JP2010237087A - Radar apparatus and method for measuring radio wave arrival direction using the same - Google Patents
Radar apparatus and method for measuring radio wave arrival direction using the same Download PDFInfo
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Abstract
Description
本発明は、レーダ装置及びそれを用いた電波到来方向の計測方法に係り、特に、連続的な電波を用いて障害物の方位を高精度に計測する車載レーダ装置に適したレーダ装置及びそれを用いた電波到来方向の計測方法に関する。 The present invention relates to a radar device and a method of measuring the direction of arrival of radio waves using the radar device, and more particularly to a radar device suitable for an on-vehicle radar device that measures the direction of an obstacle with high accuracy using continuous radio waves and the same. The present invention relates to a method of measuring the direction of arrival of radio waves used.
従来のレーダ装置において、検知ターゲットの方位角を計測する方式はいくつかある。例えば、電波の照射方向を水平方向に走査するスキャン方式や、複数のアンテナで受信された信号の差異を利用するモノパルス方式がある。また近年ではＭＵＳＩＣやＥＳＰＲＩＴなどの到来方向推定手法（非特許文献１）が注目されている。これらの手法を車載レーダに応用する場合、受信波の全周波数の信号にＭＵＳＩＣやＥＳＰＲＩＴを行うのではなく、受信信号にＦＦＴを施して得られたスペクトル上の周波数ピークを形成する信号のみに対して実施することで、演算量を削減するとともに、計測したいターゲット以外からの反射波の影響を除外している（例えば特許文献１）。 In the conventional radar apparatus, there are several methods for measuring the azimuth angle of the detection target. For example, there are a scan method that scans the irradiation direction of radio waves in the horizontal direction and a monopulse method that uses the difference between signals received by a plurality of antennas. In recent years, attention has been paid to arrival direction estimation methods (Non-patent Document 1) such as MUSIC and ESPRIT. When these methods are applied to in-vehicle radar, MUSIC and ESPRIT are not performed on the signals of all frequencies of the received waves, but only on signals that form frequency peaks on the spectrum obtained by performing FFT on the received signals. This reduces the amount of calculation and excludes the influence of reflected waves from other than the target to be measured (for example, Patent Document 1).
特許文献２には、受信信号から相関行列を作成し、到来方位の組み合わせを探索する方位測定方法が開示されている。
また、特許文献３には、ＭＵＳＩＣ方式等に適用される到来波数の推定技術であって、複数のアンテナで受信された受信信号から作成した相関行列の固有値を正規化し、信号と雑音を区別するための閾値を設定し、この閾値より大きい固有値の数を到来波の数と推定するものが開示されている。
自動車で走行時に障害物や前方走行車両までの距離や方位角を計測するために、ミリ波を利用したレーダ装置が広く利用されている。レーダ装置は電波を放射し、障害物や前方走行車両などの物体による反射波を受信する。そして、受信した反射波の強弱、周波数のドップラーシフト、電波の発射から反射波の受信までの伝搬時間などを検出し、その結果から物体までの距離や方位角、相対速度などを計測する。近年では、このようなレーダ装置を自動車に搭載し、障害物や先行車両を検出し、その結果に基づいて運転制御をおこなう定速走行装置や車間距離制御装置が開発、実用化されている。 Radar devices using millimeter waves are widely used to measure the distance and azimuth to obstacles and vehicles traveling ahead when traveling in an automobile. The radar device emits radio waves and receives reflected waves from objects such as obstacles and vehicles traveling ahead. Then, the intensity of the received reflected wave, the Doppler shift of the frequency, the propagation time from the emission of the radio wave to the reception of the reflected wave, etc. are detected, and the distance, azimuth, relative speed, etc. to the object are measured from the result. In recent years, a constant speed traveling device and an inter-vehicle distance control device that mount such a radar device on an automobile, detect an obstacle and a preceding vehicle, and perform operation control based on the detected result have been developed and put to practical use.
ＭＵＳＩＣやＥＳＰＲＩＴは高分解能な方位角の計測を可能とするが、ターゲットが複数存在しそれらによる反射波のドップラー周波数が同一となる場合、すなわち複数の反射波の相関が強い状態ではそのまま適用できない。このような状況では、ＭＵＳＩＣやＥＳＰＲＩＴを利用する前に、例えば空間平均法を利用して相関を下げる必要がある。しかしながら、空間平均法を利用するにはアンテナ素子数を増やさなければならないという欠点がある。例えば、ターゲットがＭ個あって、それらによる反射波の間に相関が無い場合は（Ｍ＋１）素子以上のアンテナでＭＵＳＩＣやＥＳＰＲＩＴを用いて方位角を計測できるが、相関が強い場合は２Ｍ素子以上必要になる。上記特許文献１、３や非特許文献１の発明は、このようなアンテナ素子数の増加という課題に対しての配慮がなされていない。
MUSIC and ESPRIT enable high-resolution azimuth measurement, but cannot be applied as they are when there are a plurality of targets and the Doppler frequencies of the reflected waves are the same, that is, when the correlation between the reflected waves is strong. In such a situation, before using MUSIC or ESPRIT, it is necessary to lower the correlation using, for example, a spatial averaging method. However, there is a drawback that the number of antenna elements must be increased to use the spatial averaging method. For example, if there are M targets and there is no correlation between the reflected waves, the azimuth can be measured using MUSIC or ESPRIT with an antenna of (M + 1) elements or more, but if the correlation is strong, 2M elements or more I need it. In the inventions of
一方、特許文献２には、アンテナ素子数を増大させずに、高分解能な方位角計測を実現できると記載されている。
On the other hand,
本願の発明者等は、特許文献２に記載の発明について、独自の解釈、検討により、その技術的な課題を見出した。すなわち、特許文献２に開示された方式では、ターゲットの存在を正確に検知できない場合がある。
The inventors of the present application have found a technical problem with the invention described in
まず、特許文献２に記載の発明について、その原理の解釈の一例を、図１９の参考図を用いて説明する。
First, an example of the interpretation of the principle of the invention described in
図１９は、複数（Ｋ個）のアンテナ素子を備えたレーダの受信器である。３方向から到来する電波１の方位角を計測する状況を例にとり説明する。Ｋ個のアンテナ２で受信されたアナログ信号はＡ／Ｄ変換機３によりデジタル信号に変換され、その後信号処理部４で演算が行われる。ここで各チャンネルから得られた信号に対して振幅と位相の重み付け制御を行い合成することで、受信器の受信強度の方位角依存性を変化させることができる。図１９の受信強度パターン５はその一例として、電波の到来方向の受信感度をゼロにした受信強度パターンを示している。この受信感度ゼロの方向をヌルと呼び、一般にＫ個のアンテナを有する受信器では最大で（Ｋ−１）個のヌルを生成することができる。図１９の様にヌルを電波の到来方向に向けた場合、合成信号電力はゼロとなる。見方を変えてヌルを様々な方向に走査して、合成信号電力がゼロとなる条件を探すことで電波の到来方向を計測できる。
FIG. 19 shows a radar receiver including a plurality (K) of antenna elements. A situation where the azimuth angle of the
本発明は、このような、ヌルを様々な方向に走査して合成信号電力がゼロとなる条件を探すことで電波の到来方向を計測する方式に関するものである。 The present invention relates to a method of measuring the arrival direction of radio waves by scanning the null in various directions and searching for a condition where the combined signal power becomes zero.
以下、特許文献２に開示された、合成信号電力の探索技術について述べる。図１９を用いて説明した手法では、合成信号電力がゼロとなる条件を探索する。しかしここで生じる疑問は、合成信号電力がゼロとなるのが、ヌルを電波の到来方向に向けた時だけかという解の一意性に関する問題である。
The combined signal power search technique disclosed in
実際にはこの解が一意に決定できるとは限らない。これを、図２０を用いて説明する。図２０に示した受信強度パターン６は、ヌル１個が電波１（Ｂ）の到来方向を向いているが、残りのヌル２個は電波１（Ａ）、１（Ｃ）の方向に向いていない。このときの合成信号は、電波１（Ａ）、１（Ｃ）の信号を含んでいる。ところで、図１９、図２０に示した受信強度パターンは強度のみを表しているが実際には複素位相情報も持っている。図２０において、合成信号に含まれている電波１（Ａ）、１（Ｃ）の信号の強度が等しく、さらに位相が１８０度ずれている場合は、２つの信号が相殺して合成信号電力がゼロになる可能性がある。この時、ヌルが電波の到来方向を向いているという誤った判断をして、ヌルの向いている方向を出力すると、誤った角度計測結果を出力することになる。
In practice, this solution cannot always be determined uniquely. This will be described with reference to FIG. In the received
本発明は、上記特許文献２に記載の発明に内在する技術的な課題を解消するためになされたものである。
The present invention has been made to solve the technical problem inherent in the invention described in
すなわち、本発明の目的は、ヌルが反射波の到来方向と一致していない場合に合成信号電力がゼロになってしまうのを防ぎ、それにより誤った方位角計測結果を出力しないレーダ装置及びそれを用いた電波到来方向の計測方法を提供することにある。 That is, an object of the present invention is to prevent the combined signal power from becoming zero when null does not coincide with the arrival direction of the reflected wave, and thereby to prevent output of an erroneous azimuth measurement result and The object is to provide a method of measuring the direction of arrival of radio waves using the.
本発明の代表的なものの一例を示せば以下の通りである。即ち、本発明のレーダ装置は、アンテナユニットと信号処理部を備え、送信された電波がターゲットで反射して戻ってくる電波を受信信号として受信し、信号処理に基づいて前記ターゲットの方位を計測するものであって、前記アンテナユニットは、アレイ状に配置された複数の受信アンテナを有し、前記ターゲットと該レーダ装置との相対的な位置関係が時間の経過とともに変化する状態で前記受信信号を受信し得る機能を備えており、前記信号処理部は、前記複数の受信アンテナで受信された信号を受信順に並べた信号行列を作成する信号行列作成処理部と、前記信号行列から相関行列を演算する相関行列演算処理部と、前記相関行列からターゲットの個数を推定するターゲット個数推定処理部と、前記相関行列に、重みベクトルを掛け算することにより、受信利得をゼロまたは小さくした方位角をスキャンしながら合成信号電力を計算する合成信号電力演算処理部と、前記合成信号電力をゼロまたは最小とする重みベクトルを用いたときに前記受信利得がゼロまたは小さくなっている方位角を演算し、前記ターゲットの方位角を計測する合成信号電力最小探索処理部を備えていることを特徴とする。 An example of a representative one of the present invention is as follows. That is, the radar apparatus according to the present invention includes an antenna unit and a signal processing unit, receives a radio wave that is transmitted and reflected by a target as a reception signal, and measures the direction of the target based on signal processing. The antenna unit includes a plurality of receiving antennas arranged in an array, and the received signal is in a state in which a relative positional relationship between the target and the radar apparatus changes with time. The signal processing unit includes a signal matrix creation processing unit that creates a signal matrix in which signals received by the plurality of reception antennas are arranged in reception order, and a correlation matrix from the signal matrix. A correlation matrix calculation processing unit for calculating, a target number estimation processing unit for estimating the number of targets from the correlation matrix, and multiplying the correlation matrix by a weight vector. By using the combined signal power calculation processing unit that calculates the combined signal power while scanning the azimuth with the reception gain being zero or small, and the weight vector that makes the combined signal power zero or minimum, the reception A combined signal power minimum search processing unit for calculating an azimuth angle at which the gain is zero or small and measuring the azimuth angle of the target is provided.
本発明によれば、ドップラー周波数が同一となるＭ個のターゲットによる反射波が存在する状況においても、（Ｍ＋１）素子の受信アンテナを有するレーダを用いてそれぞれの方位角を安定して計測することが可能となる。
これによりアンテナ素子数の増大を抑えられるため、少ない部品点数で正確かつ高分解能な方位角計測が可能となる。
According to the present invention, even in a situation where there are reflected waves from M targets having the same Doppler frequency, each azimuth angle can be stably measured using a radar having a receiving antenna of (M + 1) elements. Is possible.
As a result, an increase in the number of antenna elements can be suppressed, so that accurate and high-resolution azimuth measurement can be performed with a small number of parts.
車載レーダの利用シーンを考えると、レーダ搭載車両と検知したいターゲットのどちらか一方、または両方が動いている場合が多い。そこで本発明では、レーダとターゲットの位置関係が時々刻々変化することを利用する。この位置関係の変化は例えば数ｃｍ程度あれば十分である。 Considering the use scene of in-vehicle radar, there are many cases where one or both of the radar-equipped vehicle and the target to be detected are moving. Therefore, the present invention utilizes the fact that the positional relationship between the radar and the target changes from moment to moment. For example, it is sufficient that the positional change is about several centimeters.
図２０を用いて説明した誤計測が起こるか否かは、レーダからターゲットまでの距離や角度に依存する。しかし適当な距離範囲あるいは角度範囲で得られた受信信号を平均処理して使用すれば、上記のような誤計測は発生しなくなる。その原理は後の実施例にて説明する。本発明では、上記の平均処理を実施するために、所定の計測時間内に得られた受信信号を受信時刻に沿って並べた行列（以下、信号行列と呼ぶ）を作成し、その共分散行列（以下、相関行列と呼ぶ）を利用する。ここで所定の計測時間とは、例えば数十ミリ秒オーダーの時間である。 Whether or not the erroneous measurement described with reference to FIG. 20 occurs depends on the distance and angle from the radar to the target. However, if the received signals obtained in an appropriate distance range or angle range are averaged and used, the above erroneous measurement does not occur. The principle will be described in a later embodiment. In the present invention, in order to perform the above average processing, a matrix (hereinafter referred to as a signal matrix) in which received signals obtained within a predetermined measurement time are arranged along the reception time is created, and the covariance matrix is created. (Hereinafter referred to as a correlation matrix). Here, the predetermined measurement time is, for example, a time on the order of several tens of milliseconds.
受信信号すべてをそのまま時間的に並べてその相関行列を作ってしまうと、計測したい「ターゲット群」以外からの反射信号も混入してしまうため方位角計測性能が劣化する。ここで「ターゲット群」と呼んだ理由は、１つのドップラー信号を与えるターゲットが、単一かもしれないし、複数であるかもしれないからである。方位角を計測したいドップラー信号ごと個別に相関行列を作成することが有効である。しかし、レーダとターゲットの位置関係または相対速度関係が時々刻々変化する状況では、計測されるドップラー周波数も時々刻々変化するため、どの周波数の信号を同一のターゲット群からの反射信号として扱うかが重要である。 If all the received signals are arranged in time and the correlation matrix is created, reflected signals from other than the “target group” to be measured are also mixed, so the azimuth angle measurement performance deteriorates. The reason why the term “target group” is used here is that there may be a single target or a plurality of targets that provide one Doppler signal. It is effective to create a correlation matrix for each Doppler signal whose azimuth is to be measured. However, in situations where the positional relationship or relative velocity relationship between the radar and the target changes from time to time, the measured Doppler frequency also changes from time to time, so it is important to determine which frequency signal is treated as a reflection signal from the same target group. It is.
本発明では、レーダ装置のターゲット信号分類処理部において、連続する時刻の計測でドップラー周波数、距離、速度の少なくとも１つ以上が近接している信号を同一ターゲット群からの信号とみなす分類を実施し、信号行列作成処理部でそのターゲット群ごとに信号行列Ｘを作成する。 In the present invention, in the target signal classification processing unit of the radar apparatus, classification is performed in which signals having at least one of Doppler frequency, distance, and speed in close time measurement are regarded as signals from the same target group. The signal matrix creation processing unit creates a signal matrix X for each target group.
続いて、相関行列演算処理部で上記の信号行列の共分散行列を演算して相関行列ＲXXを作成する。
次に、ターゲット個数推定処理部でこの信号が何個のターゲットによる反射波を含んでいるかを計算する。
前記ターゲット個数推定処理部での結果がＬ個であったとすると、サブ相関行列抽出処理部１１では前記相関行列から（Ｌ＋１）行（Ｌ＋１）列のサブ相関行列ＳXXを抽出する。
次に合成信号電力演算処理部で、上記サブ相関行列ＳXXに方位角θをパラメータに持つ重みベクトルを掛け算することで合成信号Ｙを計算し、それを２乗した合成信号電力（式１）を様々なθの組み合わせについて計算する。
Subsequently, the correlation matrix calculation processing unit calculates the covariance matrix of the signal matrix to create a correlation matrix R XX .
Next, the target number estimation processing unit calculates how many targets reflect the signal.
Wherein the result of the target number estimation processing unit is assumed to be the L, extracted from the correlation matrix in the sub-correlation matrix extraction unit 11 (L + 1) rows (L + 1) sub-correlation matrix S XX columns.
Next, a combined signal power calculation processing unit calculates a combined signal Y by multiplying the sub-correlation matrix S XX by a weight vector having an azimuth angle θ as a parameter, and a combined signal power obtained by squaring it (Equation 1) Are calculated for various combinations of θ.
最後に、合成信号電力最小探索処理部で上記の合成受信電力（式１）を最小にする重みベクトルを与えたθを探索し、その値をターゲットの位置する方位角情報として出力する。 Finally, the combined signal power minimum search processing unit searches for θ given the weight vector that minimizes the combined received power (Equation 1), and outputs the value as azimuth angle information where the target is located.
以下、図面を参照しながら、本発明に係る実施形態を詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
以下、本発明の第一の実施形態を、図１〜図１５を用いて説明する。
本実施例では、ターゲットまでの距離、速度を計測するために、２周波ＣＷ方式を採用したレーダ装置を例に取り説明するが、ＦＭＣＷ方式でも同じ効果を得ることができる。なおＦＭＣＷ方式を採用した場合には、計測される反射信号の周波数は、ターゲットとレーダとの相対速度差で決まるドップラー周波数だけでなく、両者の距離にも依存するが、以下では簡単のために距離による周波数成分も含めてドップラー周波数と記述することにする。
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
In this embodiment, a radar apparatus adopting a two-frequency CW method is used as an example to measure the distance and speed to the target. However, the same effect can be obtained with the FMCW method. When the FMCW method is adopted, the frequency of the reflected signal to be measured depends not only on the Doppler frequency determined by the relative speed difference between the target and the radar, but also on the distance between the two. The Doppler frequency including the frequency component due to distance will be described.
本実施例を実施するためのレーダ装置のブロック図を、図１を用いて説明する。 A block diagram of a radar apparatus for carrying out this embodiment will be described with reference to FIG.
車に搭載されるレーダ装置２５は、アンテナユニットと信号処理部１４とアナログ回路部１５を備えている。アンテナユニットは、送信アンテナ１９とＫチャンネル（Ｋ＞２）の受信アンテナ２０（アンテナ素子＃１〜＃Ｋ）を備えている。レーダ装置２５のアナログ回路部１５は、送信系に、変調器１６、発振器１７、及び送信アンテナ１９に接続された電力増幅器１８を備えている。また、受信系に、Ｋチャンネルの受信アンテナ２０の各アンテナ素子に各々対応したＫ組のミキサ回路２１、電力増幅器２２、及びＡ／Ｄコンバータ２３を備えている。信号処理部１４は、各Ａ／Ｄコンバータ２３から出力される受信信号を処理するために、ターゲット信号分類処理部７、信号行列作成処理部８、相関行列演算処理部９、ターゲット個数推定処理部１０、サブ相関行列抽出処理部１１、合成信号電力演算処理部１２、合成信号電力最小探索処理部１３、及び記憶装置（図示略）を有する。なお、信号処理部１４内の各処理部（７〜１３）は、例えば、コンピュータ内のメモリにロードされた各種のプログラムをＣＰＵにて実行することにより実現される。
The
本実施例では、信号処理部１４のターゲット信号分類処理部７において、連続する時刻の計測で得られたドップラー周波数、距離、速度の少なくとも１つ以上が近接している受信信号を、相対的な位置関係が同じ同一ターゲット群からの反射信号とみなす分類を実施し、信号行列作成処理部８で、そのターゲット群ごとに、受信信号を受信順に並べて信号行列Ｘを作成する。相関行列演算処理部９では、上記信号行列の共分散行列を演算して相関行列ＲXXを作成する。ターゲット個数推定処理部１０では、この信号が何個（Ｌ個）のターゲットによる反射波を含んでいるかを計算する。サブ相関行列抽出処理部１１では、前記相関行列から（Ｌ＋１）行（Ｌ＋１）列のサブ相関行列ＳXXを抽出する。合成信号電力演算処理部１２では、上記サブ相関行列ＳXXに方位角θをパラメータに持つ重みベクトルを掛け算することで合成信号Ｙを計算し、それを２乗した合成信号電力（前記式１）を様々なθの組み合わせについて計算する。合成信号電力最小探索処理部１３では、上記の合成受信電力（式１）を最小にする重みベクトルを与えたθを探索し、その値をターゲットの位置する方位角情報として出力する。
In this embodiment, in the target signal
発振器１７は、変調器１６からの変調信号に基づき、例えば、図２で示した周波数パターンで発振する。これは２周波ＣＷ方式の送信周波数パターンの例である。発振器１７から出力された信号は、電力増幅器１８で増幅された後、送信アンテナ１９から送信電波として監視領域へ向けて照射される。
The
送信アンテナ１９から送信された電波は、照射内に存在するターゲットによって反射され、返ってきた反射波は受信アンテナ２０により受信される。この受信信号はミキサ回路２１で送信信号とミキシングされることによってビート信号を生成させ、電力増幅器２２へ出力される。電力増幅器２２で増幅され出力された信号は、Ａ／Ｄコンバータ２３によってデジタル信号に変換された後、信号処理部１４へ送られる。
The radio wave transmitted from the
次に、図３〜図５を用いて、信号処理部１４による信号処理の流れを説明する。
始めに、図３に示すようにレーダ搭載車両２６の前方に検知したい車両が２台走行している状況を例にとり、説明する。なお、前方走行車両２７（Ａ）、２７（Ｂ）のレーダ搭載車両２６に対する相対速度は等しいが、車両２７（Ａ）、２７（Ｂ）はレーダ搭載車両２６とは異なる速度で走行しているものとする。この時、車両２６のレーダ２５で観測される、前方走行車両２７（Ａ）、２７（Ｂ）による反射波のドップラー周波数は一致している。
Next, the flow of signal processing by the
First, as shown in FIG. 3, a case where two vehicles that are to be detected are traveling in front of the radar-equipped
ただ、図３のシーンで相対的な位置関係が同じ状態で走行している場合であっても、厳密には図４Ａに示すように前方走行車両２７（Ａ）、２７（Ｂ）はレーダ搭載車両２６に対して縦方向、横方向にわずかに移動しながら走行しているのが普通である。従って、例えばレーダ搭載車両２６から前方走行車両２７（Ａ）、２７（Ｂ）までの距離Ｒは、図４Ｂに示すように、時間の経過（データ取得タイミング）と共にわずかに（ΔＲ）変動している。一例を示すと、数十ミリ秒のデータ取得タイミング毎に、数ｍｍの範囲のオーダーで距離が変動している。用途にもよるが、ΔＲ／Ｒは例えば０．１％以下のオーダーである。本発明では、このような、実質的に相対速度が等しいとみなせる走行状態であって、かつ、前方の複数の走行車両までの相対的位置が、データの取得タイミングレベルの時間間隔では、わずかな移動が起きることを利用する。すなわち、複数のデータの取得タイミングにまたがる方位計測周期内の受信データを平均処理することで、前記した「２つの信号が相殺して合成信号電力がゼロになる可能性」、ひいては、ヌルが電波の到来方向を向いているという誤った判断をして誤った角度計測結果が出力されるのを排除するものである。これらの詳細は、本実施例を通して明らかになる。
However, even if the relative positional relationship is traveling in the same state in the scene of FIG. 3, strictly speaking, the forward traveling vehicles 27 (A) and 27 (B) are equipped with radar as shown in FIG. 4A. In general, the
なお、レーダ搭載車両２６から前方の複数の車両までの距離が実質的に同じ場合でも、前方の各走行車両に路面の凹凸や勾配など走行条件にわずかな差が生じた場合、各前方走行車両における電波の最も反射強度の強い反射点（例えばパンパー等の反射部材上の点）の位置にわずかな移動が起きる。そのため、車両間の距離が同じ場合でも、このような走行条件の差による電波の反射点までの距離に変動があると、レーダで観測される前方の複数の走行車両よる反射波のドップラー周波数にはわずかな差を生ずる。本発明は、車両自体間の相対的な位置関係の変動のみならずこのような電波の反射点の変動も含めて、「相対的な位置関係」と定義する。
Even when the distance from the radar-equipped
また、図３の例では、前方走行車両２７（Ａ）、２７（Ｂ）は走行しているが、２台とも静止していたり、あるいはターゲットが車両ではなく例えば路側の両側に固定されたポールであっても構わない。その場合でもレーダに対する相対速度が等しくなる状況は同じである。ところで、図３で説明するように複数ターゲットによる反射波のドップラー周波数が一致する場合でなくても本実施例は有効であるが、本発明の効果は特にこのような場合に顕著である。 In the example of FIG. 3, the forward traveling vehicles 27 (A) and 27 (B) are traveling, but both of them are stationary, or the targets are not vehicles but are poles fixed on both sides of the road side, for example. It does not matter. Even in that case, the situation where the relative speeds with respect to the radar are equal is the same. By the way, the present embodiment is effective even when the Doppler frequencies of the reflected waves by the plurality of targets do not coincide as described in FIG. 3, but the effect of the present invention is particularly remarkable in such a case.
図５のフローチャートに示すように、信号処理部１４では、初めにステップ２８で、各Ａ／Ｄコンバータ２３から出力された受信信号に対するＦＦＴ処理が実施され、周波数スペクトルを得る。ターゲットによる反射波を受信した場合、周波数スペクトルには信号対雑音電力比(Ｓ／Ｎ)の大きい周波数ピークが観測される。
As shown in the flowchart of FIG. 5, the
図３のシーンでは、２つの前方走行車両２７（Ａ）、２７（Ｂ）による反射波のドップラー周波数は同一なので、周波数スペクトルは図６のように１つの周波数ピーク３９を持つ。周波数ピーク３９の信号は２つの反射信号を含んでおり、それらは相関が強い状態であると呼ばれる。
In the scene of FIG. 3, since the Doppler frequencies of the reflected waves by the two forward traveling vehicles 27 (A) and 27 (B) are the same, the frequency spectrum has one
なお、図４を用いて説明したように前方の走行車両２台は時間の経過と共に縦方向、横方向にそれぞれ移動しているのが普通であるが、ここでは、その移動量は小さく両者の反射波のドップラー周波数は実質的に同一の周波数として観測される状況を想定している。 As described with reference to FIG. 4, the two traveling vehicles in front usually move in the vertical direction and the horizontal direction with the passage of time, but here the amount of movement is small and both It is assumed that the Doppler frequency of the reflected wave is observed as substantially the same frequency.
このようにして、観測される周波数ピークをステップ２９のピークサーチ処理で抽出する。ある時刻ｔ１にアンテナ＃１（シャープと数字は複数ある受信アンテナに付けられたアンテナ素子の識別番号）から得られたある周波数ピークの複素振幅をＸ１（ｔ1）と表す。いまアンテナはＫ個あるので一度の計測で１つの周波数ピークに対して、Ｘ１（ｔ１）〜Ｘk（ｔ1）のＫ個の複素振幅が得られる。
In this way, the observed frequency peak is extracted by the peak search process in
次のステップ３０の距離、速度の計測処理で、ある時刻ｔ１に得られた複素振幅Ｘ１（ｔ1）と次の時刻ｔ2に得られた複素振幅Ｘ１（ｔ2）から、２周波ＣＷ方式の原理に従ってターゲットまでの距離とレーダに対するターゲットの相対速度が算出される。
From the complex amplitude X 1 (t 1 ) obtained at a certain time t 1 and the complex amplitude X 1 (t 2 ) obtained at the next time t 2 in the distance and speed measurement processing of the
次のステップ３１におけるターゲット信号の分類処理は、ターゲット信号分類処理部７で実行される。今は差し当たり周波数ピークが１個しかない図３の走行シーンを想定しているので、ターゲット信号を分類せずとも正しい結果を得ることができる。なお、ターゲット信号分類処理部７の処理内容については、周波数ピークが複数存在する場合を想定して、後で図１０〜図１５を用いて説明する。
The target signal classification processing in the
次の、ステップ３２の信号行列の作成処理は、信号行列作成処理部９で実行される。ステップ３２では、ある周波数ピークの複素振幅Ｘ１（ｔ１）〜Ｘk（ｔ1）を、所定の時間内に得られた回数だけ並べて、式２で表される信号行列Ｘを作成する。なお、式２は例として１０回の計測結果を利用する場合の数式である。
The signal matrix creation processing in
次のステップ３３では、相関行列演算処理部９で相関行列の作成が実行される。すなわち、ステップ３３では式３により相関行列ＲXXを計算する。
In the
ここで、式（４）は平均処理を表し、信号行列Ｘを作成する時に使用した計測回数（今の例だと１０）で割ることを意味する。 Here, the equation (4) represents an average process, and means that it is divided by the number of times of measurement (10 in this example) used when creating the signal matrix X.
なおここで重要なのは、車載レーダではレーダとターゲットとの相対的な位置関係が普通、時々刻々変化するため、式（４）で表される平均処理は、異なる位置関係にある時に得られた信号を平均化していると解釈できることである。 It is important to note that since the relative positional relationship between the radar and the target is usually changed every moment in the in-vehicle radar, the average processing expressed by the equation (4) is a signal obtained when the positional relationship is different. Can be interpreted as averaging.
次のステップ３４のターゲット個数推定処理は、ターゲット個数推定処理部１０で実行される。ステップ３４では、ある周波数ピークに何個のターゲットによる反射信号が重なっているかを推定する。以下、ここで推定されたターゲット個数をＬと表す。このターゲット個数推定処理は、例えば非特許文献１などで波数推定処理として紹介されている手法を採用する。図３の場合はターゲット個数Ｌ＝２と求まる。
The target number estimation processing of the
次のステップ３５において、サブ相関行列抽出処理部１１で相関行列抽出処理が実行される。背景技術で記述したようにＬ個の反射波を分離するためにはアンテナ素子数はＬ＋１個あれば良い。そこでステップ３５では使用するアンテナ（Ｌ＋１）個を選択し、相関行列ＲXXからその選択されたアンテナで受信された信号の相関成分を抜き出した（Ｌ＋１）行（Ｌ＋１）列のサブ相関行列ＳXXを抽出する。ここで、同じアンテナ素子が並んでいる状況を考えると、どのように（Ｌ＋１）個を選択しても良いが、例えば隣り合うアンテナ（Ｌ＋１）個を選ぶと測定角度範囲を最大にすることができる。一例としてアンテナ＃１〜アンテナ＃（Ｌ＋１）を選んだ（破線内の範囲を選択した）場合のサブ相関行列を、図７に示す。
In the
次のステップ３６の合成信号電力計算の処理は、合成信号電力演算処理部１２で実行される。ステップ３６では式５により、合成信号電力（式１）を計算する。
The combined signal power calculation processing in the
ここで、Ｗは（Ｌ＋１）行１列の重みベクトルであり、図１９，図２０で示したような受信強度パターンの方位角依存性を決定する因子である。
式６、はθ１，θ２，…，θL方向にヌルを持つ受信強度パターンで受信した合成信号電力を表す。
Here, W is a weight vector of (L + 1) rows and 1 column, and is a factor that determines the azimuth angle dependency of the received intensity pattern as shown in FIGS.
使用するアンテナ数が３個の場合の、重みベクトルＷ（θ１，θ２）の計算方法を説明する。図８Ａ、図８Ｂに示すように、まず３個あるアンテナのうち、隣り合う２つのアンテナで受信した信号から２組のペアを作る。そして式７の計算をすることにより、θ１方向にヌルを持つ２つの受信強度パターンで受信した信号を得る。
A method of calculating the weight vector W (θ 1 , θ 2 ) when the number of antennas to be used is three will be described. As shown in FIG. 8A and FIG. 8B, two pairs are first formed from signals received by two adjacent antennas among the three antennas. Then, by the calculation of
ここで、Ｘ1，Ｘ2，Ｘ3はある時刻に各チャンネルで受信した信号であり、またφ1は以下で定義される。 Here, X 1 , X 2 and X 3 are signals received on each channel at a certain time, and φ 1 is defined as follows.
続けてＸ12，Ｘ23を作ったのと同じ操作を繰り返し、以下の合成信号Ｘ123を作る。 Subsequently, the same operation as the generation of X 12 and X 23 is repeated to generate the following synthesized signal X 123 .
この合成信号Ｘ123は、θ１，θ２方向にヌルを持つ受信強度パターンで受信した合成信号である。式９の最終行の、横ベクトルの複素転置ベクトルが重みベクトルである。すなわち式１０になる。
This synthesized signal X123 is a synthesized signal received with a received intensity pattern having nulls in the θ 1 and θ 2 directions. The complex transposed vector of the horizontal vector in the last row of
使用するアンテナがさらに増えた場合も、Ｋチャンネルからアンテナペアを作って式８、式９と同等の処理を（Ｋ−１）回繰り返すことによりＫ行１列の重みベクトルＷ（θ１，θ２，…，θK-1）を計算することができる。
Even when the number of antennas to be used is further increased, an antenna pair is formed from the K channel and the processing equivalent to
重みベクトルは受信信号に依存しないため、予め様々なθ１，θ２，…，θLに対して計算しておくことができる。例えば検知角度内で０．１度刻みの値であって、全ての角度の組み合わせについて重みベクトルを用意しておく。それを用いて、様々な方向にヌルを向けた合成信号電力が計算できる。なお、実際には各アンテナ素子の利得の校正等をした重みベクトルを利用する。 Since the weight vector does not depend on the received signal, previously different theta 1, theta 2, ..., it may have been calculated for theta L. For example, it is a value in increments of 0.1 degrees within the detected angle, and weight vectors are prepared for all combinations of angles. Using this, the combined signal power with nulls directed in various directions can be calculated. In practice, a weight vector obtained by calibrating the gain of each antenna element is used.
次のステップ３７における合成信号電力最小探索の処理は、合成信号電力最小探索処理部１３で実行される。ステップ３６で計算された合成信号電力がゼロになるものを探す。実際には最小値を探す。その最小値を与えるθ１，θ２，…，θLの方向から反射波が来ているので、最後のステップ３８の方位角出力処理で、θ１，θ２，…，θLをターゲットの方位角として出力する。
The combined signal power minimum search processing in the
以下、式３で実施した平均処理により、計測性能が向上することを説明する。ここでも図３の場合を例にとり説明する。ここでの合成信号電力の式１１を書き下すと以下の式１２のようになっている。
Hereinafter, it will be described that the measurement performance is improved by the averaging process performed in
ここでΨA1などは以下で定義される。 Here, Ψ A1 and the like are defined as follows.
２つのヌルがターゲット方向（θA，θB）と一致したとき、すなわち式１４が成り立つときに、式１１がゼロになることは容易に示せる。
When two nulls coincide with the target direction (θ A , θ B ), that is, when
しかし、式１１＝０を満たす解がこれ以外に存在する可能性がある。一方、式３で平均処理を実施しておくと、式１１は以下の式になる。
However, there may be other solutions that satisfy
なぜなら、自動車レーダでは図４を用いて説明したように、レーダとターゲットとの位置関係が時々刻々変化するため、ΨA1-ΨB1は[０,２π]の一様分布に近似され、ある時間平均をとると式１６に収束することが期待されるからである。
This is because, as in the automotive radar has been described with reference to FIG. 4, since the positional relationship between the radar and the target is changed every moment, Ψ A1 -Ψ B1 is approximated to a uniform distribution of [0,2], a time This is because convergence to
式１５で、式１１＝０を満たすのは、式１４のときだけなので、ターゲットの方位角が一意に計測できる。
In
本発明の平均処理を実施する前後の計測結果の例を、図９Ａ、図９Ｂに示す。４０はターゲットの真の横位置、４１はレーダで計測された検知ターゲットの横位置を示す。本発明を実施しない場合には、図９Ａに示すように、前方走行車両２７（Ａ）、２７（Ｂ）が実際に存在していなかった、ターゲットの真の横位置４０よりも離れた横位置４１での誤計測データが出力される。これに対し、本発明の平均処理を実施すると、図９Ｂに示すようにターゲットの真の横位置４０上にのみ、前方走行車両２７（Ａ）、２７（Ｂ）に関する計測データが安定して出力され、真の位置よりも離れた横位置４１での誤計測データは無くなる。
Examples of measurement results before and after performing the averaging process of the present invention are shown in FIGS. 9A and 9B.
次に、先ほど省略したステップ３１におけるターゲット信号の分類処理の内容について説明する。ここでの処理は、ステップ２８で得られた周波数スペクトルに、ピークが２個以上存在するときに特に重要になる。そこで図３からさらに走行車両が１台増えた図１０のシーンを例にとり説明する。なお新たに追加された前方走行車両２７（Ｃ）の速度は前方走行車両２７（Ａ）、２７（Ｂ）より早い場合を例にとって説明する。このときの周波数スペクトルは、図１１に示すように２つの周波数ピーク３９、４２を持つ。
Next, the contents of the target signal classification process in
この例のように周波数ピークが複数個存在する場合は、各周波数ピークごとに信号行列Ｘを作成することが有効である。そのためには、異なる時刻に得られた周波数ピーク（３９、４２）を同一ターゲット群に起因するピークごとに分類しなければならない。なぜなら、例えば前方走行車両２７（Ａ）、（Ｂ）の方位角を計測したい時に、前方走行車両２７（Ｃ）からの信号が混入した信号行列を作ってしまうと正しい方位角が求まらないからである。例えば、式１7は時刻ｔ2で前方走行車両２７（Ｃ）の信号を誤って使用した信号行列である。
When there are a plurality of frequency peaks as in this example, it is effective to create a signal matrix X for each frequency peak. For this purpose, the frequency peaks (39, 42) obtained at different times must be classified for each peak attributed to the same target group. This is because, for example, when it is desired to measure the azimuth angle of the forward traveling vehicles 27 (A) and (B), if a signal matrix in which signals from the forward traveling vehicle 27 (C) are mixed is created, a correct azimuth angle cannot be obtained. Because. For example, the
ここで、Ｘ1_AB（ｔ1）などは前方走行車両２７（Ａ）、２７（Ｂ）によって反射された信号を時刻t1にアンテナ１で受信した複素振幅を表している。Ｘ1_C（ｔ２）などは前方走行車両２７（Ｃ）によって反射された信号を時刻ｔ2にアンテナ１で受信した複素振幅を表している。
Here, like X 1_AB (t 1) represents the complex amplitude received by the
このような誤った信号行列を作成しないために、ステップ３１では、図１２のフローチャートで詳細に示すターゲットの分類処理を実施する。まず、図１２のステップ４３で、前回時刻に計測されたピーク周波数の中から、最新時刻に計測されたあるピーク周波数ｆcurに最も近い周波数ｆprevを抽出する。次のステップ４４で、この周波数ｆprevが式１８を満たすか否かを判定する。
In order to prevent such an erroneous signal matrix from being generated, in
ここで、ε1は予め決められた閾値である。ここでの処理内容を、図１３を用いて説明する。図１３の（Ａ）は前回時刻tprevに計測された信号強度の状態、（Ｂ）は現在時刻tcurに計測された信号強度の状態を各々示している。現在時刻tcurに計測されたピーク周波数の一つｆcurと、前回時刻tprevに計測されたピーク周波数の一つ３９のｆprevとの差（絶対値）が小さい（＜ε1）ときに、両者は同じターゲット群からの反射信号であると判断される。式１８を満たす場合は、ステップ４５へ進む。現在時刻tcurに計測された他のピーク周波数が上記条件を満たさない場合は、ステップ４８へ進み、そのピーク周波数は異なるターゲット群による信号であると判断される。
Here, ε 1 is a predetermined threshold value. The processing contents here will be described with reference to FIG. FIG. 13A shows the state of the signal strength measured at the previous time t prev, and FIG. 13B shows the state of the signal strength measured at the current time t cur . When the difference (absolute value) between one peak frequency f cur measured at the current time t cur and one
ステップ４５ではピーク周波数ｆcurから２周波ＣＷ方式の原理にしたがって計測された距離Ｒcurと、ピーク周波数ｆprevから計測された距離Ｒprevが式１９を満たすか否かを判定する。
In
ここでε2は予め決められた閾値である。ここでの処理内容を、図１４Ａを用いて説明する。現在時刻tcurに計測された距離値の一つＲcurと、前回時刻tprevに計測された距離値の一つＲprevの差（絶対値）が小さい（＜ε2）ときに、両者は同じターゲット群からの反射信号であると判断される。式１９を満たす場合は、ステップ４６へ進む。距離値が上記条件を満たさない場合は、ステップ４８へ進み、その信号は異なるターゲット群による信号であると判断される。
Here, ε 2 is a predetermined threshold value. The processing contents here will be described with reference to FIG. 14A. And one R cur distance value measured in the current time t cur, when the difference of one R prev distance value measured last time t prev (absolute value) is smaller (<epsilon 2), both It is determined that the reflected signals are from the same target group. If the
ステップ４６では、ピーク周波数ｆcurから２周波ＣＷ方式の原理にしたがって計測された速度Ｖcurと、ピーク周波数ｆprevから計測された速度Ｖprevが式２０を満たすか否かを判定する。
In
ここでε3は予め決められた閾値である。ここでの処理内容を、図１４Ｂを用いて説明する。現在時刻tcurに計測された速度値の一つＶcurと、前回時刻tprevに計測された速度値の一つＶprevの差（絶対値）が小さい（＜ε３）ときに、両者は同じターゲット群からの反射信号であると判断される。式２０を満たす場合は、ステップ４７へ進み、２つの周波数ピークは同じターゲット群による信号であると判断する。このステップ４６は、２周波ＣＷ方式を採用している場合には実質的にステップ４４と同等なので省略することもできる。
Here, ε 3 is a predetermined threshold value. The processing contents here will be described with reference to FIG. 14B. And one V cur of the measured speed value to the current time t cur, when the difference of one V prev velocity value measured last time t prev (absolute value) is smaller (<epsilon 3), both It is determined that the reflected signals are from the same target group. When
なお、本実施例のターゲットの分類処理では、（１）周波数ｆprevが式１８を満たすか否か、（２）距離Ｒprevが式１９を満たすか否か、及び（３）速度Ｖprevが式２０を満たすか否か、の３つのアンド条件で判定するようにしているが、（１）〜（３）のいずれか１つの条件、あるいはいずれか２つのアンド条件で判定するようにしても良い。
In the target classification process of the present embodiment, (1) whether the frequency f prev satisfies
以上のターゲットの分類処理により、同一ターゲット群からの信号であると分類された信号同士だけを並べ、次に、信号行列を作成する（図５のステップ３２）。
Only the signals classified as signals from the same target group are arranged by the above target classification processing, and then a signal matrix is created (
以下、先に述べた図５のステップ３２からステップ３８までの処理が実行され、最終的に、最小値を与えるθ１，θ２，…，θLをターゲットの方位角として出力する。
Thereafter, the processing from
次に、図１０のシーンの前方走行車両２７（Ｃ）に対応する周波数ピーク４２からはターゲット個数推定結果はＬ＝１と求まる。そしてサブ相関行列抽出処理１１では２行２列のサブ相関行列が抽出され、合成信号Ｙはθ1だけの関数になり、一個の方位角が求まる。
Next, the target number estimation result is obtained as L = 1 from the
図１０のシーンに対する計測結果の例を図１５に示す。前方の３つの走行車両２７（Ａ）、２７（Ｂ）、２７（Ｃ）に関する各計測データが各ターゲットの真の横位置上に安定して出力されている。 An example of the measurement result for the scene of FIG. 10 is shown in FIG. Each measurement data regarding the three forward traveling vehicles 27 (A), 27 (B), and 27 (C) is stably output on the true lateral position of each target.
このように、本実施例によれば、ドップラー周波数が同一となるＭ個のターゲットによる反射波が存在する状況においても、（Ｍ＋１）素子の受信アンテナを有するレーダを用いてそれぞれのターゲットの方位角を安定して計測することが可能となる。これによりアンテナ素子数の増大を抑えられるため、少ない部品点数で正確かつ高分解能な方位角計測が可能となる。 As described above, according to the present embodiment, even in the situation where there are reflected waves from M targets having the same Doppler frequency, the azimuth angle of each target using a radar having (M + 1) element receiving antennas. Can be measured stably. As a result, an increase in the number of antenna elements can be suppressed, so that accurate and high-resolution azimuth measurement can be performed with a small number of parts.
図１に示した実施例１のレーダ装置２５は、複数の受信アンテナ２０（アンテナ素子＃１〜＃Ｋ）の各々に対応してアナログ回路部１５が、複数のミキサ回路２１、電力増幅器２２、Ａ／Ｄコンバータ２３を備えているが、これに代えて図１６のようにアナログ回路部１５にスイッチ回路５０を設け、複数の受信アンテナ２０（アンテナ素子＃１〜＃Ｋ）を順次切り替えて、１組のミキサ回路２１、電力増幅器２２、Ａ／Ｄコンバータ２３に接続する方式としても良い。スイッチ回路５０を十分早い速度で切り替えれば、実施例１と同じ手順で方位角を求めることができる。実施例１と同様に、アンテナ素子数の増大を抑えられるため、少ない部品点数で正確かつ高分解能な方位角計測が可能となる。
The
また、この実施例２では、実施例１のレーダ装置２５に比べて受信器のミキサ回路や電力増幅器等の数を減らせるので、回路基板の小型化やコストを下げることができる。
Further, in the second embodiment, the number of receiver mixer circuits, power amplifiers, and the like can be reduced as compared with the
次に、本発明の実施例３に関わるレーダ装置のブロック図を、図１７に示す。これは実施例１で示したレーダ装置２５から、サブ相関行列抽出処理部１１をなくしたものである。
Next, a block diagram of a radar apparatus according to
この時の信号処理のフローチャートを図１８に示す。これは実施例１または実施例２における信号処理のフローチャート図５からステップ３５をなくしたものである。他の構成、処理は、実施例１または実施例２と同じなので、説明を省略する。 A flowchart of the signal processing at this time is shown in FIG. This is a flowchart of signal processing in the first embodiment or the second embodiment, in which step 35 is omitted from FIG. Since other configurations and processes are the same as those in the first embodiment or the second embodiment, the description thereof is omitted.
この実施例３では、サブ相関行列ＳXXを作成せず、相関行列ＲXXをそのまま用いる。それに伴い、式５は以下の式２１に変更される。
In the third embodiment, the sub-correlation matrix S XX is not created, and the correlation matrix R XX is used as it is. Accordingly, Expression 5 is changed to the following
重みベクトル（式２２）は（Ｋ−１）個の角度パラメータを持つが、誤った計測結果を出力しないように、実際にスキャンする角度パラメータをステップ３４で推定されたターゲット個数Ｌに一致させなければならない。
Although the weight vector (Equation 22) has (K−1) angle parameters, the angle parameter to be actually scanned must match the target number L estimated in
そこで、例えば式２３に示すような制約を課す。
Therefore, for example, a constraint as shown in
以上により、構成されるヌルの数はＬ個になり、ターゲットの方位が正しく求まる。 Thus, the number of configured nulls is L, and the orientation of the target can be obtained correctly.
なお、実施例２で示したレーダ装置４９から、サブ相関行列抽出処理部１１をなくした構成のレーダ装置であっても、本実施例と同じ作用、効果が得られる。
Note that the same operation and effect as in the present embodiment can be obtained even in a radar apparatus having a configuration in which the sub-correlation matrix
また、本発明は、車両に限らず、レーダ装置が時刻の経過とともに位置が移動する移動体に搭載されている場合の、電波到来方向の計測装置としても適用可能である。 The present invention is not limited to a vehicle, and can also be applied to a radio wave arrival direction measuring device when the radar device is mounted on a moving body whose position moves with the passage of time.
１…レーダ受信器に到来する電波
５…電波１の到来方向全ての受信感度をゼロにした受信強度パターン
６…電波１の到来方向１つ受信感度をゼロにした受信強度パターン
７…ターゲット信号分類処理部
８…信号行列作成処理部
９…相関行列演算処理部
１０…ターゲット個数推定処理部
１１…サブ相関行列抽出処理部
１２…合成信号電力演算処理部
１３…合成信号電力最小探索処理部
１４…信号処理部
１５…実施例１のレーダ装置のアナログ回路部
１６…送信系に変調器
１７…発振器
１８…電力増幅器
１９…送信アンテナ
２０…受信アンテナ（アンテナ素子＃１〜＃Ｋ）
２１…ミキサ回路
２２…電力増幅器
２３…Ａ／Ｄコンバータ
２５…実施例１のレーダ装置
２６…レーダ搭載車両
２７…前方走行車両
３９…周波数スペクトルに現れたピーク信号
４０…ターゲットの真の横位置
４１…レーダで計測された検知ターゲットの横位置
４２…周波数スペクトルに現れたピーク信号
４９…実施例２のレーダ装置
５０…受信アンテナを切り替えるスイッチ回路。
DESCRIPTION OF
DESCRIPTION OF
Claims (20)
前記アンテナユニットは、アレイ状に配置された複数の受信アンテナを有し、前記ターゲットと該レーダ装置との相対的な位置関係が時間の経過とともに変化する状態で前記受信信号を受信し得る機能を備えており、
前記信号処理部は、
前記複数の受信アンテナで受信された信号を受信順に並べた信号行列を作成する信号行列作成処理部と、
前記信号行列から相関行列を演算する相関行列演算処理部と、
前記相関行列からターゲットの個数を推定するターゲット個数推定処理部と、
前記相関行列に、重みベクトルを掛け算することにより、受信利得をゼロまたは小さくした方位角をスキャンしながら合成信号電力を計算する合成信号電力演算処理部と、
前記合成信号電力をゼロまたは最小とする重みベクトルを用いたときに前記受信利得がゼロまたは小さくなっている方位角を演算し、前記ターゲットの方位角を計測する合成信号電力最小探索処理部を備えている
ことを特徴とするレーダ装置。 A radar apparatus comprising an antenna unit and a signal processing unit, receiving a radio wave transmitted and reflected by a target as a reception signal, and measuring a direction of the target based on signal processing,
The antenna unit has a plurality of receiving antennas arranged in an array, and has a function of receiving the received signal in a state in which a relative positional relationship between the target and the radar apparatus changes with time. Has
The signal processing unit
A signal matrix creation processing unit for creating a signal matrix in which signals received by the plurality of reception antennas are arranged in the order of reception;
A correlation matrix calculation processing unit for calculating a correlation matrix from the signal matrix;
A target number estimation processing unit for estimating the number of targets from the correlation matrix;
A composite signal power calculation processing unit that calculates a composite signal power while scanning an azimuth angle with a reception gain of zero or small by multiplying the correlation matrix by a weight vector;
And a combined signal power minimum search processing unit that calculates an azimuth angle at which the reception gain is zero or small when a weight vector that makes the combined signal power zero or minimum is used, and measures the azimuth angle of the target. A radar apparatus characterized by comprising:
前記信号行列作成処理部は、所定の方位計測周期単位で前記信号行列を作成する
ことを特徴とするレーダ装置。 In claim 1,
The radar apparatus according to claim 1, wherein the signal matrix creation processing unit creates the signal matrix in a predetermined azimuth measurement period unit.
前記信号処理部は、
前記ターゲット個数推定結果に基づいて前記相関行列の一部を抽出し、サブ相関行列を作成するサブ相関行列抽出処理部を備えており、
前記合成信号電力演算処理部は、前記サブ相関行列に、重みベクトルを掛け算することにより、受信利得をゼロまたは小さくした方位角をスキャンしながら前記合成信号電力を計算する
ことを特徴とするレーダ装置。 In claim 1,
The signal processing unit
A sub-correlation matrix extraction processing unit for extracting a part of the correlation matrix based on the target number estimation result and creating a sub-correlation matrix;
The combined signal power calculation processing unit calculates the combined signal power while scanning an azimuth angle with a reception gain of zero or small by multiplying the sub-correlation matrix by a weight vector. .
前記サブ相関行列は正方行列であって、その次元は前記ターゲット個数推定処理で推定された個数より１大きい
ことを特徴とするレーダ装置。 In claim 3,
The radar apparatus according to claim 1, wherein the sub-correlation matrix is a square matrix, the dimension of which is one greater than the number estimated in the target number estimation process.
前記ターゲットと前記レーダ装置との前記相対的な位置関係は、前記ターゲットにおける前記電波の反射点と前記レーダ装置との相対的な位置関係である
ことを特徴とするレーダ装置。 In claim 1,
The radar device according to claim 1, wherein the relative positional relationship between the target and the radar device is a relative positional relationship between a reflection point of the radio wave at the target and the radar device.
前記重みベクトルは、前記複数の受信アンテナで得られた受信信号から隣り合う受信アンテナで受信された信号ごとにペアを作り、各ペアの片方の位相を回転させながら線型和を計算することで前記ペアの数と等しい数の合成信号を計算する処理を繰り返して形成される最終的に１つに集約された合成信号を前記相関行列に掛け算することにより生成される
ことを特徴とするレーダ装置。 In claim 1,
The weight vector forms a pair for each signal received by an adjacent reception antenna from reception signals obtained by the plurality of reception antennas, and calculates a linear sum while rotating one phase of each pair. A radar apparatus generated by multiplying the correlation matrix by a finally synthesized signal formed by repeating a process of calculating a number of synthesized signals equal to the number of pairs.
前記重みベクトルのパラメータのうち、独立なパラメータの数は前記ターゲット個数推定処理で推定された個数と等しく、それ以外のパラメータはすべて同一の値をとる
ことを特徴とするレーダ装置。 In claim 1,
Of the weight vector parameters, the number of independent parameters is equal to the number estimated in the target number estimation process, and all other parameters have the same value.
前記レーダ装置は、アナログ回路部を備えており、
該アナログ回路部は、前記複数の受信アンテナの各々に対応するミキサ回路、電力増幅器、及びＡ／Ｄコンバータを有している
ことを特徴とするレーダ装置。 In claim 1,
The radar apparatus includes an analog circuit unit,
The analog circuit unit includes a mixer circuit, a power amplifier, and an A / D converter corresponding to each of the plurality of receiving antennas.
前記レーダ装置は、アナログ回路部を備えており、
該アナログ回路部は、前記複数の受信アンテナと、１組のミキサ回路、電力増幅器、Ａ／Ｄコンバータ、及びスイッチ回路を備えており、
前記スイッチ回路により、前記各受信アンテナと前記１組のミキサ回路、電力増幅器及びＡ／Ｄコンバータとの接続を順次切り替える
ことを特徴とするレーダ装置。 In claim 1,
The radar apparatus includes an analog circuit unit,
The analog circuit unit includes the plurality of reception antennas, a set of mixer circuits, a power amplifier, an A / D converter, and a switch circuit.
A radar apparatus, wherein the connection between each receiving antenna and the set of mixer circuits, a power amplifier and an A / D converter is sequentially switched by the switch circuit.
前記レーダ装置は時刻の経過とともに位置が移動する移動体に搭載されている
ことを特徴とするレーダ装置。 In claim 1,
The radar apparatus is mounted on a moving body whose position moves with the passage of time.
前記レーダ装置は車両に搭載されている
ことを特徴とするレーダ装置。 In claim 1,
A radar apparatus, wherein the radar apparatus is mounted on a vehicle.
前記アンテナユニットは、アレイ状に配置された複数の受信アンテナを有し、前記ターゲットと該レーダ装置との相対的な位置関係が時間の経過とともに変化する状態で前記受信信号を受信し得る機能を備えており、
前記信号処理部は、
前記複数の受信アンテナで現在計測されたドップラー信号と過去に計測されたドップラー信号を、同一のターゲットで反射されたドップラー信号ごとに分類するターゲット信号分類処理部と、
分類されたドップラー信号ごとに前記複数の受信アンテナで受信された信号を受信順に並べた信号行列を作成する信号行列作成処理部と、
前記信号行列から相関行列を演算する相関行列演算処理部と、
前記相関行列からターゲットの個数を推定するターゲット個数推定処理部と、
前記相関行列に、重みベクトルを掛け算することにより、受信利得をゼロまたは小さくした方位角をスキャンしながら合成信号電力を計算する合成信号電力演算処理部と、
前記合成信号電力をゼロまたは最小とする重みベクトルを用いたときに、前記受信利得がゼロまたは小さくなっている方位角を演算し、前記ターゲットの方位角を計測する合成信号電力最小探索処理部を備えている
ことを特徴とするレーダ装置。 A radar apparatus comprising an antenna unit and a signal processing unit, receiving a radio wave transmitted and reflected by a target as a received signal, and measuring a direction of the target based on signal processing,
The antenna unit has a plurality of receiving antennas arranged in an array, and has a function of receiving the received signal in a state in which a relative positional relationship between the target and the radar apparatus changes with time. Has
The signal processing unit
A target signal classification processing unit that classifies Doppler signals currently measured by the plurality of receiving antennas and Doppler signals measured in the past for each Doppler signal reflected by the same target;
A signal matrix creation processing unit that creates a signal matrix in which signals received by the plurality of reception antennas are arranged in the order of reception for each classified Doppler signal;
A correlation matrix calculation processing unit for calculating a correlation matrix from the signal matrix;
A target number estimation processing unit for estimating the number of targets from the correlation matrix;
A composite signal power calculation processing unit that calculates a composite signal power while scanning an azimuth angle with zero or small reception gain by multiplying the correlation matrix by a weight vector;
A combined signal power minimum search processing unit that calculates an azimuth angle at which the reception gain is zero or small and measures the azimuth angle of the target when a weight vector that makes the combined signal power zero or minimum is used. A radar apparatus comprising:
前記信号処理部は、
前記ターゲット個数推定結果に基づいて前記相関行列の一部を抽出し、サブ相関行列を作成するサブ相関行列抽出処理部を備えており、
前記合成信号電力演算処理部は、前記サブ相関行列に、重みベクトルを掛け算することにより、受信利得をゼロまたは小さくした方位角をスキャンしながら前記合成信号電力を計算する
ことを特徴とするレーダ装置。 In claim 12,
The signal processing unit
A sub-correlation matrix extraction processing unit for extracting a part of the correlation matrix based on the target number estimation result and creating a sub-correlation matrix;
The combined signal power calculation processing unit calculates the combined signal power while scanning an azimuth angle with a reception gain of zero or small by multiplying the sub-correlation matrix by a weight vector. .
前記ターゲット信号分類処理部は、現在計測されたドップラー信号と過去に計測されたドップラー信号のドップラー周波数の差分が所定の閾値よりも小さいときに、同一のターゲットで反射されたドップラー信号であると判定する
ことを特徴とするレーダ装置。 In claim 12,
The target signal classification processing unit determines that the Doppler signal is reflected by the same target when a difference in Doppler frequency between the currently measured Doppler signal and the Doppler signal measured in the past is smaller than a predetermined threshold. A radar device characterized by:
前記ターゲット信号分類処理部は、現在計測されたドップラー信号と過去に計測されたドップラー信号それぞれから計測された距離の差分が所定の閾値よりも小さいときに、同一のターゲットで反射されたドップラー信号であると判定する
ことを特徴とするレーダ装置。 In claim 12,
The target signal classification processing unit is a Doppler signal reflected from the same target when a difference between distances measured from a currently measured Doppler signal and a previously measured Doppler signal is smaller than a predetermined threshold. A radar apparatus characterized by being determined to be present.
前記ターゲット信号分類処理部は、現在計測されたドップラー信号と過去に計測されたドップラー信号それぞれから計測された速度の差分が所定の閾値よりも小さいときに、同一のターゲットで反射されたドップラー信号であると判定する
ことを特徴とするレーダ装置。 In claim 12,
The target signal classification processing unit is a Doppler signal reflected by the same target when a difference in velocity measured from each of the currently measured Doppler signal and the previously measured Doppler signal is smaller than a predetermined threshold. A radar apparatus characterized by being determined to be present.
前記ターゲット信号分類処理部は、現在計測されたドップラー信号と過去に計測されたドップラー信号それぞれから計測された速度の差分が所定の閾値よりも小さく、かつ、
現在計測されたドップラー信号と過去に計測されたドップラー信号それぞれから計測された距離の差分が所定の閾値よりも小さいときに、同一のターゲットで反射されたドップラー信号であると判定する
ことを特徴とするレーダ装置。 In claim 14,
The target signal classification processing unit has a difference in velocity measured from a currently measured Doppler signal and a previously measured Doppler signal smaller than a predetermined threshold, and
When the difference between the distance measured from each of the currently measured Doppler signal and the previously measured Doppler signal is smaller than a predetermined threshold, it is determined that the Doppler signal is reflected by the same target. Radar device.
前記レーダ装置は、アンテナユニットと信号処理部を備え、送信された電波がターゲットで反射して戻ってくる電波を受信信号として受信し、信号処理に基づいて前記ターゲットの方位を計測するものであり、
前記アンテナユニットは、アレイ状に配置された複数の受信アンテナを有し、前記ターゲットと該レーダ装置との相対的な位置関係が時間の経過とともに変化する状態で前記受信信号を受信し得る機能を備えており、
前記複数の受信アンテナで受信された受信信号を、所定の周期で受信順に並べた信号行列を作成するステップと、
前記信号行列から相関行列を演算するステップと、
前記相関行列からターゲットの個数を推定するステップと、
前記相関行列に、重みベクトルを掛け算することにより、受信利得をゼロまたは小さくした方位角をスキャンしながら合成信号電力を計算するステップと、
前記合成信号電力をゼロまたは最小とする重みベクトルを用いたときに前記受信利得がゼロまたは小さくなっている方位角を演算し、前記ターゲットから反射された電波の到来方向を計測するステップと
を有することを特徴とする電波到来方向の計測方法。 A method for measuring the direction of arrival of radio waves using a radar device,
The radar apparatus includes an antenna unit and a signal processing unit, receives a radio wave that is transmitted from a reflected wave reflected by a target as a reception signal, and measures the direction of the target based on signal processing. ,
The antenna unit has a plurality of receiving antennas arranged in an array, and has a function of receiving the received signal in a state in which a relative positional relationship between the target and the radar apparatus changes with time. Has
Creating a signal matrix in which received signals received by the plurality of receiving antennas are arranged in the order of reception at a predetermined period;
Calculating a correlation matrix from the signal matrix;
Estimating the number of targets from the correlation matrix;
Multiplying the correlation matrix by a weight vector to calculate a combined signal power while scanning an azimuth with zero or small reception gain;
Calculating an azimuth angle at which the reception gain is zero or small when using a weight vector that makes the combined signal power zero or minimum, and measuring the arrival direction of the radio wave reflected from the target. A method for measuring the direction of arrival of radio waves characterized by the above.
前記複数の受信アンテナで現在計測されたドップラー信号と過去に計測されたドップラー信号を、同一のターゲットで反射されたドップラー信号ごとに分類するステップと、
前記分類されたドップラー信号ごとに前記複数の受信アンテナで受信された信号を並べた前記信号行列を作成するステップと
を更に有することを特徴とする電波到来方向の計測方法。 In claim 18,
Classifying Doppler signals currently measured by the plurality of receiving antennas and Doppler signals measured in the past for each Doppler signal reflected by the same target; and
And a step of creating the signal matrix in which signals received by the plurality of receiving antennas are arranged for each of the classified Doppler signals.
現在計測されたドップラー信号と過去に計測されたドップラー信号のドップラー周波数の差分が所定の閾値よりも小さいときに、同一のターゲットで反射されたドップラー信号であると判定するステップを更に有する
ことを特徴とする電波到来方向の計測方法。 In claim 18,
When the difference between the Doppler frequency of the currently measured Doppler signal and the Doppler signal measured in the past is smaller than a predetermined threshold, the method further includes a step of determining that the Doppler signal is reflected by the same target. A method of measuring the direction of arrival of radio waves.
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