JP2010515318A - Determining power reduction level for transmitter - Google Patents
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Abstract
Description
発明の技術分野
本発明は、デジタル無線通信システムにおいて多数の無線チャネルを介し、多数の変調構成の１つに従って変調される信号に対して送信機用の電力低減レベルを決定することに関する。
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION The present invention relates to determining a power reduction level for a transmitter over a signal modulated according to one of a number of modulation configurations over a number of radio channels in a digital radio communication system.
関連技術の説明
例えば携帯端末と基地局との間における無線通信用の３ＧＰＰ（第３世代パートナーシッププロジェクト）標準において、情報は、多数の物理チャネル上で送信または搬送される。物理チャネルの例は、専用物理データチャネル（ＤＰＤＣＨ）および専用物理制御チャネル（ＤＰＣＣＨ）である。携帯端末と基地局との間の１つの無線リンクまたは無線チャネルには、典型的には、いくつかの物理チャネルが含まれる。個別の携帯端末によって用いられる無線チャネルは、典型的には、例えば５ＭＨｚだけ分離されるか、または換言すれば、隣接する無線チャネル間の間隔は、典型的には５ＭＨｚである。
Description of Related Art For example, in the 3GPP (3rd Generation Partnership Project) standard for wireless communication between mobile terminals and base stations, information is transmitted or carried on a number of physical channels. Examples of physical channels are a dedicated physical data channel (DPDCH) and a dedicated physical control channel (DPCCH). One radio link or channel between the mobile terminal and the base station typically includes several physical channels. The radio channels used by individual mobile terminals are typically separated by, for example, 5 MHz, or in other words, the spacing between adjacent radio channels is typically 5 MHz.
拡散が、物理チャネルに適用される。それは、２つの動作からなる。第１の動作はチャネル化動作であるが、これは、全てのデータシンボルを多数のチップに変換し、したがって、信号の帯域幅を増加させる。データシンボル当たりのチップ数が、拡散率と呼ばれる。第２の動作はスクランブル動作であるが、この場合には、スクランブル符号が拡散信号に適用される。チャネル化に関して、いわゆるＩおよびＱブランチにおけるデータシンボルが、別々に直交可変拡散率（ＯＶＳＦ）符号で乗算される。スクランブル動作に関して、ＩおよびＱブランチにおける、結果としての信号が、さらに、複素数値のスクランブル符号で乗算されるが、この場合に、ＩおよびＱは、実数部および虚数部をそれぞれ示す。拡散動作には、拡散段階、重み付け段階およびＩＱマッピング段階が含まれる。プロセスにおいて、ＩおよびＱブランチにおける実数値チップのストリームが合計される。これは、チャネルの各集合に対してチップの複素数値ストリームに帰着し、このストリームが、次に、複素数値スクランブル符号によってスクランブルされる。物理チャネルは、技術仕様書３ＧＰＰ ＴＳ ２５．２１１ Ｖ６．２．０（２００４−０９）において定義され、他方で技術仕様書３ＧＰＰ ＴＳ ２５．２１３ Ｖ６．４．０（２００５−０９）は、拡散、重み付け、およびスクランブルの使用を介して、物理チャネルが、どのように１つの単一複素数値（Ｉ、Ｑ）ベースバンド信号に結合されるかを規定する。 Spreading is applied to the physical channel. It consists of two actions. The first operation is a channelization operation, which converts all data symbols to multiple chips, thus increasing the signal bandwidth. The number of chips per data symbol is called the spreading factor. The second operation is a scramble operation. In this case, a scramble code is applied to the spread signal. For channelization, the data symbols in the so-called I and Q branches are multiplied separately by orthogonal variable spreading factor (OVSF) codes. For scrambling operations, the resulting signal in the I and Q branches is further multiplied by a complex-valued scramble code, where I and Q denote the real and imaginary parts, respectively. The spreading operation includes a spreading stage, a weighting stage and an IQ mapping stage. In the process, the stream of real valued chips in the I and Q branches are summed. This results in a complex value stream of chips for each set of channels, which is then scrambled by a complex value scramble code. The physical channel is defined in technical specification 3GPP TS 25.211 V6.2.0 (2004-09), while technical specification 3GPP TS 25.213 V6.4.0 (2005-09) is spread, It defines how the physical channel is combined into one single complex value (I, Q) baseband signal through the use of weighting and scrambling.
３ＧＰＰには、高速アップリンクパケットアクセス（ＨＳＵＰＡ）と呼ばれるモードがある。このモードの仕様によって、３００，０００を超える、異なる信号変調構成が、携帯端末またはユーザ装置（ＵＥ）の送信機によって使用可能になる。対応するモードは、高速ダウンリンクパケットアクセス（ＨＳＤＰＡ）と呼ばれる。 3GPP has a mode called High Speed Uplink Packet Access (HSUPA). The specification of this mode allows over 300,000 different signal modulation configurations to be used by the mobile terminal or user equipment (UE) transmitter. The corresponding mode is called high speed downlink packet access (HSDPA).
これらの多数の変調構成のそれぞれは、例えばピーク対平均（ＰＡＲ）統計データに関して、それ自身の特有の特性を有する。典型的には、より高いピーク対平均比は、無線送信機の線形性、および特に、高出力電力においてより線形的な電力増幅器（ＰＡ）に対する要求の増加に帰着する。これは、次のことを意味する。すなわち、信号のＲＭＳレベルが一定に維持される場合には、様々な構成は、送信機における無線周波数（ＲＦ）電力増幅器などの非線形回路に信号が供給されるときには、様々な構成の異なるピーク対平均レベルゆえに、異なるレベルの歪み、ひいては異なるレベルの隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）に帰着するということである。ＡＣＬＲは、隣接チャネル周波数に集中するフィルタリングされた平均電力に対する、割り当てられたチャネル周波数に集中するフィルタリングされた平均電力の比率として定義される。 Each of these multiple modulation configurations has its own unique characteristics, for example with respect to peak-to-average (PAR) statistical data. Typically, higher peak-to-average ratios result in increased radio transmitter linearity and, in particular, demand for more linear power amplifiers (PAs) at high output power. This means the following. That is, if the RMS level of the signal is kept constant, the various configurations are different when the signal is fed to a non-linear circuit such as a radio frequency (RF) power amplifier in the transmitter. The average level results in different levels of distortion and thus different levels of adjacent channel leakage power ratio (ACLR). ACLR is defined as the ratio of the filtered average power concentrated at the assigned channel frequency to the filtered average power concentrated at the adjacent channel frequency.
この問題を緩和するために、電力増幅器の出力電力は、用いられる変調構成に依存して、定格最大出力電力からより低い値に低減してもよい。より低い最大出力電力は、全ての構成に対してＡＣＬＲ性能をほぼ等しくする目的で、所与の構成における歪みの低下につながる。この電力低減はまた、バックオフと呼ばれる。技術仕様書３ＧＰＰ ＴＳ ２５．１０１ Ｖ７．５．０（２００６−１０）において、３ＧＰＰ標準には、最大電力低減（ＭＰＲ）として定義される、電力低減の最大許容レベルが含まれるが、これは、当該変調構成に対して、入力信号の正規化電圧波形における３次積のＲＭＳ値として計算されたキュービックメトリック（ｄＢで計算される）に基づいている。 To alleviate this problem, the output power of the power amplifier may be reduced from the rated maximum output power to a lower value, depending on the modulation configuration used. The lower maximum output power leads to reduced distortion in a given configuration, with the goal of making the ACLR performance approximately equal for all configurations. This power reduction is also called backoff. In the technical specification 3GPP TS 25.101 V7.5.0 (2006-10), the 3GPP standard includes a maximum allowable level of power reduction, defined as maximum power reduction (MPR), For this modulation configuration, it is based on a cubic metric (calculated in dB) calculated as the RMS value of the third product in the normalized voltage waveform of the input signal.
最大バックオフは、かなり頻繁に変更されるが、例えば、同時的な多数の物理チャネルを備えたコンスタレーション、ならびに任意の物理チャネルの電力および／またはチャネル化符号および／またはスクランブル符号が変更されるたびに、変更される。これは、広帯域符号分割多重アクセス（ＷＣＤＭＡ）にとって、ＨＳＤＰＡおよびＨＳＵＰＡチャネルスケジューリングに基づいた全てのスロットごとであり得る。 Maximum backoff changes fairly frequently, for example, constellations with multiple physical channels at the same time, and the power and / or channelization code and / or scramble code of any physical channel is changed Every time it changes. For wideband code division multiple access (WCDMA), this can be every slot based on HSDPA and HSUPA channel scheduling.
（無線周波数（ＲＦ）電力増幅器を含むと仮定された）特定の送信機構成要素を備えた実際の実装にとって、３ＧＰＰ標準において規定されるような最大電力低減は、所与の変調構成に対して規定のＡＣＬＲを達成するために実際に必要とされるバックオフを不正確に推定したものである。これは、カバレッジおよびスループットに関して、ユーザ装置の不必要に低下された性能につながる。さらに、ＡＣＬＲのある一定レベルを達成するために必要とされる電力低減は、特定の送信機実装およびその動作条件に依存する。 For practical implementations with specific transmitter components (assumed to include radio frequency (RF) power amplifiers), the maximum power reduction as specified in the 3GPP standard is for a given modulation configuration. It is an inaccurate estimate of the backoff that is actually required to achieve the specified ACLR. This leads to unnecessarily degraded performance of the user equipment with respect to coverage and throughput. Furthermore, the power reduction required to achieve a certain level of ACLR depends on the particular transmitter implementation and its operating conditions.
したがって、改善された精度で、特定の送信機セットアップ用の必要なバックオフを計算することができ、かつ温度、負荷、エージングなどの動作条件と共にバックオフが変化できるようにする能力を有する解決法の必要がある。 Thus, a solution with the ability to calculate the required backoff for a particular transmitter setup with improved accuracy and to allow the backoff to vary with operating conditions such as temperature, load, aging, etc. There is a need for.
同様の問題が、送信機チェーンの設計段階で既に生じている。動作条件を考慮すべきかどうかにかかわらず、所与の送信機チェーンが、全ての変調構成に対して、所定のバックオフレベルを備えたＡＣＬＲ仕様を満たすことを検証する必要がある。または、反対に、ＡＣＬＲのある一定レベルに達するための必要なバックオフレベルを求めることが望まれる可能性がある。これは、３００，０００の全ての構成をシミュレートまたは測定すべきである場合には、膨大で非現実的なタスクである。さらに、動作条件の大きな集合を同様に検証すべきである場合には、タスクは不可能になろう。また、この状況では、周知の方法の精度は、不十分である。 A similar problem has already occurred at the transmitter chain design stage. Regardless of whether operating conditions should be considered, it is necessary to verify that a given transmitter chain meets the ACLR specification with a predetermined backoff level for all modulation configurations. Or, conversely, it may be desirable to determine the required backoff level to reach a certain level of ACLR. This is a huge and impractical task if all 300,000 configurations should be simulated or measured. Further, if a large set of operating conditions should be verified as well, the task will not be possible. Also, in this situation, the accuracy of the known method is insufficient.
したがって、本発明の目的は、３ＧＰＰ標準において規定された方法を用いるよりも正確に、送信機用の電力低減またはバックオフレベルを決定し、かつ送信機用の異なる動作条件を考慮できるようにする方法を提供することである。さらに、携帯端末におけるのと同様に、かかる携帯端末の設計段階中にこの方法を実行することが可能であるべきである。 Therefore, the object of the present invention is to determine the power reduction or backoff level for the transmitter and take into account the different operating conditions for the transmitter more accurately than using the method specified in the 3GPP standard. Is to provide a method. Furthermore, it should be possible to perform this method during the design phase of such a mobile terminal, as in a mobile terminal.
概要
本発明によれば、目的は、デジタル無線通信システムにおいて多数の無線チャネルを介して信号を送信するように構成された送信機用の電力低減レベルを決定するための方法であり、前記信号のそれぞれが多数の変調構成の１つに従って変調される方法であって、変調構成の特性に依存するデータを提供するステップであって、前記変調依存データが、前記変調構成に従って変調された信号の３次積から計算された項を含むステップと、前記変調構成に従って変調された信号を前記送信機から送信するために用いられることになる電力低減の推定を、前記変調依存データから計算するステップと、を含む方法において達成される。この方法には、変調依存データを提供して、３次積から計算された前記項に加えて前記変調依存データが、前記変調構成に従って変調された信号のより高次積から計算された少なくとも１つの項を含むようにするステップと、前記送信機の特性に依存するデータを提供するステップと、前記変調依存データおよび前記送信機依存データから電力低減用の前記推定を計算するステップと、がさらに含まれる。
SUMMARY According to the present invention, an object is a method for determining a power reduction level for a transmitter configured to transmit a signal over multiple radio channels in a digital radio communication system, A method in which each is modulated in accordance with one of a number of modulation configurations, providing data dependent on the characteristics of the modulation configuration, wherein the modulation dependent data comprises 3 of the signal modulated according to the modulation configuration. Including, from the modulation dependent data, calculating a power reduction estimate that will be used to transmit a signal modulated according to the modulation configuration from the transmitter; Achieved in a method comprising: The method provides modulation dependent data, in addition to the term calculated from a third order product, the modulation dependent data is calculated from at least one higher order product of signals modulated according to the modulation configuration. Further comprising: providing data dependent on characteristics of the transmitter; calculating the estimate for power reduction from the modulation dependent data and the transmitter dependent data; included.
３次積から計算された項に加えて、より高次積から計算された項の使用によって、電力低減推定の改善された精度が与えられる。変調依存データおよび送信機依存データを別個に提供し、次に、それらを組み合わせて電力低減推定を計算することによって、送信機用の異なる動作条件をはるかに容易に考慮できることが保証される。なぜなら、変調依存データは、一度計算する必要があるだけであり、次に、結果は、全ての動作条件用に再使用できるからである。 In addition to terms calculated from third-order products, the use of terms calculated from higher-order products provides improved accuracy of power reduction estimation. By providing modulation-dependent data and transmitter-dependent data separately and then combining them to calculate a power reduction estimate, it is guaranteed that the different operating conditions for the transmitter can be considered much more easily. This is because the modulation dependent data only needs to be calculated once and then the result can be reused for all operating conditions.
一実施形態において、積から計算される項は、３次およびより高次積のそれぞれにおけるＲＭＳ値から計算される。 In one embodiment, the term calculated from the product is calculated from the RMS value in each of the third and higher order products.
電力低減推定の精度は、項が、少なくとも１つの測定チャネル内で３次およびより高次積のそれぞれにおけるＲＭＳ値から計算される場合に、さらに改善することができる。次に、項は、各変調構成に対して、ランダム入力データに基づいて波形を生成することと、各生成された波形に対して、生成された波形の３次およびより高次積の波形を計算することと、少なくとも１つの隣接チャネルに対し、計算された波形を測定フィルタでフィルタリングすることと、フィルタリングされた波形のＲＭＳ値を計算することと、によって計算することができる。隣接チャネル用のフィルタに加えて、計算された波形はまた、割り当てられた無線チャネル（帯域内）用の測定フィルタでフィルタリングしてもよく、このフィルタリングされた波形用のＲＭＳ値は、電力低減推定の計算において同様に用いてもよい。 The accuracy of the power reduction estimate can be further improved if the terms are calculated from the RMS values in each of the third and higher order products in at least one measurement channel. Next, the term generates a waveform based on random input data for each modulation configuration, and generates a third-order and higher-order product waveform of the generated waveform for each generated waveform. And calculating, for at least one adjacent channel, filtering the calculated waveform with a measurement filter and calculating an RMS value for the filtered waveform. In addition to the filter for adjacent channels, the calculated waveform may also be filtered with a measurement filter for the assigned radio channel (in-band), and the RMS value for this filtered waveform is a power reduction estimate. You may use similarly in calculation of.
さらに、積から計算される項は、３次、５次および７次積から計算してもよい。これによって、計算における高精度と低複雑度との間の程よい両立がもたらされる。 Furthermore, the terms calculated from the product may be calculated from third, fifth and seventh order products. This provides a good balance between high accuracy and low complexity in computation.
一実施形態において、送信機依存データには、限られた変調構成集合用に、最小二乗平均近似を用いて、シミュレーションおよび測定の少なくとも１つから決定される多数の係数が含まれる。送信機係数を決定する際に、限られた数の変調構成用のシミュレーションまたは測定を用いることによって、必要な計算資源が、精度を損なうことなく、範囲内に保たれることが保証される。係数は、３次およびより高次積から計算された多数の前記項のそれぞれに対する最低および最高値を求めることと、これらの最低および最高値の８つの組み合わせをベクトルとして定義することと、前記定義されたベクトルのそれぞれに最も近い項を有する変調構成を識別することと、シミュレーションおよび測定の前記少なくとも１つにおいて、識別された変調構成の項を用いることと、によって決定してもよい。係数は、送信機用の異なる動作条件用に決定してもよい。 In one embodiment, the transmitter dependent data includes a number of coefficients determined from at least one of simulation and measurement using a least mean square approximation for a limited set of modulation configurations. By using a limited number of simulations or measurements for the modulation configuration in determining the transmitter coefficients, it is ensured that the necessary computational resources are kept in range without compromising accuracy. The coefficients are determined by determining the lowest and highest values for each of a number of said terms calculated from the third and higher order products, defining eight combinations of these lowest and highest values as vectors, May be determined by identifying a modulation configuration having a term closest to each of the identified vectors and using the identified modulation configuration term in the at least one of simulation and measurement. The coefficients may be determined for different operating conditions for the transmitter.
一実施形態において、電力低減推定を計算するステップは、前記送信機を含む携帯端末において実行される。このように、所与の変調構成用の必要な電力低減は、その変調構成が用いられることになる場合には、使用中に移動局において計算することができる。 In one embodiment, the step of calculating a power reduction estimate is performed at a mobile terminal including the transmitter. Thus, the required power reduction for a given modulation configuration can be calculated at the mobile station in use if that modulation configuration is to be used.
あるいは、電力低減推定を計算するステップは、前記送信機の設計段階中に実行される。このように、この方法は、所与の送信機がＡＣＬＲ要件を満たすことを検証するために用いることができる。 Alternatively, the step of calculating a power reduction estimate is performed during the design phase of the transmitter. Thus, this method can be used to verify that a given transmitter meets ACLR requirements.
言及したように、本発明はまた、デジタル無線通信システムにおいて多数の無線チャネルを介して信号を送信するように構成された送信機を含む携帯端末であり、前記信号のそれぞれが多数の変調構成の１つに従って変調される携帯端末であって、携帯端末が、前記変調構成に従って変調された信号を前記送信機から送信するために用いられる電力低減用の推定を提供するための手段であって、前記推定が、変調構成の特性に依存するデータから計算される手段を含み、前記変調依存データが、前記変調構成に従って変調された信号の３次積から計算された項を含む携帯端末に関する。さらに、変調依存データには、３次積から計算された前記項に加えて、前記変調構成に従って変調された信号のより高次積から計算された少なくとも１つの項が含まれ、前記推定は、前記変調依存データおよび前記送信機の特性に依存するデータから計算される。 As mentioned, the present invention is also a mobile terminal including a transmitter configured to transmit signals over multiple radio channels in a digital radio communication system, each of the signals having multiple modulation configurations. A mobile terminal modulated according to one, wherein the mobile terminal provides an estimate for power reduction used to transmit a signal modulated according to the modulation configuration from the transmitter; The mobile terminal relates to a mobile terminal, wherein the estimation includes means calculated from data dependent on characteristics of a modulation configuration, and the modulation dependent data includes a term calculated from a third-order product of signals modulated according to the modulation configuration. Further, the modulation dependent data includes at least one term calculated from a higher order product of signals modulated according to the modulation configuration, in addition to the term calculated from a third order product, Calculated from the modulation dependent data and data depending on the characteristics of the transmitter.
一実施形態において、積から計算される項は、３次およびより高次積のそれぞれにおけるＲＭＳ値から計算される。 In one embodiment, the term calculated from the product is calculated from the RMS value in each of the third and higher order products.
電力低減推定の精度は、項が、少なくとも１つの測定チャネル内で、３次およびより高次積のそれぞれにおけるＲＭＳ値から計算される場合に、さらに改善される。 The accuracy of the power reduction estimate is further improved when the terms are calculated from the RMS values in each of the third and higher order products in at least one measurement channel.
さらに、積から計算される項は、３次、５次および７次積から計算してもよい。これによって、計算の高精度と低複雑度との間の程よい両立がもたらされる。 Furthermore, the terms calculated from the product may be calculated from third, fifth and seventh order products. This provides a good balance between high calculation accuracy and low complexity.
一実施形態において、送信機依存データには、最小二乗平均近似を用いて、限られた変調構成集合用のシミュレーションおよび測定の少なくとも１つから決定される多数の係数が含まれる。送信機係数を決定する際に、限られた数の変調構成用のシミュレーションまたは測定を用いることによって、必要な計算資源が、精度を損なうことなく、範囲内に保たれることが保証される。係数は、前記送信機用に、異なる動作条件に対して決定するかまたは決定されていてもよい。 In one embodiment, the transmitter dependent data includes a number of coefficients determined from at least one of simulations and measurements for a limited set of modulation configurations using a least mean square approximation. By using a limited number of simulations or measurements for the modulation configuration in determining the transmitter coefficients, it is ensured that the necessary computational resources are kept in range without compromising accuracy. The coefficients are or may be determined for different operating conditions for the transmitter.
携帯端末の一実施形態において、電力低減用の前記推定を提供するための手段には、各変調構成用に予め計算された電力低減推定が記憶されるルックアップテーブルが含まれる。この実施形態は、異なる動作条件が考慮されない場合には、有用である。所与の変調構成が用いられることになる場合に、対応する電力低減レベルは、ルックアップテーブルから得ることができる。 In one embodiment of the mobile terminal, the means for providing the estimate for power reduction includes a look-up table in which pre-calculated power reduction estimates are stored for each modulation configuration. This embodiment is useful when different operating conditions are not considered. If a given modulation configuration is to be used, the corresponding power reduction level can be obtained from a lookup table.
別の実施形態において、携帯端末には、変調構成の特性に依存する前記データを提供するための手段であって、前記変調依存データが、前記変調構成に従って変調された信号の３次積および少なくとも１つのより高次積から計算された項を含む手段と、前記送信機の特性に依存する前記データを提供するための手段と、前記変調構成に従って変調された信号を前記送信機から送信するために用いられる電力低減用の推定を、前記変調依存データおよび前記送信機依存データから提供するための手段と、を含んでもよい。この実施形態は、異なる動作条件を携帯端末において考慮しなければならない場合には、有用である。これにより、携帯端末の現在の動作条件に依存して、携帯端末において電力低減を計算することが可能になる。この場合には、前記変調依存データを提供するための手段には、各変調構成用に予め計算された項が記憶されるルックアップテーブルを含んでもよく、前記送信機依存データを提供するための手段には、送信機用に予め計算されたデータが記憶されるルックアップテーブルを含んでもよい。これによって、携帯端末における計算は簡単になる。 In another embodiment, the mobile terminal is provided with means for providing the data dependent on characteristics of a modulation configuration, wherein the modulation dependent data comprises a third order product of signals modulated according to the modulation configuration and at least Means for including a term calculated from one higher order product, means for providing said data depending on characteristics of said transmitter, and for transmitting a signal modulated according to said modulation configuration from said transmitter Means for providing a power reduction estimate for use from the modulation dependent data and the transmitter dependent data. This embodiment is useful when different operating conditions must be considered in the mobile terminal. This makes it possible to calculate the power reduction at the mobile terminal depending on the current operating conditions of the mobile terminal. In this case, the means for providing the modulation dependent data may include a look-up table in which pre-calculated terms are stored for each modulation configuration, and for providing the transmitter dependent data The means may include a lookup table in which precalculated data for the transmitter is stored. This simplifies calculations on the mobile terminal.
本発明はまた、上記の方法を実行するためのプログラムコード手段を備えた、コンピュータプログラムおよびコンピュータ可読媒体に関する。 The invention also relates to a computer program and a computer-readable medium comprising program code means for performing the above method.
これから、図面に関連して以下で本発明をより完全に説明する。 The present invention will now be described more fully hereinafter with reference to the drawings.
図面の簡単な説明
実施形態の詳細な説明
図１には、携帯端末における送信チェーン１の簡単なブロック図が示されている。携帯端末は、３ＧＰＰ標準に従って、例えば符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）システムまたは広帯域符号分割多重アクセス（ＷＣＤＭＡ）システムにおいて用いるように適応させてもよく、かつ高速アップリンクパケットアクセス（ＨＳＵＰＡ）および高速ダウンリンクパケットアクセス（ＨＳＤＰＡ）モードを扱うように構成してもよい。ＨＳＵＰＡモード用の仕様により、３００，０００を超える、異なる信号変調構成が、携帯端末の送信機によって利用可能になる。
DETAILED DESCRIPTION OF EMBODIMENTS FIG. 1 shows a simple block diagram of a
無線資源制御部ＲＲＣ２、媒体アクセス制御部ＭＡＣ３、物理層４、無線機５および電力増幅器ＰＡ６の５つのブロックが示されている。ＲＲＣブロック２において、チャネルは、ネットワークからの制御メッセージに基づいて構成される。このチャネル構成において、トランスポートフォーマットの全てに可能な組み合わせが、ＨＳＤＰＡおよびＨＳＵＰＡの構成と同様に与えられる。ＭＡＣブロック３は、チャネルのそれぞれで送信されることになるデータを処理する。ＭＡＣは、チャネルのそれぞれで送信されることになるデータ量をスケジューリングする。物理層４では、物理チャネルにおけるデータの多重化が実行され、チャネルは、波形生成器９において変調されて結合される。次に、結果としての信号が、無線回路５によって処理され、アンテナ７を介して送信するために電力増幅器６において増幅される。
5 blocks are shown: a radio resource control unit RRC2, a medium access control unit MAC3, a physical layer 4, a
言及したように、携帯端末の送信機１は、３００，０００を超える、異なる信号変調構成を処理することを要求される可能性があるが、これらの構成のそれぞれは、例えば、信号のピーク対平均比に関して、それ自体の特有の特性を有する。信号の二乗平均平方根（ＲＭＳ）レベルが一定に保たれる場合には、異なるピーク対平均比を備えた信号は、電力増幅器６などの非線形回路において、異なるレベルの歪みを引き起こす。かかる歪みが隣接チャネルへの漏洩に影響するので、また、隣接チャネル周波数に集中するフィルタリングされた平均電力に対する、割り当てられたチャネル周波数に集中するフィルタリングされた平均電力の比率として定義される隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）は、各変調構成に対して異なる。
As mentioned, the mobile
この影響の結果を低減するために、電力増幅器６の出力電力は、全ての変調構成に対してＡＣＬＲをほぼ等しくする目的で、用いられる変調構成に依存して定格最大出力電力からより低い値へと低減してもよい。この電力低減はまた、バックオフと呼ばれる。３ＧＰＰ標準には、電力低減の最大許容レベル（すなわち最大電力低減）（ＭＰＲ）が含まれる。
In order to reduce the consequences of this effect, the output power of the
電力低減またはバックオフは、ＲＲＣ２およびＭＡＣ３からの入力に基づいて、最大電力バックオフ計算ユニット８において計算することができ、これによって、端末から送信される最大出力電力が制限される。計算されたバックオフは、信号を送信する場合に、波形生成器９において用いられる。
The power reduction or backoff can be calculated in the maximum power
技術仕様書３ＧＰＰ ＴＳ ２５．１０１ Ｖ７．５．０（２００６−１０）において、最大電力低減（ＭＰＲ）は、当該変調構成に対して、入力信号の正規化電圧波形における３次積のＲＭＳ値として計算されたキュービックメトリック（ＣＭ）（ｄＢで計算される）に基づいている。より具体的には、キュービックメトリックは、ＵＥ（ユーザ装置）の送信チャネル構成に基づき、次式から与えられる。
ＣＭ＝ＣＥＩＬ｛［２０＊ｌｏｇ１０（（ｖ＿ｎｏｒｍ３）ｒｍｓ）−２０＊ｌｏｇ１０（（ｖ＿ｎｏｒｍ＿ｒｅｆ３）ｒｍｓ）］／ｋ，０．５｝
ここで、ＣＥＩＬ｛ ｘ，０．５ ｝は、０．５ｄＢ単位で切り上げられること、すなわち、ＣＭ∈［０、０．５、１．０、１．５、２．０、２．５、３．０、３．５］を意味する。
ｋは、信号のチャネル化符号に依存して、１．８５または１．５６である。
ｖ＿ｎｏｒｍは、入力信号の正規化電圧波形である。
ｖ＿ｎｏｒｍ＿ｒｅｆは、基準信号（１２．２ｋｂｐｓ ＡＭＲ Ｓｐｅｅｃｈ）の正規化電圧波形である。
２０＊ｌｏｇ１０（（ｖ＿ｎｏｒｍ＿ｒｅｆ３）ｒｍｓ）＝１．５２ｄＢである。
In Technical Specification 3GPP TS 25.101 V7.5.0 (2006-10), the maximum power reduction (MPR) is the RMS value of the third-order product in the normalized voltage waveform of the input signal for the modulation configuration. Based on the calculated cubic metric (CM) (calculated in dB). More specifically, the cubic metric is given by the following equation based on the transmission channel configuration of the UE (user equipment).
CM = CEIL {[20 * log 10 ((v_norm 3 ) rms ) −20 * log 10 ((v_norm_ref 3 ) rms )] / k, 0.5}
Here, CEIL {x, 0.5} is rounded up to the nearest 0.5 dB, that is, CMε [0, 0.5, 1.0, 1.5, 2.0, 2.5, 3 .0, 3.5].
k is 1.85 or 1.56 depending on the channelization code of the signal.
v_norm is a normalized voltage waveform of the input signal.
v_norm_ref is a normalized voltage waveform of the reference signal (12.2 kbps AMR Speech).
20 * log 10 ((v_norm_ref 3 ) rms ) = 1.52 dB.
より一般的には、キュービックメトリック（ＣＭ）は、次式によって定義してもよい。
ＣＭ＝２０・１ｏｇ１０（ｒｓｍ（｜ｓ１｜３））
ここで、ｓ１は、所与の変調構成に従って変調された（例えば、ランダム入力データに基づいた）信号である。換言すれば、キュービックメトリックは、ｄＢにおける、複素数信号エンベロープの３次積のＲＭＳ値である。単一（正規化）ＲＭＳ入力信号を仮定してもよい。
More generally, the cubic metric (CM) may be defined by:
CM = 20 · 1 og 10 (rsm (| s 1 | 3 ))
Here, s 1 is a signal modulated according to a given modulation configuration (eg, based on random input data). In other words, the cubic metric is the RMS value of the third-order product of the complex signal envelope in dB. A single (normalized) RMS input signal may be assumed.
次に、参考事例に関する電力低減またはバックオフは、
ＢＯｃ＝ｂ３・（ＣＭｃ−ＣＭ０）
に従って推定することができる。
Next, the power reduction or backoff for the reference case is
BO c = b 3 · (CM c −CM 0 )
Can be estimated according to
ここで、添字「ｃ」は、特定の変調構成を示す。キュービックメトリックＣＭｃを備えた所与の変調構成用の必要なバックオフ（ＢＯ）は、キュービックメトリックＣＭ０を備えた基準変調構成に関連して計算される。係数ｂ３は、上記の式において１／ｋに対応する。 Here, the subscript “c” indicates a specific modulation configuration. The required backoff (BO) for a given modulation configuration with cubic metric CM c is calculated in relation to the reference modulation configuration with cubic metric CM 0 . The coefficient b 3 corresponds to 1 / k in the above formula.
定数の代わりに、係数ｂ３は、各送信機構成に特有であってもよいが、しかし変調と無関係であってもよい。この係数は、原則として、あるＡＣＬＲに達するための必要なバックオフを求めるシミュレーションおよび／または測定によって、求めることができる。ここでは、キュービックメトリックにおいて大きな差を有するように注意深く選択された多数の構成が用いられる。係数ｂ３は、これらのシミュレーションおよび／または測定から、データの最小二乗平均（ＬＭＳ）近似を用いて決定してもよい。 Instead of a constant, the factor b 3 may be specific to each transmitter configuration, but may be independent of the modulation. This factor can in principle be determined by simulation and / or measurement for the required backoff to reach a certain ACLR. Here, a number of configurations are used that are carefully selected to have large differences in cubic metrics. The coefficient b 3 may be determined from these simulations and / or measurements using a least mean square (LMS) approximation of the data.
この定式から計算されたバックオフは、全ての変調構成に対してほぼ同じＡＣＬＲを達成するために実際に必要なバックオフの不正確な推定であることが分かった。変調構成に依存するが、しかし送信機およびその動作条件（温度、負荷、エージング等）には依存しないキュービックメトリック、ならびに送信機およびその動作条件には依存するが、変調からは独立すべきである係数ｂ３を、別個に／独立して計算し、次に結合して、所与の変調構成ならびに所与の送信機（および所与の動作条件）に対して必要なバックオフの推定を得ることができるという点で、この定式は、変調構成の特性および送信機の特性を分離または減結合できることを示すが、実際には、この定式の精度が低いために、所与の送信機および所与の動作条件に対して、全ての変調構成用に実際に使用できる正確な係数ｂ３を送信機において計算することは困難になるかまたは不可能にさえなる。 The backoff calculated from this formula has been found to be an inaccurate estimate of the backoff that is actually required to achieve approximately the same ACLR for all modulation configurations. Cubic metrics that depend on the modulation configuration but not on the transmitter and its operating conditions (temperature, load, aging, etc.), and on the transmitter and its operating conditions, but should be independent of the modulation The coefficient b 3 is calculated separately / independently and then combined to obtain the required backoff estimate for a given modulation configuration and a given transmitter (and a given operating condition). Although this formula shows that the characteristics of the modulation configuration and the characteristics of the transmitter can be separated or decoupled, in practice, the accuracy of this formula is low, so the given transmitter and the given For a given operating condition, it becomes difficult or even impossible to calculate at the transmitter the exact coefficient b 3 that can actually be used for all modulation configurations.
また、問題は、送信機チェーンの設計段階で既に生じている。動作条件を考慮すべきかどうかにかかわらず、所与の送信機チェーンが、全ての変調構成に対して、所定のバックオフレベルでＡＣＬＲ仕様を満たすことを検証する必要がある。または、反対に、ある一定レベルのＡＣＬＲに達するための必要なバックオフレベルを求めることが望まれる可能性がある。これは、３００，０００の全ての構成をシミュレートまたは測定すべきである場合には、膨大で非現実的なタスクである。さらに、動作条件の大きな集合を同様に検証すべきである場合には、タスクは不可能になろう。 In addition, problems have already occurred at the design stage of the transmitter chain. Regardless of whether operating conditions should be considered, it is necessary to verify that a given transmitter chain meets the ACLR specification at a given backoff level for all modulation configurations. Or, conversely, it may be desirable to determine the required backoff level to reach a certain level of ACLR. This is a huge and impractical task if all 300,000 configurations should be simulated or measured. Further, if a large set of operating conditions should be verified as well, the task will not be possible.
以下において、所与の変調構成および所与の送信機用の必要なバックオフを推定する改善された方法を説明する。 In the following, an improved method for estimating the required backoff for a given modulation configuration and a given transmitter is described.
しかしながら、第１に、上記の計算において、当該変調構成用に、入力信号の正規化電圧波形における３次積のＲＭＳ値（ｄＢで計算される）が計算されたことに留意されたい。入力信号のこの３次積は、普通、非線形無線周波数回路のモデリングにおいて、より高次積と共に用いられる。 First, however, note that in the above calculation, the RMS value (calculated in dB) of the third order product in the normalized voltage waveform of the input signal was calculated for the modulation configuration. This third order product of the input signal is usually used with higher order products in the modeling of nonlinear radio frequency circuits.
複素数値ベースバンド入力信号が、ｓ１＝Ｉ１＋ｊＱ１によって定義される場合には、この信号の積は、
ｓｎ＝｜ｓ１｜ｎ−１ｓ１
によって定義される。
ここで、「ｎ」は、奇数（３、５、７．．．）であり、通常、９以下である。非線形回路は、多項式としてモデル化することができる。
ｓ０＝ｃ１ｓ１＋ｃ３｜ｓ１｜２ｓ１＋ｃ５｜ｓ１｜４ｓ１＋ｃ７｜ｓ１｜６ｓ１
ここで、ｓ０は出力信号であり、その次数は、明確にするために７に制限された。しかしながら、次数は、必要に応じて、より高い次数に容易に拡張可能である。係数ｃｎは、一般的な場合には、任意の複素数であってもよい。小信号利得は、ｃ１によって定義され、他のものは、様々な次数の積に対する重み係数である。より高次の係数、すなわちｃ３、ｃ５およびｃ７は、非線形回路の歪みの増加と共に増加する。上記の式は、様々な次数の重み付けされた積に入力信号が加えられた時間領域表現である。ｓ１およびｓｎに対応する周波数領域における項は、変調入力信号に対してはＳ１（ｆ）によって、および積ｎに対してはＳｎ（ｆ）によって示される。したがって、上記の多項式に対応する周波数領域表現は、
Ｓ０（ｆ）＝ｃ１Ｓ１（ｆ）＋ｃ３Ｓ３（ｆ）＋ｃ５Ｓ５（ｆ）＋ｃ７Ｓ７（ｆ）
と書いてもよい。
If a complex-valued baseband input signal is defined by s 1 = I 1 + jQ 1 , the product of this signal is
s n = | s 1 | n−1 s 1
Defined by
Here, “n” is an odd number (3, 5, 7,...) And is usually 9 or less. Nonlinear circuits can be modeled as polynomials.
s 0 = c 1 s 1 + c 3 | s 1 | 2 s 1 + c 5 | s 1 | 4 s 1 + c 7 | s 1 | 6 s 1
Here, s 0 is the output signal, and its order is limited to 7 for clarity. However, the order can be easily extended to higher orders as needed. Coefficients c n is the general case, it may be any complex number. Small signal gain is defined by c 1 , others are weighting factors for products of various orders. Higher order coefficients, c 3 , c 5 and c 7 increase with increasing distortion of the nonlinear circuit. The above equation is a time domain representation in which the input signal is added to a weighted product of various orders. The terms in the frequency domain corresponding to s 1 and s n are denoted by S 1 (f) for the modulated input signal and by S n (f) for the product n. Therefore, the frequency domain representation corresponding to the above polynomial is
S 0 (f) = c 1 S 1 (f) + c 3 S 3 (f) + c 5 S 5 (f) + c 7 S 7 (f)
You may write.
上述のバックオフ計算はキュービックメトリックに基づいていたが、改善された方法はまた、
ＸＭｎ＝２０・ｌｏｇ１０（ｒｍｓ（｜ｓ１｜ｎ））
に従って、より高次積用のメトリックを導入する。
ここで、「ｎ」は、奇数（３、５、７．．．）であり、通常、９以下である。これは、例えば、
ＸＭ３＝ＣＭ＝２０・ｌｏｇ１０（ｒｍｓ（｜ｓ１｜３））
ＸＭ５＝２０・ｌｏｇ１０（ｒｍｓ（｜ｓ１｜５））
ＸＭ７＝２０・ｌｏｇ１０（ｒｍｓ（｜ｓ１｜７））等
を意味する。
While the backoff calculation above was based on cubic metrics, the improved method is also
XM n = 20 · log 10 (rms (| s 1 | n ))
Introduce higher-order product metrics according to
Here, “n” is an odd number (3, 5, 7,...) And is usually 9 or less. This is, for example,
XM 3 = CM = 20 · log 10 (rms (| s 1 | 3 ))
XM 5 = 20 · log 10 (rms (| s 1 | 5 ))
XM 7 = 20 · log 10 (rms (| s 1 | 7 )) or the like.
これらのメトリックは、拡張次数メトリックと呼ばれる。次に、バックオフは、これらのメトリックの線形結合として計算することができる。
ここで、「Ｎ」は積の次数の集合であり、この集合にわたってバックオフが計算され、上記の添字「ｃ」は、特定の変調構成を表す。繰り返すと、拡張次数メトリックＸＭｃ，ｎを備えた所与の変調構成用の必要なバックオフは、拡張次数メトリックＸＭ０，ｎを備えた基準変調構成に関連して計算される。明確にするために次数が再び７に制限された場合には、バックオフは、
ＢＯｃ＝ｂ３・（ＸＭｃ，３−ＸＭ０，３）＋ｂ５・（ＸＭｃ，５−ＸＭ０，５）＋ｂ７（ＸＭｃ，７−ＸＭ０，７）
＝ｂ３・（ＣＭｃ−ＣＭ０）＋ｂ５・（ＸＭｃ，５−ＸＭ０，５）＋ｂ７・（ＸＭｃ，７−ＸＭ０，７）
である。
These metrics are called extended order metrics. The backoff can then be calculated as a linear combination of these metrics.
Here, “N” is a set of product orders, the backoff is calculated over this set, and the subscript “c” above represents a particular modulation configuration. Again, the required backoff for a given modulation configuration with extended order metric XM c, n is calculated in relation to the reference modulation configuration with extended order metric XM 0, n . If the order is again limited to 7 for clarity, the backoff is
BO c = b 3 · (XM c, 3 -
= B 3 · (CM c −CM 0 ) + b 5 · (XM c, 5 −XM 0,5 ) + b 7 · (XM c, 7 −XM 0,7 )
It is.
係数ｂｎは、上記のように、データの通常の最小二乗平均（ＬＭＳ）近似を用いて決定することができる。 The coefficient b n can be determined using a normal least mean square (LMS) approximation of the data as described above.
したがって、キュービックメトリックに加えて、この方法にはまた、より高次積用のメトリックが含まれる。係数ｂｎのいくつかは負にすることができ、したがって、この方法によって計算されるバックオフは、キュービックメトリックだけに基づくバックオフより必ずしも大きくはない。代わりに、計算されるバックオフは、より高次積が考慮されるので、より正確である。以下に示すように、このようにして計算されるバックオフレベルは、実際に、ＡＣＬＲのより優れた均一化を提供する。より優れた精度によっても、限られた数の変調構成用のシミュレーションおよび／または測定から係数ｂｎを決定することがより容易になる。 Thus, in addition to the cubic metric, this method also includes a metric for higher order products. Some of the coefficients b n can be negative, so the back-off calculated by this method is not necessarily greater than the back-off based solely on the cubic metric. Instead, the calculated backoff is more accurate because higher order products are considered. As will be shown below, the back-off level calculated in this way actually provides better uniformity of the ACLR. Greater accuracy also makes it easier to determine the coefficient b n from simulations and / or measurements for a limited number of modulation configurations.
上述した方法において、推定されるバックオフレベルの精度は、所与の変調信号（すなわち、所与の変調構成）における３次積のＲＭＳ値に加えて、より高次積のＲＭＳ値を考慮することによって、改善された。この方法は、所与の変調信号用のＲＭＳ値、および所定の測定チャネル集合にわたる変調信号の積を規定することによって、さらに改善可能である。したがって、バックオフレベルの計算において、完全な周波数範囲にわたる積のＲＭＳ値を用いる代わりに、所定の測定チャネル集合内における積のＲＭＳ値を用いてもよい。 In the method described above, the accuracy of the estimated backoff level takes into account the RMS value of the higher order product in addition to the RMS value of the third order product in the given modulation signal (ie, the given modulation configuration). It was improved by that. This method can be further improved by defining the RMS value for a given modulated signal and the product of the modulated signal over a given set of measurement channels. Thus, instead of using the product RMS value over the complete frequency range, the product RMS value within a given set of measurement channels may be used in calculating the backoff level.
本発明の目的が、全ての変調構成に対して一定のＡＣＬＲを維持するバックオフを計算することであるので、測定チャネル集合は、例として、ＡＣＬＲ測定用に３ＧＰＰ標準において定義されるような測定チャネルによって、基本的には、帯域内、第１の隣接チャネルおよび第２の隣接チャネルに対して、それぞれ、ロールオフ係数α＝０．２２、ならびにオフセット０、５の３．８４ＭＨｚ、および１０ＭＨｚ帯域幅を備えたＳＱＲＣ（平方根二乗余弦）フィルタによって構成してもよい。測定チャネル用の伝達関数は、Ｈｍ（ｆ）によって示されるが、ここで、ｍは、チャネル位置を示す。すなわち、ｍ＝０は、帯域内チャネル（ゼロオフセット）に対応し、ｍ＝１は、第１の隣接チャネル（５ＭＨｚオフセット）に対応し、最後に、ｍ＝２は、第２の隣接チャネル（１０ＭＨｚオフセット）に対応する。一般的な場合において、オフセットは、正値および負値の両方を取ることが可能である。簡単にするために、ここでは、信号のスペクトルおよび信号の積が対称であり、したがって、オフセットの符号が任意であると仮定されている。
Since the purpose of the present invention is to calculate a backoff that maintains a constant ACLR for all modulation configurations, the measurement channel set is, for example, a measurement as defined in the 3GPP standard for ACLR measurements. Depending on the channel, basically, the 3.84 MHz and 10 MHz bands with in-band, roll-off factor α = 0.22 and
所定の測定チャネル集合にわたって規定された、所与の変調構成用のＲＭＳ値は、Ａｎ，ｍで示すことができるＲＭＳレベル項の集合を構成するが、ここで、各項は、測定チャネルｍ（キャリアまたは帯域内チャネル用の０ならびにそれぞれの隣接チャネル用の１および２）内の積ｎ（入力信号用の１およびそれぞれの積用の３、５、７等）のためのＲＭＳ値を規定する。これらの項は、各変調構成に特有な番号集合（これはまた、プロファイルと呼ぶことができる）を構成する。したがって、用語「変調プロファイル」は、この集合のために用いてもよい。 The RMS values for a given modulation configuration defined over a given set of measurement channels constitute a set of RMS level terms that can be denoted by An, m , where each term is a measurement channel m Specify RMS value for product n (1 for input signal and 3, 5, 7, etc. for each product) (0 for carrier or in-band channel and 1 and 2 for each adjacent channel) To do. These terms constitute a number set (which can also be referred to as a profile) unique to each modulation configuration. Thus, the term “modulation profile” may be used for this set.
測定チャネルｍ内の積ｎ用のＲＭＳ値を規定する各項は、
によって与えられる。
Each term defining the RMS value for product n in measurement channel m is
Given by.
図２は、これらの量を示す。ここで、変調信号（３ＧＰＰ ＴＳ ２５．１０１において定義されるような１２．２ｋｂｓ基準測定チャネル（ＲＭＣ）信号）およびその積の例におけるスペクトルが、信号の右の測定チャネル１および２に対する伝達関数と共に周波数領域に示されている。
FIG. 2 shows these quantities. Here, the spectrum in the example of the modulated signal (12.2 kbps reference measurement channel (RMC) signal as defined in 3GPP TS 25.101) and its product, together with the transfer function for
これらの変調プロファイルの項を、多数の変調構成用にどのように生成できるかの例を要約するフローチャート１００が、図３に示されている。最初に、ステップ１０１において、変調構成インデックスが初期化される。各構成に対し、非常に長い波形およびその積のスペクトルを正確に推定するのに十分な長さ（例えば、シンボル数の点で）を備えたランダム入力データに基づいて、波形が、ステップ１０２において生成される。３ＧＰＰの特定の場合について、１０分の数ｄＢ以下のオーダにおける精度を得るために、約８．５ｍｓの長さの波形に対応する２１５＝３２，７６８チップで十分であるとわかった。ステップ１０３において、生成された波形のｎ＝３、５、７等に対する積の波形が計算される。次に、ステップ１０４において、これらの波形のそれぞれが、帯域内チャネルおよび２つの隣接チャネル、すなわちｍ＝０、１および２に対して測定フィルタでフィルタリングされる。一般性を失うことなく、変調プロファイルは、典型的には、単一ＲＭＳ値（＝１）を備えた波形に基づいて計算され、この条件が、本明細書全体を通して用いられる。ステップ１０５において、インデックスは更新され、全ての変調構成がカバーされた場合には（ステップ１０６）、項の生成は、ステップ１０７において終了される。そうでなければ、計算は、次の変調構成のためにステップ１０２において継続される。
A
図２の例に関して、明確にするために次数が再び７に制限される場合には、計算された変調プロファイル、すなわち上記の項の集合は、以下の通りであってもよい。
Ａ１，０＝０．９７ Ａ１，１＝１．８０×１０−３ Ａ１，２＝５．８７×１０−４
Ａ３，０＝１．１３ Ａ３，１＝１．４０×１０−１ Ａ３，２＝１．４４×１０−３
Ａ５，０＝１．４６ Ａ５，１＝３．０３×１０−１ Ａ５，２＝１．５７×１０−２
Ａ７，０＝２．０３ Ａ７，１＝５．５８×１０−１ Ａ７，２＝４．４０×１０−２
With respect to the example of FIG. 2, if the order is again limited to 7 for clarity, the calculated modulation profile, ie the set of terms above, may be as follows:
A 1,0 = 0.97 A 1,1 = 1.80 × 10 −3 A 1,2 = 5.87 × 10 −4
A 3,0 = 1.13 A 3,1 = 1.40 × 10 −1 A 3,2 = 1.44 × 10 −3
A 5,0 = 1.46 A 5,1 = 3.03 × 10 −1 A 5,2 = 1.57 × 10 −2
A 7,0 = 2.03 A 7,1 = 5.58 × 10 -1
本明細書で説明するようなバックオフ計算の特定の利用法のために、変調プロファイル項は、対数（ｄＢ）領域において規定される。すなわち、以下の通りである。
Ｐｎ，ｍ＝２０・ｌｏｇ１０（Ａｎ，ｍ）
For specific applications of backoff calculations as described herein, modulation profile terms are defined in the logarithmic (dB) domain. That is, it is as follows.
P n, m = 20 · log 10 (A n, m )
次に、必要なバックオフは、次のように計算してもよい。
ここで、添字「ｃ」は、特定の変調構成を示す。必要なバックオフは、Ｐ０，ｎ，ｍによって示される基準変調構成に関連して計算される。
The required backoff may then be calculated as follows:
Here, the subscript “c” indicates a specific modulation configuration. The required backoff is calculated in relation to the reference modulation configuration denoted by P 0, n, m .
したがって、例えば、積の次数がｎ＝３、５、７に制限され、かつ測定チャネルがｍ＝１、２に制限されている場合には、バックオフは、次のように計算される。
ＢＯｃ＝ａ３，１・（Ｐｃ，３，１−Ｐ０，３，１）＋ａ５，１・（Ｐｃ，５，１−Ｐｃ，５，１）＋ａ７，１・（Ｐｃ，７，１−Ｐ０，７，１）＋ａ３，２・（Ｐｃ、３，２−Ｐ０，３，２）＋ａ５，２・（Ｐｃ，５，２−Ｐ０，５，２）＋ａ７，２・（Ｐｃ，７，２−Ｐ０，７，２）
Thus, for example, if the product order is restricted to n = 3, 5, 7 and the measurement channel is restricted to m = 1, 2, the backoff is calculated as follows:
BO c = a 3,1 · (P c, 3,1 -
係数ａｎ，ｍは、各送信機構成にとって特有であるが、変調からは独立している。これらの係数は、ある一定のＡＣＬＲに達するための必要なバックオフを求めるシミュレーションおよび／または測定によって、求めてもよい。ここでは、限られた構成集合、変調プロファイルにおいて大きな差を有するように注意深く選択された例えば１０〜５０の構成だけが用いられる。これらのシミュレーションおよび／または測定から、係数ａｎ，ｍは、データの最小二乗平均近似を用いて決定される。 The coefficients a n, m are specific to each transmitter configuration, but are independent of the modulation. These coefficients may be determined by simulation and / or measurement to determine the necessary backoff to reach a certain ACLR. Here, only a limited set of configurations, for example 10-50 configurations carefully selected to have a large difference in the modulation profile, are used. From these simulations and / or measurements, the coefficients an , m are determined using a least mean square approximation of the data.
以下に示すように、この方法で計算されたバックオフレベルは、ＡＣＬＲのはるかに優れた均一化を提供する。また、より優れた精度によって、限られた数の変調構成用のシミュレーションおよび／または測定から係数ａｎ，ｍを決定することが、より容易になる。 As will be shown below, the backoff level calculated in this way provides a much better homogenization of the ACLR. Also, better accuracy makes it easier to determine the coefficients an , m from simulations and / or measurements for a limited number of modulation configurations.
係数ａｎ，ｍを決定するために用いられる変調構成は、ランダムに選択することができるが、この場合には、かなり大きな量（５０）のテスト波形が、通常、必要である。かかる選択は、正確なバックオフ計算のために、広く代表的な波形集合を保証する１つの総当り方法である。多数のテスト構成はまた、ノイズおよび限られた精度の実際の測定において、動機づけることができる。 The modulation configuration used to determine the coefficients a n, m can be chosen randomly, but in this case a fairly large amount (50) of the test waveform is usually required. Such a selection is one brute force method that guarantees a wide representative set of waveforms for accurate backoff calculations. A number of test configurations can also be motivated in actual measurements of noise and limited accuracy.
しかしながら、ノイズおよび精度が問題でない場合には、９つだけのテスト構成で十分になり得ることが分かった。変調構成の優れた選択は、変調プロファイル項に基づいて定義することができる。下記の例において、バックオフ計算が、３つの項だけ、すなわちＰ３，１、Ｐ５，１およびＰ７，１に基づいて、うまく実行できることが示されている。また、これら３つの特定の項を用いて、テスト構成の最適な選択を識別してもよい。この例は、図４においてフローチャート２００によって示されている。
However, it has been found that only nine test configurations may be sufficient if noise and accuracy are not an issue. A good choice of modulation configuration can be defined based on the modulation profile terms. In the example below, it is shown that the back-off calculation can be successfully performed based on only three terms: P 3,1 , P 5,1 and P 7,1 . These three specific terms may also be used to identify the optimal selection of test configurations. This example is illustrated by
最初に、ステップ２０１において、ＨＳＵＰＡ空間における全ての変調構成の間の各項に対する最低値および最高値を求めるべきである。すなわち、
ここで、ｋは、変調構成インデックスであり、Ｎは、変調構成の数である。次に、これらの極値の８つの組み合わせが、ステップ２０２においてベクトルとして定義される。
ｓ１＝［Ｐ３ｍｉｎ Ｐ５ｍｉｎ Ｐ７ｍｉｎ］
ｓ２＝［Ｐ３ｍｉｎ Ｐ５ｍｉｎ Ｐ７ｍａｘ］
ｓ３＝［Ｐ３ｍｉｎ Ｐ５ｍａｘ Ｐ７ｍｉｎ］
ｓ４＝［Ｐ３ｍｉｎ Ｐ５ｍａｘ Ｐ７ｍａｘ］
ｓ５＝［Ｐ３ｍａｘ Ｐ５ｍｉｎ Ｐ７ｍｉｎ］
ｓ６＝［Ｐ３ｍａｘ Ｐ５ｍｉｎ Ｐ７ｍａｘ］
ｓ７＝［Ｐ３ｍａｘ Ｐ５ｍａｘ Ｐ７ｍｉｎ］
ｓ８＝［Ｐ３ｍａｘ Ｐ５ｍａｘ Ｐ７ｍａｘ］
First, in
Here, k is a modulation configuration index, and N is the number of modulation configurations. Next, the eight combinations of these extreme values are defined as vectors in
s 1 = [P3 min P5 min P7 min ]
s 2 = [P3 min P5 min P7 max ]
s 3 = [P3 min P5 max P7 min ]
s 4 = [P3 min P5 max P7 max ]
s 5 = [P3 max P5 min P7 min ]
s 6 = [P3 max P5 min P7 max ]
s 7 = [P3 max P5 max P7 min ]
s 8 = [P3 max P5 max P7 max ]
項のこれらのベクトルは、３次元空間の範囲を形成すると言い得る極値であり、その意味で、これらのベクトルは、確かに十分に広がっている。これらの集合は、これらの集合のいずれかに類似の変調構成が存在することを保証できないという点で仮説である。しかしながら、今や、全ての変調構成に対して変調プロファイルを横断し、これらの極値のそれぞれに最も近い変調プロファイルを識別可能である。換言すれば、各集合ｓｊに対して、ベクトル差の大きさ｜ｓｊ−ｖｋ｜を最小限にする変調プロファイルベクトルｖｋ＝［Ｐ３、１、ｋ Ｐ５，１，ｋ Ｐ７，１，ｋ］を備えた変調構成が求められる（ステップ２０３）。 These vectors of terms are extreme values that can be said to form a range in three-dimensional space, and in that sense, these vectors are indeed sufficiently widened. These sets are hypotheses in that it cannot be guaranteed that a similar modulation configuration exists in any of these sets. However, it is now possible to traverse the modulation profile for all modulation configurations and identify the modulation profile closest to each of these extreme values. In other words, for each set s j , the modulation profile vector v k = [P 3,1, k P 5,1, k P 7 that minimizes the magnitude | s j −v k | of the vector difference. , 1, k ] is determined (step 203).
結果として見つけられた８つの変調構成は、最適なテスト構成集合を構成する。第９および最後の構成は、全てのバックオフ計算のための基準として働く標準ＲＭＣ信号である。次に、言及したように、この最適なテスト構成集合は、ある一定のＡＣＬＲに達するための必要なバックオフを求めるシミュレーションおよび／または測定用に、ステップ２０４で用いられる。次に、これらのシミュレーションおよび／または測定から、係数ａｎ，ｍは、データの最小二乗平均近似を用いて、ステップ２０５で決定される。送信機用の異なる動作条件を考慮する必要がある場合には、係数の別個の集合が、各動作条件に対してフローチャート２００を繰り返すことによって、各動作条件用に決定される。
The eight modulation configurations found as a result constitute the optimal test configuration set. The ninth and final configuration is a standard RMC signal that serves as a reference for all backoff calculations. Next, as mentioned, this optimal set of test configurations is used in
バックオフを計算するための改善された方法において、バックオフが計算される集合（ＭおよびＮ）は、通常、極めて制限されている。第１に、ＡＣＬＲ１（第１の隣接チャネル用のＡＣＬＲである）は、ＡＣＬＲ１が満たされた場合にＡＣＬＲ２（第２の隣接チャネル用のＡＣＬＲである）要件が、通常、満たされるように、３ＧＰＰのための主パラメータであるが、しかし逆は当てはまらない。したがって、ｍ＝２を備えた変調プロファイル項は、この特定の場合には無視してもよいと論じることができる。実際には、項を用いて試験しているときに、正確なバックオフ計算に対する最も重要な寄与は、できるだけ多くの異なる測定チャネルではなく、できるだけ多くの積を含むことであることが分かった。いずれにせよ、項の数の増加によって精度が改善されるが、それは、多数の項を保持するメモリの増加と同様に、コスト／計算負荷の増加を犠牲にして成り立つ。換言すれば、用いる項の選択は、精度と低コストとの間のトレードオフである。 In the improved method for calculating backoff, the set (M and N) for which backoff is calculated is usually very limited. First, ACLR1 (which is the ACLR for the first adjacent channel) is 3GPP so that the ACLR2 (which is the ACLR for the second adjacent channel) requirement is typically satisfied when ACLR1 is satisfied. Is the main parameter for, but the converse is not true. Thus, it can be argued that the modulation profile term with m = 2 may be ignored in this particular case. In fact, when testing with terms, it has been found that the most important contribution to accurate backoff calculations is to include as many products as possible, rather than as many different measurement channels as possible. In any case, the accuracy is improved by increasing the number of terms, but at the cost of increased cost / computation load as well as an increase in memory holding a large number of terms. In other words, the choice of terms to use is a trade-off between accuracy and low cost.
以下に、上記の様々な定式の精度および近似係数がどのように決定されるかを表す例が示されている。 In the following, examples are given that show how the accuracy and approximation coefficients of the various formulas described above are determined.
例は、全部で９３，０００構成である、ＨＳＵＰＡ空間内における変調構成の一部分集合に基づいている。この集合用の生成されたＵＬ（アップリンク）ＷＣＤＭＡ物理チャネルは、次のとおりである。
ＤＰＣＣＨ、拡散率２５６を備えた一符号
ＤＰＤＣＨ、拡散率６４を備えた一符号
ＨＳ−ＤＰＣＣＨ、拡散率２５６を備えた一符号
Ｅ−ＤＰＣＣＨ、拡散率２５６を備えた一符号
Ｅ−ＤＰＤＣＨ、拡散率４を備えた一符号
The example is based on a subset of the modulation configuration in HSUPA space, which is a total of 93,000 configurations. The generated UL (uplink) WCDMA physical channel for this set is as follows.
DPCCH, one code with spreading factor 256 DPDCH, one code with spreading factor 64 HS-DPCCH, one code with spreading factor 256 E-DPCCH, one code with spreading factor 256 E-DPDCH, spreading factor One code with 4
この物理チャネル集合に対して、３ＧＰＰ仕様に一致する利得係数の全９３，０００の組み合わせがシミュレートされる。 For this physical channel set, all 93,000 combinations of gain factors consistent with the 3GPP specification are simulated.
各構成に対して、ＣＭおよびＸＭと同様に変調プロファイルは、オーバーサンプリングレートＯＳＲ＝１６および３２チップの長さに切られた、ロールオフ係数α＝０．２２のＲＲＣ（ルート二乗余弦）フィルタパルスで、ランダム入力データおよび１６３８４のチップに対応する長さを備えた構成に従って生成された波形に基づいて、計算された。この特定の例において、変調プロファイル項Ｐ３，１、Ｐ５，１およびＰ７，１だけが、各変調構成用に計算された。拡張次数メトリックＸＭは、ｎ＝３、５、７に対して計算された。 For each configuration, as with CM and XM, the modulation profile is RRC (root raised cosine) filter pulse with roll-off factor α = 0.22 cut to length of oversampling rate OSR = 16 and 32 chips. And calculated based on the waveform generated according to the configuration with random input data and a length corresponding to 16384 chips. In this particular example, only the modulation profile terms P 3,1 , P 5,1 and P 7,1 were calculated for each modulation configuration. The extended order metric XM was calculated for n = 3, 5, 7.
これらの９３，０００構成から、５０がランダムに選択され、対応する波形が、シミュレーションによって、典型的なＷＣＤＭＡ ＰＡに供給された。ＡＣＬＲ１＝３３ｄＢに達するために必要なバックオフは、繰り返しによって求められた。５０構成に加えて、１２．２ｋｂｓ ＲＭＣ信号が、基準として働くように生成され、ＸＭおよびＣＭと同様に、対応する変調プロファイルが、この場合のために計算された（Ｐ０，ｎ，ｍ、ＣＭ０、ＸＭ０，ｎ）。 From these 93,000 configurations, 50 were randomly selected and the corresponding waveforms were fed into a typical WCDMA PA by simulation. The backoff required to reach ACLR1 = 33 dB was determined by iteration. In addition to the 50 configuration, a 12.2 kbs RMC signal was generated to serve as a reference, and, similar to XM and CM, the corresponding modulation profile was calculated for this case (P 0, n, m , CM 0 , XM 0, n ).
係数ａ３，１、ａ５，１、ａ７，１、ｂ３、ｂ５およびｂ７は、前述のように、それぞれの定式に基づいたデータの最小二乗平均（ＬＭＳ）近似を用いて決定された。 The coefficients a 3,1 , a 5,1 , a 7,1 , b 3 , b 5 and b 7 are determined using the least mean square (LMS) approximation of the data based on the respective formulas as described above. It was done.
最後に、２０，０００のランダムに選択された構成が、提案された定式から推定されたバックオフを用いてシミュレートされ、シミュレーションから得られた対応するＡＣＬＲ１が記録された。各バックオフ推定方法に対するＡＣＬＲの拡散が、ヒストグラムによって示されている。 Finally, 20,000 randomly selected configurations were simulated using the backoff estimated from the proposed formulation and the corresponding ACLR1 obtained from the simulation was recorded. The ACLLR spread for each backoff estimation method is shown by the histogram.
キュービックメトリックを用いてバックオフ値が推定された、０．０５ｄＢビンにおけるＡＣＬＲ１用のヒストグラムが、図５に示されている。このヒストグラムから、キュービックメトリックだけを用いてバックオフが推定される場合には、ＡＣＬＲの拡散がかなりであり、これは、この方法が不十分であることを示すのが分かる。規定のＡＣＬＲは、３３ｄＢである。 A histogram for ACLR1 in 0.05 dB bin with backoff values estimated using cubic metrics is shown in FIG. From this histogram it can be seen that if the backoff is estimated using only the cubic metric, the ACLR spread is significant, indicating that this method is inadequate. The specified ACLR is 33 dB.
拡張次数メトリック（ＸＭ）を用いてバックオフ値が推定された、０．０５ｄＢビンにおけるＡＣＬＲ１用のヒストグラムが、図６に示されている。ＡＣＬＲの拡散が、キュービックメトリックの方法と比較して、かなり低減されていることが分かる。 A histogram for ACLR1 in the 0.05 dB bin with the backoff value estimated using the extended order metric (XM) is shown in FIG. It can be seen that the ACLR spread is significantly reduced compared to the cubic metric method.
変調プロファイルを用いてバックオフ値が推定された、０．０５ｄＢビンにおけるＡＣＬＲ１用のヒストグラムが、図７に示されている。ここで、ＡＣＬＲの拡散はさらに低減され、その結果、全ての変調構成に対して、結果としてのＡＣＬＲは、所定値の０．５ｄＢ内にある。 A histogram for ACLR1 in 0.05 dB bin with the backoff value estimated using the modulation profile is shown in FIG. Here, ACLLR spreading is further reduced, so that for all modulation configurations, the resulting ACLR is within a predetermined value of 0.5 dB.
上記の結果から、提案された変調プロファイル方式が、今までにない精度をもたらすことは明らかである。提案された拡張次数メトリックは、より低く、まだかなり抑えられた精度をもたらす。バックオフの標準化用の基礎として前に提案されたキュービックメトリックは、許容できないほど低い精度をもたらす。 From the above results, it is clear that the proposed modulation profile scheme provides unprecedented accuracy. The proposed extended order metric is lower and still yields significantly reduced accuracy. The cubic metric previously proposed as the basis for backoff standardization yields unacceptably low accuracy.
携帯端末（ユーザ装置）において上記の方法が実行される場合には、下記のプロセスが含まれる。 When the above method is executed in the mobile terminal (user device), the following processes are included.
変調は、（端末においてサポートされる）対象となる変調構成に対して、変調特有データ（すなわち、上記の変調プロファイルの様々な次数または項の積）を計算することによって特徴づけられる。これは、通常、一度だけ行われる。なぜなら、それは、送信機に依存しないからである。したがって、これらのデータは、予め計算し、端末のメモリに記憶することができる。 Modulation is characterized by calculating modulation specific data (ie, products of various orders or terms of the above modulation profile) for the modulation configuration of interest (supported at the terminal). This is usually done only once. Because it does not depend on the transmitter. Therefore, these data can be calculated in advance and stored in the memory of the terminal.
送信機は、限られた変調構成集合（例えば、上記のように、ランダムに選択された最大５０または注意深く選択された９）を備えた所与の送信機構成をシミュレートおよび／または測定して、ある一定のＡＣＬＲに達するために必要なバックオフを求めることによって特徴づけられる。これらのデータは、この特定の送信機用のバックオフに変調データを関連づける機能のために、送信機特有（および恐らく動作条件特有）の係数（例えば、上述の係数ａ３，１、ａ５，１、ａ７，１、またはｂ３、ｂ５およびｂ７）を求めるために用いられる。異なる動作条件を考慮することになる場合には、係数の集合が、各条件用に計算される。また、これらのデータは、予め計算し、端末のメモリに記憶することができる。 The transmitter simulates and / or measures a given transmitter configuration with a limited set of modulation configurations (eg, up to 50 randomly selected or 9 carefully selected as described above). , Characterized by determining the backoff required to reach a certain ACLR. These data are due to the function of associating modulation data with the backoff for this particular transmitter, such as transmitter specific (and possibly operating condition specific) coefficients (eg, the coefficients a 3,1 , a 5, above) . 1 , a 7,1 , or b 3 , b 5 and b 7 ). If different operating conditions are to be taken into account, a set of coefficients is calculated for each condition. These data can be calculated in advance and stored in the memory of the terminal.
送信機特性が一定であると仮定される、すなわち、異なる動作条件が考慮されない場合には、各構成用の最大バックオフは、上記の方法を用いて計算することができる。この場合に対して、バックオフ計算は、単に、変調構成からバックオフへの静的で直接的なマッピング機能を用いて実行することができる。今度は、マッピング機能は、例えば、図８に示すようなルックアップテーブルとして実現してもよいが、図８は、ルックアップテーブル１１を用いて実現される最大電力バックオフ計算ユニット８を示す。したがって、変調データおよび送信機係数を携帯端末に記憶する代わりに、この場合には、バックオフ値は、予め計算し、ルックアップテーブル１１に記憶することができる。ルックアップテーブル１１の代替は、マッピング機能用の定式を導き出すか、または定式およびルックアップテーブルの組み合わせを用いることである。
If the transmitter characteristics are assumed to be constant, i.e. different operating conditions are not taken into account, the maximum backoff for each configuration can be calculated using the method described above. In this case, the backoff calculation can simply be performed using a static and direct mapping function from the modulation configuration to the backoff. This time, the mapping function may be implemented, for example, as a lookup table as shown in FIG. 8, but FIG. 8 shows the maximum power
送信機特性が可変である場合、例えば、ＲＦキャリア周波数、温度等のような動作条件に依存する場合には、バックオフは、上記のようには容易に事前計算することができない。より正確に言えば、バックオフは、変調および送信機特性が変更されたときに、それら両方の変調の関数として、ユーザ装置において計算する必要があり得る。最大電力バックオフ計算ユニット８において、変調特性は、入力としての変調構成を用いてマッピング機能によって提供される。送信機特性は、入力としての動作条件を示すパラメータを用いて別のマッピング機能によって提供される。マッピング機能は、図９に示すルックアップテーブル２１および２２、定式または両方の組み合わせとして実現することができる。次に、バックオフ計算ユニット２３において、バックオフ値は、上記の定式の１つを用いて、２つのルックアップテーブル２１および２２の出力から計算される。変調特性ルックアップテーブル２１には、サポートされる全ての変調構成用のテーブルエントリが含まれ、各エントリには、典型的には、変調特有データ（例えば、変調プロファイルにおける異なる次数の積または項）を示す２〜４の数値が含まれる。送信機特性ルックアップテーブル２２には、典型的には、多数のエントリが含まれるが、これらのエントリは、変調特性テーブルより数桁少ない。送信機特有データの各集合は、変調構成から独立し、単に約２〜４の値（例えば、上述した係数ａ３，１、ａ５，１、ａ７，１またはｂ３、ｂ５およびｂ７）だけが含まれる。
If the transmitter characteristics are variable, for example depending on operating conditions such as RF carrier frequency, temperature, etc., the backoff cannot be easily pre-calculated as described above. More precisely, the backoff may need to be calculated at the user equipment as a function of both modulation when the modulation and transmitter characteristics are changed. In the maximum power back-
図１０は、送信機用の必要なバックオフを計算する方法をどのように実行できるかの例を示すフローチャート３００を示す。例において、ステップ３０１および３０２は、送信機の設計または製造段階中に実行され、他方で、ステップ３０３〜３０６は、装置の通常の使用中に新しいバックオフ値を計算しなければならないたびに、装置において実行される。この例は、図９に示す実装に対応する。この例は、バックオフを計算するために変調プロファイル項を用いる。
FIG. 10 shows a
ステップ３０１において、変調構成を特徴づけるデータが、計算されてルックアップテーブル２１に記憶される。これらの計算は、図３のフローチャート１００に示すように実行することができる。同様に、ステップ３０２において、送信機およびその動作条件を特徴づけるデータが、計算されてルックアップテーブル２２に記憶される。これらの計算は、図４のフローチャート２００に示すように実行することができる。言及したように、この例において、これらのステップは、関連する変調構成および現在の動作条件に依存して、使用中に新しいバックオフ値が計算されることになる場合に、ルックアップテーブルが情報を記憶しているように、予め、例えばコンピュータ上で実行される。
In
新しいバックオフ値の計算は、バックオフ計算ユニット２３において実行される。最初に、ステップ３０３および３０４において、新しい計算が必要かどうかチェックされる。必要な場合には、変調構成が、ルックアップテーブル２１に提供され、対応するデータ、すなわち変調プロファイル項Ａｎ，ｍまたはそれらの対数に対応するＰｎ，ｍが、ステップ３０５においてバックオフ計算ユニット２３に提供される。次に、ステップ３０６において、送信機の動作条件を示すパラメータが、ルックアップテーブル２２に提供され、対応するデータ、すなわち係数ａｎ，ｍが、バックオフ計算ユニット２３に提供される。最後に、ステップ３０７において、バックオフ計算ユニット２３は、上記の定式の１つを用いて、２つのルックアップテーブル２１および２２の出力からバックオフ値を計算する。
The calculation of the new backoff value is performed in the
言及したように、この方法はまた、送信機がＡＣＬＲ仕様を満たすことを検証するために、送信機の設計段階で用いてもよい。変調プロファイルが用いられ、かつ異なる動作条件が考慮される場合には、計算は、図１１に示すフローチャート４００に表されているように実行することができる。この方法は、典型的には、コンピュータにおいて実行される。最初に、ステップ４０１において、項Ａｎ，ｍが、全ての構成に対して計算される。これらの項は、全３００，０００の場合に対するかかる係数の巨大なデータベースの一部として、予め計算しておいてもよい。この計算は、図３のフローチャート１００に示すように実行することができる。
As mentioned, this method may also be used during the transmitter design phase to verify that the transmitter meets the ACLR specification. If a modulation profile is used and different operating conditions are taken into account, the calculation can be performed as represented in the
次に、動作条件インデックスがステップ４０２において初期化され、各動作条件に対して係数ａｎ，ｍが、ステップ４０３において計算される。これらの計算は、図４のフローチャート２００に示すように実行することができるが、図４において、バックオフは、例えば前述の９つの変調構成用のシミュレーションおよび／または測定によって求められ、ある一定のＡＣＬＲに達するために必要な実際のバックオフと組み合わせた、これらの構成用の項によって、ａｎ，ｍ係数を計算することが可能になる。次に、この動作条件および全ての変調構成用のバックオフ値は、ステップ４０４において、計算して記憶することができる。ステップ４０５において、動作条件インデックスが更新され、全ての動作条件がまだカバーされていない場合（ステップ４０６）には、計算は、次の動作条件用にステップ４０３で継続される。そうでなければ、バックオフ値の計算は終了される。
Next, the operating condition index is initialized at
次に、計算および記憶されたバックオフレベルは、ステップ４０７において、標準および／またはユーザ自身のバックオフ仕様によって詳述されるバックオフレベルと比較してもよい。任意の組み合わせが、許容されるより大きなバックオフに帰着する場合には（ステップ４０８）、テストされた装置は、仕様に準拠しない。そうでなければ（ステップ４０９）、装置は、仕様を満たす。
The calculated and stored backoff level may then be compared in
本発明の様々な実施形態を説明し図示したが、本発明は、これらに限定されず、また、以下の特許請求の範囲で定義される主題の範囲内において、他の方法で具体化してもよい。 While various embodiments of the invention have been described and illustrated, the invention is not so limited and may be embodied in other ways within the scope of the subject matter defined in the following claims. Good.
Claims (21)
・変調構成の特性に依存するデータを提供するステップであって、前記変調依存データが、前記変調構成に従って変調された信号の３次積から計算された項、および前記変調構成に従って変調された前記信号のより高次積から計算された少なくとも１つの項を含むステップと、
・送信機依存データ（ｂｎ、ａｎ，ｍ）を提供するステップ（３０６、４０４）と、
・前記変調構成に従って変調された信号を前記送信機から送信するために用いられることになる電力低減の推定を、前記変調依存データおよび前記送信機依存データから計算するステップ（３０７、４０５）と、
を含む方法。 A method for determining a power reduction level for a transmitter (1) configured to transmit a signal over a number of radio channels in a digital radio communication system, each of the signals having a number of modulation configurations A method modulated according to one of the following:
Providing data dependent on characteristics of a modulation configuration, wherein the modulation dependent data is a term calculated from a third-order product of signals modulated according to the modulation configuration, and the modulation modulated according to the modulation configuration Including at least one term calculated from a higher order product of the signals;
Providing (306, 404) transmitter-dependent data (b n , a n, m );
Calculating, from the modulation dependent data and the transmitter dependent data, an estimate of the power reduction to be used to transmit a signal modulated according to the modulation configuration from the transmitter (307, 405);
Including methods.
・各変調構成用に、ランダム入力データに基づいた波形を生成すること（１０２）と、
・各生成された波形用に、前記生成された波形の３次およびより高次積の波形を計算すること（１０３）と、
・少なくとも１つの隣接チャネル用に、測定フィルタ（Ｈ１（ｆ）、Ｈ２（ｆ））を用いて、前記計算された波形をフィルタリングすること（１０４）と、
・前記フィルタリングされた波形のＲＭＳ値を計算すること（１０４）と、
によって計算されることを特徴とする、請求項３に記載の方法。 Said term is
Generating a waveform based on random input data for each modulation configuration (102);
Calculating (103) a third and higher order product waveform of the generated waveform for each generated waveform;
Filtering (104) the calculated waveform using a measurement filter (H 1 (f), H 2 (f)) for at least one adjacent channel;
Calculating (104) an RMS value of the filtered waveform;
The method according to claim 3, wherein the method is calculated by:
・前記３次およびより高次積から計算された多数の前記項（ＸＭｎ、Ａｎ，ｍ、Ｐｎ，ｍ）のそれぞれに対して最低値および最高値を求めること（２０１）と、
・これらの最低値および最高値の８つの組み合わせをベクトルとして定義すること（２０２）と、
・前記定義されたベクトルのそれぞれに最も近い項を有する変調構成を識別すること（２０３）と、
・シミュレーションおよび測定の前記少なくとも１つにおける前記識別された変調構成の項を用いること（２０４）と、
によって決定されることを特徴とする、請求項６に記載の方法。 The coefficients (b n , a n, m ) are
Determining (201) the lowest and highest values for each of a number of said terms (XM n , A n, m , P n, m ) calculated from the third and higher order products;
Defining eight combinations of these minimum and maximum values as vectors (202);
Identifying (203) a modulation configuration having terms closest to each of the defined vectors;
Using the identified modulation configuration terms in the at least one of simulation and measurement (204);
Method according to claim 6, characterized in that it is determined by:
・前記変調構成に従って変調された信号を前記送信機から送信するために用いられる電力低減用の推定を提供するための手段（１１、２１、２２、２３）であって、前記推定が、変調構成の特性に依存するデータから計算され、前記変調依存データが、前記変調構成に従って変調された信号の３次積から計算された項を含む手段を含む携帯端末において、
・前記変調依存データが、３次積から計算された前記項に加えて、前記変調構成に従って変調された信号のより高次積から計算された少なくとも１つの項を含むことと、
・前記推定が、前記変調依存データおよび送信機依存データ（ｂｎ、ａｎ，ｍ）から計算されることと、
を特徴とする携帯端末。 A portable terminal comprising a transmitter (1) configured to transmit signals over a number of radio channels in a digital radio communication system, each of said signals being modulated according to one of a number of modulation configurations A terminal, wherein the mobile terminal is
Means (11, 21, 22, 23) for providing a power reduction estimate used to transmit a signal modulated according to the modulation configuration from the transmitter, wherein the estimate is a modulation configuration In a mobile terminal comprising means comprising a term calculated from data dependent on the characteristics of the modulation, wherein the modulation dependent data is calculated from a third order product of signals modulated according to the modulation configuration,
The modulation dependent data includes, in addition to the term calculated from a third order product, at least one term calculated from a higher order product of a signal modulated according to the modulation configuration;
The estimation is calculated from the modulation dependent data and transmitter dependent data (b n , a n, m );
A mobile terminal characterized by.
・前記送信機の特性に依存する前記データを提供するための手段（２２）と、
・前記変調構成に従って変調された信号を前記送信機から送信するために用いられることになる電力低減の推定を、前記変調依存データおよび前記送信機依存データから計算するための手段（２３）と、
を含むことを特徴とする、請求項１１〜１６のいずれか一項に記載の携帯端末。 Means (21) for providing said data depending on characteristics of a modulation configuration, wherein said modulation dependent data is derived from a third order product and at least one higher order product of signals modulated according to said modulation configuration Means (21) including a calculated term;
Means (22) for providing the data depending on the characteristics of the transmitter;
Means (23) for calculating from the modulation dependent data and the transmitter dependent data an estimate of the power reduction that will be used to transmit a signal modulated according to the modulation configuration from the transmitter;
The mobile terminal according to claim 11, comprising:
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