JP2010187456A - Ac-ac power conversion device - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、入力端の多相交流電圧を直接複数の多相交流電圧に変換して複数の出力端に供給する交流−交流電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to an AC-AC power converter that directly converts a multi-phase AC voltage at an input end into a plurality of multi-phase AC voltages and supplies them to a plurality of output ends.
この種の交流−交流電力変換装置は、入力端の多相交流電圧を大容量のエネルギー蓄積手段に一時的に蓄積することなく任意の周波数と振幅を持つ多相交流電圧に直接変換して出力端に出力する。このような交流−交流電力変換装置で複数の出力端に多相交流電圧を供給するための構成として、例えば、特許文献１に記載の手法がある。
特許文献１では、入力端に共通の系統連系フィルタをもつ複数のマトリクスコンバータ主回路モジュールを並列に接続し、単一の入力端の多相交流電圧を直接複数の多相交流電圧に変換して複数の出力端にそれぞれ供給する。
This type of AC-AC power converter directly converts the multi-phase AC voltage at the input end into a multi-phase AC voltage having an arbitrary frequency and amplitude without temporarily storing it in a large-capacity energy storage means and outputs it. Output to the end. As a configuration for supplying a multiphase AC voltage to a plurality of output terminals with such an AC-AC power converter, for example, there is a method described in
In
この系統連系フィルタのキャパシタは、系統に流出する高周波ノイズを除去するのみでなく、それぞれの制御周期においてはモジュールを通じて負荷にエネルギーを供給する母線キャパシタの役割も担うことから、変換装置でのスイッチング時に瞬時に電荷を供給できることが必要であり、キャパシタからモジュールのスイッチまでの配線インダクタンスをできるだけ小さくすることが望ましく、キャパシタをモジュールの直近に接続する。さらに、個々のモジュール全てについてキャパシタからモジュールまでの配線インダクタンスを最小とするためには、キャパシタを分割してモジュールごとに配置することも提案されている。 This grid-connected filter capacitor not only removes high-frequency noise flowing into the grid, but also plays the role of a bus capacitor that supplies energy to the load through the module in each control cycle. Sometimes it is necessary to be able to supply charges instantaneously, and it is desirable to minimize the wiring inductance from the capacitor to the switch of the module, and the capacitor is connected in the immediate vicinity of the module. Furthermore, in order to minimize the wiring inductance from the capacitor to the module for each individual module, it has been proposed to divide the capacitor and arrange it for each module.
このような構成の従来の交流−交流電力変換装置では、キャパシタを分割せずにモジュールの入力端に接続する場合、複数のモジュールを同一平面上に並べて配置すると端子間に距離が生じるため、キャパシタからスイッチまでの配線インダクタンスを可能な限り小さくすることができないという課題がある。複数のモジュールを対面に配置すれば配線インダクタンスを可能な限り小さくすることは可能であるが、実装スペースの制約が著しくなり製造コストの増大にもつながる。また、キャパシタを分割すれば配線インダクタンスを可能な限り小さくすることができるが、部品点数の増加となり故障率の増大、製造コストの増大につながり実装スペースの制約も大きくなる。
この発明は、以上のような従来の課題を解決するもので、系統連系フィルタのキャパシタを分割することなく、キャパシタからスイッチまでの配線インダクタンスを可能な限り小さくすることができる交流−交流電力変換装置を得ることを目的とする。
In the conventional AC-AC power converter having such a configuration, when connecting a module to the input end of a module without dividing the capacitor, if a plurality of modules are arranged side by side on the same plane, a distance is generated between the terminals. There is a problem that the wiring inductance from the switch to the switch cannot be made as small as possible. If a plurality of modules are arranged facing each other, the wiring inductance can be reduced as much as possible. However, the mounting space is remarkably restricted and the manufacturing cost is increased. Further, if the capacitor is divided, the wiring inductance can be reduced as much as possible. However, the number of components increases, resulting in an increase in failure rate and an increase in manufacturing cost.
The present invention solves the above-described conventional problems, and AC-AC power conversion that can reduce the wiring inductance from the capacitor to the switch as much as possible without dividing the capacitor of the grid interconnection filter. The object is to obtain a device.
この発明に係る交流−交流電力変換装置は、入力端の多相交流電圧を出力電圧指令に基づく多相交流電圧に変換してそれぞれ負荷が接続された複数の出力端に出力する交流−交流電力変換装置において、
リアクトルとキャパシタとからなるフィルタを介して入力端に接続され入力端の多相交流電圧から逐次１つの２相間電圧を選択して直流母線に接続する複数のスイッチを有する１台のコンバータ、およびそれぞれ直流母線の電圧を出力電圧指令に基づき多相交流電圧に変換して出力端に出力する複数のスイッチを有する複数台のインバータを備えたものである。
The AC-AC power converter according to the present invention converts the multi-phase AC voltage at the input end into a multi-phase AC voltage based on the output voltage command, and outputs the converted multi-phase AC voltage to a plurality of output ends connected to loads. In the conversion device,
One converter having a plurality of switches connected to the DC bus by selecting one voltage between two phases sequentially from the multiphase AC voltage of the input terminal connected to the input terminal through a filter including a reactor and a capacitor, and A plurality of inverters having a plurality of switches for converting the voltage of the DC bus into a polyphase AC voltage based on the output voltage command and outputting the converted voltage to the output terminal are provided.
以上のように、この発明に係る交流−交流電力変換装置は、コンバータとインバータとで構成し、かつ、インバータは複数台備えるが、コンバータは１台で構成するので、フィルタのキャパシタを分割することなく、従って、部品点数を削減して故障率の低下や製造コストの削減を実現できるとともに、キャパシタからスイッチまでの配線インダクタンスを可能な限り小さくすることができる。 As described above, the AC-AC power converter according to the present invention includes a converter and an inverter, and includes a plurality of inverters. However, since the converter includes a single unit, the capacitor of the filter is divided. Therefore, it is possible to reduce the number of components to realize a reduction in failure rate and a reduction in manufacturing cost, and it is possible to make the wiring inductance from the capacitor to the switch as small as possible.
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１による交流−交流電力変換装置の構成図である。本実施の形態の交流−交流電力変換装置は、交流電源１に連なる入力端に接続されたリアクトル２１とキャパシタ２２とからなる系統連系フィルタ２、その入力側を系統連系フィルタ２に接続しその出力側を直流母線Ｐ、Ｎに接続した、複数の双方向に電圧を阻止してかつ電流の導通を制御できる交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴからなるコンバータとしてのＰＷＭ（パルス幅変調）整流器３、その入力側を直流母線Ｐ、Ｎに接続しその出力側となる出力端に第一の負荷６を接続した複数のスイッチ４ＵＰ〜４ＷＮからなる第一のインバータ４、およびその入力側を直流母線Ｐ、Ｎに接続しその出力側となる出力端に第二の負荷７を接続した複数のスイッチ５ＵＰ〜５ＷＮからなる第二のインバータ５、からなる。
FIG. 1 is a configuration diagram of an AC-AC power converter according to
このような交流−交流電力変換装置は、直流母線Ｐ、Ｎに直流電源や平滑用キャパシタなどの大容量エネルギー蓄積手段をもたないことから、交流電源１の何れかの相の電圧がＰＷＭ整流器３と直流母線Ｐ、Ｎと第一のインバータ４を介して直接第一の負荷６の相に現れ、また、交流電源１の何れかの相の電圧がＰＷＭ整流器３と直流母線Ｐ、Ｎと第二のインバータ５を介して直接第二の負荷７の相に現れる。
In such an AC-AC power converter, since the DC buses P and N do not have large-capacity energy storage means such as a DC power supply or a smoothing capacitor, the voltage of any phase of the
ＰＷＭ整流器３は、交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴのスイッチングによって直流母線Ｐ、Ｎ間に一時的な直流電圧として入力端の２相間電圧を接続する。スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴは、上段側のスイッチ３ＰＲ、３ＰＳ、３ＰＴの何れか一つをターンオンとし、下段側のスイッチ３ＮＲ、３ＮＳ、３ＮＴの何れか一つをターンオンとする。ただし、互いに直列に接続されているスイッチ３ＰＲと３ＮＲ、３ＰＳと３ＮＳ、３ＰＴと３ＮＴがそれぞれ同時にオンとなることはない。
The
第一のインバータ４と第二のインバータ５とは、それぞれの入力側を１つの同じ直流母線Ｐ、Ｎに並列に接続する。第一のインバータ４を構成するスイッチ４ＵＰ〜４ＷＮおよび第二のインバータ５を構成するスイッチ５ＵＰ〜５ＷＮは、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ）とダイオードとを逆並列に接続した構成であり、そのスイッチングによって直流母線Ｐ、Ｎ間に一時的に接続される直流電圧を任意の振幅と周波数とをもつ多相交流電圧に変換する。なお、互いに直列に接続されているスイッチ４ＵＰと４ＵＮ、４ＶＰと４ＶＮ、４ＷＰと４ＷＮ、５ＵＰと５ＵＮ、５ＶＰと５ＶＮ、５ＷＰと５ＷＮはそれぞれ何れか一方がターンオン、他方がターンオフとなる。
The
系統連系フィルタ２のキャパシタ２２は、ＰＷＭ整流器３の交流交流スイッチまでの配線インダクタンスをできるだけ小さくするように、ＰＷＭ整流器３の入力端の直近に接続する。また、ＰＷＭ整流器３の出力側と第一のインバータ４の入力側、およびＰＷＭ整流器３の出力側と第二のインバータ５の入力側とのそれぞれ相互間を接続する直流母線Ｐ、Ｎも配線インダクタンスをできるだけ小さくするように接続する。
この場合、特に、キャパシタ２２との接続構成が問題となるスイッチを備えたＰＷＭ整流器３は、１台で構成されるので、これが複数台のマトリクスコンバータで構成される従来装置と異なり、キャパシタとスイッチとの接続がコンパクトになし得るので、その間の配線インダクタンスを可能な限り小さくすることができる。
The
In this case, in particular, the
なお、以下の各実施の形態を含め、直流母線Ｐ、Ｎに並列に接続するインバータを第一のインバータ４と第二のインバータ５との２台としているが、本願発明はその適用を適切に行うことにより３台以上のインバータを並列に接続した場合にも適用できるものである。
In addition, including the following embodiments, two inverters connected in parallel to the DC buses P and N are the
また、交流−交流電力変換装置として必要となる交流交流スイッチの個数を、従来のマトリクスコンバータ主回路モジュールの場合と比較すると、本実施の形態の交流−交流電力変換装置の方が少なくて済み、この点でも有利となる。
即ち、図２に示す従来のマトリクスコンバータ主回路モジュールおよび図１に示す本実施の形態のＰＷＭ整流器３を構成する交流交流スイッチを、例えば、図３のように、ＩＧＢＴ２個を用いた構成とした場合、従来のマトリクスコンバータ主回路モジュールでは合計１８個の交流交流スイッチで構成され、これが並列する２台分必要となり総計３６個のＩＧＢＴが必要となる。
これに対し、本実施の形態の交流−交流電力変換装置は、ＰＷＭ整流器３を構成する６個の交流交流スイッチに１２個のＩＧＢＴを用い、第一のインバータ４と第二のインバータ５とでそれぞれ６個のＩＧＢＴを用いることから合計２４個のＩＧＢＴでよく、その結果として交流−交流電力変換装置で用いるＩＧＢＴの個数を減らすことができる。
マトリクスコンバータやインバータの並列数が３以上になれば、両者の差は更に大きくなる。
In addition, when the number of AC / AC switches required as an AC / AC power conversion device is compared with the case of the conventional matrix converter main circuit module, the AC / AC power conversion device of the present embodiment requires less, This is also advantageous.
That is, the AC / AC switch constituting the conventional matrix converter main circuit module shown in FIG. 2 and the
On the other hand, the AC-AC power converter according to the present embodiment uses 12 IGBTs for the 6 AC / AC switches constituting the
If the number of parallel matrix converters and inverters is 3 or more, the difference between the two becomes even larger.
以上のように、本発明の実施の形態１によれば、系統連系フィルタと直流母線との間に単一のＰＷＭ整流器を接続しその直流母線に複数台のインバータを接続するようにしたので、系統連系フィルタのキャパシタを分割することなくキャパシタからＰＷＭ整流器までの配線インダクタンスを可能な限り小さくすることができ、また、交流−交流電力変換装置で用いるＩＧＢＴのような半導体スイッチの個数を削減することができるため、部品点数を削減して故障率の低下や製造コストの削減を実現できる。 As described above, according to the first embodiment of the present invention, a single PWM rectifier is connected between the grid interconnection filter and the DC bus, and a plurality of inverters are connected to the DC bus. The wiring inductance from the capacitor to the PWM rectifier can be reduced as much as possible without dividing the capacitor of the grid interconnection filter, and the number of semiconductor switches such as IGBTs used in the AC-AC power converter is reduced. Therefore, it is possible to reduce the number of parts and reduce the failure rate and the manufacturing cost.
実施の形態２．
本発明の実施の形態２では、第一のインバータ４および第二のインバータ５について、出力電圧指令を生成する出力電圧指令値演算手段と、その出力電圧指令値およびパルス幅変調制御の搬送波よりスイッチ制御信号を生成するインバータスイッチ制御信号生成手段とをインバータ毎に設けた構成とし、そのインバータスイッチ制御信号生成手段に入力する搬送波を共通の搬送波生成手段より出力するものとし、さらにその搬送波生成手段が出力する搬送波によって、ＰＷＭ整流器３の交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴの切り替えタイミングでは第一のインバータ４および第二のインバータ５がともに直流母線ＰまたはＮの何れか一方に接続するスイッチを全てターンオンとする所謂環流状態となるようにする。
Embodiment 2. FIG.
In the second embodiment of the present invention, the
図４は、本発明の実施の形態２による交流−交流電力変換装置の構成図である。系統連系フィルタ２、ＰＷＭ整流器３、第一のインバータ４、第二のインバータ５、第一の負荷６、第二の負荷７の機能および相互の配線は図１と同一であるため説明は省略する。
電圧検出器８は、交流電源１に接続する入力端の多相交流電圧を検出してコンバータ制御手段であるＰＷＭ整流器制御手段３１に送出する。
FIG. 4 is a configuration diagram of an AC-AC power conversion device according to Embodiment 2 of the present invention. The functions of the grid interconnection filter 2, the
The
ＰＷＭ整流器制御手段３１は、２相間電圧抽出手段３１１、接続期間比率演算手段３１２およびコンバータスイッチ制御信号生成手段３１３からなる。２相間電圧抽出手段３１１は、検出した多相交流電圧に基づいて、入力端の多相交流電圧の周期に対して十分短い所定の制御周期（搬送波周期に相当）の中で直流母線Ｐ、Ｎに接続する２つの２相間電圧を抽出する。接続期間比率演算手段３１２は、入力電流指令に基づき抽出した２つの２相間電圧および多相交流電圧に基づいて所定の制御周期において２つの２相間電圧を直流母線Ｐ、Ｎに接続する期間の比率を接続期間比率として計算して出力する。コンバータスイッチ制御信号生成手段３１３は、抽出した２つの２相間電圧および接続期間比率に基づいて、ＰＷＭ整流器３を構成するスイッチ３ＰＲ〜３ＮＴのスイッチ制御信号を生成しスイッチ３ＰＲ〜３ＮＴを駆動するゲートドライバ３２に出力する。
The PWM
搬送波生成手段４０は、上記接続期間比率に基づいて、一方の頂点をＰＷＭ整流器３の切り替えタイミングに同期させ、他方の頂点を制御周期の境界に同期させた変形三角搬送波を生成し出力する。
The carrier wave generation means 40 generates and outputs a modified triangular carrier wave having one vertex synchronized with the switching timing of the
第一のインバータ制御手段４１は、出力電圧指令値演算手段４１２およびインバータスイッチ制御信号生成手段４１３からなる。インバータスイッチ制御信号生成手段４１３は、変形三角搬送波と出力電圧指令値とにより、第一のインバータ４を構成するスイッチ４ＵＰ〜４ＷＮのスイッチ制御信号を生成しスイッチ４ＵＰ〜４ＷＮを駆動するゲートドライバ４２に出力する。第二のインバータ制御手段５１は、出力電圧指令値演算手段５１２およびインバータスイッチ制御信号生成手段５１３からなり、インバータスイッチ制御信号生成手段５１３はインバータスイッチ制御信号生成手段４１３と同一の機能を有する。
The first
直流母線Ｐ、Ｎに現れる電圧は交流電源１の電圧およびＰＷＭ整流器制御手段３１の制御結果により定められ、この電圧は出力電圧指令値演算手段４１２および５１２がそれぞれいかなる出力電圧制御法を用いたとしても変化することはない。したがって、出力電圧指令値演算手段４１２と５１２とは相互に異なる出力電圧指令値を設定することができる。
The voltage appearing on the DC buses P and N is determined by the voltage of the
なお、搬送波生成手段４０は、第一のインバータ制御手段４１および第二のインバータ制御手段５１の何れからも独立するものとしたが、搬送波生成手段４０を何れかのインバータ制御手段に包含してインバータスイッチ制御信号生成手段に入力するとともに他方のインバータの制御手段へ搬送波を出力してその内部のインバータスイッチ制御信号生成手段に入力するようにしてもその本質に変わりはない。 The carrier wave generation means 40 is independent from both the first inverter control means 41 and the second inverter control means 51. However, the carrier wave generation means 40 is included in any inverter control means to Even if it is input to the switch control signal generating means and the carrier wave is output to the control means of the other inverter and input to the inverter switch control signal generating means inside thereof, the essence does not change.
図５は、本発明の実施の形態２による交流−交流電力変換装置において、２相間電圧抽出手段３１１が抽出し接続期間比率演算手段３１２が計算した直流母線Ｐ、Ｎ間に接続する入力端の２相間電圧とそれぞれの接続期間、コンバータスイッチ制御信号生成手段３１３が生成するＰＷＭ整流器３の交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴのスイッチ制御信号、搬送波生成手段４０が出力する第一のインバータ４の三角搬送波と出力電圧指令値演算手段４１２が出力する出力電圧指令値Ｖ４Ｕ＊、Ｖ４Ｖ＊、Ｖ４Ｗ＊およびこれらの信号からインバータスイッチ制御信号生成手段４１３が生成するスイッチ４ＵＰ〜４ＷＮのスイッチ制御信号４Ｕ、４Ｖ、４Ｗ、搬送波生成手段４０が出力する第二のインバータ５の三角搬送波と出力電圧指令値演算手段５１２が出力する出力電圧指令値Ｖ５Ｕ＊、Ｖ５Ｖ＊、Ｖ５Ｗ＊およびこれらの信号からインバータスイッチ制御信号生成手段５１３が生成するスイッチ５ＵＰ〜５ＷＮのスイッチ制御信号５Ｕ、５Ｖ、５Ｗの一例を示したタイミングチャートである。
FIG. 5 shows an input terminal connected between the DC buses P and N extracted by the two-phase voltage extraction means 311 and calculated by the connection period ratio calculation means 312 in the AC-AC power converter according to Embodiment 2 of the present invention. The voltage between the two phases, the respective connection periods, the switch control signals of the AC / AC switches 3PR to 3NT of the
なお、三角搬送波および出力電圧指令値はそれぞれ（下端レベル）−１〜（上端レベル）＋１の範囲に規格化したものである。スイッチ制御信号４Ｕはそれ自身がスイッチ４ＵＰのスイッチ制御信号であると同時に、それを反転した信号がスイッチ４ＵＮのスイッチ制御信号となる。４Ｖ、４Ｗ、５Ｕ、５Ｖ、５Ｗについても同様である。 The triangular carrier wave and the output voltage command value are standardized in the range of (lower end level) −1 to (upper end level) +1. The switch control signal 4U itself is a switch control signal for the switch 4UP, and a signal obtained by inverting it is a switch control signal for the switch 4UN. The same applies to 4V, 4W, 5U, 5V, 5W.
図５の例は、２相間電圧抽出手段３１１が交流電源１の複数の正の２相間電圧の中で最大の電圧ＶＲＳと中間の電圧ＶＲＴを、入力端の多相交流電圧の周期に対して十分短い所定の制御周期の中で直流母線Ｐ、Ｎに接続する電圧として抽出し、接続期間比率演算手段３１２は交流−交流電力変換装置の入力電流制御、ここでは、入力端の力率を１とする制御により入力端の相電圧絶対値最大のＲ相以外の２つの相であるＳ相とＴ相との相電圧ＶＳとＶＴとの比率を２相間電圧ＶＲＳとＶＲＴの接続期間比率として計算したものである。
In the example of FIG. 5, the two-phase voltage extracting means 311 calculates the maximum voltage VRS and the intermediate voltage VRT among the plurality of positive two-phase voltages of the
また、搬送波生成手段４０は、２相間電圧ＶＲＳとＶＲＴとの接続期間の境界、すなわちＰＷＭ整流器３の交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴの切り替えタイミングに一方の頂点を同期させ、制御周期の境界に他方の頂点を同期させた三角搬送波を生成しており、換言すると、この三角搬送波の形状は、片搬送波と称する各直線を−１〜＋１の範囲の下端レベルおよび上端レベルで折り返してなる、所謂変形三角波形状の三角搬送波となる。なお、本段落に示した内容は公知の範囲の技術であり、それ以上の詳細な説明は省略する。
Further, the carrier wave generating means 40 synchronizes one apex to the boundary of the connection period between the two-phase voltages VRS and VRT, that is, the switching timing of the AC / AC switches 3PR to 3NT of the
本実施の形態の交流−交流電力変換装置では、出力電圧指令値演算手段４１２と５１２とで相互に異なる任意の出力電圧制御法を用いることができるので、インバータスイッチ制御信号生成手段４１３と５１３とは相互に異なるスイッチ制御信号をそれぞれ生成することができ、第一のインバータ４と第二のインバータ５とは相互に振幅と周波数との異なる多相交流電圧をそれぞれの出力端に供給することができる。
In the AC-AC power converter according to the present embodiment, the output voltage command value calculation means 412 and 512 can use arbitrary different output voltage control methods, so that the inverter switch control signal generation means 413 and 513 Can generate different switch control signals, and the
また、第一のインバータ４と第二のインバータ５とのそれぞれのスイッチ制御信号を生成するための変形三角搬送波を共通の搬送波生成手段４０より出力することから、交流−交流電力変換装置の演算装置における搬送波生成手段を簡素なものとすることができる。さらに、搬送波生成手段４０が出力する、一方の頂点を接続期間の境界に同期させた変形三角搬送波を第一のインバータ４および第二のインバータ５の共通の三角搬送波としたことから、第一のインバータ４および第二のインバータ５はともに直流母線ＰまたはＮの何れか一方に接続するスイッチを全てターンオンとする環流状態となるようなタイミングを作り、そのタイミングでは、第一の負荷６を流れる電流が第一の負荷６と第一のインバータ４との間で、また、第二の負荷７を流れる電流が第二の負荷７と第二のインバータ５との間で、それぞれ電流が環流するため、ＰＷＭ整流器３の交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴの切り替えを行ってもスイッチング損失は発生しない。
Since the modified triangular carrier wave for generating the switch control signals of the
以上のように、本発明の実施の形態２によれば、複数台のインバータの変形三角搬送波を共通の搬送波生成手段より出力するようにしたので、交流−交流電力変換装置の演算装置における搬送波生成手段を簡素なものとすることができる。また、複数台のインバータの出力電圧指令値を相互に異なる任意の出力電圧制御法により生成できるようにしたので、それぞれのインバータの出力端に異なる任意の出力電圧制御法による出力電圧指令値を出力することができ、相互に異なる運転特性をもつ複数の負荷をそれぞれ適切に運転することができる。また、変形三角搬送波の一方の頂点を接続期間の境界に同期させてそのタイミングでは全てのインバータの直流母線ＰまたはＮの何れか一方に接続するスイッチを全てターンオンとする環流状態となるので、それぞれのインバータとその出力端に接続するそれぞれの負荷との間で電流が環流してＰＷＭ整流器には電流が流れずそのタイミングでＰＷＭ整流器の交流交流スイッチの切り替えを行ってもスイッチング損失は発生しないことになり、交流−交流電力変換装置で発生する電力損失を低減することができる。 As described above, according to the second embodiment of the present invention, the modified triangular carrier wave of a plurality of inverters is output from the common carrier wave generating means, so that the carrier wave generation in the arithmetic unit of the AC-AC power converter is performed. Means can be simplified. In addition, output voltage command values for multiple inverters can be generated by different arbitrary output voltage control methods, so output voltage command values by different arbitrary output voltage control methods are output to the output terminals of each inverter. Thus, it is possible to appropriately operate a plurality of loads having mutually different operation characteristics. In addition, since one vertex of the modified triangular carrier wave is synchronized with the boundary of the connection period, and at that timing, all the switches connected to either one of the DC buses P or N of all inverters are turned on, Current flows between the inverter and each load connected to its output terminal, and no current flows in the PWM rectifier, and switching loss does not occur even if the AC / AC switch of the PWM rectifier is switched at that timing. Thus, it is possible to reduce power loss that occurs in the AC-AC power converter.
実施の形態３．
本発明の実施の形態３では、第一のインバータ制御手段４１と第二のインバータ制御手段５１とにそれぞれ搬送波生成手段４１１と５１１とを設け、この内、搬送波生成手段５１１は接続期間比率とは無関係に均等三角搬送波を出力する構成とする。
図６は、本発明の実施の形態３による交流−交流電力変換装置の構成図である。図４との相違点は、第一のインバータ制御手段４１と第二のインバータ制御手段５１とにそれぞれ搬送波生成手段４１１と５１１とを設け、搬送波生成手段４１１は、接続期間比率演算手段３１２の出力に基づき搬送波を生成し、搬送波生成手段５１１は、接続期間比率演算手段３１２の出力に基づくことなく搬送波を生成する点である。
In
FIG. 6 is a configuration diagram of an AC-AC power converter according to
図７は、本発明の実施の形態３による交流−交流電力変換装置における、直流母線Ｐ、Ｎ間に接続する入力端の２相間電圧とその期間、交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴのスイッチ制御信号、第一のインバータ４および第二のインバータ５それぞれの、三角搬送波、出力電圧指令値、および、スイッチ４ＵＰ〜４ＷＮ、スイッチ５ＵＰ〜５ＷＮのスイッチ制御信号の一例を示したタイミングチャートである。図５との相違点は、搬送波生成手段５１１が出力する三角搬送波を１つの制御周期で１個の左右対称の均等三角搬送波とする点である。
FIG. 7 shows the two-phase voltage at the input end connected between the DC buses P and N and its period, the switch control signal of the AC / AC switches 3PR to 3NT, in the AC / AC power converter according to
第二のインバータ５が演算装置と一体化されたユニットの一部である場合、その演算装置が内包する搬送波生成手段は通常、左右対称の均等三角搬送波を生成する。したがって、このユニットの入力端を直流母線Ｐ、Ｎにそのまま接続するだけで本実施の形態の交流−交流電力変換装置とすることができ、ユニットに一体化された演算装置をそのまま使用することができる。この場合、ＰＷＭ整流器３の交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴの切り替えタイミングでは、第二のインバータ５は環流状態とはならずＰＷＭ整流器３の交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴに電流が流れるため交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴの切り替えでスイッチング損失が発生する。しかしながら、第二の負荷７を流れる電流が第一の負荷６を流れる電流に比べて十分に小さい場合にはスイッチング損失の増加はそれほど大きくはならない。
なお、図６では、２台のインバータのそれぞれに搬送波生成手段を１台設けているが、例えば、４台のインバータを接続する場合、その内の２台のインバータ毎に共用の搬送波生成手段を１台設けるようにしてもよい。
When the
In FIG. 6, one carrier generation means is provided for each of the two inverters. For example, when four inverters are connected, a common carrier generation means is provided for each of the two inverters. One unit may be provided.
以上のように、本発明の実施の形態３によれば、複数台のインバータの制御手段にそれぞれ搬送波生成手段を設け、その一部の搬送波生成手段では接続期間比率演算手段の出力に基づくことなく搬送波を生成するようにしたので、この搬送波生成手段を内包する演算装置を当該インバータの制御にそのまま使用することができ、インバータと演算装置を一体化したユニットの適用や安価な演算装置の使用による製造コストの削減を実現できる。 As described above, according to the third embodiment of the present invention, carrier control means is provided in each of the control means of a plurality of inverters, and some of the carrier generation means are not based on the output of the connection period ratio calculation means. Since the carrier wave is generated, the arithmetic device including the carrier wave generating means can be used as it is for the control of the inverter, by applying a unit in which the inverter and the arithmetic device are integrated or using an inexpensive arithmetic device. Manufacturing cost can be reduced.
実施の形態４．
一般に、インバータの三角搬送波の周波数を低くして搬送波周期を長くすると、インバータを構成するスイッチでのスイッチング回数が少なくなることからインバータで発生するスイッチング損失を低減することができ、また、負荷の入力端に現れる電圧のパルス幅が長く周波数が低いため負荷の対地浮遊容量のインピーダンスが高くなり負荷から流れ出る漏れ電流を小さくすることができる。その一方で、インバータの出力端、すなわち負荷の入力端に現れる電圧パルス幅が長いことで高周波電力振動や高周波運転振動が大きくなり負荷の制御特性が低下し、負荷の電力損失や運転騒音が増大することになる。インバータの三角搬送波の周波数を高くすれば逆の効果が現れることになり、これらの特性は三角搬送波の周波数の上げ下げによりトレードオフの関係にある。
Generally, if the frequency of the triangular carrier wave of the inverter is lowered and the carrier wave period is lengthened, the number of times of switching in the switches constituting the inverter is reduced, so that the switching loss generated in the inverter can be reduced, and the load input Since the pulse width of the voltage appearing at the end is long and the frequency is low, the impedance of the floating capacitance to the ground of the load is increased, and the leakage current flowing out from the load can be reduced. On the other hand, the long voltage pulse width that appears at the output end of the inverter, that is, the input end of the load, increases the high-frequency power vibration and high-frequency operation vibration, thereby reducing the load control characteristics and increasing the load power loss and operating noise. Will do. If the frequency of the triangular carrier wave of the inverter is increased, the opposite effect appears, and these characteristics are in a trade-off relationship by raising and lowering the frequency of the triangular carrier wave.
交流−交流電力変換装置の複数の出力端に接続する複数の負荷すべてがインバータの三角搬送波の周波数に対して同等の特性をもつのであれば、例えば、図５や図７に示すように、すべてのインバータの搬送波生成手段が１つの制御周期で２個の片搬送波を生成して１個の変形三角搬送波または均等三角搬送波として出力して三角搬送波の周波数をすべてのインバータで同一とすればよい。しかしながら、例えば、一方の負荷はインバータの電力損失を低減することなどを目的として三角搬送波の周波数を低くすることが望ましく、他方の負荷は負荷の電力損失を低減することなどを目的として三角搬送波の周波数を高くすることが望ましい場合には、すべてのインバータの三角搬送波の周波数を同一とすることが複数の出力端に接続した負荷全てにとって必ずしも望ましいとは言えない。 If all of the plurality of loads connected to the plurality of output terminals of the AC-AC power converter have equivalent characteristics with respect to the frequency of the triangular carrier wave of the inverter, for example, as shown in FIG. 5 and FIG. The inverter carrier generating means generates two single carriers in one control cycle and outputs them as one modified triangular carrier or equal triangular carrier, so that the frequency of the triangular carrier is the same for all inverters. However, for example, it is desirable for one load to lower the frequency of the triangular carrier wave for the purpose of reducing the power loss of the inverter, and for the other load, the load of the triangular carrier wave is used for the purpose of reducing the power loss of the load. When it is desirable to increase the frequency, it is not always desirable for all loads connected to a plurality of output terminals to have the same triangular carrier frequency for all inverters.
そこで、本発明の実施の形態４では、第一のインバータ制御手段４１の搬送波生成手段４１１と第一のインバータ制御手段５１の搬送波生成手段５１１とが、１つの制御周期で生成する片搬送波の個数を相互に異なるものとする。
図８は、本発明の実施の形態４による交流−交流電力変換装置の構成図である。図６との相違点は、搬送波生成手段４１１および５１１がともに接続期間比率演算手段３１２の出力に基づき搬送波を生成するようにした点である。
Therefore, in the fourth embodiment of the present invention, the number of single carriers generated by the
FIG. 8 is a configuration diagram of an AC-AC power converter according to
図９は、本発明の実施の形態４による交流−交流電力変換装置における、直流母線Ｐ、Ｎ間に接続する入力端の２相間電圧とその期間、交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴのスイッチ制御信号、第一のインバータ４および第二のインバータ５それぞれの、三角搬送波、出力電圧指令値、および、スイッチ４ＵＰ〜４ＷＮ、スイッチ５ＵＰ〜５ＷＮのスイッチ制御信号の一例を示したタイミングチャートである。図５との相違点は、搬送波生成手段５１１が、入力端の２種の２相間電圧ＶＲＳとＶＲＴとの接続期間でそれぞれ２個の片搬送波を生成して均等三角搬送波として出力する点である。
FIG. 9 shows the two-phase voltage at the input terminal connected between the DC buses P and N and the period thereof, the switch control signals of the AC / AC switches 3PR to 3NT, in the AC / AC power converter according to
本実施の形態の交流−交流電力変換装置では、搬送波生成手段５１１が、入力端の２種の２相間電圧ＶＲＳとＶＲＴとの接続期間でそれぞれ２個の片搬送波を生成する均等三角搬送波としたことから１つの制御周期では相互に周期の異なる２個の均等三角搬送波を生成することになり、第二のインバータ５の三角搬送波の周波数は第一のインバータ４の三角搬送波の周波数と比較して平均的に２倍となるので、第一のインバータ４と第二のインバータ５との三角搬送波の周波数を相互に異なるものとすることができる。このことにより、第一の負荷６が三角搬送波の周波数を低くすることが望ましく第二の負荷７が三角搬送波の周波数を高くすることが望ましい場合に、それぞれの負荷にとって望ましい三角搬送波の周波数で負荷の入力端に多相交流電圧を供給することができる。
In the AC-AC power converter according to the present embodiment, the carrier wave generating means 511 is a uniform triangular carrier wave that generates two single carriers in the connection period between the two types of two-phase voltages VRS and VRT at the input end. Therefore, in one control cycle, two equal triangular carriers having different periods are generated, and the frequency of the triangular carrier of the
なお、図９では何れの搬送波生成手段も交流電源１の２相間電圧のそれぞれの接続期間の境界に一方の頂点を同期させる三角搬送波を出力するものとしているが、何れか一方の搬送波生成手段が接続期間比率演算手段３１２の出力に基づくことなくその一方の頂点を上記境界に同期させない１つの均等三角搬送波として出力しても、若しくは何れか一方の搬送波生成手段が接続期間比率演算手段３１２の出力に基づくことなくその一方の頂点を上記境界に同期させずにすべて同一の周期をもつ２個の均等三角搬送波として出力するようにしてもよい。また、本実施の形態の以上の内容では１つの制御周期で高々２個の三角搬送波を生成するものとしているが、１つの制御周期で３個以上の三角搬送波を生成するようにしてもよい。
In FIG. 9, any of the carrier wave generating means outputs a triangular carrier wave whose one vertex is synchronized with the boundary of each connection period of the two-phase voltage of the
さらに、本実施の形態の以上の内容では１つの制御周期で偶数個の片搬送波を生成して単一または複数個の三角搬送波を生成するようにしているが、上記の２つの接続期間のうち一方で１個の片搬送波を生成して他方で２個以上の片搬送波を生成するようにしてもよく、制御周期の境界で三角搬送波の頂点位置が一致するように生成する片搬送波を適宜調整するようにしてもよい。 Further, in the above contents of the present embodiment, an even number of single carriers are generated in one control cycle to generate a single or a plurality of triangular carriers. Of the above two connection periods, On the one hand, one single carrier wave may be generated and two or more single carrier waves may be generated on the other side, and the single carrier wave to be generated is adjusted appropriately so that the vertex positions of the triangular carrier waves coincide with each other at the boundary of the control period. You may make it do.
以上のように、本発明の実施の形態４によれば、複数台のインバータの制御手段の搬送波生成手段が出力する三角搬送波を１つの制御周期あたりの片搬送波の個数が相互に異なるものとしたことで三角搬送波の周波数が相互に異なるようになり、それぞれの負荷にとって望ましい三角搬送波の周波数となり交流−交流電力変換装置による負荷の運転にとってより望ましい運転特性を得ることができる。 As described above, according to the fourth embodiment of the present invention, the triangular carrier waves output from the carrier wave generating means of the control means of the plurality of inverters are different from each other in the number of single carriers per control cycle. As a result, the frequencies of the triangular carrier waves are different from each other, so that the frequency of the triangular carrier wave is desirable for each load, and more desirable operating characteristics for the operation of the load by the AC-AC power converter can be obtained.
実施の形態５．
直流母線Ｐ、ＮにＰＷＭ整流器の出力端とインバータの入力端とを接続する回路構成であって、インバータの出力端に誘導性負荷を接続した交流−交流電力変換装置では、過電流・過電圧や主回路故障を検知したときにＰＷＭ整流器を構成する交流交流スイッチおよびインバータを構成するスイッチの全てのスイッチ制御信号をターンオフとして誘導性負荷の運転を急停止する場合があるが、誘導性負荷に流れる電流がインバータのダイオードを通って直流母線に流れ直流母線の電圧を上昇させるため直流母線の電圧が過電圧となりスイッチを破壊する可能性がある。これを防ぐため、直流母線Ｐ、Ｎの間に誘導性負荷を流れていた電流のエネルギーを吸収するためのキャパシタと、そのキャパシタの電圧が直流母線に接続する交流電源の２相間電圧よりも高いときに異電圧短絡を防止するためのダイオードとで構成するクランプ回路を備えることがある。また、このキャパシタはインバータのスイッチのスイッチング動作によって直流母線Ｐ、Ｎ間に発生する高周波サージ電圧を吸収する役割もある。クランプ回路のキャパシタの容量は、上記の誘導性負荷を流れる電流のエネルギーを吸収しても直流母線が過電圧とならない大きさとすればよい。
In an AC-AC power converter in which an inductive load is connected to the output end of the inverter, the circuit configuration is such that the output end of the PWM rectifier and the input end of the inverter are connected to the DC buses P and N. When a main circuit failure is detected, the operation of the inductive load may be suddenly stopped by turning off all switch control signals of the AC / AC switch constituting the PWM rectifier and the switch constituting the inverter, but it flows to the inductive load. Since current flows through the diode of the inverter to the DC bus and raises the voltage of the DC bus, the voltage of the DC bus may become overvoltage and may destroy the switch. In order to prevent this, a capacitor for absorbing the energy of the current flowing through the inductive load between the DC buses P and N, and the voltage of the capacitor is higher than the voltage between the two phases of the AC power supply connected to the DC bus. Sometimes a clamp circuit composed of a diode for preventing a short-circuit between different voltages is provided. The capacitor also has a role of absorbing high-frequency surge voltage generated between the DC buses P and N by the switching operation of the inverter switch. The capacitance of the capacitor of the clamp circuit may be set such that the DC bus does not become overvoltage even if the energy of the current flowing through the inductive load is absorbed.
ところで、交流−交流電力変換回路の通常の運転ではこのキャパシタは交流電源の最大の２相間電圧若しくはそれ以上の電圧で常時充電されエネルギーを蓄積している。そこで本発明の実施の形態５では、クランプ回路のキャパシタに蓄積したエネルギーを一部の負荷の通常の運転でも活用するため、交流−交流電力変換回路の複数台のインバータのうち一部のインバータの入力端をクランプ回路のキャパシタの両端に接続してキャパシタの蓄積エネルギーを活用するものである。 By the way, in the normal operation of the AC-AC power conversion circuit, this capacitor is always charged with the maximum voltage between two phases of the AC power supply or a voltage higher than that, and accumulates energy. Therefore, in the fifth embodiment of the present invention, in order to use the energy stored in the capacitor of the clamp circuit even in the normal operation of some loads, some of the inverters of the plurality of inverters of the AC-AC power conversion circuit are used. The input terminal is connected to both ends of the capacitor of the clamp circuit to utilize the stored energy of the capacitor.
図１０は、本発明の実施の形態５による交流−交流電力変換装置の構成図である。本実施の形態の交流−交流電力変換装置は、図６の交流−交流電力変換装置にキャパシタ９１とダイオード９２とで構成するクランプ回路９を備え、第二のインバータ５の入力端をキャパシタ９１の両端に接続した構成であり、その他の構成は図６と同一であるため説明は省略する。
FIG. 10 is a configuration diagram of an AC-AC power converter according to
本実施の形態の交流−交流電力変換装置では、第二のインバータ５による第二の負荷７の運転に系統連系フィルタ２のキャパシタ２２の代わりにクランプ回路９のキャパシタ９１を用いることから、キャパシタ９１と第二のインバータ５との間の配線インダクタンスのみを可能な限り小さくすればよく、キャパシタ２２から第二のインバータ５まで、特に直流母線Ｐ、Ｎから第二のインバータ５までの配線インダクタンスを必ずしも小さくする必要はなくなり、第二のインバータ５とキャパシタ９１の配置の制約が緩和され交流−交流電力変換装置の設計自由度が増す。また、キャパシタ９１と第二の負荷７との間にＰＷＭ整流器３がないことからキャパシタ９１から第二のインバータ５を通って第二の負荷７を流れる電流がそのままＰＷＭ整流器３の交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴを流れることはなく、第二のインバータ制御手段５１の搬送波生成手段５１１がどのような三角搬送波を出力するとしても、例えば、本発明の実施の形態３に示すような均等三角搬送波を出力する搬送波生成手段５１１を含む演算装置と第二のインバータ５とを一体化したユニットを使用したとしても、ＰＷＭ整流器３を構成する交流交流スイッチの切り替えタイミングで第二の負荷７を流れる電流がそのままＰＷＭ整流器３を流れることはないのでＰＷＭ整流器３で発生するスイッチング損失を著しく増大させることはない。
In the AC-AC power converter according to the present embodiment, the capacitor 91 of the clamp circuit 9 is used instead of the
以上のように、本発明の実施の形態５によれば、複数台のインバータのうち一部のインバータの入力端をクランプ回路のキャパシタの両端に接続し当該キャパシタの蓄積エネルギーを利用する構成としたので、直流母線から上記インバータまでの配線インダクタンスを必ずしも小さくする必要はなくなり上記インバータの配置の制約が小さくなるため、交流−交流電力変換装置の設計自由度が増して製造コストを低減することができる。また、均等三角搬送波を出力する搬送波生成手段を含む演算装置をそのまま使用してもＰＷＭ整流器で発生するスイッチング損失を著しく増大させることはなく、交流−交流電力変換装置で発生する電力損失を抑制することができる。 As described above, according to the fifth embodiment of the present invention, the input terminals of some of the plurality of inverters are connected to both ends of the capacitor of the clamp circuit, and the stored energy of the capacitor is used. Therefore, it is not always necessary to reduce the wiring inductance from the DC bus to the inverter, and the restrictions on the placement of the inverter are reduced. Therefore, the design flexibility of the AC-AC power converter can be increased and the manufacturing cost can be reduced. . Further, even if an arithmetic unit including a carrier wave generating means for outputting a uniform triangular carrier wave is used as it is, the switching loss generated in the PWM rectifier is not significantly increased, and the power loss generated in the AC-AC power converter is suppressed. be able to.
本願発明は、入力端の三相交流電圧を直接三相交流電圧に変換して複数の出力端に出力する場合に限られるものではなく、広く、入力端の多相交流電圧を直接多相交流電圧に変換して複数の出力端に出力する場合にも適用でき、同等の効果を奏するものである。 The present invention is not limited to the case where the three-phase AC voltage at the input end is directly converted into a three-phase AC voltage and output to a plurality of output ends. The present invention can be applied to the case of converting to voltage and outputting to a plurality of output terminals, and has the same effect.
１ 交流電源、２ 系統連系フィルタ、２１ リアクトル、２２ キャパシタ、
３ ＰＷＭ整流器、
３ＰＲ，３ＰＳ，３ＰＴ，３ＮＲ，３ＮＳ，３ＮＴ 交流交流スイッチ、
３１ ＰＷＭ整流器制御手段、３１１ ２相間電圧抽出手段、
３１２ 接続期間比率演算手段、３１３ コンバータスイッチ制御信号生成手段、
３２，４２，５２ ゲートドライバ、４ 第一のインバータ、
４ＵＰ，４ＶＰ，４ＷＰ，４ＵＮ，４ＶＮ，４ＷＮ スイッチ、
４０，４１１，５１１ 搬送波生成手段、４１ 第一のインバータ制御手段、
４１２，５１２ 出力電圧指令値演算手段、
４１３ インバータスイッチ制御信号生成手段、５ 第二のインバータ、
５ＵＰ，５ＶＰ，５ＷＰ，５ＵＮ，５ＶＮ，５ＷＮ スイッチ、
５１ 第二のインバータ制御手段、５１３ インバータスイッチ制御信号生成手段、
６ 第一の負荷、７ 第二の負荷、８ 電圧検出器、９ クランプ回路、
９１ キャパシタ、９２ ダイオード。
1 AC power supply, 2 grid connection filter, 21 reactor, 22 capacitor,
3 PWM rectifier,
3PR, 3PS, 3PT, 3NR, 3NS, 3NT AC / AC switch,
31 PWM rectifier control means, 311 two-phase voltage extraction means,
312 Connection period ratio calculation means, 313 converter switch control signal generation means,
32, 42, 52 Gate driver, 4 First inverter,
4UP, 4VP, 4WP, 4UN, 4VN, 4WN switch,
40, 411, 511 carrier wave generating means, 41 first inverter control means,
412 and 512 output voltage command value calculation means,
413 inverter switch control signal generating means, 5 second inverter,
5UP, 5VP, 5WP, 5UN, 5VN, 5WN switch,
51 second inverter control means, 513 inverter switch control signal generation means,
6 First load, 7 Second load, 8 Voltage detector, 9 Clamp circuit,
91 capacitors, 92 diodes.
Claims (8)
リアクトルとキャパシタとからなるフィルタを介して前記入力端に接続され前記入力端の多相交流電圧から逐次１つの２相間電圧を選択して直流母線に接続する複数のスイッチを有する１台のコンバータ、およびそれぞれ前記直流母線の電圧を前記出力電圧指令に基づき多相交流電圧に変換して前記出力端に出力する複数のスイッチを有する複数台のインバータを備えたことを特徴とする交流−交流電力変換装置。 In the AC-AC power converter that converts the multi-phase AC voltage at the input end to a multi-phase AC voltage based on the output voltage command and outputs it to a plurality of output ends connected to the respective loads
One converter having a plurality of switches connected to the input terminal through a filter composed of a reactor and a capacitor, and sequentially selecting one two-phase voltage from the multi-phase AC voltage at the input terminal and connecting it to the DC bus; And AC-AC power conversion comprising a plurality of inverters each having a plurality of switches for converting the voltage of the DC bus into a multiphase AC voltage based on the output voltage command and outputting the voltage to the output terminal. apparatus.
前記複数台のインバータ毎に、前記出力電圧指令を生成する出力電圧指令値演算手段、および前記出力電圧指令と前記搬送波生成手段からの搬送波とに基づき前記インバータのスイッチをオンオフ制御するスイッチ制御信号を生成するインバータスイッチ制御信号生成手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の交流−交流電力変換装置。 Two-phase voltage extraction for extracting two types of two-phase voltages to be connected to the DC bus from the multi-phase AC voltage at the input end at a predetermined control cycle sufficiently short with respect to the cycle of the multi-phase AC voltage at the input end. Means for calculating a connection period ratio in each of the control periods of the two types of two-phase voltages extracted by the two-phase voltage extraction means based on an input current command; the two-phase voltage extraction means; and A converter switch control signal generating means for generating a switch control signal for controlling on / off of the switch of the converter based on an output with the connection period ratio calculating means, and a carrier wave generating means for generating a carrier wave for pulse width modulation control,
Output voltage command value calculation means for generating the output voltage command for each of the plurality of inverters, and a switch control signal for on / off controlling the switch of the inverter based on the output voltage command and the carrier wave from the carrier wave generation means 2. The AC-AC power converter according to claim 1, further comprising inverter switch control signal generating means for generating.
Priority Applications (1)
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2009
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