signal value. 予め、前記量子化区間にしたがって受信信号値を量子化した値が格納されたルックアップテーブルを備え、
前記量子化手段は、前記量子化区間にしたがって受信信号値が量子化された値を前記ルックアップテーブルを用いて算出する構成にされた請求項１記載の誤り訂正符号の復号装置。 A lookup table in which a value obtained by quantizing a received signal value according to the quantization interval is stored in advance,
2. The error correction code decoding apparatus according to claim 1, wherein the quantization means is configured to calculate a value obtained by quantizing a received signal value according to the quantization interval using the lookup table. 前記ルックアップテーブルは量子化受信信号値が変動するパラメータに対応して複数備えられ、
パラメータに応じて複数のルックアップテーブルを切り替えて1つを選択するルックアップテーブル切り替え手段を備えた請求項４記載の誤り訂正符号の復号装置。 A plurality of the lookup tables are provided corresponding to parameters in which the quantized received signal value varies,
5. The error correction code decoding apparatus according to claim 4, further comprising lookup table switching means for switching a plurality of lookup tables in accordance with parameters and selecting one. 前記復号手段は、復号後のビット列に誤りビットがあるか否かの判定し、判定結果を出力する機能を有し、
前記ルックアップテーブル切り替え手段は、前記復号手段からの復号後のビット列に誤りビットがあるか否か判定結果を入力し、この判定結果に基づいて複数のルックアップテーブルを切り替える請求項５記載の誤り訂正符号の復号装置。 The decoding means has a function of determining whether there is an error bit in the decoded bit string and outputting a determination result;
6. The error according to claim 5, wherein the lookup table switching means inputs a determination result as to whether or not there is an error bit in the decoded bit string from the decoding means, and switches a plurality of lookup tables based on the determination result. Correction code decoding apparatus. 通信路を介して送信された誤り訂正符号の送信信号を入力し、その誤り訂正符号送信信号の復号を軟判定で行う誤り訂正符号の復号方法において、
前記通信路で付加された雑音の雑音分散値を設定する工程と、
送信信号値に対して、受信信号値が正負反転してかつ量子化限界値を超える確率pを予め定め、前記雑音分散値と、送信信号値とから、この定められた確率pから量子化限界値を決定する量子化限界値決定工程と、
前記量子化限界値を元に量子化区間を決定する量子化区間決定工程と、
前記量子化区間にしたがって受信信号値を量子化する量子化工程と、
前記量子化受信信号値を元に復号演算を行う復号演算工程と
を備えた誤り訂正符号の復号方法。 In a decoding method of an error correction code, in which a transmission signal of an error correction code transmitted via a communication path is input and decoding of the error correction code transmission signal is performed by soft decision,
Setting a noise variance value of noise added in the communication path;
A probability p in which the received signal value is inverted between positive and negative and exceeds the quantization limit value with respect to the transmission signal value is determined in advance, and the quantization limit is determined from the determined probability p from the noise variance value and the transmission signal value. A quantization limit value determining step for determining a value;
A quantization interval determination step for determining a quantization interval based on the quantization limit value;
A quantization step of quantizing the received signal value according to the quantization interval;
And a decoding operation step of performing a decoding operation based on the quantized received signal value.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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WO2012176695A1 (en) * 2011-06-23 2012-12-27 日本電気株式会社 Variance estimating device
JP2013239942A (en) * 2012-05-16 2013-11-28 Mitsubishi Electric Corp Quantum encryption communication system receiver and correction key derivation method in quantum encryption communication system receiver
DE112012005079B4 (en) 2011-12-05 2019-12-19 Denso Corp. Heat pump cycle

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