JP2010193614A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＨＶＤＣ入力端子間に直列接続された複数個の直列接続コンバータの入力電圧バランスを制御する回路が簡素である電力変換装置を提供することを目的とする。
【解決手段】ＨＶＤＣ入力端子間に複数個のコンバータの入力を直列接続し、各コンバータへの入力電圧を分割して高電圧対応し、各コンバータの出力側の接続点はチョーク入力型フィルタ回路の出力、いわゆる最終出力ポイントではなく、チョーク入力型フィルタ回路の入力、すなわち整流回路の出力で共通接続し、さらに、各コンバータの駆動信号に同一のパルス幅を用いることによって、複雑な電圧バランス制御を行うことなく、各コンバータの入力電圧が入力直流電源電圧のほぼ１／ｎとなるように、自動的に電圧平衡をとり、高電圧交流電源電圧の入力に対応する電力変換装置である。
【選択図】図１

Description

本発明は、データセンタのルータ、サーバ等に、数Ｖ〜４８Ｖ程度の直流電力を供給するＩＰ用整流器、また直流スパッタリング装置に使用されている４００Ｖ〜８００ＶのＤＣ電源等で、特にＡＣ４００Ｖ〜４８０Ｖの高電圧の商用交流電源系の電力変換を行う電力変換装置に関する。

データセンタ向けＩＰ用整流器は、ルータ、サーバ等に数Ｖ〜４８Ｖの直流電力を供給し、近年、インターネットの普及によって消費電力が数１００ｋＷにも増大し、２０ｋＷ程度の単位整流器を複数台、並列運転している。

また、直流スパッタリング装置は、液晶パネル製造装置、太陽電池パネル製造装置に使用され、ガラスまたはシリコン基板の大型化によって、使用されているスパッタリング用直流電源装置の定格電力は、近年、数１００ｋＷにも及び、２０ｋＷ程度の単位整流器を複数台、並列運転している。

このような整流器やスパッタリング用電源のＡＣ入力電圧は、ＡＣ２００Ｖ〜２２０Ｖが一般的であったが、近年の大容量の整流器、スパッタリング用直流電源では、交流受電設備の交流入力電流を低減するために、ＡＣ入力電圧４００Ｖ〜４８０Ｖが採用されていることが多い。以後、上記ＡＣ入力電圧４００Ｖ〜４８０Ｖ（高電圧商用交流電源電圧）を、「ＨＶＡＣ」という。

これらの大容量の整流器、スパッタリング用直流電源において、交流電源電圧を整流する整流回路の後に、ＤＣ／ＤＣコンバータが接続され、入出力絶縁と出力制御とをＤＣ／ＤＣコンバータで行うことが一般的である。

上記ＡＣ２００Ｖ〜２２０Ｖでは、交流電源電圧を単に整流した整流出力電圧は３００Ｖ程度であり、力率改善回路の出力電圧は、ＡＣ２００Ｖ〜２２０Ｖの波高値以上（たとえば３６０Ｖ程度）であるので、ダブルフォワード型、ハーフまたはフルブリッジ系等、使用スイッチング素子に加わる電圧が電源電圧に制限されている電圧型コンバータ回路を採用すれば、コンバータ回路のスイッチング半導体素子として低オン抵抗、低耐圧で安価な汎用ＦＥＴ（たとえば５００Ｖ耐圧の汎用ＦＥＴ）を使用することができる。

ところが、入力電圧がＡＣ４００Ｖ〜４８０ＶであるＨＶＡＣである場合、上記整流回路の整流出力電圧は、変動分を考慮すると、最大でほぼ６２０Ｖ〜７４４Ｖ、力率改善回路の出力電圧は、ＡＣ４００Ｖ〜４８０Ｖの波高値以上（８００Ｖ近い直流高電圧）（ＡＣ４００Ｖ〜４８０Ｖの波高値は、ＨＶＤＣである）が、コンバータ入力電圧になる。したがって、コンバータ回路のスイッチング半導体素子の耐圧は、少なくとも１０００Ｖ程度は必要である。しかし、ＦＥＴのオン抵抗は、耐圧が上昇すると、耐圧比の２乗で高くなり、１０００Ｖ耐圧のＦＥＴのオン抵抗は、５００Ｖ耐圧のＦＥＴの４倍近くになる。ＦＥＴの代わりにＩＧＢＴを使用することが考えられるが、ＩＧＢＴはスイッチング周波数を高くすることができないという欠点がある。

このために、ＨＶＤＣ入力間に５００Ｖ耐圧のＦＥＴを使用したコンバータを２個直列接続し、各コンバータの入力電圧をＨＶＤＣ入力（たとえば８００Ｖ）の１／２に低減し、また、各コンバータの直流出力を合成し、ＤＣ出力電圧Ｖｏを出力する方式が採用されている。

しかし、この直列方式では、各コンバータの入力インピーダンス（すなわち入力電流）を同一に制御しないと、各コンバータの入力電圧がアンバランスになり、ＨＶＤＣ入力の１／２に維持することができず、一方の入力電圧が上昇し過ぎ、これによって、コンバータが破壊することがある。

この電圧アンバランスを補正するために、ＨＶＤＣ入力端子間に、複数個のコンバータの入力を直列接続し、各コンバータの入力電圧を分割することによって高電圧対応し、さらに、上記直列接続されたコンバータの入力電圧のアンバランスを検出し、各コンバータに入力されているオンパルス幅を個別に制御することによって、入力電圧のアンバランスを補正する回路が知られている（たとえば、特許文献１参照）。

特開２００５−０３３９６７号

図１１は、従来例の等価回路９００を示す図である。

上記従来例において、各コンバータの入力電圧がアンバランスになる理由について、以下、説明する。

従来例の等価回路９００は、単位コンバータ１０ａ、１０ｂ毎に個別のチョーク入力フィルタ回路３０ａ、３０ｂを設けた回路である。

図１１に示す従来の並列接続において、仮に、２個のコンバータの回路定数が全く同一であり、ＦＥＴの同一駆動信号に対するスイッチング時間が同一であれば、２個のコンバータの入力電流は同じになり、直流入力コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂの電圧は等しくなり、出力電流分担も同一となる。

しかし、実際には、２個のコンバータの回路定数が全く同一であっても、２個のコンバータのＦＥＴの同一駆動信号に対するスイッチング時間のばらつきをゼロにすることはできない。

図１２は、従来例の動作を示すタイムチャートである。

今、コンバータ１０ａの回路インピーダンス（抵抗、漏れインダクタンス、ダイオード順電圧）が、コンバータ１０ｂの回路インピーダンスとほぼ同一であるとする。ただし、ＦＥＴ１２ａ、１５ａのスイッチング特性によってこの組のオン時間が、ＦＥＴ１２ｂ、１５ｂの組のオン時間に対して、相対的に長く、Δｔ（たとえば１０％）長いと仮定する。この結果、ＦＥＴ１２ａ、１５ａと、ＦＥＴ１２ｂ、１５ｂとに同一信号が加えられてオンしたときに、図１２の（１）、（２）に示すように、チョーク３１ａに加わる図示極性の電圧時間積は、チョーク３１ｂに加わる図示極性の電圧時間積よりも大きい。ＦＥＴ１２ａ、１５ａとＦＥＴ１２ｂ、１５ｂとに同時にオフ信号が加えられると、各チョーク３１ａ、３１ｂは、それぞれのフライホイールダイオード２３ａ、２３ｂをオンさせ、出力電圧Ｖｏでリセットする。リセットは、加えられた電圧時間積と同じ電圧時間積の逆電圧を発生させるか、または、加えられた電圧で増加した電流増分がゼロになるまで、電流を減少させることによって、変化した磁束を元へ戻すことである。

しかし、出力電圧Ｖｏが共通であるので、Ｖｏ＝Ｅ１×ｔ１／Ｔ＝Ｅ２×（ｔ１−Δｔ）／Ｔになる。つまり、Ｖ１／Ｖ２＝（ｔ１−Δｔ）／ｔ１になり、Δｔ＝１０％である場合、Ｖ１／Ｖ２＝０．９になる。Ｅ１、Ｅ２は、Ｖｉｎ１、Ｖｉｎ２と比例関係にあるので、コンバータの入力電圧は、１０％のアンバランスになる。

図１３は、図１１に示す従来例におけるシミュレーション結果を示す図である。

図１３（１）に示すＶｃｈ１は、直流入力コンデンサＣ１ａの両端電圧であり、Ｖｃｈ２は、直流入力コンデンサＣ１ｂの両端電圧であり、電圧差が大きくアンバランスになり、図１３（１）に示すように、約４０Ｖの電圧差が生じている。なお、図１３（２）は、チョーク３１ａ、３１ｂの電圧を示し、図１３（３）は、チョーク３１ａ、３１ｂの電流を示し、図１３（４）は、ＦＥＴ１２ａ、１２ｂの電流を示し、電圧の高い方の電流が大きくなり、電圧の低い方の電流が小さくなる。

しかし、上記従来例では、入力電圧がアンバランスになるので、たとえば、各単位コンバータのオン時間を制御することによって、各コンバータの入力電圧のアンバランスを補正しようとすると、制御回路が複雑になるという問題がある。

本発明は、ＨＶＤＣ入力端子間に直列接続された複数個の直列接続コンバータの入力電圧バランスを制御する回路が簡素である電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明は、低耐圧のスイッチング半導体素子、ＩＧＢＴ、特に安価で低オン抵抗のＦＥＴを使用してＡＣ４００Ｖ系等の商用高電圧交流電源電圧の電力変換に適用できるものであり、ＨＶＤＣ入力端子間に複数個（２以上の自然数ｎ）のコンバータの入力を直列接続して、各コンバータへの入力電圧を分割して高電圧対応する思想は上記特許文献１と同様であるが、各コンバータの出力側の接続点はチョーク入力型フィルタ回路の出力、いわゆる最終出力ポイントではなく、チョーク入力型フィルタ回路の入力、すなわち整流回路の出力で共通接続し、さらに、各コンバータの駆動信号に同一にオンオフさせる同一のパルス幅を用いることによって、複雑な電圧バランス制御を行うことなく、各コンバータの入力電圧が入力直流電源電圧のほぼ１／ｎとなるように、自動的に電圧平衡をとり、高電圧交流電源電圧の入力に対応する電力変換装置である。

本発明によれば、４００Ｖ系等の高電圧商用交流電圧を整流した直流電圧の変動分を考慮しても、その最大値よりも耐圧の低い安価で順方向電圧降下の低いＦＥＴのようなスイッチング半導体素子を使用して電力変換装置を構成する場合、ＨＶＤＣ入力端子間に直列接続された複数個の直列接続コンバータの入力電圧バランスを制御する回路が簡素であるという効果を奏する。

本発明の実施例１である電力変換装置１００を示す回路図である。 実施例１の等価回路１００Ｅを示す図である。 実施例１の動作を示すタイムチャートである。 実施例１におけるシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施例２である電力変換装置２００を示す回路図である。 本発明の実施例３である電力変換装置３００を示す回路図である。 本発明の実施例４である電力変換装置４００を示す回路図である。 本発明の実施例５である電力変換装置５００を示す回路図である。 本発明の実施例６である電力変換装置６００を示す回路図である。 本発明の実施例７である電力変換装置７００を示す回路図である。 従来例の等価回路９００を示す図である。 従来例の動作を示すタイムチャートである。 従来例におけるシミュレーション結果を示す図である。

発明を実施するための形態は、以下の実施例である。

図１は、本発明の実施例１である電力変換装置１００を示す回路図である。

電力変換装置１００は、通信用４８Ｖ出力の整流器を有する。

ＨＶＡＣ入力は、通常三相であるが、ここでは、三相ＨＶＡＣ電源の１相線間電圧に交流入力端子Ｉ１と端子Ｉ２とが接続されている１つの単相ブロックについて説明する。

１つの単相ブロックは、Ｕ−Ｖ線間に接続されているブリッジ整流器ＢＲ１と、平滑用チョークコイル８１と、直流入力コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂと、バランス抵抗Ｒ１、Ｒ２と、直流―直流変換回路５とを有する。

直流入力コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂは、入力高圧直流電源端子間に直列に接続されている複数の直流入力コンデンサの例である。

ブリッジ整流器ＢＲ１の出力端子に、平滑用チョークコイル８１と、電解コンデンサで構成されている直流入力コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂとが直列接続されている。単位コンバータ１０Ａ、１０Ｂが停止しているときに、直流入力コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂの漏れ電流によるアンバランスを補償するために、バランス抵抗Ｒ１、Ｒ２が並列接続されている。

単位コンバータ１０Ａ、１０Ｂは、上記複数の直流入力コンデンサのそれぞれの両端に接続され、上記直流入力コンデンサの数と同じ数だけ設けられている単位コンバータであり、半導体スイッチング素子とトランスと整流回路とを含む単位コンバータであって、出力端子が、上記チョーク入力型フィルタ回路の入力端子に並列接続されている複数個の単位コンバータの例である。

ブリッジ整流回路ＢＲ１の出力電圧は、入力電源電圧（ＡＣ４００Ｖ〜４８０Ｖ）の最大ピーク値よりも高い約８００Ｖである。通常の電解コンデンサの耐圧は、４５０Ｖ程度であるので、整流電圧を平滑する直流入力コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂとして、耐圧４５０Ｖの電解コンデンサが２個直列接続されている。

各直流入力コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂには、同一構成の単位コンバータ１０Ａ、１０Ｂが接続されている。同一構成であるので、単位コンバータ１０Ａの構成要素には、サフィックスＡを、単位コンバータ１０Ｂの構成要素には、サフィックスＢを付してある。

単位コンバータ１０Ａは、直流入力コンデンサＣ１Ａに跨って、ＦＥＴ１２Ａと、トランス１３Ａの１次巻き線１４Ａと、ＦＥＴ１５Ａとが直列接続されているコンバータである。

つまり、直流入力コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂは、ブリッジ整流回路の出力端子に直列に接続されている複数の直流入力コンデンサの例である。また、単位コンバータ１０Ａ、１０Ｂは、上記複数の直流入力コンデンサのそれぞれの両端に接続され、上記直流入力コンデンサの数と同じ数だけ設けられている単位コンバータであり、半導体スイッチング素子とトランスと整流回路とを含む単位コンバータであって、入力高圧直流電源端子間に、直列接続され、出力端子が、上記チョーク入力型フィルタ回路の入力端子に並列接続されている複数個の単位コンバータの例である。

さらに、ＦＥＴ１２Ａのソース電極から、直流入力コンデンサＣ１Ａの負極（−）に向かって、ダイオード１６Ａが逆接続され、ＦＥＴ１５Ａのドレイン電極から、直流入力コンデンサＣ１Ａの正極（＋）に向かって、ダイオード１７Ａが接続されている。

また、トランス１３Ａの２次巻き線２１Ａに、整流回路２０Ａが接続されている。整流回路２０Ａは、整流ダイオード２２Ａを有する。

整流回路２０Ａと整流回路２０Ｂとが接続されている出力端子に、単位コンバータ１０Ａ、１０Ｂに共通のチョーク入力型フィルタ回路３０が接続されれば、いわゆるダブルフォワード型コンバータを構成する。チョーク入力型フィルタ回路３０は、チョーク３１と、フィルタ回路コンデンサ３２と、フライホイールダイオード２３とによって構成されている。

これと同様に、単位コンバータ１０Ｂは、直流入力コンデンサＣ１Ｂに跨ってＦＥＴ１２Ｂ、トランス１３Ｂの１次巻き線１４Ｂ、ＦＥＴ１５Ｂが直列接続されているコンバータである。さらに、ＦＥＴ１２Ｂのソース電極から、直流入力コンデンサＣ１Ｂの負極（−）に向かって、ダイオード１６Ｂが逆接続されている。ＦＥＴ１５Ｂのドレイン電極から、直流入力コンデンサＣ１Ｂの正極（＋）に向かって、ダイオード１７Ｂが接続されている。

また、トランス１３Ｂの２次巻き線２１Ｂに、整流ダイオード２２Ｂと、共通のフライホイールダイオード２３とが接続されている。

ところで、図１１に示す従来例であれば、単位コンバータ１０ａ、１０ｂは、それぞれの２次整流回路に、チョーク入力型フィルタ回路を有し、このフィルタ回路の出力側で並列接続されている。

しかし、実施例１では、単位コンバータ１０Ａ、１０Ｂは、共通のチョーク入力型フィルタ回路３０の入力側にあるフライホイールダイオード２３で並列接続している点で、構成上、従来例とは異なる。

実施例１では、単位コンバータ１０Ａ、１０Ｂは、共通のチョーク入力型フィルタ回路３０を通して直流出力端子Ｏ１、Ｏ２に接続されている。

制御回路６０は、通信用整流器であれば、直流出力電圧５０を検出し、また、スパッタ電源であれば、直流出力電流４１または直流出力電圧５０と直流出力電流４１との積である出力電力を検出し、定電圧、定電流、定電力制御するために、単位コンバータ１０Ａ、１０ＢのＦＥＴ１２Ａ、１５Ａ、１２Ｂ、１５Ｂに同じオンオフタイミングのパルス幅信号、またはデュティ信号を、駆動信号として送る。

実施例１では、コンバータ１０Ａ、１０Ｂは、ダブルフォワード型コンバータであるので、コンバータ１０Ａの２個のＦＥＴ１２Ａ、１５Ａ、またはコンバータ１０Ｂの２個のＦＥＴ１２Ｂ、１５Ｂは、同一信号で、同一時間オンする。実施例１では、さらに、両コンバータ１０Ａ、１０Ｂにおける４個のＦＥＴ１２Ａ、１５Ａ、１２Ｂ、１５Ｂの全てを、同一の制御信号によって、同一時間オンさせる。

つまり、チョーク入力型フィルタ回路３０は、共通のチョークとコンデンサとフライホイールダイオードとを具備するチョーク入力型フィルタ回路の例である。単位コンバータ１０Ａ、１０Ｂは、直流入力コンデンサの両端に直列接続されている半導体スイッチング素子とトランスと整流回路とを含む単位コンバータであって、入力高圧直流電源端子間に、直列接続され、出力端子が、上記チョーク入力型フィルタ回路の入力端子に並列接続されている複数個の単位コンバータの例である。

電流検出手段４０、直流出力電圧５０は、チョーク入力型フィルタ回路の直流出力電流または直流出力電圧を検出する検出手段の例である。

制御回路６０は、複数の単位コンバータ内の上記半導体スイッチング素子を同時にオンオフさせることにより、上記チョーク入力型フィルタ回路の出力電圧または出力電流または出力電力を制御し、上記複数個の単位コンバータの入力電流を略等しくすることによって、上記複数個の単位コンバータの入力電圧を平衡させる制御回路の例である。

次に、実施例１における電流バランスについて説明する。

図２は、実施例１の等価回路１００Ｅを示す図である。

実施例１の等価回路１００Ｅは、直流入力コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂのそれぞれに、単位コンバータ１０Ａ、１０Ｂを接続し、また、共通のチョーク入力フィルタ回路３０が設けられている。

なお、図２において、トランスを省略し、１次回路のＦＥＴを２次回路の整流ダイオードに直列接続して変換し、直流入力コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂの直列接続を無視してある。つまり、等価回路の目的が、直流入力コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂに接続されている単位コンバータ１０Ａ、１０Ｂの入力インピーダンスが等しいことを説明できればよいので、上記のような等価回路１００Ｅを記載してある。

次に、実施例１の動作について説明する。

図３は、実施例１の動作を示すタイムチャートである。

実施例１の等価回路１００Ｅにおいて、単位コンバータ１０Ａ、１０Ｂは、共通のチョーク入力型フィルタ回路３０の入力側にあるフライホイールダイオード２３と並列接続されている。

制御回路６０は、通信用整流器であれば、直流出力電圧５０等のパラメータを検出し、また、スパッタ電源であれば、直流出力電流４１または出力電力を検出し、定電圧、定電流、定電力制御をするために、単位コンバータ１０Ａ、１０ＢのＦＥＴにパルス幅信号、またはデュティ信号を駆動信号として送る。

次に、実施例１において、単位コンバータ１０Ａ、１０Ｂに設けられている４個のＦＥＴのスイッチング特性にバラツキがあり、同一のオン信号に対して、単位コンバータ１０ＡのＦＥＴのオン時間が、単位コンバータ１０ＢのＦＥＴのオン時間よりも長く、たとえば１０％のデュティ差がある場合について考える。

たとえば、オンした直後に、直流入力コンデンサＣ１Ａと直流入力コンデンサＣ１Ｂとの両端電圧が同じである場合、単位コンバータ１０ＡのＦＥＴのオン時間が、単位コンバータ１０Ｂのオン時間よりも、Δｔ大きければ、Δｔ時間は、ダイオード１９Ｂがオフし、ダイオード１９Ａがオンして、直流入力コンデンサＣ１Ａから電流が放電し続け、直流入力コンデンサＣ１Ａの両端電圧が、直流入力コンデンサＣ１Ｂの両端電圧よりも、低下する。

次のオンの最初には、両端電圧が高い直流入力コンデンサＣ１Ｂのみがダイオード１９Ｂを通して放電し、直流入力コンデンサＣ１Ａの両端電圧と、直流入力コンデンサＣ１Ｂの両端電圧とがバランスしたタイミングから、ダイオード１９Ａもオンして直流入力コンデンサＣ１Ａも放電を始め、デュティ差がある時間は、直流入力コンデンサＣ１Ａから電流が再び放電し続ける。

この場合における直流入力コンデンサＣ１Ｂの電圧低下ΔＶは、ＣＶ＝ＩＴであるので、ΔＶ＝Ｉｐ×Δｔ／（直流入力コンデンサＣ１Ａの容量）である。

なお、図２と図３において、チョーク３１が共通であるので、Ｅ１＝Ｅ２である。Δｔ時間においては、コンバータ１０Ａのみが電流を放電する。

図４は、実施例１におけるシミュレーション結果を示す図である。

図４（１）に示すＶｃｈ１は、直流入力コンデンサＣ１Ａの両端電圧であり、Ｖｃｈ２は、直流入力コンデンサＣ１Ｂの両端電圧であり、電圧差が約１２Ｖと小さく、バランスしていることを波形が示していあるが、いずれも２つの波形が重なっているので、１つの波形に見える。なお、図４（２）、図４（３）は、それぞれチョーク３１の電圧、電流を示す図である。図４（４）は、ＦＥＴ１２Ａ、１２Ｂの電流Ｉｐ１、Ｉｐ２を示し、ＦＥＴオン時は電圧の高い方のみから電流が供給され、電圧がバランスした時点以降、両方のＦＥＴからの電流が供給される。ＦＥＴオフ時は、パルス幅の長いＦＥＴからのみ、電流が供給され、若干の電圧差が生じる。２つになっている部分が差異であり、１つに見えるところは２つの波形が重なっている時間である。

図４に示す実施例のシミュレーションと、図１３に示す従来例のシミュレーションとを見れば、同一条件で測定した結果、直流入力コンデンサＣ１Ａと直流入力コンデンサＣ１Ｂとの両端電圧差に大きな違いが生じることが分かる。実施例のシミュレーション（図４）によれば、コンバータのスイッチング周波数を５０ｋＨｚとし、デュティを０．５とし、Δｔを１μsとし、Ｉｐを２２．５Ａ×０．２５＝５．６２５Ａとし、直流入力コンデンサＣ１Ａの容量を１μＦとすると、ΔＶ＝５．６２５Ｖになり、約１２Ｖの電圧差になった。一方、従来例では、約４０Ｖの電圧差が発生した。

さらに、実際に使用される条件では、直流入力コンデンサＣ１Ａは、商用電圧を平滑する目的から、通常は、その容量が数百μＦ以上であり、直流入力コンデンサＣ１Ａ以外を同じ条件とすると、実施例のシミュレーションでは、電圧差のアンバランスが１／１００以下しか生じない。

実施例１は、基本的には、入力直流電源に跨って２個の入力コンデンサを直列接続すると共に、低耐圧のＦＥＴによって構成された２個のコンバータを、上記入力コンデンサの両端にそれぞれ接続し、かつ各コンバータの２次整流回路の出力を並列接続し、また各コンバータのＦＥＴに供給される制御信号を同一信号とすることによって、２個の入力コンデンサの電圧平衡をとり、上記入力直流電源電圧よりも低い耐圧以下で、ＦＥＴのようなスイッチング半導体素子を使用する。

したがって、実施例１では、入力直流電源に跨ってｎ個の入力コンデンサを直列接続すると共に、低耐圧のＦＥＴによって構成されているｎ個のインバータを、上記入力コンデンサの両端にそれぞれ接続し、かつ各インバータの入力電圧が、入力直流電源電圧のほぼ１／ｎとなるように、各インバータに供給される制御信号を制御し、ｎ個の直列接続された入力コンデンサの電圧平衡をとるようにしてもよい。

また、実施例１は、単相交流入力のコンバータ回路であるが、実施例１を三相の場合に適用することができる。

実施例１において、フライホイールダイオード２３は、１個設けられているが、単位コンバー１０Ａ、１０Ｂのそれぞれについて、フライホイールダイオード２３を設けるようにしてもよい。

図５は、本発明の実施例２である電力変換装置２００を示す回路図である。

電力変換装置２００は、電力変換装置１００において、力率改善回路（ＰＦＣ回路）７０が付加されている装置であり、１つの単相ブロックにおいて、Ｕ−Ｖ線間に接続されている力率改善回路７０と、直流―直流変換回路５とを有する。

力率改善回路７０は、Ｕ−Ｖ線間に接続されているブリッジ整流器ＢＲ１を有し、ブリッジ整流器ＢＲ１の出力に、昇圧用チョークコイル８１と、ＦＥＴ８２とが直列接続され、また、ＦＥＴ８２と並列に、逆流防止ダイオード８３と直流入力コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂとの直列回路が接続されている。単位コンバータ１０Ａ、１０Ｂが停止しているときに、直流入力コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂの漏れ電流によるアンバランスを補償するために、バランス抵抗Ｒ１、Ｒ２が並列接続されている。

力率改善回路７０の出力電圧は、入力電源電圧（ＡＣ４００Ｖ〜４８０Ｖ）の最大ピーク値よりも高い約８００Ｖである。通常の電解コンデンサの耐圧は４５０Ｖ程度であるので、整流電圧を平滑する直流入力コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂは、耐圧４５０Ｖの電解コンデンサを２個直列接続している。

各直流入力コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂには、互いに同一構成の単位コンバータ１０Ａ、１０Ｂが接続されている。同一構成であるので、単位コンバータ１０Ａの構成要素には、サフィックスＡを、単位コンバータ１０Ｂの構成要素には、サフィックスＢを付してある。なお、各直流入力コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂは、力率改善回路７０の構成要素であり、また、単位コンバータ１０Ａ、１０Ｂの構成要素でもある。

力率改善回路７０は、入力高圧直流電源端子と、直列接続されている複数の上記単位コンバータの入力端子との間に、上記直流入力コンデンサを含む昇圧チョッパが構成され、この昇圧チョッパとブリッジ整流回路とによって構成されている力率改善回路の例である。

図６は、本発明の実施例３である電力変換装置３００を示す回路図である。

電力変換装置３００は、電力変換装置２００において、シングルフォワードのコンバータを採用した実施例である。

電力変換装置２００において、単位コンバータ１０Ａ、１０Ｂの代わりに、単位コンバータ１０３Ａ、１０３Ｂが設けられている。

また、制御回路６０の代わりに、制御回路６１が設けられ、制御回路６１は、ＦＥＴ１２Ａ、１２Ｂを制御する互いに同一の制御パルスを出力する。

図７は、本発明の実施例４である電力変換装置４００を示す回路図である。

電力変換装置４００は、電力変換装置２００において、ハーフブリッジのコンバータを採用した実施例である。

電力変換装置２００において、単位コンバータ１０Ａ、１０Ｂの代わりに、単位コンバータ１０４Ａ、１０４Ｂが設けられている。

図８は、本発明の実施例５である電力変換装置５００を示す回路図である。

電力変換装置５００は、電力変換装置２００において、ハーフブリッジのコンバータを採用した実施例である。

電力変換装置２００において、単位コンバータ１０Ａ、１０Ｂの代わりに、単位コンバータ１０５Ａ、１０５Ｂが設けられている。

図９は、本発明の実施例６である電力変換装置６００を示す回路図である。

電力変換装置６００は、電力変換装置２００において、フルブリッジのコンバータを採用した実施例である。

電力変換装置２００において、単位コンバータ１０Ａ、１０Ｂの代わりに、単位コンバータ１０６Ａ、１０６Ｂが設けられている。

トランス１３Ａの２次巻き線２１Ａに、整流回路２０Ａが接続されている。整流回路２０Ａは、整流ダイオード２２Ａを有する。トランス１３Ｂの２次巻き線２１Ｂに、整流回路２０Ｂが接続されている。整流回路２０Ｂは、整流ダイオード２２Ｂを有する。

図１０は、本発明の実施例７である電力変換装置７００を示す回路図である。

電力変換装置７００は、電力変換装置２００において、フルブリッジのコンバータを採用した実施例である。

電力変換装置７００において、単位コンバータ１０Ａ、１０Ｂの代わりに、単位コンバータ１０７Ａ、１０７Ｂが設けられている。

トランス１３Ａの２次巻き線２１Ａに、整流回路２０Ａが接続されている。整流回路２０Ａは、整流ダイオード２２Ａ、２３Ａを有する。トランス１３Ｂの２次巻き線２１Ｂに、整流回路２０Ｂが接続されている。整流回路２０Ｂは、整流ダイオード２２Ｂ、２３Ｂを有する。

なお、図７〜図１０に示す電力変換回路４００、５００、６００、７００において、トランス２次電圧が正負対称な全波型のコンバータである場合、１次側ＦＥＴが全てオフした休止期間には、全てのダイオードが同時にオンし、チョーク電流を分流するモードになり、フライホイールダイオードが必須ではないので、図７〜図１０においてフライホイールダイオードの記載を省略した。

上記各単位コンバータは、シングルフォワード型コンバータ、ダブルフォワード型コンバータ、ハーフブリッジ型の電圧型コンバータ、フルブリッジ型の電圧型コンバータのいずれかである。

上記各実施例によれば、４００Ｖ系等の商用高電圧交流電圧を整流した直流電圧の変動分を考慮しても、その最大値よりも耐圧の低い安価で順方向電圧降下の低いＦＥＴのようなスイッチング半導体素子を使用して電力変換装置を構成することができ、高周波化、高効率化、低コスト化が可能となる。したがって、高周波化、高効率化、低コスト化が可能である。

また、上記実施例によれば、４００Ｖ系等の商用高電圧交流電圧を整流した直流電圧の変動分を考慮しても、その最大値よりも耐圧の低い安価で順方向電圧降下の低いＦＥＴのようなスイッチング半導体素子を使用して電力変換装置を構成する場合、ＨＶＤＣ入力端子間に直列接続された複数個の直列接続コンバータの入力電圧バランスを制御する回路が簡素である。

１００…電力変換回路、
１０Ａ、１０Ｂ…単位コンバータ、
２０…整流回路、
２３…フライホイールダイオード、
３０…チョーク入力型フィルタ回路、
４０…電流検出回路、
４１…直流出力電流、
５０…直流出力電圧、
６０…制御回路、
２００、３００、４００、５００、６００、７００…電力変換回路。

Claims (3)

1. 共通のチョークとコンデンサとフライホイールダイオードとを具備するチョーク入力型フィルタ回路と；
   入力高圧直流電源端子間に直列に接続されている複数の直流入力コンデンサと；
   上記複数の直流入力コンデンサのそれぞれの両端に接続され、上記直流入力コンデンサの数と同じ数だけ設けられている単位コンバータであり、半導体スイッチング素子とトランスと整流回路とを含む単位コンバータであって、出力端子が、上記チョーク入力型フィルタ回路の入力端子に並列接続されている複数個の単位コンバータと；
   上記チョーク入力型フィルタ回路の直流出力電圧または直流出力電流を検出する検出手段と；
   上記複数の単位コンバータ内の上記半導体スイッチング素子を同時にオンオフさせることにより、上記チョーク入力型フィルタ回路の出力電圧または出力電流または出力電力を制御し、上記複数個の単位コンバータの入力電流を略等しくすることによって、上記複数個の単位コンバータの入力電圧を平衡させる制御回路と；
   を有することを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１において、
   上記入力高圧直流電源端子と、直列接続されている複数の上記単位コンバータの入力端子との間に、上記直流入力コンデンサを含む昇圧チョッパが構成され、この昇圧チョッパとブリッジ整流回路とによって構成されている力率改善回路を有することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１または請求項２において、
   上記単位コンバータは、シングルフォワード型コンバータ、ダブルフォワード型コンバータ、ハーフブリッジ型の電圧型コンバータ、フルブリッジ型の電圧型コンバータのいずれかであることを特徴とする電力変換装置。

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