JP2010246305A - 電源電圧制御回路、電源電圧制御方法及びｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】出力電圧の平均値の変動を抑制することのできる電源電圧制御回路を提供する。
【解決手段】制御回路２０ａは、出力電圧Ｖｏのピーク値をサンプルホールドするサンプルホールド回路３０と、サンプルホールド回路３０から出力される電圧信号Ｖｓｈ１を、基準電圧Ｖｒを基準にして反転増幅させて反転電圧Ｖｘを生成する反転増幅回路４０とを備える。また、制御回路２０ａは、出力電圧Ｖｏが反転電圧Ｖｘよりも低くなったときにＨレベルの出力信号Ｓ１を生成する比較器５０と、そのＨレベルの出力信号Ｓ１に応答して出力トランジスタＴ１を所定時間オンする制御信号ＳＧ１を生成するモノマルチ回路６０とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源電圧制御回路、電源電圧制御方法及びＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。

スイッチ素子をオン・オフ制御して直流入力電圧を昇圧・降圧して出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータは、負荷に供給する上記出力電圧を一定の目標電圧に保つようにフィードバック制御を行っている。このようなＤＣ−ＤＣコンバータにおけるフィードバック制御方式として、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式やＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）方式などが知られている（例えば、特許文献１〜３参照）。

前者のＰＷＭ方式は、スイッチング周波数を固定し、出力電圧と基準電圧とに基づいて生成されるエラーアンプ出力と、鋸歯状の信号波形との比較結果に応じてスイッチ素子のオン時間を調整することで、出力電圧を調整するものである。また、後者のＰＦＭ方式は、オン時間を固定し、出力電圧と基準電圧との比較結果に応じてスイッチング周波数を調整することで、出力電圧を調整するものである。

特開平５−７６１６９号公報 特開２００６−２０４００２号公報 米国特許第５７７０９４０号明細書

上述したＰＷＭ方式のＤＣ−ＤＣコンバータでは、誤差増幅器により応答速度が制限され、入力、負荷変動に対する応答が遅いという欠点があった。また、ＰＦＭ方式のＤＣ−ＤＣコンバータでは、応答が早いが、入力電圧の変動などによって出力電圧のリップル幅が変動すると、出力電圧の平均値が変動するという問題がある。

また、特許文献３では、ＰＦＭ方式などで、上記出力電圧変動を補償する方式が提案されているが、補償回路は誤差増幅器で構成されており、補償動作の応答が遅くなる。
電源電圧制御回路で、出力電圧の平均値の変動を高速に抑制することを目的とする。

開示の電源電圧制御回路は、出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値又はボトム値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、前記検出信号に応じて、前記スイッチ素子を所定時間オン又はオフする制御信号を生成する制御信号生成回路と、を含む。

開示の電源電圧制御回路によれば、出力電圧の平均値の変動を高速かつ安定に抑制することができるという効果を奏する。

第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図。 （ａ）、（ｂ）は、それぞれ入力電圧の変動に対するＤＣ−ＤＣコンバータの動作説明図。 第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図。 第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図。 変形例のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図。 第２実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図。 第２実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図。 第３実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図。 第４実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図。 第５実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図。

（第１実施形態）
以下、第１実施形態を図１〜図６に従って説明する。
図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１ａは、ＰＦＭ方式のＤＣ−ＤＣコンバータである。このＤＣ−ＤＣコンバータ１ａは、入力電圧Ｖｉｎを降圧した出力電圧Ｖｏを生成する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであり、コンバータ部１０及びＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路（制御回路）２０ａを備えている。コンバータ部１０は、出力トランジスタＴ１と、ダイオードＤ１と、チョークコイルＬ１と、平滑用コンデンサＣ１とを備えている。なお、本実施形態では、出力トランジスタＴ１はＮチャネルＭＯＳトランジスタである。

出力トランジスタＴ１のゲートには、制御回路２０ａから出力される制御信号ＳＧ１が供給され、出力トランジスタＴ１のドレインには入力電圧Ｖｉｎが供給される。また、出力トランジスタＴ１のソースがダイオードＤ１のカソードに接続され、ダイオードＤ１のアノードがグランドに接続されている。出力トランジスタＴ１とダイオードＤ１との接続点は、チョークコイルＬ１を介して出力端子Ｔｏに接続されている。この出力端子Ｔｏは、平滑用コンデンサＣ１を介してグランドに接続されている。なお、チョークコイルＬ１及び平滑用コンデンサＣ１は平滑回路として機能する。

このように構成されたコンバータ部１０では、制御回路２０ａからの制御信号ＳＧ１に基づいて出力トランジスタＴ１がオン・オフ制御されることによって、入力電圧Ｖｉｎが降圧され出力電圧Ｖｏとして出力端子Ｔｏに接続される負荷（図示略）に出力される。すなわち、出力トランジスタＴ１がオンされると、チョークコイルＬ１にコイル電流ＩＬが流れ、そのチョークコイルＬ１に対して入力電圧Ｖｉｎに応じたエネルギーが蓄積される。続いて、出力トランジスタＴ１がオフされると、チョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギーが出力端子Ｔｏに向かって放出される。このような動作により、入力電圧Ｖｉｎよりも降圧された出力電圧Ｖｏが生成される。なお、上記負荷には出力電流Ｉｏが供給される。

上記出力端子Ｔｏは、制御回路２０ａに接続され、その時の出力電圧Ｖｏが制御回路２０ａに帰還される。
制御回路２０ａは、サンプルホールド回路３０と、反転増幅回路４０と、比較器５０と、モノマルチ回路６０とを含む。

サンプルホールド回路３０は、スイッチ回路ＳＷ１と、コンデンサＣ２と、バッファ回路３１とを含む。スイッチ回路ＳＷ１の第１端子には上記出力端子Ｔｏが接続され、出力電圧Ｖｏが供給される。また、スイッチ回路ＳＷ１の第２端子はコンデンサＣ２の第１端子に接続され、そのコンデンサＣ２の第２端子はグランドに接続されている。これらスイッチ回路ＳＷ１とコンデンサＣ２との間のノードＮ１はバッファ回路３１に接続されている。このバッファ回路３１は、例えばボルテージフォロアとして機能するバッファであって、増幅率が「１」倍のオペアンプである。

上記スイッチ回路ＳＷ１は、モノマルチ回路６０からの制御信号ＳＧ２に応じてオン・オフ制御される。これにより、Ｈレベルの制御信号ＳＧ２に応じてスイッチ回路ＳＷ１がオンされている間、出力電圧ＶｏがコンデンサＣ２によりサンプリングされる。また、Ｌレベルの制御信号ＳＧ２に応じてスイッチ回路ＳＷ１がオフされると、その時の出力電圧ＶｏのレベルがコンデンサＣ２によりホールドされる。なお、本実施形態では、モノマルチ回路６０がリセット状態に遷移する（出力トランジスタＴ１がオフされる）ときに、出力トランジスタＴ１の固定オン時間よりも十分に短い期間だけＨレベルとなる制御信号ＳＧ２（リセット信号）に応じて、スイッチ回路ＳＷ１がオン・オフ制御される。このため、出力トランジスタＴ１がオフされる時点の出力電圧Ｖｏ、すなわち出力電圧Ｖｏの略ピーク値（トップ値）がサンプルホールドされる。

このサンプルホールドされたサンプルホールド電圧（ノードＮ１の電圧）Ｖｓｈがバッファ回路３１に出力される。そして、バッファ回路３１は、上記サンプルホールド電圧Ｖｓｈと同等のレベルを有する電圧信号Ｖｓｈ１を反転増幅回路４０に出力する。なお、このサンプルホールド回路３０では、ノードＮ１と反転増幅回路４０との間にバッファ回路３１を設けているため、コンデンサＣ２に充電された電荷が反転増幅回路４０内の抵抗素子に流れ、サンプルホールド電圧Ｖｓｈが放電されることが抑制される。

反転増幅回路４０は、増幅器４１と、抵抗Ｒ１，Ｒ２とを含む。増幅器４１の反転入力端子には上記電圧信号Ｖｓｈ１が抵抗Ｒ１を介して入力され、増幅器４１の非反転入力端子には基準電圧Ｖｒが入力されている。なお、基準電圧Ｖｒは、基準電源ｅ１にて生成される電圧であり、出力電圧Ｖｏの目標電圧に応じて設定される。

増幅器４１は、基準電圧Ｖｒを基準にして、抵抗Ｒ１，Ｒ２による利得Ｇに基づいて電圧信号Ｖｓｈ１を反転させた反転電圧Ｖｘを生成する。すなわち、増幅器４１は、下記式で示される反転電圧Ｖｘを生成する。

Ｖｘ＝Ｇ・（Ｖｒ−Ｖｓｈ１）＋Ｖｒ
本実施形態では、利得Ｇが「１」になるように抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗比が１：１に設定されている。そして、増幅器４１は、生成した反転電圧Ｖｘを比較器５０の非反転入力端子に出力するとともに、抵抗Ｒ２を介して反転電圧Ｖｘを当該増幅器４１の反転入力端子に帰還する。

なお、本実施形態では、サンプルホールド回路３０（バッファ回路３１）及び反転増幅回路４０（増幅器４１）の帯域幅をスイッチング周波数と同等になるように設定している。この帯域幅の制限については、第２実施形態にて詳述する。

上記比較器５０の反転入力端子には出力電圧Ｖｏが入力される。この比較器５０は、出力電圧Ｖｏと反転電圧Ｖｘとを比較し、その比較結果に応じたレベルの出力信号Ｓ１を生成する。具体的には、比較器５０は、出力電圧Ｖｏが反転電圧Ｖｘよりも高いときにはＬレベルの出力信号Ｓ１を生成し、出力電圧Ｖｏが反転電圧Ｖｘよりも低くなると（出力電圧Ｖｏが反転電圧Ｖｘを横切ると）Ｈレベルの出力信号Ｓ１（検出信号）を生成する。

比較器５０の出力信号Ｓ１は、モノマルチ回路６０のセット端子に入力される。モノマルチ回路６０は、セット端子にＨレベルの出力信号Ｓ１が入力されると、セット状態になり、Ｈレベルの制御信号ＳＧ１を所定時間出力し、出力トランジスタＴ１を所定時間オンする。そして、所定時間が経過すると、モノマルチ回路６０は、リセット状態に戻り、Ｌレベルの制御信号ＳＧ１を出力し、出力トランジスタＴ１をオフする。すなわち、モノマルチ回路６０は、Ｈレベルの出力信号Ｓ１に基づいて所定パルス幅のオンパルス（Ｈレベルの制御信号ＳＧ１）を出力トランジスタＴ１に出力するパルス発生器である。

また、モノマルチ回路６０は、上記サンプルホールド回路３０のスイッチ回路ＳＷ１をオン・オフ制御する制御信号ＳＧ２をスイッチ回路ＳＷ１に出力する。本実施形態のモノマルチ回路６０では、Ｈレベルの制御信号ＳＧ１を所定時間出力後に、当該モノマルチ回路６０をリセット状態に遷移させるために生成されるリセット信号が制御信号ＳＧ２として出力される。

このようなＤＣ−ＤＣコンバータ１ａでは、出力トランジスタＴ１のオン動作に基づいて出力電圧Ｖｏが上昇し、出力トランジスタＴ１がオフされると、チョークコイルＬ１に蓄えられたエネルギーが放出される。チョークコイルＬ１に蓄えられたエネルギーが減少して出力電圧Ｖｏが低下し、その出力電圧Ｖｏが反転電圧Ｖｘよりも低くなると、モノマルチ回路６０の制御信号ＳＧ１が所定時間Ｈレベルとなり、出力トランジスタＴ１がオンされる。以下、このような動作が繰り返され、出力端子Ｔｏから出力される出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒに基づく目標電圧に維持される。

ここで、サンプルホールド回路３０及び反転増幅回路４０を備えていない従来のＰＦＭ方式のＤＣ−ＤＣコンバータでは、コンパレータ５０に反転電圧Ｖｘに代わり基準電圧Ｖｒが直接供給されるため、図２（ｂ）に示すように、出力トランジスタＴ１のオンタイミングを設定する基準電圧が固定電圧である。このため、出力電圧Ｖｏのリップルの下限値（一点鎖線参照）が固定される。したがって、入力電圧Ｖｉｎの変動などによって出力電圧Ｖｏのリップル幅が変動すると、図２（ｂ）に示すように、出力電圧Ｖｏの平均値が変動してしまう。

これに対し、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１ａでは、サンプルホールド回路３０にて出力電圧Ｖｏのピーク値をホールドし、反転増幅回路４０にて基準電圧Ｖｒを基準にして上記ホールドしたサンプルホールド電圧Ｖｓｈ（電圧信号Ｖｓｈ１）を反転させるようにした。そして、その反転後の反転電圧Ｖｘを、出力トランジスタＴ１のオンタイミングを設定する電圧として比較器５０に出力するようにした。これにより、図２（ａ）に示すように、基準電圧Ｖｒを基準にして、実際の出力電圧Ｖｏのピーク値（トップ値）と対称な反転電圧Ｖｘが生成される。ここで、反転電圧Ｖｘにより出力電圧Ｖｏのリップルの下限値が決定されるため、この反転電圧Ｖｘは出力電圧Ｖｏのボトム値に相当する。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａでは、入力電圧Ｖｉｎの変動などによって出力電圧Ｖｏのリップル幅が変動し出力電圧Ｖｏのピーク値が変動しても、その変動に合わせて基準電圧Ｖｒを基準に上記ピーク値と対称になるように出力電圧Ｖｏのボトム値（反転電圧Ｖｘ）を調整することができる。したがって、出力電圧Ｖｏのリップル幅が変動したとしても、図２（ａ）に示すように、出力電圧Ｖｏのリップルの中心電圧を基準電圧Ｖｒに略一致させることができる。換言すると、出力電圧Ｖｏの平均値を基準電圧Ｖｒで略一定に維持させることができる。

次に、入力電圧Ｖｉｎが急変した場合における動作について、図３のシミュレーション結果を参照して説明する。なお、図３に示すＬＶｏは、例えば出力電圧Ｖｏを１００ｋＨｚのローパスフィルタに通した値であり、出力電圧Ｖｏの平均値に相当する。

今、時刻ｔ１以前において、Ｈレベルの制御信号ＳＧ１によって出力トランジスタＴ１がオンし、出力電圧Ｖｏが増加する。Ｈレベルの制御信号ＳＧ１の出力から所定時間経過後の時刻ｔ１において、Ｈレベルの制御信号ＳＧ２が出力され、モノマルチ回路６０がリセット状態に遷移される。すると、モノマルチ回路６０からＬレベルの制御信号ＳＧ１が出力され、出力トランジスタＴ１がオフされる。これにより、出力電圧Ｖｏが減少し始める。その一方で、モノマルチ回路６０からのＨレベルの制御信号ＳＧ２がサンプルホールド回路３０のスイッチ回路ＳＷ１に供給される。このサンプルホールド回路３０では、Ｈレベルの制御信号ＳＧ２に応答して、その時（減少し始める時）の出力電圧Ｖｏ、すなわち出力電圧Ｖｏの略ピーク値がサンプルホールドされる。このサンプルホールド電圧Ｖｓｈ（電圧信号Ｖｓｈ１）は反転増幅回路４０において基準電圧Ｖｒを基準にして反転され、その反転された反転電圧Ｖｘが出力電圧Ｖｏと比較される。そして、時刻ｔ２において、出力電圧Ｖｏが反転電圧Ｖｘよりも低くなると、モノマルチ回路６０からＨレベルの制御信号ＳＧ１が所定時間だけ出力されて出力トランジスタＴ１がオンし、再度出力電圧Ｖｏが増加し始める。このように出力電圧Ｖｏのピーク値に合わせて反転電圧Ｖｘ（ボトム値）を調整することにより、出力電圧Ｖｏのリップルの中点電圧が基準電圧Ｖｒに略一致され、出力電圧Ｖｏの平均値ＬＶｏも基準電圧Ｖｒで略一定に維持される。

次に、時刻ｔ３〜ｔ４において、入力電圧Ｖｉｎが１５Ｖから５Ｖに急激に低下すると、出力電圧Ｖｏの変化の傾斜が緩やかになる。このため、入力電圧Ｖｉｎが低下する時刻ｔ３以降のオン期間における出力電圧Ｖｏの上昇分は、時刻ｔ３以前（入力電圧Ｖｉｎ低下前）のそれよりも減少する。したがって、入力電圧Ｖｉｎが低下すると、出力電圧Ｖｏのピーク値（トップ値）が低くなる。このとき、この低くなったピーク値がサンプルホールド回路３０によってサンプルホールドされ、さらにサンプルホールド電圧Ｖｓｈ（電圧信号Ｖｓｈ１）が反転増幅回路４０によって基準電圧Ｖｒを基準にして反転される。これにより、上記出力電圧Ｖｏのピーク値の低下分だけ反転電圧Ｖｘ（出力電圧Ｖｏのボトム値）を上昇させることができる。このため、リップル幅の変動に関わらず、出力電圧Ｖｏのリップルの中点電圧を略一定（基準電圧Ｖｒ）に維持させることができる。したがって、入力電圧Ｖｉｎが変動しても、出力電圧Ｖｏの平均値ＬＶｏを基準電圧Ｖｒで略一定に維持させることができる。

次に、負荷が急変した場合における動作について、図４のシミュレーション結果を参照して説明する。
今、時刻ｔ５〜ｔ７において、負荷が急増して出力電流Ｉｏが０．２Ａから１Ａに急激に増加すると、出力電圧Ｖｏが急激に低下する。これに伴って、出力電圧Ｖｏのピーク値が急激に低下する（時刻ｔ６）。このとき、この急激に低下したピーク値がサンプルホールド回路３０によってサンプルホールドされ、そのサンプルホールド電圧Ｖｓｈに基づき反転電圧Ｖｘが生成される。これにより、上記出力電圧Ｖｏのピーク値の低下分だけ反転電圧Ｖｘ（出力電圧Ｖｏのボトム値）を直ちに上昇させることができる。このため、出力電圧Ｖｏのリップル幅が変動しても、出力電圧Ｖｏの平均値ＬＶｏを基準電圧Ｖｒで略一定に維持させることができる。

また、時刻ｔ８のように、出力電流Ｉｏが１Ａまで上昇した後に、コイル電流ＩＬの上昇に伴って出力電圧Ｖｏのピーク値がオーバーシュートにより一時的に上昇することがある。このときには、上昇したピーク値がサンプルホールド回路３０によってサンプルホールドされ、そのサンプルホールド電圧Ｖｓｈに基づき反転電圧Ｖｘが生成される。これにより、上記出力電圧Ｖｏのピーク値の上昇分だけ反転電圧Ｖｘ（出力電圧Ｖｏのボトム値）を低下させることができる。このため、出力電圧Ｖｏのオーバーシュート発生時であっても、出力電圧Ｖｏの平均値ＬＶｏを基準電圧Ｖｒで略一定に維持させることができる。このように、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１ａでは、負荷の急変によって出力電流Ｉｏが変動しても、出力電圧Ｖｏの平均値ＬＶｏを略一定（基準電圧Ｖｒ）に維持させることができる。

なお、図４のシミュレーション結果において、サンプルホールド電圧Ｖｓｈの変化が急峻であるのに対し、反転電圧Ｖｘの変化が緩やかであるのは、図１に示した反転増幅回路４０がローパスフィルタとしても機能しているためである。

以上説明した本実施形態によれば、以下の効果を奏することができる。
（１）サンプルホールド回路３０にて出力電圧Ｖｏのピーク値をホールドし、反転増幅回路４０にて基準電圧Ｖｒを基準にして上記ホールドしたサンプルホールド電圧Ｖｓｈ（電圧信号Ｖｓｈ１）を反転させるようにした。そして、その反転後の反転電圧Ｖｘを、出力トランジスタＴ１のオンタイミングを設定する電圧として比較器５０に出力するようにした。これにより、図２（ａ）に示すように、基準電圧Ｖｒを基準にして、実際の出力電圧Ｖｏのピーク値（トップ値）と対称な反転電圧Ｖｘが生成される。したがって、入力電圧Ｖｉｎの変動などによって出力電圧Ｖｏのリップル幅が変動したとしても、出力電圧Ｖｏのリップルの中心電圧を基準電圧Ｖｒに略一致させることができる。換言すると、出力電圧Ｖｏの平均値を基準電圧Ｖｒで略一定に維持させることができる。

（２）モノマルチ回路６０がリセット状態に遷移するときに、出力トランジスタＴ１のオン時間よりも十分に短い期間だけＨレベルとなる制御信号ＳＧ２（リセット信号）に応じて、サンプルホールド回路３０のスイッチ回路ＳＷ１をオン・オフ制御するようにした。このため、サンプルホールド回路３０において、制御信号ＳＧ２がＨレベルとなる極めて短い期間だけ出力電圧Ｖｏがサンプリングされる。これにより、サンプルホールド電圧Ｖｓｈの波形変動が小さくなるため、安定したサンプルホールド電圧Ｖｓｈを得ることができる。

（３）出力電圧Ｖｏと反転電圧Ｖｘとを比較器５０にて直接比較し、その比較結果に応じて即時に（誤差増幅器を介さずに）出力トランジスタＴ１をオン・オフさせる、いわゆるコンパレータ方式を採用した。さらに、サンプルホールド回路３０と反転増幅回路４０との帯域幅をそれぞれスイッチング周波数と同等に設定するようにした。したがって、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１ａでは、スイッチング周波数を帯域幅とする高速応答が可能となり、負荷急変に対しても高速に応答することができる。

（４）サンプルホールド回路３０（バッファ回路３１）と反転増幅回路４０（増幅器４１）との帯域幅をスイッチング周波数と同等に設定するようにした。このため、これらサンプルホールド回路３０及び反転増幅回路４０はスイッチング周波数以上の高速応答が不要であり、容易に設計することができる。

なお、上記第１実施形態は、これを適宜変更した以下の態様にて実施することもできる。
・上記第１実施形態のサンプルホールド回路３０では、モノマルチ回路６０をリセット状態に遷移させるために生成されるリセット信号（制御信号ＳＧ２）に応じて、出力電圧Ｖｏをサンプルホールドするようにした。すなわち、サンプルホールド回路３０では、モノマルチ回路６０から出力トランジスタＴ１をオフさせるためのＬレベルの制御信号ＳＧ１（オフパルス）が出力されるときに（オフ期間の開始時に）、出力電圧Ｖｏをサンプルホールドするようにした。これに限らず、例えばモノマルチ回路６０からＨレベルの制御信号ＳＧ１（オンパルス）が出力されている期間に、出力電圧Ｖｏをサンプリングするようにしてもよい。すなわち、制御信号ＳＧ２の代わりに、制御信号ＳＧ１をスイッチ回路ＳＷ１に供給し、Ｈレベルの制御信号ＳＧ１に応答してスイッチ回路ＳＷ１をオンさせるようにしてもよい。この場合のサンプルホールド回路３０は、図５に示したシミュレーション結果のように、Ｈレベルの制御信号ＳＧ１が出力されているオン期間に、徐々に上昇する出力電圧Ｖｏをサンプリングし、制御信号ＳＧ１が立ち下がると、その時の出力電圧Ｖｏをホールドする。このため、サンプリング期間（オン期間）においてサンプルホールド電圧Ｖｓｈが変動するものの、出力トランジスタＴ１がオフされる時点の出力電圧Ｖｏ、すなわち出力電圧Ｖｏの略ピーク値をサンプルホールドすることができる。そして、そのサンプルホールド電圧Ｖｓｈに基づき反転電圧Ｖｘ（リップルの下限値）を生成することにより、上記第１実施形態と同様の効果を奏することができる。すなわち、図５のシミュレーション結果から明らかなように、負荷の急変による出力電流Ｉｏの急変などによって出力電圧Ｖｏのリップル幅が変動しても、出力電圧Ｖｏの平均値ＬＶｏを略一定（基準電圧Ｖｒ）に維持させることができる。

・また、上記第１実施形態の制御信号ＳＧ２（リセット信号）のＨレベル期間が長くなると、出力電圧Ｖｏのピーク値を正しくサンプルホールドできなくなる、すなわちサンプルホールド電圧Ｖｓｈと実際の出力電圧Ｖｏのピーク値との誤差が大きくなる。このため、制御信号ＳＧ２のＨレベル期間が長い場合には、その制御信号ＳＧ２とは別に、Ｈレベルの制御信号ＳＧ２の発生から一定時間（極短い時間）だけＨレベルとなるパルス信号を生成するようにしてもよい。そして、制御信号ＳＧ２の代わりに、そのパルス信号をスイッチ回路ＳＷ１に供給するようにしてもよい。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態を図６及び図７に従って説明する。先の図１〜図５に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付して示し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。以下、第１実施形態との相違点を中心に説明する。

図６に示す制御回路２０ｂのサンプルホールド回路３０内のバッファ回路３１及び反転増幅回路４０（増幅器４１）の帯域幅はスイッチング周波数よりも高く設定されている。このようにバッファ回路３１及び増幅器４１の帯域幅が高く設定されると、負荷の急変などによって出力電流Ｉｏが急変し出力電圧Ｖｏが急変した場合に、上記バッファ回路３１及び増幅器４１の高速応答性によって、サンプルホールド電圧Ｖｓｈ及び反転電圧Ｖｘがスイッチング周期の半分の周期で変動するおそれがある。すなわち、負荷の急変などによって、サンプルホールド電圧Ｖｓｈ及び反転電圧Ｖｘに低調波発振が発生するおそれがある。

そこで、本実施形態のサンプルホールド回路３０では、ノードＮ１とバッファ回路３１との間に、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３とを含んで構成されるローパスフィルタ３２を新たに追加した。すなわち、ノードＮ１は抵抗Ｒ３を介してバッファ回路３１に接続されている。また、抵抗Ｒ３とバッファ回路３１との間の接続点はコンデンサＣ３を介してグランドに接続されている。なお、このコンデンサＣ３の容量値は、出力電圧Ｖｏのピーク値をサンプルホールドするコンデンサＣ２（サンプルホールド容量）の容量値と同等に設定される。また、ローパスフィルタ３２の帯域幅は、スイッチング周波数と略同等になるように設定される。

このローパスフィルタ３２によって、本サンプリング周期におけるサンプルホールド電圧Ｖｓｈと、１つ前のサンプリング周期におけるサンプルホールド電圧との略中間値の電圧がバッファ回路３１に入力されるようになる。詳述すると、サンプルホールド回路３０において、あるサンプリング周期で出力電圧Ｖｏをサンプルホールドすると、その時の出力電圧ＶｏがコンデンサＣ２にサンプルホールドされる。このとき、コンデンサＣ３には、そのサンプリング周期の１つ前のサンプリング周期でサンプルホールドされた電圧が保持されている。このため、１周期内において、コンデンサＣ２に保持された電圧Ｖｓｈ（本サンプリング周期のサンプルホールド電圧）と、コンデンサＣ３に保持されている電圧（１つ前のサンプリング周期のサンプルホールド電圧）とが平均化される。そして、その平均化された電圧、すなわち両電圧の略中心値の電圧がバッファ回路３１に入力される。これにより、負荷急変によってサンプルホールド電圧Ｖｓｈに低調波発振が発生したとしても、その低調波発振をローパスフィルタ３２によって打ち消すことができる。そして、低調波発振が打ち消された電圧に基づき反転電圧Ｖｘが生成されるため、反転電圧Ｖｘに低調波発振が発生することを抑制することができる。

図７は、負荷や入力電圧Ｖｉｎが急変した場合におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂの動作について、シミュレーションした結果を示したものである。
図７の結果から明らかなように、負荷の急変による出力電流Ｉｏの急変や入力電圧Ｖｉｎの急変によって、サンプルホールド電圧Ｖｓｈに低調波発振が発生し、サンプルホールド電圧Ｖｓｈはうねりを有して変動している（破線の囲み参照）。これに対し、ローパスフィルタ３２を通過した後の電圧に基づき生成された反転電圧Ｖｘは、上記低調波発振が打ち消されて緩やかに変動している。このように、ローパスフィルタ３２を設けることによって、そのローパスフィルタ３２で低調波発振を打ち消すことができ、反転電圧Ｖｘに低調波発振が発生することを抑制することができる。

以上説明した実施形態によれば、上記第１実施形態の（１）〜（３）の作用効果に加えて以下の効果を奏する。
（１）ノードＮ１とバッファ回路３１との間に、ローパスフィルタ３２を設けるようにした。これにより、負荷の急変や入力電圧Ｖｉｎの急変によってサンプルホールド電圧Ｖｓｈに低調波発振が発生したとしても、その低調波発振をローパスフィルタ３２で打ち消すことができる。このため、反転電圧Ｖｘに低調波発振が発生することを好適に抑制することができる。

（２）ローパスフィルタ３２のコンデンサＣ３の容量値を、コンデンサＣ２の容量値と同等に設定し、ローパスフィルタ３２の帯域幅を、スイッチング周波数と略同等になるように設定した。これにより、冗長なバッファを追加することなく、通常のローパスフィルタを設計する場合のように帯域余裕を取る必要のない高精度、且つ簡易なローパスフィルタを実現することができる。

（第３実施形態）
以下、第３実施形態を図８に従って説明する。先の図１〜図７に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付して示し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。

図８に示すＤＣ−ＤＣコンバータ２ａは、ＰＷＭ方式の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータである。このＤＣ−ＤＣコンバータ２ａは、コンバータ部１１及びＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路（制御回路）２１ａを備えている。なお、コンバータ部１１の構成は、図１に示すコンバータ部１０と同様である。

出力トランジスタＴ１のゲートには、制御回路２１ａから出力される制御信号ＳＧ３が供給される。この制御信号ＳＧ３に基づいて出力トランジスタＴ１がオン・オフ制御されることによって、入力電圧Ｖｉｎが降圧されて出力電圧Ｖｏとして出力端子Ｔｏに接続される負荷（図示略）に出力される。

制御回路２１ａは、サンプルホールド回路３０ａと、反転増幅回路４０ａと、比較器５０ａと、ＲＳ−フリップフロップ回路７０と、発振器８０とを含む。
サンプルホールド回路３０ａ及び反転増幅回路４０ａは、第１実施形態のサンプルホールド回路３０及び反転増幅回路４０と略同様の構成を有する。但し、サンプルホールド回路３０ａにおけるサンプリングのタイミングが第１実施形態のサンプルホールド回路３０のそれとは異なる。具体的には、本実施形態のサンプルホールド回路３０ａでは、ＲＳ−フリップフロップ回路７０がセット状態に遷移する（出力トランジスタＴ１がオンされる）ときに、極めて短い期間だけＨレベルとなる制御信号ＳＧ４（例えばクロック信号ＣＬＫ）に応じて、スイッチ回路ＳＷ１がオン・オフ制御される。すなわち、Ｈレベルの制御信号ＳＧ４によりスイッチ回路ＳＷ１がオンされ、Ｌレベルの制御信号ＳＧ４によりスイッチ回路ＳＷ１がオフされる。このため、サンプルホールド回路３０ａでは、出力トランジスタＴ１がオンされる時点の出力電圧Ｖｏ、すなわち出力電圧Ｖｏの略ピーク値（ボトム値）がサンプルホールドされる。そして、サンプルホールド回路３０ａは、そのサンプルホールドした電圧信号Ｖｓｈ１を反転増幅回路４０ａに出力する。

反転増幅回路４０ａは、基準電圧Ｖｒを基準にして、抵抗Ｒ１，Ｒ２による利得Ｇに基づいて電圧信号Ｖｓｈ１を反転させた反転電圧Ｖｘを生成し、その反転電圧Ｖｘを比較器５０ａの反転入力端子に出力する。

この比較器５０ａの非反転入力端子には出力電圧Ｖｏが入力される。この比較器５０ａは、出力電圧Ｖｏと反転電圧Ｖｘとを比較し、その比較結果に応じた出力信号Ｓ２を生成する。具体的には、比較器５０ａは、出力電圧Ｖｏが反転電圧Ｖｘよりも低いときはＬレベルの出力信号Ｓ２を生成する。一方、比較器５０ａは、出力電圧Ｖｏが反転電圧Ｖｘよりも高くなると（出力電圧Ｖｏが反転電圧Ｖｘを横切ると）リセット信号であるＨレベルの出力信号Ｓ２（検出信号）を生成する。そして、比較器５０ａは、生成した出力信号Ｓ２を、ＲＳ−フリップフロップ回路７０のリセット端子Ｒに出力する。

ＲＳ−フリップフロップ回路７０のセット端子Ｓには、発振器８０からのクロック信号ＣＬＫ（一定周期のパルス信号）が入力される。このＲＳ−フリップフロップ回路７０は、セット端子Ｓに入力されるＨレベルのクロック信号ＣＬＫ（セット信号）に応答してセット状態に遷移し、Ｈレベルの制御信号ＳＧ３を出力し、出力トランジスタＴ１をオンする。また、ＲＳ−フリップフロップ回路７０は、リセット端子Ｒに入力されるＨレベルの出力信号Ｓ２（リセット信号）に応答してリセット状態に遷移し、Ｌレベルの制御信号ＳＧ３を出力し、出力トランジスタＴ１をオフする。

また、ＲＳ−フリップフロップ回路７０は、上記サンプルホールド回路３０ａのスイッチ回路ＳＷ１をオン・オフ制御する制御信号ＳＧ４をスイッチ回路ＳＷ１に出力する。なお、本実施形態のＲＳ−フリップフロップ回路７０は、発振器８０から入力されるクロック信号ＣＬＫを制御信号ＳＧ４としてスイッチ回路ＳＷ１に出力すればよい。

このようなＤＣ−ＤＣコンバータ２ａでは、出力トランジスタＴ１は発振器８０から出力されるクロック信号ＣＬＫに基づく一定周期でオンされる。この出力トランジスタＴ１のオン動作に基づいて、チョークコイルＬ１に入力電圧Ｖｉｎに応じたエネルギーが蓄積され、出力電圧Ｖｏが徐々に上昇する。そして、その出力電圧Ｖｏが反転電圧Ｖｘよりも高くなると、ＲＳ−フリップフロップ回路７０がリセット状態に遷移され、出力トランジスタＴ１がオフされる。すると、チョークコイルＬ１に蓄えられたエネルギーが放出されて出力電圧Ｖｏが徐々に低下する。このような動作が繰り返され、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒに基づく目標電圧に維持される。

上記一連の動作において、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２ａでは、まずサンプルホールド回路３０ａにて出力電圧Ｖｏのピーク値（ボトム値）をサンプルホールドするようにした。次に、反転増幅回路４０ａにて基準電圧Ｖｒを基準にして上記サンプルホールドしたサンプルホールド電圧Ｖｓｈ（電圧信号Ｖｓｈ１）を反転させるようにした。そして、その反転後の反転電圧Ｖｘを、出力トランジスタＴ１のオフタイミングを設定する電圧として比較器５０ａに出力するようにした。これにより、基準電圧Ｖｒを基準にして、実際の出力電圧Ｖｏのピーク値（ボトム値）と対称な反転電圧Ｖｘが生成される。ここで、反転電圧Ｖｘにより出力電圧Ｖｏのリップルの上限値が決定されるため、この反転電圧Ｖｘは出力電圧Ｖｏのトップ値に相当する。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２ａでは、入力電圧Ｖｉｎの変動などによって出力電圧Ｖｏのピーク値（ボトム値）が変動したときに、その変動に合わせて基準電圧Ｖｒを基準に上記ボトム値と対称になるように出力電圧Ｖｏのトップ値（反転電圧Ｖｘ）を調整することができる。これによって、出力電圧Ｖｏのリップル幅の変動に関わらず、出力電圧Ｖｏの平均値を略一定（基準電圧Ｖｒ）に維持させることができる。

以上説明した実施形態によれば、上記第１実施形態の（１）〜（３）の作用効果に加えて以下の効果を奏する。
（１）本実施形態の制御回路２１ａでは、ＰＷＭ方式を採用しているものの、誤差増幅器を備える必要がない。ここで、誤差増幅器を備える場合には、安定したスイッチング動作を実現するために、その誤差増幅器の帯域幅をスイッチング周波数の１／１０〜１／２０倍に設定する必要がある。このため、誤差増幅器を備える従来のＰＷＭ方式では、負荷急変に対して高速な応答ができないという問題があった。

これに対し、本実施形態の制御回路２１ａでは、誤差増幅器を必要とせず、さらにサンプルホールド回路３０ａ及び反転増幅回路４０ａの帯域幅がスイッチング周波数と同等になるように設定されている。このため、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２ａでは、スイッチング周波数を帯域幅とする高速応答が可能となり、負荷急変に対しても高速に応答することができる。

（２）クロック信号ＣＬＫに基づいて出力トランジスタＴ１が一定周期でオンされるため、出力トランジスタＴ１のスイッチング周波数が固定される。このため、既知の周波数のスイッチング動作等に起因するノイズの発生が予想しやすく、設計において、システム側としてはノイズを回避しやすい。すなわち、ノイズ対策を容易に行うことができる。

（第４実施形態）
以下、第４実施形態を図９に従って説明する。先の図１〜図８に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付して示し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。

上記第３実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２ａは、クロック信号ＣＬＫに応じて出力トランジスタＴ１のオンタイミングを設定し、出力電圧Ｖｏのトップ値と反転電圧Ｖｘとの比較結果に応じて出力トランジスタＴ１のオフタイミングを設定するトップ検出型ＰＷＭ方式のＤＣ−ＤＣコンバータである。これに対し、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２ｂは、クロック信号ＣＬＫに応じて出力トランジスタＴ１のオフタイミングを設定し、出力電圧Ｖｏのボトム値と反転電圧Ｖｘとの比較結果に応じて出力トランジスタＴ１のオンタイミングを設定するボトム検出型ＰＷＭ方式のＤＣ−ＤＣコンバータである。

このＤＣ−ＤＣコンバータ２ｂの制御回路２１ｂは、サンプルホールド回路３０ｂと、反転増幅回路４０ｂと、スロープ信号生成回路９０と、比較器５０ｂと、ＲＳ−フリップフロップ回路７０と、発振器８０とを含む。ここで、サンプルホールド回路３０ｂ及び反転増幅回路４０ｂは、第１実施形態のサンプルホールド回路３０及び反転増幅回路４０と略同様の構成を有する。なお、サンプルホールド回路３０ｂでは、ＲＳ−フリップフロップ回路７０がリセット状態に遷移する（出力トランジスタＴ１がオフされる）ときに、極めて短い期間だけＨレベルとなる制御信号ＳＧ６に応じて、スイッチ回路ＳＷ１がオン・オフ制御される。このため、サンプルホールド回路３０ｂでは、出力トランジスタＴ１がオフされる時点の出力電圧Ｖｏ、すなわち出力電圧Ｖｏの略ピーク値（トップ値）がサンプルホールドされる。反転増幅回路４０ｂは、基準電圧Ｖｒを基準にして、抵抗Ｒ１，Ｒ２による利得Ｇに基づいて上記サンプルホールドされた電圧信号Ｖｓｈ１を反転させて反転電圧Ｖｘを生成し、その反転電圧Ｖｘをスロープ信号生成回路９０に出力する。

スロープ信号生成回路９０は、所定の傾斜を有する鋸歯状のランプ波を反転電圧Ｖｘに重畳してスロープ信号Ｖｓを生成する。このスロープ信号Ｖｓは、１スイッチング周期において、反転電圧Ｖｘから所定の傾斜（変化量）にて増加し、出力トランジスタＴ１をオフするタイミングに同期して反転電圧Ｖｘにリセットされる信号である。スロープ信号生成回路９０は、生成したスロープ信号Ｖｓを比較器５０ｂの非反転入力端子に出力する。この比較器５０ｂの反転入力端子には出力電圧Ｖｏが入力される。この比較器５０ｂは、出力電圧Ｖｏがスロープ信号Ｖｓよりも低くなると（出力電圧Ｖｏがスロープ信号Ｖｓを横切ると）Ｈレベルの出力信号Ｓ３（検出信号）を生成する。

ＲＳ−フリップフロップ回路７０のリセット端子Ｒには、発振器８０からのクロック信号ＣＬＫが入力される。このＲＳ−フリップフロップ回路７０は、出力電圧Ｖｏがスロープ信号Ｖｓよりも低くなりＨレベルの出力信号Ｓ３（セット信号）がセット端子Ｓに入力されると、セット状態に遷移してＨレベルの制御信号ＳＧ５を出力し、出力トランジスタＴ１をオンする。また、ＲＳ−フリップフロップ回路７０は、Ｈレベルのクロック信号ＣＬＫ（リセット信号）がリセット端子に入力されると、リセット状態に遷移してＬレベルの制御信号ＳＧ５を出力し、出力トランジスタＴ１をオフする。

また、ＲＳ−フリップフロップ回路７０は、上記サンプルホールド回路３０ｂのスイッチ回路ＳＷ１をオン・オフ制御する制御信号ＳＧ６をスイッチ回路ＳＷ１に出力する。なお、本実施形態のＲＳ−フリップフロップ回路７０は、発振器８０から入力されるクロック信号ＣＬＫを制御信号ＳＧ６としてスイッチ回路ＳＷ１に出力すればよい。

本実施形態の制御回路２１ｂによれば、基準電圧Ｖｒを基準にして、実際の出力電圧Ｖｏのピーク値（トップ値）と対称な反転電圧Ｖｘが生成される。このため、入力電圧Ｖｉｎの変動などによって出力電圧Ｖｏのピーク値（トップ値）が変動したときに、その変動に合わせて基準電圧Ｖｒを基準に上記トップ値と対称になるように出力電圧Ｖｏのボトム値（反転電圧Ｖｘ）を調整することができる。

以上説明した本実施形態によれば、上記第３実施形態と同様の効果を奏する。
（第５実施形態）
以下、第５実施形態を図１０に従って説明する。先の図１に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付して示し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。

上記第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１ａは、出力電圧Ｖｏと反転電圧Ｖｘとを直接比較し、その結果に応じて出力トランジスタＴ１のオンタイミングを設定するボトム検出型ＰＦＭ方式のＤＣ−ＤＣコンバータである。これに対し、出力電圧Ｖｏを任意に設定するため、図１０に示すように、出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ４，Ｒ５で分圧した分圧電圧Ｖａと、基準電圧とを比較してＤＣ−ＤＣコンバータを制御することが一般に行われる。この場合に、分圧電圧Ｖａのピーク値をスイッチ回路ＳＷ１を介してサンプルホールドし、第１実施形態と同様に反転電圧Ｖｘを生成しても良いが、サンプルホールド回路３０ｃの入力電流による誤差が生じるため、上記分圧電圧Ｖａをバッファ回路を介してサンプルホールド回路３０ｃへ供給することが望ましい。但し、この場合には、出力端子Ｔｏとスイッチ回路ＳＷ１との間にバッファ回路を新たに設けることが必要になる。

これに対し、図１０に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１ｃでは、サンプルホールド回路３０ｃから出力される電圧信号Ｖｓｈ１を、出力電圧Ｖｏを分圧する抵抗Ｒ４，Ｒ５と同じ比を持つ抵抗Ｒ６，Ｒ７で分圧するようにした。そして、その分圧後の電圧を抵抗Ｒ１を介して反転増幅回路４０ｃ内の増幅器４１の反転入力端子に入力するようにした。このため、バッファ回路の追加が不要となる。なお、反転増幅回路４０ｃの利得Ｇについては、一般の合成抵抗の利得計算により、Ｒ２＝Ｒ１＋Ｒ５×Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）とすれば、第１実施形態と同様に利得を「１」に設定することができる。また、この場合には、反転電圧Ｖｘを生成するための基準電圧Ｖｒは、出力電圧Ｖｏの目標電圧に応じて設定される。例えば基準電圧Ｖｒは、出力電圧Ｖｏが規格値に達したとき、分圧電圧Ｖａと一致するように設定される。

以上説明した本実施形態によれば、出力電圧Ｖｏを任意に設定するため、出力電圧Ｖｏを分圧した分圧電圧Ｖａと、基準電圧とを比較してＤＣ−ＤＣコンバータを制御する方式に容易に対応できることは明らかである。

（他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、これを適宜変更した以下の態様にて実施することもできる。
・上記第１，第３及び第４実施形態におけるサンプルホールド回路３０（バッファ回路３１）又は反転増幅回路４０（増幅器４１）の帯域幅をスイッチング周波数よりも低く（数分の１倍）設定するようにしてもよい。この構成によれば、第２実施形態のローパスフィルタ３２（図６参照）を備えることなく、第２実施形態の（１）の作用効果と同様の作用効果を奏することができる。

・上記各実施形態では、反転増幅回路４０の利得Ｇを「１」に設定するようにしたが、その利得に特に制限はない。例えばバッファ回路３１の帯域幅をスイッチング周波数よりも低く設定した場合には、そのバッファ回路３１から出力される電圧信号Ｖｓｈ１に波形歪みが生じ、実際の出力電圧Ｖｏのピーク値よりも減衰することになる。このとき、例えば反転増幅回路４０の利得Ｇを「１．１」等の「１」よりも大きな値に設定することにより、上記減衰分を補償することが可能となる。

・上記第２実施形態におけるローパスフィルタ３２の帯域幅（カットオフ周波数）をスイッチング周波数と略同等となるように設定するようにしたが、その帯域幅に特に制限はない。但し、ローパスフィルタ３２の帯域幅をスイッチング周波数よりも低く設定する場合には、１つ前のサンプリング周期でサンプルホールドされた電圧の影響を抑えるためにもスイッチング周波数の数分の１以上に設定することが好ましい。また、ローパスフィルタ３２の帯域幅をスイッチング周波数よりも高く設定する場合には、最大サンプルホールドパルス幅でサンプルホールド電圧Ｖｓｈがローパスフィルタ３２を通過しないようにスイッチング周波数の数倍程度に設定することが好ましい。

・上記第２実施形態のローパスフィルタ３２内のコンデンサＣ３の容量値をコンデンサＣ２の容量値と同等に設定するようにしたが、その容量値に特に制限はない。但し、コンデンサＣ３は、本サンプリング周期のサンプルホールド電圧Ｖｓｈと１つ前のサンプリング周期のサンプルホールド電圧とを平均化するためにも、コンデンサＣ２の容量値の１／２倍〜１倍程度の容量値であることが好ましい。

・上記第３及び第４実施形態のサンプルホールド回路３０ａ，３０ｂに、第２実施形態のローパスフィルタ３２を設けるようにしてもよい。
・上記第３実施形態のサンプルホールド回路３０ａでは、制御信号ＳＧ４（クロック信号ＣＬＫ）に応じて出力電圧Ｖｏをサンプルホールドすることにより、出力トランジスタＴ１がオンするオン期間の開始時に、出力電圧Ｖｏをサンプルホールドするようにした。これに限らず、例えば制御信号ＳＧ３の反転信号を制御信号ＳＧ４としてスイッチ回路ＳＷ１に供給するようにしてもよい。これにより、出力トランジスタＴ１がオフしているオフ期間に、出力電圧Ｖｏが通過し、オフ期間の最終値がサンプリングされることになる。

また、クロック信号ＣＬＫとは別に、Ｈレベルのクロック信号ＣＬＫの発生（オン期間の開始）から一定時間（極めて短い期間）だけＨレベルとなるパルス信号を制御信号ＳＧ４として生成するようにしてもよい。

・上記第４実施形態のサンプルホールド回路３０ｂでは、制御信号ＳＧ６（クロック信号ＣＬＫ）に応じて出力電圧Ｖｏをサンプルホールドすることにより、出力トランジスタＴ１がオフするオフ期間の開始時に、出力電圧Ｖｏをサンプルホールドするようにした。これに限らず、例えば制御信号ＳＧ５を制御信号ＳＧ６としてスイッチ回路ＳＷ１に供給するようにしてもよい。これにより、出力トランジスタＴ１がオンしているオン期間に、出力電圧Ｖｏが通過し、オン期間の最終値がサンプリングされることになる。

また、クロック信号ＣＬＫとは別に、Ｈレベルのクロック信号ＣＬＫの発生（オフ期間の開始）から一定時間（極めて短い期間）だけＨレベルとなるパルス信号を制御信号ＳＧ６として生成するようにしてもよい。

・上記第４実施形態におけるスロープ信号生成回路９０に代えて、出力電圧Ｖｏに所定の傾斜を有するランプ波を重畳してスロープ信号を生成するスロープ信号生成回路を設けるようにしてもよい。この場合には、比較器５０ｂの反転入力端子にスロープ信号が入力され、非反転入力端子に反転電圧Ｖｘが入力され、その比較器５０ｂにおいてスロープ信号と反転電圧Ｖｘとが比較されることになる。

・上記第４実施形態におけるスロープ信号生成回路９０を省略するようにしてもよい。
・上記第２〜第４実施形態における比較器５０，５０ａ，５０ｂでは、フィードバック信号として出力電圧Ｖｏと、反転電圧Ｖｘ（スロープ信号Ｖｓ）とを比較するようにした。これに限らず、例えば第５実施形態のように、フィードバック信号として分圧電圧Ｖａと、反転電圧Ｖｘ（スロープ信号Ｖｓ）とを比較するようにしてもよい。

・上記各実施形態におけるサンプルホールド回路３０内のコンデンサＣ２の容量が十分に大きい（例えば１μＦ）場合には、コンデンサＣ２の電荷が反転増幅回路４０の抵抗成分に流れることが抑制されるため、バッファ回路３１を省略してもよい。

・上記各実施形態では、サンプルホールド回路３０により出力電圧Ｖｏのピーク値をサンプルホールドするようにしたが、これに限らず、例えばピークホールド回路により出力電圧Ｖｏのピーク値をホールドするようにしてもよい。

・上記各実施形態における出力トランジスタＴ１を各制御回路２０ａ，２０ｂ，２１ａ，２１ｂに含めるようにしてもよい。また、コンバータ部１０，１１を各制御回路２０ａ，２０ｂ，２１ａ，２１ｂに含めるようにしてもよい。

・上記各実施形態では、出力トランジスタＴ１をＮチャネルＭＯＳトランジスタに具体化したが、スイッチング素子であれば特に制限されない。例えば、出力トランジスタＴ１をＰチャネルＭＯＳトランジスタやバイポーラトランジスタで構成するようにしてもよい。

・上記第１及び第２実施形態では、出力電圧Ｖｏと反転電圧Ｖｘとを比較し、その結果に応じて出力トランジスタＴ１のオンタイミングを設定するボトム検出型ＰＦＭ方式のＤＣ−ＤＣコンバータに具体化した。これに限らず、例えば出力電圧Ｖｏと反転電圧Ｖｘとを比較し、その結果に応じて出力トランジスタＴ１のオフタイミングを設定するトップ検出型ＰＦＭ方式のＤＣ−ＤＣコンバータに具体化してもよい。すなわち、サンプルホールド回路３０にて出力電圧Ｖｏのボトム値をサンプルホールドし、反転増幅回路４０にて基準電圧Ｖｒを基準にして上記ホールドしたサンプルホールド電圧Ｖｓｈ（電圧信号Ｖｓｈ１）を反転させて反転電圧Ｖｘを生成する。そして、出力電圧Ｖｏがその反転電圧Ｖｘよりも高くなったときにオフパルスを所定時間出力するようにしてもよい。

・上記各実施形態では、入力電圧Ｖｉｎを降圧した出力電圧Ｖｏを生成する降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに具体化したが、入力電圧Ｖｉｎを昇圧した出力電圧Ｖｏを生成する昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに具体化してもよい。

・上記各実施形態では、非同期整流方式のＤＣ−ＤＣコンバータに具体化したが、同期整流方式のＤＣ−ＤＣコンバータに具体化してもよい。
以上の様々な実施の形態をまとめると、以下のようになる。
（付記１）
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御回路であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値又はボトム値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、
前記検出信号に応じて、前記スイッチ素子を一定時間オン又はオフする制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とする電源電圧制御回路。
（付記２）
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御回路であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるボトム値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、
一定周期のパルス信号を生成する発振器と、
前記パルス信号に応じて前記スイッチ素子をオンするように制御し、前記検出信号に応じて前記スイッチ素子をオフするように制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とする電源電圧制御回路。
（付記３）
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御回路であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記反転信号に所定の傾斜を有するランプ波を重畳してスロープ信号を生成するスロープ信号生成回路と、
前記フィードバック信号が前記スロープ信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、
一定周期のパルス信号を生成する発振器と、
前記検出信号に応じて前記スイッチ素子をオンするように制御し、前記パルス信号に応じて前記スイッチ素子をオフするように制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とする電源電圧制御回路。
（付記４）
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御回路であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記フィードバック信号に所定の傾斜を有するランプ波を重畳してスロープ信号を生成するスロープ信号生成回路と、
前記スロープ信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、
一定周期のパルス信号を生成する発振器と、
前記検出信号に応じて前記スイッチ素子をオンするように制御し、前記パルス信号に応じて前記スイッチ素子をオフするように制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とする電源電圧制御回路。
（付記５）
前記ホールド回路における前記ホールド信号の減衰分を補償するように、前記反転増幅回路の利得を設定するようにしたことを特徴とする付記１〜４のいずれか１つに記載の電源電圧制御回路。
（付記６）
前記反転増幅回路の利得を１〜２に設定することを特徴とする付記１〜５のいずれか１つに記載の電源電圧制御回路。
（付記７）
前記ホールド回路は、スイッチ回路と第１コンデンサとを含むサンプルホールド回路であって、
前記サンプルホールド回路は、前記スイッチ素子がオンするオン期間、又は前記スイッチ素子がオフするオフ期間の開始時、又は前記オフ期間の開始後から一定期間に、前記スイッチ回路をオン・オフ制御して前記フィードバック信号のピーク値を前記第１コンデンサにサンプルホールドすることを特徴とする付記１，３，４に記載の電源電圧制御回路。
（付記８）
前記ホールド回路は、スイッチ回路と第１コンデンサとを含むサンプルホールド回路であって、
前記サンプルホールド回路は、前記スイッチ素子がオフするオフ期間、又は前記スイッチ素子がオンするオン期間の開始時、又は前記オン期間の開始後から一定時間に、前記スイッチ回路をオン・オフ制御して前記フィードバック信号のピーク値を前記第１コンデンサにサンプルホールドすることを特徴とする付記２に記載の電源電圧制御回路。（図８）
（付記９）
前記サンプルホールド回路は、前記スイッチ回路及び前記第１コンデンサ間の接続点と、前記反転増幅回路との間に設けられたローパスフィルタを含むことを特徴とする付記７又は８に記載の電源電圧制御回路。
（付記１０）
前記ローパスフィルタは、抵抗と、前記第１コンデンサと同等の容量値を有する第２コンデンサとを含むことを特徴とする付記９に記載の電源電圧制御回路。
（付記１１）
前記ローパスフィルタの帯域幅をスイッチング周波数と同等に設定することを特徴とする付記１０に記載の電源電圧制御回路。
（付記１２）
前記反転増幅回路の帯域幅をスイッチング周波数よりも低く設定することを特徴とする付記１〜８のいずれか１つに記載の電源電圧制御回路。
（付記１３）
前記サンプルホールド回路は、前記スイッチ回路及び前記第１コンデンサ間の接続点と、前記反転増幅回路との間に設けられたバッファ回路を含み、
前記バッファ回路の帯域幅をスイッチング周波数よりも低く設定することを特徴とする付記７又は８に記載の電源電圧制御回路。
（付記１４）
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御方法であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値又はボトム値をホールドしてホールド信号を生成するステップと、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成するステップと、
前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成するステップと、
前記検出信号に応じて、前記スイッチ素子を所定時間オン又はオフする制御信号を生成するステップと、
を含むことを特徴とする電源電圧制御方法。
（付記１５）
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御方法であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるボトム値をホールドしてホールド信号を生成するステップと、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成するステップと、
前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成するステップと、
前記検出信号に応じて前記スイッチ素子をオフするように制御し、一定周期のパルス信号に応じて前記スイッチ素子をオンするように制御制御信号を生成するステップと、
を含むことを特徴とする電源電圧制御方法。
（付記１６）
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御方法であって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値をホールドしてホールド信号を生成するステップと、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成するステップと、
前記反転信号に所定の傾斜を有するランプ波を重畳してスロープ信号を生成するステップと、
前記フィードバック信号が前記スロープ信号を横切る場合を検出して検出信号を生成するステップと、
前記検出信号に応じて前記スイッチ素子をオンするように制御し、一定周期のパルス信号に応じて前記スイッチ素子をオフするように制御する制御信号を生成するステップと、
を含むことを特徴とする電源電圧制御方法。
（付記１７）
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための制御回路を備えるＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記制御回路は、
出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値又はボトム値をホールドするホールド回路と、
前記ホールドされたホールド信号を、基準電圧を基準にして反転増幅させた反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記フィードバック信号と前記反転信号とを比較し、その比較結果に応じた信号を生成する比較器と、
前記比較器の比較結果に応じて、前記スイッチ素子をオン・オフ制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記１８）
スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための制御回路を備えるＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記制御回路は、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値又はボトム値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、
前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、
前記検出信号に応じて、前記スイッチ素子を所定時間オン又はオフする制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を含むことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。

１ａ，１ｂ，１ｃ，２ａ，２ｂ ＤＣ−ＤＣコンバータ
２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２１ａ，２１ｂ 制御回路（電源電圧制御回路）
３０，３０ａ，３０ｂ，３０ｃ サンプルホールド回路（ホールド回路）
３１ バッファ回路
３２ ローパスフィルタ
４０，４０ａ，４０ｂ，４０ｃ 反転増幅回路
５０，５０ａ，５０ｂ 比較器
６０ モノマルチ回路（制御信号生成回路）
７０ ＲＳ−フリップフロップ回路（制御信号生成回路）
８０ 発振器
９０ スロープ信号生成回路
Ｔ１ 出力トランジスタ（スイッチ素子）
Ｃ２ コンデンサ（第１コンデンサ）
Ｃ３ コンデンサ（第２コンデンサ）
ＳＷ１ スイッチ回路
Ｖｏ 出力電圧（フィードバック信号）
Ｖｉｎ 入力電圧
Ｖｒ 基準電圧
Ｖｓｈ サンプルホールド電圧（ホールド信号）
Ｖｘ 反転電圧（反転信号）
Ｖｓ スロープ信号

Claims (9)

1. スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御回路であって、
   前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値又はボトム値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
   前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、
   前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、
   前記検出信号に応じて、前記スイッチ素子を所定時間オン又はオフする制御信号を生成する制御信号生成回路と、
   を含むことを特徴とする電源電圧制御回路。
2. スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御回路であって、
   前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるボトム値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
   前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、
   前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、
   一定周期のパルス信号を生成する発振器と、
   前記パルス信号に応じて前記スイッチ素子をオンするように制御し、前記検出信号に応じて前記スイッチ素子をオフするように制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、
   を含むことを特徴とする電源電圧制御回路。
3. スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御回路であって、
   前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
   前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成する反転増幅回路と、
   前記反転信号に所定の傾斜を有するランプ波を重畳してスロープ信号を生成するスロープ信号生成回路と、
   前記フィードバック信号が前記スロープ信号を横切る場合を検出して検出信号を生成する比較器と、
   一定周期のパルス信号を生成する発振器と、
   前記検出信号に応じて前記スイッチ素子をオンするように制御し、前記パルス信号に応じて前記スイッチ素子をオフするように制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、
   を含むことを特徴とする電源電圧制御回路。
4. 前記ホールド回路における前記ホールド信号の減衰分を補償するように、前記反転増幅回路の利得を設定するようにしたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源電圧制御回路。
5. 前記ホールド回路は、スイッチ回路と第１コンデンサとを含むサンプルホールド回路であって、
   前記サンプルホールド回路は、前記スイッチ素子がオンするオン期間、又は前記スイッチ素子がオフするオフ期間の開始時、又は前記オフ期間の開始後から一定期間に、前記スイッチ回路をオン・オフ制御して前記フィードバック信号のピーク値を前記第１コンデンサにサンプルホールドすることを特徴とする請求項１又は３に記載の電源電圧制御回路。
6. 前記サンプルホールド回路は、前記スイッチ回路及び前記第１コンデンサ間の接続点と、前記反転増幅回路との間に設けられたローパスフィルタを含み、
   前記ローパスフィルタは、抵抗と、前記第１コンデンサと同等の容量値を有する第２コンデンサとを含むことを特徴とする請求項５に記載の電源電圧制御回路。
7. 前記反転増幅回路の帯域幅をスイッチング周波数よりも低く設定することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載の電源電圧制御回路。
8. スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための電源電圧制御方法であって、
   前記出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値又はボトム値をホールドしてホールド信号を生成するステップと、
   前記ホールド信号を、前記基準電圧を基準にして反転増幅させて反転信号を生成するステップと、
   前記フィードバック信号が前記反転信号を横切る場合を検出して検出信号を生成するステップと、
   前記検出信号に応じて、前記スイッチ素子を所定時間オン又はオフする制御信号を生成するステップと、
   を含むことを特徴とする電源電圧制御方法。
9. スイッチ素子をオン・オフ制御することにより、入力電圧から基準電圧に応じた出力電圧を生成するための制御回路を備えるＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   前記制御回路は、
   出力電圧に応じたフィードバック信号のピーク値であるトップ値又はボトム値をホールドしてホールド信号を生成するホールド回路と、
   前記ホールド信号を、基準電圧を基準にして反転増幅させた反転信号を生成する反転増幅回路と、
   前記フィードバック信号と前記反転信号とを比較し、その比較結果に応じた信号を生成する比較器と、
   前記比較器の比較結果に応じて、前記スイッチ素子をオン・オフ制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、
   を含むことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。

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