JP2011049920A - High-frequency device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、誘電体基板の表面に設けられたストリップ導体と、当該誘電体基板の裏面に設けられた接地板とにより構成される高周波伝送線路を有し、その伝送特性を可変とした高周波デバイスに関する。 The present invention has a high-frequency device having a high-frequency transmission line composed of a strip conductor provided on the front surface of a dielectric substrate and a ground plate provided on the back surface of the dielectric substrate, and having variable transmission characteristics. About.
右手/左手系複合線路(Composite Right and Left Handed/CRLH線路)と呼ばれる誘電体基板上に作成された伝送線路について説明する。図17の高周波デバイス900は、誘電体基板10上にCRLH線路を備えたものであり、入力される高周波の周波数により漏れ波アンテナ又は移相器として作用する。
この図17の高周波デバイス900は、伝送線路21(x軸方向の主線路)を周期的に分断するギャップGと、その分断された伝送線路21から枝分かれしたスタブ24が具備されている。この高周波デバイス900は、ギャップGが供するキャパシタンスや、スタブ24が供するインダクタンスの作用により、ある周波数帯において、伝送される電磁波の群速度の向きと位相速度の向きを相互に反対の向きとすることができる。即ち、左手系を実現できる。これにより、伝送される電磁波の周波数を変化させることにより、主線路上で電磁波が伝播する向きとは反対向きである、図17中のz軸の正の向きからx軸の負の向きの方に傾斜したθ<0なる角度領域に対しても電磁波を放射することができる。その結果、放射ビームの方向を変化させる場合には、その放射ビームの走査範囲を広くとることができる。
また、高周波デバイス900を移相器として用いる場合には、やはりギャップGが供するキャパシタンスや、スタブ24が供するインダクタンスを調整することにより、単位長さ当りの位相変化量を制御できるため、従来の移相器に比べ、飛躍的に小形化が可能であるという特徴を有する。
A transmission line created on a dielectric substrate called a composite right / left-handed composite line (Composite Light and Left Handed / CRLH line) will be described. A high-frequency device 900 shown in FIG. 17 includes a CRLH line on the dielectric substrate 10 and functions as a leaky wave antenna or a phase shifter depending on the input high-frequency frequency.
The high-frequency device 900 shown in FIG. 17 includes a gap G that periodically divides the transmission line 21 (the main line in the x-axis direction), and a stub 24 that branches from the divided transmission line 21. In the high-frequency device 900, the direction of the group velocity and the phase velocity of the transmitted electromagnetic wave are opposite to each other in a certain frequency band by the action of the capacitance provided by the gap G and the inductance provided by the stub 24. Can do. That is, a left-handed system can be realized. Thus, by changing the frequency of the transmitted electromagnetic wave, the direction opposite to the direction in which the electromagnetic wave propagates on the main line is changed from the positive direction of the z axis in FIG. 17 toward the negative direction of the x axis. Electromagnetic waves can be radiated to an inclined angle region where θ <0. As a result, when the direction of the radiation beam is changed, the scanning range of the radiation beam can be widened.
When the high-frequency device 900 is used as a phase shifter, the phase change amount per unit length can be controlled by adjusting the capacitance provided by the gap G and the inductance provided by the stub 24. Compared to a phaser, it has the feature that it can be dramatically miniaturized.
図18に、CRLH線路の分散特性の一例を示す。図18は、RHとLHとして示した2つの分散曲線と、Air lineとして示したω=βc0の曲線から成る。ここでc0は真空中の光速度である。図18の横軸は位相定数βの、CRLH線路の繰り返し単位長から決まる波数k0に対する比である。図18の縦軸は、角周波数ωではなく、周波数で示した。
図18に示すように、CRLH線路は、分散曲線がAir lineより左側にある周波数、即ち、CRLH線路の位相定数βが、ω/c0より大きい範囲においては漏れ波アンテナとして動作する。一方、CRLH線路の位相定数βが、ω/c0より小さい範囲においては放射が起きないため、移相器として使うことができる。
図18の特性を示すCRLH線路においては、約74.0GHzから75.3GHzと、82.1GHzから90GHz程度迄において移相器として使用することができる。その間の、75.3GHzから77.2GHzにおいては、図17のθ<0側への漏れ波アンテナ(左手系)として、77.2GHzから82.1GHzにおいては、図17のθ>0側への漏れ波アンテナ(右手系)として使用することができる。
この様な、位相速度と群速度の向きが反対となる原理については、例えば下記の非特許文献1乃至3に詳しい開示がある。
FIG. 18 shows an example of dispersion characteristics of the CRLH line. FIG. 18 includes two dispersion curves shown as RH and LH and a curve of ω = βc 0 shown as Air line. Here, c 0 is the speed of light in vacuum. The horizontal axis of FIG. 18 is the ratio of the phase constant β to the wave number k 0 determined from the repetitive unit length of the CRLH line. The vertical axis in FIG. 18 indicates the frequency, not the angular frequency ω.
As shown in FIG. 18, the CRLH line operates as a leaky wave antenna at a frequency where the dispersion curve is on the left side of the Air line, that is, in a range where the phase constant β of the CRLH line is larger than ω / c 0 . On the other hand, since no radiation occurs in the range where the phase constant β of the CRLH line is smaller than ω / c 0 , it can be used as a phase shifter.
The CRLH line having the characteristics shown in FIG. 18 can be used as a phase shifter at about 74.0 GHz to 75.3 GHz and about 82.1 GHz to 90 GHz. In the meantime, from 75.3 GHz to 77.2 GHz, as a leaky wave antenna (left-handed system) toward θ <0 side in FIG. 17, from 77.2 GHz to 82.1 GHz, toward θ> 0 side in FIG. 17. It can be used as a leaky wave antenna (right-handed system).
Such a principle that the phase velocity and the group velocity are opposite to each other is disclosed in detail in, for example, Non-Patent Documents 1 to 3 below.
或いは、非特許文献4や特許文献1のように、誘電体基板の比誘電率を電圧によって制御して伝搬定数βを変化させる技術が報告されている。これらは、比誘電率を制御できる材料として液晶や強誘電体を用い、これをCRLH線路に適用した移相器又は漏れ波アンテナである。
さらに、非特許文献5のように、ギャップおよびスタブにバラクタダイオードを装荷し、電圧をかけることでその容量を変化させ、周波数を固定したまま電子的にビームを走査したり、ビーム幅を可変する方法も考案されている。
Alternatively, as in Non-Patent Document 4 and Patent Document 1, a technique for changing the propagation constant β by controlling the relative dielectric constant of a dielectric substrate by voltage has been reported. These are phase shifters or leaky wave antennas using liquid crystals or ferroelectrics as materials capable of controlling the relative permittivity, and applying them to CRLH lines.
Furthermore, as in Non-Patent Document 5, varactor diodes are loaded in the gap and stub, the capacitance is changed by applying a voltage, and the beam is electronically scanned and the beam width is varied while the frequency is fixed. A method has also been devised.
特許文献2においては、図19に示すように、CRLH構造を有するアンテナの誘電体基板15の上に誘電体1a〜1kを置き、誘電体基板15と誘電体1a〜1kの高さ方向の間隙を圧電アクチュエータ2a〜2kで100μm程度変えることで、放射されるビームの向きや形(ビーム幅やヌルの位置)可変するアンテナ950或いは、伝播位相を可変とする伝送線路が報告されている。 In Patent Document 2, as shown in FIG. 19, dielectrics 1a to 1k are placed on a dielectric substrate 15 of an antenna having a CRLH structure, and a gap in the height direction between the dielectric substrate 15 and the dielectrics 1a to 1k. The antenna 950 that changes the direction and shape of the emitted beam (beam width and null position) or the transmission line that makes the propagation phase variable has been reported by changing about 100 μm with the piezoelectric actuators 2a to 2k.
非特許文献5のようなバラクタダイオードを用いたアンテナの技術では、次の問題がある。バラクタダイオードは、周波数が数GHz以下では可変容量として動作するが、それ以上の周波数では接合容量が大きく、可変容量素子としては動作しない。したがって、非特許文献5の技術は、数GHz以上のシステムには適用できない問題がある。更に、可変できる容量は小さいため、アンテナのビームを走査できる範囲は大きくとれない。
非特許文献4及び特許文献1のような、誘電体材料の比誘電率を変化させる技術は、液晶、強誘電体、フェライトなどの比誘電率が変化する材料は、電磁波の損失が大きく、アンテナの利得が小さくなり、移相器として用いる場合に伝送損失が大きくなる。更に、温度により比誘電率が変化してしまう等の問題がある。
特許文献2のような、誘電体との距離を圧電アクチュエータで変化させる技術での課題は、例えばアンテナで±30度以上のビーム走査をしようとした場合、当該誘電体との距離は100μm程度の制御幅が必要があり、そのような変位を実現するためには圧電材料を積層する必要があり、5cm以上と非常に大きくなるという課題があった。
The antenna technology using a varactor diode as in Non-Patent Document 5 has the following problems. The varactor diode operates as a variable capacitor at a frequency of several GHz or less, but has a large junction capacitance at a frequency higher than that, and does not operate as a variable capacitor. Therefore, the technique of Non-Patent Document 5 has a problem that cannot be applied to a system of several GHz or higher. Furthermore, since the variable capacity is small, the range in which the antenna beam can be scanned cannot be made large.
Non-patent Document 4 and Patent Document 1 that change the relative permittivity of a dielectric material, such as a liquid crystal, a ferroelectric material, and a ferrite that change the relative permittivity, have a large loss of electromagnetic waves. The gain becomes smaller, and the transmission loss increases when used as a phase shifter. Furthermore, there is a problem that the dielectric constant changes depending on the temperature.
For example, when a beam scanning of ± 30 degrees or more is attempted with an antenna, the distance from the dielectric is about 100 μm. A control width is required, and in order to realize such a displacement, it is necessary to laminate piezoelectric materials, and there is a problem that the size becomes as large as 5 cm or more.
本発明は上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、簡易且つ小型の構成により伝送特性又は放射特性を大きく変化可能な高周波デバイスを提供することである。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a high-frequency device capable of greatly changing transmission characteristics or radiation characteristics with a simple and compact configuration.
請求項1に係る発明は、所定の帯域において設計された高周波デバイスであって、誘電体基板と、導体から成る同一または類似の単位パターンを誘電体基板の表側に所定の方向に複数配列することによって形成されたストリップ線路と、誘電体基板の裏面に形成された導体から成る接地板と、ストリップ線路の近傍に配設され、回転軸を有する所定形状の回転誘電体と、所定形状の回転誘電体を回転軸を中心に所定の回転角を与える回転手段とを有し、ストリップ線路の単位パターンは、伝送線路と、伝送線路を途中で分断するギャップと、伝送線路から枝分かれするスタブとを有し、回転手段により回転誘電体を回転させることで、ストリップ線路近傍の実効誘電率を変化させて、ストリップ線路の伝送特性を制御可能としたことを特徴とする高周波デバイスである。
本発明においては、回転誘電体の回転軸の向きは、ストリップ線路の伝送方向と垂直でも水平でも良い。また本発明の高周波デバイスは、周波数によって、移相器として動作し、或いは漏れ波アンテナとして動作する。
請求項2に係る発明は、ストリップ線路は右手/左手系複合線路(CRLH線路)であることを特徴とする。
The invention according to claim 1 is a high-frequency device designed in a predetermined band, wherein a plurality of identical or similar unit patterns made of a dielectric substrate and a conductor are arranged in a predetermined direction on the front side of the dielectric substrate. A strip line formed by the conductor, a ground plate made of a conductor formed on the back surface of the dielectric substrate, a rotary dielectric having a predetermined shape disposed in the vicinity of the strip line, and a rotary dielectric having a predetermined shape. The strip line unit pattern has a transmission line, a gap that divides the transmission line in the middle, and a stub that branches off from the transmission line. In addition, by rotating the rotating dielectric with the rotating means, the effective dielectric constant in the vicinity of the strip line can be changed to control the transmission characteristics of the strip line. That is a high-frequency device.
In the present invention, the direction of the rotating shaft of the rotating dielectric may be perpendicular or horizontal to the transmission direction of the strip line. The high-frequency device of the present invention operates as a phase shifter or a leaky wave antenna depending on the frequency.
The invention according to claim 2 is characterized in that the strip line is a right / left-handed composite line (CRLH line).
請求項3に係る発明は、回転誘電体の回転軸が、誘電体基板面とストリップ線路の伝送方向とに垂直な面内にあり、ストリップ線路を伝搬する高周波の移相器として作用することを特徴とする。
請求項4に係る発明は、互いに伝送方向が平行となるような複数個のストリップ線路を有し、回転誘導体の回転角に対する、複数個のストリップ線路の各々の近傍の実効比誘電率が異なる関数となるようにし回転誘電体の回転により、当該複数個のストリップ線路の伝送特性を同時に、且つ別個に制御可能としたことを特徴とする。
The invention according to claim 3 is such that the rotational axis of the rotating dielectric is in a plane perpendicular to the dielectric substrate surface and the transmission direction of the strip line, and acts as a high-frequency phase shifter propagating through the strip line. Features.
The invention according to claim 4 has a plurality of strip lines whose transmission directions are parallel to each other, and a function having a different effective relative permittivity in the vicinity of each of the plurality of strip lines with respect to the rotation angle of the rotating derivative. The transmission characteristics of the plurality of strip lines can be controlled simultaneously and separately by rotating the rotating dielectric.
請求項5に係る発明は、回転誘電体の回転軸が、誘電体基板面に垂直でストリップ線路の伝送方向を含む面内にあり、ストリップ線路を伝搬する高周波の漏れ波アンテナとして作用することを特徴とする。 The invention according to claim 5 is such that the rotation axis of the rotating dielectric is in a plane perpendicular to the dielectric substrate surface and including the transmission direction of the strip line, and acts as a high-frequency leaky wave antenna propagating through the strip line. Features.
請求項6に係る発明は、回転誘電体は円柱状であって、回転軸は回転誘電体の中心軸と平行で且つ一致しないことを特徴とする。
請求項7に係る発明は、回転誘電体のストリップ線路に相対する領域の少なくとも一部は、半径の異なる2つの円板状部の交互積層構造であって、半径の一致する円板状部の各々の組においては、中心軸が一致しており、回転軸は、一方の円板状部の組の中心軸と平行で且つ一致せず、他方の円板状部の組の中心軸と一致していることを特徴とする。
The invention according to claim 6 is characterized in that the rotating dielectric is cylindrical, and the rotation axis is parallel to and does not coincide with the central axis of the rotating dielectric.
In the invention according to claim 7, at least a part of the region facing the strip line of the rotating dielectric is an alternately laminated structure of two disc-like portions having different radii, and the disc-like portion having the same radius is formed. In each set, the central axes coincide with each other, and the rotation axis is parallel to and does not coincide with the central axis of one set of disk-like parts, and the same as the central axis of the other set of disk-like parts. It is characterized by having done.
請求項8に係る発明は、回転誘電体は円柱状であって、回転軸は回転誘電体の中心軸と平行でないことを特徴とする。
請求項9に係る発明は、回転誘電体のストリップ線路に相対する領域の少なくとも一部は、半径の異なる2つの円板状部の交互積層構造であって、半径の一致する円板状部の組の一方においては、中心軸が一致しており、回転軸は、中心軸が一致している一方の円板状部の組の当該中心軸と一致しており、他方の円板状部の組においては、当該円板状部の全ての中心軸が回転軸と平行で且つ同一の平面上に等間隔に順に配置されていることを特徴とする。
The invention according to claim 8 is characterized in that the rotating dielectric is cylindrical, and the rotation axis is not parallel to the central axis of the rotating dielectric.
In the invention according to claim 9, at least a part of the region of the rotating dielectric facing the strip line is an alternately laminated structure of two disk-shaped parts having different radii, and the disk-shaped parts having the same radius are arranged. In one of the sets, the central axes are coincident, and the rotation axis is coincident with the central axis of the set of one disc-like portion where the central axes are coincident, and the other disc-like portion is The set is characterized in that all the central axes of the disk-like portions are arranged in order at equal intervals on the same plane parallel to the rotation axis.
ギャップ部により実現される直列のキャパシタ、スタブにより実現される並列のインダクタで構成されるストリップ線路は、小形で大きな位相変化を実現できる移相器、或いは小形で大きくビーム方向を変化させるアンテナとすることができる。特にCRLH線路とすることで、位相定数βの分散特性により、その設計が容易となる。
本発明においては、そのようなストリップ線路に回転誘電体を組み合わせて、例えば機械的に回すことにより、ギャップ部、およびスタブ近傍の実効的な比誘電率やその電気長を変化させることで、ギャップ部のキャパシタンスとスタブのインダクタンス量を変化させ、周期構造体を通過する電磁波の位相を制御することができる。これにより、移相器として用いることが可能であり、且つ漏れ波アンテナとして用いる場合にはビーム方向を変化させることができる。
また、特許文献2のような平板状の誘電体をピエゾ駆動素子を用いて機械的に動かす場合に比べ、簡易な構造で変位量を大きく取れるという特徴を有する。さらに、アレーアンテナにおいてそれぞれのアンテナ素子に異なる位相差を与えてビーム走査をする場合にも、一つのモータで実現できる。
A strip line composed of a series capacitor realized by a gap part and a parallel inductor realized by a stub is a small phase shifter that can realize a large phase change, or a small antenna that changes a beam direction greatly. be able to. In particular, the CRLH line facilitates the design due to the dispersion characteristic of the phase constant β.
In the present invention, the effective dielectric constant in the vicinity of the gap portion and the stub and the electrical length thereof are changed by combining such a strip line with a rotating dielectric, for example, mechanically rotating, and thereby changing the gap. The phase of the electromagnetic wave passing through the periodic structure can be controlled by changing the capacitance of the part and the inductance of the stub. Thereby, it can be used as a phase shifter, and when used as a leaky wave antenna, the beam direction can be changed.
Further, as compared with a case where a flat dielectric like Patent Document 2 is mechanically moved using a piezo drive element, it has a feature that a large amount of displacement can be obtained with a simple structure. Furthermore, even in the case where beam scanning is performed by giving different phase differences to the respective antenna elements in the array antenna, this can be realized with one motor.
回転誘電体の形状は、全くの任意である。ストリップ線路又はCRLH線路近傍以外や、回転によってはそれらストリップ線路又はCRLH線路の近傍に接近しない部分の形状は何ら限定されない。しかし、製作上の容易さから、以下に示す円柱状や楕円柱状が好ましい。或いは円柱状の誘電体に溝を形成して、回転誘電体を所望の形状に作成しても良い。 The shape of the rotating dielectric is completely arbitrary. There is no limitation on the shape of the portion other than the vicinity of the strip line or the CRLH line or the portion that does not approach the vicinity of the strip line or the CRLH line depending on the rotation. However, from the viewpoint of ease of production, the following columnar shape and elliptical columnar shape are preferable. Alternatively, a rotating dielectric may be formed in a desired shape by forming a groove in a cylindrical dielectric.
回転誘電体の回転手段は、公知の任意の技術により実現可能である。例えば市販の電動モータを使用すれば良い。 The rotating means of the rotating dielectric can be realized by any known technique. For example, a commercially available electric motor may be used.
ストリップ線路の構成要素となる上記の単位パターンは、同一のパターンを用いてそれらを周期的に配列することが、例えば設計の容易性などの面でより望ましいが、必ずしも同一のパターンだけを用いる必要はなく、また、必ずしも周期的に配列する必要もない。したがって、例えば、ストリップ線路の構成要素となる上記の単位パターンは、伝送線路やスタブなどの各部の太さや長さなどの寸法が、揃っていなくとも良く、また、ギャップなどの間隔なども不揃いでも良い。また、誘電体基板としては、例えばフッ素樹脂などの比誘電率の小さな材料が望ましい。スタブと伝送線路との成す角度は、90度でなくとも良い。スタブは伝送線路の片側のみに設けられていても両側に設けられていても良く、両側に交互に設けられていても良い。
ストリップ線路の材質としては、印刷可能な銅を好適に用いることができる。
As for the above unit patterns, which are constituent elements of the strip line, it is more desirable in terms of design easiness to arrange them periodically using the same pattern, but it is necessary to use only the same pattern. There is no need to arrange them periodically. Therefore, for example, the above unit pattern that is a constituent element of the strip line may not have the same dimensions such as the thickness and length of each part such as the transmission line and the stub, and even if the gaps and the like are not uniform. good. Further, as the dielectric substrate, a material having a small relative dielectric constant such as a fluororesin is desirable. The angle formed between the stub and the transmission line need not be 90 degrees. The stubs may be provided only on one side of the transmission line or on both sides, or may be provided alternately on both sides.
As the material of the strip line, printable copper can be preferably used.
以下、図を参照しながら本発明の具体例について説明する。尚、本発明は以下の実施例に限定されるものではない。
以下の各実施例においては、高周波デバイスは空気中その他の、比誘電率がほぼ1と見なせる雰囲気中で使用されるものとする。
更に以下の各実施例においては、ストリップ線路は十分に薄い導体膜で形成されるものとし、ストリップ線路と回転誘電体との最短距離は、ストリップ線路が形成された誘電体基板表面と回転誘電体との最短距離に等しいものとして説明する。
また、周波数76.5GHzにおける自由空間波長をλ0(=3.9mm)とし、各図において、このλ0を単位として各部の大きさを表記することとする。
Hereinafter, specific examples of the present invention will be described with reference to the drawings. In addition, this invention is not limited to a following example.
In each of the following embodiments, the high-frequency device is used in the air or other atmosphere where the relative dielectric constant can be regarded as approximately 1.
Further, in each of the following embodiments, the strip line is formed of a sufficiently thin conductor film, and the shortest distance between the strip line and the rotating dielectric is the surface of the dielectric substrate on which the strip line is formed and the rotating dielectric. It is assumed that the distance is equal to the shortest distance.
In addition, the free space wavelength at a frequency of 76.5 GHz is λ 0 (= 3.9 mm), and in each figure, the size of each part is described with λ 0 as a unit.
図1.A〜図1.Dは本発明の具体的な一実施例に係る高周波デバイス100の構成を示す4つの図である。図1.Aは高周波デバイス100の斜視図、図1.Bは高周波デバイス100のyz平面に平行な断面図、図1.Cは高周波デバイス100のzx平面に平行な断面図、図1.Dは高周波デバイス100のCRLH線路(ストリップ線路)21−1の概略図(平面図)である。 FIG. A to FIG. D is four diagrams showing the configuration of the high-frequency device 100 according to a specific embodiment of the present invention. FIG. A is a perspective view of the high-frequency device 100, FIG. B is a cross-sectional view of the high-frequency device 100 parallel to the yz plane, FIG. C is a cross-sectional view parallel to the zx plane of the high-frequency device 100, FIG. D is a schematic view (plan view) of the CRLH line (strip line) 21-1 of the high-frequency device 100. FIG.
図1.A及び図1.Bに示すように、高周波デバイス100は、誘電体基板10、誘電体基板10の裏面に設けられた導体から成る接地板20、誘電体基板10の表面に設けられたCRLH線路(ストリップ線路)21−1、円柱状の誘電体から成る回転誘電体30−1、モータ40、モータの回転を回転誘電体30−1に伝達する駆動軸41、回転誘電体30−1と共に回転する駆動軸42、軸受け43から構成されている。 FIG. A and FIG. As shown in B, the high-frequency device 100 includes a dielectric substrate 10, a ground plate 20 made of a conductor provided on the back surface of the dielectric substrate 10, and a CRLH line (strip line) 21 provided on the surface of the dielectric substrate 10. -1, a rotating dielectric 30-1 made of a cylindrical dielectric, a motor 40, a drive shaft 41 that transmits the rotation of the motor to the rotating dielectric 30-1, a drive shaft 42 that rotates together with the rotating dielectric 30-1, A bearing 43 is used.
図1.A及び図1.Bに示すように、誘電体基板10の表面はxy平面(水平面)に平行となっており、そこに設けられたCRLH線路(ストリップ線路)21−1の伝送方向はx軸方向である。
モータ40により回転する駆動軸41の長手方向及び軸受け43で受けられている駆動軸42の長手方向は、y軸方向に一致している。
FIG. A and FIG. As shown in B, the surface of the dielectric substrate 10 is parallel to the xy plane (horizontal plane), and the transmission direction of the CRLH line (strip line) 21-1 provided there is the x-axis direction.
The longitudinal direction of the drive shaft 41 rotated by the motor 40 and the longitudinal direction of the drive shaft 42 received by the bearing 43 coincide with the y-axis direction.
図1.Cに円柱状の回転誘電体30−1の中心軸CDと、回転軸CRの位置関係を示す。円柱状の回転誘電体30−1は、半径が2.6λ0の円柱状であって、その中心軸CDと平行に距離0.026λ0離れた位置に回転軸CRを有している。図1.Cの断面図における回転軸CRは、図1.A及び図1.Bの駆動軸41及び42の中心軸であり、モータ40の回転軸と一致するものである。図1.Cの断面図においては、円柱状の回転誘電体30−1の中心軸CDが、回転軸CRのz軸方向、0.026λ0上側に位置している回転状態を示している。回転軸CRと誘電体基板10の表面との距離は2.634λ0である。また、回転誘電体30−1表面と誘電体基板10の表面との最短距離は0.06λ0である。
回転誘電体30−1の直径5.2λ0は、以下で説明するCRLH線路(ストリップ線路)21−1の11個のユニットUの全長約2.6λ0の2倍程度となるようにした。
FIG. It shows the center axis C D of the cylindrical rotating dielectric 30-1, a positional relationship between the rotational axis C R to C. Cylindrical rotary dielectric 30-1, radius a cylindrical 2.6Ramuda 0, a rotation axis C R and the center axis C D parallel to the distance 0.026Ramuda 0 away . FIG. The rotation axis C R in the sectional view of FIG. A and FIG. This is the central axis of the B drive shafts 41 and 42 and coincides with the rotational axis of the motor 40. FIG. In the cross-sectional view and C, the center axis C D of the cylindrical rotating dielectric 30-1, z-axis direction of the rotation axis C R, shows a rotary state which is located 0.026Ramuda 0 upward. Distance between the rotation axis C R and the dielectric substrate 10 surface is 2.634λ 0. Further, the shortest distance between the rotation dielectric 30-1 surface and the dielectric surface of the substrate 10 is 0.06 0.
The diameter 5.2λ 0 of the rotating dielectric 30-1 was set to be about twice the total length of about 2.6λ 0 of 11 units U of the CRLH line (strip line) 21-1 described below.
図1.Dのように、CRLH線路(ストリップ線路)21−1は、伝送方向であるx軸方向に対してギャップGを有し、当該部分が直列キャパシタを構成する。一方、伝送方向に垂直なy軸方向に延びたスタブ24とスタブ端のパッチPを有し、当該部分が並列インダクタを構成する。
図2は、CRLH線路(ストリップ線路)21−1を構成するユニットUの拡大平面図である。CRLH線路(ストリップ線路)21−1を構成するユニットUは、伝送方向とその垂直方向を各々対称軸とする対称な平面図となっている。
図2では、周波数76.5GHzにおける自由空間波長をλ0(=3.9mm)を単位として、例えば長さ0.26λ0を、単に0.26として示している。
CRLH線路(ストリップ線路)21−1を構成するユニットUは、0.26λ0ピッチで配置されており、隣合うユニットとの間隔であるギャップGは0.03λ0である。y軸方向の幅が0.03λ0、x軸方向の長さ0.23λ0の伝送線路部TLを形成している。一方、ギャップG形成部のy軸方向の幅を0.12λ0とするために4つの延設部Eを有している。延設部Eのx軸方向の幅は0.03λ0である。
また、伝送線路部TLの上辺中央部から上方向(y軸の正方向)に、また、下辺中央部から下方向(y軸の負方向)に、x軸方向の幅0.03λ0、y軸方向の長さ0.08λ0のスタブ24と、更にその先(スタブ24端)に、x軸方向の幅0.08λ0、y軸方向の長さ0.12λ0のパッチPを有している。
図1.Cに示した通り、図2のユニットUを11個、x軸方向に並べて設け、更にその両端のギャップGをキャパシタとして、CRLH線路(ストリップ線路)21−1が構成されている。
FIG. Like D, the CRLH line (strip line) 21-1 has a gap G with respect to the x-axis direction which is the transmission direction, and this part constitutes a series capacitor. On the other hand, it has a stub 24 extending in the y-axis direction perpendicular to the transmission direction and a patch P at the end of the stub, and this portion constitutes a parallel inductor.
FIG. 2 is an enlarged plan view of the unit U constituting the CRLH line (strip line) 21-1. The unit U constituting the CRLH line (strip line) 21-1 is a symmetric plan view in which the transmission direction and the vertical direction thereof are symmetrical axes, respectively.
In FIG. 2, the free space wavelength at a frequency of 76.5 GHz is shown with λ 0 (= 3.9 mm) as a unit, for example, a length of 0.26λ 0 is simply shown as 0.26.
The units U constituting the CRLH line (strip line) 21-1 are arranged at a pitch of 0.26λ 0 , and a gap G that is an interval between adjacent units is 0.03λ 0 . A transmission line portion TL having a width in the y-axis direction of 0.03λ 0 and a length in the x-axis direction of 0.23λ 0 is formed. On the other hand, four extending portions E are provided so that the width in the y-axis direction of the gap G forming portion is 0.12λ 0 . X-axis direction of the width of the extended portion E is 0.03 0.
Further, the width 0.03λ 0 , y in the x-axis direction from the center of the upper side of the transmission line portion TL upward (positive direction of the y-axis) and from the center of the lower side to downward (negative direction of the y-axis). the axial direction of the stub 24 of the length 0.08Ramuda 0, further the above (stub 24 end) has a patch P in the x-axis direction of the width of 0.08λ 0, y-axis direction length 0.12Ramuda 0 ing.
FIG. As shown in C, the CRLH line (strip line) 21-1 is configured with eleven units U of FIG. 2 arranged in the x-axis direction, and further using gaps G at both ends thereof as capacitors.
図3.A乃至図3.Cにより、実施例1の高周波デバイス100の回転誘電体30−1の回転の様子を示す。図3.A乃至図3.Cは、図1.Bと同じ位置での高周波デバイス100の断面図であって、各々所定の回転角θでの様子を示したものである。本構造は周波数によって、移相器として動作し、或いは漏れ波アンテナとして動作するが、ここでは移相器として動作させた場合について説明する。
図3.Aは、図1.Cに対応し、円柱状の回転誘電体30−1の中心軸CDが、回転軸CRのz軸方向、0.026λ0上側に位置している回転状態を示している。この場合、図1.Cで示した通り、回転誘電体30−1と誘電体基板10の表面との最短距離は0.06λ0である。
図3.Bは、モータ40により図3.Aからθ=90度の回転が生じた場合を示している。この時、円柱状の回転誘電体30−1の中心軸CDは、回転軸CRからx軸方向へ0.026λ0に位置している。この場合、容易に理解できる通り、回転誘電体30−1と誘電体基板10の表面との最短距離は0.034λ0である。
図3.Cは、モータ40により図3.Bから更に90度回転させ、θ=180度の回転が生じた場合を示している。この時、円柱状の回転誘電体30−1の中心軸CDが、回転軸CRのz軸方向と逆側(下側)の0.026λ0に位置している。この場合、容易に理解できる通り、回転誘電体30−1と誘電体基板10の表面との最短距離は0.008λ0である。
そこで、図3.BにおけるCRLH線路(ストリップ線路)21−1の伝送位相を基準とすると、図3.Aにおける伝送位相を+φ、図3.Cにおける伝送位相を−φとおけるものと期待できる。これは、比誘電率が1である雰囲気中で、比誘電率が例えば3以上の回転誘電体30−1表面と誘電体基板10の表面との最短距離、即ち回転誘電体30−1と、誘電体基板10の表面に設けられたCRLH線路(ストリップ線路)21−1との最短距離が変化することで、CRLH線路(ストリップ線路)21−1近傍の実効比誘電率が変化し、CRLH線路(ストリップ線路)21−1内部の電気長を変化させることで、キャパシタンスとインダクタンス量を変化させ、周期構造体であるユニットUを通過する電磁波の位相を制御することができるからである。
即ち、図1の高周波デバイス100は、CRLH線路(ストリップ線路)21−1の伝送位相が図3.Aにおける伝送位相+φから図3.Cにおける伝送位相−φまで連続的に滑らかに制御できることが期待できる。
FIG. A to FIG. C shows a state of rotation of the rotating dielectric 30-1 of the high-frequency device 100 of the first embodiment. FIG. A to FIG. C is the same as FIG. FIG. 7 is a cross-sectional view of the high-frequency device 100 at the same position as B, each showing a state at a predetermined rotation angle θ. This structure operates as a phase shifter or a leaky wave antenna depending on the frequency. Here, the case of operating as a phase shifter will be described.
FIG. A is shown in FIG. Corresponding and C, the center axis C D of the cylindrical rotating dielectric 30-1, z-axis direction of the rotation axis C R, shows a rotary state which is located 0.026Ramuda 0 upward. In this case, FIG. As shown in C, and the shortest distance between the surface of the rotating dielectric 30-1 and the dielectric substrate 10 is 0.06 0.
FIG. B is driven by the motor 40 as shown in FIG. A case where θ = 90 degrees of rotation occurs from A is shown. At this time, the center axis C D of the cylindrical rotating dielectric 30-1 is located 0.026Ramuda 0 from the axis of rotation C R to the x-axis direction. In this case, as can be readily appreciated, the shortest distance between the surface of the rotating dielectric 30-1 and the dielectric substrate 10 is 0.034λ 0.
FIG. C is driven by the motor 40 as shown in FIG. This shows a case where the rotation is further 90 degrees from B and a rotation of θ = 180 degrees occurs. At this time, the center axis C D of the cylindrical rotating dielectric 30-1 is positioned in 0.026Ramuda 0 in the z-axis direction and the opposite side of the rotation axis C R (lower side). In this case, as can be readily appreciated, the shortest distance between the surface of the rotating dielectric 30-1 and the dielectric substrate 10 is 0.008λ 0.
Therefore, FIG. B is based on the transmission phase of the CRLH line (strip line) 21-1 in FIG. The transmission phase at A is + φ, FIG. The transmission phase in C can be expected to be −φ. This is because, in an atmosphere having a relative dielectric constant of 1, the shortest distance between the surface of the rotating dielectric 30-1 having a relative dielectric constant of 3 or more and the surface of the dielectric substrate 10, that is, the rotating dielectric 30-1, When the shortest distance from the CRLH line (strip line) 21-1 provided on the surface of the dielectric substrate 10 changes, the effective relative permittivity in the vicinity of the CRLH line (strip line) 21-1 changes, and the CRLH line. (Strip line) It is because the phase of the electromagnetic wave which passes the unit U which is a periodic structure body can be controlled by changing the electrical length inside 21-1 and changing a capacitance and an inductance amount.
That is, in the high frequency device 100 of FIG. 1, the transmission phase of the CRLH line (strip line) 21-1 is as shown in FIG. From the transmission phase + φ in A, FIG. It can be expected that the transmission phase in C can be continuously and smoothly controlled to -φ.
上記をシミュレーションにより確かめた。結果を図4に示す。
回転誘電体30−1の比誘電率を3.4とし、駆動軸41及び42は回転誘電体30−1内部には存在しないものとして、その影響を無視した。周波数83.5GHzにおいて、2φ=185度の位相変化を確認できた。即ち、図1の高周波デバイス100は、回転誘電体30−1を図3.Aの状態から図3.Cの状態までの180度回転させることで、CRLH線路(ストリップ線路)21−1の伝送位相を図3.Aにおける伝送位相から図3.Cにおける伝送位相までの幅185度、連続的且つ滑らかに制御できることが確認できた。即ち図1の高周波デバイス100は、移相器として使用可能である。
また、回転誘導体30−1は、回転軸CRにおける回転により、z軸方向の上下動が、最大0.052λ0であるので、図1の高周波デバイス100は、移相器として作動させる際のスペースに大きな余裕を確保する必要が無い。
The above was confirmed by simulation. The results are shown in FIG.
The relative dielectric constant of the rotating dielectric 30-1 was set to 3.4, and the driving shafts 41 and 42 were not present inside the rotating dielectric 30-1, and the influence was ignored. A phase change of 2φ = 185 degrees could be confirmed at a frequency of 83.5 GHz. That is, the high frequency device 100 of FIG. From the state of A, FIG. By rotating 180 degrees to the state of C, the transmission phase of the CRLH line (strip line) 21-1 is shown in FIG. From the transmission phase in A, FIG. It was confirmed that the width up to the transmission phase in C was 185 degrees and could be controlled continuously and smoothly. That is, the high frequency device 100 of FIG. 1 can be used as a phase shifter.
The rotation derivative 30-1, by the rotation in the rotation axis C R, the vertical movement of the z-axis direction, since the maximum 0.052Ramuda 0, a high frequency device 100 of FIG. 1, when actuating as the phase shifter There is no need to secure a large space.
上記の移相量については、回転誘電体30−1の比誘電率や、その位置、軸のオフセット量により制御することが可能である。なお、別の構成例として、円柱状の誘電体棒の軸をオフセットせずに、その代わりに楕円柱状の誘電体棒を用いて同様の効果を得る方法も考えられる。例えば回転誘電体を楕円柱とし、長手方向の垂直断面である楕円の2つの焦点の中点を回転軸とすれば、断面の楕円の短軸方向から長軸方向までの最小90度の回転で上記と同様な効果を導くことができる。 The amount of phase shift can be controlled by the relative dielectric constant of the rotating dielectric 30-1, its position, and the amount of axis offset. As another configuration example, a method of obtaining the same effect by using an elliptical columnar dielectric rod instead of offsetting the axis of the cylindrical dielectric rod may be considered. For example, if the rotating dielectric is an elliptic cylinder and the midpoint between the two focal points of the ellipse, which is a vertical section in the longitudinal direction, is the rotation axis, the rotation can be performed at a minimum of 90 degrees from the minor axis direction to the major axis direction of the ellipse of the section. An effect similar to the above can be derived.
図5.A〜図5.Dは、本発明の具体的な第2の実施例に係る高周波デバイス200の構成を示す4つの図である。図5.Aは高周波デバイス200の斜視図、図5.Bは高周波デバイス200のyz平面に平行な断面図、図5.Cは回転誘電体30−2を構成する第1の円板状部31(31−a乃至h)のzx平面に平行な断面図、図5.Dは回転誘電体30−2を構成する第2の円板状部32(32−a乃至g)のzx平面に平行な断面図である。 FIG. A to FIG. D is four diagrams showing the configuration of the high-frequency device 200 according to the second specific example of the present invention. FIG. A is a perspective view of the high-frequency device 200, FIG. B is a cross-sectional view parallel to the yz plane of the high-frequency device 200, FIG. C is a cross-sectional view of the first disk-shaped portion 31 (31-a to h) constituting the rotating dielectric 30-2 parallel to the zx plane, FIG. D is a cross-sectional view parallel to the zx plane of the second disk-shaped portion 32 (32-a to g) constituting the rotating dielectric 30-2.
図5.A及び図5.Bの高周波デバイス200は、図1の高周波デバイス100の回転誘電体30−1を、半径の異なる2つの円板状部31及び32の交互積層構造から成る回転誘電体30−2に置き換えたものであり、他の構成は同一である。 FIG. A and FIG. A high-frequency device 200 of B is obtained by replacing the rotating dielectric 30-1 of the high-frequency device 100 of FIG. 1 with a rotating dielectric 30-2 having an alternately laminated structure of two disk-like portions 31 and 32 having different radii. The other configurations are the same.
図5.A及び図5.Bの高周波デバイス200の回転誘電体30−2は、8個の第1の円板状部31(31−a乃至h)と7個の第2の円板状部32(32−a乃至g)とを交互に積層した構造を有する。
図5.Cに示す通り、第1の円板状部31は、半径が2.6λ0であり、図示しない厚さが0.1λ0である。第1の円板状部31の中心軸CD1は、回転軸CRと一致している。
図5.Dに示す通り、第2の円板状部32は、半径が2.495λ0であり、図示しない厚さが0.1λ0である。第2の円板状部32の中心軸CD2は、回転軸CRと平行であるが一致しておらず、その距離は0.095λ0である。
図5.Dでは、破線で、図5.Cの第1の円板状部31の外周を重ねて示した。この際、回転軸CRを一致させるようにした。第1の円板状部31と第2の円板状部32とは、回転軸CRから各々の外周までの距離の差異が0.01λ0から0.2λ0まで連続的に変化することがわかる。
図5.Bの高周波デバイス200の回転誘電体30−2は、例えば円柱状の誘電体に7箇所の溝、但しその深さが連続的に変化する溝を形成することで製造することができる。
FIG. A and FIG. The rotating dielectric 30-2 of the B high-frequency device 200 includes eight first disk-shaped parts 31 (31-a to h) and seven second disk-shaped parts 32 (32-a to g). ) Alternately stacked.
FIG. As shown in C, the first disc-shaped portion 31 has a radius of 2.6λ 0 and a thickness (not shown) of 0.1λ 0 . The central axis C D1 of the first disc-shaped portion 31 coincides with the rotation axis C R.
FIG. As shown in D, the second disk-shaped portion 32 has a radius of 2.495λ 0 and a thickness (not shown) of 0.1λ 0 . The central axis C D2 of the second disc-shaped portion 32 is parallel to the rotation axis C R but does not coincide with it, and the distance is 0.095λ 0 .
FIG. In FIG. The outer periphery of the C first disk-shaped portion 31 is shown in an overlapping manner. At this time, the rotation axis CR was made to coincide. A first disc-shaped portion 31 and the second disc-shaped portion 32, the difference in the distance from the axis of rotation C R to the outer periphery of each of which continuously changes from 0.01Ramuda 0 to 0.2? 0 I understand.
FIG. The rotating dielectric 30-2 of the B high-frequency device 200 can be manufactured, for example, by forming seven grooves on a cylindrical dielectric, but grooves having continuously varying depths.
図5.A及び図5.Bの高周波デバイス200について、回転誘電体30−2を回転させた状態を図6.A乃至図6.Cに示す。尚、8個の第1の円板状部31の中心軸CD1は、回転軸CRと常に一致する。このため、回転誘電体30−2を回転させても、誘電体基板10の表面と8個の第1の円板状部31の外周との最短距離は変化しない。
図6.Aは、7個の第2の円板状部32の中心軸CD2が、回転軸CRのz軸方向上側0.095λ0の位置にある場合である。この場合、CRLH線路(ストリップ線路)21−1の近傍にある第1の円板状部31−d及びeと第2の円板状部32−dにより形成される実効比誘電率を考えると、例えば第2の円板状部32が全て第1の円板状部31に置き換わった、円柱状の回転誘電体の場合と比較して、実効比誘電率が小さくなることは明らかである。
図6.Bは、7個の第2の円板状部32の中心軸CD2が、回転軸CRのx軸方向0.095λ0の位置にある場合である。この場合、CRLH線路(ストリップ線路)21−1の近傍にある第1の円板状部31−d及びeと第2の円板状部32−dにより形成される実効比誘電率は、図6.Aの場合の実効比誘電率よりも大きくなる。
図6.Cは図6.Aとは全く逆の場合で、7個の第2の円板状部32の中心軸CD2が、回転軸CRのz軸方向下側0.095λ0の位置にある場合である。この場合、CRLH線路(ストリップ線路)21−1の近傍にある第1の円板状部31−d及びeと第2の円板状部32−dにより形成される実効比誘電率は、図6.Bの場合の実効比誘電率よりも大きくなる。
そこで、図6.BにおけるCRLH線路(ストリップ線路)21−1の伝送位相を基準とすると、図6.Aにおける伝送位相を+φ、図6.Cにおける伝送位相を−φとおける。即ち、図6の高周波デバイス200は、図1の高周波デバイス100と同様に、CRLH線路(ストリップ線路)21−1の伝送位相が図6.Aにおける伝送位相+φから図6.Cにおける伝送位相−φまで連続的に滑らかに制御できることが理解できる。
実施例2では、半径の異なる2つの円板状部の厚さをいずれも0.1λ0とし、第2の円板状部32−dの影響のみを考えたが、図2のようにy軸方向に延びた、インダクタを形成するスタブ24やパッチP、或いはキャパシタを形成する延設部Eへの例えば第1の円板状部31−d及びe或いはその外側の第2の円板状部32−c及びeの影響は、最終的には位相量として決定されるので、上記議論に影響しない。
FIG. A and FIG. FIG. 6 shows a state where the rotating dielectric 30-2 is rotated for the high frequency device 200 of FIG. A to FIG. Shown in C. Note that the central axes C D1 of the eight first disk-like portions 31 always coincide with the rotation axis C R. For this reason, even if the rotating dielectric 30-2 is rotated, the shortest distance between the surface of the dielectric substrate 10 and the outer circumferences of the eight first disk-shaped portions 31 does not change.
FIG. A is the central axis C D2 of seven second disc-shaped portion 32, the case in the position in the z-axis direction upper 0.095Ramuda 0 of the rotating shaft C R. In this case, when the effective relative dielectric constant formed by the first disc-like portions 31-d and e and the second disc-like portion 32-d near the CRLH line (strip line) 21-1 is considered. For example, it is clear that the effective relative dielectric constant is smaller than that in the case of a cylindrical rotating dielectric in which the second disk-shaped portion 32 is replaced with the first disk-shaped portion 31, for example.
FIG. B is the central axis C D2 of seven second disc-shaped portion 32, the case at the position of the x-axis direction 0.095Ramuda 0 of the rotating shaft C R. In this case, the effective relative dielectric constant formed by the first disk-shaped parts 31-d and e and the second disk-shaped part 32-d near the CRLH line (strip line) 21-1 is as shown in FIG. 6). It becomes larger than the effective relative dielectric constant in the case of A.
FIG. C is FIG. This is a case opposite to A in the case where the central axes C D2 of the seven second disc-like portions 32 are at a position of 0.095λ 0 on the lower side in the z-axis direction of the rotation axis C R. In this case, the effective relative dielectric constant formed by the first disk-shaped parts 31-d and e and the second disk-shaped part 32-d near the CRLH line (strip line) 21-1 is as shown in FIG. 6). It becomes larger than the effective relative dielectric constant in the case of B.
Therefore, FIG. If the transmission phase of the CRLH line (strip line) 21-1 in FIG. The transmission phase at A is + φ, FIG. Let the transmission phase at C be −φ. That is, in the high frequency device 200 of FIG. 6, the transmission phase of the CRLH line (strip line) 21-1 is the same as that of the high frequency device 100 of FIG. From the transmission phase + φ in A, FIG. It can be understood that the transmission phase in C can be continuously and smoothly controlled to -φ.
In Example 2, the thicknesses of the two disk-shaped parts having different radii are both 0.1λ 0 and only the influence of the second disk-shaped part 32-d is considered. However, as shown in FIG. For example, the first disk-shaped parts 31-d and e extending to the stub 24 and the patch P forming the inductor or the extending part E forming the capacitor extending in the axial direction or the second disk shape outside the first disk-shaped parts 31-d and e. Since the influence of the parts 32-c and e is finally determined as a phase amount, it does not affect the above discussion.
図7.A〜図7.Cは、本発明の具体的な第3の実施例に係る高周波デバイス300の構成を示す3つの図である。図7.Aは高周波デバイス300の斜視図、図7.Bは高周波デバイス300のyz平面に平行な断面図、図7.Cは、誘電体基板10の表面に形成された3つのCRLH線路(ストリップ線路)21−1、21−2及び21−3の配列を示した平面図である。 FIG. A to FIG. C is three diagrams showing the configuration of the high-frequency device 300 according to the third specific example of the present invention. FIG. A is a perspective view of the high-frequency device 300, FIG. B is a cross-sectional view of the high-frequency device 300 parallel to the yz plane, FIG. C is a plan view showing an arrangement of three CRLH lines (strip lines) 21-1, 21-2, and 21-3 formed on the surface of the dielectric substrate 10. FIG.
図7.A及び図7.Bの高周波デバイス300は、誘電体基板10の表面に形成されたCRLH線路(ストリップ線路)が3つあることと、円柱状の回転誘電体30−3の回転軸CRの位置に大きな特徴が有る。
まず、図7.Cに示す通り、3つのCRLH線路(ストリップ線路)21−1、21−2及び21−3は、図1の高周波デバイス100のCRLH線路(ストリップ線路)21−1と同様に、x軸方向に給電されて各々例えばアンテナに接続される。この際、3つのCRLH線路(ストリップ線路)21−1及び21−2の間隔、並びに21−2及び21−3の間隔は等しい。
FIG. A and FIG. High frequency device 300 of B are that CRLH line formed on the surface of the dielectric substrate 10 (strip line) there are three, a large technical feature in the position of the rotation axis C R of the cylindrical rotating dielectric 30-3 Yes.
First, FIG. As shown in C, the three CRLH lines (strip lines) 21-1, 21-2 and 21-3 are arranged in the x-axis direction in the same manner as the CRLH line (strip line) 21-1 of the high-frequency device 100 of FIG. Power is supplied and each is connected to, for example, an antenna. At this time, the distance between the three CRLH lines (strip lines) 21-1 and 21-2 and the distance between 21-2 and 21-3 are equal.
また、図7.Bに示す通り、円柱状の回転誘電体30−3は、その中心軸CDと、回転軸CRが、円柱状の回転誘電体30−3の重心3Gで交わっている。また、その重心3G直下に、CRLH線路(ストリップ線路)21−2が配置されている。円柱状の回転誘電体30−3の中心軸CDと、回転軸CRとの成す角は1度以下であるとする。図7.Bにおいて、3つのCRLH線路(ストリップ線路)21−1、21−2及び21−3のそれぞれのx軸に平行な対称軸から円柱状の回転誘電体30−3の表面へのz軸に平行な距離を、h1、h2、h3とおくと、h1>h2>h3、且つh1−h2=h2−h3と見なせる。 FIG. As shown in B, a cylindrical rotating dielectric 30-3, and the central axis C D, the rotation axis C R is meet at the center of gravity 3G cylindrical rotary dielectric 30-3. Further, a CRLH line (strip line) 21-2 is arranged immediately below the center of gravity 3G. And the central axis C D of the cylindrical rotating dielectric 30-3, angle between the rotation axis C R is to be less than 1 degree. FIG. In B, parallel to the z axis from the symmetry axis parallel to the x axis of each of the three CRLH lines (strip lines) 21-1, 21-2, and 21-3 to the surface of the cylindrical rotating dielectric 30-3. If h 1 , h 2 , and h 3 are set as the distances, h 1 > h 2 > h 3 and h 1 −h 2 = h 2 −h 3 can be considered.
図8.A乃至図8.Cにより、回転誘電体30−3の回転の様子を示す。図8.A乃至図8.Cは、図7.Bと同じ位置での高周波デバイス300の断面図であって、各々所定の回転角θでの様子を示したものである。
図8.Aは、図7.Bに対応し、3つのCRLH線路(ストリップ線路)21−1、21−2及び21−3のそれぞれのx軸に平行な対称軸から円柱状の回転誘電体30−3の表面へのz軸に平行な距離が、h1、h2、h3である場合である。図2で検討した図1.Aの高周波デバイス100と同様に、回転誘電体30−3へのz軸に平行な距離が最も長いCRLH線路(ストリップ線路)21−1の伝送位相を+φ、回転誘電体30−3へのz軸に平行な距離が最も短いCRLH線路(ストリップ線路)21−3の伝送位相を−φ、z軸に平行な距離がそれらの中央値であるCRLH線路(ストリップ線路)21−2の伝送位相を0とおくことができる。
図8.Bは、図8.Aから回転誘電体30−3を回転軸CRにおいて90度回転させた場合である。円柱状の回転誘電体30−3の中心軸CDは、回転軸CRを含むxy平面に平行な平面上に位置する。中心軸CDと回転軸CRの成す角は1度以下であるので、3つのCRLH線路(ストリップ線路)21−1、21−2及び21−3のそれぞれのx軸に平行な対称軸と円柱状の回転誘電体30−3の表面へのz軸に平行な距離はh2に等しくなる。この際、CRLH線路(ストリップ線路)21−1、21−2及び21−3の伝送位相を全て0とおくことができる。
図8.Cは、図8.Bから回転誘電体30−3を回転軸CRにおいて更に90度回転させた場合である。図8.Cにおいて、円柱状の回転誘電体30−3の中心軸CDは、回転軸CRと成す角が図8.Aとは正負逆転する。回転誘電体30−3へのz軸に平行な距離が最も長いh1であるCRLH線路(ストリップ線路)21−3の伝送位相が+φ、回転誘電体30−3へのz軸に平行な距離が最も短いh3であるCRLH線路(ストリップ線路)21−1の伝送位相を−φ、z軸に平行な距離がそれらの中央値であるCRLH線路(ストリップ線路)21−2の伝送位相を0とおくことができる。
FIG. A to FIG. C shows how the rotating dielectric 30-3 rotates. FIG. A to FIG. C is the same as FIG. FIG. 7 is a cross-sectional view of the high-frequency device 300 at the same position as B, each showing a state at a predetermined rotation angle θ.
FIG. A is shown in FIG. Corresponding to B, the z-axis from the symmetry axis parallel to the x-axis of each of the three CRLH lines (strip lines) 21-1, 21-2 and 21-3 to the surface of the cylindrical rotating dielectric 30-3 The distances parallel to are h 1 , h 2 , and h 3 . FIG. 1 examined in FIG. Similarly to the high-frequency device 100 of A, the transmission phase of the CRLH line (strip line) 21-1 having the longest distance parallel to the z-axis to the rotating dielectric 30-3 is + φ, and the z to the rotating dielectric 30-3 is z. The transmission phase of the CRLH line (strip line) 21-3 having the shortest distance parallel to the axis is -φ, and the transmission phase of the CRLH line (strip line) 21-2 is the median value of the distance parallel to the z axis. It can be set to zero.
FIG. B is shown in FIG. It is a case of rotating 90 degrees in the rotation axis C R the rotating dielectric 30-3 from A. The central axis C D of the cylindrical rotating dielectric 30-3 is located on a plane parallel to the xy plane including the rotation axis C R. Since the angle formed by the central axis C D and the rotation axis C R is 1 degree or less, the symmetric axis parallel to the x axis of each of the three CRLH lines (strip lines) 21-1, 21-2 and 21-3 distance parallel to the z-axis of the cylindrical surface of the rotating dielectric 30-3 is equal to h 2. At this time, the transmission phases of the CRLH lines (strip lines) 21-1, 21-2, and 21-3 can all be set to zero.
FIG. C is the same as FIG. Is a case of rotating another 90 degrees in the rotation axis C R the rotating dielectric 30-3 from B. FIG. In C, the center axis C D of the cylindrical rotating dielectric 30-3, the angle formed between the rotation axis C R in FIG. 8. A and A are reversed. The transmission phase of the CRLH line (strip line) 21-3 having the longest distance h 1 parallel to the z-axis to the rotating dielectric 30-3 is + φ, and the distance parallel to the z-axis to the rotating dielectric 30-3 The transmission phase of the CRLH line (strip line) 21-1 having the shortest h 3 is −φ, and the transmission phase of the CRLH line (strip line) 21-2 having a distance parallel to the z-axis is the median value thereof is 0. It can be said.
このように、図3の高周波デバイス300は、CRLH線路(ストリップ線路)21−1、21−2及び21−3の伝送位相を、同時に且つ異なる位相として滑らかに制御することができる。この場合、CRLH線路(ストリップ線路)21−2の伝送位相を変化させず、かつそれを基準として、CRLH線路(ストリップ線路)21−1及び21−3の伝送位相を逆位相とできる。
この移相器により3つのCRLH線路(ストリップ線路)21−1、21−2及び21−3の伝送位相を制御すれば、接続される各アンテナの出力位相を制御できるので、垂直方向からビームを走査する方法として用いることができる。即ち、位相差φと各CRLH線路の伝送路長により求まる角度だけ、3つのアンテナにより形成されるビームをチルトすることができる。
3 can smoothly control the transmission phases of the CRLH lines (strip lines) 21-1, 21-2, and 21-3 simultaneously and as different phases. In this case, the transmission phase of the CRLH lines (strip lines) 21-2 is not changed, and the transmission phases of the CRLH lines (strip lines) 21-1 and 21-3 can be reversed with reference to this.
By controlling the transmission phase of the three CRLH lines (strip lines) 21-1, 21-2 and 21-3 with this phase shifter, the output phase of each connected antenna can be controlled. It can be used as a scanning method. That is, the beam formed by the three antennas can be tilted by an angle determined by the phase difference φ and the transmission path length of each CRLH line.
半径の異なる2つの円板状部の交互積層構造により、実施例3と同様の効果を奏する高周波デバイスを提供できる。これを図9.A〜図9.Fに示す。
図9.A〜図9.Fは、本発明の具体的な第4の実施例に係る高周波デバイス400の構成を示す6つの図である。図9.Aは高周波デバイス400の斜視図、図9.Bは高周波デバイス400のyz平面に平行な断面図、図9.Cは回転誘電体30−4を構成する第1の円板状部31のzx平面に平行な断面図、図9.Dは回転誘電体30−4を構成する第2の円板状部33−aのzx平面に平行な断面図、図9.Eは回転誘電体30−4を構成する第2の円板状部33−dのzx平面に平行な断面図、図9.Fは回転誘電体30−4を構成する第2の円板状部33−gのzx平面に平行な断面図である。
A high frequency device having the same effect as that of the third embodiment can be provided by the alternately laminated structure of two disk-like portions having different radii. This is shown in FIG. A to FIG. Shown in F.
FIG. A to FIG. F is six diagrams showing the configuration of the high-frequency device 400 according to the fourth specific example of the present invention. FIG. A is a perspective view of the high-frequency device 400, FIG. B is a cross-sectional view of the high-frequency device 400 parallel to the yz plane, FIG. C is a cross-sectional view parallel to the zx plane of the first disc-shaped portion 31 constituting the rotating dielectric 30-4, FIG. D is a cross-sectional view parallel to the zx plane of the second disk-shaped portion 33-a constituting the rotating dielectric 30-4, FIG. E is a cross-sectional view parallel to the zx plane of the second disk-shaped portion 33-d constituting the rotating dielectric 30-4, FIG. F is a cross-sectional view parallel to the zx plane of the second disk-shaped portion 33-g constituting the rotating dielectric 30-4.
図9.A及び図9.Bの高周波デバイス400は、図7の高周波デバイス300の回転誘電体30−3を、半径の異なる2つの円板状部31及び33の交互積層構造から成る回転誘電体30−4に置き換えたものであり、他の構成は同一である。 FIG. A and FIG. The high-frequency device 400 of B is obtained by replacing the rotating dielectric 30-3 of the high-frequency device 300 of FIG. 7 with a rotating dielectric 30-4 having an alternately laminated structure of two disk-like portions 31 and 33 having different radii. The other configurations are the same.
図9.A及び図9.Bの高周波デバイス400の回転誘電体30−4は、8個の第1の円板状部31(31−a乃至h)と7個の第2の円板状部33(33−a乃至g)とを交互に積層した構造を有する。
図9.Cに示す第1の円板状部31は、図5.Cに示した第1の円板状部31と類似の構成である。即ち、半径がr1であり、図示しない厚さがsである。第1の円板状部31の中心軸CD1は、回転軸CRと一致している。
7個の第2の円板状部33は、図5.Dに示した第2の円板状部32と類似の円板状部であるが、7個の第2の円板状部33の回転軸CRの位置が、全て互いに異なる点が異なる。7個の第2の円板状部33−a乃至33−gのうち、3つのCRLH線路(ストリップ線路)21−3、21−2及び21−1に最も近い、3つの第2の円板状部33−a、33−d及び33−gについて、図9.D乃至図9.Fに示す。
FIG. A and FIG. The rotating dielectric 30-4 of the B high-frequency device 400 includes eight first disk-shaped parts 31 (31-a to h) and seven second disk-shaped parts 33 (33-a to g). ) Alternately stacked.
FIG. The first disk-shaped portion 31 shown in FIG. The configuration is similar to that of the first disc-shaped portion 31 shown in FIG. That is, the radius is r 1 and the thickness (not shown) is s. The central axis C D1 of the first disc-shaped portion 31 coincides with the rotation axis C R.
The seven second disk-shaped parts 33 are shown in FIG. Is a second disc-shaped portion 32 similar to the disk-shaped portion shown in D, 7 pieces of the position of the rotation axis C R of the second disc-shaped portion 33 are all different are different from each other. Of the seven second disk-shaped portions 33-a to 33-g, three second disks that are closest to the three CRLH lines (strip lines) 21-3, 21-2, and 21-1. For the portions 33-a, 33-d and 33-g, FIG. D to FIG. Shown in F.
図9.Dに示す通り、第2の円板状部33−aは、半径がr2であり、図示しない厚さが第1の円板状部31と同じsである。第2の円板状部33−aの中心軸CDaは、回転軸CRと平行であるが一致しておらず、その距離は3pである。図9.Dに、破線で第1の円板状部31を回転軸CRが一致するように重ねて示すと、第1の円板状部31と第2の円板状部33−aは、回転軸CRから各々の外周までの距離の差異が、最大d1、最小d2で滑らかに変化していることがわかる。ここで、d1=r1−r2+3p、d2=r1−r2−3pであり、r1−r2=(d1+d2)/2である。
図9.Eに示す通り、第2の円板状部33−dは、半径がr2であり、図示しない厚さがsである。第2の円板状部33−aの中心軸CDdは回転軸CRと一致している。図9.Eに、破線で第1の円板状部31を回転軸CRが一致するように重ねて示すと、第1の円板状部31と第2の円板状部33−dは、回転軸CRから各々の外周までの距離の差異がr1−r2で一定であることがわかる。
図9.Fに示す通り、第2の円板状部33−gは、半径がr2であり、図示しない厚さが第1の円板状部31と同じsである。第2の円板状部33−gの中心軸CDgは、回転軸CRと平行であるが一致しておらず、その距離は3pである。図9.Fに、破線で第1の円板状部31を回転軸CRが一致するように重ねて示すと、第1の円板状部31と第2の円板状部33−gは、回転軸CRから各々の外周までの距離の差異が、図9.Dの第2の円板状部33−aの場合と同様に最大d1、最小d2で滑らかに変化していることがわかる。
FIG. As shown in D, the second disk-shaped part 33-a has a radius r 2 and a thickness (not shown) that is the same as that of the first disk-shaped part 31. The central axis C Da of the second disc-shaped portion 33-a is parallel to the rotation axis C R but does not coincide, the distance is 3p. FIG. To D, and shown as being superimposed first disc-shaped portion 31 with a broken line as the rotation axis C R are identical, the first disc-shaped portion 31 and the second disc-shaped portion 33-a is rotated It can be seen that the difference in distance from the axis CR to each outer periphery smoothly changes with the maximum d 1 and the minimum d 2 . Here, d 1 = r 1 −r 2 + 3p, d 2 = r 1 −r 2 −3p, and r 1 −r 2 = (d 1 + d 2 ) / 2.
FIG. As shown in E, the second disk-shaped portion 33-d has a radius r 2 and a thickness (not shown) of s. The center axis C Dd of the second disk-shaped portion 33-a coincides with the rotation axis C R. FIG. To E, and shown as being superimposed first disc-shaped portion 31 with a broken line as the rotation axis C R are identical, the first disc-shaped portion 31 and the second disc-shaped portion 33-d are rotated It can be seen that the difference in distance from the axis CR to each outer periphery is constant at r 1 −r 2 .
FIG. As shown in F, the second disk-shaped part 33-g has a radius r 2 and a thickness (not shown) that is the same as that of the first disk-shaped part 31. The center axis C Dg of the second disk-shaped part 33-g is parallel to the rotation axis C R but does not match, and the distance is 3p. FIG. In F, and shown as being superimposed first disc-shaped portion 31 with a broken line as the rotation axis C R are identical, the first disc-shaped portion 31 and the second disc-shaped portion 33-g are rotated The difference in distance from the axis CR to each outer circumference is shown in FIG. As in the case of the second disk-shaped portion 33-a of D, it can be seen that the maximum d 1 and the minimum d 2 change smoothly.
図示しなかった第2の円板状部33−b、c、e及びfも全て半径がr2であり、厚さがsである。各々の中心軸CDb、CDc、CDe及びCDfは、回転軸CRと平行であるが一致しておらず、その距離は各々、2p、p、p、2pである。 The second disk-shaped portions 33-b, c, e, and f that are not shown in the figure all have a radius r 2 and a thickness s. The respective central axes C Db , C Dc , C De and C Df are parallel to the rotation axis C R but do not coincide with each other, and their distances are 2p, p, p and 2p, respectively.
このような8個の第1の円板状部31−a乃至hと、7個の第2の円板状部33−a乃至gを交互に積層した回転誘電体30−4は図9.Bのような構成である。
即ち、8個の第1の円板状部31−a乃至hは、その中心軸CD1が回転軸CRと一致している。7個の第2の円板状部33−a乃至gは、その中心軸CDa乃至CDgが回転軸CRと距離3p、2p、p、0、p、2p、3p離れているので、7個の第2の円板状部33−a乃至gを、その中心軸CDa乃至CDgをこの順に、間隔pずつで同一平面上に配置させるように回転誘電体30−4は形作られている。
図9.Bのように、第1の円板状部31−a乃至hの表面と誘電体基板10の最短距離をhとおく。
図9.Bの高周波デバイス400の回転誘電体30−4は、例えば円柱状の誘電体に7箇所の溝、但しその深さが連続的に変化する溝を形成することで製造することができる。
A rotating dielectric 30-4 in which such eight first disk-shaped parts 31-a to 31-h and seven second disk-shaped parts 33-a to 33-g are alternately stacked is shown in FIG. B is the configuration.
That is, eight first disc-shaped portion 31-a to h, the central axis C D1 coincides with the rotation axis C R. Since the seven second disk-like portions 33-a to g have their central axes C Da to C Dg separated from the rotation axis C R by the distances 3p, 2p, p, 0, p, 2p, 3p, The rotating dielectric 30-4 is formed so that the seven second disk-shaped portions 33-a to 33g are arranged on the same plane with their center axes C Da to C Dg in this order at intervals p. ing.
FIG. As in B, the shortest distance between the surface of the first disk-shaped parts 31-a to 31-h and the dielectric substrate 10 is set to h.
FIG. The rotating dielectric 30-4 of the B high-frequency device 400 can be manufactured, for example, by forming seven grooves in a cylindrical dielectric, but grooves whose depths are continuously changed.
図9.A及び図9.Bの高周波デバイス400について、回転誘電体30−4を回転させた状態を図10.A乃至図10.Cに示す。尚、8個の第1の円板状部31(31−a乃至h)の中心軸CD1は、回転軸CRと常に一致する。このため、回転誘電体30−4を回転させても、誘電体基板10の表面と8個の第1の円板状部31(31−a乃至h)の外周との最短距離hは変化しない。
図10.Aは、3つのCRLH線路(ストリップ線路)21−3、21−2及び21−1に最も近い、3つの第2の円板状部33−a、33−d及び33−gの配置が、各々CRLH線路(ストリップ線路)21−3、21−2及び21−1との最短距離がh+d2、h+r1−r2=h+(d1+d2)/2、h+d1である場合を示している。この場合は、2つの第2の円板状部33−a及び33−gの各々の中心軸CDa、CDgが、各々回転軸CRのz軸方向下側3p及び上側3pに位置している場合である。
今までの議論と同様に、各CRLH線路(ストリップ線路)の近傍の実効比誘電率を考慮すれば、CRLH線路(ストリップ線路)21−2の位相を基準0として、CRLH線路(ストリップ線路)21−1及び21−3の位相を+φ及び−φとおくことができる。
図10.Bは、図10.Aから回転誘電体30−4を90度回転させた図であり、3つのCRLH線路(ストリップ線路)21−3、21−2及び21−1に最も近い、3つの第2の円板状部33−a、33−d及び33−gの配置が、各々CRLH線路(ストリップ線路)21−3、21−2及び21−1との最短距離が全てh+r1−r2=h+(d1+d2)/2である場合を示している。この場合は、2つの第2の円板状部33−a及び33−gの各々の中心軸CDa、CDgが、各々回転軸CRと同じ水平面に位置している場合である。
今までの議論と同様に、各CRLH線路(ストリップ線路)の近傍の実効比誘電率を考慮すれば、CRLH線路(ストリップ線路)21−2の位相を基準0として、CRLH線路(ストリップ線路)21−1及び21−3の位相は共に0となる。
図10.Cは、3つのCRLH線路(ストリップ線路)21−3、21−2及び21−1に最も近い、3つの第2の円板状部33−a、33−d及び33−gの配置が、各々CRLH線路(ストリップ線路)21−3、21−2及び21−1との最短距離がh+d1、h+r1−r2=h+(d1+d2)/2、h+d2である場合を示している。この場合は、2つの第2の円板状部33−a及び33−gの各々の中心軸CDa、CDgが、各々回転軸CRのz軸方向上側3p及び下側3pに位置している場合である。
今までの議論と同様に、各CRLH線路(ストリップ線路)の近傍の実効比誘電率を考慮すれば、CRLH線路(ストリップ線路)21−2の位相を基準0として、CRLH線路(ストリップ線路)21−1及び21−3の位相は−φ及び+φとなる。
FIG. A and FIG. FIG. 10 shows a state where the rotating dielectric 30-4 is rotated in the high frequency device 400 of FIG. A to FIG. Shown in C. Note that the central axes C D1 of the eight first disk-shaped portions 31 (31-a to h) always coincide with the rotation axis C R. For this reason, even if the rotating dielectric 30-4 is rotated, the shortest distance h between the surface of the dielectric substrate 10 and the outer circumferences of the eight first disk-like portions 31 (31-a to h) does not change. .
FIG. A is the arrangement of the three second disk-like portions 33-a, 33-d and 33-g closest to the three CRLH lines (strip lines) 21-3, 21-2 and 21-1. The case where the shortest distances from the CRLH lines (strip lines) 21-3, 21-2, and 21-1 are h + d 2 , h + r 1 −r 2 = h + (d 1 + d 2 ) / 2, and h + d 1 , respectively, is shown. Yes. In this case, the two second disc-shaped portion 33-a and 33-g each of the central axis C Da of the C Dg, located in each z-axis direction lower side 3p of the rotational shaft C R and the upper 3p It is a case.
Similarly to the discussion so far, if the effective relative permittivity in the vicinity of each CRLH line (strip line) is taken into consideration, the phase of the CRLH line (strip line) 21-2 is set as the reference 0, and the CRLH line (strip line) 21 The phases of −1 and 21-3 can be set to + φ and −φ.
FIG. B is the same as FIG. 3 is a diagram in which the rotating dielectric 30-4 is rotated 90 degrees from A, and the three second disk-shaped portions closest to the three CRLH lines (strip lines) 21-3, 21-2 and 21-1. 33-a, 33-d and 33-g are arranged such that the shortest distances from the CRLH lines (strip lines) 21-3, 21-2 and 21-1 are all h + r 1 −r 2 = h + (d 1 + d 2 ) / 2. In this case, the two second disc-shaped portion 33-a and 33-g each of the central axis C Da of the C Dg, a case located on the same horizontal plane with each rotation axis C R.
Similarly to the discussion so far, if the effective relative permittivity in the vicinity of each CRLH line (strip line) is taken into consideration, the phase of the CRLH line (strip line) 21-2 is set as the reference 0, and the CRLH line (strip line) 21 The phases of -1 and 21-3 are both 0.
FIG. C is the arrangement of the three second disk-shaped portions 33-a, 33-d and 33-g closest to the three CRLH lines (strip lines) 21-3, 21-2 and 21-1. Shown is the case where the shortest distances from the CRLH lines (strip lines) 21-3, 21-2, and 21-1 are h + d 1 , h + r 1 −r 2 = h + (d 1 + d 2 ) / 2, and h + d 2 , respectively. Yes. In this case, the two second disc-shaped portion 33-a and 33-g each of the central axis C Da of the C Dg, located in each z-axis upper 3p and lower 3p axis of rotation C R It is a case.
Similarly to the discussion so far, if the effective relative permittivity in the vicinity of each CRLH line (strip line) is taken into consideration, the phase of the CRLH line (strip line) 21-2 is set as the reference 0, and the CRLH line (strip line) 21 The phases of −1 and 21-3 are −φ and + φ.
実施例4の高周波デバイス400も、実施例3の高周波デバイス300同様に、3つのアンテナからの出力により形成されるビームの傾斜角度を制御できることがわかる。 It can be seen that the high-frequency device 400 of the fourth embodiment can control the tilt angle of the beam formed by the outputs from the three antennas, similarly to the high-frequency device 300 of the third embodiment.
次に、ビーム角度を傾斜させる漏れ波アンテナとしての本発明の実施例を示す。
図11.A〜図11.Cは、本発明の具体的な第5の実施例に係る高周波デバイス500の構成を示す3つの図である。図11.Aは高周波デバイス500の斜視図、図11.Bは高周波デバイス100のzx平面に平行な断面図、図11.Cは高周波デバイス100のCRLH線路(ストリップ線路)21−5の概略図(平面図)である。
Next, an embodiment of the present invention as a leaky wave antenna for tilting the beam angle will be described.
FIG. A to FIG. C is three diagrams showing a configuration of a high-frequency device 500 according to a specific fifth embodiment of the present invention. FIG. A is a perspective view of the high-frequency device 500, FIG. B is a cross-sectional view of the high-frequency device 100 parallel to the zx plane, FIG. C is a schematic view (plan view) of a CRLH line (strip line) 21-5 of the high-frequency device 100. FIG.
図11.A及び図11.Bに示すように、高周波デバイス500は、誘電体基板10、誘電体基板10の裏面に設けられた導体から成る接地板20、誘電体基板10の表面に設けられたCRLH線路(ストリップ線路)21−5、円柱状の誘電体から成る回転誘電体30−5、モータ40、モータの回転を回転誘電体30−5に伝達する駆動軸41、回転誘電体30−5と共に回転する駆動軸42、軸受け43から構成されている。このうち、誘電体基板10の表面に設けられたCRLH線路(ストリップ線路)21−5は、図11.Aでは簡略して単に矩形形状で示した。 FIG. A and FIG. As shown in B, the high-frequency device 500 includes a dielectric substrate 10, a ground plate 20 made of a conductor provided on the back surface of the dielectric substrate 10, and a CRLH line (strip line) 21 provided on the surface of the dielectric substrate 10. -5, a rotating dielectric 30-5 made of a cylindrical dielectric, a motor 40, a driving shaft 41 that transmits the rotation of the motor to the rotating dielectric 30-5, a driving shaft 42 that rotates together with the rotating dielectric 30-5, A bearing 43 is used. Among these, the CRLH line (strip line) 21-5 provided on the surface of the dielectric substrate 10 is shown in FIG. In A, it is simply shown as a rectangular shape.
図11.A及び図11.Bに示すように、誘電体基板10の表面はxy平面(水平面)に平行となっており、そこに設けられたCRLH線路(ストリップ線路)21−5の伝送方向はy軸の負方向である。
モータ40により回転する駆動軸41の長手方向及び軸受け43で受けられている駆動軸42の長手方向は、y軸方向に一致している。
FIG. A and FIG. As shown in B, the surface of the dielectric substrate 10 is parallel to the xy plane (horizontal plane), and the transmission direction of the CRLH line (strip line) 21-5 provided there is the negative direction of the y axis. .
The longitudinal direction of the drive shaft 41 rotated by the motor 40 and the longitudinal direction of the drive shaft 42 received by the bearing 43 coincide with the y-axis direction.
図11.Bに円柱状の回転誘電体30−5の中心軸CDと、回転軸CRの位置関係を示す。円柱状の回転誘電体30−5は、半径が0.38λ0の円柱状であって、その中心軸CDと平行で距離0.026λ0離れた位置に回転軸CRを有している。図1.Cの断面図における回転軸CRは、図11.Aの駆動軸41及び42の中心軸であり、モータ40の回転軸と一致するものである。図11.Bの断面図においては、円柱状の回転誘電体30−5の中心軸CDが、回転軸CRのz軸方向、0.026λ0上側に位置している回転状態を示している。回転軸CRと誘電体基板10の表面との距離は0.414λ0である。また、回転誘電体30−5と誘電体基板10の表面との最短距離は0.06λ0である。
回転誘電体30−5の直径0.76λ0は、CRLH線路(ストリップ線路)21−5がほぼ隠れる程度の太さとして決定した。尚、CRLH線路(ストリップ線路)21−5は図2と同様のユニットを11ユニットの周期構造で構成したものであるが、伝送方向は上述の通りy軸の負方向である。
FIG. And the central axis C D of the cylindrical rotating dielectric 30-5 to B, submitted a positional relationship between the rotational axis C R. Cylindrical rotary dielectric 30-5, radius a cylindrical 0.38Ramuda 0, a rotation axis C R and the center axis C D parallel distance 0.026Ramuda 0 away . FIG. The rotation axis C R in the cross-sectional view of FIG. This is the central axis of the A drive shafts 41 and 42, and coincides with the rotational axis of the motor 40. FIG. In the cross-sectional view of B, the central axis C D of the cylindrical rotating dielectric 30-5, z-axis direction of the rotation axis C R, shows a rotary state which is located 0.026Ramuda 0 upward. Distance between the rotation axis C R and the dielectric substrate 10 surface is 0.414λ 0. Further, the shortest distance between the surface of the rotating dielectric 30-5 and the dielectric substrate 10 is 0.06 0.
Diameter 0.76λ rotary dielectric 30-5 0 was determined as the CRLH line (strip line) 21-5 thickness enough to substantially hide. Note that the CRLH line (strip line) 21-5 is a unit similar to that shown in FIG. 2 having a periodic structure of 11 units, but the transmission direction is the negative direction of the y-axis as described above.
図12.A乃至図12.Cにより、回転誘電体30−5の回転の様子を示す。図12.A乃至図12.Cは、図11.Bと同じ位置での高周波デバイス500の断面図であって、各々所定の回転角θでの様子を示したものである。
図12.Aは、図11.Bに対応し、円柱状の回転誘電体の中心軸CDが、回転軸CRのz軸方向、0.026λ0上側に位置している回転状態を示している。この場合、図11.Bで示した通り、回転誘電体30−5と誘電体基板10の表面との最短距離は0.06λ0である。
図12.Bは、モータ40により図12.Aからθ=90度の回転が生じた場合を示している。この時、円柱状の回転誘電体30−5の中心軸CDが、回転軸CRのx軸方向に0.026λ0の距離に位置している。この場合、容易に理解できる通り、回転誘電体30−5と誘電体基板10の表面との最短距離は0.034λ0である。
図12.Cは、モータ40により図12.Bから更に90度回転させ、θ=180度の回転が生じた場合を示している。この時、円柱状の回転誘電体30−5の中心軸CDが、回転軸CRのz軸方向と逆側(下側)の0.026λ0に位置している。この場合、容易に理解できる通り、回転誘電体30−5と誘電体基板10の表面との最短距離は0.008λ0である。
そこで、図12.Bの状態での漏れ波アンテナとして動作している高周波デバイス500からのビームを基準とすると、図12.Aの状態での漏れ波アンテナである高周波デバイス500からのビームと、図12.Cの状態での漏れ波アンテナである高周波デバイス500からのビームが、各々逆側に傾斜することが期待できる。即ち、図11の漏れ波アンテナである高周波デバイス500は、図12.Aにおけるビーム傾斜角から図12.Cにおけるビーム傾斜角まで連続的に滑らかに制御できることが期待できる。
FIG. A to FIG. C shows how the rotating dielectric 30-5 rotates. FIG. A to FIG. FIG. FIG. 6 is a cross-sectional view of the high-frequency device 500 at the same position as B, each showing a state at a predetermined rotation angle θ.
FIG. A is shown in FIG. Corresponding to B, the central axis C D of the cylindrical rotating dielectric, z-axis direction of the rotation axis C R, it shows a rotary state which is located 0.026Ramuda 0 upward. In this case, FIG. As shown in B, the shortest distance between the surface of the rotating dielectric 30-5 and the dielectric substrate 10 is 0.06 0.
FIG. B is driven by the motor 40 as shown in FIG. A case where θ = 90 degrees of rotation occurs from A is shown. At this time, the center axis C D of the cylindrical rotating dielectric 30-5 is located at a distance of 0.026Ramuda 0 in the x-axis direction of the rotation axis C R. In this case, as can be readily appreciated, the shortest distance between the surface of the rotating dielectric 30-5 and the dielectric substrate 10 is 0.034λ 0.
FIG. C is driven by the motor 40 as shown in FIG. This shows a case where the rotation is further 90 degrees from B and a rotation of θ = 180 degrees occurs. At this time, the center axis C D of the cylindrical rotating dielectric 30-5 is positioned in 0.026Ramuda 0 in the z-axis direction and the opposite side of the rotation axis C R (lower side). In this case, as can be readily appreciated, the shortest distance between the surface of the rotating dielectric 30-5 and the dielectric substrate 10 is 0.008λ 0.
Therefore, FIG. When the beam from the high-frequency device 500 operating as the leaky wave antenna in the state B is used as a reference, FIG. FIG. 12 shows a beam from the high-frequency device 500 which is a leaky wave antenna in the state A. It can be expected that the beams from the high-frequency device 500 which is a leaky wave antenna in the state C are inclined to the opposite side. That is, the high-frequency device 500 that is the leaky wave antenna of FIG. From the beam tilt angle at A, FIG. It can be expected that the beam tilt angle at C can be continuously and smoothly controlled.
上記をシミュレーションにより確かめた。結果を図13に示す。
回転誘電体30−5の比誘電率を3.4とし、駆動軸41及び42は回転誘電体30−5内部には存在しないものとして、その影響を無視した。周波数76.5GHzにおいて、図12.Bの状態での漏れ波アンテナのビームをz方向(角度0)とし、図12.Aにおけるビーム傾斜角30度、図12.Cにおけるビーム傾斜角−30度を実現できた。ここで、CRLH線路(ストリップ線路)21−5の伝送方向はy軸の負方向であるので、y軸の正方向に傾く図12.Aの+30度は、Backward方向であって、CRLH線路(ストリップ線路)21−5の左手系の動作をしたものと言える。また、y軸の負方向に傾く図12.Cの−30度は、Forward方向であって、CRLH線路(ストリップ線路)21−5の右手系の動作をしたものと言える。
即ち、図11の高周波デバイス500は、回転誘電体30−5を図12.Aの状態から図12.Cの状態までの180度回転させることで、ビームの傾斜角が図12.AにおけるBackward方向30度から図12.CにおけるForward方向30度まで、連続的且つ滑らかに制御できることが確認できた。角度範囲は正確には57度である。
また、回転誘導体30−5は、回転軸CRにおける回転により、z軸方向の上下動が、最大0.052λ0であるので、図5の高周波デバイス500は、指向性アンテナとして作動させる際のスペースに大きな余裕を確保する必要がない。
The above was confirmed by simulation. The results are shown in FIG.
The relative permittivity of the rotating dielectric 30-5 was set to 3.4, and the driving shafts 41 and 42 were not present inside the rotating dielectric 30-5, and the influence thereof was ignored. At a frequency of 76.5 GHz, FIG. The beam of the leaky wave antenna in the state B is in the z direction (angle 0), and FIG. Beam tilt angle 30 ° in A, FIG. The beam tilt angle at C was -30 degrees. Here, since the transmission direction of the CRLH line (strip line) 21-5 is the negative direction of the y axis, it is inclined in the positive direction of the y axis. +30 degrees of A is the Backward direction, and it can be said that the left-handed operation of the CRLH line (strip line) 21-5 was performed. Also, FIG. 12 tilts in the negative direction of the y-axis. -30 degrees of C is the forward direction, and it can be said that the right-handed operation of the CRLH line (strip line) 21-5 was performed.
That is, the high frequency device 500 of FIG. From the state of A, FIG. By rotating 180 degrees to the state of C, the tilt angle of the beam becomes as shown in FIG. From the Backward direction 30 degrees in A, FIG. It was confirmed that continuous and smooth control was possible up to 30 degrees in the forward direction at C. The angle range is precisely 57 degrees.
The rotation derivative 30-5, by the rotation in the rotation axis C R, the vertical movement of the z-axis direction, since the maximum 0.052Ramuda 0, a high frequency device 500 of FIG. 5, when the actuating as a directional antenna There is no need to secure a large space.
上記のビームの傾斜角については、回転誘電体30−5の比誘電率や、その位置、軸のオフセット量により制御することが可能である。なお、別の構成例として、円柱状の誘電体棒の軸をオフセットせずに、その代わりに楕円柱状の誘電体棒を用いて同様の効果を得る方法も考えられる。例えば回転誘電体を楕円柱とし、長手方向の垂直断面である楕円の2つの焦点の中点を回転軸とすれば、断面の楕円の短軸方向から長軸方向までの最小90度の回転で上記と同様な効果を導くことができる。 The tilt angle of the beam can be controlled by the relative dielectric constant of the rotating dielectric 30-5, its position, and the offset amount of the axis. As another configuration example, a method of obtaining the same effect by using an elliptical columnar dielectric rod instead of offsetting the axis of the cylindrical dielectric rod may be considered. For example, if the rotating dielectric is an elliptic cylinder and the midpoint between the two focal points of the ellipse, which is a vertical section in the longitudinal direction, is the rotation axis, the rotation can be performed at a minimum of 90 degrees from the minor axis direction to the major axis direction of the ellipse of the section. An effect similar to the above can be derived.
上記実施例では、回転誘電体30−5と誘電体基板10の距離がy軸方向に変化しない場合を述べたが、この距離が軸方向で変化するような回転誘電体を用いても良い。これにより、CRLH線路上の電流分布を細かく制御することができ、ビームの方向に加えて、ビーム幅やヌルの角度を制御することも可能となる。 In the above embodiment, the case where the distance between the rotating dielectric 30-5 and the dielectric substrate 10 does not change in the y-axis direction has been described, but a rotating dielectric whose distance changes in the axial direction may be used. As a result, the current distribution on the CRLH line can be finely controlled, and the beam width and null angle can be controlled in addition to the beam direction.
実施例5の円柱状の回転誘電体30−5を、半径の異なる2つの円板状部36及び37の交互積層構造から成る回転誘電体30−6に置き換えた実施例を次に示す。
図14.A〜図14.Dは、本発明の具体的な第6の実施例に係る高周波デバイス600の構成を示す4つの図である。図14.Aは高周波デバイス600の斜視図、図14.Bは高周波デバイス600のyz平面に平行な断面図、図14.Cは回転誘電体30−6を構成する第1の円板状部36(36−a乃至p)のzx平面に平行な断面図、図14.Dは回転誘電体30−6を構成する第2の円板状部37(37−a乃至o)のzx平面に平行な断面図である。
An example in which the columnar rotating dielectric 30-5 of Example 5 is replaced with a rotating dielectric 30-6 having an alternately laminated structure of two disk-like portions 36 and 37 having different radii will be described below.
FIG. A to FIG. D is four diagrams showing a configuration of a high-frequency device 600 according to a specific sixth embodiment of the present invention. FIG. A is a perspective view of the high-frequency device 600, FIG. B is a cross-sectional view of the high-frequency device 600 parallel to the yz plane, FIG. C is a cross-sectional view of the first disk-shaped portion 36 (36-a to p) constituting the rotating dielectric 30-6, which is parallel to the zx plane, FIG. D is a cross-sectional view parallel to the zx plane of the second disk-shaped portion 37 (37-a to o) constituting the rotating dielectric 30-6.
図14.A及び図14.Bの高周波デバイス200は、図11の高周波デバイス500の回転誘電体30−5を、半径の異なる2つの円板状部36及び37の交互積層構造から成る回転誘電体30−6に置き換えたものであり、他の構成は同一である。 FIG. A and FIG. The high-frequency device 200 of B is obtained by replacing the rotating dielectric 30-5 of the high-frequency device 500 of FIG. 11 with a rotating dielectric 30-6 composed of an alternately laminated structure of two disk-like portions 36 and 37 having different radii. The other configurations are the same.
図14.A及び図14.Bの高周波デバイス600の回転誘電体30−6は、16個の第1の円板状部36(36−a乃至p)と15個の第2の円板状部37(37−a乃至o)とを交互に積層した構造を有する。
図14.Cに示す通り、第1の円板状部36は、半径が0.26λ0であり、図14.Bに示すとおり厚さが0.1λ0である。第1の円板状部36の中心軸CD1は、回転軸CRと一致している。
図14.Dに示す通り、第2の円板状部37は、半径が0.155λ0であり、図14.Bに示すとおり厚さが0.1λ0である。第2の円板状部37の中心軸CD7は、回転軸CRと平行であるが一致しておらず、その距離は0.095λ0である。
図14.Dでは、破線で、図14.Cの第1の円板状部36の外周を重ねて示した。この際、回転軸CRを一致させるようにした。第1の円板状部36と第2の円板状部37とは、回転軸CRから各々の外周までの距離の差異が0.01λ0から0.2λ0まで連続的に変化することがわかる。
図14.Bの高周波デバイス600の回転誘電体30−6は、例えば円柱状の誘電体に15箇所の溝、但しその深さが連続的に変化する溝を形成することで製造することができる。
FIG. A and FIG. The rotating dielectric 30-6 of the B high-frequency device 600 includes 16 first disc-like portions 36 (36-a to p) and 15 second disc-like portions 37 (37-a to o). ) Alternately stacked.
FIG. As shown in FIG. 14C, the first disk-shaped portion 36 has a radius of 0.26λ 0 , and FIG. As the thickness shown in B is 0.1 [lambda] 0. The central axis C D1 of the first disc-shaped portion 36 coincides with the rotation axis C R.
FIG. As shown in FIG. D, the second disk-shaped portion 37 has a radius of 0.155λ 0 , and FIG. As the thickness shown in B is 0.1 [lambda] 0. The central axis C D7 of the second circular plate portion 37 is parallel to the rotation axis C R but does not coincide, the distance is 0.095λ 0.
FIG. D is a broken line, FIG. The outer periphery of the C first disk-shaped portion 36 is shown in an overlapping manner. At this time, the rotation axis CR was made to coincide. A first disc-shaped portion 36 and the second disc-shaped portion 37, the difference in the distance from the axis of rotation C R to the outer periphery of each of which continuously changes from 0.01Ramuda 0 to 0.2? 0 I understand.
FIG. The rotating dielectric 30-6 of the B high-frequency device 600 can be manufactured, for example, by forming 15 grooves on a cylindrical dielectric, but the grooves whose depth changes continuously.
図14.A及び図14.Bの高周波デバイス600について、回転誘電体30−6を回転させた状態を図15.A乃至図15.Cに示す。尚、16個の第1の円板状部36の中心軸CD1は、回転軸CRと常に一致する。このため、回転誘電体30−6を回転させても、誘電体基板10の表面と16個の第1の円板状部36の外周との最短距離は変化しない。
図15.Aは、15個の第2の円板状部37の中心軸CD7が、回転軸CRのz軸方向上側0.095λ0の位置にある場合である。この場合、CRLH線路(ストリップ線路)21−5の近傍にある第1の円板状部36−a乃至pと第2の円板状部37−a乃至oにより形成される実効比誘電率を考えると、例えば第2の円板状部36が全て第1の円板状部37に置き換わった、円柱状の回転誘電体の場合と比較して、実効比誘電率が小さくなることは明らかである。
図15.Bは、15個の第2の円板状部37の中心軸CD7が、回転軸CRのx軸方向0.095λ0の位置にある場合である。この場合、CRLH線路(ストリップ線路)21−5の近傍にある第1の円板状部36−a乃至pと第2の円板状部37−a乃至oにより形成される実効比誘電率は、図15.Aの場合の実効比誘電率よりも大きくなる。
図15.Cは図15.Aとは全く逆の場合で、15個の第2の円板状部37の中心軸CD7が、回転軸CRのz軸方向下側0.095λ0の位置にある場合である。この場合、CRLH線路(ストリップ線路)21−5の近傍にある第1の円板状部36−a乃至pと第2の円板状部37−a乃至oにより形成される実効比誘電率は、図15.Bの場合の実効比誘電率よりも大きくなる。
そこで、図15.Bの状態での漏れ波アンテナである高周波デバイス600からのビームを基準とすると、図15.Aの状態での漏れ波アンテナである高周波デバイス600からのビームと、図15.Cの状態での漏れ波アンテナである高周波デバイス600からのビームが、各々逆側に傾斜することが期待できる。即ち、図14の漏れ波アンテナである高周波デバイス600は、図15.Aにおけるビーム傾斜角から図15.Cにおけるビーム傾斜角まで連続的に滑らかに制御できることがわかるきる。
FIG. A and FIG. FIG. 15 shows a state where the rotating dielectric 30-6 is rotated for the high frequency device 600 of FIG. A to FIG. Shown in C. Note that the center axis C D1 of the 16 first disc-like portions 36 always coincides with the rotation axis C R. For this reason, even if the rotating dielectric 30-6 is rotated, the shortest distance between the surface of the dielectric substrate 10 and the outer circumferences of the 16 first disc-like portions 36 does not change.
FIG. A is the central axis C D7 fifteen second disc-shaped portion 37, the case in the position in the z-axis direction upper 0.095Ramuda 0 of the rotating shaft C R. In this case, the effective relative dielectric constant formed by the first disc-like portions 36-a to p and the second disc-like portions 37-a to o in the vicinity of the CRLH line (strip line) 21-5 is set. Considering, for example, it is clear that the effective relative dielectric constant is smaller than that in the case of a cylindrical rotating dielectric in which the second disk-shaped part 36 is entirely replaced with the first disk-shaped part 37, for example. is there.
FIG. B is the central axis C D7 fifteen second disc-shaped portion 37, the case at the position of the x-axis direction 0.095Ramuda 0 of the rotating shaft C R. In this case, the effective relative dielectric constant formed by the first disc-like portions 36-a to p and the second disc-like portions 37-a to o in the vicinity of the CRLH line (strip line) 21-5 is FIG. It becomes larger than the effective relative dielectric constant in the case of A.
FIG. C is FIG. In the case of totally opposite to A, center axis C D7 fifteen second disc-shaped portion 37, the case in the position in the z-axis direction lower side 0.095Ramuda 0 of the rotating shaft C R. In this case, the effective relative dielectric constant formed by the first disc-like portions 36-a to p and the second disc-like portions 37-a to o in the vicinity of the CRLH line (strip line) 21-5 is FIG. It becomes larger than the effective relative dielectric constant in the case of B.
Therefore, FIG. When the beam from the high frequency device 600 which is a leaky wave antenna in the state B is used as a reference, FIG. 15. A beam from the high-frequency device 600 which is a leaky wave antenna in the state A, and FIG. It can be expected that the beams from the high-frequency device 600 which is a leaky wave antenna in the state C are inclined to the opposite side. That is, the high frequency device 600 which is the leaky wave antenna of FIG. From the beam tilt angle at A, FIG. It can be seen that the beam tilt angle at C can be continuously and smoothly controlled.
実施例6の構成で、回転軸CRを、更に16個の第1の円板状部36の中心軸CD1からもずらした場合、実効比誘電率の変化量を大きくすることができ、ビームの操作角度範囲を更に拡大することができる。 In the configuration of the sixth embodiment, when the rotation axis C R is further shifted from the central axis C D1 of the 16 first disk-shaped portions 36, the amount of change in effective relative permittivity can be increased. The operating angle range of the beam can be further expanded.
実施例2、4及び6では回転誘電体を構成する各円板状部の厚さを、規格化波長λ0に対して1/10、即ち0.1λ0としたが、各円板状部の厚さは0.2λ0以下であれば良い。好ましくは0.1λ0以下である。
回転誘電体を回転させた場合に、伝送線路との最小距離は、0.04λ0以下とする必要がある。より好ましくは0.01λ0以下である。但し、0.001λ0未満とすることは実際のデバイスの組立を困難とするので好ましくない。
半径の異なる円板状部を用いる場合、中心軸が回転軸と一致しない円板状部と、中心軸が回転軸と一致する円板状部の、外周部における距離、即ち例えば図9.D及び図9.Fにおけるd1及びd2については、中心軸が回転軸と一致する円板状部の半径r1との比において設計する。d1を大きくしd2を小さくするほど、実施例4においてはストリップ線路(CRLH線路)21−1、21−2、21−3の最大位相差を大きくできる。中心軸が回転軸と一致する円板状部の半径r1は、適用する高周波の回転誘電体における管内波長の0.4倍以上とすると必要がある。また、d1は中心軸が回転軸と一致する円板状部半径r1の0.8倍以上が好ましい。また、d2は半径r1の0.05倍以下が好ましく、0でもかまわない。
In Examples 2, 4 and 6, the thickness of each disk-shaped portion constituting the rotating dielectric is 1/10, that is, 0.1λ 0 with respect to the normalized wavelength λ 0 . May be 0.2λ 0 or less. Preferably is 0.1λ 0 or less.
When the rotating dielectric is rotated, the minimum distance from the transmission line needs to be 0.04λ 0 or less. More preferably 0.01Ramuda 0 or less. However, a value less than 0.001λ 0 is not preferable because it makes it difficult to assemble an actual device.
When using disk-shaped parts having different radii, the distance between the disk-shaped part whose central axis does not coincide with the rotational axis and the disk-shaped part whose central axis coincides with the rotational axis, that is, for example, FIG. D and FIG. D 1 and d 2 in F are designed in a ratio with the radius r 1 of the disk-shaped portion whose central axis coincides with the rotation axis. as to increase the d 1 to reduce the d 2, can increase the maximum phase difference of the strip line (CRLH line) 21-1, 21-2 and 21-3 in Example 4. The radius r 1 of the disk-shaped portion whose central axis coincides with the rotation axis needs to be 0.4 times or more the guide wavelength in the high-frequency rotating dielectric to be applied. Further, d 1 is preferably 0.8 times or more of the disc-shaped portion radius r 1 whose center axis coincides with the rotation axis. Further, d 2 is preferably 0.05 times or less of the radius r 1 and may be 0.
キャパシタとインダクタで構成されるCRLHの変形例としては、図16.Aのようにインダクタ(スタブ24)の終端部に幅を広げたパッチ構造のないものや、図16.Bのようにキャパシタとして、インターデジタルキャパシタig−Cを用いるものも使用可能である。 As a modification of the CRLH composed of a capacitor and an inductor, FIG. As shown in FIG. 16A, the inductor (stub 24) does not have a patch structure with a widened end, or FIG. As B, a capacitor using an interdigital capacitor ig-C can also be used.
高周波小型アンテナとして、或いはフェーズドアレーアンテナの移相器として用いることができる。 It can be used as a high frequency small antenna or a phase shifter of a phased array antenna.
10:誘電体基板
20:誘電体基板10の裏面に形成された導体からなる接地板
21−1、21−2、、21−3、21−5:ストリップ線路(CRLH線路)
24:CRLH線路を構成するスタブ
P:CRLH線路を構成するスタブ端のパッチ
G:CRLH線路を構成するギャップ
30−1、30−2、30−3、30−4、30−5、30−6:回転誘電体
31、36:回転誘電体を構成する第1の円板状部
32、33、37:回転誘電体を構成する第2の円板状部
40:モータ(回転手段)
41、42:回転軸たる駆動軸
43:軸受け
CD:回転誘電体の中心軸
CD1、CD2、CD7:回転誘電体を構成する円板状部の中心軸
CR:回転誘電体の回転軸
10: Dielectric substrate 20: Ground plate made of a conductor formed on the back surface of the dielectric substrate 10 21-1, 21-2, 21-3, 21-5: Strip line (CRLH line)
24: Stub constituting the CRLH line P: Patch of the stub end constituting the CRLH line G: Gap constituting the CRLH line 30-1, 30-2, 30-3, 30-4, 30-5, 30-6 : Rotating dielectric 31, 36: First disk-shaped part 32, 33, 37 constituting the rotating dielectric 40: Second disk-shaped part 40 constituting the rotating dielectric 40: Motor (rotating means)
41, 42: Drive shaft as a rotating shaft 43: Bearing C D : Center axis of rotating dielectric C D1 , C D2 , C D7 : Center axis of disk-shaped part constituting rotating dielectric C R : of rotating dielectric Axis of rotation
Claims (9)
誘電体基板と、
導体から成る同一または類似の単位パターンを前記誘電体基板の表側に所定の方向に複数配列することによって形成されたストリップ線路と、
前記誘電体基板の裏面に形成された導体から成る接地板と、
前記ストリップ線路の近傍に配設され、回転軸を有する所定形状の回転誘電体と、
前記所定形状の回転誘電体を前記回転軸を中心に所定の回転角を与える回転手段とを有し、
前記ストリップ線路の前記単位パターンは、伝送線路と、前記伝送線路を途中で分断するギャップと、前記伝送線路から枝分かれするスタブとを有し、
前記回転手段により前記回転誘電体を回転させることで、前記ストリップ線路の近傍の実効誘電率を変化させて、前記ストリップ線路の伝送特性を制御可能としたことを特徴とする高周波デバイス。 A high-frequency device designed in a predetermined band,
A dielectric substrate;
A strip line formed by arranging a plurality of identical or similar unit patterns made of conductors in a predetermined direction on the front side of the dielectric substrate;
A ground plate made of a conductor formed on the back surface of the dielectric substrate;
A rotating dielectric having a predetermined shape and having a rotation axis disposed in the vicinity of the strip line;
Rotation means for giving a predetermined rotation angle around the rotation axis of the rotary dielectric having the predetermined shape;
The unit pattern of the strip line has a transmission line, a gap that divides the transmission line in the middle, and a stub that branches from the transmission line,
A high-frequency device characterized in that the transmission characteristic of the strip line can be controlled by changing the effective dielectric constant in the vicinity of the strip line by rotating the rotating dielectric by the rotating means.
前記ストリップ線路を伝搬する高周波の移相器として作用することを特徴とする請求項1又は請求項2に記載の高周波デバイス。 The rotational axis of the rotating dielectric is in a plane perpendicular to the dielectric substrate surface and the transmission direction of the strip line;
The high-frequency device according to claim 1, wherein the high-frequency device acts as a high-frequency phase shifter propagating through the strip line.
前記回転誘導体の回転角に対する、前記複数個の前記ストリップ線路の各々の近傍の実効比誘電率が異なる関数となるようにし、
前記回転誘電体の回転により、当該複数個の前記ストリップ線路の伝送特性を同時に、且つ別個に制御可能としたことを特徴とする請求項3に記載の高周波デバイス。 A plurality of the strip lines that are parallel to each other in the transmission direction,
The effective relative permittivity in the vicinity of each of the plurality of strip lines is a different function with respect to the rotation angle of the rotation derivative,
The high-frequency device according to claim 3, wherein transmission characteristics of the plurality of strip lines can be controlled simultaneously and separately by rotation of the rotating dielectric.
前記ストリップ線路を伝搬する高周波の漏れ波アンテナとして作用することを特徴とする請求項1又は請求項2に記載の高周波デバイス。 The rotational axis of the rotating dielectric is in a plane perpendicular to the dielectric substrate surface and including the transmission direction of the stripline;
The high-frequency device according to claim 1, wherein the high-frequency device acts as a high-frequency leaky wave antenna propagating through the strip line.
半径の一致する円板状部の各々の組においては、中心軸が一致しており、
前記回転軸は、一方の円板状部の組の中心軸と平行で且つ一致せず、他方の円板状部の組の中心軸と一致していることを特徴とする請求項3乃至請求項5のいずれか1項に記載の高周波デバイス。 At least a part of the region of the rotating dielectric facing the stripline is an alternately laminated structure of two disk-like portions having different radii,
In each set of disk-shaped parts having the same radius, the central axes are the same,
The rotation axis is parallel to and not coincident with the central axis of one set of disk-like parts, and coincides with the central axis of the other set of disk-like parts. Item 6. The high-frequency device according to any one of Items 5.
半径の一致する円板状部の組の一方においては、中心軸が一致しており、前記回転軸は、中心軸が一致している一方の円板状部の組の当該中心軸と一致しており、
他方の円板状部の組においては、当該円板状部の全ての中心軸が前記回転軸と平行で且つ同一の平面上に等間隔に順に配置されていることを特徴とする請求項4に記載の高周波デバイス。 At least a part of the region of the rotating dielectric facing the stripline is an alternately laminated structure of two disk-like portions having different radii,
In one of the pair of disk-shaped parts having the same radius, the center axis is matched, and the rotation axis is coincident with the center axis of the one set of the disk-shaped parts having the same center axis. And
5. In the other set of disk-shaped parts, all the central axes of the disk-shaped parts are arranged in order at equal intervals on the same plane parallel to the rotation axis. The high frequency device described in 1.
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2009197607A JP2011049920A (en) | 2009-08-28 | 2009-08-28 | High-frequency device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Family
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JP2013089988A (en) * | 2011-10-13 | 2013-05-13 | Ntt Docomo Inc | Frequency dispersion line |
KR101858932B1 (en) * | 2017-02-10 | 2018-05-17 | 주식회사 센서뷰 | Antenna including Metal Ring and Ceramic Ring |
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