JP2011067029A - Power semiconductor device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電力用半導体装置(パワー半導体装置)に関し、ハイサイド電源電圧をブートストラップ回路を用いて生成する電力用半導体装置に関する。 The present invention relates to a power semiconductor device (power semiconductor device), and relates to a power semiconductor device that generates a high-side power supply voltage using a bootstrap circuit.
インバータ回路を用いた電力制御システムの分野において、インバータ回路のハイサイドスイッチング素子の駆動用電源電圧(ハイサイド電源電圧)をブートストラップ回路で生成することにより、単電源駆動を可能にした電力用半導体装置(パワー半導体装置)が知られている。そのようなパワー半導体装置のブートストラップ回路は、電源とインバータ回路の出力ノードとの間に直列接続したダイオード(ブートストラップダイオード)およびコンデンサ(ブートストラップコンデンサ)を備えるが、通常はさらに、ブートストラップコンデンサの初期充電電流(突入電流)を制限する目的で抵抗素子(制限抵抗)がブートストラップダイオードに直接接続される。 In the field of power control systems using inverter circuits, power semiconductors that can be driven by a single power supply by generating a drive power supply voltage (high-side power supply voltage) for the high-side switching element of the inverter circuit using a bootstrap circuit Devices (power semiconductor devices) are known. The bootstrap circuit of such a power semiconductor device includes a diode (bootstrap diode) and a capacitor (bootstrap capacitor) connected in series between the power supply and the output node of the inverter circuit. In order to limit the initial charging current (inrush current), a resistance element (limit resistance) is directly connected to the bootstrap diode.
下記の特許文献1には、モーターの回転開始時にインバータ回路のハイサイド(上アーム)スイッチング素子のみをPWM(Pulse Width Modulation)制御して、ブートストラップ回路による充電動作を行う技術が示されている。これにより低速回転起動時のブートストラップ回路による充電不足が防止される。
ブートストラップ回路の制限抵抗は、初期充電電流に耐えられるだけの大きな許容電力が要求されるため形成面積が比較的大きくなりがちであった。例えばインバータ回路、駆動回路、保護回路等を1パッケージに収めたパワーモジュールは、IPM(インテリジェントパワーモジュール)として知られているが、近年では、ブートストラップ回路を構成するためのダイオードや制限抵抗をも内蔵したパワーモジュールが提案されており、大きな許容電量が必要な制限抵抗は、パワーモジュールの小型化を妨げる要因の一つとなっている。また初期充電電流による制限抵抗での電力損失も大きく、それによる発熱の問題もあった。 The limiting resistance of the bootstrap circuit tends to have a relatively large formation area because a large allowable power required to withstand the initial charging current is required. For example, a power module in which an inverter circuit, a drive circuit, a protection circuit, and the like are housed in one package is known as an IPM (intelligent power module). However, in recent years, a diode or a limiting resistor for forming a bootstrap circuit is also included. A built-in power module has been proposed, and a limiting resistor that requires a large allowable power is one of the factors that hinder the miniaturization of the power module. In addition, the power loss at the limiting resistor due to the initial charging current is large, and there is also a problem of heat generation.
本発明は以上のような課題を解決するためになされたものであり、ハイサイド電源電圧を得るためのブートストラップ回路を備える電力用半導体装置において、制限抵抗の許容電力を小さくし、発熱の低減および装置の小型化に寄与することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems. In a power semiconductor device including a bootstrap circuit for obtaining a high-side power supply voltage, the allowable power of a limiting resistor is reduced and heat generation is reduced. And it aims at contributing to size reduction of an apparatus.
本発明に係る電力用半導体装置は、ローサイドの第1スイッチング素子およびハイサイドの第2スイッチング素子が直列接続して成るインバータと、前記第1スイッチング素子を駆動する第1駆動回路と、前記第2スイッチング素子を駆動する第2駆動回路と、電源と前記インバータの出力ノードとの間に直列接続したダイオードおよびコンデンサを含み、前記第2駆動回路に供給するハイサイド電源電圧を生成するブートストラップ回路とを備え、前記第1駆動回路は、前記電源の投入直後の所定期間に前記第1スイッチング素子をオンにすることで前記コンデンサを充電し、当該所定期間の前半は前記第1スイッチング素子を間欠的にオンにする間欠充電動作を行い、後半は前記第1スイッチング素子のオンを維持させる連続充電動作を行うものである。 The power semiconductor device according to the present invention includes an inverter in which a low-side first switching element and a high-side second switching element are connected in series, a first drive circuit that drives the first switching element, and the second A second driving circuit for driving the switching element; a bootstrap circuit including a diode and a capacitor connected in series between a power supply and an output node of the inverter, and generating a high-side power supply voltage to be supplied to the second driving circuit; The first drive circuit charges the capacitor by turning on the first switching element during a predetermined period immediately after the power is turned on, and intermittently turns on the first switching element during the first half of the predetermined period. In the second half, a continuous charging operation for maintaining the first switching element on is performed. Is Umono.
ブートストラップ回路のコンデンサの初期充電の前半に間欠充電を行うことにより制限抵抗の発熱を抑制でき、且つ、後半に連続充電を行うことで充電時間の長期化を抑制できる。制限抵抗の許容電力を小さく設定することが可能になるので、制限抵抗の形成面積の縮小を図ることができ、パワー半導体装置の小型化、並びに製造コストの削減に寄与できる。 By performing intermittent charging in the first half of the initial charge of the capacitor of the bootstrap circuit, heat generation of the limiting resistor can be suppressed, and by performing continuous charging in the second half, an increase in charging time can be suppressed. Since the allowable power of the limiting resistor can be set small, the area for forming the limiting resistor can be reduced, which can contribute to the miniaturization of the power semiconductor device and the reduction of the manufacturing cost.
<実施の形態1>
図1は、本発明の実施の形態に係るパワー半導体装置の構成図である。本実施の形態では、3相モーター駆動用IPMを例に挙げるが、説明の簡単のため、図1では3相(U、V、W)のうちのW相のみを示している。
<
FIG. 1 is a configuration diagram of a power semiconductor device according to an embodiment of the present invention. In the present embodiment, an IPM for driving a three-phase motor is taken as an example, but for the sake of simplicity of explanation, only the W phase of the three phases (U, V, W) is shown in FIG.
パワーモジュール100は、ローサイドスイッチング素子Q1W(第1スイッチング素子)およびハイサイドスイッチング素子Q2W(第2スイッチング素子)が直列接続して成るインバータ回路と、ローサイドスイッチング素子Q1Wを駆動するローサイド駆動部10(第1駆動回路)およびハイサイドスイッチング素子Q2Wを駆動するハイサイド駆動部20(第2駆動回路)とを備えている。本実施の形態では、ローサイドスイッチング素子Q1Wおよびハイサイドスイッチング素子Q2WとしてIGBTを用いており、ローサイドスイッチング素子Q1Wおよびハイサイドスイッチング素子Q2Wには、それぞれフリーホイールダイオードD1W,D2Wが設けられている。
The
さらに、パワーモジュール100には、制御電源電圧VDを出力する制御電源1、ローサイド駆動部10およびハイサイド駆動部20を制御する制御回路2、並びに、ローサイドスイッチング素子Q1Wに流れる電流を検出するための電流検出用抵抗6が接続される。
The
またパワーモジュール100は、ブートストラップダイオード4および制限抵抗5を内蔵している。ブートストラップコンデンサ3をパワーモジュール100に外付けすることによって、ブートストラップコンデンサ3、ブートストラップダイオード4、制限抵抗5から成るブートストラップ回路が構成され、ハイサイド電源電圧を得ることができるようになっている。
The
図1の如くローサイド駆動部10は、ローサイド入力信号端子WNIN、ローサイド出力信号端子WNOUT、制御電源端子Vcc、接地端子GND、制御基準電圧端子VNO、電流検出用センス端子CINを備えている。ローサイド入力信号端子WNINには、制御回路2が出力するローサイドスイッチング素子Q1Wの制御信号が入力される。ローサイド出力信号端子WNOUTは、ローサイドスイッチング素子Q1Wの制御電極(ゲート)に接続される。ローサイド駆動部10は、制御回路2からの制御信号に基づいて、ローサイドスイッチング素子Q1Wの駆動信号を生成し、それによってローサイドスイッチング素子Q1Wを駆動する。制御電源端子Vccには制御電源1が出力する制御電源電圧VDが供給され、接地端子GNDおよび制御基準電圧端子VNOには接地電位が供給される。
As shown in FIG. 1, the low-
電流検出用センス端子CINは、ローサイドスイッチング素子Q1W(IGBT)のエミッタに接続されており、上記の電流検出用抵抗6を通して接地電位に接続される。よって電流検出用センス端子CINには、電流検出用抵抗6に生じる電圧が入力されることになり、ローサイド駆動部10は、その電圧に基づいてローサイドスイッチング素子Q1Wの電流を測定することができる。ローサイド駆動部10は、ローサイドスイッチング素子Q1Wの過電流を検出すると短絡保護動作(例えば、ローサイドスイッチング素子Q1Wを即遮断する)を行う。
The current detection sense terminal CIN is connected to the emitter of the low-side switching element Q1W (IGBT), and is connected to the ground potential through the
一方、ハイサイド駆動部20は、ハイサイド入力信号端子WPIN、ハイサイド出力信号端子WPOUT、制御電源端子Vcc、共通接地端子COM、ハイサイド電源端子VB、ハイサイド基準電圧端子VSを備えている。ハイサイド入力信号端子WPINには、制御回路2が出力するハイサイドスイッチング素子Q2Wの制御信号が入力される。ハイサイド出力信号端子WPOUTは、ハイサイドスイッチング素子Q2Wの制御電極(ゲート)に接続される。ハイサイド駆動部20は、制御回路2からの制御信号に基づいて、ハイサイドスイッチング素子Q2Wの駆動信号を生成し、それによってハイサイドスイッチング素子Q2Wを駆動する。制御電源端子Vccには制御電源1が出力する制御電源電圧VDが供給され、共通接地端子COMはローサイド駆動部10の接地端子GNDと同じく接地電位が供給される。
On the other hand, the
またハイサイド基準電圧端子VSには、ハイサイドスイッチング素子Q2Wのエミッタ(即ちインバータ回路の出力ノード)が接続され、このハイサイド基準電圧端子VSの電圧がハイサイドの信号の基準電圧となる。 The high side reference voltage terminal VS is connected to the emitter of the high side switching element Q2W (that is, the output node of the inverter circuit), and the voltage of the high side reference voltage terminal VS becomes the reference voltage of the high side signal.
ハイサイド電源端子VBには、ハイサイドスイッチング素子Q2Wを駆動させるためのハイサイド電源電圧が供給されるが、本実施の形態ではこれをブートストラップコンデンサ3、ブートストラップダイオード4、制限抵抗5および制御電源1から成るブートストラップ回路で生成する。
A high-side power supply voltage for driving the high-side switching element Q2W is supplied to the high-side power supply terminal VB. In the present embodiment, this voltage is supplied to the
ブートストラップダイオード4および制限抵抗5は、ハイサイド駆動部20の制御電源端子Vcc(制御電源1)とハイサイド電源端子VBとの間に直列接続される。ブートストラップコンデンサ3は、ハイサイド駆動部20のハイサイド電源端子VBとハイサイド基準電圧端子VS(インバータ回路の出力ノード)との間に接続されるように、パワーモジュール100に外付けされる。
The
図2は、実施の形態1に係るパワー半導体装置の構成を示すブロック図である。同図において、図1に示したものに対応する要素には同一符号を付してある。図2には3相モーターMを駆動する3つのインバータを示すが、ここでも説明の簡単のため、W相についてのみ代表的に説明する。 FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the power semiconductor device according to the first embodiment. In the figure, elements corresponding to those shown in FIG. FIG. 2 shows three inverters for driving the three-phase motor M. Here, for simplicity of explanation, only the W phase will be representatively described.
ローサイド駆動部10は、ローサイド駆動回路11、ローサイド入力回路12および電流検出回路14を備えている。制御回路2から供給されたローサイドスイッチング素子Q1Wの制御信号は、ローサイド入力回路12を通してローサイド駆動回路11に入力される。ローサイド駆動回路11は、その制御信号に基づいてローサイドスイッチング素子Q1Wの駆動信号を生成し、ローサイドスイッチング素子Q1Wを駆動する。
The low
電流検出回路14は、電流検出用抵抗6に生じる電圧に基づいてローサイドスイッチング素子Q1Wの電流を測定し、その電流値に応じた信号をローサイド駆動回路11に出力する。ローサイド駆動回路11は、その信号に基づいてローサイドスイッチング素子Q1Wの電流値を監視しており、ローサイドスイッチング素子Q1Wに過電流が流れたことを検出すると、短絡保護動作を行う。
The
ハイサイド駆動部20は、ハイサイド駆動部20、ハイサイド駆動回路21、ハイサイド入力回路22、レベルシフト回路23および電源電圧低下保護回路24を備えている。制御回路2が出力したハイサイドスイッチング素子Q2Wの制御信号は、ハイサイド入力回路22を通してレベルシフト回路23に送られ、そこでハイサイドの信号(ハイサイド基準電圧端子VSの電位を基準とする信号)に変換されてから、ハイサイド駆動回路21に供給される。ハイサイド駆動回路21は、その制御信号に基づいてハイサイドスイッチング素子Q2Wの駆動信号を生成し、ハイサイドスイッチング素子Q2Wを駆動する。
The high
電源電圧低下保護回路24は、ハイサイド基準電圧端子VSとハイサイド電源端子VBとの間の電圧として規定されるハイサイド電源電圧VDBをモニタし、ハイサイド電源電圧VDBが所定値以下になると電圧低下検出信号をハイレベルにする。電圧低下検出信号のハイレベルが一定期間継続すると、ハイサイド駆動回路21は、電源電圧低下保護動作(例えば、レベルシフト回路23からの入力を受け付けなくする)を行う。
The power supply voltage
図3は、実施の形態1に係るパワー半導体装置の初期充電動作を示す図である。本実施の形態では、制御電源端子Vccに供給される制御電源1が投入されると、制御回路2はローサイド駆動部10を制御して、制御電源1の投入直後の所定期間(以下「初期充電期間」)、ローサイドスイッチング素子Q1Wをオンにしてブートストラップコンデンサ3を初期充電する。
FIG. 3 is a diagram illustrating an initial charging operation of the power semiconductor device according to the first embodiment. In the present embodiment, when the
図3の如く制御回路2は、初期充電期間の前半には、ローサイド駆動部10に間欠的なパルスの駆動信号を出力させる。応じてローサイドスイッチング素子Q1Wは間欠的にオンし、ブートストラップコンデンサ3は間欠的に充電される(間欠充電動作)。また初期充電期間の後半には、ローサイド駆動部10が出力する駆動信号をハイレベルに固定させる。よってその間はローサイドスイッチング素子Q1Wがオン状態に固定され、ブートストラップコンデンサ3は連続的に充電される(連続充電動作)。
As shown in FIG. 3, the
ブートストラップコンデンサ3の初期充電の開始時には、制限抵抗5に流れる電流が特に大きくなるため発熱(電力損失)が大きくなるが、初期充電期間の前半に間欠充電を行うことにより、その発熱を効果的に抑制することができる。また、間欠充電にはブートストラップコンデンサ3の初期充電に要する時間が長くなるという欠点があるが、初期充電期間の後半にブートストラップコンデンサ3の連続充電を行うことにより、充電時間の長期化が抑えられる。なお、本実施の形態では、ブートストラップコンデンサ3の間欠充電を行う期間の長さ(間欠充電から連続充電への切り替えタイミング)は、ブートストラップコンデンサ3の容量値やブートストラップダイオード4および制限抵抗5の許容電力等に基づいて予め設定されるものとする。
At the start of the initial charging of the
以上のように本実施の形態によれば、ブートストラップコンデンサ3の初期充電時間の長期化を抑制しつつ、初期充電電流による制限抵抗5の発熱(電力損失)を小さくできるため、従来よりも制限抵抗5の許容電力を小さく設定することが可能になる。従って、制限抵抗5の形成面積の縮小を図ることができ、電力制御システムおよびパワーモジュールの小型化、並びに製造コストの削減に寄与できる。
As described above, according to the present embodiment, it is possible to reduce the heat generation (power loss) of the limiting
<実施の形態2>
上記のように実施の形態1では、間欠充電から連続充電への切り替えタイミング(図3の時刻t2)を、ブートストラップコンデンサ3の容量値やブートストラップダイオード4および制限抵抗5の許容電力等に基づいて予め設定する必要がある。本実施の形態では、その切り替えタイミングを自ら設定することができるパワー半導体装置の構成例を示す。
<
As described above, in the first embodiment, the switching timing from intermittent charging to continuous charging (time t2 in FIG. 3) is based on the capacitance value of the
本実施の形態では、ブートストラップコンデンサ3の初期充電期間に、まず間欠充電を行いながらハイサイド電源電圧VDBを測定し、それが所定値に以上になったときに連続充電に切り替える。これにより、間欠充電から連続充電への切り替えタイミングを予め設定する必要がなくなるため、システムの設計が容易になる。
In the present embodiment, during the initial charging period of the
但し、この機能を実現するためには、パワー半導体装置が、ハイサイド電源電圧VDBを測定する電圧測定回路を備える必要がある。本実施の形態では、電源電圧低下保護回路24を、ブートストラップコンデンサ3の初期充電期間に電圧測定回路として利用する。
However, in order to realize this function, the power semiconductor device needs to include a voltage measurement circuit that measures the high-side power supply voltage VDB. In the present embodiment, the power supply voltage
図4は、実施の形態2に係るパワー半導体装置の構成を示すブロック図である。同図において、図1および図2に示したものに対応する要素には同一符号を付してある。 FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the power semiconductor device according to the second embodiment. In the figure, elements corresponding to those shown in FIGS. 1 and 2 are denoted by the same reference numerals.
本実施の形態のパワーモジュール100は、ブートストラップコンデンサ3の初期充電期間に、電源電圧低下保護回路24が出力する電圧低下検出信号を、逆レベルシフト回路31を通して、制御回路2にフィードバックする。逆レベルシフト回路31は、ハイサイドの信号(ハイサイド基準電圧端子VSの電位を基準とする信号)である電圧低下検出信号を、ローサイドの信号(接地電位を基準とする信号)に変換するものである。
The
実施の形態1で述べたように、電源電圧低下保護回路24は、ハイサイド電源電圧VDBが所定値以下のとき電圧低下検出信号をハイレベルにする。この電圧低下検出信号は、通常動作時にはハイサイド駆動回路21が電源電圧低下保護動作を行うか否かの判断に用いられるが、ブートストラップコンデンサ3の初期充電時には、制御回路2がローサイド駆動回路11に間欠充電と連続充電のどちらを行わせるかの判断に用いられる。
As described in the first embodiment, the power supply voltage
図5は、実施の形態2に係るパワー半導体装置の初期充電動作を説明するための図である。実施の形態2の初期充電動作は、実施の形態1(図3)と同様であるが、間欠充電と連続充電との切り替えタイミング(時刻t2)は、電圧低下検出信号がハイレベルからローレベルに変化したタイミング、即ちハイサイド電源電圧VDBが所定値(Va)以上になったタイミングとして規定される。 FIG. 5 is a diagram for explaining an initial charging operation of the power semiconductor device according to the second embodiment. The initial charging operation of the second embodiment is the same as that of the first embodiment (FIG. 3). However, at the switching timing (time t2) between intermittent charging and continuous charging, the voltage drop detection signal changes from high level to low level. It is defined as the changed timing, that is, the timing when the high side power supply voltage VDB becomes equal to or higher than a predetermined value (Va).
本実施の形態によれば、ブートストラップコンデンサ3の初期充電期間における間欠充電と連続充電の切り替えタイミングが、ハイサイド電源電圧VDBの値に基づいて自動的に設定される。当該タイミングを予め設定する必要がなくなるため、システムの設計(基板設計や回路設計)の自由度が増すという効果が得られる。またパワーモジュール100に外付けされるブートストラップコンデンサ3の容量値を変更しても、それに応じて間欠充電と連続充電の切り替えタイミングが適切に設定されるため、適用可能なブートストラップコンデンサ3の容量値の範囲が広がるという効果も得られる。
According to the present embodiment, the switching timing between intermittent charging and continuous charging in the initial charging period of
特に図4の構成では、電源電圧低下保護回路24をハイサイド電源電圧VDBの電圧測定回路として兼用するため、実施の形態1とほぼ同様の構成で実現でき、回路規模の増大も抑制されている。但し、電源電圧低下保護回路24が出力する電圧低下検出信号はハイサイドの信号であるので、逆レベルシフト回路31は設ける必要がある。
In particular, in the configuration of FIG. 4, since the power supply voltage
<実施の形態3>
実施の形態2では、ブートストラップコンデンサ3の間欠充電から連続充電への切り替えタイミング(図5の時刻t2))を自ら設定する機能を備えたパワー半導体装置を示したが、本実施の形態ではさらにブートストラップコンデンサ3の初期充電を開始タイミング(時刻t1)をも自ら設定可能にした例を示す。
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In the second embodiment, the power semiconductor device having the function of setting the switching timing from intermittent charge to continuous charge of the bootstrap capacitor 3 (time t2 in FIG. 5) is shown. An example in which the initial charge of the
図6は、実施の形態3に係るパワー半導体装置の構成を示すブロック図である。同図において、図4に示したものに対応する要素には同一符号を付してある。 FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the power semiconductor device according to the third embodiment. In the figure, elements corresponding to those shown in FIG.
本実施の形態のパワーモジュール100は、ブートストラップコンデンサ3の初期充電動作を制御する初期充電パルス設定部32を内蔵している(実施の形態1、2では、制御回路2がこれに相当する機能を有している)。初期充電パルス設定部32には、電源電圧低下保護回路24が出力する電圧低下検出信号が、逆レベルシフト回路31を通して入力される。
The
さらにパワーモジュール100は、制御電源1の投入を検出する電源検出回路としての、立ち上がり検出回路33およびワンショットパルス発生回路34を備えている。立ち上がり検出回路33の出力電圧は、制御電源1が出力する制御電源電圧VDの立ち上がりと共に上昇するが、制御電源電圧VDが所定値以上になるとローレベルに立ち下がる。ワンショットパルス発生回路34は、立ち上がり検出回路33の出力電圧の立ち下がりに応答して、初期充電パルス設定部32へワンショットパルスを出力する。これにより初期充電パルス設定部32は、制御電源1の投入を検知することができる。
The
図7は、実施の形態3に係るパワー半導体装置の初期充電動作を説明するための図である。実施の形態3の初期充電動作は、実施の形態2(図5)と同様であるが、ブートストラップコンデンサ3の初期充電の開始タイミング(時刻t1)は、制御電源電圧VDが所定値(Vb)以上になったタイミングとして規定される。
FIG. 7 is a diagram for explaining an initial charging operation of the power semiconductor device according to the third embodiment. The initial charging operation of the third embodiment is the same as that of the second embodiment (FIG. 5), but the control power supply voltage VD is a predetermined value (Vb) at the initial charging start timing (time t1) of the
本実施の形態によれば、ブートストラップコンデンサ3の初期充電の開始タイミングが、制御電源1の立ち上がり時に自動的に設定される。当該タイミングを予め設定する必要がなくなるため、システムの設計(基板設計や回路設計)の自由度が増すという効果が得られる。
According to the present embodiment, the start timing of the initial charging of the
<実施の形態4>
本実施の形態では、ブートストラップコンデンサ3の間欠充電から連続充電への切り替えタイミング(図5の時刻t2))の設定を他の手法で行うパワー半導体装置を示す。
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In the present embodiment, a power semiconductor device is shown in which the setting of the switching timing (interval t2 in FIG. 5) from intermittent charging to continuous charging of the
図8は、実施の形態4に係るパワー半導体装置の構成を示すブロック図である。同図において、図6に示したものに対応する要素には同一符号を付してある。図6の構成では、初期充電パルス設定部32に、電源電圧低下保護回路24が出力する電圧低下検出信号を供給していたが、本実施の形態ではそれに代えて電流検出回路14の出力信号を供給している。
FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the power semiconductor device according to the fourth embodiment. In the figure, elements corresponding to those shown in FIG. In the configuration of FIG. 6, the voltage drop detection signal output from the power supply voltage
電流検出回路14は電流検出用センス端子CINの電圧(電流検出用抵抗6に生じる電圧)に基づいてローサイドスイッチング素子Q1Wの電流値を測定しており、電流検出回路14の出力信号は、電流検出用センス端子CINの電圧に対応する電圧信号である。電流検出回路14の出力信号は、通常動作時にはローサイド駆動回路11が短絡保護動作を行うか否かの判断に用いられるが、ブートストラップコンデンサ3の初期充電時には、制御回路2がローサイド駆動回路11に間欠充電と連続充電のどちらを行わせるかの判断に用いられる。
The
図9は、実施の形態4に係るパワー半導体装置の初期充電動作を説明するための図である。実施の形態4の初期充電動作は、実施の形態3(図7)と同様であるが、間欠充電と連続充電との切り替えタイミング(時刻t2)は、ローサイドスイッチング素子Q1Wをオンさせたときの電流値が所定値以下になったタイミング、即ち電流検出用センス端子CINの電圧が所定値(Vc)以下になったタイミングが、間欠充電と連続充電との切り替えタイミングとして規定される。 FIG. 9 is a diagram for explaining an initial charging operation of the power semiconductor device according to the fourth embodiment. The initial charging operation of the fourth embodiment is the same as that of the third embodiment (FIG. 7), but the switching timing (time t2) between intermittent charging and continuous charging is the current when the low-side switching element Q1W is turned on. The timing when the value becomes equal to or lower than the predetermined value, that is, the timing when the voltage at the current detection sense terminal CIN becomes equal to or lower than the predetermined value (Vc) is defined as the switching timing between intermittent charging and continuous charging.
本実施の形態によれば、実施の形態2と同様の効果を得ることができる。特に図8の構成では、短絡保護動作のための電流検出回路14を、間欠充電から連続充電への切り替えタイミングを決定するための電流測定に兼用するため、回路規模の増大も抑制されている。さらに、電流検出回路14の出力信号はローサイドの信号であるので、逆レベルシフト回路31も不要である。
According to the present embodiment, the same effect as in the second embodiment can be obtained. In particular, in the configuration of FIG. 8, the
<実施の形態5>
近年、SiC(炭化ケイ素)を用いた半導体装置(SiCデバイス)は、インバータなどの電力変換器の小型化を可能にするデバイスとして注目されている。本実施の形態では、本発明に係るパワー半導体装置に用いられるローサイドスイッチング素子Q1Wおよびハイサイドスイッチング素子Q2W、並びにそれらに接続させるフリーホイールダイオードD1W,D2Wを、それぞれSiCデバイスにする。
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In recent years, a semiconductor device (SiC device) using SiC (silicon carbide) has attracted attention as a device that enables downsizing of a power converter such as an inverter. In the present embodiment, the low-side switching element Q1W and the high-side switching element Q2W used in the power semiconductor device according to the present invention and the freewheel diodes D1W and D2W connected to them are respectively SiC devices.
上記のように、本発明によればブートストラップ回路の制限抵抗5の許容電力を小さく設定できるため、電力制御システムおよびパワーモジュールを小型化ができる。本発明のパワー半導体装置にSiCデバイスを組み合わせることは、さらなる小型化を図ることができるようになるため有効である。
As described above, according to the present invention, since the allowable power of the limiting
100 パワーモジュール、1 制御電源、2 制御回路、3 ブートストラップコンデンサ、4 ブートストラップダイオード、5 制限抵抗、6 電流検出用抵抗、7 ハイサイド駆動部、8 ローサイド駆動部、10 ローサイド駆動部、11 ローサイド駆動回路、12 ローサイド入力回路、14 電流検出回路、20 ハイサイド駆動部、21 ハイサイド駆動回路、22 ハイサイド入力回路、23 レベルシフト回路、24 電源電圧低下保護回路、31 逆レベルシフト回路、32 初期充電パルス設定部、33 立ち上がり検出回路、34 ワンショットパルス発生回路、Q1W ローサイドスイッチング素子、Q2W ハイサイドスイッチング素子、D1W フリーホイールダイオード、D2W フリーホイールダイオード。 100 power module, 1 control power supply, 2 control circuit, 3 bootstrap capacitor, 4 bootstrap diode, 5 limiting resistor, 6 current detection resistor, 7 high side drive unit, 8 low side drive unit, 10 low side drive unit, 11 low side Drive circuit, 12 Low side input circuit, 14 Current detection circuit, 20 High side drive unit, 21 High side drive circuit, 22 High side input circuit, 23 Level shift circuit, 24 Power supply voltage drop protection circuit, 31 Reverse level shift circuit, 32 Initial charge pulse setting unit, 33 rising detection circuit, 34 one-shot pulse generation circuit, Q1W low side switching element, Q2W high side switching element, D1W freewheel diode, D2W freewheel diode.
Claims (7)
前記第1スイッチング素子を駆動する第1駆動回路と、
前記第2スイッチング素子を駆動する第2駆動回路と、
電源と前記インバータの出力ノードとの間に直列接続したダイオードおよびコンデンサを含み、前記第2駆動回路に供給するハイサイド電源電圧を生成するブートストラップ回路とを備え、
前記第1駆動回路は、
前記電源の投入直後の所定期間に前記第1スイッチング素子をオンにすることで前記コンデンサを充電し、当該所定期間の前半は前記第1スイッチング素子を間欠的にオンにする間欠充電動作を行い、後半は前記第1スイッチング素子のオンを維持させる連続充電動作を行う
ことを特徴とする電力用半導体装置。 An inverter formed by connecting a low-side first switching element and a high-side second switching element in series;
A first drive circuit for driving the first switching element;
A second drive circuit for driving the second switching element;
A bootstrap circuit including a diode and a capacitor connected in series between a power supply and an output node of the inverter, and generating a high-side power supply voltage to be supplied to the second drive circuit;
The first drive circuit includes:
The capacitor is charged by turning on the first switching element in a predetermined period immediately after turning on the power, and the first half of the predetermined period is an intermittent charging operation in which the first switching element is intermittently turned on, In the second half, a continuous charge operation for maintaining the first switching element on is performed.
前記ハイサイド電源電圧を測定する電圧測定回路をさらに備え、
前記第1駆動回路は、
前記間欠充電動作から前記連続充電動作への切り替えを、前記ハイサイド電源電圧が所定値に以上になったときに行う
ことを特徴とする電力用半導体装置。 The power semiconductor device according to claim 1,
A voltage measurement circuit for measuring the high-side power supply voltage;
The first drive circuit includes:
Switching from the intermittent charging operation to the continuous charging operation is performed when the high-side power supply voltage exceeds a predetermined value.
前記電圧測定回路は、
通常動作時に前記ハイサイド電源電圧の低下を検出して保護動作を行う電源電圧低下保護回路に属するものである
ことを特徴とする電力用半導体装置。 A power semiconductor device according to claim 2,
The voltage measurement circuit includes:
A power semiconductor device belonging to a power supply voltage drop protection circuit that performs a protection operation by detecting a drop in the high-side power supply voltage during normal operation.
前記第1スイッチング素子を流れる電流を測定する電流測定回路をさらに備え、
前記第1駆動回路は、
前記間欠充電動作から前記連続充電動作への切り替えを、前記第1スイッチング素子を流れる電流が所定値以下になったとき行う
ことを特徴とする電力用半導体装置。 The power semiconductor device according to claim 1,
A current measuring circuit for measuring a current flowing through the first switching element;
The first drive circuit includes:
Switching from the intermittent charging operation to the continuous charging operation is performed when a current flowing through the first switching element becomes a predetermined value or less.
前記電流測定回路は、
通常動作時に第1スイッチング素子の過電流を検出して保護動作を行う短絡保護検出回路に属するものである
ことを特徴とする電力用半導体装置。 The power semiconductor device according to claim 4,
The current measurement circuit includes:
A power semiconductor device that belongs to a short-circuit protection detection circuit that performs a protection operation by detecting an overcurrent of a first switching element during normal operation.
前記電源の投入を検出する電源検出回路をさらに備え、
前記第1駆動回路は、
前記電源の投入が検出されたときに、前記間欠充電動作を開始する
ことを特徴とする電力用半導体装置。 A power semiconductor device according to any one of claims 2 to 5,
A power detection circuit for detecting the power-on,
The first drive circuit includes:
The power semiconductor device, wherein the intermittent charging operation is started when the power-on is detected.
前記第1および第2スイッチング素子のそれぞれには、フリーホイールダイオードが設けられており、
前記第1および第2スイッチング素子並びに前記フリーホイールダイオードは、SiCデバイスである
ことを特徴とする電力用半導体装置。 A power semiconductor device according to any one of claims 1 to 6,
Each of the first and second switching elements is provided with a freewheel diode,
The power semiconductor device, wherein the first and second switching elements and the free wheeling diode are SiC devices.
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