JP2011041339A

JP2011041339A - Dc-dc converter circuit

Info

Publication number: JP2011041339A
Application number: JP2009183458A
Authority: JP
Inventors: Shinichi Mogi; 進一茂木
Original assignee: Yanmar Co Ltd
Current assignee: Yanmar Co Ltd
Priority date: 2009-08-06
Filing date: 2009-08-06
Publication date: 2011-02-24

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a DC-DC converter circuit that enables quick mode switching and more reduction in conduction loss by semiconductor elements than a conventional circuit, thereby improving the power conversion efficiency. SOLUTION: The DC-DC converter circuit 10 includes first to sixth semiconductor switches S1-S6 and an inductor L, wherein all of the first to third semiconductor switches S1-S3 are connected to one end of the inductor L; all of the fourth to sixth semiconductor switches S4-S6 are connected to the other end of the inductor L; a first voltage source E1 is connected to the ends on the opposite sides of the connecting ends at which the first and fourth semiconductor switches S1, S4 are connected to the inductor L; a second voltage source E2 is connected to ends at the opposite sides of the connecting ends at which the second and fifth semiconductor switches S2, S5 are connected to the inductor L; and both the first voltage source E1 and the second voltage source E2 are connected to ends, on the opposite sides of the connecting ends at which the third and sixth semiconductor switches S3, S6 are connected to the inductor L. COPYRIGHT: (C)2011,JPO&INPIT

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路に関するものであり、特に、双方向昇降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ回路における導通損低減に関するものである。 The present invention relates to a DC-DC converter circuit, and more particularly to reduction of conduction loss in a bidirectional buck-boost DC-DC converter circuit.

ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、例えば、第１及び第２直流電圧源（以下、単に第１及び第２電圧源という）の間に接続され、第１及び第２電圧源の出力電圧に基づき、第１電圧源から第２電圧源に電力を供給したり、或いは、第２電圧源から第１電圧源に電力を供給したりすることが可能な双方向形のスイッチング回路として用いられる。 The DC-DC converter circuit is connected between, for example, a first DC voltage source and a second DC voltage source (hereinafter simply referred to as a first voltage source and a second voltage source), and based on output voltages of the first voltage source and the second voltage source, It is used as a bidirectional switching circuit capable of supplying power from one voltage source to the second voltage source or supplying power from the second voltage source to the first voltage source.

例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、作業車両などの電動車両に用いられることがある。電動車両は、一般的に、バッテリやキャパシタ等の蓄電装置からの直流電力をインバータ回路等の電力変換回路にて交流電力に変換して得られた交流電力でモータ等の車両駆動電動機を作動させるようになっている。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、第１電圧源として作用する蓄電装置と、インバータ回路等の電力変換回路が接続された第２電圧源との間に設けられ、力行モード時には蓄電装置から電力変換回路に電力を供給する一方、回生モード時には電力変換回路から蓄電装置に電力を供給することが可能な構成とされている。 For example, the DC-DC converter circuit may be used for an electric vehicle such as a work vehicle. In general, an electric vehicle operates a vehicle driving motor such as a motor with AC power obtained by converting DC power from a power storage device such as a battery or a capacitor into AC power using a power conversion circuit such as an inverter circuit. It is like that. The DC-DC converter circuit is provided between the power storage device acting as the first voltage source and the second voltage source to which a power conversion circuit such as an inverter circuit is connected, and converts power from the power storage device in the powering mode. While power is supplied to the circuit, power can be supplied from the power conversion circuit to the power storage device in the regeneration mode.

従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路として、例えば、下記特許文献１に記載のチョッパ回路（特許文献１の図１参照）がある。 As a conventional DC-DC converter circuit, for example, there is a chopper circuit described in Patent Document 1 (see FIG. 1 of Patent Document 1).

図１０は、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の一例を示す回路図である。図１０に示すＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、第１から第４までの半導体スイッチ１２１〜１２４と、第１から第４までのダイオード１２５〜１２８と、インダクタ１２９とを備えている。 FIG. 10 is a circuit diagram showing an example of a conventional DC-DC converter circuit. The DC-DC converter circuit shown in FIG. 10 includes first to fourth semiconductor switches 121 to 124, first to fourth diodes 125 to 128, and an inductor 129.

第１から第４半導体スイッチ１２１〜１２４は、何れも一方向にのみ電流を流すことができる半導体デバイスである。第１及び第２ダイオード１２５，１２６は、それぞれ、第１及び第２半導体スイッチ１２１，１２２に対して電流を流すことができる方向を逆にしてそれぞれ並列接続されており、第１半導体スイッチ１２１に並列接続された第１ダイオード１２５のカソード側と、第２半導体スイッチ１２２に並列接続された第２ダイオード１２６のアノード側とが接続されている。 Each of the first to fourth semiconductor switches 121 to 124 is a semiconductor device that can flow a current only in one direction. The first and second diodes 125 and 126 are respectively connected in parallel with the first semiconductor switch 121 and the second semiconductor switch 121 and 122 being connected in parallel, with the direction in which current can flow reversed. The cathode side of the first diode 125 connected in parallel and the anode side of the second diode 126 connected in parallel to the second semiconductor switch 122 are connected.

第３半導体スイッチ１２３の電流流入側と第１半導体スイッチ１２１に並列接続された第１ダイオード１２５のカソード側とが接続されており、第４ダイオード１２８のカソード側と第２半導体スイッチ１２２に並列接続された第２ダイオード１２６のアノード側とが接続されている。 The current inflow side of the third semiconductor switch 123 and the cathode side of the first diode 125 connected in parallel to the first semiconductor switch 121 are connected, and the cathode side of the fourth diode 128 and the second semiconductor switch 122 are connected in parallel. The second diode 126 is connected to the anode side.

インダクタ１２９は、一端が第３半導体スイッチ１２３の電流流出側及び第３ダイオード１２７のカソード側の双方に接続され、かつ、他端が第４ダイオード１２８のアノード側及び第４半導体スイッチ１２４の電流流入側の双方に接続されている。 The inductor 129 has one end connected to both the current outflow side of the third semiconductor switch 123 and the cathode side of the third diode 127, and the other end connected to the anode side of the fourth diode 128 and the current inflow of the fourth semiconductor switch 124. Is connected to both sides.

そして、図１０に示すＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、第１半導体スイッチ１２１に並列接続された第１ダイオード１２５のアノード側と第３ダイオード１２７のアノード側との間に第１電圧源１１０が接続され、第２半導体スイッチ１２２に並列接続された第２ダイオード１２６のカソード側と第４半導体スイッチ１２４の電流流出側との間に第２電圧源１２０が接続されるようになっている。 In the DC-DC converter circuit shown in FIG. 10, the first voltage source 110 is connected between the anode side of the first diode 125 and the anode side of the third diode 127 connected in parallel to the first semiconductor switch 121. The second voltage source 120 is connected between the cathode side of the second diode 126 connected in parallel to the second semiconductor switch 122 and the current outflow side of the fourth semiconductor switch 124.

このような従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路では、各半導体スイッチ１２１〜１２４のオン状態及びオフ状態を示す動作モードとして、次の力行モード及び回生モードを例示できる。 In such a conventional DC-DC converter circuit, the following power running mode and regenerative mode can be exemplified as the operation modes indicating the on and off states of the semiconductor switches 121 to 124.

図１１は、図１０に示すＤＣ−ＤＣコンバータ回路において力行モードで動作している状態を示す図である。 FIG. 11 is a diagram illustrating a state where the DC-DC converter circuit illustrated in FIG. 10 is operating in the power running mode.

力行モードは、例えば、図１１に示すように、第１電圧源１１０から第１ダイオード１２５、第３半導体スイッチ１２３、インダクタ１２９及び第４半導体スイッチ１２４を経て第１電圧源１１０に戻る電流経路Ｒａを形成するモードとされている。 For example, as shown in FIG. 11, the power running mode is a current path Ra that returns from the first voltage source 110 to the first voltage source 110 through the first diode 125, the third semiconductor switch 123, the inductor 129, and the fourth semiconductor switch 124. It is set as the mode which forms.

また、図１２は、図１０に示すＤＣ−ＤＣコンバータ回路において回生モードで動作している状態を示す図である。 FIG. 12 is a diagram illustrating a state in which the DC-DC converter circuit illustrated in FIG. 10 is operating in the regeneration mode.

回生モードは、例えば、図１２に示すように、第１電圧源１１０から第３ダイオード１２７、インダクタ１２９及び第４ダイオード１２８及び第１半導体スイッチ１２１を経て第１電圧源１１０に戻る電流経路Ｒｂを形成するモードとされている。 In the regeneration mode, for example, as shown in FIG. 12, a current path Rb from the first voltage source 110 to the first voltage source 110 via the third diode 127, the inductor 129, the fourth diode 128, and the first semiconductor switch 121 is obtained. It is a mode to form.

このような従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路では、力行モードの電流経路Ｒａ及び回生モードの電流経路Ｒｂにおいて、インダクタ１２９に流れる電流の向きを一定方向にしている。こうすることで、各半導体スイッチ１２１〜１２４のオン状態及びオフ状態の動作切換により力行モードと回生モードとのモード切換を行う場合において、インダクタ１２９に流れる電流を反転させることがないので、その分、モード切換に要する時間を削減でき、迅速なモード切換処理を行うことができる。しかし、第１電圧源１１０の出力電圧Ｖ１が第２電圧源１２０の出力電圧Ｖ２よりも大きい場合には、第１及び第２ダイオード１２５，１２６がオン状態となり、出力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２とが等しくなるため、第２電圧源１２０の出力電圧Ｖ２を第１電圧源１１０の出力電圧Ｖ１以下に降圧することができない。 In such a conventional DC-DC converter circuit, in the current path Ra in the power running mode and the current path Rb in the regenerative mode, the direction of the current flowing through the inductor 129 is made constant. In this way, when the mode switching between the power running mode and the regenerative mode is performed by switching the operation of each of the semiconductor switches 121 to 124 between the on state and the off state, the current flowing through the inductor 129 is not reversed. The time required for mode switching can be reduced, and a quick mode switching process can be performed. However, when the output voltage V1 of the first voltage source 110 is higher than the output voltage V2 of the second voltage source 120, the first and second diodes 125 and 126 are turned on, and the output voltage V1 and the output voltage V2 Therefore, the output voltage V2 of the second voltage source 120 cannot be reduced below the output voltage V1 of the first voltage source 110.

特開２００７−１５１３１１号公報JP 2007-151111 A

ところで、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路においては、電流が通過する半導体素子の数が多くなれば、それだけ導通損が大きくなり、それに伴って電力変換効率が低下する。 By the way, in a DC-DC converter circuit, if the number of semiconductor elements through which current passes increases, the conduction loss increases accordingly, and the power conversion efficiency decreases accordingly.

図１０に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路では、半導体素子として、例えば、力行モード（図１１参照）で第１ダイオード１２５及び第３半導体スイッチ１２３及び第４半導体スイッチ１２４に電流が通過することになる。また、回生モード（図１２参照）で第３ダイオード１２７、第４ダイオード１２８及び第１半導体スイッチ１２１に電流が通過することになる。つまり、力行モード及び回生モードの何れのモードにおいても、少なくとも三つの半導体素子に対して電流が通過するため、それだけ導通損が大きくなり、それに伴って電力変換効率が低下する。 In the conventional DC-DC converter circuit shown in FIG. 10, as a semiconductor element, for example, a current passes through the first diode 125, the third semiconductor switch 123, and the fourth semiconductor switch 124 in a powering mode (see FIG. 11). Become. Further, current passes through the third diode 127, the fourth diode 128, and the first semiconductor switch 121 in the regeneration mode (see FIG. 12). That is, in both the power running mode and the regenerative mode, since current passes through at least three semiconductor elements, the conduction loss increases accordingly, and the power conversion efficiency decreases accordingly.

そこで、本発明は、力行モードと回生モードとの迅速なモード切換処理を行うことができる上、従来よりも半導体素子の導通損を低減でき、これにより電力変換効率を向上させることができるＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供することを目的とする。 Therefore, the present invention can perform a mode switching process between the power running mode and the regenerative mode more quickly, and can reduce the conduction loss of the semiconductor element as compared with the conventional DC-, thereby improving the power conversion efficiency. An object is to provide a DC converter circuit.

本発明は、前記課題を解決するために、それぞれが一方向に電流を流すことができる第１から第６までの半導体スイッチと、インダクタとを備え、前記第１から第３までの半導体スイッチは、何れも前記インダクタの一端に対して電流が流入する向きに接続されており、前記第４から第６までの半導体スイッチは、何れも前記インダクタの他端に対して電流が流出する向きに接続されており、前記第１及び第４の半導体スイッチの前記インダクタの接続端とは反対側端に第１電圧源の陽極側が接続され、前記第２及び第５の半導体スイッチの前記インダクタの接続端とは反対側端に第２電圧源の陽極側が接続され、前記第３及び第６の半導体スイッチの前記インダクタの接続端とは反対側端に前記第１電圧源の陰極側と前記第２電圧源の陰極側との双方が接続されることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供する。 In order to solve the above-described problems, the present invention includes first to sixth semiconductor switches each capable of flowing a current in one direction, and an inductor, wherein the first to third semiconductor switches include , Both are connected in a direction in which current flows into one end of the inductor, and all of the fourth to sixth semiconductor switches are connected in directions in which current flows out to the other end of the inductor. And the anode side of the first voltage source is connected to the end of the first and fourth semiconductor switches opposite to the connection end of the inductor, and the connection end of the inductor of the second and fifth semiconductor switches. The anode side of the second voltage source is connected to the opposite end to the cathode side of the first voltage source and the second voltage to the opposite ends of the inductors of the third and sixth semiconductor switches. Source cathode Both the can to provide a DC-DC converter circuit, characterized in that it is connected.

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路によれば、前記第１電圧源と前記第２電圧源との間で双方向に出力電圧の昇降圧を行うことができる。また、前記第１電圧源と前記第２電圧源との間で双方向に電力を供給することができる。さらに、前記インダクタに流れる電流の向きを一定方向にすることができる。こうすることで、前記各半導体スイッチのオン状態及びオフ状態の動作切換により力行モードと回生モードとのモード切換を行う場合において、前記インダクタに流れる電流を反転させることがないので、その分、モード切換に要する時間を削減でき、迅速なモード切換処理を行うことができる。しかも、少なくとも二つの半導体素子（従来に比べて３分の２の半導体素子）に対して電流を通過させることができ、それだけ導通損を低減でき、これにより電力変換効率を向上させることができる。なお、この作用効果については、以下の実施の形態で詳しく説明する。 According to the DC-DC converter circuit of the present invention, the output voltage can be stepped up and down in both directions between the first voltage source and the second voltage source. In addition, power can be supplied bidirectionally between the first voltage source and the second voltage source. Furthermore, the direction of the current flowing through the inductor can be made constant. In this way, when switching between the power running mode and the regenerative mode by switching the operation of each semiconductor switch between the on state and the off state, the current flowing through the inductor is not reversed. Time required for switching can be reduced, and quick mode switching processing can be performed. In addition, current can be passed through at least two semiconductor elements (semiconductor elements that are two-thirds of the conventional semiconductor elements), and the conduction loss can be reduced accordingly, thereby improving the power conversion efficiency. This effect will be described in detail in the following embodiment.

ところで、インバータ回路等の電力変換回路に利用されているモジュールとして、二つの逆導通形の半導体素子を直列接続して一体的に形成したモジュール（いわゆる２ｉｎ１モジュール）が市販されている。本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路おいて、電力容量等の設計仕様によっては、この２ｉｎ１モジュールを用いることが好ましい場合がある。 By the way, as a module used in a power conversion circuit such as an inverter circuit, a module (so-called 2-in-1 module) in which two reverse conducting semiconductor elements are connected in series and formed integrally is commercially available. In the DC-DC converter circuit according to the present invention, it may be preferable to use this 2-in-1 module depending on design specifications such as power capacity.

かかる観点から、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、２ｉｎ１モジュールを適用できる回路を構成することが可能な態様として、前記第１から第６までの半導体スイッチが、それぞれ、電流をオン，オフ制御できる方向とは逆の方向に電流を流せるように前記第１から第６までの半導体スイッチに並列接続された第１から第６までのダイオードと、前記第１から第６までの半導体スイッチと前記インダクタとの間に、それぞれ、前記第１から第６までのダイオードと逆方向に電流を流すことができるように接続された第７から第１２までのダイオードとをさらに備えている態様を例示できる。 From such a viewpoint, in the DC-DC converter circuit according to the present invention, as an aspect capable of constructing a circuit to which a 2 in 1 module can be applied, the first to sixth semiconductor switches turn on and off current, respectively. First to sixth diodes connected in parallel to the first to sixth semiconductor switches so as to allow a current to flow in a direction opposite to the controllable direction; and the first to sixth semiconductor switches; Illustrated is an aspect further comprising seventh to twelfth diodes connected so as to allow current to flow in the opposite direction to the first to sixth diodes, respectively, between the inductors. it can.

なお、前記半導体スイッチとしては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）及びＧＴＯ（Gate Turn-Off thyristor）等の半導体スイッチを例示できる。前記逆導通形の半導体素子としては、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ等の半導体スイッチに対して電流を流すことができる方向を逆にしてダイオードを並列接続した半導体素子、ＭＯＳＦＥＴ等のように半導体の構造的に寄生ダイオード（または、ボディダイオード）が存在する半導体素子を例示でき、例えば、逆導通形のＩＧＢＴ素子、逆導通形のＭＯＳＦＥＴ素子、逆導通形のＧＴＯ素子を挙げることができる。 Examples of the semiconductor switch include semiconductor switches such as IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor), and GTO (Gate Turn-Off thyristor). As the reverse conducting semiconductor element, a semiconductor element such as a semiconductor element or a MOSFET in which diodes are connected in parallel with the direction in which a current can flow can be reversed with respect to a semiconductor switch such as IGBT, GTO, etc. A semiconductor element in which a diode (or body diode) is present can be exemplified, and examples thereof include a reverse conduction type IGBT element, a reverse conduction type MOSFET element, and a reverse conduction type GTO element.

また、各半導体スイッチに対して、それぞれ、ゲートドライブ電源を用いてもよいが、電力容量等の設計仕様によっては、半導体スイッチに対して共通のゲートドライブ電源を用いてゲートドライブ電源の個数を削減することが好ましい場合がある。 A gate drive power supply may be used for each semiconductor switch. However, depending on the design specifications such as power capacity, the number of gate drive power supplies can be reduced by using a common gate drive power supply for the semiconductor switches. It may be preferable to do so.

かかる観点から、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、ゲートドライブ電源の個数を削減できる回路を構成することが可能な態様として、前記第１から第３までの半導体スイッチが、それぞれ、電流をオン，オフ制御できる方向とは逆の方向に電流を流せるように前記第１から第３までの半導体スイッチに並列接続された第１から第３までのダイオードと、前記第１の半導体スイッチと前記第１電圧源の陽極側との間に、前記第１のダイオードと逆の方向に電流を流すことができるように接続された第４のダイオードと、前記第２の半導体スイッチと前記第２電圧源の陽極側との間に、前記第２のダイオードと逆の方向に電流を流すことができるように接続された第５のダイオードと、前記第３の半導体スイッチと前記第１電圧源及び前記第２電圧源の双方の陰極側との間に、前記第３のダイオードと逆の方向に電流を流すことができるように接続された第６のダイオードとをさらに備えている態様を例示できる。 From this point of view, in the DC-DC converter circuit according to the present invention, as an aspect capable of configuring a circuit capable of reducing the number of gate drive power supplies, the first to third semiconductor switches each have a current. First to third diodes connected in parallel to the first to third semiconductor switches so as to allow a current to flow in a direction opposite to the direction in which the on / off control can be performed; the first semiconductor switch; A fourth diode connected to the anode side of the first voltage source so that a current can flow in a direction opposite to the first diode; the second semiconductor switch; and the second voltage. A fifth diode connected to the anode side of the source so as to allow a current to flow in a direction opposite to that of the second diode; the third semiconductor switch; and the first voltage. And a sixth diode connected between the second voltage source and the cathode side of the second voltage source so as to allow a current to flow in a direction opposite to that of the third diode. it can.

また、高電圧による前記第１から第６までの半導体スイッチの破壊を防止する観点からは、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、次の（ａ）から（ｃ）までの態様にすることが好ましい。すなわち、
（ａ）の態様として、前記インダクタに電流が流れている場合は、前記第１から第３までの半導体スイッチのうちの１個以上の半導体スイッチと、前記第４から第６までの半導体スイッチのうちの１個以上の半導体スイッチとを常時オン状態とするための手段を備える態様を例示できる。 Further, from the viewpoint of preventing the breakdown of the first to sixth semiconductor switches due to the high voltage, in the DC-DC converter circuit according to the present invention, the following aspects (a) to (c) are adopted. Is preferred. That is,
As an aspect of (a), when a current flows through the inductor, one or more semiconductor switches among the first to third semiconductor switches and the fourth to sixth semiconductor switches A mode provided with a means for making one or more semiconductor switches of them always into an ON state can be illustrated.

（ｂ）の態様として、前記インダクタに電流が流れている場合は、前記第１から第３までの半導体スイッチのうちの一つ又は二つの半導体スイッチをオフ状態とする前に、前記第１から第３までの半導体スイッチのうちの該オフ状態とする半導体スイッチ以外の半導体スイッチの少なくとも一つを事前にオン状態とし、かつ、前記第４から第６までの半導体スイッチのうちの一つ又は二つの半導体スイッチをオフ状態とする前に、前記第４から第６までの半導体スイッチのうちの該オフ状態とする半導体スイッチ以外の半導体スイッチの少なくとも一つを事前にオン状態とするための手段を備える態様を例示できる。 As an aspect of (b), when a current flows through the inductor, the first to third semiconductor switches are turned off before turning one or two of the first to third semiconductor switches off. At least one of the third semiconductor switches other than the semiconductor switch to be turned off is turned on in advance, and one or two of the fourth to sixth semiconductor switches are turned on. Means for previously turning on at least one of the semiconductor switches other than the semiconductor switch to be turned off among the fourth to sixth semiconductor switches before turning off the two semiconductor switches. The aspect provided can be illustrated.

（ｃ）の態様として、前記インダクタに電流が流れている状態で、前記第１から第６までの半導体スイッチのオン状態及びオフ状態を示す動作モードを変更する場合においては、変更前の動作モードでオン状態としている全ての半導体スイッチを動作モードの変更後も一定時間オン状態とするための手段、または、変更後の動作モードでオン状態にする全ての半導体スイッチを動作モードの変更前に一定時間オン状態とするための手段を備える態様を例示できる。 As an aspect of (c), when changing the operation mode indicating the on state and the off state of the first to sixth semiconductor switches in a state where a current flows through the inductor, the operation mode before the change Means for turning on all semiconductor switches that are in the ON state for a certain period of time after the change of the operation mode, or all semiconductor switches that are turned on in the changed operation mode before the change of the operation mode A mode provided with the means for making it time on can be illustrated.

以上説明したように、本発明によると、力行モードと回生モードとの迅速なモード切換処理を行うことができる上、従来よりも半導体素子の導通損を低減でき、これにより電力変換効率を向上させることができるＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供することができる。 As described above, according to the present invention, the mode switching process between the power running mode and the regenerative mode can be performed quickly, and the conduction loss of the semiconductor element can be reduced as compared with the conventional one, thereby improving the power conversion efficiency. The DC-DC converter circuit which can be provided can be provided.

本発明の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路を示す回路図である。It is a circuit diagram showing a DC-DC converter circuit concerning an embodiment of the invention. 図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて力行モードで動作している状態を示す図であって、図（ａ）は、第１モードを示す図であり、図（ｂ）は、第２モードを示す図であり、図（ｃ）は、第３モードを示す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating a state in which the DC-DC converter illustrated in FIG. 1 is operating in a powering mode, in which FIG. (A) illustrates a first mode, and (b) illustrates a second mode. FIG. 8C is a diagram illustrating the third mode. 図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて回生モードで動作している状態を示す図であって、図（ａ）は、第４モードを示す図であり、図（ｂ）は、第５モードを示す図であり、図（ｃ）は、第６モードを示す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating a state in which the DC-DC converter illustrated in FIG. 1 is operating in a regenerative mode, in which FIG. (A) illustrates a fourth mode, and (b) illustrates a fifth mode. FIG. 8C is a diagram showing the sixth mode. 図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ回路において環流モードで動作している状態を示す図であって、図（ａ）は、第７モードを示す図であり、図（ｂ）は、第８モードを示す図であり、図（ｃ）は、第９モードを示す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating a state in which the DC-DC converter circuit illustrated in FIG. 1 operates in a reflux mode, in which FIG. (A) illustrates a seventh mode, and FIG. (B) illustrates an eighth mode. FIG. 10C is a diagram illustrating the ninth mode. 第１から第６半導体スイッチに用いることができる２ｉｎ１モジュールの例を示す図である。It is a figure which shows the example of the 2 in 1 module which can be used for the 1st-6th semiconductor switch. ２ｉｎ１モジュールを適用できる回路を構成することが可能な第１実施例の回路図である。It is a circuit diagram of the 1st example which can constitute a circuit which can apply 2in1 module. ゲートドライブ電源の個数を削減できる回路を構成することが可能な第２実施例の回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of a second embodiment capable of configuring a circuit that can reduce the number of gate drive power supplies. 第３制御例において第１から第９モードのうち一のモードから他のモードへ動作モードを変更する場合での一例を示す状態遷移図であって、図（ａ）は、第１モードの状態を示す図であり、図（ｂ）は、転流状態における電流経路が一通りである場合の一例である第１モードから第２モードへの転流状態を示す図であり、図（ｃ）は、第２モードの状態を示す図である。FIG. 9 is a state transition diagram showing an example of a case where the operation mode is changed from one mode to another mode among the first to ninth modes in the third control example, and FIG. FIG. 5B is a diagram showing a commutation state from the first mode to the second mode, which is an example in the case where there are one current path in the commutation state, and FIG. These are figures which show the state of 2nd mode. 第３制御例において第１から第９モードのうち一のモードから他のモードへ動作モードを変更する場合での一例を示す状態遷移図であって、図（ａ）は、第１モードの状態を示す図であり、図（ｂ）は、転流状態における電流経路が二通りであり、第１電圧源の出力電圧と第２電圧源の出力電圧との大小関係によって電流経路が異なる場合の一例である第１モードから第５モードへの転流状態を示す図であり、図（ｃ）は、第５モードの状態を示す図である。FIG. 9 is a state transition diagram showing an example of a case where the operation mode is changed from one mode to another mode among the first to ninth modes in the third control example, and FIG. FIG. 4B shows a case where there are two current paths in the commutation state, and the current paths differ depending on the magnitude relationship between the output voltage of the first voltage source and the output voltage of the second voltage source. It is a figure which shows the commutation state from the 1st mode which is an example to the 5th mode, and a figure (c) is a figure which shows the state of a 5th mode. 従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の一例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows an example of the conventional DC-DC converter circuit. 図１０に示すＤＣ−ＤＣコンバータ回路において力行モードで動作している状態を示す図である。It is a figure which shows the state which is operate | moving in power running mode in the DC-DC converter circuit shown in FIG. 図１０に示すＤＣ−ＤＣコンバータ回路において回生モードで動作している状態を示す図である。It is a figure which shows the state which is operate | moving in regeneration mode in the DC-DC converter circuit shown in FIG.

以下、本発明の実施の形態について添付図面を参照しつつ説明する。なお、以下の実施の形態は、本発明を具体化した例であって、本発明の技術的範囲を限定する性格のものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. The following embodiments are examples embodying the present invention, and are not of a nature that limits the technical scope of the present invention.

図１は、本発明の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０を示す回路図である。 FIG. 1 is a circuit diagram showing a DC-DC converter circuit 10 according to an embodiment of the present invention.

図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０は、第１から第６半導体スイッチＳ１〜Ｓ６と、インダクタＬとを備えている。 The DC-DC converter circuit 10 shown in FIG. 1 includes first to sixth semiconductor switches S1 to S6 and an inductor L.

第１から第６半導体スイッチＳ１〜Ｓ６は、それぞれが一方向に電流を流すことができる半導体デバイスとされている。 Each of the first to sixth semiconductor switches S1 to S6 is a semiconductor device that can flow current in one direction.

第１から第３半導体スイッチＳ１〜Ｓ３は、何れもインダクタＬの一端（接続点Ｂ参照）に対して電流が流入する向きに接続されている。 The first to third semiconductor switches S1 to S3 are all connected to one end of the inductor L (see connection point B) in a direction in which current flows.

第４から第６半導体スイッチＳ４〜Ｓ６は、何れもインダクタＬの他端（接続点Ｃ参照）に対して電流が流出する向きに接続されている。 The fourth to sixth semiconductor switches S4 to S6 are all connected to the other end of the inductor L (see connection point C) in a direction in which current flows out.

そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０は、第１及び第４半導体スイッチＳ１，Ｓ４のインダクタＬの接続端とは反対側端（接続点Ａ参照）に第１電圧源Ｅ１の陽極側が接続され、第２及び第５半導体スイッチＳ２，Ｓ５のインダクタＬの接続端とは反対側端（接続点Ｄ参照）に第２電圧源Ｅ２の陽極側が接続されるようになっている。 In the DC-DC converter circuit 10, the anode side of the first voltage source E1 is connected to the end opposite to the connection end of the inductor L of the first and fourth semiconductor switches S1 and S4 (see connection point A). The anode side of the second voltage source E2 is connected to the end opposite to the connection end of the inductor L of the second and fifth semiconductor switches S2, S5 (see connection point D).

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０は、第３及び第６半導体スイッチＳ３，Ｓ６のインダクタＬの接続端とは反対側端に第１電圧源Ｅ１の陰極側（接続点Ｅ参照）と第２電圧源Ｅ２の陰極側（接続点Ｅ参照）との双方が接続されるようになっている。 In addition, the DC-DC converter circuit 10 includes a cathode side (see connection point E) of the first voltage source E1 and a second voltage at the end opposite to the connection end of the inductor L of the third and sixth semiconductor switches S3 and S6. Both are connected to the cathode side (see connection point E) of the source E2.

なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０が作業車両に適用される場合には、例えば、第１及び第２電圧源Ｅ１，Ｅ２は、バッテリやキャパシタ等の蓄電装置とすることができる。また、第１及び第２電圧源Ｅ１，Ｅ２には、モータ等の車両駆動電動機を作動させるインバータ回路等の電力変換回路を接続することができる。 When the DC-DC converter circuit 10 is applied to a work vehicle, for example, the first and second voltage sources E1, E2 can be power storage devices such as a battery and a capacitor. The first and second voltage sources E1, E2 can be connected to a power conversion circuit such as an inverter circuit that operates a vehicle drive motor such as a motor.

本実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０は、さらに制御装置２０を備えている。制御装置２０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の処理部２１と、記憶部２２とを備えている。記憶部２２は、ＲＯＭ（Read Only Memory）やＲＡＭ（Random Access Memory）等の記憶メモリを含み、各種制御プログラムや必要な関数およびテーブルや、各種のデータを記憶するようになっている。 The DC-DC converter circuit 10 according to the present embodiment further includes a control device 20. The control device 20 includes a processing unit 21 such as a CPU (Central Processing Unit) and a storage unit 22. The storage unit 22 includes a storage memory such as a ROM (Read Only Memory) or a RAM (Random Access Memory), and stores various control programs, necessary functions and tables, and various data.

制御装置２０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の第１から第６半導体スイッチＳ１〜Ｓ６のスイッチング動作を制御するように構成されている。 The control device 20 is configured to control the switching operations of the first to sixth semiconductor switches S 1 to S 6 of the DC-DC converter circuit 10.

本実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０において、第１から第６半導体スイッチＳ１〜Ｓ６のオン状態及びオフ状態を示す動作モードとして、力行モードで動作する次の第１モードから第３モードと、回生モードで動作する次の第４モードから第６モードとを例示できる。 In the DC-DC converter circuit 10 according to the present embodiment, as the operation modes indicating the on state and the off state of the first to sixth semiconductor switches S1 to S6, the following first mode to third mode operating in the powering mode And the following fourth mode to sixth mode operating in the regeneration mode.

図２は、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０において力行モードで動作している状態を示す図である。図２（ａ）は、第１モードを示しており、図２（ｂ）は、第２モードを示しており、図２（ｃ）は、第３モードを示している。 FIG. 2 is a diagram illustrating a state in which the DC-DC converter circuit 10 illustrated in FIG. 1 is operating in the powering mode. FIG. 2 (a) shows the first mode, FIG. 2 (b) shows the second mode, and FIG. 2 (c) shows the third mode.

また、図３は、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０において回生モードで動作している状態を示す図である。図３（ａ）は、第４モードを示しており、図３（ｂ）は、第５モードを示しており、図３（ｃ）は、第６モードを示している。 FIG. 3 is a diagram showing a state where the DC-DC converter circuit 10 shown in FIG. 1 is operating in the regeneration mode. 3A shows the fourth mode, FIG. 3B shows the fifth mode, and FIG. 3C shows the sixth mode.

力行モードにおいては、例えば、第１モードは、図２（ａ）に示すように、第１及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ６がオン状態となり、それ以外の第２から第５半導体スイッチＳ２〜Ｓ５がオフ状態となって、第１電圧源Ｅ１から第１半導体スイッチＳ１、インダクタＬ及び第６半導体スイッチＳ６を経て第１電圧源Ｅ１に戻る第１電流経路Ｒ１を形成するモードとすることができる。 In the power running mode, for example, in the first mode, as shown in FIG. 2A, the first and sixth semiconductor switches S1 and S6 are turned on, and the other second to fifth semiconductor switches S2 to S5 are turned on. Is in an off state, and the first current path R1 from the first voltage source E1 through the first semiconductor switch S1, the inductor L, and the sixth semiconductor switch S6 to the first voltage source E1 can be formed. .

第２モードは、図２（ｂ）に示すように、第１及び第５半導体スイッチＳ１，Ｓ５がオン状態となり、それ以外の第２から第４及び第６半導体スイッチＳ２〜Ｓ４，Ｓ６がオフ状態となって、第１電圧源Ｅ１から第１半導体スイッチＳ１、インダクタＬ、第５半導体スイッチＳ５及び第２電圧源Ｅ２を経て第１電圧源Ｅ１に戻る第２電流経路Ｒ２を形成するモードとすることができる。 In the second mode, as shown in FIG. 2B, the first and fifth semiconductor switches S1 and S5 are turned on, and the other second to fourth and sixth semiconductor switches S2 to S4 and S6 are turned off. A mode of forming a second current path R2 from the first voltage source E1 through the first semiconductor switch S1, the inductor L, the fifth semiconductor switch S5 and the second voltage source E2 to the first voltage source E1. can do.

第３モードは、図２（ｃ）に示すように、第３及び第５半導体スイッチＳ３，Ｓ５がオン状態となり、それ以外の第１、第２、第４及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６がオフ状態となって、第２電圧源Ｅ２から第３半導体スイッチＳ３、インダクタＬ及び第５半導体スイッチＳ５を経て第２電圧源Ｅ２に戻る第３電流経路Ｒ３を形成するモードとすることができる。 In the third mode, as shown in FIG. 2C, the third and fifth semiconductor switches S3 and S5 are turned on, and the other first, second, fourth and sixth semiconductor switches S1, S2, A mode in which S4 and S6 are turned off to form a third current path R3 from the second voltage source E2 to the second voltage source E2 through the third semiconductor switch S3, the inductor L, and the fifth semiconductor switch S5. be able to.

そして、力行モードを実行するときは、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１と第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２との大小関係に応じて、第１モードと第２モードと第３モードとのうち少なくとも二つのモードを短い周期（例えば１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ程度の何れかの周期）で切り換える各種切り換え動作を実行することができる。 When the power running mode is executed, the first mode, the second mode, and the third mode are selected according to the magnitude relationship between the output voltage V1 of the first voltage source E1 and the output voltage V2 of the second voltage source E2. Various switching operations for switching at least two modes at a short cycle (for example, any cycle of about 10 kHz to 100 kHz) can be executed.

具体的には、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも大きい場合には、例えば、第２モードと第３モードとを切り換える切り換え動作を実行することができ、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも小さい場合には、例えば、第１モードと第２モードとを切り換える切り換え動作を実行することができる。第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１と第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２とが等しい場合には、例えば、第１モードと第３モードとを切り換える切り換え動作を実行するか、或いは、第２モードのみを実行することができる。なお、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１と第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２とがほぼ等しい場合（電圧Ｖ１と電圧Ｖ２との差の絶対値が所定範囲内にある場合）に、第１モードと第３モードとを切り換える切り換え動作を実行するか、或いは、第２モードのみを実行してもよい。 Specifically, when the output voltage V1 of the first voltage source E1 is larger than the output voltage V2 of the second voltage source E2, for example, a switching operation for switching between the second mode and the third mode may be executed. If the output voltage V1 of the first voltage source E1 is smaller than the output voltage V2 of the second voltage source E2, for example, a switching operation for switching between the first mode and the second mode can be executed. When the output voltage V1 of the first voltage source E1 and the output voltage V2 of the second voltage source E2 are equal, for example, a switching operation for switching between the first mode and the third mode is executed, or the second mode Can only run. When the output voltage V1 of the first voltage source E1 and the output voltage V2 of the second voltage source E2 are substantially equal (when the absolute value of the difference between the voltage V1 and the voltage V2 is within a predetermined range), A switching operation for switching between the mode and the third mode may be executed, or only the second mode may be executed.

また、回生モードにおいては、例えば、第４モードは、図３（ａ）に示すように、第２及び第６半導体スイッチＳ２，Ｓ６がオン状態となり、それ以外の第１、第３、第４及び第５半導体スイッチＳ１，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５がオフ状態となって、第２電圧源Ｅ２から第２半導体スイッチＳ２、インダクタＬ及び第６半導体スイッチＳ６を経て第２電圧源Ｅ２に戻る第４電流経路Ｒ４を形成するモードとすることができる。 In the regenerative mode, for example, in the fourth mode, as shown in FIG. 3A, the second and sixth semiconductor switches S2, S6 are turned on, and the other first, third, fourth And the fifth semiconductor switch S1, S3, S4, S5 is turned off, and returns from the second voltage source E2 to the second voltage source E2 via the second semiconductor switch S2, the inductor L, and the sixth semiconductor switch S6. A mode for forming the current path R4 can be set.

第５モードは、図３（ｂ）に示すように、第２及び第４半導体スイッチＳ２，Ｓ４がオン状態となり、それ以外の第１、第３、第５及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ３，Ｓ５，Ｓ６がオフ状態となって、第２電圧源Ｅ２から第２半導体スイッチＳ２、インダクタＬ、第４半導体スイッチＳ４及び第１電圧源Ｅ１を経て第２電圧源Ｅ２に戻る第５電流経路Ｒ５を形成するモードとすることができる。 In the fifth mode, as shown in FIG. 3B, the second and fourth semiconductor switches S2, S4 are turned on, and the other first, third, fifth, and sixth semiconductor switches S1, S3, The fifth current path R5 returns from the second voltage source E2 to the second voltage source E2 through the second semiconductor switch S2, the inductor L, the fourth semiconductor switch S4, and the first voltage source E1. It is possible to set the mode to form.

第６モードは、図３（ｃ）に示すように、第３及び第４半導体スイッチＳ３，Ｓ４がオン状態となり、それ以外の第１、第２、第５及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ５，Ｓ６がオフ状態となって、第１電圧源Ｅ１から第３半導体スイッチＳ３、インダクタＬ及び第４半導体スイッチＳ４を経て第１電圧源Ｅ１に戻る第６電流経路Ｒ６を形成するモードとすることができる。 In the sixth mode, as shown in FIG. 3C, the third and fourth semiconductor switches S3 and S4 are turned on, and the other first, second, fifth and sixth semiconductor switches S1, S2, S2 are switched on. S5 and S6 are turned off, and a mode is formed in which a sixth current path R6 that returns from the first voltage source E1 to the first voltage source E1 through the third semiconductor switch S3, the inductor L, and the fourth semiconductor switch S4 is formed. be able to.

そして、回生モードを実行するときは、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１と第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２との大小関係に応じて、第４モードと第５モードと第６モードとのうち少なくとも二つのモードを短い周期（例えば１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ程度の何れかの周期）で切り換える各種切り換え動作を実行することができる。 When the regeneration mode is executed, the fourth mode, the fifth mode, and the sixth mode are selected according to the magnitude relationship between the output voltage V1 of the first voltage source E1 and the output voltage V2 of the second voltage source E2. Various switching operations for switching at least two modes at a short cycle (for example, any cycle of about 10 kHz to 100 kHz) can be executed.

具体的には、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも大きい場合には、例えば、第４モードと第５モードとを切り換える切り換え動作を実行することができ、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも小さい場合には、例えば、第５モードと第６モードとを切り換える切り換え動作を実行することができる。第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１と第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２とが等しい場合には、例えば、第４モードと第６モードとを切り換える切り換え動作を実行するか、或いは、第５モードのみを実行することができる。なお、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１と第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２とがほぼ等しい場合（電圧Ｖ１と電圧Ｖ２との差の絶対値が所定範囲内にある場合）に、第４モードと第６モードとを切り換える切り換え動作を実行するか、或いは、第５モードのみを実行してもよい。 Specifically, when the output voltage V1 of the first voltage source E1 is larger than the output voltage V2 of the second voltage source E2, for example, a switching operation for switching between the fourth mode and the fifth mode may be executed. If the output voltage V1 of the first voltage source E1 is smaller than the output voltage V2 of the second voltage source E2, for example, a switching operation for switching between the fifth mode and the sixth mode can be executed. When the output voltage V1 of the first voltage source E1 and the output voltage V2 of the second voltage source E2 are equal, for example, a switching operation for switching between the fourth mode and the sixth mode is executed, or the fifth mode Can only run. Note that when the output voltage V1 of the first voltage source E1 and the output voltage V2 of the second voltage source E2 are substantially equal (when the absolute value of the difference between the voltage V1 and the voltage V2 is within a predetermined range), A switching operation for switching between the mode and the sixth mode may be executed, or only the fifth mode may be executed.

本実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０において、第１から第６半導体スイッチＳ１〜Ｓ６のオン状態及びオフ状態を示す動作モードとして、環流モードで動作する次の第７モードから第９モードを実行してもよい。 In the DC-DC converter circuit 10 according to the present embodiment, the following seventh to ninth modes operating in the reflux mode are used as operation modes indicating the on and off states of the first to sixth semiconductor switches S1 to S6. May be executed.

図４は、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０において環流モードで動作している状態を示す図である。図４（ａ）は、第７モードを示しており、図４（ｂ）は、第８モードを示しており、図４（ｃ）は、第９モードを示している。 FIG. 4 is a diagram illustrating a state in which the DC-DC converter circuit 10 illustrated in FIG. 1 is operating in the reflux mode. FIG. 4 (a) shows the seventh mode, FIG. 4 (b) shows the eighth mode, and FIG. 4 (c) shows the ninth mode.

環流モードにおいては、例えば、第７モードは、図４（ａ）に示すように、第１及び第４半導体スイッチＳ１，Ｓ４がオン状態となり、それ以外の第２、第３、第５及び第６半導体スイッチＳ２，Ｓ３，Ｓ５，Ｓ６がオフ状態となって、インダクタＬ、第４半導体スイッチＳ４及び第１半導体スイッチＳ１を環流する第７電流経路Ｒ７を形成するモードとすることができる。 In the reflux mode, for example, in the seventh mode, as shown in FIG. 4A, the first and fourth semiconductor switches S1, S4 are turned on, and the other second, third, fifth, 6 The semiconductor switches S2, S3, S5, and S6 are turned off, and the mode can be set to form the seventh current path R7 that circulates through the inductor L, the fourth semiconductor switch S4, and the first semiconductor switch S1.

第８モードは、図４（ｂ）に示すように、第３及び第６半導体スイッチＳ３，Ｓ６がオン状態となり、それ以外の第１、第２、第４及び第５半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５がオフ状態となって、インダクタＬ、第６半導体スイッチＳ６、第３半導体スイッチＳ３を環流する第８電流経路Ｒ８を形成するモードとすることができる。 In the eighth mode, as shown in FIG. 4B, the third and sixth semiconductor switches S3 and S6 are turned on, and the other first, second, fourth and fifth semiconductor switches S1, S2, S4 and S5 are turned off, and an eighth current path R8 that circulates through the inductor L, the sixth semiconductor switch S6, and the third semiconductor switch S3 can be set.

第９モードは、図４（ｃ）に示すように、第２及び第５半導体スイッチＳ２，Ｓ５がオン状態となり、それ以外の第１、第３、第４及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ６がオフ状態となって、インダクタＬ、第５半導体スイッチＳ５及び第２半導体スイッチＳ２を環流する第９電流経路Ｒ９を形成するモードとすることができる。 In the ninth mode, as shown in FIG. 4C, the second and fifth semiconductor switches S2 and S5 are turned on, and the other first, third, fourth and sixth semiconductor switches S1, S3, S4 and S6 are turned off, and a mode in which a ninth current path R9 that circulates through the inductor L, the fifth semiconductor switch S5, and the second semiconductor switch S2 is formed can be set.

なお、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１、第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２は、図示を省略した電圧計にて測定することができる。 The output voltage V1 of the first voltage source E1 and the output voltage V2 of the second voltage source E2 can be measured with a voltmeter not shown.

以上説明したように、本発明の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第１電圧源Ｅ１と第２電圧源Ｅ２との間で双方向に出力電圧Ｖ１，Ｖ２の昇降圧を行うことができる。また、第１電圧源Ｅ１と第２電圧源Ｅ２との間で双方向に電力を供給することができる。さらに、インダクタＬに流れる電流の向きを一定方向にすることができる。こうすることで、各半導体スイッチＳ１〜Ｓ６のオン状態及びオフ状態の動作切換により力行モードと回生モードとのモード切換を行う場合において、インダクタＬに流れる電流を反転させることがないので、その分、モード切換に要する時間を削減でき、迅速なモード切換処理を行うことができる。また、インダクタＬに流れる電流の向きを一定方向することができるので、電磁オフセット型のインダクタＬを使用することができ、これにより、小型化を実現することが可能となる。しかも、半導体スイッチとして、例えば、第１モード（図２（ａ）参照）で第１及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ６に、第２モード（図２（ｂ）参照）で第１及び第５半導体スイッチＳ１，Ｓ５に、第３モード（図２（ｃ）参照）で第３及び第５半導体スイッチＳ３，Ｓ５にそれぞれ電流が通過するだけで済む。また、第４モード（図３（ａ）参照）で第２及び第６半導体スイッチＳ２，Ｓ６に、第５モード（図３（ｂ）参照）で第２及び第４半導体スイッチＳ２，Ｓ４に、第６モード（図３（ｃ）参照）で第３及び第４半導体スイッチＳ３，Ｓ４にそれぞれ電流が通過するだけで済む。つまり、第１モードから第６モードの何れのモードにおいても（力行モード及び回生モードの何れにおいても）、少なくとも二つの半導体素子（従来に比べて２分の３の半導体素子）に対して電流を通過させることができ、それだけ導通損を低減でき、これにより電力変換効率を向上させることができる。 As described above, in the DC-DC converter 10 according to the embodiment of the present invention, the output voltages V1 and V2 are stepped up and down bidirectionally between the first voltage source E1 and the second voltage source E2. Can do. In addition, power can be supplied bidirectionally between the first voltage source E1 and the second voltage source E2. Furthermore, the direction of the current flowing through the inductor L can be made constant. In this way, when the mode switching between the power running mode and the regenerative mode is performed by switching the operation of each of the semiconductor switches S1 to S6 between the on state and the off state, the current flowing through the inductor L is not reversed. The time required for mode switching can be reduced, and a quick mode switching process can be performed. In addition, since the direction of the current flowing through the inductor L can be made constant, the electromagnetic offset type inductor L can be used, and this makes it possible to achieve downsizing. Moreover, as the semiconductor switch, for example, the first and sixth semiconductor switches S1 and S6 in the first mode (see FIG. 2A), the first and fifth semiconductors in the second mode (see FIG. 2B), for example. It is only necessary for the currents to pass through the switches S1 and S5 respectively in the third and fifth semiconductor switches S3 and S5 in the third mode (see FIG. 2C). In the fourth mode (see FIG. 3A), the second and sixth semiconductor switches S2 and S6 are used. In the fifth mode (see FIG. 3B), the second and fourth semiconductor switches S2 and S4 are used. In the sixth mode (see FIG. 3C), only the current needs to pass through the third and fourth semiconductor switches S3 and S4. That is, in any mode from the first mode to the sixth mode (in both the power running mode and the regenerative mode), a current is applied to at least two semiconductor elements (semiconductor elements that are half of the conventional ones). Therefore, the conduction loss can be reduced accordingly, and the power conversion efficiency can be improved.

特に、各モードの切り換え周期が短い程、第１から第６半導体スイッチＳ１〜Ｓ６のスイッチングロスが大きくなるため、それだけ前記した作用効果を有効なものとすることができる。 In particular, the shorter the switching period of each mode, the greater the switching loss of the first to sixth semiconductor switches S1 to S6, so that the above-described operational effects can be made more effective.

なお、第１から第６半導体スイッチＳ１〜Ｓ６に用いることができる半導体スイッチとして、例えば、逆阻止形のＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＧＴＯ等を用いることができる。 As the semiconductor switches that can be used for the first to sixth semiconductor switches S1 to S6, for example, reverse blocking IGBTs, MOSFETs, GTOs, and the like can be used.

また、第１から第６半導体スイッチＳ１〜Ｓ６は、例えば、二つの逆導通形の半導体素子を直列接続して一体的に形成した２ｉｎ１モジュールを用いることができる。 The first to sixth semiconductor switches S1 to S6 may be, for example, 2in1 modules formed integrally by connecting two reverse conducting semiconductor elements in series.

図５は、第１から第６半導体スイッチＳ１〜Ｓ６に用いることができる２ｉｎ１モジュールの例を示す図である。図５に示す例では、２ｉｎ１モジュールＭを逆導通形のＩＧＢＴ素子で構成している。但し、それに限定されるものではなく、例えば、２ｉｎ１モジュールを逆導通形のＭＯＳＦＥＴ素子で構成してもよいし、逆導通形のＧＴＯ素子で構成してよい。 FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a 2-in-1 module that can be used for the first to sixth semiconductor switches S1 to S6. In the example shown in FIG. 5, the 2 in 1 module M is configured by a reverse conducting IGBT element. However, the present invention is not limited to this. For example, the 2 in 1 module may be configured with a reverse conducting MOSFET element or a reverse conducting GTO element.

ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０において、２ｉｎ１モジュールを適用できる回路を構成することが可能な実施例として、次の第１実施例を例示できる。 In the DC-DC converter circuit 10, the following first embodiment can be exemplified as an embodiment capable of configuring a circuit to which a 2 in 1 module can be applied.

［第１実施例］
図６は、２ｉｎ１モジュールを適用できる回路を構成することが可能な第１実施例の回路図である。なお、図６に示す各接続点Ａ〜Ｄは、図１に示す各接続点Ａ〜Ｄに対応している。このことは、後述する図７の回路についても同様である。 [First embodiment]
FIG. 6 is a circuit diagram of a first embodiment capable of configuring a circuit to which a 2 in 1 module can be applied. In addition, each connection point AD shown in FIG. 6 respond | corresponds to each connection point AD shown in FIG. The same applies to the circuit of FIG. 7 described later.

第１実施例では、図６に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０は、第１から第１２ダイオードＤ１〜Ｄ１２をさらに備えている。 In the first embodiment, as shown in FIG. 6, the DC-DC converter circuit 10 further includes first to twelfth diodes D1 to D12.

第１から第６ダイオードＤ１〜Ｄ６は、第１から第６半導体スイッチＳ１〜Ｓ６が、それぞれ、電流をオン，オフ制御できる方向とは逆の方向に電流を流せるように第１から第６半導体スイッチＳ１〜Ｓ６に並列接続されている。 The first to sixth diodes D1 to D6 have first to sixth semiconductors so that the first to sixth semiconductor switches S1 to S6 can pass current in a direction opposite to the direction in which the current can be controlled on and off, respectively. The switches S1 to S6 are connected in parallel.

第７ダイオードＤ７は、第１半導体スイッチＳ１とインダクタＬ（接続点Ｂ参照）との間に、第１ダイオードＤ１と逆方向に電流を流すことができるように接続されている。第８ダイオードＤ８は、第２半導体スイッチＳ２とインダクタＬ（接続点Ｂ参照）との間に、第２ダイオードＤ２と逆方向に電流を流すことができるように接続されている。第９ダイオードＤ９は、第３半導体スイッチＳ３とインダクタＬ（接続点Ｂ参照）との間に、第３ダイオードＤ３と逆方向に電流を流すことができるように接続されている。 The seventh diode D7 is connected between the first semiconductor switch S1 and the inductor L (see connection point B) so that a current can flow in the opposite direction to the first diode D1. The eighth diode D8 is connected between the second semiconductor switch S2 and the inductor L (see connection point B) so that a current can flow in the opposite direction to the second diode D2. The ninth diode D9 is connected between the third semiconductor switch S3 and the inductor L (see connection point B) so that a current can flow in the opposite direction to the third diode D3.

また、第１０ダイオードＤ１０は、第４半導体スイッチＳ４とインダクタＬ（接続点Ｃ参照）との間に、第４ダイオードＤ４と逆方向に電流を流すことができるように接続されている。第１１ダイオードＤ１１は、第５半導体スイッチＳ５とインダクタＬ（接続点Ｃ参照）との間に、第５ダイオードＤ５と逆方向に電流を流すことができるように接続されている。第１２ダイオードＤ１２は、第６半導体スイッチＳ６とインダクタＬ（接続点Ｃ参照）との間に、第６ダイオードＤ６と逆方向に電流を流すことができるように接続されている。 In addition, the tenth diode D10 is connected between the fourth semiconductor switch S4 and the inductor L (see the connection point C) so that a current can flow in the opposite direction to the fourth diode D4. The eleventh diode D11 is connected between the fifth semiconductor switch S5 and the inductor L (see the connection point C) so that a current can flow in the opposite direction to the fifth diode D5. The twelfth diode D12 is connected between the sixth semiconductor switch S6 and the inductor L (see the connection point C) so that a current can flow in the opposite direction to the sixth diode D6.

この第１実施例では、第４半導体スイッチＳ４と第４ダイオードＤ４とからなる半導体素子を上アームの第１逆導通形の半導体素子Ｈ１とし、第１半導体スイッチＳ１と第１ダイオードＤ１とからなる半導体素子を下アームの第２逆導通形の半導体素子Ｈ２とすることができる。 In the first embodiment, the semiconductor element composed of the fourth semiconductor switch S4 and the fourth diode D4 is the first reverse conducting semiconductor element H1 of the upper arm, and is composed of the first semiconductor switch S1 and the first diode D1. The semiconductor element can be the second reverse conducting semiconductor element H2 of the lower arm.

これより、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０において、第１逆導通形の半導体素子Ｈ１と第２逆導通形の半導体素子Ｈ２とを直列接続して一体的に形成した２ｉｎ１モジュールＭ１を用いることができる。 As a result, in the DC-DC converter circuit 10, the 2-in-1 module M1 formed integrally by connecting the first reverse conducting semiconductor element H1 and the second reverse conducting semiconductor element H2 in series can be used.

また、第５半導体スイッチＳ５と第５ダイオードＤ５とからなる半導体素子を上アームの第３逆導通形の半導体素子Ｈ３とし、第２半導体スイッチＳ２と第２ダイオードＤ２とからなる半導体素子を下アームの第４逆導通形の半導体素子Ｈ４とすることができる。 Also, the semiconductor element composed of the fifth semiconductor switch S5 and the fifth diode D5 is the third reverse conducting semiconductor element H3 of the upper arm, and the semiconductor element composed of the second semiconductor switch S2 and the second diode D2 is the lower arm. The fourth reverse conducting semiconductor element H4 can be obtained.

これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０において、第３逆導通形の半導体素子Ｈ３と第４逆導通形の半導体素子Ｈ４とを直列接続して一体的に形成した２ｉｎ１モジュールＭ２を用いることができる。 Thereby, in the DC-DC converter circuit 10, the 2in1 module M2 formed integrally by connecting the third reverse conduction type semiconductor element H3 and the fourth reverse conduction type semiconductor element H4 in series can be used.

また、第６半導体スイッチＳ６と第６ダイオードＤ６とからなる半導体素子を上アームの第５逆導通形の半導体素子Ｈ５とし、第３半導体スイッチＳ３と第３ダイオードＤ３とからなる半導体素子を下アームの第６逆導通形の半導体素子Ｈ６とすることができる。 Further, the semiconductor element composed of the sixth semiconductor switch S6 and the sixth diode D6 is the fifth reverse conducting semiconductor element H5 of the upper arm, and the semiconductor element composed of the third semiconductor switch S3 and the third diode D3 is the lower arm. The sixth reverse conducting semiconductor element H6 can be obtained.

これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０において、第５逆導通形の半導体素子Ｈ５と第６逆導通形の半導体素子Ｈ６とを直列接続して一体的に形成した２ｉｎ１モジュールＭ３を用いることができる。 Thereby, in the DC-DC converter circuit 10, the 2in1 module M3 formed integrally by connecting the fifth reverse conducting semiconductor element H5 and the sixth reverse conducting semiconductor element H6 in series can be used.

このように、２ｉｎ１モジュールＭ１〜Ｍ３を用いることができるので、使い勝手のよい回路構成を実現することが可能となる。 In this way, since the 2-in-1 modules M1 to M3 can be used, it is possible to realize an easy-to-use circuit configuration.

ところで、第１実施例の回路構成では、図６に示すように、第１から第３ダイオードＤ１〜Ｄ３の何れにおいても共通アノードをとり得る構成にはなっていない。例えば、第１から第３半導体スイッチＳ１〜Ｓ３がＩＧＢＴである場合、共通のエミッタをとり得る構成にはなっていない。また、第１から第３半導体スイッチＳ１〜Ｓ３がＭＯＳＦＥＴである場合、共通のソースをとり得る構成にはなっていない。また、第１から第３半導体スイッチＳ１〜Ｓ３がＧＴＯである場合、共通のカソードをとり得る構成にはなっていない。 By the way, in the circuit configuration of the first embodiment, as shown in FIG. 6, none of the first to third diodes D1 to D3 can take a common anode. For example, when the first to third semiconductor switches S1 to S3 are IGBTs, the configuration is not such that a common emitter can be taken. Further, when the first to third semiconductor switches S1 to S3 are MOSFETs, they are not configured to have a common source. Further, when the first to third semiconductor switches S1 to S3 are GTOs, they are not configured to have a common cathode.

このために、第１から第３半導体スイッチＳ１〜Ｓ３のそれぞれに対して設けられるゲートドライブ電源（図示せず）、すなわち、合計３個のゲートドライブ電源が必要となる。 Therefore, a gate drive power supply (not shown) provided for each of the first to third semiconductor switches S1 to S3, that is, a total of three gate drive power supplies is required.

かかる観点から、本発明の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０において、ゲートドライブ電源の個数を削減できる回路を構成することが可能な実施例として、次の第２実施例を例示できる。 From this point of view, the following second example can be exemplified as an example capable of configuring a circuit capable of reducing the number of gate drive power supplies in the DC-DC converter circuit 10 according to the embodiment of the present invention.

［第２実施例］
図７は、ゲートドライブ電源の個数を削減できる回路を構成することが可能な第２実施例の回路図である。なお、図７は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０においてインダクタＬの接続点Ｂ側の部分を示している。 [Second Embodiment]
FIG. 7 is a circuit diagram of a second embodiment capable of configuring a circuit capable of reducing the number of gate drive power supplies. FIG. 7 shows a portion of the inductor L on the connection point B side in the DC-DC converter circuit 10.

第２実施例では、図７に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０は、第１から第６ダイオードＤ１〜Ｄ６をさらに備えている。 In the second embodiment, as shown in FIG. 7, the DC-DC converter circuit 10 further includes first to sixth diodes D1 to D6.

第１から第３ダイオードＤ１〜Ｄ３は、第１から第３半導体スイッチＳ１〜Ｓ３が、それぞれ、電流をオン，オフ制御できる方向とは逆の方向に電流を流せるように第１から第３半導体スイッチＳ１〜Ｓ３に並列接続されている。 The first to third diodes D1 to D3 are configured so that the first to third semiconductor switches S1 to S3 can cause the current to flow in a direction opposite to the direction in which the current can be controlled on and off, respectively. The switches S1 to S3 are connected in parallel.

第４ダイオードＤ４は、第１半導体スイッチＳ１と第１電圧源Ｅ１の陽極側（接続点Ａ参照）との間に、第１ダイオードＤ１と逆の方向に電流を流すことができるように接続されている。 The fourth diode D4 is connected between the first semiconductor switch S1 and the anode side of the first voltage source E1 (see connection point A) so that a current can flow in the opposite direction to the first diode D1. ing.

第５ダイオードＤ５は、第２半導体スイッチＳ２と第２電圧源Ｅ２の陽極側（接続点Ｄ参照）との間に、第２ダイオードＤ２と逆の方向に電流を流すことができるように接続されている。 The fifth diode D5 is connected between the second semiconductor switch S2 and the anode side of the second voltage source E2 (see the connection point D) so that a current can flow in the opposite direction to the second diode D2. ing.

第６ダイオードＤ６は、第３半導体スイッチＳ３と第１電圧源Ｅ１及び第２電圧源Ｅ２の双方の陰極側（接続点Ｅ参照）の間に、第３ダイオードＤ３と逆の方向に電流を流すことができるように接続されている。 The sixth diode D6 allows a current to flow in the opposite direction to the third diode D3 between the third semiconductor switch S3 and the cathode sides (see the connection point E) of both the first voltage source E1 and the second voltage source E2. Connected so that it can.

この第２実施例では、第１ダイオードＤ１のアノード側と第２ダイオードＤ２のアノード側と第３ダイオードＤ３のアノード側とが接続されており、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２及び第３ダイオードに対して共通アノードとすることができる（破線部α参照）。 In the second embodiment, the anode side of the first diode D1, the anode side of the second diode D2, and the anode side of the third diode D3 are connected, and the first diode D1, the second diode D2, and the third diode are connected. Can be a common anode (see broken line portion α).

これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０において、第１半導体スイッチＳ１、第２半導体スイッチＳ２及び第３半導体スイッチＳ３に対して同一の（共通の）ゲートドライブ電源（図示せず）とすることができる。従って、第１半導体スイッチＳ１、第２半導体スイッチＳ２及び第３半導体スイッチＳ３に対して１個のゲートドライブ電源で済むことになる。 Thereby, in the DC-DC converter circuit 10, it can be set as the same (common) gate drive power supply (not shown) with respect to 1st semiconductor switch S1, 2nd semiconductor switch S2, and 3rd semiconductor switch S3. . Therefore, only one gate drive power source is required for the first semiconductor switch S1, the second semiconductor switch S2, and the third semiconductor switch S3.

次に、第１から第６半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の制御装置２０による制御例について説明する。 Next, an example of control by the control device 20 of the first to sixth semiconductor switches S1 to S6 will be described.

本実施の形態では、インダクタＬに電流が流れている場合においては、第１から第３半導体スイッチＳ１〜Ｓ３が全てオフ状態となるか、或いは／さらに、第４から第６半導体スイッチＳ４〜Ｓ６が全てオフ状態となると、第１から第６半導体スイッチＳ１〜Ｓ６に高電圧が印加され、これにより第１から第６半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の何れかの半導体スイッチが破壊することがある。 In the present embodiment, when a current is flowing through the inductor L, the first to third semiconductor switches S1 to S3 are all turned off, or / and the fourth to sixth semiconductor switches S4 to S6. When all are turned off, a high voltage is applied to the first to sixth semiconductor switches S1 to S6, which may destroy any of the first to sixth semiconductor switches S1 to S6.

かかる観点から、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０において、制御装置２０による次のスイッチング動作の第１制御例から第３制御例を行う保護機能を備えている。 From this point of view, the DC-DC converter circuit 10 includes a protection function for performing the first to third control examples of the next switching operation by the control device 20.

なお、次の第１制御例から第３制御例において、インダクタＬに流れる電流は、図示を省略した電流計にて測定することができる。制御装置２０は、この電流計の検出結果に基づきインダクタＬに電流が流れているか否かを認識することができる。 In the following first to third control examples, the current flowing through the inductor L can be measured with an ammeter not shown. The control device 20 can recognize whether or not a current is flowing through the inductor L based on the detection result of the ammeter.

［第１制御例］
第１制御例では、制御装置２０は、インダクタＬに電流が流れている場合は、第１から第３半導体スイッチＳ１〜Ｓ３のうちの１個以上の半導体スイッチと、第４から第６半導体スイッチＳ４〜Ｓ６のうちの１個以上の半導体スイッチとを常時オン状態とするように、第１から第６半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の制御電圧を制御する構成とされている。 [First control example]
In the first control example, when current flows through the inductor L, the control device 20 includes one or more semiconductor switches among the first to third semiconductor switches S1 to S3, and the fourth to sixth semiconductor switches. The control voltage of the first to sixth semiconductor switches S1 to S6 is controlled so that one or more semiconductor switches of S4 to S6 are always turned on.

こうすることで、インダクタＬに電流が流れている場合に、インダクタＬを含む電流経路を確保することができる。 By doing so, when a current flows through the inductor L, a current path including the inductor L can be secured.

例えば、インダクタＬに電流が流れている場合において、第１半導体スイッチＳ１及び第６半導体スイッチＳ６がオン状態であれば、第１電流経路Ｒ１（図２（ａ）参照）が形成される。第１半導体スイッチＳ１及び第５半導体スイッチＳ５がオン状態であれば、第２電流経路Ｒ２（図２（ｂ）参照）が形成される。第３半導体スイッチＳ３及び第５半導体スイッチＳ５がオン状態であれば、第３電流経路Ｒ３（図２（ｃ））が形成される。 For example, when a current flows through the inductor L and the first semiconductor switch S1 and the sixth semiconductor switch S6 are in the on state, the first current path R1 (see FIG. 2A) is formed. If the first semiconductor switch S1 and the fifth semiconductor switch S5 are in the on state, the second current path R2 (see FIG. 2B) is formed. If the third semiconductor switch S3 and the fifth semiconductor switch S5 are in the on state, the third current path R3 (FIG. 2C) is formed.

また、例えば、インダクタＬに電流が流れている場合において、第２半導体スイッチＳ２及び第６半導体スイッチＳ６がオン状態であれば、第４電流経路Ｒ４（図３（ａ）参照）が形成される。第２半導体スイッチＳ２及び第４半導体スイッチＳ４がオン状態であれば、第５電流経路Ｒ５（図３（ｂ）参照）が形成される。第３半導体スイッチＳ３及び第４半導体スイッチＳ４がオン状態であれば、第６電流経路Ｒ６（図３（ｃ）参照）が形成される。 Further, for example, when the current flows through the inductor L and the second semiconductor switch S2 and the sixth semiconductor switch S6 are in the on state, the fourth current path R4 (see FIG. 3A) is formed. . If the second semiconductor switch S2 and the fourth semiconductor switch S4 are in the on state, the fifth current path R5 (see FIG. 3B) is formed. If the third semiconductor switch S3 and the fourth semiconductor switch S4 are in the on state, the sixth current path R6 (see FIG. 3C) is formed.

また、例えば、インダクタＬに電流が流れている場合において、第１半導体スイッチＳ１及び第４半導体スイッチＳ４がオン状態であれば、第７電流経路Ｒ７（図４（ａ）参照）が形成される。第３半導体スイッチＳ３及び第６半導体スイッチＳ６がオン状態であれば、第８電流経路Ｒ８（図４（ｂ））が形成される。第２半導体スイッチＳ２及び第５半導体スイッチＳ５がオン状態であれば、第９電流経路Ｒ９（図４（ｃ）参照）が形成される。 Further, for example, in the case where a current flows through the inductor L, if the first semiconductor switch S1 and the fourth semiconductor switch S4 are in an on state, a seventh current path R7 (see FIG. 4A) is formed. . If the third semiconductor switch S3 and the sixth semiconductor switch S6 are in the on state, the eighth current path R8 (FIG. 4B) is formed. If the second semiconductor switch S2 and the fifth semiconductor switch S5 are in the on state, a ninth current path R9 (see FIG. 4C) is formed.

このように第１制御例では、第１から第３半導体スイッチＳ１〜Ｓ３が全てオフ状態となるか、或いは／さらに、第４から第６半導体スイッチＳ４〜Ｓ６が全てオフ状態となることを回避でき、これにより、高電圧による第１から第６半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の何れかの半導体スイッチの破壊を防止することができる。 As described above, in the first control example, it is avoided that the first to third semiconductor switches S1 to S3 are all turned off or / and the fourth to sixth semiconductor switches S4 to S6 are all turned off. Thus, it is possible to prevent any one of the first to sixth semiconductor switches S1 to S6 from being damaged by a high voltage.

［第２制御例］
第２制御例では、制御装置２０は、インダクタＬに電流が流れている場合は、第１から第３半導体スイッチＳ１〜Ｓ３のうちの一つ又は二つの半導体スイッチをオフ状態とする前に、第１から第３半導体スイッチＳ１〜Ｓ３のうちの該オフ状態とする半導体スイッチ以外の半導体スイッチの少なくとも一つを事前にオン状態とし、かつ、第４から第６半導体スイッチＳ４〜Ｓ６のうちの一つ又は二つの半導体スイッチをオフ状態とする前に、第４から第６半導体スイッチＳ４〜Ｓ６のうちの該オフ状態とする半導体スイッチ以外の半導体スイッチの少なくとも一つを事前にオン状態とするように、第１から第６半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の制御電圧を制御する構成とされている。 [Second control example]
In the second control example, when the current flows through the inductor L, the control device 20 before turning off one or two of the first to third semiconductor switches S1 to S3, At least one of the first to third semiconductor switches S1 to S3 other than the semiconductor switch to be turned off is turned on in advance, and the fourth to sixth semiconductor switches S4 to S6 are turned on. Before the one or two semiconductor switches are turned off, at least one of the fourth to sixth semiconductor switches S4 to S6 other than the semiconductor switch to be turned off is turned on in advance. Thus, it is set as the structure which controls the control voltage of 1st-6th semiconductor switch S1-S6.

例えば、インダクタＬに電流が流れている場合において、オフ状態とする第２及び第３半導体スイッチＳ２，Ｓ３をオフ状態とする前に、それ以外の第１半導体スイッチＳ１を事前にオン状態にし、オフ状態とする第４及び第５半導体スイッチＳ４，Ｓ５をオフ状態とする前に、それ以外の第６半導体スイッチＳ６を事前にオン状態にすると仮定すると、全ての半導体スイッチＳ１〜Ｓ６がオン状態となり、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも大きい場合には、第１電流経路Ｒ１（図２（ａ）参照）が形成され、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも小さい場合には、第４電流経路Ｒ４（図３（ａ）参照）が形成される。 For example, when a current flows through the inductor L, before the second and third semiconductor switches S2 and S3 to be turned off are turned off, the other first semiconductor switches S1 are turned on in advance, Assuming that the other sixth semiconductor switches S6 are turned on in advance before the fourth and fifth semiconductor switches S4 and S5 to be turned off are turned off, all the semiconductor switches S1 to S6 are turned on. When the output voltage V1 of the first voltage source E1 is larger than the output voltage V2 of the second voltage source E2, the first current path R1 (see FIG. 2A) is formed, and the first voltage source E1 When the output voltage V1 is lower than the output voltage V2 of the second voltage source E2, the fourth current path R4 (see FIG. 3A) is formed.

このように第２制御例では、第１から第３半導体スイッチＳ１〜Ｓ３が全てオフ状態となるか、或いは／さらに、第４から第６半導体スイッチＳ４〜Ｓ６が全てオフ状態となることを回避でき、これにより、高電圧による第１から第６半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の何れかの半導体スイッチの破壊を防止することができる。 As described above, in the second control example, it is avoided that the first to third semiconductor switches S1 to S3 are all turned off or / and the fourth to sixth semiconductor switches S4 to S6 are all turned off. Thus, it is possible to prevent any one of the first to sixth semiconductor switches S1 to S6 from being damaged by a high voltage.

［第３制御例］
第３制御例では、制御装置２０は、インダクタＬに電流が流れている状態で、第１から第６半導体スイッチＳ１〜Ｓ６のオン状態及びオフ状態を示す動作モードを変更する場合においては、変更前の動作モードでオン状態としている全ての半導体スイッチを動作モードの変更後も一定時間オン状態とするか、または、変更後の動作モードでオン状態にする全ての半導体スイッチを動作モードの変更前に一定時間オン状態とするように、第１から第６半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の制御電圧を制御する構成とされている。 [Third control example]
In the third control example, the control device 20 changes when the operation mode indicating the ON state and the OFF state of the first to sixth semiconductor switches S1 to S6 is changed in a state where the current flows through the inductor L. All semiconductor switches that are turned on in the previous operation mode are turned on for a certain time after the operation mode is changed, or all semiconductor switches that are turned on in the operation mode after the change are changed before the operation mode is changed. The control voltages of the first to sixth semiconductor switches S1 to S6 are controlled so as to be in an on state for a certain period of time.

図８及び図９は、何れも第３制御例において第１から第９モードのうち一のモードから他のモードへ動作モードを変更する場合での一例を示す状態遷移図である。 8 and 9 are state transition diagrams illustrating an example in the case where the operation mode is changed from one mode to another mode among the first to ninth modes in the third control example.

図８（ａ）は、第１モードの状態を示しており、図８（ｂ）は、転流状態における電流経路が一通りである場合の一例である第１モードから第２モードへの転流状態を示しており、図８（ｃ）は、第２モードの状態を示している。 FIG. 8A shows the state of the first mode, and FIG. 8B shows the transition from the first mode to the second mode, which is an example when the current path in the commutation state is one. The flow state is shown, and FIG. 8C shows the state of the second mode.

図８（ａ）に示す状態では、第１モードにより第１電流経路Ｒ１（図２（ａ）参照）が形成される。 In the state shown in FIG. 8A, the first current path R1 (see FIG. 2A) is formed in the first mode.

次に、図８（ｂ）に示す状態では、変更前の動作モードでオン状態としている全ての半導体スイッチ（ここでは第１及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ６）が動作モードの変更後も一定時間オン状態となる。または、変更後の動作モードでオン状態にする全ての半導体スイッチ（ここでは第１及び第５半導体スイッチＳ１，Ｓ５）が動作モードの変更前に一定時間オン状態となる。このとき、第１、第５及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ５，Ｓ６がオン状態となり、結果、第１電流経路Ｒ１（図２（ａ）参照）が形成される。 Next, in the state shown in FIG. 8B, all the semiconductor switches (in this case, the first and sixth semiconductor switches S1 and S6) that are in the on state in the operation mode before the change are in a certain time after the change of the operation mode. Turns on. Alternatively, all the semiconductor switches (in this case, the first and fifth semiconductor switches S1 and S5) that are turned on in the changed operation mode are turned on for a predetermined time before the operation mode is changed. At this time, the first, fifth, and sixth semiconductor switches S1, S5, and S6 are turned on, and as a result, the first current path R1 (see FIG. 2A) is formed.

そして、図８（ｃ）に示す状態では、第２モードになり、第２電流経路Ｒ２（図２（ｂ）参照）が形成される。 In the state shown in FIG. 8C, the second mode is established, and the second current path R2 (see FIG. 2B) is formed.

図９（ａ）は、第１モードの状態を示しており、図９（ｂ）は、転流状態における電流経路が二通りであり、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１と第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２との大小関係によって電流経路が異なる場合の一例である第１モードから第５モードへの転流状態を示しており、図９（ｃ）は、第５モードの状態を示している。 FIG. 9A shows the state of the first mode, and FIG. 9B shows two current paths in the commutation state. The output voltage V1 of the first voltage source E1 and the second voltage source FIG. 9C shows the commutation state from the first mode to the fifth mode, which is an example of the case where the current path differs depending on the magnitude relationship between the output voltage V2 of E2 and FIG. 9C shows the state of the fifth mode. ing.

図９（ａ）に示す状態では、第１モードにより第１電流経路Ｒ１（図２（ａ）参照）が形成される。 In the state shown in FIG. 9A, the first current path R1 (see FIG. 2A) is formed in the first mode.

次に、図９（ｂ）に示す状態では、変更前の動作モードでオン状態としている全ての半導体スイッチ（ここでは第１及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ６）が動作モードの変更後も一定時間オン状態となる。または、変更後の動作モードでオン状態にする全ての半導体スイッチ（ここでは第２及び第４半導体スイッチＳ２，Ｓ４）が動作モードの変更前に一定時間オン状態となる。このとき、第１、第２、第４及び第６半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６がオン状態となり、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも大きい場合に第１電流経路Ｒ１（図２（ａ）参照）が形成され、第１電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖ１が第２電圧源Ｅ２の出力電圧Ｖ２よりも小さい場合に第４電流経路Ｒ４（図３（ａ）参照）が形成される。 Next, in the state shown in FIG. 9B, all the semiconductor switches (in this case, the first and sixth semiconductor switches S1 and S6) that are in the on state in the operation mode before the change are in a certain time after the change of the operation mode. Turns on. Alternatively, all the semiconductor switches (in this case, the second and fourth semiconductor switches S2 and S4) that are turned on in the changed operation mode are turned on for a predetermined time before the operation mode is changed. At this time, the first, second, fourth, and sixth semiconductor switches S1, S2, S4, and S6 are turned on, and the output voltage V1 of the first voltage source E1 is larger than the output voltage V2 of the second voltage source E2. The first current path R1 (see FIG. 2A) is formed, and the fourth current path R4 (see FIG. 2) when the output voltage V1 of the first voltage source E1 is smaller than the output voltage V2 of the second voltage source E2. 3 (a)) is formed.

そして、図９（ｃ）に示す状態では、第５モードになり、第２電流経路Ｒ５（図３（ｂ）参照）が形成される。 In the state shown in FIG. 9C, the fifth mode is set, and the second current path R5 (see FIG. 3B) is formed.

このように第３制御例では、第１から第３半導体スイッチＳ１〜Ｓ３が全てオフ状態となるか、或いは／さらに、第４から第６半導体スイッチＳ４〜Ｓ６が全てオフ状態となることを回避でき、これにより、高電圧による第１から第６半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の何れかの半導体スイッチの破壊を防止することができる。 As described above, in the third control example, it is avoided that the first to third semiconductor switches S1 to S3 are all turned off or / and that the fourth to sixth semiconductor switches S4 to S6 are all turned off. Thus, it is possible to prevent any one of the first to sixth semiconductor switches S1 to S6 from being damaged by a high voltage.

１０ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
２０制御装置
Ｄ１〜Ｄ１２第１から第１６ダイオード
Ｅ１第１電圧源
Ｅ２第２電圧源
Ｌインダクタ
Ｓ１〜Ｓ６第１から第６半導体スイッチ DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 DC-DC converter circuit 20 Control apparatus D1-D12 1st-16th diode E1 1st voltage source E2 2nd voltage source L Inductors S1-S6 1st-6th semiconductor switch

Claims

それぞれが一方向に電流を流すことができる第１から第６までの半導体スイッチと、インダクタとを備え、
前記第１から第３までの半導体スイッチは、何れも前記インダクタの一端に対して電流が流入する向きに接続されており、
前記第４から第６までの半導体スイッチは、何れも前記インダクタの他端に対して電流が流出する向きに接続されており、
前記第１及び第４の半導体スイッチの前記インダクタの接続端とは反対側端に第１電圧源の陽極側が接続され、
前記第２及び第５の半導体スイッチの前記インダクタの接続端とは反対側端に第２電圧源の陽極側が接続され、
前記第３及び第６の半導体スイッチの前記インダクタの接続端とは反対側端に前記第１電圧源の陰極側と前記第２電圧源の陰極側との双方が接続されることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。 Each includes first to sixth semiconductor switches capable of passing a current in one direction, and an inductor,
Each of the first to third semiconductor switches is connected in a direction in which a current flows into one end of the inductor,
Each of the fourth to sixth semiconductor switches is connected in a direction in which current flows out to the other end of the inductor,
The anode side of the first voltage source is connected to the opposite end to the connection end of the inductor of the first and fourth semiconductor switches,
The anode side of the second voltage source is connected to the opposite end of the second and fifth semiconductor switches to the connection end of the inductor;
Both the cathode side of the first voltage source and the cathode side of the second voltage source are connected to opposite ends of the third and sixth semiconductor switches opposite to the connection ends of the inductors. DC-DC converter circuit.

請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路であって、
前記第１から第６までの半導体スイッチが、それぞれ、電流をオン，オフ制御できる方向とは逆の方向に電流を流せるように前記第１から第６までの半導体スイッチに並列接続された第１から第６までのダイオードと、
前記第１から第６までの半導体スイッチと前記インダクタとの間に、それぞれ、前記第１から第６までのダイオードと逆方向に電流を流すことができるように接続された第７から第１２までのダイオードとを
さらに備えていることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。 The DC-DC converter circuit according to claim 1,
The first to sixth semiconductor switches are connected in parallel to the first to sixth semiconductor switches so that the current can flow in a direction opposite to the direction in which the current can be controlled on and off, respectively. To 6th diode,
Between the first to sixth semiconductor switches and the inductor, seventh to twelfth are connected so that current can flow in the opposite direction to the first to sixth diodes, respectively. A DC-DC converter circuit, further comprising a diode.

請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路であって、
前記第１から第３までの半導体スイッチが、それぞれ、電流をオン，オフ制御できる方向とは逆の方向に電流を流せるように前記第１から第３までの半導体スイッチに並列接続された第１から第３までのダイオードと、
前記第１の半導体スイッチと前記第１電圧源の陽極側との間に、前記第１のダイオードと逆の方向に電流を流すことができるように接続された第４のダイオードと、
前記第２の半導体スイッチと前記第２電圧源の陽極側との間に、前記第２のダイオードと逆の方向に電流を流すことができるように接続された第５のダイオードと、
前記第３の半導体スイッチと前記第１電圧源及び前記第２電圧源の双方の陰極側との間に、前記第３のダイオードと逆の方向に電流を流すことができるように接続された第６のダイオードと
をさらに備えていることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。 The DC-DC converter circuit according to claim 1,
The first to third semiconductor switches are connected in parallel to the first to third semiconductor switches so that the current can flow in a direction opposite to the direction in which the current can be controlled on and off, respectively. To third diode,
A fourth diode connected between the first semiconductor switch and the anode side of the first voltage source so that a current can flow in a direction opposite to that of the first diode;
A fifth diode connected between the second semiconductor switch and the anode side of the second voltage source so as to allow a current to flow in a direction opposite to the second diode;
The third semiconductor switch is connected between the first voltage source and the cathode side of the second voltage source so that a current can flow in a direction opposite to that of the third diode. A DC-DC converter circuit, further comprising: 6 diodes.

請求項１から請求項３までの何れか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路であって、
前記インダクタに電流が流れている場合は、前記第１から第３までの半導体スイッチのうちの１個以上の半導体スイッチと、前記第４から第６までの半導体スイッチのうちの１個以上の半導体スイッチとを常時オン状態とするための手段を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。 A DC-DC converter circuit according to any one of claims 1 to 3,
When a current flows through the inductor, one or more of the first to third semiconductor switches and one or more of the fourth to sixth semiconductor switches. A DC-DC converter circuit comprising means for turning on a switch at all times.

請求項１から請求項４までの何れか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路であって、
前記インダクタに電流が流れている場合は、前記第１から第３までの半導体スイッチのうちの一つ又は二つの半導体スイッチをオフ状態とする前に、前記第１から第３までの半導体スイッチのうちの該オフ状態とする半導体スイッチ以外の半導体スイッチの少なくとも一つを事前にオン状態とし、かつ、前記第４から第６までの半導体スイッチのうちの一つ又は二つの半導体スイッチをオフ状態とする前に、前記第４から第６までの半導体スイッチのうちの該オフ状態とする半導体スイッチ以外の半導体スイッチの少なくとも一つを事前にオン状態とするための手段を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。 A DC-DC converter circuit according to any one of claims 1 to 4,
When a current flows through the inductor, the first to third semiconductor switches may be turned on before one or two of the first to third semiconductor switches are turned off. At least one of the semiconductor switches other than the semiconductor switch to be turned off is turned on in advance, and one or two of the fourth to sixth semiconductor switches are turned off. DC is provided with means for previously turning on at least one of the fourth to sixth semiconductor switches other than the semiconductor switch to be turned off. DC converter circuit.

請求項１から請求項５までの何れか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路であって、
前記インダクタに電流が流れている状態で、前記第１から第６までの半導体スイッチのオン状態及びオフ状態を示す動作モードを変更する場合においては、変更前の動作モードでオン状態としている全ての半導体スイッチを動作モードの変更後も一定時間オン状態とし、または、変更後の動作モードでオン状態にする全ての半導体スイッチを動作モードの変更前に一定時間オン状態とするための手段を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。 A DC-DC converter circuit according to any one of claims 1 to 5,
When changing the operation mode indicating the on-state and the off-state of the first to sixth semiconductor switches while the current is flowing through the inductor, all the on-states in the operation mode before the change are changed. Means are provided for turning on the semiconductor switches for a certain period of time even after the change of the operation mode, or for turning on all semiconductor switches that are turned on in the changed operation mode for a certain period of time before the change of the operation mode. DC-DC converter circuit characterized by the above.