JP2010246305A - 電源電圧制御回路、電源電圧制御方法及びdc−dcコンバータ - Google Patents
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Abstract
【課題】出力電圧の平均値の変動を抑制することのできる電源電圧制御回路を提供する。
【解決手段】制御回路20aは、出力電圧Voのピーク値をサンプルホールドするサンプルホールド回路30と、サンプルホールド回路30から出力される電圧信号Vsh1を、基準電圧Vrを基準にして反転増幅させて反転電圧Vxを生成する反転増幅回路40とを備える。また、制御回路20aは、出力電圧Voが反転電圧Vxよりも低くなったときにHレベルの出力信号S1を生成する比較器50と、そのHレベルの出力信号S1に応答して出力トランジスタT1を所定時間オンする制御信号SG1を生成するモノマルチ回路60とを備える。
【選択図】図1
【解決手段】制御回路20aは、出力電圧Voのピーク値をサンプルホールドするサンプルホールド回路30と、サンプルホールド回路30から出力される電圧信号Vsh1を、基準電圧Vrを基準にして反転増幅させて反転電圧Vxを生成する反転増幅回路40とを備える。また、制御回路20aは、出力電圧Voが反転電圧Vxよりも低くなったときにHレベルの出力信号S1を生成する比較器50と、そのHレベルの出力信号S1に応答して出力トランジスタT1を所定時間オンする制御信号SG1を生成するモノマルチ回路60とを備える。
【選択図】図1
Description
本発明は、電源電圧制御回路、電源電圧制御方法及びDC−DCコンバータに関するものである。
スイッチ素子をオン・オフ制御して直流入力電圧を昇圧・降圧して出力電圧を生成するDC−DCコンバータは、負荷に供給する上記出力電圧を一定の目標電圧に保つようにフィードバック制御を行っている。このようなDC−DCコンバータにおけるフィードバック制御方式として、PWM(Pulse Width Modulation)方式やPFM(Pulse Frequency Modulation)方式などが知られている(例えば、特許文献1〜3参照)。
前者のPWM方式は、スイッチング周波数を固定し、出力電圧と基準電圧とに基づいて生成されるエラーアンプ出力と、鋸歯状の信号波形との比較結果に応じてスイッチ素子のオン時間を調整することで、出力電圧を調整するものである。また、後者のPFM方式は、オン時間を固定し、出力電圧と基準電圧との比較結果に応じてスイッチング周波数を調整することで、出力電圧を調整するものである。
上述したPWM方式のDC−DCコンバータでは、誤差増幅器により応答速度が制限され、入力、負荷変動に対する応答が遅いという欠点があった。また、PFM方式のDC−DCコンバータでは、応答が早いが、入力電圧の変動などによって出力電圧のリップル幅が変動すると、出力電圧の平均値が変動するという問題がある。
また、特許文献3では、PFM方式などで、上記出力電圧変動を補償する方式が提案されているが、補償回路は誤差増幅器で構成されており、補償動作の応答が遅くなる。
電源電圧制御回路で、出力電圧の平均値の変動を高速に抑制することを目的とする。
電源電圧制御回路で、出力電圧の平均値の変動を高速に抑制することを目的とする。
開示の電源電圧制御回路は、出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値又はボトム値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、前記検出信号に応じて、前記スイッチ素子を所定時間オン又はオフする制御信号を生成する制御信号生成回路と、を含む。
開示の電源電圧制御回路によれば、出力電圧の平均値の変動を高速かつ安定に抑制することができるという効果を奏する。
(第1実施形態)
以下、第1実施形態を図1〜図6に従って説明する。
図1に示すDC−DCコンバータ1aは、PFM方式のDC−DCコンバータである。このDC−DCコンバータ1aは、入力電圧Vinを降圧した出力電圧Voを生成する降圧型DC−DCコンバータであり、コンバータ部10及びDC−DCコンバータ制御回路(制御回路)20aを備えている。コンバータ部10は、出力トランジスタT1と、ダイオードD1と、チョークコイルL1と、平滑用コンデンサC1とを備えている。なお、本実施形態では、出力トランジスタT1はNチャネルMOSトランジスタである。
以下、第1実施形態を図1〜図6に従って説明する。
図1に示すDC−DCコンバータ1aは、PFM方式のDC−DCコンバータである。このDC−DCコンバータ1aは、入力電圧Vinを降圧した出力電圧Voを生成する降圧型DC−DCコンバータであり、コンバータ部10及びDC−DCコンバータ制御回路(制御回路)20aを備えている。コンバータ部10は、出力トランジスタT1と、ダイオードD1と、チョークコイルL1と、平滑用コンデンサC1とを備えている。なお、本実施形態では、出力トランジスタT1はNチャネルMOSトランジスタである。
出力トランジスタT1のゲートには、制御回路20aから出力される制御信号SG1が供給され、出力トランジスタT1のドレインには入力電圧Vinが供給される。また、出力トランジスタT1のソースがダイオードD1のカソードに接続され、ダイオードD1のアノードがグランドに接続されている。出力トランジスタT1とダイオードD1との接続点は、チョークコイルL1を介して出力端子Toに接続されている。この出力端子Toは、平滑用コンデンサC1を介してグランドに接続されている。なお、チョークコイルL1及び平滑用コンデンサC1は平滑回路として機能する。
このように構成されたコンバータ部10では、制御回路20aからの制御信号SG1に基づいて出力トランジスタT1がオン・オフ制御されることによって、入力電圧Vinが降圧され出力電圧Voとして出力端子Toに接続される負荷(図示略)に出力される。すなわち、出力トランジスタT1がオンされると、チョークコイルL1にコイル電流ILが流れ、そのチョークコイルL1に対して入力電圧Vinに応じたエネルギーが蓄積される。続いて、出力トランジスタT1がオフされると、チョークコイルL1に蓄積されたエネルギーが出力端子Toに向かって放出される。このような動作により、入力電圧Vinよりも降圧された出力電圧Voが生成される。なお、上記負荷には出力電流Ioが供給される。
上記出力端子Toは、制御回路20aに接続され、その時の出力電圧Voが制御回路20aに帰還される。
制御回路20aは、サンプルホールド回路30と、反転増幅回路40と、比較器50と、モノマルチ回路60とを含む。
制御回路20aは、サンプルホールド回路30と、反転増幅回路40と、比較器50と、モノマルチ回路60とを含む。
サンプルホールド回路30は、スイッチ回路SW1と、コンデンサC2と、バッファ回路31とを含む。スイッチ回路SW1の第1端子には上記出力端子Toが接続され、出力電圧Voが供給される。また、スイッチ回路SW1の第2端子はコンデンサC2の第1端子に接続され、そのコンデンサC2の第2端子はグランドに接続されている。これらスイッチ回路SW1とコンデンサC2との間のノードN1はバッファ回路31に接続されている。このバッファ回路31は、例えばボルテージフォロアとして機能するバッファであって、増幅率が「1」倍のオペアンプである。
上記スイッチ回路SW1は、モノマルチ回路60からの制御信号SG2に応じてオン・オフ制御される。これにより、Hレベルの制御信号SG2に応じてスイッチ回路SW1がオンされている間、出力電圧VoがコンデンサC2によりサンプリングされる。また、Lレベルの制御信号SG2に応じてスイッチ回路SW1がオフされると、その時の出力電圧VoのレベルがコンデンサC2によりホールドされる。なお、本実施形態では、モノマルチ回路60がリセット状態に遷移する(出力トランジスタT1がオフされる)ときに、出力トランジスタT1の固定オン時間よりも十分に短い期間だけHレベルとなる制御信号SG2(リセット信号)に応じて、スイッチ回路SW1がオン・オフ制御される。このため、出力トランジスタT1がオフされる時点の出力電圧Vo、すなわち出力電圧Voの略ピーク値(トップ値)がサンプルホールドされる。
このサンプルホールドされたサンプルホールド電圧(ノードN1の電圧)Vshがバッファ回路31に出力される。そして、バッファ回路31は、上記サンプルホールド電圧Vshと同等のレベルを有する電圧信号Vsh1を反転増幅回路40に出力する。なお、このサンプルホールド回路30では、ノードN1と反転増幅回路40との間にバッファ回路31を設けているため、コンデンサC2に充電された電荷が反転増幅回路40内の抵抗素子に流れ、サンプルホールド電圧Vshが放電されることが抑制される。
反転増幅回路40は、増幅器41と、抵抗R1,R2とを含む。増幅器41の反転入力端子には上記電圧信号Vsh1が抵抗R1を介して入力され、増幅器41の非反転入力端子には基準電圧Vrが入力されている。なお、基準電圧Vrは、基準電源e1にて生成される電圧であり、出力電圧Voの目標電圧に応じて設定される。
増幅器41は、基準電圧Vrを基準にして、抵抗R1,R2による利得Gに基づいて電圧信号Vsh1を反転させた反転電圧Vxを生成する。すなわち、増幅器41は、下記式で示される反転電圧Vxを生成する。
Vx=G・(Vr−Vsh1)+Vr
本実施形態では、利得Gが「1」になるように抵抗R1,R2の抵抗比が1:1に設定されている。そして、増幅器41は、生成した反転電圧Vxを比較器50の非反転入力端子に出力するとともに、抵抗R2を介して反転電圧Vxを当該増幅器41の反転入力端子に帰還する。
本実施形態では、利得Gが「1」になるように抵抗R1,R2の抵抗比が1:1に設定されている。そして、増幅器41は、生成した反転電圧Vxを比較器50の非反転入力端子に出力するとともに、抵抗R2を介して反転電圧Vxを当該増幅器41の反転入力端子に帰還する。
なお、本実施形態では、サンプルホールド回路30(バッファ回路31)及び反転増幅回路40(増幅器41)の帯域幅をスイッチング周波数と同等になるように設定している。この帯域幅の制限については、第2実施形態にて詳述する。
上記比較器50の反転入力端子には出力電圧Voが入力される。この比較器50は、出力電圧Voと反転電圧Vxとを比較し、その比較結果に応じたレベルの出力信号S1を生成する。具体的には、比較器50は、出力電圧Voが反転電圧Vxよりも高いときにはLレベルの出力信号S1を生成し、出力電圧Voが反転電圧Vxよりも低くなると(出力電圧Voが反転電圧Vxを横切ると)Hレベルの出力信号S1(検出信号)を生成する。
比較器50の出力信号S1は、モノマルチ回路60のセット端子に入力される。モノマルチ回路60は、セット端子にHレベルの出力信号S1が入力されると、セット状態になり、Hレベルの制御信号SG1を所定時間出力し、出力トランジスタT1を所定時間オンする。そして、所定時間が経過すると、モノマルチ回路60は、リセット状態に戻り、Lレベルの制御信号SG1を出力し、出力トランジスタT1をオフする。すなわち、モノマルチ回路60は、Hレベルの出力信号S1に基づいて所定パルス幅のオンパルス(Hレベルの制御信号SG1)を出力トランジスタT1に出力するパルス発生器である。
また、モノマルチ回路60は、上記サンプルホールド回路30のスイッチ回路SW1をオン・オフ制御する制御信号SG2をスイッチ回路SW1に出力する。本実施形態のモノマルチ回路60では、Hレベルの制御信号SG1を所定時間出力後に、当該モノマルチ回路60をリセット状態に遷移させるために生成されるリセット信号が制御信号SG2として出力される。
このようなDC−DCコンバータ1aでは、出力トランジスタT1のオン動作に基づいて出力電圧Voが上昇し、出力トランジスタT1がオフされると、チョークコイルL1に蓄えられたエネルギーが放出される。チョークコイルL1に蓄えられたエネルギーが減少して出力電圧Voが低下し、その出力電圧Voが反転電圧Vxよりも低くなると、モノマルチ回路60の制御信号SG1が所定時間Hレベルとなり、出力トランジスタT1がオンされる。以下、このような動作が繰り返され、出力端子Toから出力される出力電圧Voが基準電圧Vrに基づく目標電圧に維持される。
ここで、サンプルホールド回路30及び反転増幅回路40を備えていない従来のPFM方式のDC−DCコンバータでは、コンパレータ50に反転電圧Vxに代わり基準電圧Vrが直接供給されるため、図2(b)に示すように、出力トランジスタT1のオンタイミングを設定する基準電圧が固定電圧である。このため、出力電圧Voのリップルの下限値(一点鎖線参照)が固定される。したがって、入力電圧Vinの変動などによって出力電圧Voのリップル幅が変動すると、図2(b)に示すように、出力電圧Voの平均値が変動してしまう。
これに対し、本実施形態のDC−DCコンバータ1aでは、サンプルホールド回路30にて出力電圧Voのピーク値をホールドし、反転増幅回路40にて基準電圧Vrを基準にして上記ホールドしたサンプルホールド電圧Vsh(電圧信号Vsh1)を反転させるようにした。そして、その反転後の反転電圧Vxを、出力トランジスタT1のオンタイミングを設定する電圧として比較器50に出力するようにした。これにより、図2(a)に示すように、基準電圧Vrを基準にして、実際の出力電圧Voのピーク値(トップ値)と対称な反転電圧Vxが生成される。ここで、反転電圧Vxにより出力電圧Voのリップルの下限値が決定されるため、この反転電圧Vxは出力電圧Voのボトム値に相当する。このため、DC−DCコンバータ1aでは、入力電圧Vinの変動などによって出力電圧Voのリップル幅が変動し出力電圧Voのピーク値が変動しても、その変動に合わせて基準電圧Vrを基準に上記ピーク値と対称になるように出力電圧Voのボトム値(反転電圧Vx)を調整することができる。したがって、出力電圧Voのリップル幅が変動したとしても、図2(a)に示すように、出力電圧Voのリップルの中心電圧を基準電圧Vrに略一致させることができる。換言すると、出力電圧Voの平均値を基準電圧Vrで略一定に維持させることができる。
次に、入力電圧Vinが急変した場合における動作について、図3のシミュレーション結果を参照して説明する。なお、図3に示すLVoは、例えば出力電圧Voを100kHzのローパスフィルタに通した値であり、出力電圧Voの平均値に相当する。
今、時刻t1以前において、Hレベルの制御信号SG1によって出力トランジスタT1がオンし、出力電圧Voが増加する。Hレベルの制御信号SG1の出力から所定時間経過後の時刻t1において、Hレベルの制御信号SG2が出力され、モノマルチ回路60がリセット状態に遷移される。すると、モノマルチ回路60からLレベルの制御信号SG1が出力され、出力トランジスタT1がオフされる。これにより、出力電圧Voが減少し始める。その一方で、モノマルチ回路60からのHレベルの制御信号SG2がサンプルホールド回路30のスイッチ回路SW1に供給される。このサンプルホールド回路30では、Hレベルの制御信号SG2に応答して、その時(減少し始める時)の出力電圧Vo、すなわち出力電圧Voの略ピーク値がサンプルホールドされる。このサンプルホールド電圧Vsh(電圧信号Vsh1)は反転増幅回路40において基準電圧Vrを基準にして反転され、その反転された反転電圧Vxが出力電圧Voと比較される。そして、時刻t2において、出力電圧Voが反転電圧Vxよりも低くなると、モノマルチ回路60からHレベルの制御信号SG1が所定時間だけ出力されて出力トランジスタT1がオンし、再度出力電圧Voが増加し始める。このように出力電圧Voのピーク値に合わせて反転電圧Vx(ボトム値)を調整することにより、出力電圧Voのリップルの中点電圧が基準電圧Vrに略一致され、出力電圧Voの平均値LVoも基準電圧Vrで略一定に維持される。
次に、時刻t3〜t4において、入力電圧Vinが15Vから5Vに急激に低下すると、出力電圧Voの変化の傾斜が緩やかになる。このため、入力電圧Vinが低下する時刻t3以降のオン期間における出力電圧Voの上昇分は、時刻t3以前(入力電圧Vin低下前)のそれよりも減少する。したがって、入力電圧Vinが低下すると、出力電圧Voのピーク値(トップ値)が低くなる。このとき、この低くなったピーク値がサンプルホールド回路30によってサンプルホールドされ、さらにサンプルホールド電圧Vsh(電圧信号Vsh1)が反転増幅回路40によって基準電圧Vrを基準にして反転される。これにより、上記出力電圧Voのピーク値の低下分だけ反転電圧Vx(出力電圧Voのボトム値)を上昇させることができる。このため、リップル幅の変動に関わらず、出力電圧Voのリップルの中点電圧を略一定(基準電圧Vr)に維持させることができる。したがって、入力電圧Vinが変動しても、出力電圧Voの平均値LVoを基準電圧Vrで略一定に維持させることができる。
次に、負荷が急変した場合における動作について、図4のシミュレーション結果を参照して説明する。
今、時刻t5〜t7において、負荷が急増して出力電流Ioが0.2Aから1Aに急激に増加すると、出力電圧Voが急激に低下する。これに伴って、出力電圧Voのピーク値が急激に低下する(時刻t6)。このとき、この急激に低下したピーク値がサンプルホールド回路30によってサンプルホールドされ、そのサンプルホールド電圧Vshに基づき反転電圧Vxが生成される。これにより、上記出力電圧Voのピーク値の低下分だけ反転電圧Vx(出力電圧Voのボトム値)を直ちに上昇させることができる。このため、出力電圧Voのリップル幅が変動しても、出力電圧Voの平均値LVoを基準電圧Vrで略一定に維持させることができる。
今、時刻t5〜t7において、負荷が急増して出力電流Ioが0.2Aから1Aに急激に増加すると、出力電圧Voが急激に低下する。これに伴って、出力電圧Voのピーク値が急激に低下する(時刻t6)。このとき、この急激に低下したピーク値がサンプルホールド回路30によってサンプルホールドされ、そのサンプルホールド電圧Vshに基づき反転電圧Vxが生成される。これにより、上記出力電圧Voのピーク値の低下分だけ反転電圧Vx(出力電圧Voのボトム値)を直ちに上昇させることができる。このため、出力電圧Voのリップル幅が変動しても、出力電圧Voの平均値LVoを基準電圧Vrで略一定に維持させることができる。
また、時刻t8のように、出力電流Ioが1Aまで上昇した後に、コイル電流ILの上昇に伴って出力電圧Voのピーク値がオーバーシュートにより一時的に上昇することがある。このときには、上昇したピーク値がサンプルホールド回路30によってサンプルホールドされ、そのサンプルホールド電圧Vshに基づき反転電圧Vxが生成される。これにより、上記出力電圧Voのピーク値の上昇分だけ反転電圧Vx(出力電圧Voのボトム値)を低下させることができる。このため、出力電圧Voのオーバーシュート発生時であっても、出力電圧Voの平均値LVoを基準電圧Vrで略一定に維持させることができる。このように、本実施形態のDC−DCコンバータ1aでは、負荷の急変によって出力電流Ioが変動しても、出力電圧Voの平均値LVoを略一定(基準電圧Vr)に維持させることができる。
なお、図4のシミュレーション結果において、サンプルホールド電圧Vshの変化が急峻であるのに対し、反転電圧Vxの変化が緩やかであるのは、図1に示した反転増幅回路40がローパスフィルタとしても機能しているためである。
以上説明した本実施形態によれば、以下の効果を奏することができる。
(1)サンプルホールド回路30にて出力電圧Voのピーク値をホールドし、反転増幅回路40にて基準電圧Vrを基準にして上記ホールドしたサンプルホールド電圧Vsh(電圧信号Vsh1)を反転させるようにした。そして、その反転後の反転電圧Vxを、出力トランジスタT1のオンタイミングを設定する電圧として比較器50に出力するようにした。これにより、図2(a)に示すように、基準電圧Vrを基準にして、実際の出力電圧Voのピーク値(トップ値)と対称な反転電圧Vxが生成される。したがって、入力電圧Vinの変動などによって出力電圧Voのリップル幅が変動したとしても、出力電圧Voのリップルの中心電圧を基準電圧Vrに略一致させることができる。換言すると、出力電圧Voの平均値を基準電圧Vrで略一定に維持させることができる。
(1)サンプルホールド回路30にて出力電圧Voのピーク値をホールドし、反転増幅回路40にて基準電圧Vrを基準にして上記ホールドしたサンプルホールド電圧Vsh(電圧信号Vsh1)を反転させるようにした。そして、その反転後の反転電圧Vxを、出力トランジスタT1のオンタイミングを設定する電圧として比較器50に出力するようにした。これにより、図2(a)に示すように、基準電圧Vrを基準にして、実際の出力電圧Voのピーク値(トップ値)と対称な反転電圧Vxが生成される。したがって、入力電圧Vinの変動などによって出力電圧Voのリップル幅が変動したとしても、出力電圧Voのリップルの中心電圧を基準電圧Vrに略一致させることができる。換言すると、出力電圧Voの平均値を基準電圧Vrで略一定に維持させることができる。
(2)モノマルチ回路60がリセット状態に遷移するときに、出力トランジスタT1のオン時間よりも十分に短い期間だけHレベルとなる制御信号SG2(リセット信号)に応じて、サンプルホールド回路30のスイッチ回路SW1をオン・オフ制御するようにした。このため、サンプルホールド回路30において、制御信号SG2がHレベルとなる極めて短い期間だけ出力電圧Voがサンプリングされる。これにより、サンプルホールド電圧Vshの波形変動が小さくなるため、安定したサンプルホールド電圧Vshを得ることができる。
(3)出力電圧Voと反転電圧Vxとを比較器50にて直接比較し、その比較結果に応じて即時に(誤差増幅器を介さずに)出力トランジスタT1をオン・オフさせる、いわゆるコンパレータ方式を採用した。さらに、サンプルホールド回路30と反転増幅回路40との帯域幅をそれぞれスイッチング周波数と同等に設定するようにした。したがって、本実施形態のDC−DCコンバータ1aでは、スイッチング周波数を帯域幅とする高速応答が可能となり、負荷急変に対しても高速に応答することができる。
(4)サンプルホールド回路30(バッファ回路31)と反転増幅回路40(増幅器41)との帯域幅をスイッチング周波数と同等に設定するようにした。このため、これらサンプルホールド回路30及び反転増幅回路40はスイッチング周波数以上の高速応答が不要であり、容易に設計することができる。
なお、上記第1実施形態は、これを適宜変更した以下の態様にて実施することもできる。
・上記第1実施形態のサンプルホールド回路30では、モノマルチ回路60をリセット状態に遷移させるために生成されるリセット信号(制御信号SG2)に応じて、出力電圧Voをサンプルホールドするようにした。すなわち、サンプルホールド回路30では、モノマルチ回路60から出力トランジスタT1をオフさせるためのLレベルの制御信号SG1(オフパルス)が出力されるときに(オフ期間の開始時に)、出力電圧Voをサンプルホールドするようにした。これに限らず、例えばモノマルチ回路60からHレベルの制御信号SG1(オンパルス)が出力されている期間に、出力電圧Voをサンプリングするようにしてもよい。すなわち、制御信号SG2の代わりに、制御信号SG1をスイッチ回路SW1に供給し、Hレベルの制御信号SG1に応答してスイッチ回路SW1をオンさせるようにしてもよい。この場合のサンプルホールド回路30は、図5に示したシミュレーション結果のように、Hレベルの制御信号SG1が出力されているオン期間に、徐々に上昇する出力電圧Voをサンプリングし、制御信号SG1が立ち下がると、その時の出力電圧Voをホールドする。このため、サンプリング期間(オン期間)においてサンプルホールド電圧Vshが変動するものの、出力トランジスタT1がオフされる時点の出力電圧Vo、すなわち出力電圧Voの略ピーク値をサンプルホールドすることができる。そして、そのサンプルホールド電圧Vshに基づき反転電圧Vx(リップルの下限値)を生成することにより、上記第1実施形態と同様の効果を奏することができる。すなわち、図5のシミュレーション結果から明らかなように、負荷の急変による出力電流Ioの急変などによって出力電圧Voのリップル幅が変動しても、出力電圧Voの平均値LVoを略一定(基準電圧Vr)に維持させることができる。
・上記第1実施形態のサンプルホールド回路30では、モノマルチ回路60をリセット状態に遷移させるために生成されるリセット信号(制御信号SG2)に応じて、出力電圧Voをサンプルホールドするようにした。すなわち、サンプルホールド回路30では、モノマルチ回路60から出力トランジスタT1をオフさせるためのLレベルの制御信号SG1(オフパルス)が出力されるときに(オフ期間の開始時に)、出力電圧Voをサンプルホールドするようにした。これに限らず、例えばモノマルチ回路60からHレベルの制御信号SG1(オンパルス)が出力されている期間に、出力電圧Voをサンプリングするようにしてもよい。すなわち、制御信号SG2の代わりに、制御信号SG1をスイッチ回路SW1に供給し、Hレベルの制御信号SG1に応答してスイッチ回路SW1をオンさせるようにしてもよい。この場合のサンプルホールド回路30は、図5に示したシミュレーション結果のように、Hレベルの制御信号SG1が出力されているオン期間に、徐々に上昇する出力電圧Voをサンプリングし、制御信号SG1が立ち下がると、その時の出力電圧Voをホールドする。このため、サンプリング期間(オン期間)においてサンプルホールド電圧Vshが変動するものの、出力トランジスタT1がオフされる時点の出力電圧Vo、すなわち出力電圧Voの略ピーク値をサンプルホールドすることができる。そして、そのサンプルホールド電圧Vshに基づき反転電圧Vx(リップルの下限値)を生成することにより、上記第1実施形態と同様の効果を奏することができる。すなわち、図5のシミュレーション結果から明らかなように、負荷の急変による出力電流Ioの急変などによって出力電圧Voのリップル幅が変動しても、出力電圧Voの平均値LVoを略一定(基準電圧Vr)に維持させることができる。
・また、上記第1実施形態の制御信号SG2(リセット信号)のHレベル期間が長くなると、出力電圧Voのピーク値を正しくサンプルホールドできなくなる、すなわちサンプルホールド電圧Vshと実際の出力電圧Voのピーク値との誤差が大きくなる。このため、制御信号SG2のHレベル期間が長い場合には、その制御信号SG2とは別に、Hレベルの制御信号SG2の発生から一定時間(極短い時間)だけHレベルとなるパルス信号を生成するようにしてもよい。そして、制御信号SG2の代わりに、そのパルス信号をスイッチ回路SW1に供給するようにしてもよい。
(第2実施形態)
以下、第2実施形態を図6及び図7に従って説明する。先の図1〜図5に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付して示し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。以下、第1実施形態との相違点を中心に説明する。
以下、第2実施形態を図6及び図7に従って説明する。先の図1〜図5に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付して示し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。以下、第1実施形態との相違点を中心に説明する。
図6に示す制御回路20bのサンプルホールド回路30内のバッファ回路31及び反転増幅回路40(増幅器41)の帯域幅はスイッチング周波数よりも高く設定されている。このようにバッファ回路31及び増幅器41の帯域幅が高く設定されると、負荷の急変などによって出力電流Ioが急変し出力電圧Voが急変した場合に、上記バッファ回路31及び増幅器41の高速応答性によって、サンプルホールド電圧Vsh及び反転電圧Vxがスイッチング周期の半分の周期で変動するおそれがある。すなわち、負荷の急変などによって、サンプルホールド電圧Vsh及び反転電圧Vxに低調波発振が発生するおそれがある。
そこで、本実施形態のサンプルホールド回路30では、ノードN1とバッファ回路31との間に、抵抗R3とコンデンサC3とを含んで構成されるローパスフィルタ32を新たに追加した。すなわち、ノードN1は抵抗R3を介してバッファ回路31に接続されている。また、抵抗R3とバッファ回路31との間の接続点はコンデンサC3を介してグランドに接続されている。なお、このコンデンサC3の容量値は、出力電圧Voのピーク値をサンプルホールドするコンデンサC2(サンプルホールド容量)の容量値と同等に設定される。また、ローパスフィルタ32の帯域幅は、スイッチング周波数と略同等になるように設定される。
このローパスフィルタ32によって、本サンプリング周期におけるサンプルホールド電圧Vshと、1つ前のサンプリング周期におけるサンプルホールド電圧との略中間値の電圧がバッファ回路31に入力されるようになる。詳述すると、サンプルホールド回路30において、あるサンプリング周期で出力電圧Voをサンプルホールドすると、その時の出力電圧VoがコンデンサC2にサンプルホールドされる。このとき、コンデンサC3には、そのサンプリング周期の1つ前のサンプリング周期でサンプルホールドされた電圧が保持されている。このため、1周期内において、コンデンサC2に保持された電圧Vsh(本サンプリング周期のサンプルホールド電圧)と、コンデンサC3に保持されている電圧(1つ前のサンプリング周期のサンプルホールド電圧)とが平均化される。そして、その平均化された電圧、すなわち両電圧の略中心値の電圧がバッファ回路31に入力される。これにより、負荷急変によってサンプルホールド電圧Vshに低調波発振が発生したとしても、その低調波発振をローパスフィルタ32によって打ち消すことができる。そして、低調波発振が打ち消された電圧に基づき反転電圧Vxが生成されるため、反転電圧Vxに低調波発振が発生することを抑制することができる。
図7は、負荷や入力電圧Vinが急変した場合におけるDC−DCコンバータ1bの動作について、シミュレーションした結果を示したものである。
図7の結果から明らかなように、負荷の急変による出力電流Ioの急変や入力電圧Vinの急変によって、サンプルホールド電圧Vshに低調波発振が発生し、サンプルホールド電圧Vshはうねりを有して変動している(破線の囲み参照)。これに対し、ローパスフィルタ32を通過した後の電圧に基づき生成された反転電圧Vxは、上記低調波発振が打ち消されて緩やかに変動している。このように、ローパスフィルタ32を設けることによって、そのローパスフィルタ32で低調波発振を打ち消すことができ、反転電圧Vxに低調波発振が発生することを抑制することができる。
図7の結果から明らかなように、負荷の急変による出力電流Ioの急変や入力電圧Vinの急変によって、サンプルホールド電圧Vshに低調波発振が発生し、サンプルホールド電圧Vshはうねりを有して変動している(破線の囲み参照)。これに対し、ローパスフィルタ32を通過した後の電圧に基づき生成された反転電圧Vxは、上記低調波発振が打ち消されて緩やかに変動している。このように、ローパスフィルタ32を設けることによって、そのローパスフィルタ32で低調波発振を打ち消すことができ、反転電圧Vxに低調波発振が発生することを抑制することができる。
以上説明した実施形態によれば、上記第1実施形態の(1)〜(3)の作用効果に加えて以下の効果を奏する。
(1)ノードN1とバッファ回路31との間に、ローパスフィルタ32を設けるようにした。これにより、負荷の急変や入力電圧Vinの急変によってサンプルホールド電圧Vshに低調波発振が発生したとしても、その低調波発振をローパスフィルタ32で打ち消すことができる。このため、反転電圧Vxに低調波発振が発生することを好適に抑制することができる。
(1)ノードN1とバッファ回路31との間に、ローパスフィルタ32を設けるようにした。これにより、負荷の急変や入力電圧Vinの急変によってサンプルホールド電圧Vshに低調波発振が発生したとしても、その低調波発振をローパスフィルタ32で打ち消すことができる。このため、反転電圧Vxに低調波発振が発生することを好適に抑制することができる。
(2)ローパスフィルタ32のコンデンサC3の容量値を、コンデンサC2の容量値と同等に設定し、ローパスフィルタ32の帯域幅を、スイッチング周波数と略同等になるように設定した。これにより、冗長なバッファを追加することなく、通常のローパスフィルタを設計する場合のように帯域余裕を取る必要のない高精度、且つ簡易なローパスフィルタを実現することができる。
(第3実施形態)
以下、第3実施形態を図8に従って説明する。先の図1〜図7に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付して示し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。
以下、第3実施形態を図8に従って説明する。先の図1〜図7に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付して示し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。
図8に示すDC−DCコンバータ2aは、PWM方式の降圧型DC−DCコンバータである。このDC−DCコンバータ2aは、コンバータ部11及びDC−DCコンバータ制御回路(制御回路)21aを備えている。なお、コンバータ部11の構成は、図1に示すコンバータ部10と同様である。
出力トランジスタT1のゲートには、制御回路21aから出力される制御信号SG3が供給される。この制御信号SG3に基づいて出力トランジスタT1がオン・オフ制御されることによって、入力電圧Vinが降圧されて出力電圧Voとして出力端子Toに接続される負荷(図示略)に出力される。
制御回路21aは、サンプルホールド回路30aと、反転増幅回路40aと、比較器50aと、RS−フリップフロップ回路70と、発振器80とを含む。
サンプルホールド回路30a及び反転増幅回路40aは、第1実施形態のサンプルホールド回路30及び反転増幅回路40と略同様の構成を有する。但し、サンプルホールド回路30aにおけるサンプリングのタイミングが第1実施形態のサンプルホールド回路30のそれとは異なる。具体的には、本実施形態のサンプルホールド回路30aでは、RS−フリップフロップ回路70がセット状態に遷移する(出力トランジスタT1がオンされる)ときに、極めて短い期間だけHレベルとなる制御信号SG4(例えばクロック信号CLK)に応じて、スイッチ回路SW1がオン・オフ制御される。すなわち、Hレベルの制御信号SG4によりスイッチ回路SW1がオンされ、Lレベルの制御信号SG4によりスイッチ回路SW1がオフされる。このため、サンプルホールド回路30aでは、出力トランジスタT1がオンされる時点の出力電圧Vo、すなわち出力電圧Voの略ピーク値(ボトム値)がサンプルホールドされる。そして、サンプルホールド回路30aは、そのサンプルホールドした電圧信号Vsh1を反転増幅回路40aに出力する。
サンプルホールド回路30a及び反転増幅回路40aは、第1実施形態のサンプルホールド回路30及び反転増幅回路40と略同様の構成を有する。但し、サンプルホールド回路30aにおけるサンプリングのタイミングが第1実施形態のサンプルホールド回路30のそれとは異なる。具体的には、本実施形態のサンプルホールド回路30aでは、RS−フリップフロップ回路70がセット状態に遷移する(出力トランジスタT1がオンされる)ときに、極めて短い期間だけHレベルとなる制御信号SG4(例えばクロック信号CLK)に応じて、スイッチ回路SW1がオン・オフ制御される。すなわち、Hレベルの制御信号SG4によりスイッチ回路SW1がオンされ、Lレベルの制御信号SG4によりスイッチ回路SW1がオフされる。このため、サンプルホールド回路30aでは、出力トランジスタT1がオンされる時点の出力電圧Vo、すなわち出力電圧Voの略ピーク値(ボトム値)がサンプルホールドされる。そして、サンプルホールド回路30aは、そのサンプルホールドした電圧信号Vsh1を反転増幅回路40aに出力する。
反転増幅回路40aは、基準電圧Vrを基準にして、抵抗R1,R2による利得Gに基づいて電圧信号Vsh1を反転させた反転電圧Vxを生成し、その反転電圧Vxを比較器50aの反転入力端子に出力する。
この比較器50aの非反転入力端子には出力電圧Voが入力される。この比較器50aは、出力電圧Voと反転電圧Vxとを比較し、その比較結果に応じた出力信号S2を生成する。具体的には、比較器50aは、出力電圧Voが反転電圧Vxよりも低いときはLレベルの出力信号S2を生成する。一方、比較器50aは、出力電圧Voが反転電圧Vxよりも高くなると(出力電圧Voが反転電圧Vxを横切ると)リセット信号であるHレベルの出力信号S2(検出信号)を生成する。そして、比較器50aは、生成した出力信号S2を、RS−フリップフロップ回路70のリセット端子Rに出力する。
RS−フリップフロップ回路70のセット端子Sには、発振器80からのクロック信号CLK(一定周期のパルス信号)が入力される。このRS−フリップフロップ回路70は、セット端子Sに入力されるHレベルのクロック信号CLK(セット信号)に応答してセット状態に遷移し、Hレベルの制御信号SG3を出力し、出力トランジスタT1をオンする。また、RS−フリップフロップ回路70は、リセット端子Rに入力されるHレベルの出力信号S2(リセット信号)に応答してリセット状態に遷移し、Lレベルの制御信号SG3を出力し、出力トランジスタT1をオフする。
また、RS−フリップフロップ回路70は、上記サンプルホールド回路30aのスイッチ回路SW1をオン・オフ制御する制御信号SG4をスイッチ回路SW1に出力する。なお、本実施形態のRS−フリップフロップ回路70は、発振器80から入力されるクロック信号CLKを制御信号SG4としてスイッチ回路SW1に出力すればよい。
このようなDC−DCコンバータ2aでは、出力トランジスタT1は発振器80から出力されるクロック信号CLKに基づく一定周期でオンされる。この出力トランジスタT1のオン動作に基づいて、チョークコイルL1に入力電圧Vinに応じたエネルギーが蓄積され、出力電圧Voが徐々に上昇する。そして、その出力電圧Voが反転電圧Vxよりも高くなると、RS−フリップフロップ回路70がリセット状態に遷移され、出力トランジスタT1がオフされる。すると、チョークコイルL1に蓄えられたエネルギーが放出されて出力電圧Voが徐々に低下する。このような動作が繰り返され、出力電圧Voが基準電圧Vrに基づく目標電圧に維持される。
上記一連の動作において、本実施形態のDC−DCコンバータ2aでは、まずサンプルホールド回路30aにて出力電圧Voのピーク値(ボトム値)をサンプルホールドするようにした。次に、反転増幅回路40aにて基準電圧Vrを基準にして上記サンプルホールドしたサンプルホールド電圧Vsh(電圧信号Vsh1)を反転させるようにした。そして、その反転後の反転電圧Vxを、出力トランジスタT1のオフタイミングを設定する電圧として比較器50aに出力するようにした。これにより、基準電圧Vrを基準にして、実際の出力電圧Voのピーク値(ボトム値)と対称な反転電圧Vxが生成される。ここで、反転電圧Vxにより出力電圧Voのリップルの上限値が決定されるため、この反転電圧Vxは出力電圧Voのトップ値に相当する。このため、DC−DCコンバータ2aでは、入力電圧Vinの変動などによって出力電圧Voのピーク値(ボトム値)が変動したときに、その変動に合わせて基準電圧Vrを基準に上記ボトム値と対称になるように出力電圧Voのトップ値(反転電圧Vx)を調整することができる。これによって、出力電圧Voのリップル幅の変動に関わらず、出力電圧Voの平均値を略一定(基準電圧Vr)に維持させることができる。
以上説明した実施形態によれば、上記第1実施形態の(1)〜(3)の作用効果に加えて以下の効果を奏する。
(1)本実施形態の制御回路21aでは、PWM方式を採用しているものの、誤差増幅器を備える必要がない。ここで、誤差増幅器を備える場合には、安定したスイッチング動作を実現するために、その誤差増幅器の帯域幅をスイッチング周波数の1/10〜1/20倍に設定する必要がある。このため、誤差増幅器を備える従来のPWM方式では、負荷急変に対して高速な応答ができないという問題があった。
(1)本実施形態の制御回路21aでは、PWM方式を採用しているものの、誤差増幅器を備える必要がない。ここで、誤差増幅器を備える場合には、安定したスイッチング動作を実現するために、その誤差増幅器の帯域幅をスイッチング周波数の1/10〜1/20倍に設定する必要がある。このため、誤差増幅器を備える従来のPWM方式では、負荷急変に対して高速な応答ができないという問題があった。
これに対し、本実施形態の制御回路21aでは、誤差増幅器を必要とせず、さらにサンプルホールド回路30a及び反転増幅回路40aの帯域幅がスイッチング周波数と同等になるように設定されている。このため、本実施形態のDC−DCコンバータ2aでは、スイッチング周波数を帯域幅とする高速応答が可能となり、負荷急変に対しても高速に応答することができる。
(2)クロック信号CLKに基づいて出力トランジスタT1が一定周期でオンされるため、出力トランジスタT1のスイッチング周波数が固定される。このため、既知の周波数のスイッチング動作等に起因するノイズの発生が予想しやすく、設計において、システム側としてはノイズを回避しやすい。すなわち、ノイズ対策を容易に行うことができる。
(第4実施形態)
以下、第4実施形態を図9に従って説明する。先の図1〜図8に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付して示し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。
以下、第4実施形態を図9に従って説明する。先の図1〜図8に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付して示し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。
上記第3実施形態のDC−DCコンバータ2aは、クロック信号CLKに応じて出力トランジスタT1のオンタイミングを設定し、出力電圧Voのトップ値と反転電圧Vxとの比較結果に応じて出力トランジスタT1のオフタイミングを設定するトップ検出型PWM方式のDC−DCコンバータである。これに対し、本実施形態のDC−DCコンバータ2bは、クロック信号CLKに応じて出力トランジスタT1のオフタイミングを設定し、出力電圧Voのボトム値と反転電圧Vxとの比較結果に応じて出力トランジスタT1のオンタイミングを設定するボトム検出型PWM方式のDC−DCコンバータである。
このDC−DCコンバータ2bの制御回路21bは、サンプルホールド回路30bと、反転増幅回路40bと、スロープ信号生成回路90と、比較器50bと、RS−フリップフロップ回路70と、発振器80とを含む。ここで、サンプルホールド回路30b及び反転増幅回路40bは、第1実施形態のサンプルホールド回路30及び反転増幅回路40と略同様の構成を有する。なお、サンプルホールド回路30bでは、RS−フリップフロップ回路70がリセット状態に遷移する(出力トランジスタT1がオフされる)ときに、極めて短い期間だけHレベルとなる制御信号SG6に応じて、スイッチ回路SW1がオン・オフ制御される。このため、サンプルホールド回路30bでは、出力トランジスタT1がオフされる時点の出力電圧Vo、すなわち出力電圧Voの略ピーク値(トップ値)がサンプルホールドされる。反転増幅回路40bは、基準電圧Vrを基準にして、抵抗R1,R2による利得Gに基づいて上記サンプルホールドされた電圧信号Vsh1を反転させて反転電圧Vxを生成し、その反転電圧Vxをスロープ信号生成回路90に出力する。
スロープ信号生成回路90は、所定の傾斜を有する鋸歯状のランプ波を反転電圧Vxに重畳してスロープ信号Vsを生成する。このスロープ信号Vsは、1スイッチング周期において、反転電圧Vxから所定の傾斜(変化量)にて増加し、出力トランジスタT1をオフするタイミングに同期して反転電圧Vxにリセットされる信号である。スロープ信号生成回路90は、生成したスロープ信号Vsを比較器50bの非反転入力端子に出力する。この比較器50bの反転入力端子には出力電圧Voが入力される。この比較器50bは、出力電圧Voがスロープ信号Vsよりも低くなると(出力電圧Voがスロープ信号Vsを横切ると)Hレベルの出力信号S3(検出信号)を生成する。
RS−フリップフロップ回路70のリセット端子Rには、発振器80からのクロック信号CLKが入力される。このRS−フリップフロップ回路70は、出力電圧Voがスロープ信号Vsよりも低くなりHレベルの出力信号S3(セット信号)がセット端子Sに入力されると、セット状態に遷移してHレベルの制御信号SG5を出力し、出力トランジスタT1をオンする。また、RS−フリップフロップ回路70は、Hレベルのクロック信号CLK(リセット信号)がリセット端子に入力されると、リセット状態に遷移してLレベルの制御信号SG5を出力し、出力トランジスタT1をオフする。
また、RS−フリップフロップ回路70は、上記サンプルホールド回路30bのスイッチ回路SW1をオン・オフ制御する制御信号SG6をスイッチ回路SW1に出力する。なお、本実施形態のRS−フリップフロップ回路70は、発振器80から入力されるクロック信号CLKを制御信号SG6としてスイッチ回路SW1に出力すればよい。
本実施形態の制御回路21bによれば、基準電圧Vrを基準にして、実際の出力電圧Voのピーク値(トップ値)と対称な反転電圧Vxが生成される。このため、入力電圧Vinの変動などによって出力電圧Voのピーク値(トップ値)が変動したときに、その変動に合わせて基準電圧Vrを基準に上記トップ値と対称になるように出力電圧Voのボトム値(反転電圧Vx)を調整することができる。
以上説明した本実施形態によれば、上記第3実施形態と同様の効果を奏する。
(第5実施形態)
以下、第5実施形態を図10に従って説明する。先の図1に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付して示し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。
(第5実施形態)
以下、第5実施形態を図10に従って説明する。先の図1に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付して示し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。
上記第1実施形態のDC−DCコンバータ1aは、出力電圧Voと反転電圧Vxとを直接比較し、その結果に応じて出力トランジスタT1のオンタイミングを設定するボトム検出型PFM方式のDC−DCコンバータである。これに対し、出力電圧Voを任意に設定するため、図10に示すように、出力電圧Voを抵抗R4,R5で分圧した分圧電圧Vaと、基準電圧とを比較してDC−DCコンバータを制御することが一般に行われる。この場合に、分圧電圧Vaのピーク値をスイッチ回路SW1を介してサンプルホールドし、第1実施形態と同様に反転電圧Vxを生成しても良いが、サンプルホールド回路30cの入力電流による誤差が生じるため、上記分圧電圧Vaをバッファ回路を介してサンプルホールド回路30cへ供給することが望ましい。但し、この場合には、出力端子Toとスイッチ回路SW1との間にバッファ回路を新たに設けることが必要になる。
これに対し、図10に示すDC−DCコンバータ1cでは、サンプルホールド回路30cから出力される電圧信号Vsh1を、出力電圧Voを分圧する抵抗R4,R5と同じ比を持つ抵抗R6,R7で分圧するようにした。そして、その分圧後の電圧を抵抗R1を介して反転増幅回路40c内の増幅器41の反転入力端子に入力するようにした。このため、バッファ回路の追加が不要となる。なお、反転増幅回路40cの利得Gについては、一般の合成抵抗の利得計算により、R2=R1+R5×R6/(R5+R6)とすれば、第1実施形態と同様に利得を「1」に設定することができる。また、この場合には、反転電圧Vxを生成するための基準電圧Vrは、出力電圧Voの目標電圧に応じて設定される。例えば基準電圧Vrは、出力電圧Voが規格値に達したとき、分圧電圧Vaと一致するように設定される。
以上説明した本実施形態によれば、出力電圧Voを任意に設定するため、出力電圧Voを分圧した分圧電圧Vaと、基準電圧とを比較してDC−DCコンバータを制御する方式に容易に対応できることは明らかである。
(他の実施形態)
なお、上記各実施形態は、これを適宜変更した以下の態様にて実施することもできる。
・上記第1,第3及び第4実施形態におけるサンプルホールド回路30(バッファ回路31)又は反転増幅回路40(増幅器41)の帯域幅をスイッチング周波数よりも低く(数分の1倍)設定するようにしてもよい。この構成によれば、第2実施形態のローパスフィルタ32(図6参照)を備えることなく、第2実施形態の(1)の作用効果と同様の作用効果を奏することができる。
なお、上記各実施形態は、これを適宜変更した以下の態様にて実施することもできる。
・上記第1,第3及び第4実施形態におけるサンプルホールド回路30(バッファ回路31)又は反転増幅回路40(増幅器41)の帯域幅をスイッチング周波数よりも低く(数分の1倍)設定するようにしてもよい。この構成によれば、第2実施形態のローパスフィルタ32(図6参照)を備えることなく、第2実施形態の(1)の作用効果と同様の作用効果を奏することができる。
・上記各実施形態では、反転増幅回路40の利得Gを「1」に設定するようにしたが、その利得に特に制限はない。例えばバッファ回路31の帯域幅をスイッチング周波数よりも低く設定した場合には、そのバッファ回路31から出力される電圧信号Vsh1に波形歪みが生じ、実際の出力電圧Voのピーク値よりも減衰することになる。このとき、例えば反転増幅回路40の利得Gを「1.1」等の「1」よりも大きな値に設定することにより、上記減衰分を補償することが可能となる。
・上記第2実施形態におけるローパスフィルタ32の帯域幅(カットオフ周波数)をスイッチング周波数と略同等となるように設定するようにしたが、その帯域幅に特に制限はない。但し、ローパスフィルタ32の帯域幅をスイッチング周波数よりも低く設定する場合には、1つ前のサンプリング周期でサンプルホールドされた電圧の影響を抑えるためにもスイッチング周波数の数分の1以上に設定することが好ましい。また、ローパスフィルタ32の帯域幅をスイッチング周波数よりも高く設定する場合には、最大サンプルホールドパルス幅でサンプルホールド電圧Vshがローパスフィルタ32を通過しないようにスイッチング周波数の数倍程度に設定することが好ましい。
・上記第2実施形態のローパスフィルタ32内のコンデンサC3の容量値をコンデンサC2の容量値と同等に設定するようにしたが、その容量値に特に制限はない。但し、コンデンサC3は、本サンプリング周期のサンプルホールド電圧Vshと1つ前のサンプリング周期のサンプルホールド電圧とを平均化するためにも、コンデンサC2の容量値の1/2倍〜1倍程度の容量値であることが好ましい。
・上記第3及び第4実施形態のサンプルホールド回路30a,30bに、第2実施形態のローパスフィルタ32を設けるようにしてもよい。
・上記第3実施形態のサンプルホールド回路30aでは、制御信号SG4(クロック信号CLK)に応じて出力電圧Voをサンプルホールドすることにより、出力トランジスタT1がオンするオン期間の開始時に、出力電圧Voをサンプルホールドするようにした。これに限らず、例えば制御信号SG3の反転信号を制御信号SG4としてスイッチ回路SW1に供給するようにしてもよい。これにより、出力トランジスタT1がオフしているオフ期間に、出力電圧Voが通過し、オフ期間の最終値がサンプリングされることになる。
・上記第3実施形態のサンプルホールド回路30aでは、制御信号SG4(クロック信号CLK)に応じて出力電圧Voをサンプルホールドすることにより、出力トランジスタT1がオンするオン期間の開始時に、出力電圧Voをサンプルホールドするようにした。これに限らず、例えば制御信号SG3の反転信号を制御信号SG4としてスイッチ回路SW1に供給するようにしてもよい。これにより、出力トランジスタT1がオフしているオフ期間に、出力電圧Voが通過し、オフ期間の最終値がサンプリングされることになる。
また、クロック信号CLKとは別に、Hレベルのクロック信号CLKの発生(オン期間の開始)から一定時間(極めて短い期間)だけHレベルとなるパルス信号を制御信号SG4として生成するようにしてもよい。
・上記第4実施形態のサンプルホールド回路30bでは、制御信号SG6(クロック信号CLK)に応じて出力電圧Voをサンプルホールドすることにより、出力トランジスタT1がオフするオフ期間の開始時に、出力電圧Voをサンプルホールドするようにした。これに限らず、例えば制御信号SG5を制御信号SG6としてスイッチ回路SW1に供給するようにしてもよい。これにより、出力トランジスタT1がオンしているオン期間に、出力電圧Voが通過し、オン期間の最終値がサンプリングされることになる。
また、クロック信号CLKとは別に、Hレベルのクロック信号CLKの発生(オフ期間の開始)から一定時間(極めて短い期間)だけHレベルとなるパルス信号を制御信号SG6として生成するようにしてもよい。
・上記第4実施形態におけるスロープ信号生成回路90に代えて、出力電圧Voに所定の傾斜を有するランプ波を重畳してスロープ信号を生成するスロープ信号生成回路を設けるようにしてもよい。この場合には、比較器50bの反転入力端子にスロープ信号が入力され、非反転入力端子に反転電圧Vxが入力され、その比較器50bにおいてスロープ信号と反転電圧Vxとが比較されることになる。
・上記第4実施形態におけるスロープ信号生成回路90を省略するようにしてもよい。
・上記第2〜第4実施形態における比較器50,50a,50bでは、フィードバック信号として出力電圧Voと、反転電圧Vx(スロープ信号Vs)とを比較するようにした。これに限らず、例えば第5実施形態のように、フィードバック信号として分圧電圧Vaと、反転電圧Vx(スロープ信号Vs)とを比較するようにしてもよい。
・上記第2〜第4実施形態における比較器50,50a,50bでは、フィードバック信号として出力電圧Voと、反転電圧Vx(スロープ信号Vs)とを比較するようにした。これに限らず、例えば第5実施形態のように、フィードバック信号として分圧電圧Vaと、反転電圧Vx(スロープ信号Vs)とを比較するようにしてもよい。
・上記各実施形態におけるサンプルホールド回路30内のコンデンサC2の容量が十分に大きい(例えば1μF)場合には、コンデンサC2の電荷が反転増幅回路40の抵抗成分に流れることが抑制されるため、バッファ回路31を省略してもよい。
・上記各実施形態では、サンプルホールド回路30により出力電圧Voのピーク値をサンプルホールドするようにしたが、これに限らず、例えばピークホールド回路により出力電圧Voのピーク値をホールドするようにしてもよい。
・上記各実施形態における出力トランジスタT1を各制御回路20a,20b,21a,21bに含めるようにしてもよい。また、コンバータ部10,11を各制御回路20a,20b,21a,21bに含めるようにしてもよい。
・上記各実施形態では、出力トランジスタT1をNチャネルMOSトランジスタに具体化したが、スイッチング素子であれば特に制限されない。例えば、出力トランジスタT1をPチャネルMOSトランジスタやバイポーラトランジスタで構成するようにしてもよい。
・上記第1及び第2実施形態では、出力電圧Voと反転電圧Vxとを比較し、その結果に応じて出力トランジスタT1のオンタイミングを設定するボトム検出型PFM方式のDC−DCコンバータに具体化した。これに限らず、例えば出力電圧Voと反転電圧Vxとを比較し、その結果に応じて出力トランジスタT1のオフタイミングを設定するトップ検出型PFM方式のDC−DCコンバータに具体化してもよい。すなわち、サンプルホールド回路30にて出力電圧Voのボトム値をサンプルホールドし、反転増幅回路40にて基準電圧Vrを基準にして上記ホールドしたサンプルホールド電圧Vsh(電圧信号Vsh1)を反転させて反転電圧Vxを生成する。そして、出力電圧Voがその反転電圧Vxよりも高くなったときにオフパルスを所定時間出力するようにしてもよい。
・上記各実施形態では、入力電圧Vinを降圧した出力電圧Voを生成する降圧型のDC−DCコンバータに具体化したが、入力電圧Vinを昇圧した出力電圧Voを生成する昇圧型のDC−DCコンバータに具体化してもよい。
・上記各実施形態では、非同期整流方式のDC−DCコンバータに具体化したが、同期整流方式のDC−DCコンバータに具体化してもよい。
以上の様々な実施の形態をまとめると、以下のようになる。
(付記1)
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御回路であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値又はボトム値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、
前記検出信号に応じて、前記スイッチ素子を一定時間オン又はオフする制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とする電源電圧制御回路。
(付記2)
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御回路であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるボトム値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、
一定周期のパルス信号を生成する発振器と、
前記パルス信号に応じて前記スイッチ素子をオンするように制御し、前記検出信号に応じて前記スイッチ素子をオフするように制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とする電源電圧制御回路。
(付記3)
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御回路であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記反転信号に所定の傾斜を有するランプ波を重畳してスロープ信号を生成するスロープ信号生成回路と、
前記フィードバック信号が前記スロープ信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、
一定周期のパルス信号を生成する発振器と、
前記検出信号に応じて前記スイッチ素子をオンするように制御し、前記パルス信号に応じて前記スイッチ素子をオフするように制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とする電源電圧制御回路。
(付記4)
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御回路であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記フィードバック信号に所定の傾斜を有するランプ波を重畳してスロープ信号を生成するスロープ信号生成回路と、
前記スロープ信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、
一定周期のパルス信号を生成する発振器と、
前記検出信号に応じて前記スイッチ素子をオンするように制御し、前記パルス信号に応じて前記スイッチ素子をオフするように制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とする電源電圧制御回路。
(付記5)
前記ホールド回路における前記ホールド信号の減衰分を補償するように、前記反転増幅回路の利得を設定するようにしたことを特徴とする付記1〜4のいずれか1つに記載の電源電圧制御回路。
(付記6)
前記反転増幅回路の利得を1〜2に設定することを特徴とする付記1〜5のいずれか1つに記載の電源電圧制御回路。
(付記7)
前記ホールド回路は、スイッチ回路と第1コンデンサとを含むサンプルホールド回路であって、
前記サンプルホールド回路は、前記スイッチ素子がオンするオン期間、又は前記スイッチ素子がオフするオフ期間の開始時、又は前記オフ期間の開始後から一定期間に、前記スイッチ回路をオン・オフ制御して前記フィードバック信号のピーク値を前記第1コンデンサにサンプルホールドすることを特徴とする付記1,3,4に記載の電源電圧制御回路。
(付記8)
前記ホールド回路は、スイッチ回路と第1コンデンサとを含むサンプルホールド回路であって、
前記サンプルホールド回路は、前記スイッチ素子がオフするオフ期間、又は前記スイッチ素子がオンするオン期間の開始時、又は前記オン期間の開始後から一定時間に、前記スイッチ回路をオン・オフ制御して前記フィードバック信号のピーク値を前記第1コンデンサにサンプルホールドすることを特徴とする付記2に記載の電源電圧制御回路。(図8)
(付記9)
前記サンプルホールド回路は、前記スイッチ回路及び前記第1コンデンサ間の接続点と、前記反転増幅回路との間に設けられたローパスフィルタを含むことを特徴とする付記7又は8に記載の電源電圧制御回路。
(付記10)
前記ローパスフィルタは、抵抗と、前記第1コンデンサと同等の容量値を有する第2コンデンサとを含むことを特徴とする付記9に記載の電源電圧制御回路。
(付記11)
前記ローパスフィルタの帯域幅をスイッチング周波数と同等に設定することを特徴とする付記10に記載の電源電圧制御回路。
(付記12)
前記反転増幅回路の帯域幅をスイッチング周波数よりも低く設定することを特徴とする付記1〜8のいずれか1つに記載の電源電圧制御回路。
(付記13)
前記サンプルホールド回路は、前記スイッチ回路及び前記第1コンデンサ間の接続点と、前記反転増幅回路との間に設けられたバッファ回路を含み、
前記バッファ回路の帯域幅をスイッチング周波数よりも低く設定することを特徴とする付記7又は8に記載の電源電圧制御回路。
(付記14)
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御方法であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値又はボトム値をホールドしてホールド信号を生成するステップと、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成するステップと、
前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成するステップと、
前記検出信号に応じて、前記スイッチ素子を所定時間オン又はオフする制御信号を生成するステップと、
を含むことを特徴とする電源電圧制御方法。
(付記15)
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御方法であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるボトム値をホールドしてホールド信号を生成するステップと、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成するステップと、
前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成するステップと、
前記検出信号に応じて前記スイッチ素子をオフするように制御し、一定周期のパルス信号に応じて前記スイッチ素子をオンするように制御制御信号を生成するステップと、
を含むことを特徴とする電源電圧制御方法。
(付記16)
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御方法であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値をホールドしてホールド信号を生成するステップと、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成するステップと、
前記反転信号に所定の傾斜を有するランプ波を重畳してスロープ信号を生成するステップと、
前記フィードバック信号が前記スロープ信号を横切る場合を検出して検出信号を生成するステップと、
前記検出信号に応じて前記スイッチ素子をオンするように制御し、一定周期のパルス信号に応じて前記スイッチ素子をオフするように制御する制御信号を生成するステップと、
を含むことを特徴とする電源電圧制御方法。
(付記17)
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための制御回路を備えるDC−DCコンバータであって、
前記制御回路は、
出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値又はボトム値をホールドするホールド回路と、
前記ホールドされたホールド信号を、基準電圧を基準にして反転増幅させた反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記フィードバック信号と前記反転信号とを比較し、その比較結果に応じた信号を生成する比較器と、
前記比較器の比較結果に応じて、前記スイッチ素子をオン・オフ制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とするDC−DCコンバータ。
(付記18)
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための制御回路を備えるDC−DCコンバータであって、
前記制御回路は、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値又はボトム値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、
前記検出信号に応じて、前記スイッチ素子を所定時間オン又はオフする制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とするDC−DCコンバータ。
以上の様々な実施の形態をまとめると、以下のようになる。
(付記1)
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御回路であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値又はボトム値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、
前記検出信号に応じて、前記スイッチ素子を一定時間オン又はオフする制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とする電源電圧制御回路。
(付記2)
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御回路であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるボトム値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、
一定周期のパルス信号を生成する発振器と、
前記パルス信号に応じて前記スイッチ素子をオンするように制御し、前記検出信号に応じて前記スイッチ素子をオフするように制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とする電源電圧制御回路。
(付記3)
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御回路であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記反転信号に所定の傾斜を有するランプ波を重畳してスロープ信号を生成するスロープ信号生成回路と、
前記フィードバック信号が前記スロープ信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、
一定周期のパルス信号を生成する発振器と、
前記検出信号に応じて前記スイッチ素子をオンするように制御し、前記パルス信号に応じて前記スイッチ素子をオフするように制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とする電源電圧制御回路。
(付記4)
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御回路であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記フィードバック信号に所定の傾斜を有するランプ波を重畳してスロープ信号を生成するスロープ信号生成回路と、
前記スロープ信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、
一定周期のパルス信号を生成する発振器と、
前記検出信号に応じて前記スイッチ素子をオンするように制御し、前記パルス信号に応じて前記スイッチ素子をオフするように制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とする電源電圧制御回路。
(付記5)
前記ホールド回路における前記ホールド信号の減衰分を補償するように、前記反転増幅回路の利得を設定するようにしたことを特徴とする付記1〜4のいずれか1つに記載の電源電圧制御回路。
(付記6)
前記反転増幅回路の利得を1〜2に設定することを特徴とする付記1〜5のいずれか1つに記載の電源電圧制御回路。
(付記7)
前記ホールド回路は、スイッチ回路と第1コンデンサとを含むサンプルホールド回路であって、
前記サンプルホールド回路は、前記スイッチ素子がオンするオン期間、又は前記スイッチ素子がオフするオフ期間の開始時、又は前記オフ期間の開始後から一定期間に、前記スイッチ回路をオン・オフ制御して前記フィードバック信号のピーク値を前記第1コンデンサにサンプルホールドすることを特徴とする付記1,3,4に記載の電源電圧制御回路。
(付記8)
前記ホールド回路は、スイッチ回路と第1コンデンサとを含むサンプルホールド回路であって、
前記サンプルホールド回路は、前記スイッチ素子がオフするオフ期間、又は前記スイッチ素子がオンするオン期間の開始時、又は前記オン期間の開始後から一定時間に、前記スイッチ回路をオン・オフ制御して前記フィードバック信号のピーク値を前記第1コンデンサにサンプルホールドすることを特徴とする付記2に記載の電源電圧制御回路。(図8)
(付記9)
前記サンプルホールド回路は、前記スイッチ回路及び前記第1コンデンサ間の接続点と、前記反転増幅回路との間に設けられたローパスフィルタを含むことを特徴とする付記7又は8に記載の電源電圧制御回路。
(付記10)
前記ローパスフィルタは、抵抗と、前記第1コンデンサと同等の容量値を有する第2コンデンサとを含むことを特徴とする付記9に記載の電源電圧制御回路。
(付記11)
前記ローパスフィルタの帯域幅をスイッチング周波数と同等に設定することを特徴とする付記10に記載の電源電圧制御回路。
(付記12)
前記反転増幅回路の帯域幅をスイッチング周波数よりも低く設定することを特徴とする付記1〜8のいずれか1つに記載の電源電圧制御回路。
(付記13)
前記サンプルホールド回路は、前記スイッチ回路及び前記第1コンデンサ間の接続点と、前記反転増幅回路との間に設けられたバッファ回路を含み、
前記バッファ回路の帯域幅をスイッチング周波数よりも低く設定することを特徴とする付記7又は8に記載の電源電圧制御回路。
(付記14)
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御方法であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値又はボトム値をホールドしてホールド信号を生成するステップと、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成するステップと、
前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成するステップと、
前記検出信号に応じて、前記スイッチ素子を所定時間オン又はオフする制御信号を生成するステップと、
を含むことを特徴とする電源電圧制御方法。
(付記15)
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御方法であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるボトム値をホールドしてホールド信号を生成するステップと、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成するステップと、
前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成するステップと、
前記検出信号に応じて前記スイッチ素子をオフするように制御し、一定周期のパルス信号に応じて前記スイッチ素子をオンするように制御制御信号を生成するステップと、
を含むことを特徴とする電源電圧制御方法。
(付記16)
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御方法であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値をホールドしてホールド信号を生成するステップと、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成するステップと、
前記反転信号に所定の傾斜を有するランプ波を重畳してスロープ信号を生成するステップと、
前記フィードバック信号が前記スロープ信号を横切る場合を検出して検出信号を生成するステップと、
前記検出信号に応じて前記スイッチ素子をオンするように制御し、一定周期のパルス信号に応じて前記スイッチ素子をオフするように制御する制御信号を生成するステップと、
を含むことを特徴とする電源電圧制御方法。
(付記17)
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための制御回路を備えるDC−DCコンバータであって、
前記制御回路は、
出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値又はボトム値をホールドするホールド回路と、
前記ホールドされたホールド信号を、基準電圧を基準にして反転増幅させた反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記フィードバック信号と前記反転信号とを比較し、その比較結果に応じた信号を生成する比較器と、
前記比較器の比較結果に応じて、前記スイッチ素子をオン・オフ制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とするDC−DCコンバータ。
(付記18)
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための制御回路を備えるDC−DCコンバータであって、
前記制御回路は、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値又はボトム値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、
前記検出信号に応じて、前記スイッチ素子を所定時間オン又はオフする制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とするDC−DCコンバータ。
1a,1b,1c,2a,2b DC−DCコンバータ
20a,20b,20c,21a,21b 制御回路(電源電圧制御回路)
30,30a,30b,30c サンプルホールド回路(ホールド回路)
31 バッファ回路
32 ローパスフィルタ
40,40a,40b,40c 反転増幅回路
50,50a,50b 比較器
60 モノマルチ回路(制御信号生成回路)
70 RS−フリップフロップ回路(制御信号生成回路)
80 発振器
90 スロープ信号生成回路
T1 出力トランジスタ(スイッチ素子)
C2 コンデンサ(第1コンデンサ)
C3 コンデンサ(第2コンデンサ)
SW1 スイッチ回路
Vo 出力電圧(フィードバック信号)
Vin 入力電圧
Vr 基準電圧
Vsh サンプルホールド電圧(ホールド信号)
Vx 反転電圧(反転信号)
Vs スロープ信号
20a,20b,20c,21a,21b 制御回路(電源電圧制御回路)
30,30a,30b,30c サンプルホールド回路(ホールド回路)
31 バッファ回路
32 ローパスフィルタ
40,40a,40b,40c 反転増幅回路
50,50a,50b 比較器
60 モノマルチ回路(制御信号生成回路)
70 RS−フリップフロップ回路(制御信号生成回路)
80 発振器
90 スロープ信号生成回路
T1 出力トランジスタ(スイッチ素子)
C2 コンデンサ(第1コンデンサ)
C3 コンデンサ(第2コンデンサ)
SW1 スイッチ回路
Vo 出力電圧(フィードバック信号)
Vin 入力電圧
Vr 基準電圧
Vsh サンプルホールド電圧(ホールド信号)
Vx 反転電圧(反転信号)
Vs スロープ信号
Claims (9)
- スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御回路であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値又はボトム値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、
前記検出信号に応じて、前記スイッチ素子を所定時間オン又はオフする制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とする電源電圧制御回路。 - スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御回路であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるボトム値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、
一定周期のパルス信号を生成する発振器と、
前記パルス信号に応じて前記スイッチ素子をオンするように制御し、前記検出信号に応じて前記スイッチ素子をオフするように制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とする電源電圧制御回路。 - スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御回路であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記反転信号に所定の傾斜を有するランプ波を重畳してスロープ信号を生成するスロープ信号生成回路と、
前記フィードバック信号が前記スロープ信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、
一定周期のパルス信号を生成する発振器と、
前記検出信号に応じて前記スイッチ素子をオンするように制御し、前記パルス信号に応じて前記スイッチ素子をオフするように制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とする電源電圧制御回路。 - 前記ホールド回路における前記ホールド信号の減衰分を補償するように、前記反転増幅回路の利得を設定するようにしたことを特徴とする請求項1〜3のいずれか1つに記載の電源電圧制御回路。
- 前記ホールド回路は、スイッチ回路と第1コンデンサとを含むサンプルホールド回路であって、
前記サンプルホールド回路は、前記スイッチ素子がオンするオン期間、又は前記スイッチ素子がオフするオフ期間の開始時、又は前記オフ期間の開始後から一定期間に、前記スイッチ回路をオン・オフ制御して前記フィードバック信号のピーク値を前記第1コンデンサにサンプルホールドすることを特徴とする請求項1又は3に記載の電源電圧制御回路。 - 前記サンプルホールド回路は、前記スイッチ回路及び前記第1コンデンサ間の接続点と、前記反転増幅回路との間に設けられたローパスフィルタを含み、
前記ローパスフィルタは、抵抗と、前記第1コンデンサと同等の容量値を有する第2コンデンサとを含むことを特徴とする請求項5に記載の電源電圧制御回路。 - 前記反転増幅回路の帯域幅をスイッチング周波数よりも低く設定することを特徴とする請求項1〜5のいずれか1つに記載の電源電圧制御回路。
- スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御方法であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値又はボトム値をホールドしてホールド信号を生成するステップと、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成するステップと、
前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成するステップと、
前記検出信号に応じて、前記スイッチ素子を所定時間オン又はオフする制御信号を生成するステップと、
を含むことを特徴とする電源電圧制御方法。 - スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための制御回路を備えるDC−DCコンバータであって、
前記制御回路は、
出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値又はボトム値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
前記ホールド信号を、基準電圧を基準にして反転増幅させた反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記フィードバック信号と前記反転信号とを比較し、その比較結果に応じた信号を生成する比較器と、
前記比較器の比較結果に応じて、前記スイッチ素子をオン・オフ制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とするDC−DCコンバータ。
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