JP2011041469A - Dc-dc converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、DC−DCコンバータに関する。 The present invention relates to a DC-DC converter.
小型且つ高電力変換効率を有するDC−DCコンバータ及びスイッチングレギュレータは、ノートパソコンや携帯電話など電子機器の小型化及び高性能化にとって不可欠である。 A DC-DC converter and a switching regulator that are small and have high power conversion efficiency are indispensable for miniaturization and high performance of electronic devices such as notebook computers and mobile phones.
降圧型DC−DCコンバータを構成する場合、MOSFETスイッチをオンまたはオフに切替え、LCフィルタにより出力電圧を平滑化することにより、一定電圧が出力可能となる。この場合、発振回路、制御ロジック、ドライバ、及びMOSFETなどをCMOS集積回路化すると、DC−DCコンバータの小型化及び低消費電力化が容易となる。 When configuring a step-down DC-DC converter, a constant voltage can be output by switching the MOSFET switch on or off and smoothing the output voltage using an LC filter. In this case, if the oscillation circuit, control logic, driver, MOSFET, and the like are made into a CMOS integrated circuit, the DC-DC converter can be easily reduced in size and power consumption.
また、DC−DCコンバータは広い負荷電流範囲にわたって電力変換効率を高く保つことが必要である。しかしながら、定格負荷において高効率であっても、軽負荷において効率が低下することがある。 In addition, the DC-DC converter needs to maintain high power conversion efficiency over a wide load current range. However, even if the efficiency is high at the rated load, the efficiency may decrease at a light load.
軽負荷状態において高い効率を保ちつつ、広い負荷電流範囲において出力電圧の制御が容易なDC−DCコンバータを提供する。 A DC-DC converter that can easily control an output voltage in a wide load current range while maintaining high efficiency in a light load state.
本発明の一態様によれば、スイッチング端子と、帰還端子と、オン状態において前記スイッチング端子を介して電圧を出力可能なハイサイドトランジスタと、前記スイッチング端子の電圧と第1の基準電圧とを比較可能な電圧検出器と、前記帰還端子の電圧と第2の基準電圧とから誤差信号を生成可能なエラーアンプと、制御回路と、を有するDC−DCコンバータ用集積回路であって、前記ハイサイドトランジスタのオフ状態において前記スイッチング端子の電圧が前記第1の基準電圧よりも高いことを前記電圧検出器が検出した場合、前記帰還端子の電圧が前記第2の基準電圧よりも高いことが前記誤差信号により検出された次の周期において前記制御回路は前記ハイサイドトランジスタをオフとし、前記帰還端子の電圧が前記第2の基準電圧よりも低いことが前記誤差信号により検出された次の周期において前記制御回路は前記ハイサイドトランジスタをオンとするDC−DCコンバータ用集積回路と、出力端子と、前記スイッチング端子と前記出力端子との間に介挿されたインダクタと、前記出力端子と接地との間に介挿され、前記インダクタとともに平滑回路を構成する出力キャパシタと、前記ハイサイドトランジスタのオフ状態において、前記出力キャパシタからの逆流電流を阻止可能とするように前記スイッチング端子と前記接地との間に介挿されたダイオードと、接続点電圧が前記帰還端子へ帰還可能であるように直列に接続され、前記出力端子と前記接地との間に介挿された電圧検出抵抗と、を備えたことを特徴とするDC−DCコンバータが提供される。 According to one aspect of the present invention, the switching terminal, the feedback terminal, the high-side transistor capable of outputting a voltage via the switching terminal in the on state, and the voltage of the switching terminal and the first reference voltage are compared. An integrated circuit for a DC-DC converter, comprising: a possible voltage detector; an error amplifier capable of generating an error signal from the voltage of the feedback terminal and a second reference voltage; and a control circuit. When the voltage detector detects that the voltage of the switching terminal is higher than the first reference voltage in the off state of the transistor, the error is that the voltage of the feedback terminal is higher than the second reference voltage. In the next period detected by the signal, the control circuit turns off the high-side transistor, and the voltage at the feedback terminal becomes the second reference voltage. In the next cycle in which the error signal is detected to be lower than the voltage, the control circuit turns on the high-side transistor, an integrated circuit for DC-DC converter, an output terminal, the switching terminal, and the output terminal An inductor inserted between the output terminal and the ground, and an output capacitor constituting a smoothing circuit together with the inductor, and a reverse current from the output capacitor in the off state of the high-side transistor A diode interposed between the switching terminal and the ground so as to be able to block current is connected in series so that a connection point voltage can be fed back to the feedback terminal, and the output terminal and the ground There is provided a DC-DC converter comprising a voltage detection resistor interposed between the first and second voltage detection resistors.
また、本発明の他の一態様によれば、スイッチング端子と、帰還端子と、ローサイドスイッチ制御端子と、オン状態において前記スイッチング端子を介して電圧を出力可能なハイサイドトランジスタと、前記スイッチング端子の電圧と第1の基準電圧とを比較可能な電圧検出器と、前記帰還端子の電圧と第2の基準電圧とから誤差信号を生成可能なエラーアンプと、制御回路と、を有するDC−DCコンバータ用集積回路であって、前記ハイサイドトランジスタのオフ状態において前記スイッチング端子の電圧が前記第1の基準電圧よりも低いことを前記電圧検出器が検出した場合、前記制御回路は前記ハイサイドトランジスタを毎周期オンに制御しかつ前記ローサイドスイッチ制御端子を介して外付けトランジスタをオンまたはオフに切り替える制御信号を出力するDC−DCコンバータ用集積回路と、出力端子と、前記スイッチング端子と前記出力端子との間に介挿されたインダクタと、前記出力端子と接地との間に介挿され、前記インダクタと共に平滑回路を構成する出力キャパシタと、前記ローサイドスイッチ制御端子を介して出力された前記制御信号により、前記ハイサイドトランジスタに対して相補的にオンまたはオフに切替えられ、前記スイッチング端子と前記接地との間に介挿されたローサイドトランジスタと、接続点電圧が前記帰還端子へ帰還可能であるように直列に接続され、前記出力端子と前記接地との間に介挿された電圧検出抵抗と、を備えたことを特徴とするDC−DCコンバータが提供される。 According to another aspect of the present invention, a switching terminal, a feedback terminal, a low-side switch control terminal, a high-side transistor capable of outputting a voltage via the switching terminal in an on state, and the switching terminal A DC-DC converter comprising: a voltage detector capable of comparing a voltage with a first reference voltage; an error amplifier capable of generating an error signal from the voltage at the feedback terminal and the second reference voltage; and a control circuit. When the voltage detector detects that the voltage of the switching terminal is lower than the first reference voltage in the off state of the high side transistor, the control circuit causes the high side transistor to It is controlled to turn on every cycle and the external transistor is turned on or off via the low side switch control terminal. An integrated circuit for a DC-DC converter that outputs a control signal, an output terminal, an inductor interposed between the switching terminal and the output terminal, and an output terminal and the ground, An output capacitor that forms a smoothing circuit together with the inductor, and the control signal output via the low-side switch control terminal is complementarily switched on or off with respect to the high-side transistor, and the switching terminal and the A low-side transistor interposed between the ground and a voltage detection resistor connected in series so that the voltage at the connection point can be fed back to the feedback terminal, and interposed between the output terminal and the ground; A DC-DC converter is provided.
軽負荷状態において高い効率を保ちつつ、広い負荷電流範囲において出力電圧の制御が容易なDC−DCコンバータ用集積回路及びこれを用いたDC−DCコンバータが提供される。 Provided are an integrated circuit for a DC-DC converter that can easily control an output voltage in a wide load current range while maintaining high efficiency in a light load state, and a DC-DC converter using the integrated circuit.
以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図1は、本発明の第1の実施形態にかかるDC−DCコンバータのブロック図である。
DC−DCコンバータ10は、集積回路(IC)チップ20、インダクタ40、出力キャパシタ42、電圧検出抵抗43、44、及びダイオード(DI)46を有している。DC−DCコンバータ10の出力電圧(VO)端子と接地(GND)との間には、負荷50が接続される。
FIG. 1 is a block diagram of a DC-DC converter according to a first embodiment of the present invention.
The DC-
ICチップ20は、例えばCMOS集積回路とし、NチャネルMOSFETなどのハイサイドトランジスタM1(以下、トランジスタM1)、制御回路22、スイッチング端子(LX端子)の電圧検出器36、誤差増幅器(エラーアンプ)38、及び比較器(コンパレータ)39などを有している。なお、ハイサイドトランジスタM1は、MOSFETに限定されず接合型FETであってもよい。
The
また、制御回路22は、トランジスタM1を駆動するドライバ34、クロック信号を生成する発振器24、クロック信号に基づいて オン信号を生成可能なオン信号発生器26、オン信号発生器26からの信号が入力されドライバ34を制御可能な第2制御ロジック32、及びオン信号発生器26を制御可能な第1制御ロジック28、などを有している。
Further, the
入力電圧(VIN)端子は、トランジスタM1の一方の端子へ接続される。また、トランジスタM1の他方の端子が接続されたLX端子は、インダクタ40及びダイオード46に接続されている。トランジスタM1のオン状態において、LX端子電圧VLXは、Highレベルとなり、インダクタ電流ILが流れ出力キャパシタ42を充電し、且つ負荷50へ電流を供給可能とする。
The input voltage (VIN) terminal is connected to one terminal of the transistor M1. The LX terminal to which the other terminal of the transistor M1 is connected is connected to the
図1に表すDC−DCコンバータはダイオード整流方式である。すなわち、トランジスタM1がオフである期間、インダクタ40に蓄積されたエネルギーは出力キャパシタ42、負荷50、及びダイオード46を通過しつつ消費される。出力電圧VOは、インダクタ40と、出力キャパシタ42と、により構成された平滑回路41により目標電圧近傍において平滑化される。
The DC-DC converter shown in FIG. 1 is a diode rectification method. That is, the energy stored in the
また、出力VO端子とGNDとの間には、直列接続された電圧検出抵抗43、44が介挿されており、その接続点Bの帰還電圧VFBは、VFB端子を介して、エラーアンプ38の反転入力端子に入力される。
Further,
この場合、RFB1とRFB2との抵抗値比率を変化させると、出力電圧VOを目標電圧値に設定可能である。また、出力電圧VOは次式により設定可能である。
VO=VFB×(1+RFB1/RFB2)
なお、図1の場合、VIN>VOであるので降圧型DC−DCコンバータである。
In this case, the output voltage VO can be set to the target voltage value by changing the resistance value ratio between RFB1 and RFB2. The output voltage VO can be set by the following equation.
VO = VFB × (1 + RFB1 / RFB2)
In the case of FIG. 1, since VIN> VO, it is a step-down DC-DC converter.
図2は、本実施形態にかかる集積回路及びこれを用いたDC−DCコンバータの動作を説明する波形図である。すなわち、図2(a)は重負荷状態、図2(b)は軽負荷状態をそれぞれ表す。
発振器24の発振周波数をfOSC(Hz)とすると、その周期T(sec)は次式で表される。
T=1/fOSC
なお、発振周波数fOSCは、例えば400〜800kHzの範囲にすることができる。
FIG. 2 is a waveform diagram for explaining the operation of the integrated circuit according to the present embodiment and a DC-DC converter using the integrated circuit. 2A shows a heavy load state, and FIG. 2B shows a light load state.
When the oscillation frequency of the
T = 1 / f OSC
The oscillation frequency f OSC can be set in the range of 400 to 800 kHz, for example.
また、ドライバ34によりトランジスタM1をオンとする期間Tonを変化させると目標の出力電圧VOを得ることができる。
Further, when the period Ton during which the transistor M1 is turned on is changed by the
図2(a)のように高い負荷電流とされる重負荷の場合、トランジスタM1は、デューティが高いパルスにより第2制御ロジック32を介しドライバ34によりオンとされる。トランジスタM1のオン状態において、LX端子電圧VLXは入力電圧VINからトランジスタM1の僅かなオン抵抗による電圧降下分を減算したHighレベルとなり、インダクタ40を流れるインダクタ電流ILは増加して行く。
In the case of a heavy load having a high load current as shown in FIG. 2A, the transistor M1 is turned on by the
制御回路22によりドライバ34がトランジスタM1をオフとすると、LX端子電圧VLXにはインダクタ40による逆起電力を生じ、略マイナスVF(但し、VFはダイオード46の順方向電圧)となる。これによりインダクタ電流ILは減少に転じるが、インダクタ40に蓄積されたエネルギーがゼロになるまで電流の方向は変わらない。キャパシタ42、負荷50、及び電圧検出抵抗43、44を通過した電流はダイオード46を通過して還流可能である。
When the
インダクタ電流ILがゼロとなる前にトランジスタM1がオンとなるとインダクタ電流ILは再び増加するので不連続とはならず、図2(a)は連続モード動作(CCM:Continuous Control Mode)である。なお、ダイオード46をシリコンpn接合とするとVFは約0.7Vである。また、シリコンショットキーバリアとすると、VFは0.23〜0.5Vとなり、順方向電圧降下による電力損失を低減できる。
If the transistor M1 is turned on before the inductor current IL becomes zero, the inductor current IL increases again and thus does not become discontinuous. FIG. 2A shows a continuous mode operation (CCM: Continuous Control Mode). When the
重負荷動作の場合、トランジスタM1がオン状態ではダイオード46がオフとなり、トランジスタM1がオフ状態ではダイオード46がオンとなるよう、互いに相補的にオンまたはオフに制御される。インダクタ電流ILがゼロに到達する前にトランジスタM1が再びオンに転じるので、インダクタ電流ILが逆流することはない。このようにして、出力電圧VOは目標電圧を保つことが可能となる。なお、通常、入力電圧VINは、例えば2.7〜5.5Vなどの範囲とし、出力電圧VOは、例えば0.8V以上とできる。
In the heavy load operation, the
また、図2(b)に表す低い負荷電流である軽負荷の場合、オン信号発生器26からの信号により、第2制御ロジック32はドライバ34を介して、短いオン時間Tonの期間だけトランジスタM1をオンとする。時間t1でトランジスタM1がオンに転じると、インダクタ電流ILが流れ始め時間とともに増加する。
In the case of a light load having a low load current shown in FIG. 2B, the
その後、短いオン時間Tonが経過した時間t2においてトランジスタM1はオフに転じる。このために、インダクタ40の逆起電力によりLX端子電圧VLXは、略マイナスVFとなる。インダクタ電流ILが減少し始め、時間t3で略ゼロになるとインダクタ40に蓄積されたエネルギーは消費され、LX端子電圧VLXが略GND電位となる。この状態において、LX端子はハイインピーダンスとなるが、出力キャパシタ42に電荷が蓄積されているので、LX端子のキャパシタとインダクタンスLとの共振回路によりLX端子電圧VLXが振動しながら減衰し、出力電圧VOに向かって行く。なお、オン時間Tonの最小オン時間は、例えば60nsec(ナノ秒)などとできる。
Thereafter, the transistor M1 turns off at time t2 when the short on-time Ton has elapsed. For this reason, the LX terminal voltage VLX becomes substantially minus VF due to the counter electromotive force of the
また、トランジスタM1がオフ状態であり且つダイオード46が逆流電流を阻止する向きに接続されているので、ICチップ20及びダイオード46で無駄に電力を消費することを抑制でき、軽負荷状態の効率を高めることが可能である。図2(b)の軽負荷状態は、インダクタ電流ILがゼロとなる「不連続モード(DCM:Discontinuous Control Mode)」を表している。
In addition, since the transistor M1 is in the off state and the
LX端子に接続されている電圧検出器36はコンパレータからなり、第1の入力端子にはLX端子電圧VLXを、第2の入力端子には第1の基準電圧Vref1を、それぞれ入力する。第1の基準電圧Vref1を、例えばGNDと出力電圧VOとの間である0.2〜0.3Vの範囲に設定すると、電圧検出器36はDC−DCコンバータが不連続動作モードであることを検出し、その出力を第1制御ロジック28へ入力する。
The
他方、出力電圧VOは、直列接続された電圧検出抵抗43、44により分割される。その中間の接続点Bの帰還電圧VFBは、VFB端子を介してエラーアンプ38の反転入力端子に入力される。また、第2の基準電圧Vref2は非反転入力端子に入力される。
On the other hand, the output voltage VO is divided by
LX端子電圧VLXが第1の基準電圧Vref1よりも高く且つ帰還電圧VFBが第2の基準電圧Vref2よりも高い場合、エラーアンプ38からの誤差信号がコンパレータ39の一方の端子に入力され、コンパレータ39の出力は第1制御ロジック28へ入力され、t4から始まる周期において第1制御ロジック28がTon信号をマスクするようにTon信号発生器26を制御する。このために、第2制御ロジック32はトランジスタM1のオフが継続するように制御し、帰還電圧VFBは低下を続ける。
When the LX terminal voltage VLX is higher than the first reference voltage Vref1 and the feedback voltage VFB is higher than the second reference voltage Vref2, an error signal from the
他方、LX端子電圧VLXが第1の基準電圧Vref1よりも高く且つ時間t9で帰還電圧VFBが第2の基準電圧Vref2よりも低くなると、エラーアンプ38は、コンパレータ39に強制オン信号を出力する。このために、コンパレータ38の出力が入力された第1制御ロジック28は、t6から始まる周期においてTon発生器26にTon信号を生成させ、第2制御ロジック32及びドライバ34を介してトランジスタM1をオンとする。このようにして、帰還電圧VFBは第2の基準電圧Vref2近傍に安定した状態を保ち、出力電圧VOは目標電圧値を精度よく保つことが可能となる。
On the other hand, when the LX terminal voltage VLX is higher than the first reference voltage Vref1 and the feedback voltage VFB is lower than the second reference voltage Vref2 at time t9, the
なお、トランジスタM1と同一導電型を有するトランジスタM2と抵抗31との直列回路が、トランジスタM1と並列に接続されており、抵抗31の両端の電圧により、トランジスタM1がオンであるかオフであるかを電流検出アンプ30により検出し、その出力はコンパレータ39の他方の端子へ入力される。
Note that a series circuit of a transistor M2 having the same conductivity type as the transistor M1 and the
図3は、比較例にかかるDC−DCコンバータを表す。すなわち、図3(a)はブロック図、図3(b)は軽負荷状態における動作波形図を表す。この比較例では、図3(a)に表すようにLX端子電圧検出器及び第1制御ロジックを有しておらず、Ton発生器126の出力及びコンパレータ137の出力が第2制御ロジック132へ入力されている。
FIG. 3 shows a DC-DC converter according to a comparative example. 3A is a block diagram, and FIG. 3B is an operation waveform diagram in a light load state. In this comparative example, as shown in FIG. 3A, the LX terminal voltage detector and the first control logic are not provided, and the output of the
比較例の場合、Ton発生器126は毎周期Ton信号を発生し、第2制御ロジック132は、毎周期ごとにドライバ134を介してトランジスタM11をオンとする。t2でトランジスタM11がオフに転じると、インダクタ140の逆起電力によりLX端子電圧VLXは、一旦マイナスVFに低下する。さらにインダクタ電流ILが減少するに従いLX端子電圧VLXは変化し、t3でインダクタ電流ILがゼロとなるとインダクタ140の蓄積エネルギーが消費されゼロになる。なお、ダイオード146は、t2〜t3の間でのみオンとされる。
In the case of the comparative example, the
時間t3以降、インダクタ140のインダクタンスと、LX端子が有するキャパシタと、によりLX端子電圧VLXが振動しつつ出力電圧VOに向かう。但し、比較例の場合、LX端子には電圧検出器が接続されていないので、LX端子電圧VLXを検出することはできない。期間(t1〜t3)で充電された出力キャパシタ142の電荷は、逆流経路がないので電荷は保たれている。続いて、時間t4において、Ton信号によりトランジスタM11が再びオンとされると、出力キャパシタ142がさらに充電されるので出力電圧VO及び帰還電圧VFBが上昇する。最小オン時間で制御可能な範囲を越えた軽負荷状態となると、システムの制御が困難となり帰還電圧VFB及び出力電圧VOが上昇する問題が生じる。
After time t3, the LX terminal voltage VLX oscillates toward the output voltage VO due to the inductance of the inductor 140 and the capacitor of the LX terminal. However, in the case of the comparative example, since the voltage detector is not connected to the LX terminal, the LX terminal voltage VLX cannot be detected. The charge of the
これに対して、本実施形態ではLX端子電圧VLXを検出することにより、軽負荷且つ不連続モード動作状態において次の周期のオン信号を無効とし、トランジスタM1をオンとしない周期を設ける。このために、軽負荷においても出力電圧VOの上昇を抑制し、出力電圧VOの変動を±2%以下とするなど、動作を安定にできる。 On the other hand, in the present embodiment, by detecting the LX terminal voltage VLX, the on signal of the next cycle is invalidated in the light load and discontinuous mode operation state, and a cycle in which the transistor M1 is not turned on is provided. For this reason, even in a light load, an increase in the output voltage VO can be suppressed, and the operation can be stabilized, for example, the fluctuation of the output voltage VO can be ± 2% or less.
この場合、LX端子の電圧検出器36は、高精度及び高速性を必要とせず簡単な回路の追加でよい。また、第1の基準電圧Vref1は、出力電圧VOとGNDの間の電圧範囲内に設定するが、高い精度を必要としない。このため、電圧検出器36を設けてもICチップ20の構成が複雑となることはない。
In this case, the
また、ダイオード46により逆流電流を抑制し、軽負荷であっても高変換効率が容易となる。この結果、ノートパソコン及び携帯電話など電子機器の小型化及び低消費電力化が容易となる。
Further, the reverse current is suppressed by the
図4は、第2の実施形態にかかるDC−DCコンバータを表す図である。すなわち、図4(a)はブロック図、図4(b)は軽負荷状態の動作波形図である。
集積回路20にローサイドスイッチ制御端子LSGを設けると、外付けローサイドトランジスタM3(以下、トランジスタM3)をドライバ34によりオンまたはオフに切替可能となり、同期整流型DC−DCコンバータとして動作可能である。
LSG端子は、例えばNチャネルMOSFETなどからなるトランジスタM3のゲートに接続され、ドライバ34を介してトランジスタM3を制御可である。また、トランジスタM3には破線で表す寄生ダイオードDIPが並列に接続されていると見なすことができる。
FIG. 4 is a diagram illustrating a DC-DC converter according to the second embodiment. 4A is a block diagram, and FIG. 4B is an operation waveform diagram in a light load state.
When the low-side switch control terminal LSG is provided in the
The LSG terminal is connected to the gate of a transistor M3 made of, for example, an N-channel MOSFET, and can control the transistor M3 via the
時間t12において、トランジスタM1はオンからオフに転じるが、トランジスタM3は相補的にオフからオンに転じる。LX端子電圧VLXは、時間t12において一旦マイナスVFP(寄生ダイオードDIPの順方向電圧)となるが、時間t13においてインダクタ電流ILがゼロになるとともにGNDに戻る。トランジスタM3がオンであるので出力キャパシタ42に蓄積された電荷が、トランジスタM3を介して時間t13から逆流を始める。
At time t12, the transistor M1 turns from on to off, but the transistor M3 complementarily turns from off to on. LX terminal voltage VLX is once a minus VF P (forward voltage of the parasitic diode DI P) at time t12, the flow returns to GND with the inductor current IL reaches zero at time t13. Since the transistor M3 is on, the charge accumulated in the
時間t14で再びトランジスタM1がオンに転じると、t14〜t15の期間においてインダクタ電流ILは再び増加する。t13〜t14の期間、LX端子電圧VLXは、例えば0〜0.1VのようにGNDよりも僅かに高い状態となるが、インダクタ電流ILはトランジスタM3を介して逆流可能であるので図2に表す実施形態のように出力電圧VO近傍に上昇し振動することはない。 When the transistor M1 turns on again at time t14, the inductor current IL increases again in the period from t14 to t15. During the period from t13 to t14, the LX terminal voltage VLX is in a state slightly higher than GND, for example, from 0 to 0.1 V, but the inductor current IL can be reversed through the transistor M3 and is shown in FIG. As in the embodiment, it does not rise and vibrate near the output voltage VO.
この場合、第1の基準電圧Vref1を、例えば0.2〜0.3Vに設定すると、電圧検出器36がVLX<Vref1であることを検出可能である。このために、Ton信号を毎周期生成するように、第1制御ロジック28がTon発生器26を制御し、トランジスタM1を毎周期オンとできる。すなわち、連続動作モード状態において、同期整流型DC−DCコンバータの制御が容易となる。
In this case, when the first reference voltage Vref1 is set to 0.2 to 0.3 V, for example, the
なお、MOSFETなどのスイッチングトランジスタの電圧降下はダイオードの順方向電圧VFよりも小さいので、重負荷状態において同期整流型コンバータの効率はダイオード整流型インバータの効率よりも高くすることが容易である。 Since the voltage drop of a switching transistor such as a MOSFET is smaller than the forward voltage VF of the diode, the efficiency of the synchronous rectification converter can be easily made higher than that of the diode rectification inverter in a heavy load state.
このように、本実施形態の集積回路20を用いてダイオード整流型及び同期整流型DC−DCコンバータをそれぞれ構成すると、集積回路20のチップの共通部品化が可能となり、主要部品数を削減し、工程管理が容易となる。
As described above, if each of the diode rectification type and the synchronous rectification type DC-DC converter is configured using the integrated
以上、図面を参照しつつ、本発明の実施の形態について説明した。しかしながら本発明はこれらの実施形態には限定されない。例えば、DC−DCコンバータを構成するトランジスタ、そのドライバ、LX端子電圧検出器、制御回路、インダクタ、キャパシタ、平滑回路、抵抗、整流素子の配置、サイズ、形状、材質などに関して当業者が設計変更を行ったものであっても、本発明の主旨を逸脱しない限り本発明の範囲に包含される。 The embodiments of the present invention have been described above with reference to the drawings. However, the present invention is not limited to these embodiments. For example, a person skilled in the art can change the design of a transistor that constitutes a DC-DC converter, its driver, LX terminal voltage detector, control circuit, inductor, capacitor, smoothing circuit, resistor, rectifier arrangement, size, shape, material, etc. What has been done is included in the scope of the present invention without departing from the spirit of the present invention.
10 DC−DCコンバータ、20 集積回路、22 制御回路、36 電圧検出器、38 エラーアンプ、40 インダクタ、41 平滑回路、42 出力キャパシタ、43、44 電圧検出抵抗、46 ダイオード、VIN 入力電圧、VO 出力電圧、VFB 帰還電圧、LX(端子) スイッチング(端子)、LSG(端子) ローサイドスイッチ制御(端子)、M1 ハイサイドトランジスタ、M3 ローサイドトランジスタ、Vref1 第1の基準電圧、Vref2 第2の基準電圧 10 DC-DC converter, 20 integrated circuit, 22 control circuit, 36 voltage detector, 38 error amplifier, 40 inductor, 41 smoothing circuit, 42 output capacitor, 43, 44 voltage detection resistor, 46 diode, VIN input voltage, VO output Voltage, VFB feedback voltage, LX (terminal) Switching (terminal), LSG (terminal) Low side switch control (terminal), M1 high side transistor, M3 low side transistor, Vref1 first reference voltage, Vref2 second reference voltage
Claims (3)
出力端子と、
前記スイッチング端子と前記出力端子との間に介挿されたインダクタと、
前記出力端子と接地との間に介挿され、前記インダクタとともに平滑回路を構成する出力キャパシタと、
前記ハイサイドトランジスタのオフ状態において、前記出力キャパシタからの逆流電流を阻止可能とするように前記スイッチング端子と前記接地との間に介挿されたダイオードと、
接続点電圧が前記帰還端子へ帰還可能であるように直列に接続され、前記出力端子と前記接地との間に介挿された電圧検出抵抗と、
を備えたことを特徴とするDC−DCコンバータ。 A switching terminal, a feedback terminal, a high-side transistor capable of outputting a voltage via the switching terminal in an ON state, a voltage detector capable of comparing the voltage of the switching terminal with a first reference voltage, and the feedback An integrated circuit for a DC-DC converter having an error amplifier capable of generating an error signal from a terminal voltage and a second reference voltage, and a control circuit, wherein the switching terminal of the high-side transistor is turned off. When the voltage detector detects that the voltage is higher than the first reference voltage, in the next period when the error signal detects that the voltage at the feedback terminal is higher than the second reference voltage. The control circuit turns off the high-side transistor, and the voltage at the feedback terminal is lower than the second reference voltage. A DC-DC converter integrated circuit and the control circuit to turn on the high-side transistor in the next cycle which is detected by the error signal,
An output terminal;
An inductor interposed between the switching terminal and the output terminal;
An output capacitor interposed between the output terminal and the ground, and forming a smoothing circuit together with the inductor;
A diode interposed between the switching terminal and the ground so as to prevent a reverse current from the output capacitor in an off state of the high-side transistor;
A voltage detecting resistor connected in series so that a connection point voltage can be fed back to the feedback terminal, and inserted between the output terminal and the ground;
A DC-DC converter comprising:
出力端子と、
前記スイッチング端子と前記出力端子との間に介挿されたインダクタと、
前記出力端子と接地との間に介挿され、前記インダクタと共に平滑回路を構成する出力キャパシタと、
前記ローサイドスイッチ制御端子を介して出力された前記制御信号により、前記ハイサイドトランジスタに対して相補的にオンまたはオフに切替えられ、前記スイッチング端子と前記接地との間に介挿されたローサイドトランジスタと、
接続点電圧が前記帰還端子へ帰還可能であるように直列に接続され、前記出力端子と前記接地との間に介挿された電圧検出抵抗と、
を備えたことを特徴とするDC−DCコンバータ。 A switching terminal, a feedback terminal, a low-side switch control terminal, a high-side transistor capable of outputting a voltage via the switching terminal in an ON state, and a voltage capable of comparing the voltage of the switching terminal and the first reference voltage An integrated circuit for a DC-DC converter, comprising: a detector; an error amplifier capable of generating an error signal from the voltage of the feedback terminal and the second reference voltage; and a control circuit. When the voltage detector detects that the voltage at the switching terminal is lower than the first reference voltage in a state, the control circuit controls the high-side transistor to turn on every cycle and sets the low-side switch control terminal to DC-DC that outputs a control signal for switching an external transistor on or off via And a converter for an integrated circuit,
An output terminal;
An inductor interposed between the switching terminal and the output terminal;
An output capacitor interposed between the output terminal and the ground, and forming a smoothing circuit together with the inductor;
A low-side transistor interposed between the switching terminal and the ground, which is complementarily switched on or off with respect to the high-side transistor by the control signal output via the low-side switch control terminal; ,
A voltage detecting resistor connected in series so that a connection point voltage can be fed back to the feedback terminal, and inserted between the output terminal and the ground;
A DC-DC converter comprising:
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---|---|---|---|---|
JP2013080640A (en) * | 2011-10-05 | 2013-05-02 | Mitsubishi Electric Corp | Power supply device and lighting apparatus |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006333616A (en) * | 2005-05-25 | 2006-12-07 | Rohm Co Ltd | Switching regulator control circuit/control method and power supply/electronic apparatus using them |
JP2007006555A (en) * | 2005-06-21 | 2007-01-11 | Rohm Co Ltd | Step-down switching regulator, control circuit for the same, and electronic device using the same |
JP2007053892A (en) * | 2005-07-20 | 2007-03-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Dc-dc converter |
JP2008072786A (en) * | 2006-09-12 | 2008-03-27 | Ricoh Co Ltd | Switching regulator, and its control circuit and operation control method |
JP2008104285A (en) * | 2006-10-18 | 2008-05-01 | Ac Technologies Kk | Switching power supply method |
-
2010
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Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006333616A (en) * | 2005-05-25 | 2006-12-07 | Rohm Co Ltd | Switching regulator control circuit/control method and power supply/electronic apparatus using them |
JP2007006555A (en) * | 2005-06-21 | 2007-01-11 | Rohm Co Ltd | Step-down switching regulator, control circuit for the same, and electronic device using the same |
JP2007053892A (en) * | 2005-07-20 | 2007-03-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Dc-dc converter |
JP2008072786A (en) * | 2006-09-12 | 2008-03-27 | Ricoh Co Ltd | Switching regulator, and its control circuit and operation control method |
JP2008104285A (en) * | 2006-10-18 | 2008-05-01 | Ac Technologies Kk | Switching power supply method |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013080640A (en) * | 2011-10-05 | 2013-05-02 | Mitsubishi Electric Corp | Power supply device and lighting apparatus |
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