JP2010256023A - Device for detecting electric leakage - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a device for detecting electric leakage, which detects the leakage in a short period of time. <P>SOLUTION: In the device for detecting the leakage which detects the leakage of a high voltage DC power source electrically insulated from the grounding part, a measuring circuit 30 is composed of a constant current alternating circuit 32 and an operation control circuit 31, and a bleeder resistance is provided on the output side of the constant current alternating circuit 32. The constant current alternating circuit 32 performs injection and extraction of a constant current Io alternately in a prescribed sampling period, while the operation control circuit 31 calculates an insulation resistance value from a prescribed relational expression. A resistance value Rm of the bleeder resistance is set so that the product of the constant current value Io and the bleeder resistance value Rm is equal to or less than the maximum drive voltage value of the constant current alternating circuit 32. The operation control circuit takes a resistance value RC<SB>x</SB>calculated by the expression as a measured value of the insulation resistance value. <P>COPYRIGHT: (C)2011,JPO&INPIT

Description

本発明は、車両ボディから電気的に絶縁された高電圧電源を備えた電気自動車等において車両ボディと高電圧電源との間の絶縁劣化に起因する漏電を検出する漏電検出装置に関する。 The present invention relates to a leakage detection device that detects a leakage caused by insulation deterioration between a vehicle body and a high-voltage power supply in an electric vehicle or the like that includes a high-voltage power supply that is electrically insulated from the vehicle body.

一般に、リチウムイオン電池セル、スーパーキャパシタセル等による高電圧電源を駆動エネルギー源として用いる電気自動車（または、いわゆるハイブリッド車）では、感電防止のため、高電圧電源を、接地電位にある車両ボディから電気的に絶縁した構成としている。しかし、電池パックの材質の変質または付着物などによって絶縁特性が劣化した場合、高電圧電源から車両ボディに流れる漏洩電流がこれに触れた人間に伝わり、感電の危険が生じる。このため、電気自動車には、漏電検出装置が設けられる必要がある。 In general, in an electric vehicle (or so-called hybrid vehicle) using a high voltage power source such as a lithium ion battery cell or a super capacitor cell as a driving energy source, the high voltage power source is electrically connected to the vehicle body at a ground potential to prevent electric shock. The structure is electrically insulated. However, when the insulation characteristics are deteriorated due to a change in the material of the battery pack or a deposit, the leakage current flowing from the high-voltage power source to the vehicle body is transmitted to the person who touches it, resulting in a risk of electric shock. For this reason, the electric vehicle needs to be provided with a leakage detection device.

従来の漏電検出装置として、図２５に示すような交流電圧方式によるものがある。漏電検出装置６０は、電気車両の組電池に絶縁コンデンサC_iを介して接続され、交流電圧源６１から交流電圧を与え、その入出力電圧から絶縁抵抗R_xの値をマイクロコンピュータからなる演算回路６２により求める。 As a conventional leakage detection device, there is an AC voltage method as shown in FIG. The leakage detection device 60 is connected to an assembled battery of an electric vehicle via an insulation capacitor Ci, _applies an AC voltage from an AC voltage source 61, and calculates an insulation resistance _Rx value from the input / output voltage using a microcomputer. 62.

入力電圧と出力電圧の比V_out／V_inは、次式で表される。

なお、V_inは入力電圧、C_xは浮遊容量値である。なお、以下の説明において、R_xおよびC_xは、それぞれ絶縁抵抗またはその値、浮遊容量またはその値を指すものとして使用する。 The ratio V _out / V _in between the input voltage and the output voltage is expressed by the following equation.

V _in is the input voltage and C _x is the stray capacitance value. In the following description, R _x and C _x are used to indicate insulation resistance or its value, stray capacitance or its value, respectively.

特開平１１−２１８５５４号公報Japanese Patent Laid-Open No. 11-218554 特開２００２―３２３５２６号公報JP 2002-323526 A

この交流電圧方式では、V_out／V_inで絶縁抵抗値R_xを求めることになるが、時定数が２つあり、一方は大きな値であり、他方は小さな値である。そのため、精度よく絶縁抵抗値R_xを求めるには、時間がかかるという問題があった。このような装置を電気自動車の起動時の漏電検出に使用すると、キースイッチを回してから漏電検出に時間を必要とし、モーターの起動が５秒程度遅れるため、運転者に不安感、不快感を与えることになる。 In the AC voltage system, but will be determined insulation resistance R _x in V _out / V _in, there are two time constants, one is a large value, the other is a small value. Therefore, there is a problem that it takes time to obtain the insulation resistance value _Rx with high accuracy. If such a device is used for detecting electric leakage at the start of an electric vehicle, it takes time to detect electric leakage after turning the key switch, and the start of the motor is delayed by about 5 seconds. Will give.

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、短時間で漏電の有無の検出、あるいは絶縁抵抗値の測定が可能な漏電検出装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to provide a leakage detecting device capable of detecting the presence or absence of leakage or measuring the insulation resistance value in a short time.

本発明の第1の実施形態による漏電検出装置の構成は、以下のとおりである。
（１）接地部に対して電気的に絶縁された高圧直流電源の漏電を検出するために、前記高圧直流電源に接続される絶縁コンデンサと測定回路とからなる漏電検出装置において、測定回路は、定電流交番回路と演算制御回路からなり、定電流交番回路は、一定周期で定電流の注入、引き抜きを交互に行い、演算制御回路は、次式で算出される抵抗値RC_xを絶縁抵抗値の測定値とすることを特徴とする。

ここで、V_outPPは、定電流の注入および引き抜きにおける定電流交番回路の出力電圧の正のピーク値と負のピーク値との差の絶対値、I₀は定電流値、T_sはサンプリング周期であり注入期間または引き抜き期間に対応し、C_iは絶縁コンデンサの静電容量である。
このような構成とすることにより、T_sはサンプリング周期T_sを短く設定することで、短時間での漏電有無の検出が可能となる。 The configuration of the leakage detection apparatus according to the first embodiment of the present invention is as follows.
(1) In order to detect a leakage of a high-voltage DC power supply that is electrically insulated with respect to a grounding portion, in the leakage detection device comprising an insulating capacitor connected to the high-voltage DC power supply and a measurement circuit, the measurement circuit includes: It consists of a constant current alternating circuit and an arithmetic control circuit.The constant current alternating circuit alternately injects and pulls out a constant current at a constant cycle, and the arithmetic control circuit uses the resistance value RC _x calculated by the following equation as the insulation resistance value. It is characterized by being measured value of.

Where V _out PP is the absolute value of the difference between the positive peak value and negative peak value of the constant current alternating circuit during constant current injection and extraction, I ₀ is the constant current value, and T _s is the sampling It is a period and corresponds to the injection period or the extraction period, and C _i is the capacitance of the insulating capacitor.
With such a configuration, T _s is by setting shorter sampling period T _s, it is possible to detect leakage presence of a short time.

（２）具体的には、測定する絶縁抵抗値の範囲が予め設定されており、測定範囲内の最大抵抗値を(R_xL)_max、想定される浮遊容量値をC_xとした場合、サンプリング周期T_sが、

により決定されることを特徴とする。
このようにすることにより、絶縁抵抗値の高精度な短時間での測定が可能となる。 (2) Specifically, when the range of the insulation resistance value to be measured is preset, the maximum resistance value within the measurement range is (R _xL ) _max , and the assumed stray capacitance value is C _x , sampling Period T _s is

It is determined by.
By doing in this way, the insulation resistance value can be measured with high accuracy in a short time.

（３）さらに、想定される浮遊容量値の範囲の最小値を(C_xL)_min 、絶縁抵抗値の測定範囲の最大値を(R_xL)_maxとした場合、サンプリング周期T_sの初期値が、
T_s1=m×(C_xL)_min×(R_xL)_max （但し、m≡3）
に設定され、そのときの算出抵抗値

の場合、より長いサンプリング周期T_sを設定し、ｎ回目の算出抵抗値RC_xn≒RC_x(n+1)ならば、そのときのT_snをサンプリング周期とし、RC_xnを算出抵抗値として確定し、
RC_x(n+1)>(R_xL)_maxならば、T_s(n+1)をサンプリング周期とし、RC_x(n+1)を算出抵抗値として確定することを特徴とする。
RC_xn≒RC_x(n+1)とは、たとえば、5%以下の差である場合と設定することができ、この場合、5%程度の誤差を許容しつつ、短時間での絶縁抵抗値測定が可能となる。
このようにすれば、浮遊容量が変化する場合、たとえば電気自動車での電池セルの組み換え、あるいは異なる電気自動車に適用する場合にも、サンプリング周期の自動調整を行うことで、絶縁抵抗値の高精度な短時間での測定が可能となる。 (3) Furthermore, if the minimum value of the assumed stray capacitance range is (C _xL ) _min and the maximum value of the insulation resistance measurement range is (R _xL ) _max , the initial value of the sampling period T _s is ,
T _s1 = m × (C _xL ) _min × (R _xL ) _max (however, m≡3)
The calculated resistance value at that time

Cases, setting a longer sampling period T _s, if calculating the resistance value of the n-th _{RC xn ≒ RC x (n +} 1), and the T _sn of the time and sampling period, determine a RC _xn as calculated resistance value And
If RC _{x (n + 1)} > (R _xL ) _max , T _{s (n + 1)} is set as a sampling period, and RC _{x (n + 1)} is determined as a calculated resistance value.
RC _xn ≒ RC _{x (n + 1)} can be set, for example, as a difference of 5% or less. In this case, the insulation resistance value in a short time while allowing an error of about 5% Measurement is possible.
In this way, when the stray capacitance changes, for example, when recombining battery cells in an electric vehicle, or when applying to a different electric vehicle, the sampling period is automatically adjusted to achieve high accuracy of the insulation resistance value. Measurement in a short time is possible.

本発明の第２の実施形態による漏電検出装置の構成は、以下のとおりである。
（４）接地部に対して電気的に絶縁された高圧直流電源の漏電を検出するために、とからなる漏電検出装置において、測定回路は、定電流交番回路と演算制御回路からなり、定電流交番回路の出力側にブリーダー抵抗を設け、定電流交番回路は、所定のサンプリング周期で定電流（I_o）の注入、引き抜きを交互に行い、演算制御回路は、所定の関係式から絶縁抵抗値を算出するものであって、ブリーダー抵抗の抵抗値（R_m）は、定電流値I_oとブリーダ抵抗値R_mの積が定電流交番回路の最大駆動電圧値以下になるように設定されることを特徴とする。
このような構成とすることにより、定電流交番回路の出力電圧の発振現象を防止しつつ、短時間での漏電有無の検出が可能となる。 The configuration of the leakage detection device according to the second embodiment of the present invention is as follows.
(4) In order to detect a leakage of a high-voltage DC power supply that is electrically insulated from the grounding portion, the measurement circuit is composed of a constant current alternating circuit and an arithmetic control circuit, and includes a constant current A bleeder resistor is provided on the output side of the alternating circuit, the constant current alternating circuit alternately injects and extracts a constant current (I _o ) at a predetermined sampling period, and the arithmetic control circuit calculates the insulation resistance value from a predetermined relational expression. The resistance value (R _m ) of the bleeder resistance is set so that the product of the constant current value I _o and the bleeder resistance value R _m is equal to or less than the maximum drive voltage value of the constant current alternating circuit. It is characterized by that.
With such a configuration, it is possible to detect the presence or absence of leakage in a short time while preventing the oscillation phenomenon of the output voltage of the constant current alternating circuit.

（５）具体的には、浮遊容量ゼロの場合の絶縁抵抗値の測定範囲の最大値(R_xL)_maxについての出力電圧の時間変化特性曲線を比較線とし、想定される浮遊容量値に対する絶縁抵抗値の測定範囲の最大値(R_xL)_maxについての出力電圧の時間変化特性曲線と比較線との交点までの時間に基づいて浮遊容量値についてのサンプリング周期T_sを決定する。絶縁抵抗値の測定範囲の最大値(R_xL)_maxについての出力電圧の時間変化特性曲線と比較線との交点において、想定される浮遊容量値の場合の出力電圧と浮遊容量ゼロの場合との誤差が最小となるので、適切なサンプリング周期を決定できる。 (5) Specifically, using the time variation characteristic curve of the output voltage for the maximum value (R _xL ) _max of the measurement range of the insulation resistance value when the stray capacitance is zero as a comparison line, insulation against the assumed stray capacitance value The sampling period T _s for the stray capacitance value is determined based on the time until the intersection of the output voltage time change characteristic curve and the comparison line with respect to the maximum value (R _xL ) _max of the resistance value measurement range. At the intersection of the output voltage time-varying characteristic curve and the comparison line for the maximum value (R _xL ) _max of the insulation resistance measurement range, the output voltage in the case of the assumed stray capacitance value and the case of zero stray capacitance Since the error is minimized, an appropriate sampling period can be determined.

（６）想定される浮遊容量値の範囲の最小値を(C_xL)_minとした場合、サンプリング周期T_sの初期値T_s1が、浮遊容量値の範囲の最小値(C_xL)_minについて決定されたサンプリング周期に設定される。時間t=0から時間ｔ= T_sまでの出力電圧の増加分を補正分とし、比較線から補正分を差引いた比較線を規格化比較線とし、出力電圧から補正分を差引いた電圧を補正出力電圧V_outＣPとする。規格化比較線における絶縁抵抗値の測定範囲の最大値(R_xL)_maxでの出力電圧を基準電圧V_out(R_xL)とする。そのときの補正出力電圧V_outＣP≦V_out(R_xL)の場合、より長いサンプリング周期T_Sを設定する。n回目の補正出力電圧V_outＣP (T_Sn)とn＋１回目の補正出力電圧 V_outＣP (T_S(n+1)) との誤差が所定範囲内であるならば、そのときのT_snをサンプリング周期とし、V_outＣP (T_Sn)を補正出力電圧とする。V_outＣP (T_S(n+1)) ＞V_out (R_xL)ならば、T_s(n+1)をサンプリング周期とし、V_outＣP (T_S(n+1))を補正出力電圧とする。この補正出力電圧に対応する絶縁抵抗値を求める。このようにサンプリング周期を自動調整することにより、未知の浮遊容量に対応して、絶縁抵抗値の高精度な短時間での測定が可能となる。
n回目の補正出力電圧V_outＣP (T_Sn)とn＋１回目の補正出力電圧 V_outＣP (T_S(n+1)) との誤差をたとえば３％以内と設定すれば、３％程度の誤差を許容しつつ、短時間での絶縁抵抗値測定が可能となる。 (6) When the minimum value of the assumed stray capacitance value range is (C _xL ) _min , the initial value T _s1 of the sampling period T _s is determined for the minimum value (C _xL ) _min of the stray capacitance value range. Set to the selected sampling period. The increase in output voltage from time t = 0 to time t = T _s is used as the correction amount, the comparison line obtained by subtracting the correction amount from the comparison line is used as the standardized comparison line, and the voltage obtained by subtracting the correction amount from the output voltage is corrected. The output voltage is V _out CP. The output voltage at the maximum value (R _xL ) _max of the measurement range of the insulation resistance value in the standardized comparison line is defined as a reference voltage V _out (R _xL ). If the corrected output voltage V _out CP at that time is V _out (R _xL ), a longer sampling cycle T _S is set. If the error between the n-th corrected output voltage V _out CP (T _Sn ) and the _{(n + 1) -th} corrected output voltage V _out CP (T _{S (n + 1)} ) is within a predetermined range, T _sn at that time is Sampling cycle and V _out CP (T _Sn ) as a corrected output voltage. If V _out CP (T _{S (n + 1)} )> V _out (R _xL ), T _{s (n + 1)} is the sampling period, and V _out CP (T _{S (n + 1)} ) is the corrected output voltage. And An insulation resistance value corresponding to the corrected output voltage is obtained. By automatically adjusting the sampling period in this way, it is possible to measure the insulation resistance value in a short time with high accuracy corresponding to the unknown stray capacitance.
If the error between the n-th corrected output voltage V _out CP (T _Sn ) and the n + 1-th corrected output voltage V _out CP (T _{S (n + 1)} ) is set within 3%, for example, an error of about 3% The insulation resistance value can be measured in a short time while allowing

本発明の第３の実施形態による漏電検出装置の構成は、以下のとおりである。
（７）出力電圧V_outの絶対値を制限するツェナーダイオードをさらに設け、ツェナー電圧V_Zは、定電流交番回路の最大駆動電圧をV_DDとした場合、V_DD＞V_Z＞I_oR_mの条件を満たすことを特徴とする。
このような構成により、高圧直流電圧源の大きな変動にも対応することができる。 The configuration of the leakage detection device according to the third embodiment of the present invention is as follows.
(7) A Zener diode is further provided to limit the absolute value of the output voltage _Vout . The Zener voltage _VZ is V _DD > V _Z > I _o R _m when the maximum drive voltage of the constant current alternating circuit is V _DD. It satisfies the following conditions.
With such a configuration, it is possible to cope with large fluctuations in the high-voltage DC voltage source.

本発明によれば、短時間で漏電の有無の検出、あるいは絶縁抵抗値の測定が可能な漏電検出装置を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a leakage detecting device capable of detecting the presence or absence of leakage or measuring the insulation resistance value in a short time.

本発明による漏電検出装置および測定対象とする高電圧回路の全体構成を示す図である。It is a figure which shows the whole structure of the high-voltage circuit made into the earth-leakage detection apparatus and measurement object by this invention. 本発明による漏電検出装置における測定部を示す等価回路である。It is an equivalent circuit which shows the measurement part in the leak detection apparatus by this invention. 本発明の第1の実施形態による漏電検出装置を示す構成図である。1 is a configuration diagram illustrating a leakage detection device according to a first embodiment of the present invention. 図３の装置における電流注入、引き抜き動作を示す出力電圧波形図である。FIG. 4 is an output voltage waveform diagram showing current injection and extraction operations in the apparatus of FIG. 3. 図３の装置における浮遊容量値が0.1μFの場合のサンプリング周期の自動調整を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the automatic adjustment of a sampling period when the stray capacitance value in the apparatus of FIG. 3 is 0.1 micro F. 図３の装置における浮遊容量値が0.2μFの場合のサンプリング周期の自動調整を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the automatic adjustment of a sampling period in case the stray capacitance value in the apparatus of FIG. 3 is 0.2 micro F. 図３の装置における浮遊容量値が0.3μFの場合のサンプリング周期の自動調整を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the automatic adjustment of a sampling period in case the stray capacitance value in the apparatus of FIG. 3 is 0.3 micro F. 図３の装置における浮遊容量値が0.4μFの場合のサンプリング周期の自動調整を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the automatic adjustment of a sampling period in case the stray capacitance value in the apparatus of FIG. 3 is 0.4 micro F. 本発明の第２の実施形態による漏電検出装置を示す構成図である。It is a block diagram which shows the leak detection apparatus by the 2nd Embodiment of this invention. 図９の装置における絶縁抵抗値と時定数との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the insulation resistance value and time constant in the apparatus of FIG. 図９の装置における各部電圧の時間変化を示す図である。It is a figure which shows the time change of each part voltage in the apparatus of FIG. 図９の装置における各部電圧の時間変化を、浮遊容量ゼロの場合とともに示す図である。It is a figure which shows the time change of each part voltage in the apparatus of FIG. 9 with the case where stray capacitance is zero. 図９の装置における浮遊容量ゼロの場合の出力電圧変化を示す図である。It is a figure which shows the output voltage change in the case of zero stray capacitance in the apparatus of FIG. 図９の装置における浮遊容量ゼロの場合の出力電圧と補正分との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the output voltage in case the stray capacitance is zero in the apparatus of FIG. 図９の装置における浮遊容量ゼロの場合の絶縁抵抗値と出力電圧との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the insulation resistance value in the case of zero stray capacitance in the apparatus of FIG. 9, and an output voltage. 図９の装置における浮遊容量値が0.1μFの場合の出力電圧および浮遊容量ゼロの場合との誤差の時間変化を示す図である。It is a figure which shows the time change of the error with the output voltage in the case of the stray capacitance value in the apparatus of FIG. 図９の装置における浮遊容量値が0.2μFの場合の出力電圧および浮遊容量ゼロの場合との誤差の時間変化を示す図である。It is a figure which shows the time change of the error with the output voltage in the case of the stray capacitance value in the apparatus of FIG. 図９の装置における浮遊容量値が0.3μFの場合の出力電圧および浮遊容量ゼロの場合との誤差の時間変化を示す図である。It is a figure which shows the time change of the error with the case where the stray capacitance value in the apparatus of FIG. 図９の装置における浮遊容量値が0.4μFの場合の出力電圧および浮遊容量ゼロの場合との誤差の時間変化を示す図である。It is a figure which shows the time change of the error with the output voltage in the case of the stray capacitance value in the apparatus of FIG. 図９の装置における浮遊容量値が0.1μFの場合の絶縁抵抗値と補正出力電圧との関係を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the insulation resistance value and the corrected output voltage when the stray capacitance value in the apparatus of FIG. 9 is 0.1 μF. 図９の装置における浮遊容量値が0.2μFの場合の絶縁抵抗値と補正出力電圧との関係を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the insulation resistance value and the corrected output voltage when the stray capacitance value in the apparatus of FIG. 9 is 0.2 μF. 図９の装置における浮遊容量値が0.3μFの場合の絶縁抵抗値と補正出力電圧との関係を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the insulation resistance value and the corrected output voltage when the stray capacitance value in the apparatus of FIG. 9 is 0.3 μF. 図９の装置における浮遊容量値が0.4μFの場合の絶縁抵抗値と補正出力電圧との関係を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the insulation resistance value and the corrected output voltage when the stray capacitance value in the apparatus of FIG. 9 is 0.4 μF. 本発明の第３の実施形態による漏電検出装置を示す構成図である。It is a block diagram which shows the leak detection apparatus by the 3rd Embodiment of this invention. 従来技術による漏電検出装置の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the leak detection apparatus by a prior art.

図１は、本発明による漏電検出装置および測定対象とする高電圧回路の全体構成の一例を示す図である。図１には、漏電検出装置１０と電気自動車の高電圧回路１５とが示されている。高電圧回路１５は、リチウムイオン電池セル、スーパーキャパシタセルを積み重ねて高電圧をつくりだすための高圧直流電源１６、メインスイッチ１７、インバータ１８およびモータ１９からなる。 FIG. 1 is a diagram showing an example of the overall configuration of a leakage detection device according to the present invention and a high voltage circuit to be measured. FIG. 1 shows a leakage detection device 10 and a high voltage circuit 15 of an electric vehicle. The high voltage circuit 15 includes a high voltage DC power source 16, a main switch 17, an inverter 18, and a motor 19 for stacking lithium ion battery cells and supercapacitor cells to produce a high voltage.

漏電検出装置１０は、絶縁コンデンサ１１および測定回路１２からなり、測定回路１２は絶縁コンデンサ１１、センシング端子１３を介して高圧直流電源１６に接続されている。このため、測定回路と高電圧回路の接続が簡単であり、シンプルな回路構成となる。 The leakage detection device 10 includes an insulation capacitor 11 and a measurement circuit 12, and the measurement circuit 12 is connected to a high-voltage DC power supply 16 via the insulation capacitor 11 and a sensing terminal 13. For this reason, the connection between the measurement circuit and the high voltage circuit is simple, and the circuit configuration is simple.

測定回路１２は、電気自動車を含む自動車一般で使用されている１２V電源に接続され、漏電を検出した場合、または絶縁抵抗値が所定値以下となると警報信号を出力するようになっている。漏電が生じたというほどの絶縁不良にいたっていない前段階であっても、絶縁抵抗値が所定値以下となったことを検出し警報を発するようにすれば、より信頼性の高い漏電検出となる。また、絶縁抵抗値を常時監視し、設定抵抗値よりも低下したときに予告信号あるいは警報信号を出力するように構成できる。高圧直流電源１６は、感電防止のため、接地電位にある車両ボディすなわちシャーシーとは絶縁されており、絶縁抵抗をR_x、浮遊容量をC_xで示している。 The measurement circuit 12 is connected to a 12V power source that is generally used in automobiles including electric vehicles, and outputs an alarm signal when an electrical leakage is detected or when an insulation resistance value becomes a predetermined value or less. Even if it is the previous stage that does not result in insulation failure to the extent that leakage has occurred, it is possible to detect leakage with higher reliability by detecting that the insulation resistance value is below the specified value and issuing an alarm. Become. Further, the insulation resistance value can be constantly monitored, and a warning signal or an alarm signal can be output when the insulation resistance value falls below the set resistance value. The high-voltage DC power supply 16 is insulated from the vehicle body at the ground potential, that is, the chassis to prevent an electric shock, and the insulation resistance is indicated by R _x and the stray capacitance is indicated by C _x .

図２は、この例における漏電検出装置の測定対象の等価回路を示す。図２において、複数積み重ねられた電池セル（スーパーキャパシタセル）２０は、高圧直流電源１６を構成するものであり、たとえば、3.6Vのリチウム電池を100個直列接続したものである。この電力をインバータ１８により変換し、モータ１９を駆動する。この等価回路において、交流的には、電池は無いものとみなすことができる。 FIG. 2 shows an equivalent circuit of a measurement target of the leakage detection device in this example. In FIG. 2, a plurality of stacked battery cells (supercapacitor cells) 20 constitute a high-voltage DC power supply 16, for example, 100 3.6 V lithium batteries connected in series. This electric power is converted by the inverter 18 and the motor 19 is driven. In this equivalent circuit, it can be considered that there is no battery in terms of alternating current.

図３を参照して、本発明の第１の実施形態による漏電検出装置３０の構成を説明する。図３において、漏電検出装置３０は、マイクロコンピュータからなる演算制御回路３１と定電流交番回路３２とからなる。定電流交番回路３２は、演算制御回路３１からの電流切替信号により、定電流（I₀）の方向をT_s時間ごとに切り替えるようになっている。ここで、絶縁コンデンサの値C_iは、浮遊容量値C_xの１０倍以上大きくしている。 With reference to FIG. 3, the structure of the leakage detection apparatus 30 by the 1st Embodiment of this invention is demonstrated. In FIG. 3, the leakage detection device 30 includes an arithmetic control circuit 31 formed of a microcomputer and a constant current alternating circuit 32. The constant current alternating circuit 32 switches the direction of the constant current (I ₀ ) every T _s time by a current switching signal from the arithmetic control circuit 31. Here, the value C _i of the insulation capacitor is set to be 10 times or more larger than the stray capacitance value C _x .

この漏電検出装置３０は、たとえばアナログ部、デジタル部、電源部から構成される。測定回路と高圧直流電圧源との絶縁は、絶縁コンデンサ１１で確保している。絶縁コンデンサ１１の耐圧により、測定できる高圧直流電圧範囲が決まり、最も高信頼性が要求される部品である。絶縁コンデンサ１１として、実績のある円筒構造のメタライズドPPフィルムコンデンサであって、耐高温特性、耐湿特性を有し、かつ故障モードがオープンになるものが好ましい。 This leakage detection device 30 is composed of, for example, an analog unit, a digital unit, and a power supply unit. Insulation between the measurement circuit and the high-voltage DC voltage source is ensured by an insulation capacitor 11. The high-voltage direct-current voltage range that can be measured is determined by the withstand voltage of the insulating capacitor 11, and is the component that requires the highest reliability. The insulating capacitor 11 is preferably a metallized PP film capacitor having a proven cylindrical structure, having high temperature resistance and moisture resistance, and having a failure mode open.

漏電検出装置３０は、ハードウエアとして、絶縁コンデンサ１１を除き、一般の自動車仕様品（耐圧60V以下）で構成でき、高価な特別仕様品を使用する必要はない。デジタル部には、16ビット構成でデータフラッシュメモリ内蔵、10ビット高速AD変換器を備えた自動車仕様の１チップマイクロコンピュータを使用することができる。電源部では、デジタル部、アナログ部に供給する供給電圧DC8〜16Vの安定化電源を別々に生成することで、逆接対策を施すことができる。消費電流は150ｍA以下とし、低消費電力とすることができる。実際の装置では、取り付け位置としてバッテリーパック内とすることが可能であり、最高動作保証温度を85℃とすることができる。また、評価用として、CAN、RS232Cのシリアル通信、動作チェック端子を内蔵するが、コネクターピンには接続されない構成とすることができる。量産時には、これらの機能を取り除き、小型化を図ることができる。 The leakage detection device 30 can be configured as a general automobile specification product (withstand voltage of 60 V or less) as hardware except for the insulating capacitor 11, and it is not necessary to use an expensive special specification product. The digital part can be a 1-chip microcomputer for automobile specification equipped with a 10-bit high-speed AD converter with a built-in data flash memory in a 16-bit configuration. The power supply unit can take measures against reverse connection by separately generating a stabilized power supply with a supply voltage of DC 8 to 16 V supplied to the digital unit and the analog unit. The current consumption is 150 mA or less, and low power consumption can be achieved. In an actual device, the mounting position can be in the battery pack, and the maximum guaranteed operating temperature can be 85 ° C. For evaluation, CAN and RS232C serial communication and operation check terminals are built-in, but they can be configured not to be connected to connector pins. In mass production, these functions can be removed to reduce the size.

次に、この漏電検出装置３０の動作原理を説明する。まず、定電流の注入過程において、演算制御回路３１からの電流切替信号により、定電流交番回路３２はサンプリング周期T_s毎に定電流I₀の向きを反転させ、絶縁コンデンサ１１（静電容量値C_i）、絶縁抵抗R_x、浮遊容量C_xに定電流I₀を注入し、引き抜く動作を繰り返す。ここで、サンプリング周期T_sを回路の時定数（

）の数倍大きく取る（すなわち、T_s≫τ_x）。 Next, the operation principle of the leakage detection device 30 will be described. First, in the constant current injection process, the constant current alternating circuit 32 inverts the direction of the constant current I ₀ every sampling period T _s by the current switching signal from the arithmetic control circuit 31, and the insulating capacitor 11 (capacitance value). C _i ), the insulation resistance R _x , the constant current I ₀ is injected into the stray capacitance C _x , and the extraction operation is repeated. Here, when the sampling period T _s of the circuit constants (

) (Ie, T _s >> τ _x ).

図４は、定電流の注入サイクル（+I₀サイクル）、引き抜きサイクル（-I₀サイクル）における定電流交番回路３２の出力電圧V_outを示す。V_Ciは絶縁コンデンサ端子間電圧、V_Cxは浮遊容量電圧である。電流の反転時の出力電圧V_outは下記の式で表わされる。ただし、C_iの残留電圧をV_Ci0とする。また、V_out(nT_s) ⇒ V_out(n)と簡略表現する。
+I₀サイクル

-I₀サイクル

FIG. 4 shows the output voltage _Vout of the constant current alternating circuit 32 in the constant current injection cycle (+ I ₀ cycle) and the extraction cycle (−I ₀ cycle). V _Ci is the voltage across the insulation capacitor terminals, and V _Cx is the stray capacitance voltage. The output voltage _Vout at the time of current reversal is expressed by the following equation. However, the residual voltage of C _i and V _Ci0. Also, it is simply expressed as V _out (nT _s ) ⇒ V _out (n).
+ I ₀ cycle

-I ₀ cycle

ここから、C_iの残留電圧V_Ci0を相殺するために、正のピーク電圧と負のピーク電圧との差の絶対値V_outPPをとり、以下の計算式により、算出抵抗値RC_xを計算する。

これから、算出抵抗値RC_xは、次式で表すことができる。

From here, in order to cancel the residual voltage V _Ci0 of C _i , take the absolute value V _out PP of the difference between the positive peak voltage and the negative peak voltage, and calculate the calculated resistance value RC _x by the following formula To do.

From this, the calculated resistance value RC _x can be expressed by the following equation.

算出抵抗値RC_xは、V_outPPからこの算出抵抗値のための式を用いて計算したものであり、その右辺に示すように、実抵抗値R_xに指数関数の多項式を乗じたものでもある。ここで、T_s≫τ_xであれば、指数関数の多項式は1に近づくので算出抵抗値RC_xでも充分に高精度で実絶縁抵抗R_xを算出できる。例えば、T_s =3τ_xで92.7%、T_s =43τ_xで97.3%、T_s =5τ_xで99.0%、T_s =6τ_xでは99.6%、T_s =7τ_xで99.9%の精度で抵抗値を算出できる。これから、サンプリング周期T_sを長くすれば、精度が高くなることがわかるが、実用的には、T_s =3τ_xで得られる精度で十分であり、短時間での検出のために、サンプリング周期（T_s）を被測定回路の時定数（τ_x）の3倍以上とすることが望ましい。この実施形態による漏電検出装置は、上記の算出抵抗値RC_xを絶縁抵抗値の測定値とする。 The calculated resistance value RC _x is calculated from the V _out PP using the formula for this calculated resistance value, and as shown on the right side, the actual resistance value R _x is multiplied by an exponential function polynomial. is there. Here, if T _s >> τ _x , the exponential function polynomial approaches 1, so that the actual insulation resistance R _x can be calculated with sufficiently high accuracy even with the calculated resistance value RC _x . For example, 92.7% at T _s = 3τ _x, 97.3% at _{T s = 43τ x, T s} = 5τ 99.0% at _x, T _s = At 6τ _x 99.6%, the resistance of 99.9% accuracy in T _s = 7τ _x The value can be calculated. From this, it can be seen that the longer the sampling period T _s , the higher the accuracy, but practically, the accuracy obtained with T _s = 3τ _x is sufficient, and the sampling period is sufficient for detection in a short time. It is desirable that (T _s ) be at least three times the time constant (τ _x ) of the circuit under test. Leakage detecting device according to this embodiment, the calculated resistance value RC _x above is a measure of the insulation resistance.

絶縁抵抗R_xは、健全な絶縁状態では非常に高い抵抗値(数10MΩ〜数100MΩ)であるが、漏電状態では2桁から3桁低い抵抗値（100kΩ〜数100kΩ）まで低下し、短絡状態では零になる。一方、時定数を形成する浮遊容量C_xは搭載セルの個数に比例して容量が決まり概略(0.1μF〜その数倍)程度であるが、全セルを取り外して、高圧配線ケーブル系の絶縁抵抗を計測する場合の浮遊容量は（数nF〜十数nF）と極めて小さな値となる。大きく変化する被測定系の状態によってはT_s≫τ_xの条件を満たせない場合や測定系の駆動能力が不足する場合が生ずる。どのような状態においても絶縁抵抗値R_xが検知抵抗値範囲に低下したとき警報信号を発信することが漏電検出装置の役割である。 Insulation resistance R _x is very high (several tens of MΩ to several hundreds MΩ) in a sound insulation state, but decreases to two to three orders of magnitude lower in resistance (100 kΩ to several hundred kΩ) in a short circuit state. Then it becomes zero. On the other hand, the stray capacitance C _x that forms the time constant is determined approximately in proportion to the number of mounted cells (0.1 μF to several times that), but all the cells are removed, and the insulation resistance of the high-voltage wiring cable system The stray capacitance when measuring is as small as (several nF to several tens of nF). Depending on the state of the system to be measured that varies greatly, there may be cases where the condition of T _s >> τ _x cannot be satisfied or the drive capability of the measurement system is insufficient. What insulation resistance R _x even in a state that will alert signal when the drop in the detection resistance range is the role of leakage detecting device.

以下、漏電として認識すべき検知抵抗範囲（絶縁抵抗値の測定範囲）、浮遊容量範囲（想定される浮遊容量値の範囲）を、
検知抵抗範囲 Range(R_xL)=100kΩ〜400kΩ
範囲内の最小値、最大値 (R_xL)_min=100kΩ、(R_xL)_max=400kΩ
浮遊容量範囲 Range(C_xL)=0.1μF〜0.4μF
範囲内の最小値、最大値 (C_xL)_min=0.1μF、(C_xL)_max=0.4μF
と設定する。 The detection resistance range (insulation resistance value measurement range) and stray capacitance range (expected stray capacitance value range) that should be recognized as leakage are shown below.
Detection resistance range Range (R _xL ) = 100kΩ ~ 400kΩ
Minimum and maximum values within range (R _xL ) _min = 100kΩ, (R _xL ) _max = 400kΩ
Floating capacitance range Range (C _xL ) = 0.1μF ~ 0.4μF
Minimum and maximum values within the range (C _xL ) _min = 0.1μF, (C _xL ) _max = 0.4μF
And set.

ここで、検知抵抗範囲は、その最小値から最大値までの抵抗値を精度よく測定しようとするものであり、ここでは、(R_xL)_max=400kΩを超える抵抗値については、絶縁が良好なものとして判定するにとどめ、その抵抗値まで測定しないものとする。浮遊容量範囲は、測定対象回路の浮遊容量として経験的に想定される浮遊容量値の範囲である。実際には、数十nF〜0.4μFの範囲となっていると考えられるが、ここでは0.1μF〜0.4μFを想定範囲とする。検知抵抗範囲、浮遊容量範囲は高圧直流電源系システムの構成によって異なるが、上記した数値を例として以後説明する。 Here, the sensing resistance range is intended to accurately measure the resistance value from the minimum value to the maximum value.Here, the resistance value exceeding (R _xL ) _max = 400 kΩ is good insulation. It is assumed that the resistance value is not measured. The stray capacitance range is a range of stray capacitance values that are empirically assumed as the stray capacitance of the circuit to be measured. Actually, it is considered to be in the range of several tens of nF to 0.4 μF, but here, 0.1 μF to 0.4 μF is assumed as the assumed range. The detection resistance range and stray capacitance range vary depending on the configuration of the high-voltage DC power supply system, but will be described below using the above numerical values as an example.

次に、サンプリング周期T_sの決定法を説明する。健全な絶縁状態では、絶縁抵抗R_xは高い抵抗値(数10MΩ〜数100MΩ)を保持しているので、時定数τ_xは極めて大きい。例えば、R_x=100MΩ、C_x=0.1μFではτ_x=10secとなり、時定数τ_xの数倍をサンプリング周期とすればサンプリング周期T_s=数10secとなり計測に長時間を要し、短時間計測の目的と合致しない。すなわち、サンプリング周期T_sは、健全な絶縁状態での抵抗値を測定するように決定することは不適切である。 Next, a method for determining the sampling period T _s will be described. In a healthy insulation state, the insulation resistance R _x maintains a high resistance value (several tens of MΩ to several hundreds of MΩ), so the time constant τ _x is extremely large. For example, when R _x = 100 MΩ and C _x = 0.1 μF, τ _x = 10 sec.If the sampling period is several times the time constant τ _x , the sampling period T _s = several tens of _sec . It does not meet the purpose of measurement. That is, it is inappropriate to determine the sampling period T _s so as to measure the resistance value in a sound insulation state.

そこで、検知抵抗範囲Range(R_xL)内の最大値(R_xL)_maxと浮遊容量C_xの時定数(τ_xL)_max=(R_x)_maxC_xからサンプリング周期T_sを決める。

〔例.1〕C_x=0.1μFの場合、検知抵抗範囲の最大時定数は (τ_xL)_max=(R_xL)_maxC_x=400kΩ×0.1μF =40msec、ここでm=4とすればT_s=m(τ_xL)_max=4×40msec=160msがサンプリング周期T_sとして決まる。C_x=0.2μFでT_s=320ms、C_x=0.3μFでT_s=480ms、C_x=0.4μFでT_s=640msがサンプリング周期となる。 Therefore, the sampling period T _s is determined from the maximum value (R _xL ) _max within the detection resistance range Range (R _xL ) and the time constant (τ _xL ) _max = (R _x ) _max C _{x of the} stray capacitance C _x .

[Example 1] When C _x = 0.1μF, the maximum time constant of the sensing resistance range is (τ _xL ) _max = (R _xL ) _max C _x = 400kΩ × 0.1μF = 40msec, where m = 4 T _s = m (τ _xL ) _max = 4 × 40 msec = 160 ms is determined as the sampling period T _s . C _x = 0.2μF at _{T s = 320ms, T s =} 480ms with C _x = 0.3μF, is T _s = 640 ms at C _x = 0.4μF a sampling period.

これによってサンプリング周期Tsを決めると、検知抵抗範囲Range(RxL)内での算出抵抗値RCxの精度は97.3%以上(m=4の場合)となるが、それ以上の抵抗値では

に比例して精度は低下し、更に抵抗値が大きくなると一定値

に収束する。 When the sampling period Ts is determined in this way, the accuracy of the calculated resistance value RCx within the detection resistance range Range (RxL) is 97.3% or more (in the case of m = 4).

The accuracy decreases in proportion to

Converge to.

収束値は、算出抵抗式をマクローリン級数に展開すると容易に求められる。

絶縁抵抗Rxが大きくなると Ts/τ_x は零に近づき2次の項以上は無視できるようになる、よって定数項と1次項のみ取り出すと収束値が得られる。
具体的な数値で示すと、上記の例の場合は、m=4としているので、

または

に収束する。 The convergence value can be easily obtained by expanding the calculated resistance equation to the Macrolin series.

As insulation resistance Rx increases, Ts / τ _x approaches zero and the second and higher terms can be ignored. Therefore, if only the constant and first order terms are extracted, the convergence value can be obtained.
In terms of specific numerical values, in the above example, m = 4.

Or

Converge to.

漏電検出装置の目的は、(1) 検知抵抗範囲まで低下した絶縁抵抗値を精度良く算出して警報を出力する、(2) 健全な絶縁の場合は検知抵抗範囲以上の絶縁抵抗値であることを判定（精度は問われない）して短時間に出力することにある。検知抵抗範囲 Range(R_xL)内の最大値(R_xL)_maxと浮遊容量値C_xによってサンプリング周期T_sを決める決定法は漏電検出装置の目的に適っている。
このように本実施形態によれば、検知抵抗範囲（100kΩ〜400kΩ）における短時間での高い測定精度を実現できる。なお、この例では、m=4としているが、前述したように、実用的には、T_s =3τ_xで得られる精度で十分であり、短時間での検出のために、サンプリング周期（T_s）を被測定回路の時定数（τ_x）の3倍以上とすることが望ましい。 The purpose of the earth leakage detector is (1) to accurately calculate the insulation resistance value that has fallen to the detection resistance range and output an alarm. (2) In the case of sound insulation, the insulation resistance value must be greater than the detection resistance range. Is determined (accuracy is not asked) and output in a short time. The determination method for determining the sampling period T _s by the maximum value (R _xL ) _max in the detection resistance range Range (R _xL ) and the stray capacitance value C _x is suitable for the purpose of the leakage detection device.
Thus, according to the present embodiment, high measurement accuracy in a short time in the detection resistance range (100 kΩ to 400 kΩ) can be realized. In this example, m = 4. However, as described above, the accuracy obtained with T _s = 3τ _x is practically sufficient, and the sampling period (T It is desirable that _s ) be at least three times the time constant (τ _x ) of the circuit under test.

以上の説明では、説明を判り易くするために第1サイクルのみに限定して述べている。反復動作においては、T_s≫τ_xの場合、最初から高精度の絶縁抵抗値R_xが求まるが、そうでない場合、サイクルを重ねることにより時間経過に追従して最終的に収束値に至ることになる。 In the above description, only the first cycle is described for easy understanding. In repetitive operation, if T _s ττ _x, a highly accurate insulation resistance value R _x can be obtained from the beginning, but if not, by repeating the cycle, the convergence value is reached following the passage of time. become.

次に、サンプリング周期T_sの自動調整について説明する。
前述したように、サンプリング周期T_sは、検知抵抗範囲Range(R_xL)が決まれば浮遊容量値C_xに比例する。浮遊容量値C_xが判明している場合は、サンプリング周期T_sは定まるが、通常、浮遊容量C_xは値は未知であり、サンプリング周期T_sが決まらない。予想される浮遊容量値C_xの最大値を使う方法もあるが、サンプリング周期T_sが必要以上に長くなる欠点がある。 Next, automatic adjustment of the sampling period T _s will be described.
As described above, the sampling period T _s is proportional to the stray capacitance value C _x if the detection resistance range Range (R _xL ) is determined. When the stray capacitance value C _x is known, the sampling period T _s is determined, but normally the value of the stray capacitance C _x is unknown and the sampling period T _s is not determined. Although there is a method using the maximum value of the expected stray capacitance value C _x , there is a drawback that the sampling period T _s becomes longer than necessary.

よって、サンプリング周期T_sの自動調整を行うことで、この問題を解決する。サンプリング周期T_s≧4τ_xである場合、検知抵抗範囲ではサンプリング周期T_sの時間経過中で既に収束域(≧97.3%)に達しているので、サンプリング周期T_sを更に広げても算出抵抗値RC_xはほぼ同値(2.7%以下の差)になることを利用して自動調整を行う。なお、サンプリング周期T_sを長くすれば、精度が高くなるが、実用的には、T_s=3τ_xで得られる精度で十分であることがわかり、短時間での検出のため、サンプリング周期（T_s）を被測定回路の時定数（τ_x）の3倍以上とすることが望ましい。 Therefore, this problem is solved by automatically adjusting the sampling period T _s . When the sampling period T _s ≥ 4τ _x , the detection resistance range has already reached the convergence range (≥ 97.3%) during the sampling period T _s time, so the calculated resistance value even if the sampling period T _s is further expanded RC _x is automatically adjusted using the fact that it becomes almost the same value (difference of 2.7% or less). It should be noted that if the sampling period T _s is lengthened, the accuracy is improved, but in practice, the accuracy obtained with T _s = 3τ _x is found to be sufficient, and the sampling period ( It is desirable that T _s ) be at least three times the time constant (τ _x ) of the circuit under test.

スタート時のサンプリング周期をT_s1=m×(C_xL)_min×(R_xL)_max=4×0.1μF×400kΩ=160msとし、そのときの算出抵抗値をRC_x1とする。最初の自動調整は、算出抵抗値RC_x1が検知抵抗範囲の最大値(R_xL)_maxを下回ったとき、すなわち、
起動条件(1) 最初は、RC_x1≦(R_xL)_maxで自動調整に入る。
条件が成立すると、サンプリング周期をT_s2=2×T_s1に広げて測定する、そのときの算出抵抗値をRC_x2とする。 The sampling period at the start and _{T s1 = m × (C xL} ) min × (R xL) max = 4 × 0.1μF × 400kΩ = 160ms, the calculation resistance value at that time and RC _x1. The first automatic adjustment is when the calculated resistance value RC _x1 falls below the maximum value (R _xL ) _max of the sensing resistance range, i.e.
Start condition (1) Initially, automatic adjustment starts with RC _x1 ≤ (R _xL ) _max .
When the condition is satisfied, the sampling period is expanded to T _s2 = 2 × T _s1, and the calculated resistance value at that time is RC _x2 .

以下、下付き数字をnに置き換えて説明する。
判定条件(1) RC_xn≒RC_x(n+1)ならば、T_snをサンプリング周期とし、RC_xnを算出抵抗値として確定し、自動調整を終わる。
判定条件(2) RC_x(n+1)>(R_xL)_maxならば、T_s(n+1)をサンプリング周期とし、RC_x(n+1)を算出抵抗値として確定し、自動調整を終わる。
判定条件(3) RC_xn<RC_x(n+1)<(R_xL)_maxならば、サンプリング周期をT_s(n+2)=(n+2)×T_s1に広げて再測定し、そのときの算出抵抗値をRC_x(n+2)として上の判定条件(1)、(2)が成立するまで繰り返す。 In the following description, subscript numbers are replaced with n.
Judgment condition (1) If RC _xn ≈ RC _{x (n + 1)} , T _sn is set as a sampling period, RC _xn is determined as a calculated resistance value, and automatic adjustment ends.
Determination condition _{(2) RC x (n +} 1)> if (R _{xL) max,} the T _{s (n + 1)} as the sampling period, to determine the RC _{x (n + 1)} as the calculated resistance value, automatic adjustment End.
Judgment condition (3) If RC _xn <RC _{x (n + 1)} <(R _xL ) _max , expand the sampling period to T _{s (n + 2)} = (n + 2) × T _s1 and remeasure The calculated resistance value at that time is set as RC _{x (n + 2)} , and the above determination conditions (1) and (2) are repeated.

これで、新サンプリング周期T_sが決まる。しかし、所定の条件で、再び自動調整は起動する。再自動調整に入るのは、前の自動調整での成立条件に依存する。前の自動調整の工程で、
起動条件(2) 前自動調整でRC_xn≒RC_x(n+1)で終えた場合は、RC_xn<RC_x<(R_xL)_maxで再自動調整に入る。
起動条件(3) 前自動調整でRC_x(n+1)>(R_xL)_maxで終えた場合は、RC_x<(R_xL)_maxで再自動調整に入る。
これにより計測中に、サンプリング周期T_sを自動調整して、検知抵抗範囲Range(R_xL)の絶縁抵抗値R_xを高精度に計測が可能となる。具体的な例で説明する。 This determines the new sampling period T _s . However, the automatic adjustment is activated again under a predetermined condition. The entry into the re-automatic adjustment depends on the conditions established in the previous automatic adjustment. In the previous automatic adjustment process,
Start condition (2) When RC _xn ≒ RC _{x (n + 1)} is completed in the previous automatic adjustment, re-adjustment starts with RC _xn <RC _x <(R _xL ) _max .
Starting condition (3) When RC _{x (n + 1)} > (R _xL ) _max is completed in the previous automatic adjustment, re-automatic adjustment starts with RC _x <(R _xL ) _max .
As a result, during the measurement, the sampling period T _s is automatically adjusted, and the insulation resistance value R _x of the detection resistance range Range (R _xL ) can be measured with high accuracy. A specific example will be described.

図５〜図８はそれぞれ浮遊容量値C_x=0.1μF、0.2μF、0.3μF、0.4μFの場合の実絶縁抵抗値R_xと算出抵抗値RC_xの関係をサンプリング周期T_s1〜T_s5をパラメータとして描いている。図中の対角線は、浮遊容量値C_x=0の場合を示し、サンプリング周期T_sと関係なく実絶縁抵抗値R_xと算出抵抗値RC_xが1:1になる直線である。 5 to 8 show the relationship between the actual insulation resistance value R _x and the calculated resistance value RC _x when the stray capacitance values C _x = 0.1 μF, 0.2 μF, 0.3 μF, and 0.4 μF, respectively, and the sampling periods T _{s1 to} T _s5 . It is drawn as a parameter. The diagonal line in the figure shows the case where the stray capacitance value C _x = 0, and is a straight line where the actual insulation resistance value R _x and the calculated resistance value RC _x are 1: 1 regardless of the sampling period T _s .

この実施形態におけるサンプリング周期T_sの調整は、検知抵抗範囲(図中の左下の太線の四角形で囲まれた実絶縁抵抗値R_xと算出抵抗値RC_xがともに400kΩ以下の範囲)内の最大抵抗値を取る（Ａ）点で対角線と精度5%以内に入るサンプリング周期で最も短い時間のものを選ぶ処理である。 In this embodiment, the sampling period T _s is adjusted to the maximum within the detection resistance range (the range in which the actual insulation resistance value R _x and the calculated resistance value RC _x are both 400 kΩ or less, which are surrounded by a thick square at the lower left in the figure). This is a process of selecting the sampling time that takes the resistance value at the point (A) that has the shortest time with a sampling period that falls within 5% of the diagonal line.

説明に関して、算出抵抗値、実抵抗値、サンプリング周期を400kΩ(418kΩ)[T_s1]のように併記する、最初が算出抵抗値RC_x、( )内が実抵抗値R_x、[ ]内がサンプリング周期T_sをあらわす。まず、計測はサンプリング周期はT_s1から始まる。そのとき、実抵抗値R_x=2MΩとする。 For the explanation, the calculated resistance value, actual resistance value, and sampling period are written together as 400 kΩ (418 kΩ) [T _s1 ], the first is the calculated resistance value RC _x , the inside () is the actual resistance value R _x , and the inside [] Represents the sampling period T _s . First, the measurement starts with a sampling period _Ts1 . Then, the actual resistance value R _x = 2MΩ.

●C_x=0.1μFの場合、最初は図５中の（イ）点796kΩ(2MΩ)[T_s1]にある。算出抵抗値が400kΩを超えているので、良好な絶縁状態にあると判定される。実抵抗値が低下して（ロ）点400kΩ(418kΩ)[T_s1]になると、起動条件(1)が成立し自動調整に入る。自動調整工程では（ハ）点418kΩ(418kΩ)[T_s2]を計測する。（ロ）（ハ）を比較すると判定条件(1)が成立する（400kΩと418kΩは、その差が5%以内。すなわち、RC_x2≒RC_x3）ので、T_s1がサンプリング周期となり確定する。 In the case of C _x = 0.1 μF, the initial point is (a) point 796 kΩ (2 MΩ) [T _s1 ] in FIG. Since the calculated resistance value exceeds 400 kΩ, it is determined that the insulation state is good. When the actual resistance value drops (b) to 400 kΩ (418 kΩ) [T _s1 ], the start condition (1) is satisfied and automatic adjustment starts. In the automatic adjustment process, (c) point 418 kΩ (418 kΩ) [T _s2 ] is measured. (B) When (c) is compared, the judgment condition (1) is satisfied (the difference between 400 kΩ and 418 kΩ is within 5%, that is, RC _x2 ≒ RC _x3 ), so T _s1 becomes the sampling period and is determined.

●C_x=0.2μFの場合、最初は図６中の（イ）点395kΩ(2MΩ)[T_s1]にあるが、最初から起動条件(1)が成立しているので自動調整に入る。自動調整工程では（ロ）点760kΩ(2MΩ)[T_s2]を計測する。（イ）（ロ）を比較すると判定条件(2)が成立するので、T_s2がサンプリング周期となる。このとき、算出抵抗値が400kΩを超えているので、良好な絶縁状態にあると判定される。実抵抗値が低下して（ハ）点400kΩ(418kΩ)[T_s2]になると、起動条件(3)が成立し自動調整に入る。自動調整工程では（ニ）点415kΩ(418kΩ)[T_s3]を計測する、（ハ）（ニ）を比較すると判定条件(1)が成立するので、T_s2がサンプリング周期となり確定する。 ● When C _x = 0.2μF, initially it is at point (395) 395kΩ (2MΩ) [T _s1 ] in FIG. 6, but since the start condition (1) is satisfied from the beginning, automatic adjustment starts. In the automatic adjustment process, (b) point 760 kΩ (2 MΩ) [T _s2 ] is measured. (A) When (b) is compared, the determination condition (2) is satisfied, so T _s2 is the sampling period. At this time, since the calculated resistance value exceeds 400 kΩ, it is determined that the insulation state is good. When the actual resistance value drops to (c) point 400 kΩ (418 kΩ) [T _s2 ], the start condition (3) is satisfied and automatic adjustment starts. In the automatic adjustment process, (d) the point 415 kΩ (418 kΩ) [T _s3 ] is measured. When (c) (d) is compared, the judgment condition (1) is satisfied, so T _s2 is determined as the sampling period.

・C_x=0.3μFの場合、最初は図７中の（イ）点265kΩ(2MΩ)[T_s1]にあるが、最初から起動条件(1)が成立しているので自動調整に入る。自動調整工程では（ロ）点521kΩ(2MΩ)[T_s2]を計測する、（イ）（ロ）を比較すると判定条件(2)が成立するので、T_s2がサンプリング周期となる。実抵抗が低下して（ハ）点400kΩ(515kΩ)[T_s2]になると、起動条件(3)が成立し自動調整に入る。自動調整工程では（ニ）点471kΩ(515kΩ)[T_s3]を計測する。（ハ）（ニ）を比較すると判定条件(2)が成立するので、T_s3がサンプリング周期となる。このとき、算出抵抗値が400kΩを超えているので、良好な絶縁状態にあると判定される。実抵抗値が低下して（ホ）点400kΩ(418kΩ)[T_s3]になると、起動条件(3)が成立し自動調整に入る。自動調整工程では（ヘ）点413kΩ(418kΩ)[T_s3]を計測する、（ホ）（ヘ）を比較すると判定条件(1)が成立するので、T_s3がサンプリング周期となり確定する。 ・ When C _x = 0.3μF, initially it is at point 265kΩ (2MΩ) [T _s1 ] in FIG. 7, but since the start condition (1) is satisfied from the beginning, automatic adjustment starts. In the automatic adjustment process, (b) point 521 kΩ (2 MΩ) [T _s2 ] is measured. When (b) and (b) are compared, the determination condition (2) is satisfied, so T _s2 is the sampling period. When the actual resistance drops to (c) point 400 kΩ (515 kΩ) [T _s2 ], the start condition (3) is satisfied and automatic adjustment starts. In the automatic adjustment process, (d) 471 kΩ (515 kΩ) [T _s3 ] is measured. (C) When (d) is compared, the determination condition (2) is satisfied, so T _s3 is the sampling period. At this time, since the calculated resistance value exceeds 400 kΩ, it is determined that the insulation state is good. When the actual resistance value drops to point (e) 400 kΩ (418 kΩ) [T _s3 ], the start condition (3) is satisfied and automatic adjustment starts. In the automatic adjustment process, (f) point 413 kΩ (418 kΩ) [T _s3 ] is measured, and (e) and (f) are compared, so the determination condition (1) is satisfied, and thus T _s3 is determined as the sampling period.

・C_x=0.4μFの場合、最初は図８中の（イ）点199kΩ(2MΩ)[T_s1]にあるが、最初から起動条件(1)が成立しているので自動調整に入る。自動調整工程では（ロ）点395kΩ(2MΩ)[T_s2]を計測する、（イ）（ロ）を比較すると判定条件(3)が成立するので、（ハ）点583kΩ(2MΩ)[T_s3]を計測する、（ロ）（ハ）を比較すると判定条件(2)が成立するので、T_s3がサンプリング周期となる。このとき、算出抵抗値が400kΩを超えているので、良好な絶縁状態にあると判定される。実抵抗値が低下して（ニ）点400kΩ(465kΩ)[T_s3]になると、起動条件(3)が成立し自動調整に入る。自動調整工程では（ホ）点431kΩ(465kΩ)[T_s4]を計測する。（ニ）（ホ）を比較すると判定条件(2)が成立するので、T_s4がサンプリング周期となる。さらに実抵抗値が低下して（ヘ）点400kΩ(418kΩ)[T_s4]になると、起動条件(3)が成立し自動調整に入る。自動調整工程では（ト）点411kΩ(418kΩ)[T_s5]を計測する。（ヘ）（ト）を比較すると判定条件(1)が成立するので、T_s4がサンプリング周期となり確定する。 ・ When C _x = 0.4μF, initially it is at point 199 kΩ (2 MΩ) [T _s1 ] in FIG. 8, but since the start condition (1) is satisfied from the beginning, automatic adjustment starts. In the automatic adjusting process for measuring the (b) point _{395kΩ (2MΩ) [T s2]} , since the established (a) and the determination condition to compare (b) (3), (c) point 583kΩ (2MΩ) [T _s3 When (b) and (c) are compared, the determination condition (2) is satisfied, so T _s3 is the sampling period. At this time, since the calculated resistance value exceeds 400 kΩ, it is determined that the insulation state is good. When the actual resistance value decreases to (d) point 400 kΩ (465 kΩ) [T _s3 ], the start condition (3) is satisfied and automatic adjustment starts. In the automatic adjustment process, (e) point 431 kΩ (465 kΩ) [T _s4 ] is measured. (D) Since the determination condition (2) is satisfied when (e) is compared, T _s4 is the sampling period. When the actual resistance value further decreases (f) to 400 kΩ (418 kΩ) [T _s4 ], the start condition (3) is satisfied and automatic adjustment starts. In the automatic adjustment step, (G) point 411 kΩ (418 kΩ) [T _s5 ] is measured. When (f) and (g) are compared, the determination condition (1) is satisfied, so T _s4 becomes the sampling cycle and is determined.

これより、浮遊容量値C_xは未知であっても、実絶縁抵抗値が低下してきて起動条件が成立したら、自動調整を起動してサンプリング周期を調整(長くする)する工程を繰返し、検知抵抗範囲内では高精度に測定できるサンプリング周期T_s=m(R_xL)_maxC_xに調整することができる。 As a result, even if the stray capacitance value C _x is unknown, if the actual insulation resistance value decreases and the start condition is satisfied, the process of starting automatic adjustment and adjusting (longening) the sampling cycle is repeated to detect the resistance Within the range, the sampling period T _s = m (R _xL ) _max C _x that can be measured with high accuracy can be adjusted.

この自動調整機構の別の利点は、高抵抗値〜検知抵抗範囲近傍までは短いサンプリング周期で判定を行うことができるところにある。高圧直流電圧源の絶縁は、通常は、健全な絶縁状態を保っていて、漏電状態に陥ることは稀頻度であると考えられる。漏電検出装置には、健全な絶縁状態をすばやく判断を下して絶縁が健全であることを出力することが求められる。このサンプリング周期の自動調整機構においては、算出抵抗値RC_xが検知抵抗範囲の最大値(R_x)_max以下になって始めてサンプリング周期を最終調整するので、絶縁が健全な状態ではサンプリング周期T_sの自動調整機能は働かないか、機能しても回数は少なく、サンプリング周期を短く保つように機能する。したがって、漏電検出装置の短時間計測の目的にかなっている。本実施形態では、自動調整機能をもたせることで、広い浮遊容量範囲での短時間・高精度の絶縁抵抗測定が実現できる。 Another advantage of this automatic adjustment mechanism is that the determination can be made with a short sampling period from the high resistance value to the vicinity of the detection resistance range. Insulation of the high-voltage DC voltage source is normally maintained in a sound insulation state, and it is considered that it is a rare frequency to fall into a leakage state. The leakage detection device is required to quickly judge the sound insulation state and output that the insulation is sound. This in automatic adjustment mechanism of the sampling period, calculates the resistance value RC _x is the maximum value of the sensing resistor range (R _x) with _max starting to become less final adjust the sampling period, insulation in a healthy state sampling period T _s The automatic adjustment function does not work, or even if it functions, the number of times is small, and it functions to keep the sampling cycle short. Therefore, it serves the purpose of short-time measurement of the leakage detection device. In the present embodiment, by providing an automatic adjustment function, it is possible to realize a short-time and high-precision insulation resistance measurement in a wide stray capacitance range.

また、サンプリング周期T_sの自動調整機構は高圧直流電圧源が複数のサブ高圧直流電圧源パックから構成されるシステムにおいて、適宜、サブ高圧直流電圧源パックを直列接続、並列接続、追加、切り離すことで構成を組み替える場合に有効に機能する。すなわち、同一の電気自動車においてサブ高圧直流電圧源パック構成の組み換えによって浮遊容量値C_xが変わる場合、または異なる電気自動車に使用するために浮遊容量値C_xが変わる場合にも、サンプリング周期が自動調整され、検知抵抗範囲における高精度の抵抗測定を実現することができる。 In addition, the automatic adjustment mechanism of the sampling period T _s is used in a system in which the high-voltage DC voltage source is composed of a plurality of sub-high voltage DC voltage source packs. Effective when rearranging the configuration with. That is, when the same electric vehicle changes stray capacitance C _x recombinantly sub high DC voltage source pack arrangement, or even if the stray capacitance values for use in different electric vehicles C _x is changed, the sampling period is automatically It is possible to realize a highly accurate resistance measurement in the detection resistance range.

つぎに、図９を参照して、本発明の第２の実施形態による漏電検出装置の構成について説明する。前述の実施形態では、浮遊容量値C_xがある程度の大きさ（0.1μF以上）であり、絶縁抵抗値R_xが健全な状態のときの挙動について説明した。次に、浮遊容量値C_xが非常に小さく、絶縁抵抗値R_xが健全な状態（全セルを取り外して高圧配線ケーブル系の絶縁抵抗を計測する等）の場合の挙動について説明する。 Next, with reference to FIG. 9, the configuration of the leakage detection apparatus according to the second embodiment of the present invention will be described. In the above-described embodiment, the behavior when the stray capacitance value C _x has a certain size (0.1 μF or more) and the insulation resistance value R _x is in a healthy state has been described. Next, the behavior in the case where the stray capacitance value C _x is very small and the insulation resistance value R _x is healthy (such as when all the cells are removed and the insulation resistance of the high-voltage wiring cable system is measured) will be described.

例えば、C_x=10nF(0.01μF)、R_x=100MΩのとき、時定数はτ_x=1secで、C_i=2.4μF、V_Ci0=0、T_s=500msec、定電流I₀=10μAで計測すると、定電流注入（+I₀）サイクルでの出力電圧は、

For example, when C _x = 10 nF (0.01 μF) and R _x = 100 MΩ, the time constant is τ _x = 1 sec, C _i = 2.4 μF, V _Ci0 = 0, T _s = 500 msec, constant current I ₀ = 10 μA When measured, the output voltage in the constant current injection (+ I ₀ ) cycle is

このように、右辺の第2項は非常に大きな値となり、サンプリング周期T_sに至る以前に定電流回路の最大駆動電圧を越えてしまい定電流の供給が止まる。定電流の供給が止まると、浮遊容量C_xに蓄えられた電荷が絶縁抵抗R_xを介して放電し電圧が低下する。電圧が低下すると再び定電流の供給が始まるが、直ぐに電圧が上昇して再び定電流の供給が止まる。これが繰返されるので出力電圧V_outに振動が生じる。 As described above, the second term on the right side is a very large value, and the constant current supply is stopped because the maximum drive voltage of the constant current circuit is exceeded before the sampling period T _s is reached. When the supply of the constant current stops, the charge stored in the stray capacitance C _x is discharged voltage drops through the insulation resistance R _x. When the voltage drops, the supply of constant current starts again, but immediately the voltage rises and the supply of constant current stops again. Since this is repeated, the output voltage _Vout vibrates.

この振動現象の発生を防ぐために、出力電圧V_outが定電流回路の最大駆動電圧に到達しないように抑圧するブリーダー機能を付加する。図９に示すように、定電流交番回路３２の負荷と並列にブリーダー抵抗９０（抵抗値R_m）を接続することによりブリーダー機能が実現できる。その他の回路構成は、図１に示した構成と同じである。定電流交番回路３２から供給される定電流I₀は負荷とブリーダー抵抗９０（抵抗値R_m）に分流する。ブリーダー抵抗９０（抵抗値R_m）に流れる電流は出力電圧V_outに比例するので電圧が上昇するに従ってブリーダー抵抗９０（抵抗値R_m）に流れる電流I_Rmは増えていく。その分負荷に流れる電流I_Ciは減少するので出力電圧V_outは抑圧される。 In order to prevent the occurrence of this vibration phenomenon, a bleeder function is added to suppress the output voltage _Vout so that it does not reach the maximum drive voltage of the constant current circuit. As shown in FIG. 9, a bleeder function can be realized by connecting a bleeder resistor 90 (resistance value R _m ) in parallel with the load of the constant current alternating circuit 32. Other circuit configurations are the same as those shown in FIG. The constant current I ₀ supplied from the constant current alternating circuit 32 is shunted to the load and the bleeder resistance 90 (resistance value R _m ). Since the current flowing through the bleeder resistor 90 (resistance value R _m ) is proportional to the output voltage V _out , the current I _Rm flowing through the bleeder resistor 90 (resistance value R _m ) increases as the voltage increases. Accordingly, the current I _Ci flowing through the load decreases, so that the output voltage V _out is suppressed.

図１中のセンシング端子１３を開放すると、負荷に電流が流れなくなり定電流I₀の全てがブリーダー抵抗９０（抵抗値R_m）に流れる。そのときの出力電圧はV_out＝I₀R_mである。すなわち、ブリーダー機能を付加することによって出力電圧V_outはI₀R_m以下に抑圧される。従って、I₀R_mが定電流回路の最大駆動電圧以下になるようにブリーダー抵抗９０の抵抗値R_mを設定すれば振動現象は抑えることができることがわかる。また、別の観点から言えば、ブリーダー機能を付加したことによって絶縁抵抗値R_xの全域（0Ω〜∞Ω）を−I₀R_m〜＋I₀R_m内に圧縮できるので、広い浮遊容量値の範囲にわたって、連続測定が可能となる。 When the sensing terminal 13 in FIG. 1 is opened, no current flows through the load, and all of the constant current I ₀ flows through the bleeder resistor 90 (resistance value R _m ). The output voltage at that time is V _out = I ₀ R _m . That is, the output voltage V _out by adding a bleeder function is suppressed below I ₀ R _m. Therefore, I ₀ R _m vibration phenomenon by setting the resistance value R _m of the bleeder resistor 90 to be less than the maximum driving voltage of the constant current circuit it is seen that it is possible to suppress. From another point of view, by adding the bleeder function, the entire insulation resistance value R _x (0Ω to ∞Ω) can be compressed within -I ₀ R _m to + I ₀ R _m , so a wide stray capacitance value Continuous measurement is possible over the range.

定電流回路は出力インピーダンスが無限大の電流源であるが、ブリーダー抵抗９０（抵抗値R_m）を定電流回路の構成要素とみなすと、出力インピーダンスR_mの電流源であるといえる。ここではC_xおよびR_xがどのような値であっても出力電圧V_outは（−I₀R_m〜＋I₀R_m）電圧範囲におさめることができる。 The constant current circuit is a current source having an infinite output impedance. However, when the bleeder resistance 90 (resistance value R _m ) is regarded as a component of the constant current circuit, it can be said that the current source has an output impedance R _m . Here, the output voltage _Vout can be kept in the voltage range (−I ₀ R _m to + I ₀ R _m ) regardless of the value of C _x and R _x .

ブリーダー機能付き定電流交番回路の動作をより詳細に説明する。図９において、定電流（+I₀）を流し始めると、絶縁コンデンサ１１（静電容量値C_i）および浮遊容量C_xが充電され、出力電圧V_out=V_Ci+V_Cxが上昇する。出力電圧V_outの上昇に伴ってブリーダ抵抗９０（抵抗値R_m）に定電流I₀の一部I_Rmが漏れ出し、絶縁コンデンサ１１に流れる電流I_Ciはその分減少する。電流I_Ciは絶縁コンデンサ１１を充電した後、浮遊容量C_xと絶縁抵抗R_xに分流するが、電圧V_Cx=I_RxR_xになると浮遊容量C_xへの電流の流入は止まり、電圧V_Cxの上昇はとまる。反対に、絶縁コンデンサ１１の電圧V_Ciは絶縁コンデンサへの電流I_Ciが流れている限り上昇を続ける。出力電圧V_outは上昇を続けるがI_Ciは減少するのでV_Ci=I_CiR_xの平衡が保てなくなる、平衡を保つように浮遊容量C_xから絶縁抵抗R_xを介して放電し、V_Cxは緩やかに減少する。更に定電流I₀を流し続けると次第にI_Ciは減少し、最終的に定電流I₀は全てブリーダー抵抗９０（抵抗値R_m）に流れるようになり、出力電圧V_outはI₀R_mに収束する。同様に浮遊容量の電圧V_Ciはゼロに、絶縁コンデンサ１１の電圧V_CxはI₀R_mに収束する。 The operation of the constant current alternating circuit with a bleeder function will be described in more detail. In FIG. 9, when a constant current (+ I ₀ ) starts to flow, the insulating capacitor 11 (electrostatic capacitance value C _i ) and the stray capacitance C _x are charged, and the output voltage V _out = V _Ci + V _Cx increases. Output voltage with increasing V _out bleeder resistor 90 (resistance value R _m) to a portion of the constant current I ₀ I _Rm leaks, a current I _Ci flowing through the isolation capacitors 11 is reduced correspondingly. The current I _Ci is shunted to the stray capacitance C _x and the insulation resistance R _x after charging the insulation capacitor 11, but when the voltage V _Cx = I _Rx R _x , the current inflow to the stray capacitance C _x stops and the voltage V The rise in _Cx stops. On the contrary, the voltage V _Ci of the insulating capacitor 11 continues to rise as long as the current I _Ci to the insulating capacitor flows. Since the output voltage _Vout continues to rise but I _Ci decreases, V _Ci = I _Ci R _x can no longer be balanced. To maintain the balance, discharge from the stray capacitance C _x through the insulation resistance R _x and V _Cx decreases slowly. If the constant current I ₀ continues to flow, I _Ci gradually decreases, and finally the constant current I ₀ all flows to the bleeder resistor 90 (resistance value R _m ), and the output voltage V _out becomes I ₀ R _m . Converge. Similarly, the voltage V _Ci of the stray capacitance converges to zero, and the voltage V _Cx of the insulating capacitor 11 converges to I ₀ R _m .

各部の電圧の応答性は次式で表される。（ただし、絶縁コンデンサー１１の残留電圧V_Ci0=0、浮遊容量C_xの残留電圧V_Cx0=0とする。）

各部の電圧は、時定数τ₁の指数関数

と時定数τ₂の指数関数

の和となっている。時定数τ₁、τ₂の値を調べれば各部の電圧の挙動が判る。 The voltage responsiveness of each part is expressed by the following equation. (However, residual voltage V _Ci0 = 0 isolation capacitor 11, the residual voltage V _Cx0 = 0 of the stray capacitance C _x.)

The voltage of each part is an exponential function with time constant τ ₁

And exponential function of time constant τ ₂

Is the sum of By examining the values of the time constants τ ₁ and τ ₂ , the behavior of the voltage at each part can be understood.

図１０は、絶縁抵抗値R_xと時定数τ₁、τ₂との関係を、浮遊容量値C_x＝0.1μF〜0.4μFの場合について示す図である。図１０からわかるように、時定数τ₁とτ₂は大きく離れている。これは絶縁コンデンサ値C_iを浮遊容量値C_xより大きく選んだことに由来する。図９中の各部の電圧の挙動は、指数関数

の速やかに収束する挙動と指数関数

の緩やかに収束する挙動の組み合わせ(代数和)である。
図１０には絶縁抵抗値R_xと浮遊容量値C_xの積の時定数τ_xも描かれている。絶縁抵抗値R_xの低い領域(100kΩ〜400kΩ)では、浮遊容量値C_x＝0.1μF〜0.4μFについてのそれぞれの時定数τ_xとτ₂は接近しているが、絶縁抵抗値R_xが大きくなると時定数τ_xとτ₂は離れていき、時定数τ₂はそれぞれ一定値に収束する。時定数が圧縮されることになるので、サンプリング周期も短くできることがわかる。 FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the insulation resistance value R _x and the time constants τ ₁ and τ _{2 in} the case of the stray capacitance value C _x = 0.1 μF to 0.4 μF. As can be seen from FIG. 10, the time constants τ ₁ and τ ₂ are far apart. This is derived from the selected greater than the stray capacitance C _x of the isolation capacitors values C _i. The voltage behavior of each part in FIG.

Fast convergence behavior and exponential function

Is a combination (algebraic sum) of slowly convergent behaviors.
FIG. 10 also shows the time constant τ _x of the product of the insulation resistance value R _x and the stray capacitance value C _x . In low insulation resistance R _x area (100kΩ~400kΩ), although constant tau _x and tau ₂ when each of the floating capacitance value C _x = 0.1μF~0.4μF are close, the insulation resistance value R _x is When it becomes larger, the time constants τ _x and τ ₂ are separated from each other, and the time constants τ ₂ converge to a constant value. Since the time constant is compressed, it can be seen that the sampling period can be shortened.

図１１は、図９の構成の各部の電圧の挙動を示す。図１１において、出力電圧V_outは、絶縁コンデンサの電圧V_Ciと浮遊容量の電圧V_Cxの和である。浮遊容量の電圧V_Cxは指数関数

で速やかに立ち上がり、ピークを過ぎると指数関数

で緩やかに降下する。絶縁コンデンサの電圧V_Ciも指数関数

で速やかに立ち上がっているが値が小さいため、図からは判別しにくい。その後指数関数

で緩やかに上昇している。 FIG. 11 shows the voltage behavior of each part of the configuration of FIG. In FIG. 11, the output voltage _Vout is the sum of the voltage V _{Ci of the} insulating capacitor and the voltage V _Cx of the stray capacitance. The stray capacitance voltage V _Cx is an exponential function

Rises quickly and passes the peak exponential function

And descend slowly. The voltage V _{Ci of the} insulation capacitor is also an exponential function

However, it is difficult to distinguish from the figure because the value is small. Then exponential function

It is rising moderately.

図１２は、図９の構成の各部の電圧の挙動を、浮遊容量値C_x=0.1μF（実線）および浮遊容量値C_x=0（点線）について示す。浮遊容量の電圧V_Cxが最大値（ピーク）にいたると、出力電圧V_out(C_x=0.0μF)とV_out(C_x=0.1μF)は、ほぼ同一線上で一致する。これはV_out(C_x=0.0μF)が指数関数

の関数をもち、その時定数

とV_out(C_x=0.1μF)の指数関数

の時定数τ₁とがほぼ近い値をとることによる。絶縁コンデンサ１１の値C_iを大きくとったことで、

が得られた。出力電圧V_out(C_x=0.0μF)は、サンプリング周期T_sの妥当性の指標となる。 FIG. 12 shows the voltage behavior of each part of the configuration of FIG. 9 for the stray capacitance value C _x = 0.1 μF (solid line) and the stray capacitance value C _x = 0 (dotted line). When the voltage V _{Cx of the} stray capacitance reaches the maximum value (peak), the output voltages V _out (C _x = 0.0 μF) and V _out (C _x = 0.1 μF) almost coincide on the same line. This is because V _out (C _x = 0.0μF) is an exponential function

And its time constant

And V _out (C _x = 0.1μF) exponential function

This is because the time constant τ _{1 of FIG} . By took increasing the value C _i of isolation capacitors 11,

was gotten. The output voltage V _out (C _x = 0.0 μF) is an indicator of the validity of the sampling period T _s .

サンプリング周期T_s毎に定電流I₀の向きを反転させる動作の式は、
+I₀サイクル

-I₀サイクルは上式でI₀を-I₀にすればよい。

ここで、V_outPPから絶縁抵抗値R_xは簡単には算出できないので、逆に絶縁抵抗値R_x、浮遊容量値C_x、サンプリング周期T_sを与えて出力電圧V_outPPを算出して、これらの関係を導く。 The equation of operation for reversing the direction of the constant current I ₀ every sampling period T _s is:
+ I ₀ cycle

In the -I ₀ cycle, I ₀ may be set to -I ₀ in the above equation.

Since V _out PP from the insulation resistance value R _x can not be calculated in simple, contrary to the insulation resistance value R _x, stray capacitance C _x, calculates the output voltage V _out PP given sampling period T _s Guide these relationships.

２つの被測定変数のうち一方の浮遊容量値をC_x=0.0uFと固定すると、他方の被測定変数である絶縁抵抗値R_xは出力電圧V_out(t)より算出できる。出力電圧V_out(C_x=0.0μF)は、次式で表される。

図１３は、この出力電圧V_out(C_x=0.0μF)の時間変化を、絶縁抵抗値R_x＝0kΩ、100kΩ、200kΩ、300kΩ、400kΩについて示す。図１３中に示された線を基準線と呼ぶ。図１３において、時間t=T₁のときの出力電圧V_out(T₁)から絶縁抵抗値R_xが算出できるが、ここでは直接算出するのではなく、時間t=0から時間t=T_Sまでの増加分

（以後、補正分V_compと呼ぶ）を差引くと、

に相当する出力電圧V_out(0)が算出できる。V_compは時間t=T_Sと出力電圧V_out(T_S)から一義的に定まる。図１４は、サンプリング周期T_S1(=0.14sec)、T_S2 (=0.23sec)、T_S3 (=0.32sec)、T_S4 (=0.38sec)について、出力電圧V_outPPに対する補正分V_compの一例を示す。
図１５は、時間t=T_S1(=0.14sec)、T_S2 (=0.23sec)、T_S3 (=0.32sec)、T_S4 (=0.38sec) をサンプリング周期とした場合の絶縁抵抗値R_xと出力電圧V_outPPの関係に変換したグラフを示す。図１５には、４つのサンプリング周期に対応して4本の点線が描かれているが、補正分V_compを差引いた線を一本の実線で示している。
すなわち、図１５に示すように、V_out(C_x=0.0μF)の基準線から４つのサンプリング周期に対して４本の点線（比較線と呼ぶ）が得られるが、補正分V_compを差引くことにより一本の比較線に収束できる。この一本に収束した比較線を以後、規格化比較線と呼ぶことにする。この規格化比較線は後述のサンプリング周期T_sの自動調整に用いる。 When one stray capacitance value of two measured variables is fixed at C _x = 0.0 uF, an insulation resistance value R _x that is the other measured variable can be calculated from the output voltage V _out (t). The output voltage V _out (C _x = 0.0 μF) is expressed by the following equation.

FIG. 13 shows the time change of the output voltage V _out (C _x = 0.0 μF) for the insulation resistance values R _x = 0 kΩ, 100 kΩ, 200 kΩ, 300 kΩ, and 400 kΩ. The line shown in FIG. 13 is called a reference line. In FIG. 13, the insulation resistance value R _x can be calculated from the output voltage V _out (T ₁ ) at time t = T ₁ , but is not directly calculated here, but from time t = 0 to time t = T _S Up to

When subtracting (hereinafter referred to as the correction V _comp ),

The output voltage V _out (0) corresponding to can be calculated. V _comp is uniquely determined from the time t = T _S and the output voltage V _out (T _S ). FIG. 14 shows the correction amount V _comp for the output voltage V _out PP with respect to the sampling period T _S1 (= 0.14 sec), T _S2 (= 0.23 sec), T _S3 (= 0.32 sec), T _S4 (= 0.38 sec). An example is shown.
FIG. 15 shows the insulation resistance value R _x when the sampling period is time t = T _S1 (= 0.14 sec), T _S2 (= 0.23 sec), T _S3 (= 0.32 sec), and T _S4 (= 0.38 sec). And a graph converted into the relationship between the output voltage V _out PP. In FIG. 15, four dotted lines are drawn corresponding to the four sampling periods, but a line obtained by subtracting the correction amount V _comp is shown by a single solid line.
That is, as shown in FIG. 15, (referred to as Comparative line) four dotted lines for four sampling periods from the reference line of V _out (C _x = 0.0μF) is obtained, the difference a correction amount V _comp By subtracting, it can converge to a single comparison line. Hereinafter, the comparison line converged to one line is referred to as a normalized comparison line. This standardized comparison line is used for automatic adjustment of the sampling period T _s described later.

次にサンプリング周期の決定法を説明する。図１６〜図１９は、絶縁抵抗値R_x＝100kΩ〜400kΩについて、時間を横軸、出力電圧を縦軸に、計測値（実線）および基準線（点線）を示す。基準線と計測線（出力電圧の計測値）は、V_Cxが最大値（ピーク）にいたるとほぼ同一線上で一致するが、時定数の僅かな違いがあるので完全には一致しない。図中に、計測値と基準線の誤差（％）が、一点鎖線で示されている。
図１６は浮遊容量値C_x＝0.1uF、図１７は浮遊容量値C_x＝0.2uF、図１８は浮遊容量値C_x＝0.3uF、図１９は浮遊容量値C_x＝0.4uFの場合である。これらの図から、検知抵抗範囲（100kΩ〜400kΩ）では、R_x=400 kΩのときの基準線と計測線が交差する点で、総合誤差が一番小さいことがわかる。

上の表のサンプリング周期Tsは図１６〜図１９より算出した数値であるが、図１６〜図１９は簡単のために第一サイクル目を描いているので、過渡項の影響が現れている。過渡項の影響が消滅した定常状態になると基準線と計測線の交点は少し延びて( )内の数値となる。本実施形態では、基準線と計測線の交点までの時間を、サンプリング周期Tsとして決定する。基準線と計測線が交差する点以降の最大誤差（基準線と計測線の％差）は小さく、漏電検出器の精度としては充分である。しかし、更に精度を要求される場合は、絶縁コンデンサ１１の容量値C_iをもっと大きくすると最大誤差は小さくできる。
表には定電流回路（図３の回路）のサンプリング周期も併記してあるが、比較すると本実施形態によるサンプリング周期は短くなっている。これは時定数が圧縮された効果である。 Next, a method for determining the sampling period will be described. 16 to 19 show measured values (solid lines) and reference lines (dotted lines) with respect to the insulation resistance values R _x = 100 kΩ to 400 kΩ, with time on the horizontal axis and output voltage on the vertical axis. The reference line and the measurement line (measured value of the output voltage) match on the same line when V _Cx reaches the maximum value (peak), but they do not match completely because there is a slight difference in time constant. In the figure, the error (%) between the measured value and the reference line is indicated by a one-dot chain line.
16 shows the case where the stray capacitance value C _x = 0.1 uF, FIG. 17 shows the stray capacitance value C _x = 0.2 uF, FIG. 18 shows the stray capacitance value C _x = 0.3 uF, and FIG. 19 shows the stray capacitance value C _x = 0.4 uF. is there. From these figures, it can be seen that in the detection resistance range (100 kΩ to 400 kΩ), the total error is the smallest at the point where the reference line and the measurement line intersect when R _x = 400 kΩ.

The sampling period Ts in the above table is a numerical value calculated from FIGS. 16 to 19, but since FIGS. 16 to 19 depict the first cycle for simplicity, the influence of the transient term appears. When the influence of the transient term disappears, the intersection of the reference line and the measurement line extends a little and becomes the value in (). In the present embodiment, the time until the intersection of the reference line and the measurement line is determined as the sampling period Ts. The maximum error after the point where the reference line intersects the measurement line (% difference between the reference line and the measurement line) is small, which is sufficient for the accuracy of the leakage detector. However, as further required accuracy, the maximum error can be reduced when bigger capacitance value C _i of the insulating capacitor 11.
The table also shows the sampling period of the constant current circuit (circuit of FIG. 3), but in comparison, the sampling period according to the present embodiment is shorter. This is the effect of compressing the time constant.

次にサンプリング周期T_Sの自動調整法を説明する。サンプリング周期T_Sは上記方法で決まる。
ここで、出力電圧V_outから上記の補正分V_compを差引いた値を補正出力電圧と呼び、V_outCPで表す。図２０〜２３は、各サンプリング周期について、絶縁抵抗値を横軸に、この補正出力電圧を縦軸にして、規格化比較線(点線で示す)とともに示した図である。図２０は浮遊容量値C_x＝0.1uF、図２１は浮遊容量値C_x＝0.2uF、図２２は浮遊容量値C_x＝0.3uF、図２３は浮遊容量値C_x＝0.4uFの場合である。この図２０〜２３と第一実施形態の定電流回路の自動調整法で説明した図５〜図８とは非常に良く似ている。よって、本実施形態におけるサンプリング周期T_Sの自動調整法は、図３に示した定電流回路の自動調整法と基本的にはまったく同じである。
ただ、図３の定電流回路では出力電圧と比較線が一致したが、本実施形態では完全に一致せず基本的に誤差を持っているので、誤差を加味した評価が必要になる。 Next, an automatic adjustment method for the sampling period T _S will be described. The sampling period T _S is determined by the above method.
Here, a value obtained by subtracting the correction amount V _comp from the output voltage V _out is referred to as a corrected output voltage, and is represented by V _out CP. 20 to 23 are diagrams showing the standardized comparison lines (indicated by dotted lines) with the insulation resistance value on the horizontal axis and the corrected output voltage on the vertical axis for each sampling period. 20 shows the case where the stray capacitance value C _x = 0.1 uF, FIG. 21 shows the case where the stray capacitance value C _x = 0.2 uF, FIG. 22 shows the stray capacitance value C _x = 0.3 uF, and FIG. 23 shows the stray capacitance value C _x = 0.4 uF. is there. 20 to 23 and FIGS. 5 to 8 described in the automatic adjustment method of the constant current circuit of the first embodiment are very similar. Thus, automatic adjustment method of sampling period T _S in this embodiment is basically the automatic adjustment method of the constant current circuit shown in FIG. 3 is exactly the same.
However, in the constant current circuit of FIG. 3, the output voltage and the comparison line match, but in the present embodiment, they do not completely match and basically have an error, so an evaluation that takes the error into account is required.

スタート時のサンプリング周期をT_S1とし、そのときの補正出力電圧をV_outCP(T_S1)とする。また、規格化比較線と検知抵抗範囲の最大値(R_xL)_maxの交点を基準電圧V_out(R_xL)とする。
最初の自動調整は、補正出力電圧V_outCP(T_S1)が基準電圧V_out(R_xL)を下回ったとき、すなわち、
起動条件(1) 最初は、V_outCP(T_S1)≦V_out(R_xL)で自動調整に入る。
条件が成立すると、サンプリング周期をT_S2に広げて測定する、そのときの補正出力電圧をV_outCP(T_S2)とする。 The sampling period at the start is T _S1 and the corrected output voltage at that time is V _out CP (T _S1 ). Further, the intersection of the standardized comparison line and the maximum value (R _xL ) _max of the detection resistance range is set as the reference voltage V _out (R _xL ).
The first automatic adjustment is when the corrected output voltage V _out CP (T _S1 ) falls below the reference voltage V _out (R _xL ), i.e.
Start condition (1) Initially, automatic adjustment starts with V _out CP (T _S1 ) ≦ V _out (R _xL ).
When the condition is satisfied, the measurement is performed with the sampling period extended to T _S2, and the corrected output voltage at that time is defined as V _out CP (T _S2 ).

以下、下付き数字をnに置き換えて説明する。
判定条件(1) V_outCP (T_Sn) ≒ V_outCP (T_S(n+1))、たとえば誤差3%以下ならば、T_Snをサンプリング周期とし、V_outCP (T_Sn)を補正出力電圧として確定し、自動調整を終わる。
判定条件(2) V_outCP (T_S(n+1)) ＞V_out (R_xL)ならば、T_S(n+1)をサンプリング周期とし、V_outCP (T_S(n+1))を補正出力電圧として確定し、自動調整を終わる。
判定条件(3) V_outCP (T_Sn) < V_outCP (T_S(n+1)) < V_out (R_xL)ならば、サンプリング周期をT_S(n+2)に広げて再測定し、そのときの補正出力電圧を
V_outCP (T_S(n+1))として上の判定条件(1)、(2)が成立するまで繰り返す。 In the following description, subscript numbers are replaced with n.
Judgment condition (1) V _out CP (T _Sn ) ≒ V _out CP (T _{S (n + 1)} ) For example, if the error is 3% or less, T _Sn is set as the sampling period, and V _out CP (T _Sn ) is determined as the corrected output voltage, and the automatic adjustment ends.
Judgment condition (2) If V _out CP (T _{S (n + 1)} )> V _out (R _xL ), _let T _{S (n + 1)} be the sampling period and V _out CP (T _{S (n + 1)} ) is determined as the corrected output voltage, and automatic adjustment ends.
Judgment condition (3) V _out CP If (T _Sn ) <V _out CP (T _{S (n + 1)} ) <V _out (R _xL ), re-measure with the sampling period extended to T _{S (n + 2),} and the corrected output voltage at that time The
V _out CP The above determination conditions (1) and (2) are repeated as (T _{S (n + 1)} ).

これで、新サンプリング周期T_Sが決まる。しかし、所定の条件で、再び自動調整は起動する。再自動調整に入るのは、前の自動調整での成立条件に依存する。前の自動調整の工程で、
起動条件(2) 前自動調整で判定条件(1) V_outCP (T_Sn) ≒ V_outCP (T_S(n+1))、たとえば誤差3%以下で終えた場合は、V_outCP (T_Sn) < V_outCP (T_S(n+1)) < V_out (R_xL)で再自動調整に入る。
起動条件(3) 前自動調整で判定条件(2) V_outCP (T_Sn) ＞ V_out(R_xL)で終えた場合は、V_outCP (T_Sn) ＜ V_out(R_xL)で再自動調整に入る。
これにより、サンプリング周期T_Sを自動調整して、検知抵抗範囲Range(R_xL)に対応する補正出力電圧V_outCPを精度3％以内で計測することができ、したがって検知抵抗範囲Range(R_xL)内の絶縁抵抗値R_xを精度3％以内で計測可能となる。このサンプリング周期T_Sの自動調整は、起動条件および判定条件が異なるものの、図５〜８に示した第1の実施形態についての具体例と同様にして行われる。 This determines the new sampling period T _S. However, the automatic adjustment is activated again under a predetermined condition. The entry into the re-automatic adjustment depends on the conditions established in the previous automatic adjustment. In the previous automatic adjustment process,
Start condition (2) Pre-adjustment judgment condition (1) V _out CP (T _Sn ) ≒ V _out CP (T _{S (n + 1)} ) For example, if the error is less than 3%, V _out CP Re-automatic adjustment starts when (T _Sn ) <V _out CP (T _{S (n + 1)} ) <V _out (R _xL ).
When completing the startup condition (3) determination condition before automatic adjustment _{(2) V out CP (T} Sn)> V out (R xL) is, V _out CP Re-adjustment starts when (T _Sn ) <V _out (R _xL ).
As a result, it is possible to automatically adjust the sampling period T _S and measure the corrected output voltage V _out CP corresponding to the detection resistance range Range (R _xL ) within 3% accuracy, and thus the detection resistance range Range (R _xL The insulation resistance value _Rx in parentheses) can be measured within 3% accuracy. This automatic adjustment of the sampling period T _S is performed in the same manner as the specific example of the first embodiment shown in FIGS. 5 to 8, although the activation condition and the determination condition are different.

本実施形態によるブリーダー機能付き定電流回路の場合も、補正出力電圧V_outCPから絶縁抵抗値R_xを逆算する式を組み込む必要があるが、予め机上で計算して、変換テーブルの形でメモリに書き込んでおくことで測定時の面倒な計算は回避できる。単に計測された補正出力電圧V_outCPと比較対象との大小の判定だけですむのでプログラムが容易である。サンプリング周期は連続的可変にする必要がないので、設定するサンプリング周期T_sは条件を満足できれば離散的な値でよく、変換テーブルの数も少なくてすむ。あるいは、抵抗値の算出を省き、算出抵抗値に相当する補正出力電圧V_outCPの形でメモリに格納しておけば更に処理が簡単になる。 Even in the case of the constant current circuit with the bleeder function according to the present embodiment, it is necessary to incorporate an expression for calculating the insulation resistance value R _x from the corrected output voltage V _out CP. The troublesome calculation at the time of measurement can be avoided by writing in the. Programming is easy because it is only necessary to determine whether the measured correction output voltage V _out CP is compared with the comparison target. Since the sampling period does not need to be continuously variable, the sampling period T _s to be set may be a discrete value as long as the condition is satisfied, and the number of conversion tables may be reduced. Alternatively, the processing can be further simplified if the calculation of the resistance value is omitted and stored in the memory in the form of the corrected output voltage V _out CP corresponding to the calculated resistance value.

つぎに、図２４を参照して、高圧直流電圧の変動の影響を考慮した本発明の第３の実施形態について説明する。高圧直流電圧源１６（図１参照）の電圧V_Bが安定している状態では、V_Ci=V_Bのバランス状態にあり高圧直流電圧源の存在を意識しないでよいが、高圧直流電圧源が変動すると変動分ΔV_B=V_B−V_Ciが出力電圧V_outにオフセット分として加わってくる。 Next, with reference to FIG. 24, a third embodiment of the present invention that takes into account the influence of fluctuations in the high-voltage DC voltage will be described. In a state where the voltage V _{B of the} high voltage DC voltage source 16 (see FIG. 1) is stable, it is in a balanced state of V _Ci = V _B and it is not necessary to be aware of the existence of the high voltage DC voltage source. When it fluctuates, the variation ΔV _B = V _B −V _Ci is added to the output voltage V _out as an offset.

高圧直流電圧源の出力インピーダンスは零で、定電流回路の出力インピーダンスは無限大なので「重合せの理」が成り立つ。
よって、出力電圧V_outは、高圧直流電圧源１６と定電流回路３２とが単独に存在するとして求めた出力電圧（[V_out(t)]_DCと[V_out(t)]_CC）の代数和となる。

Since the output impedance of the high-voltage DC voltage source is zero and the output impedance of the constant current circuit is infinite, the “superposition theory” holds.
Therefore, the output voltage V _out is an algebra of the output voltages ([V _out (t)] _DC and [V _out (t)] _CC ) obtained by assuming that the high-voltage DC voltage source 16 and the constant current circuit 32 exist independently. Become sum.

高圧直流電圧源１６が単独に存在した場合に、高圧直流電圧源１６の電圧V_Bが小さくステップ変化（0→V_B）した時の出力電圧[V_out(t)]_DCの応答性は次式で示される（絶縁コンデンサー１１の残留電圧V_Ci0=0、浮遊容量C_xの残留電圧V_Cx0=0とする）。

ただし、T₁、T₂、τ₁、τ₂は前述したものと同じである。 When the high-voltage DC voltage source 16 exists independently, the output voltage [V _out (t)] _DC response when the voltage V _B of the high-voltage DC voltage source 16 is small and changes in steps (0 → V _B ) is as follows. formula (residual voltage V _Ci0 = 0 isolation capacitor 11, the residual voltage V _Cx0 = 0 of the stray capacitance C _x).

However, T ₁ , T ₂ , τ ₁ , τ ₂ are the same as described above.

出力電圧[V_out(t)]_DCの挙動は、前述したV_Cxと方向は逆だが同じ動きをする。ただ、V_Cxはサンプリング周期T_sで定電流の向きが反転する繰返し動作であるが、高圧直流電圧源の電圧変動は図１中のモータ／ジェネレータ１９の挙動によって不規則に変動するので周期性はない。
[V_out(t)]_DCの式から、時定数τ_x＝R_xC_xが小さいときはV_Bの変動が[V_out(t)]_DCに与える影響度が高く、大きいときは影響度が低い。一方、[V_out(t)]_CCは逆の傾向があり、[V_out(t)]_DCと[V_out(t)]_CCは補完的な動きとなる。これは、高圧直流電圧源が変動しても、両者の代数和である出力電圧V_outが（−I₀R_m〜＋I₀R_m）に収まる確率が高いことを意味する。 Output voltage [V _out (t)] The behavior of _DC is the same as V _Cx described above, but in the same direction. However, although V _Cx is a repetitive operation in which the direction of the constant current is reversed at the sampling period T _s , the voltage variation of the high-voltage DC voltage source varies irregularly depending on the behavior of the motor / generator 19 in FIG. There is no.
[V _out (t)] From the _DC equation, when the time constant τ _x = R _x C _x is small, the variation of V _B has a high influence on [V _out (t)] _DC, and when it is large, the influence is Is low. On the other hand, [V _out (t)] _CC tends to be opposite, and [V _out (t)] _DC and [V _out (t)] _CC are complementary movements. This means that even if the high-voltage DC voltage source fluctuates, there is a high probability that the output voltage _Vout, which is the algebraic sum of both, falls within (−I ₀ R _m to + I ₀ R _m ).

[V_out(t)]_DCの式の2つの指数関数は時間経過と共に零に収束するのでV_Bの変動分の影響が消える、これは絶縁抵抗R_xおよびブリーダー抵抗９０（抵抗値R_m）を介して絶縁コンデンサ１１（静電容量値C_i）に高圧直流電圧源から電流が供給されV_Ci=V_Bのバランス状態が回復したことを意味する。またバランスを回復する時間も時定数τ_x＝R_xC_xと関連している。絶縁抵抗値と時定数のグラフ（図１０）参照。時定数τ_x＝R_xC_xが小さいときはバランスの回復が早く、大きいときはバランスの回復が遅い。回復時間が早いか、遅いかは時定数同士の比較であり、τ₂、τ_xと比較するとτ₁は1桁以上大きい（長い）。
[V_out(t)]_DC、[V_out(t)]_CCおよび時定数τ_x＝R_xC_xの関係をまとめると、
(1) 時定数τ_x＝R_xC_xが小さい場合(検知抵抗範囲)、[V_out(t)]_CCは小さく、[V_out(t)]_DCの影響度は高いがバランス回復は早い。
(2) 時定数τ_x＝R_xC_xが大きい場合(健全な絶縁抵抗領域)、[V_out(t)]_CCは大きく、[V_out(t)]_DC影響度は低いがバランス回復は遅い。
の関係がある。 [V _out (t)] Effect variation of V _B Since the two exponential converges to zero with time expressions _DC disappears, this insulation resistance R _x and the bleeder resistor 90 (resistance value R _m) This means that the current is supplied from the high-voltage DC voltage source to the insulating capacitor 11 (capacitance value C _i ) through the voltage V and the balance state of V _Ci = V _B is restored. The time for restoring the balance is also related to the time constant τ _x = R _x C _x . See the graph of insulation resistance and time constant (Fig. 10). When the time constant τ _x = R _x C _x is small, the balance recovery is fast, and when it is large, the balance recovery is slow. Whether the recovery time is early or late is a comparison between time constants, and τ ₁ is one digit larger (longer) than τ ₂ and τ _x .
[V _out (t)] _DC , [V _out (t)] _CC and time constant τ _x = R _x C _x
(1) When time constant τ _x = R _x C _x is small (detection resistance range), [V _out (t)] _CC is small, and [V _out (t)] _DC is highly influenced, but balance recovery is fast .
(2) When time constant τ _x = R _x C _x is large (sound insulation resistance region), [V _out (t)] _CC is large and [V _out (t)] _DC influence is low, but balance recovery is slow.
There is a relationship.

図３に示す定電流回路の場合、[V_out(t)]_DC=V_Bなので

となり補完関係にはなく、V_B分だけシフトする。また、バランスを回復する電流の経路が無いのでいつまでもV_B分だけシフトしている。よって、(1) 出力電圧V_outが（−I₀R_m〜＋I₀R_m）に収まる確率が高い、(2) バランスを回復する、の2点もブリーダー機能付き定電流回路のメリットである。 In the case of the constant current circuit shown in FIG. 3, [V _out (t)] _DC = V _B

Not in the next complementary relationship, is shifted by V _B min. In addition, indefinitely because the path of the current to recover the balance is not shifted by V _B min. Therefore, (1) the probability that the output voltage V _out will be within (−I ₀ R _m to + I ₀ R _m ) is high, and (2) the balance is restored. .

一般に、V_Bの挙動は周期性が無く、変化は予測できない、説明では特別の場合としてステップ応答を例に説明したが、任意の変動に対しては畳み込み積分

で表現される。 In general, the behavior of V _B is not periodic and the change cannot be predicted. In the explanation, the step response was described as an example of a special case.

It is expressed by

高圧直流電圧源の変動は極めて大きな場合がある。モータ始動時、モータの軽負荷から全負荷へ切替時、モータ停止時、高圧直流電圧源の急速充電モードへの切替時などの場合、高圧直流電圧源に大電流が短い時間に流出／流入／停止する。これにより高圧直流電圧源の電圧変動も大きくなる。これは、絶縁抵抗値の測定精度の低下要因になる。 Variations in the high voltage DC voltage source can be quite large. When the motor is started, when the motor is switched from light load to full load, when the motor is stopped, or when the high-voltage DC voltage source is switched to the quick charge mode, a large current flows out / inflow / Stop. As a result, the voltage fluctuation of the high-voltage DC voltage source also increases. This becomes a factor of decreasing the measurement accuracy of the insulation resistance value.

漏電検出装置の出力電圧V_outは、

で表されるが、[V_out(t)]_CCは（−I₀R_m〜＋I₀R_m）の範囲の値しか取り得ないが、[V_out(t)]_DCは、

でV_Bに依存する。[V_out(t)]_DCと[V_out(t)]_CCは補完的な動きをするが、それでもV_Bが大きいと定電流回路の最大駆動電圧（±V_DD）を越える場合があり、発振現象を引き起こす、最悪の場合は定電流回路の耐電圧を超え破壊を引き起こす。 The output voltage V _out of the leakage detector is

Although [V _out (t)] _CC can only take a value in the range of (−I ₀ R _m to + I ₀ R _m ), [V _out (t)] _DC is

It depends on V _B. The [V _out (t)] _DC and [V _out (t)] _CC to the complementary movements, but still there is a case where the large V _B exceeds the maximum driving voltage of the constant current circuit (± V _DD), In the worst case, it causes an oscillation phenomenon, exceeding the withstand voltage of the constant current circuit and causing destruction.

その対策として、図２４に示すようにツェナーダイオード１７０ａ、１７０ｂを入れてV_outの上下限を制限する。挿入するツェナーダイオードのツェナー電圧V_ZはV_DD>V_Z> I₀R_mの条件を満たすものを選択する。また、保護抵抗１７１を挿入する。 As a countermeasure, as shown in FIG. 24, Zener diodes 170a and 170b are inserted to limit the upper and lower limits of _Vout . The Zener voltage V _Z of the Zener diode to be inserted is selected so as to satisfy the condition of V _DD > V _Z > I ₀ R _m . Further, a protective resistor 171 is inserted.

以上のように、電気自動車またはハイブリッド車の高圧直流電源は、数多くのセル（リチウム電池セル、スーパーキャパシタセル）を積み重ねて高電圧を作り出す構成のため電源・シャーシ間の浮遊容量が大きく、絶縁抵抗の短時間測定の妨げになっているが、本発明によれば、電気自動車等における高圧直流電源の漏電の有無を短時間に検出することが可能な漏電検出装置を提供することができる。また、漏電までにはいたっていないが絶縁抵抗が低下している状態において、その抵抗値を短時間に検出して警報を発することもできる。   As described above, the high-voltage DC power supply for electric vehicles or hybrid vehicles has a structure in which a large number of cells (lithium battery cells, supercapacitor cells) are stacked to create a high voltage. However, according to the present invention, it is possible to provide a leakage detecting device capable of detecting in a short time whether or not a high-voltage DC power supply has leaked in an electric vehicle or the like. In addition, in the state where the insulation resistance is lowered although not reaching the electric leakage, the resistance value can be detected in a short time and an alarm can be issued.

１０ 漏電検出装置
１１ 絶縁コンデンサ
１２ 測定回路
１３ センシング端子
１５ 高電圧回路
１６ 高圧直流電源
１７ メインスイッチ
１８ インバータ
１９ モータ
２０ 電池セル（スーパーキャパシターセル）
３０ 測定回路
３１ 演算制御回路
３２ 定電流交番回路
６０ 漏電検出装置
６１ 交流電圧源
６２ 演算回路
９０ ブリーダー抵抗
１７０ａ、１７０ｂ ツェナーダイオード
１７１ 保護抵抗 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Earth leakage detection apparatus 11 Insulation capacitor 12 Measurement circuit 13 Sensing terminal 15 High voltage circuit 16 High voltage DC power supply 17 Main switch 18 Inverter 19 Motor 20 Battery cell (super capacitor cell)
30 measurement circuit 31 arithmetic control circuit 32 constant current alternating circuit 60 leakage detection device 61 AC voltage source 62 arithmetic circuit 90 bleeder resistance 170a, 170b Zener diode 171 protection resistance

Claims (7)

接地部に対して電気的に絶縁された高圧直流電源の漏電を検出するために、前記高圧直流電源に接続される絶縁コンデンサと測定回路とからなる漏電検出装置において、前記測定回路は、定電流交番回路と演算制御回路からなり、前記定電流交番回路は、前記絶縁コンデンサに一定周期で定電流の注入、引き抜きを交互に行い、前記演算制御回路は、次式で算出される抵抗値RC_xを絶縁抵抗値の測定値とすることを特徴とする漏電検出装置。

ここで、V_outPPは、定電流の注入および引き抜きにおける定電流交番回路の出力電圧の正のピーク値と負のピーク値との差の絶対値、I₀は定電流値、T_sはサンプリング周期であり注入期間または引き抜き期間に対応し、C_iは絶縁コンデンサの静電容量である。 In order to detect a leakage of a high-voltage DC power supply that is electrically insulated with respect to a grounding part, in the leakage detection device comprising an insulating capacitor connected to the high-voltage DC power supply and a measurement circuit, the measurement circuit has a constant current The constant current alternating circuit alternately injects and draws a constant current at a constant period to the insulating capacitor, and the arithmetic control circuit has a resistance value RC _x calculated by the following equation: Is a measured value of the insulation resistance value.

Here, V _out PP, the absolute value of the difference between positive and negative peak values of the output voltage of the constant current alternating circuits in injection and withdrawal of the constant current, I ₀ is a constant current value, T _s is the sampling It is a period and corresponds to the injection period or the extraction period, and C _i is the capacitance of the insulating capacitor. 測定する絶縁抵抗値の範囲が予め設定されており、測定範囲内の最大抵抗値を(R_xL)max、想定される浮遊容量値をC_xとした場合、サンプリング周期T_sが、

により決定されることを特徴とする請求項１記載の漏電検出装置。 When the range of the insulation resistance value to be measured is preset, the maximum resistance value within the measurement range is (R _xL ) max, and the assumed stray capacitance value is C _x , the sampling period T _s is

The leakage detection device according to claim 1, wherein the leakage detection device is determined by: 想定される浮遊容量値の範囲の最小値を(C_xL)_min、絶縁抵抗値の測定範囲の最大値を(R_xL)_maxとした場合、サンプリング周期T_sの初期値が、
T_s1=m×(C_xL)_min×(R_xL)_max （但し、m≡3）
に設定され、そのときの算出抵抗値RC_x1≦(R_xL)_maxの場合、より長いサンプリング周期T_Sを設定し、n回目の算出抵抗値RC_xn≒RC_x(n+1)ならば、そのときのT_snをサンプリング周期とし、RC_xnを算出抵抗値として確定し、RC_x(n+1)>(R_xL)_maxならば、T_s(n+1)をサンプリング周期とし、RC_x(n+1)を算出抵抗値として確定することを特徴とする請求項１記載の漏電検出装置。 If the minimum value of the assumed stray capacitance range is (C _xL ) _min and the maximum value of the measurement range of insulation resistance is (R _xL ) _max , the initial value of the sampling period T _s is
T _s1 = m × (C _xL ) _min × (R _xL ) _max (however, m≡3)
Is set to, for calculating the resistance value RC _x1 ≦ (R _{xL) max} of that time, set a longer sampling period T _S, if calculating the resistance value of the n-th _{RC xn ≒ RC x (n +} 1), T _sn at that time is set as the sampling period, RC _xn is determined as the calculated resistance value, and if RC _{x (n + 1)} > (R _xL ) _max , T _{s (n + 1)} is set as the sampling period and RC _{x (n + 1)} leakage detecting device according to claim 1, wherein the determining the calculated resistance value. 接地部に対して電気的に絶縁された高圧直流電源の漏電を検出するために、前記高圧直流電源に接続される絶縁コンデンサと測定回路とからなる漏電検出装置において、前記測定回路は、定電流交番回路と演算制御回路からなり、前記定電流交番回路の出力側にブリーダー抵抗を設け、前記定電流交番回路は、所定のサンプリング周期で定電流I_oの注入、引き抜きを交互に行い、前記演算制御回路は、所定の関係式から絶縁抵抗値を算出するものであって、前記ブリーダー抵抗の抵抗値R_mは、定電流値I_oとブリーダ抵抗値R_mの積が定電流交番回路の最大駆動電圧値以下になるように設定されることを特徴とする漏電検出装置。 In order to detect a leakage of a high-voltage DC power supply that is electrically insulated with respect to a grounding part, in the leakage detection device comprising an insulating capacitor connected to the high-voltage DC power supply and a measurement circuit, the measurement circuit has a constant current consists alternating circuit and the arithmetic control circuit is provided with a bleeder resistor at the output side of the constant current alternating circuit, the constant current alternating circuit performs the injection of a constant current I _o at a predetermined sampling period, the pulling alternately the operation the control circuit is for calculating the insulation resistance values from a predetermined relationship, the maximum of the bleeder resistance R _m of the resistor is the product of the constant current value I _o and bleeder resistance R _m is a constant current alternating circuit A leakage detecting device, wherein the leakage detecting device is set to be equal to or lower than a driving voltage value. 浮遊容量ゼロの場合の絶縁抵抗値の測定範囲の最大値(R_xL)_maxについての出力電圧の時間変化特性曲線を比較線とし、想定される浮遊容量値に対する絶縁抵抗値の測定範囲の最大値(R_xL)_maxについての出力電圧の時間変化特性曲線と前記比較線との交点までの時間に基づいて前記浮遊容量値についてのサンプリング周期T_sが決定されることを特徴とする請求項４記載の漏電検出装置。 The maximum value of the measurement range of the insulation resistance value with respect to the assumed stray capacitance value, using the time variation characteristic curve of the output voltage with respect to the maximum value (R _xL ) _max of the insulation resistance value measurement range when the stray capacitance is zero. 5. The sampling period T _s for the stray capacitance value is determined based on the time until the intersection of the output voltage time variation characteristic curve and the comparison line for (R _xL ) _max. Earth leakage detection device. 想定される浮遊容量値の範囲の最小値を(C_xL)_minとした場合、サンプリング周期T_sの初期値T_s1が、浮遊容量値の範囲の最小値(C_xL)_minについて決定されたサンプリング周期に設定され、時間t=0から時間ｔ= T_sまでの出力電圧の増加分を補正分とし、前記比較線から前記補正分を差引いた比較線を規格化比較線とし、出力電圧から前記補正分を差引いた電圧を補正出力電圧V_outＣPとし、前記規格化比較線における前記絶縁抵抗値の測定範囲の最大値(R_xL)_maxでの出力電圧を基準電圧V_out(R_xL)とし、そのときの補正出力電圧V_outＣP≦V_out(R_xL)の場合、より長いサンプリング周期T_Sを設定し、n回目の補正出力電圧V_outＣP (T_Sn)とn＋１回目の補正出力電圧 V_outＣP (T_S(n+1)) との誤差が所定範囲内であるならば、そのときのT_snをサンプリング周期とし、V_outＣP (T_Sn)を補正出力電圧とし、V_outＣP (T_S(n+1)) ＞V_out (R_xL)ならば、T_s(n+1)をサンプリング周期とし、V_outＣP (T_S(n+1))を補正出力電圧として決定し、この補正出力電圧に対応する絶縁抵抗値を求めることを特徴とする請求項４記載の漏電検出装置。 When the minimum value of the range of the stray capacitance value that is assumed to (C _{xL) min,} sampling the initial value T _s1 of the sampling period T _s is determined for the minimum value (C _{xL) min} in the range of stray capacitance Set as a period, an increase in output voltage from time t = 0 to time t = T _s is a correction amount, a comparison line obtained by subtracting the correction amount from the comparison line is a normalized comparison line, and the output voltage The voltage obtained by subtracting the correction is the corrected output voltage V _out CP, and the output voltage at the maximum value (R _xL ) _max of the measurement range of the insulation resistance value on the standardized comparison line is the reference voltage V _out (R _xL ). If the corrected output voltage V _out CP ≦ V _out at that time (R _xL), set a longer sampling period T _S, n-th corrected output voltage V _out CP (T _Sn) and the (n + 1) th corrected output voltage If the error from V _out CP (T _{S (n + 1)} ) is within the specified range, T _sn at that time is taken as the sampling period. , V _out CP (T _Sn ) is the corrected output voltage, and if V _out CP (T _{S (n + 1)} )> V _out (R _xL ), T _{s (n + 1)} is the sampling period, and V _out 5. The leakage detecting device according to claim 4, wherein CP (T _{S (n + 1)} ) is determined as a corrected output voltage, and an insulation resistance value corresponding to the corrected output voltage is obtained. 出力電圧V_outの絶対値を制限するツェナーダイオードをさらに設け、ツェナー電圧V_Zは、定電流交番回路の最大駆動電圧をV_DDとした場合、V_DD＞V_Z＞I₀R_mの条件を満たすことを特徴とする請求項４ないし６いずれか記載の漏電検出装置。 Further provided a zener diode for limiting the absolute value of the output voltage V _out, the Zener voltage V _Z, when the maximum driving voltage of the constant current alternating circuit and to V _DD, the condition of _{V DD> V Z> I 0} R m The leakage detecting device according to claim 4, wherein the leakage detecting device is satisfied.

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