JP2010226806A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】三相の電流指令値に追従するように高速に電流制御を行う電流瞬時値制御型ＰＷＭ制御方式を用いた電圧形ＰＷＭ整流回路において、交流電圧に異常が発生した場合にも過電流を発生せずに運転を継続する。
【解決手段】電圧検出器１７は、三相交流電圧の各相の電圧値を検出する。乗算器１８ｕ，１８Ｖ，１８ｗは、各相の電圧値に三相ブリッジ回路８の出力有効電流指令値を乗算して各相の電流指令値を出力する。減算器９ｕ，９ｖ，９ｗは各相の電流指令値および各相の電流検出値から各相の電流偏差を出力する。ヒステリシスコンパレータ１０ｕ，１０ｖ，１０ｗは、各相の電流偏差をもとに各相のＰＷＭ信号を出力する。論理回路１１は、各相のＰＷＭ信号及びその論理反転信号をもとに三相ブリッジ回路８の自己消弧形スイッチング素子のオン／オフ信号をゲート回路７を介して出力する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、自己消弧形スイッチング素子を有するインバータを制御するための電力変換装置に関する。

従来、電圧形インバータへ直流電圧を供給する方法の一つとして、自己消弧形スイッチング素子とダイオードからなる三相ブリッジ回路をＰＷＭ制御し、三相の交流電圧から直流電圧に電力の変換を行う、いわゆる電圧形ＰＷＭ整流回路を用いる方法がある。この電圧形ＰＷＭ整流回路を用いることにより、電源回生が可能になるとともに電源高調波の発生を小さくすることも可能になる。

一般にＰＷＭ制御方式の電力変換器では、三角波キャリアと正弦波状の変調波による三角波比較ＰＷＭ制御方式が用いられる。しかし、この三角波比較ＰＷＭ制御方式では、電流応答が三角波キャリアの周波数によって制限されるため、スイッチング素子の発生損失の観点からキャリア周波数を上げられない場合には、十分な電流応答が得られない場合がある。

また、三角波比較ＰＷＭ制御方式では、交流電圧の位相角を検出し、その位相角を用いて、交流電流の検出値を回転座標変換により有効電流成分と無効電流成分とに分け、それぞれ有効電流指令値と無効電流指令値に追従するように電流制御を行なう。

前述した交流電圧の位相角の検出にはＰＬＬ回路が用いられている。このＰＬＬ回路には制御応答の遅れが存在するため、電源系統に事故が発生した場合など交流電圧に異常が発生した場合には正常な位相角を検出できなくなり、三角波比較ＰＷＭ制御方式の電流応答の制限とあいまって電流制御が効かなくなった結果、過電流が発生し、電力変換装置としての運転継続が出来なくなってしまう場合があった。

一方、高速な電流応答の得られるＰＷＭ制御方式として、例えば特許文献１に開示されるような電流瞬時値制御型ＰＷＭ制御方式がある。
図９は、従来の電流瞬時値制御型ＰＷＭ制御方式の電力変換装置の構成例を示すブロック図である。図９に示した電流瞬時値制御型ＰＷＭ制御方式の電力変換装置は、三相ブリッジ回路３８、電流検出器３４、減算器３９ｕ，３９ｖ，３９ｗ、ベクトル角演算回路４２、スイッチングシーケンス論理回路４３、シーケンス起動回路４４、論理回路４１、ゲート回路３７を備える。

三相ブリッジ回路３８は、ＩＥＧＴ等の自己消弧形スイッチング素子とダイオードとで構成される。三相ブリッジ回路３８の出力側には、直流電力の授受を行うための直流端子ＰおよびＮが設けられ、直流端子Ｐ，Ｎの間には直流平滑コンデンサ３１が設けられる。

三相ブリッジ回路３８の交流端子は電流検出器３４に接続される。電流検出器３４は、三相交流のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値をそれぞれ検出する。
減算器３９ｕは、予め定められたＵ相の電流指令値ｉｕ＊および電流検出器３４により検出されたＵ相の電流検出値ｉｕを入力してＵ相の電流偏差Δｉｕを出力する。減算器３９ｖは、予め定められたＶ相の電流指令値ｉｖ＊および電流検出器３４により検出されたＶ相の電流検出値ｉｖを入力してＶ相の電流偏差Δｉｖを出力する。減算器３９ｗは、予め定められたＷ相の電流指令値ｉｗ＊および電流検出器３４により検出されたＷ相の電流検出値ｉｗを入力してＷ相の電流偏差Δｉｗを出力する。

ベクトル角演算回路４２は、減算器３９ｕ，３９ｖ，３９ｗからの電流偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを入力して、電流偏差ベクトルΔｉの角度である電流偏差ベクトル角θΔｉを出力する。

スイッチングシーケンス論理回路４３は、ベクトル角演算回路４２から出力される電流偏差ベクトル角θΔｉおよびシーケンス起動回路４４からの後述するシーケンス起動信号Ｓｅｑに基づいて、各相のスイッチング指令ベクトルＳＷ＝（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）を出力する。

スイッチング指令ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗのそれぞれは、２進数で“０”または“１”の値をとり、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のスイッチング指令に１対１で対応する。例えばスイッチング指令「ｓｗｕ＝１」は、Ｕ相の正側素子がオンで負側素子はオフという指令信号で、「ｓｗｕ＝０」はＵ相の負側素子がオンで正側素子がオフという指令信号である。

また、例えば、（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（１，０，０）は、Ｕ相のみ正側素子をオン、他相は負側素子をオンするスイッチング指令を表す。スイッチング指令ＳＷでインバータの素子のオンオフが制御される場合、インバータが出力する電圧の空間ベクトルを空間電圧ベクトルと称する。

スイッチング指令ベクトル（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（１，０，０）、および（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（１，１，１）の場合にはインバータの３相出力電圧のすべてが同電位となり、どの線間をとっても線間電圧の大きさが「０」となる。この場合の空間電圧ベクトルをゼロ電圧ベクトルと称する。

シーケンス起動回路４４は、減算器３９ｕ，３９ｖ，３９ｗからの電流偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗおよびスイッチングシーケンス論理回路４３により現在出力中のスイッチング指令ベクトルＳＷに基づいてシーケンス起動信号Ｓｅｑをスイッチングシーケンス論理回路４３に出力する。

論理回路４１はスイッチングシーケンス論理回路４３が出力するスイッチング指令ベクトルＳＷを入力して、三相ブリッジ回路３８の自己消弧形スイッチング素子のオン／オフ信号を出力する。論理回路４１の出力はゲート回路３７を介して三相ブリッジ回路３８において相当する自己消弧形スイッチング素子のゲートへ与えられる。

図１０は、従来の電流瞬時値制御型ＰＷＭ制御方式の電力変換装置の電源位相ＰＬＬ回路の構成例を示すブロック図である。
この電源位相ＰＬＬ回路は、演算器５１，５２、ＰＩ回路５３、加算器５４、積分器５５および演算器５６を有する。演算器５１は、電源電圧Ｖに対し以下の式（１）により導かれたＵ相の電圧Ｖｕおよび電源電圧Ｖに対し以下の式（２）により導かれたＷ相の電圧Ｖｗを入力し、電圧Ｖｕに対し、以下の式（３）により電圧Ｖｘを得て、電圧Ｖｗに対し以下の式（４）により電圧Ｖｙを得る。

Ｖｕ ＝ Ｖ・ｓｉｎθｓ …式（１）
Ｖｗ ＝ Ｖ・ｓｉｎ（θｓ＋１２０°） …式（２）
Ｖｘ ＝ （Ｖｕ＋２Ｖｗ）／√３ …式（３）
Ｖｙ ＝ Ｖｕ …式（４）
また、演算器５２は、電源位相θｓのｓｉｎθｓ，ｃｏｓθｓ、電圧Ｖｘ，Ｖｙを入力し、以下の式（５）により電圧Ｖｄを得て、以下の式（６）により電圧Ｖｑを得る。

Ｖｄ ＝ Ｖｙ・ｓｉｎθｓ＋Ｖｘ・ｃｏｓθｓ …式（５）
Ｖｑ ＝ Ｖｙ・ｃｏｓθｓ−Ｖｘ・ｓｉｎθｓ …式（６）
ＰＩ回路５３は、電圧Ｖｄを入力し、出力信号を加算器５４に出力する。加算器５４は、ＰＩ回路５３からの出力信号と予め定められたオフセット信号Ｆｓ＿ｏｆｆｓｅｔを入力し、電源周波数信号Ｆｓを出力する。積分器５５は、加算器５４からの信号を入力して出力を電源位相θｓとして出力する。演算器５６は、積分器５５からの電源位相θｓを入力して、前述したｓｉｎθｓ，ｃｏｓθｓを演算器５２に出力する。電源位相ＰＬＬ回路は電圧Ｖｄが０になるように制御することで電源位相θｓを得る。

特許第３２６７５２４号公報

前述したようにベクトル角演算回路、スイッチングシーケンス論理回路、シーケンス起動回路を用いた電力変換装置では、結果として、高速な電流制御応答が可能でありながら、スイッチング周波数が大幅に変動せず、含有高調波の少ないＰＷＭ制御が得られる。

しかしながら、この方式においても、三相交流電流の各相の検出値との電流偏差を求めるための三相交流電流の各相の指令値を導くためには、ＰＬＬ回路を用いて電源電圧の位相を得る必要がある。

このＰＬＬ回路には、前述した三角波比較ＰＷＭ制御方式でも説明したように制御応答の遅れが存在するため、交流電圧に異常が発生した場合は過電流が発生して運転継続が出来なくなる場合がある。

そこで、本発明の目的は、三相の電流指令値に追従するように高速に電流制御を行う電流瞬時値制御型ＰＷＭ制御方式を用いた電圧形ＰＷＭ整流回路において、交流電圧に異常が発生した場合にも過電流を発生せずに運転を継続することが可能になる電力変換装置を提供することにある。

すなわち、本発明に係わる電力変換装置は、自己消弧形スイッチング素子およびダイオードを有して、三相交流電圧から直流電圧への変換を行なうための三相ブリッジ回路と、前記三相交流電圧の各相の電圧値を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段により検出した各相の電圧に前記三相ブリッジ回路による出力有効電流指令値に対応するゲインを乗算することで前記三相ブリッジ回路における三相交流電流の各相の指令値を取得する指令値取得手段と、前記三相ブリッジ回路における三相交流電流の各相の電流値を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段により検出した各相の電流値を前記指令値取得手段により取得した三相交流電流の各相の指令値に追従するように制御する電流瞬時値制御手段とを具備することを特徴とする。

本発明によれば、三相の電流指令値に追従するように高速に電流制御を行う電流瞬時値制御型ＰＷＭ制御方式を用いた電圧形ＰＷＭ整流回路において、交流電圧に異常が発生した場合にも過電流を発生せずに運転を継続することができる。

本発明の第１の実施形態における電力変換装置の構成例を示すブロック図。 本発明の第１の実施形態における電力変換装置の動作説明図。 本発明の第２の実施形態における電力変換装置の構成例を示すブロック図。 本発明の第２の実施形態における電力変換装置が出力可能な空間ベクトル図。 本発明の第２の実施形態における電力変換装置のスイッチングシーケンス論理回路１３により用いられる電圧ベクトル選択テーブルの一例を示す図。 本発明の第３の実施形態における電力変換装置の構成例を示すブロック図。 本発明の第４の実施形態における電力変換装置の構成例を示すブロック図。 本発明の第５の実施形態における電力変換装置の構成例を示すブロック図。 従来の電力変換装置の構成例を示すブロック図。 従来の電流瞬時値制御型ＰＷＭ制御方式の電力変換装置の電源位相ＰＬＬ回路の構成例を示すブロック図。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。

（第１の実施形態）
まず、本発明の第１の実施形態について説明する。
図１は本発明の第１の実施形態における電力変換装置の一例を示す図である。
図１に示すように、本発明の第１の実施形態における電力変換装置は三相ブリッジ回路８を備える。三相ブリッジ回路８は、ＩＥＧＴ等の自己消弧形スイッチング素子とダイオードとで構成される。三相ブリッジ回路８の出力側には、直流電力の授受を行うための直流端子ＰおよびＮが設けられ、直流端子Ｐ，Ｎの間には直流平滑コンデンサ１が設けられる。
三相ブリッジ回路８の交流端子は、電源インダクタンス１６を介して、三相電圧源１５に接続される。

本実施形態における電力変換装置は、電流検出器４、電圧検出器１７、乗算器１８ｕ，１８Ｖ，１８ｗ、減算器９ｕ，９ｖ，９ｗ、ヒステリシスコンパレータ１０ｕ，１０ｖ，１０ｗ、論理回路１１およびゲート回路７を備える。

電圧検出器１７は、三相交流電圧のＵ相の電圧値ｖｕ、Ｖ相の電圧値ｖｖ、Ｗ相の電圧値ｖｗを検出する。
乗算器１８ｕは、電圧検出器１７からの三相交流電圧のＵ相の電圧値ｖｕに予め定められた有効電流指令値ｉｐ＊に対応するゲインを乗算してＵ相の電流指令値ｉｕ＊を出力する。有効電流指令値ｉｐ＊は、三相ブリッジ回路８による出力有効電流指令値である。有効電流指令値ｉｐ＊の重みは、電圧検出器１７の検出ゲインを考慮して決定される。

また、乗算器１８Ｖは、電圧検出器１７からの三相交流電圧のＶ相の電圧値ｖｖに前述した有効電流指令値ｉｐ＊に対応するゲインを乗算してＶ相の電流指令値ｉｖ＊を出力する。乗算器１８ｗは、電圧検出器１７からの三相交流電圧のＷ相の電圧値ｖｗに前述した有効電流指令値ｉｐ＊に対応するゲインを乗算してＷ相の電流指令値ｉｗ＊を出力する。

減算器９ｕは、Ｕ相の電流指令値ｉｕ＊および電流検出器４により検出されたＵ相の電流検出値ｉｕを入力してＵ相の電流偏差Δｉｕを出力する。減算器９ｖは、Ｖ相の電流指令値ｉｖ＊および電流検出器４により検出されたＶ相の電流検出値ｉｖを入力してＶ相の電流偏差Δｉｖを出力する。減算器９ｗは、Ｗ相の電流指令値ｉｗ＊および電流検出器４により検出されたＷ相の電流検出値ｉｗを入力してＷ相の電流偏差Δｉｗを出力する。

ヒステリシスコンパレータ１０ｕは、減算器９ｕから出力された電流偏差Δｉｕを入力して、その値が設定されたヒステリシス幅を超えていたら出力を論理値“１”に変更し、ヒステリシス幅を下回っていたら出力を論理値“０”に変更する。
ヒステリシスコンパレータ１０ｖは、減算器９ｖから出力された電流偏差Δｉｖを入力して、その値が設定されたヒステリシス幅を超えていたら出力を論理値“１”に変更し、ヒステリシス幅を下回っていたら出力を論理値“０”に変更する。
ヒステリシスコンパレータ１０ｗは、減算器９ｗから出力された電流偏差Δｉｗを入力して、その値が設定されたヒステリシス幅を超えていたら出力を論理値“１”に変更し、ヒステリシス幅を下回っていたら出力を論理値“０”に変更する。

ヒステリシスコンパレータ１０ｕ，１０ｖ，１０ｗのそれぞれからの出力は三相ブリッジ回路８のＵ相のＰＷＭ信号Ｕｏ，Ｖ相のＰＷＭ信号Ｖｏ，Ｗ相のＰＷＭ信号Ｗｏに１対１で対応し、論理回路１１に出力される。

論理回路１１は、ヒステリシスコンパレータ１０ｕ，１０ｖ，１０ｗからのＰＷＭ信号Ｕｏ，Ｖｏ，Ｗｏを入力して、Ｕｏ、Ｖｏ、Ｗｏ及びその論理反転信号に所定のオンディレイタイム処理を行って、三相ブリッジ回路８の自己消弧形スイッチング素子のオン／オフ信号を出力する。論理回路１１の出力はゲート回路７を介して三相ブリッジ回路８において相当する自己消弧形スイッチング素子のゲートへ与えられる。

図２は、本発明の第１の実施形態における電力変換装置の動作説明図である。
図２において、一点鎖線で示した正弦波の電流指令値ｉｕ＊の上下に点線で示した各（ｈｙｓ／２）のヒステリシス幅を有している。

本発明の第１の実施形態における電力変換装置は、電流ｉｕが正方向へ変化して電流指令値（ｉｕ＊＋ｈｙｓ／２）に達すると、ヒステリシスコンパレータの出力が論理値“０”となってインバータの負側のスイッチをオンして交流負荷に負電圧を印加して、電流ｉｕを負方向へ変化せしめ、電流ｉｕが負方向へ変化して電流指令値（ｉｕ＊−ｈｙｓ／２）に達すると、インバータの正側のスイッチをオンして交流負荷に正電圧を印加して電流ｉｕを正方向へ変化させることにより、電流ｉｕを電流基準ｉｕ＊の±ｈｙｓ／２のヒステリシス幅内に収めるように制御する。

コンパレータのゲインはほぼ無限大といってよいから、超高速の電流制御応答が得られる。但し、同じくコンパレータのゲインがほぼ無限大ということから、スイッチング周波数を制限するためのヒステリシス幅が必要である。最大のスイッチング周波数は交流負荷の漏れインピーダンス、直流電圧、自己消弧形素子のスイッチング速度等とヒステリシス幅によって定まる。

以上のように、本発明の第１の実施形態における電力変換装置では、従来用いていたＰＬＬ回路を用いることなく、三相電圧源からの電圧をもとに三相電流指令値を直接生成し、三相電流指令値に高速に追従するように電流瞬時値制御型ＰＷＭを用いて電流制御を行なうので、交流電圧に異常が発生した場合にも過電流を発生せずに運転を継続することが可能な電力変換装置が実現できる。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。なお、以下の各実施形態における電力変換装置の構成のうち図１に示したものと同一部分の説明は省略する。図３は、本発明の第２の実施形態における電力変換装置の構成例を示す図である。
本発明の第２の実施形態における電力変換装置は、第１の実施形態で説明したヒステリシスコンパレータ１０ｕ，１０ｖ，１０ｗに代えて、ベクトル角演算回路１２、スイッチングシーケンス論理回路１３、シーケンス起動回路１４を備える。

ベクトル角演算回路１２は減算器９ｕ，９ｖ，９ｗからの電流偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを入力して、電流偏差ベクトルΔｉの角度θΔｉを求める。
スイッチングシーケンス論理回路１３は、ベクトル角演算回路１２から出力される電流偏差ベクトル角θΔｉおよびシーケンス起動回路１４からのシーケンス起動信号Ｓｅｑとに基づいて動作し、各相のスイッチング指令ベクトルＳＷ＝（ｓｗｕ、ｓｗｖ、ｓｗｗ）を出力する。

シーケンス起動回路１４は、減算器９ｕ，９ｖ，９ｗからの電流偏差Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗおよびスイッチングシーケンス論理回路１３により現在出力中のスイッチング指令ベクトルＳＷに基づいてシーケンス起動信号Ｓｅｑをスイッチングシーケンス論理回路１３に出力する。

論理回路１１はスイッチングシーケンス論理回路１３が出力するスイッチング指令ベクトルＳＷを入力して、三相ブリッジ回路８の自己消弧形スイッチング素子のオン／オフ信号を出力する。論理回路１１の出力はゲート回路７を介して三相ブリッジ回路８において相当する自己消弧形スイッチング素子のゲートへ与えられる。

図４は、本発明の第２の実施形態における電力変換装置が出力可能な空間ベクトル図である。
図４に示したベクトル図は電力変換装置が交流側に出力可能な電圧を８種類の空間電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７として示したものである。
空間電圧ベクトルＶ０は、スイッチング指令ベクトル（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（０，０，０）である空間電圧ベクトルで、空間電圧ベクトルＶ１は、（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（１，０，０）である空間電圧ベクトルで、空間電圧ベクトルＶ２は、（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（１，１，０）である空間電圧ベクトルで、空間電圧ベクトルＶ３は、（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（０，１，０）である空間電圧ベクトルで、空間電圧ベクトルＶ４は、（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（０，１，１）である空間電圧ベクトルである。

また、空間電圧ベクトルＶ５は、（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（０，０，１）である空間電圧ベクトルで、空間電圧ベクトルＶ６は、（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（１，０，１）である空間電圧ベクトルで、空間電圧ベクトルＶ７は、（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（１，１，１）である空間電圧ベクトルである。

スイッチングシーケンス論理回路１３は、シーケンス起動回路１４からのシーケンス起動信号Ｓｅｑが“１”となった場合に、図４に示した現在の電流偏差ベクトル角θΔｉと現在出力中の空間電圧ベクトルとに基づいて、スイッチング指令ベクトルＳＷ＝（ｓｗｕ、ｓｗｖ、ｓｗｗ）を更新する。

更新後のスイッチング指令ベクトルＳＷとしては、８種類の空間電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の中から、電流偏差ベクトル角θΔｉと現在出力中の空間電圧ベクトルの情報を元に、電流偏差を減少させることができる電圧ベクトルが選択される。

空間電圧ベクトルの選択については、必ず前述したゼロ電圧ベクトルＶ０もしくはＶ７が選択された状態で完了される一連のスイッチングシーケンス論理に従うが、高調波低減やスイッチング周波数低減等、目的に応じたスイッチングシーケンス論理を自由に設計することが可能である。

図５は、本発明の第２の実施形態における電力変換装置のスイッチングシーケンス論理回路１３により用いられる電圧ベクトル選択テーブルの一例を示す図である。スイッチングシーケンス論理回路１３は、選択テーブルを記憶するための記憶用回路を含む。
スイッチングシーケンス論理回路１３は、電圧ベクトル選択テーブルを用いて、電流偏差ベクトル角θΔｉと現在出力中の空間電圧ベクトルから、次回出力すべき空間電圧ベクトルを選択する。

以上のように、本発明の第２の実施形態における電力変換装置では、従来用いていたＰＬＬ回路を用いることなく、三相電圧源からの電圧をもとに三相電流指令値を直接生成し、三相電流指令値に高速に追従するように電流瞬時値制御型ＰＷＭを用いて電流制御を行なうので、交流電圧に異常が発生した場合にも過電流を発生せずに運転を継続することが可能な電力変換装置が実現できる。

（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。図６は本発明の第３の実施形態における電力変換装置の一例を示す図である。
図６に示すように、第３の実施形態における電力変換装置は、第１の実施形態で説明した構成に加え、積分器１９ｕ、１９ｖ、１９ｗ、乗算器２０ｕ、２０ｖ、２０ｗ、加算器２１ｕ、２１ｖ、２１ｗをさらに備える。

積分器１９ｕは、電圧検出器１７により検出したＵ相の電圧を積分した信号を生成し、積分器１９ｖは、電圧検出器１７により検出したＶ相の電圧を積分した信号を生成し、積分器１９ｗは、電圧検出器１７により検出したＷ相の電圧を積分した信号を生成する。

乗算器２０ｕは、積分器１９ｕからの積分信号および予め定められた出力無効電流指令値ｉｑ＊に対応するゲインを乗算し、乗算器２０ｖは、積分器１９ｖからの積分信号および前述した無効電流指令値ｉｑ＊に対応するゲインを乗算し、乗算器２０ｗは、積分器１９ｗからの積分信号および前述した無効電流指令値ｉｑ＊に対応するゲインを乗算する。

加算器２１ｕは、乗算器２０ｕからの出力値に乗算器１８ｕからのＵ相の電流指令値ｉｕ＊を加算することでＵ相の新たな電流指令値ｉｕ＊を減算器９ｕに出力する。加算器２１ｖは、乗算器２０ｖからの出力値に乗算器１８ＶからのＶ相の電流指令値ｉｖ＊を加算することでＶ相の新たな電流指令値ｉｖ＊を減算器９ｖに出力する。加算器２１ｗは、乗算器２０ｗからの出力値に乗算器１８ｗからのＷ相の電流指令値ｉｗ＊を加算することでＷ相の新たな電流指令値ｉｗ＊を減算器９ｗに出力する。
以上説明したように、本発明の第３の実施形態では、第１の実施形態で述べた特徴に加え、電源電流の無効分を所望の値に制御することが可能となる。

（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。図７は、本発明の第４の実施形態における電力変換装置の一例を示す図である。
図７に示すように、本発明の第４の実施形態における電力変換装置は、第１の実施形態で説明した構成に加え、直流電圧制御器２２をさらに備える。

直流電圧制御器２２は、三相ブリッジ回路８の直流端子電圧Ｖｄｃと予め定められた直流電圧指令値Ｖｄｃ＊とを入力し、両者の偏差に比例積分演算等を施すことにより直流端子電圧Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｄｃ＊に追従するように有効電流指令値ｉｐ＊に対応するゲインを乗算器１８ｕ，１８Ｖ，１８ｗに出力する。

以上説明したように、本発明の第４の実施形態では、第１の実施形態で述べた特徴に加え、三相ブリッジ回路８の直流端子電圧をもと有効電流指令値に対応するゲインを得るので、電力変換装置の直流端子電圧を所望の値に制御することが可能となる。

（第５の実施形態）
次に、本発明の第５の実施形態について説明する。図８は、本発明の第５の実施形態における電力変換装置の一例を示す図である。
図８に示すように、本発明の第４の実施形態における電力変換装置は、第１の実施形態で説明した三相ブリッジ回路８に代えて、三相交流電圧の各相から３レベルの電圧値を出力する三相３レベルブリッジ回路２３を備える。三相３レベルブリッジ回路２３の出力側には、直流電力の授受を行うための直流端子ＰおよびＮが設けられ、直流端子Ｐ，Ｎの間には直流平滑コンデンサ１Ｐ，１Ｎが直列接続されて設けられる。

以上説明したように、本発明の第５の実施形態では、第１の実施形態で述べた特徴に加え、電力変換装置の出力電圧の高電圧化が可能となり、より大容量の電力変換装置が実現できる。

なお、この発明は前記実施形態そのままに限定されるものではなく実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、前記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を省略してもよい。更に、異なる実施形態に亘る構成要素を適宜組み合せてもよい。

１，１Ｐ，１Ｎ，３１…直流平滑コンデンサ、３…三相ブリッジ回路、４，３４…電流検出器、７，３７…ゲート回路、８，３８…三相ブリッジ回路、９ｕ，９ｖ，９ｗ，３９ｕ，３９ｖ，３９ｗ…減算器、１０ｕ，１０ｖ，１０ｗ…ヒステリシスコンパレータ、１１，４１…論理回路、１２，４２…ベクトル角演算回路、１３，４３…スイッチングシーケンス論理回路、１４，４４…シーケンス起動回路、１５…三相電圧源、１６…電源インダクタンス、１７…電圧検出器、１８ｕ，１８Ｖ，１８ｗ…乗算器、１９ｕ，１９ｖ，１９ｗ，５５…積分器、２０ｕ，２０ｖ，２０ｗ…乗算器、２１ｕ，２１ｖ，２１ｗ，５４…加算器、２２…直流電圧制御器、２３…３レベルブリッジ回路、５１，５２，５６…演算回路、５３…ＰＩ回路。

Claims (5)

1. 自己消弧形スイッチング素子およびダイオードを有して、三相交流電圧から直流電圧への変換を行なうための三相ブリッジ回路と、
   前記三相交流電圧の各相の電圧値を検出する電圧検出手段と、
   前記電圧検出手段により検出した各相の電圧値に前記三相ブリッジ回路による出力有効電流指令値に対応するゲインを乗算することで前記三相ブリッジ回路における三相交流電流の各相の指令値を取得する指令値取得手段と、
   前記三相ブリッジ回路における三相交流電流の各相の電流値を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段により検出した各相の電流値を前記指令値取得手段により取得した三相交流電流の各相の指令値に追従するように制御する電流瞬時値制御手段と
   を具備することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記電流瞬時値制御手段は、
   前記電流検出手段により検出した三相交流電流の各相の検出値および前記指令値取得手段により取得した三相交流電流の各相の指令値の偏差を演算する電流偏差演算手段と、
   前記電流偏差演算手段により演算した偏差に基づいて三相交流電流の各相の電流偏差ベクトル角度を演算するベクトル角演算手段と、
   前記ベクトル角演算手段により演算した電流偏差ベクトル角度および前記三相ブリッジ回路への現在のスイッチング状態に基づいて前記電流偏差演算手段により演算する偏差が減少するように前記三相ブリッジ回路へのスイッチング信号を生成することでスイッチングシーケンスを生成するスイッチングシーケンス論理回路と
   を具備する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記指令値取得手段は、
   前記三相交流電圧の各相の電圧の検出値を積分した値に前記三相ブリッジ回路の出力無効電流指令値に対応するゲインを乗算した値を前記取得した三相交流電流の各相の指令値に加算することで三相交流電流の各相の新たな指令値を取得し、
   前記電流瞬時値制御手段は、
   前記電流検出手段により検出した各相の電流値を前記指令値取得手段により取得した三相交流電流の各相の新たな指令値に追従するように制御する
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記三相ブリッジ回路の直流電圧値を予め定められた直流電圧指令値に追従するように前記出力有効電流指令値に対応するゲインを出力する直流電圧制御手段をさらに備えた
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
5. 前記三相ブリッジ回路は、
   三相交流電圧の各相から３レベルの電圧値を出力する三相３レベルブリッジ回路である
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。

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