JP2010183661A - Rotating electrical machine control system - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To restrain a d-axis current value from going out of a normal control range, when performing rectangular wave voltage phase control, in a rotating electrical machine control system. <P>SOLUTION: In a rectangular wave voltage phase control mode, the control system performs torque feedback wherein it converts each phase current value of a rotating electrical machine 20 into a dq current value in a coordinate converter 72, and computes a torque estimate from the dq current value in a torque estimator 76, via a primary delay processor 74, and feeds it back to the torque command value. In addition to this main feedback loop, the control system is provided with a loop for getting a time constant τ corresponding to a torque deviation ΔT at the timing of each control operation cycle by using a table 86 which shows the relation of the time constant τ to the torque deviation ΔT, and applying the response property 88 of the primary delay based on the time constant τ to a primary delay processor 74. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、回転電機制御システムに係り、特に、トルクフィードバックが行われる回転電機制御システムに関する。   The present invention relates to a rotating electrical machine control system, and more particularly to a rotating electrical machine control system in which torque feedback is performed.

回転電機をインバータによって駆動する場合に、その制御方法として、正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードと矩形波電圧位相制御モードとを使い分けることが行われている。すなわち、回転電機の高出力化と小型化とを両立させるためには、１パルススイッチングを用いる矩形波電圧位相制御モードが必要であり、低速領域で優れた特性を有する正弦波電流制御モードと、中速領域で用いられる過変調電流制御モードとの間のモード切替を行いながら、最適に回転電機を制御している。   When the rotating electrical machine is driven by an inverter, a sine wave current control mode, an overmodulation current control mode, and a rectangular wave voltage phase control mode are selectively used as a control method. That is, in order to achieve both high output and miniaturization of the rotating electrical machine, a rectangular wave voltage phase control mode using one-pulse switching is necessary, and a sine wave current control mode having excellent characteristics in a low speed region, The rotating electrical machine is optimally controlled while switching the mode between the overmodulation current control mode used in the medium speed region.

ここで、正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードとは、電流フィードバック制御であり、電圧指令と搬送波（キャリア）とを比較することでパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）パターンを回転電機に出力する制御である。一方、矩形波電圧位相制御モードは、電気角に応じて１パルススイッチング波形を回転電機に出力する制御であり、電圧振幅は最大値に固定され、位相を制御することでトルクをフィードバック制御している。   Here, the sine wave current control mode and the overmodulation current control mode are current feedback control, and a pulse width modulation (PWM) pattern is changed by comparing a voltage command with a carrier wave (carrier). It is the control which outputs to. On the other hand, the rectangular wave voltage phase control mode is a control for outputting a one-pulse switching waveform to the rotating electrical machine according to the electrical angle. The voltage amplitude is fixed to the maximum value, and the torque is feedback controlled by controlling the phase. Yes.

正弦波電流制御モードから過変調電流制御モード、過変調電流制御モードから矩形波電圧位相制御モードの３つのモードの間の切替は、変調率、あるいは変調率に相当する電圧指令振幅によって行われるが、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードへの切替は、矩形波電圧位相制御モードにおいて電圧指令振幅が一定であるので、電流指令に対する実電流の位相によって切替のタイミングを判定することで行われる。   Switching between the three modes of the sine wave current control mode to the overmodulation current control mode and the overmodulation current control mode to the rectangular wave voltage phase control mode is performed according to the modulation rate or the voltage command amplitude corresponding to the modulation rate. The switching from the rectangular wave voltage phase control mode to the overmodulation current control mode is performed by determining the switching timing based on the phase of the actual current with respect to the current command because the voltage command amplitude is constant in the rectangular wave voltage phase control mode. Done.

例えば、特許文献１には、交流電動機の駆動制御装置として、電圧振幅が基準三角波のピーク値の１．００倍を超えたらＰＷＭ電流制御モードから過変調制御モードに切り替え、電圧振幅が基準三角波のピーク値の１．２７倍を超えたら矩形波電圧位相制御モードに切り替え、一方実電流位相の絶対値が電流指令位相の絶対値未満となったら矩形波電圧位相制御モードから過変調制御モードに切り替え、インバータは、ＰＷＭ電流制御部からのスイッチング指令、または過変調制御部からのスイッチング指令、または矩形波電圧位相制御部からの矩形波電圧を受けて、３相の擬似正弦波信号を生成することが述べられている。   For example, in Patent Document 1, as an AC motor drive control device, when the voltage amplitude exceeds 1.00 times the peak value of the reference triangular wave, the PWM current control mode is switched to the overmodulation control mode, and the voltage amplitude is the reference triangular wave. Switching to rectangular wave voltage phase control mode when the peak value exceeds 1.27 times, while switching from rectangular wave voltage phase control mode to overmodulation control mode when the absolute value of the actual current phase is less than the absolute value of the current command phase The inverter receives a switching command from the PWM current control unit, a switching command from the overmodulation control unit, or a rectangular wave voltage from the rectangular wave voltage phase control unit, and generates a three-phase pseudo sine wave signal Is stated.

そして、ｄ軸電流及びｑ軸電流には周期的なノイズや高調波が含まれるので測定電流にローパスフィルタ処理を行うが、このフィルタ処理のため、矩形波電圧位相制御モードから過変調制御モードへの切り替えが遅れることがあり、電流位相のハンチング等を引き起こし、制御が不安的になることを指摘している。そこで、ここでは、誘起電圧等を加味した必要電圧振幅ＶRと基準三角波のピーク値とを比較し、さらにチャタリングを起こさないようなオフセット値を設けることで、矩形波電圧位相制御モードから過変調制御モードへの切り替えの遅れが生じないようにすることが開示されている。 Since the d-axis current and the q-axis current include periodic noise and harmonics, the measurement current is subjected to low-pass filter processing. For this filter processing, the rectangular wave voltage phase control mode is changed to the overmodulation control mode. It has been pointed out that control of the control becomes uneasy due to delaying of switching of the current, causing hunting of the current phase and the like. Therefore, here, by comparing the required voltage amplitude V R taking into account the induced voltage and the like and the peak value of the reference triangular wave, and providing an offset value that does not cause chattering, it is possible to overmodulate from the rectangular wave voltage phase control mode. It is disclosed that there is no delay in switching to the control mode.

また、特許文献２には、動力出力装置として、モータＭＧ２のトルク制限用のなまし処理に用いる時定数を、モータＭＧ１の発電変化量が大きいときに小さく、発電変化量が小さいときに大きくすることが開示されている。これによって、モータＭＧ１の発電量が急減したときでもモータＭＧ２のトルク制限の変化に対する追従性をよくすることができると述べられている。   Further, in Patent Document 2, as a power output device, the time constant used for the smoothing process for torque limitation of the motor MG2 is small when the power generation change amount of the motor MG1 is large and large when the power generation change amount is small. It is disclosed. Accordingly, it is stated that even when the amount of power generated by the motor MG1 sharply decreases, it is possible to improve the followability with respect to the change in the torque limit of the motor MG2.

また、特許文献３には、動力出力装置として、バッテリに入出力される入出力電力と、モータに入出力される想定電力を減じた電力偏差になまし処理を行ってバッテリの入出力許容制限を行うことが開示されている。ここでは、モータの制御モードが変更されてから所定時間以内のときは、なまし処理時定数を通常のときの値よりも小さくすることで、入出力許容制限の算出を迅速に行うことができると述べられている。   Patent Document 3 discloses a power output device that performs a smoothing process on the power deviation obtained by subtracting the input / output power input / output to / from the battery and the assumed power input / output from / to the motor to allow the battery input / output allowable limit Is disclosed. Here, when the motor control mode is changed and within a predetermined time, the calculation of the input / output allowable limit can be performed quickly by making the smoothing processing time constant smaller than the normal value. It is stated.

また、特許文献４には、負荷駆動装置において、昇圧コンバータの電圧指令値に対する１次おくれ演算について、その時定数を、ＰＷＭ制御モードのとき２０ｍｓ、過変調制御モードのとき５０ｍｓ、矩形波制御モードのとき１００ｍｓとして、制御モードの制御タイミングの相違に応じて電圧指令値の変化率を変更することが開示されている。これによって、インバータへの入力電圧の急激な変化があっても各制御モードで制御が破綻することを防止できると述べられている。   Further, in Patent Document 4, in the load driving device, the time constant of the first order calculation for the voltage command value of the boost converter is 20 ms in the PWM control mode, 50 ms in the overmodulation control mode, and the rectangular wave control mode. It is disclosed that the change rate of the voltage command value is changed according to the difference in the control timing of the control mode as 100 ms. Thus, it is stated that control can be prevented from failing in each control mode even if there is a sudden change in the input voltage to the inverter.

特開２００８−１１６８２号公報JP 2008-11682 A 特開２００５−１５１６２０号公報JP 2005-151620 A 特開２００６−１７４５６７号公報JP 2006-174567 A 特開２００５−４５８８０号公報JP 2005-45880 A

このように、回転電機の制御方法として、正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードと矩形波電圧位相制御モードとを使い分けることが行われているが、矩形波電圧位相制御モードにおいては、矩形波を用いるために、ｄ軸電流及びｑ軸電流には周期的なノイズや高調波が含まれる問題がある。これに対しては、従来技術においても、測定電流にローパスフィルタ処理を行うことが述べられている。   As described above, the sine wave current control mode, the overmodulation current control mode, and the rectangular wave voltage phase control mode are selectively used as a control method of the rotating electrical machine. Since waves are used, there is a problem that the d-axis current and the q-axis current include periodic noise and harmonics. In response to this, the prior art also describes performing a low-pass filter process on the measurement current.

このローパスフィルタ処理を行うことで、測定電流のノイズが除去され、測定精度の向上とともに、制御の安定性が改善されるが、一方で、応答が遅れることが生じる。例えば、大きなトルク低下の要求がある場合等のように、急激なトルク指令値の変化に対し、偏差を過大に見積もり、これを是正するために、過渡期においてｄ軸電流値が正常制御範囲である負の領域を超えて、正常制御範囲でない正の領域に入り込むことが起こり得る。   By performing this low-pass filter process, noise in the measurement current is removed, and the measurement accuracy is improved and the stability of the control is improved. On the other hand, the response is delayed. For example, when there is a demand for a large torque drop, the deviation of the torque command value suddenly changes, and the deviation is overestimated. It is possible to enter a positive region that is not within the normal control range beyond a certain negative region.

本発明の目的は、矩形波電圧位相制御モードにおいて、ｄ軸電流値が正常制御範囲から外れることを抑制できる回転電機制御システムを提供することである。   An object of the present invention is to provide a rotating electrical machine control system capable of suppressing a d-axis current value from deviating from a normal control range in a rectangular wave voltage phase control mode.

本発明に係る回転電機制御システムは、トルク指令値とトルク推定値との偏差であるトルク偏差算出手段と、算出されたトルク偏差をゼロに近づける制御を行って電圧位相指令を生成し、回転電機の駆動部に供給する偏差制御手段と、回転電機の各相電流値に基づいてｄ軸電流値とｑ軸電流値とを算出するｄｑ電流算出手段と、算出されたｄ軸電流値とｑ軸電流値とに対し、予め定めた時定数の１次遅れ処理を施し、処理後ｄ軸電流値と処理後ｑ軸電流値とを出力するなまし処理手段と、処理後ｄ軸電流値と処理後ｑ軸電流値とに基づいてトルク推定値を算出し、トルク偏差算出手段に供給するトルク推定値算出手段と、を備え、なまし処理手段は、トルク偏差に応じた時定数を用いて１次遅れ処理を施すことを特徴とする。   The rotating electrical machine control system according to the present invention generates a voltage phase command by performing a control to bring the calculated torque deviation close to zero by performing torque deviation calculating means that is a deviation between the torque command value and the torque estimated value, Deviation control means for supplying to the drive unit, dq current calculation means for calculating the d-axis current value and the q-axis current value based on each phase current value of the rotating electrical machine, the calculated d-axis current value and the q-axis Smoothing processing means for applying a first-order lag process with a predetermined time constant to the current value and outputting a processed d-axis current value and a processed q-axis current value; and a processed d-axis current value and a process A torque estimated value calculating means that calculates a torque estimated value based on the rear q-axis current value and supplies the torque estimated value to the torque deviation calculating means, and the smoothing processing means uses a time constant corresponding to the torque deviation. It is characterized in that next delay processing is performed.

上記構成により、トルクフィードバックが行われる回転電機制御システムは、トルク推定値を算出するのに用いるｄ軸電流値とｑ軸電流値とに対し、予め定めた時定数の１次遅れ処理を施し、その際に、トルク偏差に応じた時定数を用いる。これにより、例えば、トルク偏差が少ないときは通常の時定数を用い、トルク偏差が大きいときは、時定数を小さくし、１次遅れを少なくして応答性を確保することができ、トルク推定値を適切に算出できる。したがって、偏差を過大に見積もることが抑制され、ｄ軸電流が正常制御範囲から外れることを抑制できる。   With the above configuration, the rotating electrical machine control system in which torque feedback is performed performs first-order lag processing with a predetermined time constant on the d-axis current value and the q-axis current value used to calculate the estimated torque value, At that time, a time constant corresponding to the torque deviation is used. Thus, for example, when the torque deviation is small, a normal time constant is used, and when the torque deviation is large, the time constant can be reduced to reduce the first order lag to ensure responsiveness. Can be calculated appropriately. Therefore, it is possible to suppress the deviation from being estimated excessively, and to prevent the d-axis current from deviating from the normal control range.

本発明に係る実施の形態において、車両に搭載される回転電機に対する回転電機制御システムの構成を示す図である。In embodiment which concerns on this invention, it is a figure which shows the structure of the rotary electric machine control system with respect to the rotary electric machine mounted in a vehicle. 回転電機の動作点に応じて制御モードが選択される様子を説明する図である。It is a figure explaining a mode that a control mode is selected according to the operating point of a rotary electric machine. 正弦波電流制御モードについて、相電流波形と相間電圧波形の様子を示す図である。It is a figure which shows the mode of a phase current waveform and an interphase voltage waveform about sine wave current control mode. 過変調電流制御モードについて、相電流波形と相間電圧波形の様子を示す図である。It is a figure which shows the mode of a phase current waveform and an interphase voltage waveform about overmodulation current control mode. 矩形波電圧位相制御モードについて、相電流波形と相間電圧波形の様子を示す図である。It is a figure which shows the mode of a phase current waveform and an interphase voltage waveform about a rectangular wave voltage phase control mode. 本発明に係る実施の形態におけるモード切替基準線の様子を説明する図である。It is a figure explaining the mode of the mode switching reference line in the embodiment according to the present invention. 本発明に係る実施の形態における矩形波電圧位相制御のときの制御ブロック図である。It is a control block diagram at the time of the rectangular wave voltage phase control in embodiment which concerns on this invention.

以下に図面を用いて、本発明に係る実施の形態につき、詳細に説明する。以下では、回転電機制御システムが用いられるものとして回転電機が搭載される車両を説明するが、これは例示であって、正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードと矩形波電圧位相制御モードとの間で制御を切り替える回転電機制御システムを用いるものであればよい。また、この車両には、車両には、回転電機として、１台でモータ機能と発電機機能とを有するモータ・ジェネレータを２台用いるものとして説明するが、これは例示であって、モータ機能のみを有する回転電機を１台、発電機機能のみを有する回転電機を１台用いるものとしてもよい。また、モータ・ジェネレータを１台用いるものとしてもよく、３台以上用いるものとしてもよい。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the following, a vehicle equipped with a rotating electrical machine will be described as an example where the rotating electrical machine control system is used, but this is an example, and a sine wave current control mode, an overmodulation current control mode, a rectangular wave voltage phase control mode, and What is necessary is just to use the rotary electric machine control system which switches control between. In addition, this vehicle will be described as using two motor generators having a motor function and a generator function as a rotating electric machine, but this is an example and only the motor function One rotating electrical machine having a power generator and one rotating electrical machine having only a generator function may be used. Further, one motor / generator may be used, or three or more may be used.

以下では、全ての図面において同様の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。また、本文中の説明においては、必要に応じそれ以前に述べた符号を用いるものとする。   Below, the same code | symbol is attached | subjected to the same element in all the drawings, and the overlapping description is abbreviate | omitted. In the description in the text, the symbols described before are used as necessary.

図１は、車両に搭載される回転電機に対する回転電機制御システム１０についてその構成を示す図である。車両は、エンジン１２と、蓄電装置１４とを動力源とし、第１の回転電機（ＭＧ１）１８と第２の回転電機（ＭＧ２）２０とを備え、さらに、蓄電装置１４と２つの回転電機１８，２０との間に接続されて設けられるコンバータ・インバータである電源回路１６と、エンジン１２と第１の回転電機１８と第２の回転電機２０との間の動力分配を行うための動力分配機構２２と、動力分配機構２２と第２の回転電機２０との間に設けられる変速機２４と、変速機２４から駆動力を受け取る車輪あるいはタイヤ２６と、これらの要素の作動を全体として制御する制御部３０を備えて構成される。   FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a rotating electrical machine control system 10 for a rotating electrical machine mounted on a vehicle. The vehicle includes an engine 12 and a power storage device 14 as power sources, and includes a first rotating electrical machine (MG1) 18 and a second rotating electrical machine (MG2) 20, and further, the power storage device 14 and two rotating electrical machines 18. , 20 and a power distribution mechanism for performing power distribution among the power supply circuit 16, which is a converter / inverter connected between the engine 12, the engine 12, the first rotating electrical machine 18, and the second rotating electrical machine 20. 22, a transmission 24 provided between the power distribution mechanism 22 and the second rotating electrical machine 20, wheels or tires 26 that receive driving force from the transmission 24, and control that controls the operation of these elements as a whole. The unit 30 is provided.

回転電機制御システム１０は、これらの構成要素のうち、主に、回転電機１８，２０と、電源回路１６と、制御部３０を含む部分に相当する。これら以外の構成要素は、いわゆるハイブリッド車両等によく用いられる要素であるので、詳細な説明を省略する。   The rotating electrical machine control system 10 mainly corresponds to a part including the rotating electrical machines 18 and 20, the power supply circuit 16, and the control unit 30 among these components. Components other than these are elements that are often used in so-called hybrid vehicles and the like, and thus detailed description thereof is omitted.

第１の回転電機（ＭＧ１）１８と第２の回転電機（ＭＧ２）２０は、車両に搭載されるモータ・ジェネレータ（ＭＧ）であって、蓄電装置１４から電力が供給されるときはモータとして機能し、エンジン１２による駆動時、あるいは車両の制動時には発電機として機能する３相同期型回転電機である。   The first rotating electrical machine (MG1) 18 and the second rotating electrical machine (MG2) 20 are motor generators (MG) mounted on the vehicle, and function as motors when electric power is supplied from the power storage device 14. The three-phase synchronous rotating electric machine functions as a generator when driven by the engine 12 or when the vehicle is braked.

ここで、第１の回転電機（ＭＧ１）１８は、エンジン１２によって駆動されて発電機として用いられ、発電された電力を電源回路１６のコンバータ・インバータを介して蓄電装置１４に供給するものとして用いられる。また、第２の回転電機（ＭＧ２）２０は、車両走行のために用いられ、力行時には蓄電装置１４から直流電力の供給を受けて電源回路１６のコンバータ・インバータを介して変換された交流電力によってモータとして機能して車両のタイヤ２６を駆動し、制動時には発電機として機能して回生エネルギを回収し、電源回路１６のコンバータ・インバータを介して蓄電装置１４に供給するものとできる。   Here, the first rotating electrical machine (MG1) 18 is used as a generator driven by the engine 12 and used to supply the generated power to the power storage device 14 via the converter / inverter of the power supply circuit 16. It is done. The second rotating electrical machine (MG2) 20 is used for running the vehicle, and receives AC power supplied from the power storage device 14 during power running and is converted by AC power converted through a converter / inverter of the power supply circuit 16. It functions as a motor to drive the vehicle tire 26 and functions as a generator during braking to collect regenerative energy and supply it to the power storage device 14 via the converter / inverter of the power supply circuit 16.

電源回路１６は、上記のように、蓄電装置１４と２つの回転電機１８，２０との間に配置される回路であって、コンバータ、インバータの他、平滑コンデンサ等を含んで構成される。   As described above, the power supply circuit 16 is a circuit disposed between the power storage device 14 and the two rotating electrical machines 18 and 20, and includes a smoothing capacitor and the like in addition to a converter and an inverter.

電源回路１６に含まれるコンバータは、蓄電装置１４とインバータの間に配置され、電圧変換機能を有する回路である。コンバータとしては、リアクトルと制御部３０の制御の下で作動するスイッチング素子等を含んで構成することができる。電圧変換機能としては、蓄電装置側の電圧をリアクトルのエネルギ蓄積作用を利用して昇圧しインバータ側に供給する昇圧機能と、インバータ側からの電力を蓄電装置側に降圧して充電電力として供給する降圧機能とを有する。昇圧機能に着目するときは、コンバータを昇圧回路と呼ぶことができる。   The converter included in the power supply circuit 16 is a circuit that is disposed between the power storage device 14 and the inverter and has a voltage conversion function. The converter can include a reactor and a switching element that operates under the control of the control unit 30. As the voltage conversion function, the voltage on the power storage device side is boosted using the reactor energy storage action and supplied to the inverter side, and the power from the inverter side is stepped down to the power storage device side and supplied as charging power It has a step-down function. When paying attention to the boost function, the converter can be called a boost circuit.

電源回路１６に含まれるインバータは、交流電力と直流電力との間の電力変換を行う回路である。インバータは、制御部３０の制御の下で作動する複数のスイッチング素子を含んで構成される。上記のように、第１の回転電機（ＭＧ１）１８と第２の回転電機（ＭＧ２）２０は、用途も動作点条件も異なるので、インバータは、その内部で２つのインバータ回路で構成されている。２つのインバータ回路のうち１つは第１の回転電機（ＭＧ１）１８の作動用のインバータ回路であり、もう１つは第２の回転電機（ＭＧ２）２０の作動用のインバータ回路である。   The inverter included in the power supply circuit 16 is a circuit that performs power conversion between AC power and DC power. The inverter is configured to include a plurality of switching elements that operate under the control of the control unit 30. As described above, since the first rotating electrical machine (MG1) 18 and the second rotating electrical machine (MG2) 20 have different uses and operating point conditions, the inverter is configured with two inverter circuits therein. . One of the two inverter circuits is an inverter circuit for operating the first rotating electrical machine (MG1) 18, and the other is an inverter circuit for operating the second rotating electrical machine (MG2) 20.

上記のように、第１の回転電機（ＭＧ１）１８を発電機として機能させるときは、その作動用インバータ回路は、第１の回転電機（ＭＧ１）１８からの交流３相回生電力を直流電力に変換し、蓄電装置側に充電電流として供給する交直変換機能を有する。また、第２の回転電機（ＭＧ２）２０の作動用インバータ回路は、車両が力行のとき、蓄電装置側からの直流電力を交流３相駆動電力に変換し、第２の回転電機（ＭＧ２）２０に駆動電力として供給する直交変換機能と、車両が制動のとき、逆に第２の回転電機（ＭＧ２）２０からの交流３相回生電力を直流電力に変換し、蓄電装置側に充電電流として供給する交直変換機能とを有する。   As described above, when the first rotating electrical machine (MG1) 18 is caused to function as a generator, the inverter circuit for operation thereof converts the AC three-phase regenerative power from the first rotating electrical machine (MG1) 18 into DC power. It has an AC / DC conversion function of converting and supplying the power storage device side as a charging current. Further, the inverter circuit for operation of the second rotating electrical machine (MG2) 20 converts the DC power from the power storage device side into AC three-phase driving power when the vehicle is in power running, and the second rotating electrical machine (MG2) 20 When the vehicle is braking, the AC three-phase regenerative power from the second rotating electrical machine (MG2) 20 is converted into DC power and supplied to the power storage device side as charging current. AC / DC conversion function.

制御部３０は、上記の各要素の作動を全体として制御する機能を有する。例えば、エンジン１２の作動を制御する機能、回転電機１８，２０の作動を制御する機能、電源回路１６の作動を制御する機能、動力分配機構２２の作動を制御する機能、変速機２４の作動を制御する機能等を有する。   The control unit 30 has a function of controlling the operation of each element as a whole. For example, the function of controlling the operation of the engine 12, the function of controlling the operation of the rotating electrical machines 18 and 20, the function of controlling the operation of the power supply circuit 16, the function of controlling the operation of the power distribution mechanism 22, and the operation of the transmission 24. It has a function to control.

かかる制御部３０は、車両の搭載に適した制御装置、例えば車載用コンピュータによって構成することができる。制御部３０を１つのコンピュータで構成することもできるが、必要な処理速度が各構成要素によって異なること等を考慮し、複数のコンピュータにこれらの機能を分担させることもできる。例えば、エンジン１２の作動を制御する機能をエンジン電気制御ユニット（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ：ＥＣＵ）に分担させ、２つの回転電機１８，２０の作動を制御する機能をＭＧ−ＥＣＵに分担させ、電源回路１６の作動を制御する機能をＰＣＵ（Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）に分担させ、全体を統合ＥＣＵで制御する等の構成とすることもできる。   The control unit 30 can be configured by a control device suitable for mounting on a vehicle, for example, a vehicle-mounted computer. Although the control unit 30 can be configured by a single computer, a plurality of computers can also share these functions in consideration of the difference in required processing speed depending on each component. For example, the function of controlling the operation of the engine 12 is shared by an engine electrical control unit (ECU), and the function of controlling the operations of the two rotating electrical machines 18 and 20 is shared by the MG-ECU. A function of controlling the operation of the PCU (Power Control Unit) may be shared and the whole may be controlled by an integrated ECU.

図１において、制御部３０は、これらの機能のうち、特に回転電機制御機能として、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードへの切替の際に、電流値のオーバーシュートが過度に生じることを抑制するための機能を有する部分が示されている。すなわち、制御部３０は、回転電機１８，２０の制御について、正弦波電流制御モードを実行する正弦波電流制御モジュール３２、過変調電流制御モードを実行する過変調電流制御モジュール３４、矩形波電圧位相制御モードを実行する矩形波電圧位相制御モジュール３６を含んで構成される。   In FIG. 1, the control unit 30 excessively generates an overshoot of the current value when switching from the rectangular wave voltage phase control mode to the overmodulation current control mode as a rotating electrical machine control function among these functions. The part which has the function for suppressing this is shown. In other words, the control unit 30 controls the rotating electrical machines 18 and 20 with a sine wave current control module 32 that executes the sine wave current control mode, an overmodulation current control module 34 that executes the overmodulation current control mode, and a rectangular wave voltage phase. A rectangular wave voltage phase control module 36 for executing the control mode is included.

また、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードへの切替の際に、電流値のオーバーシュートが過度に生じることを抑制するために、電流偏差判断モジュール４０と、切替時制御モジュール４２を含んで構成される。
ここで、電流偏差判断モジュール４０は、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードへのモード切替の際の電流偏差が予め定めた閾値偏差を超えるか否かを判断する機能を有する。また、切替時制御モジュール４２は、電流偏差が閾値偏差以下の場合に通常条件の下の電流フィードバック制御を実行し、電流偏差が閾値偏差を超える場合に、電流偏差の時間変化について予め定めた所定の電流偏差変化率以下の範囲で電流フィードバック制御を行う機能を有する。 In addition, when switching from the rectangular wave voltage phase control mode to the overmodulation current control mode, the current deviation determination module 40 and the switching time control module 42 are provided to prevent excessive overshoot of the current value. Consists of including.
Here, the current deviation determination module 40 has a function of determining whether or not the current deviation in the mode switching from the rectangular wave voltage phase control mode to the overmodulation current control mode exceeds a predetermined threshold deviation. Further, the switching control module 42 executes current feedback control under normal conditions when the current deviation is equal to or less than the threshold deviation, and when the current deviation exceeds the threshold deviation, a predetermined change with respect to time variation of the current deviation is predetermined. Current feedback control within a range equal to or less than the current deviation change rate.

なお、所定の電流変化率としては、回転電機の電気一周期で電流偏差を除した電流偏差変化率以下に設定されることが好ましい。
これらの機能は、ソフトウェアを実行することで実現でき、具体的には、回転電機制御プログラムの中の制御モード切替パートを実行することで実現できる。これらの機能の一部をハードウェアによって実現するものとしてもよい。 The predetermined current change rate is preferably set to be equal to or less than the current deviation change rate obtained by dividing the current deviation in one electrical cycle of the rotating electrical machine.
These functions can be realized by executing software, and specifically, can be realized by executing a control mode switching part in the rotating electrical machine control program. Some of these functions may be realized by hardware.

上記構成の作用、特に制御部３０の各機能について以下に詳細に説明する。なお、２つの回転電機１８，２０の制御は特に区別がないので、以下では、第２の回転電機２０に代表させて、その制御モードの切替等について説明する。   The operation of the above configuration, particularly each function of the control unit 30, will be described in detail below. Since the control of the two rotating electrical machines 18 and 20 is not particularly distinguished, switching of the control mode and the like will be described below as a representative example of the second rotating electrical machine 20.

最初に、正弦波電流制御モード、過変調電流制御モード、矩形波電圧位相制御モードの使い分け等について説明し、次に、ベクトル制御についてｄｑ平面を用いてその正常制御範囲を説明する。そして、その後に、矩形波電圧位相制御モードにおけるトルクフィードバック制御を説明し、なまし処理によってｄ軸電流値が正常制御範囲から外れないようにする制御の内容について説明する。   First, the proper use of the sine wave current control mode, overmodulation current control mode, rectangular wave voltage phase control mode, etc. will be described, and then the normal control range for vector control will be described using the dq plane. Subsequently, torque feedback control in the rectangular wave voltage phase control mode will be described, and details of control for preventing the d-axis current value from deviating from the normal control range by the annealing process will be described.

正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードとは、電流フィードバック制御であり、電圧指令と搬送波（キャリア）とを比較することでパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）パターンを回転電機２０に出力する制御である。一方、矩形波電圧位相制御モードは、電気角に応じて１パルススイッチング波形を回転電機２０に出力する制御であり、電圧振幅は最大値に固定され、位相を制御することでトルクをフィードバック制御している。上記のように、これら３つの制御モードは、それぞれ、正弦波電流制御モジュール３２、過変調電流制御モジュール３４、矩形波電圧位相制御モジュール３６によって実行される。   The sine wave current control mode and the overmodulation current control mode are current feedback controls, and a pulse width modulation (PWM) pattern is output to the rotating electrical machine 20 by comparing a voltage command with a carrier wave (carrier). It is control to do. On the other hand, the rectangular wave voltage phase control mode is a control for outputting a one-pulse switching waveform to the rotating electrical machine 20 according to the electrical angle. The voltage amplitude is fixed to the maximum value, and the torque is feedback controlled by controlling the phase. ing. As described above, these three control modes are executed by the sine wave current control module 32, the overmodulation current control module 34, and the rectangular wave voltage phase control module 36, respectively.

正弦波電流制御モード、過変調電流制御モード、矩形波電圧位相制御モードの３つのモードの間の切替は、変調率、あるいは変調率に相当する電圧指令振幅によって行われる。変調率とは、インバータの出力電圧に対する信号振幅の比である。正弦波と三角波の比較によるＰＷＭ方式の場合は、変調率が｛（３）1/2｝／２｛（２）1/2｝＝０．６１であり、矩形波を信号振幅とするときの変調率が｛（６）1/2｝／π＝０．７８である。 Switching between the three modes of the sine wave current control mode, the overmodulation current control mode, and the rectangular wave voltage phase control mode is performed according to a modulation rate or a voltage command amplitude corresponding to the modulation rate. The modulation rate is the ratio of the signal amplitude to the output voltage of the inverter. In the case of the PWM method based on the comparison between the sine wave and the triangular wave, the modulation rate is {(3) 1/2 } / 2 {(2) 1/2 } = 0.61, and the rectangular wave is used as the signal amplitude. The modulation factor is {(6) 1/2 } /π=0.78.

このように、回転電機２０を高出力にするには、変調率を大きくできる矩形波電圧位相制御の方が向いている。一方で、正弦波電流制御モード、過変調電流制御モードにおいては、ＰＷＭ技術によって形成される擬似正弦波を用いるので、矩形波電圧位相制御モードに比べ、応答を速くすることができる。これらのことから、低速領域では、正弦波電流制御モード、中速領域では過変調電流制御モード、高速領域で矩形波電圧位相制御モードを用いることが好ましい。   Thus, in order to increase the output of the rotating electrical machine 20, the rectangular wave voltage phase control capable of increasing the modulation rate is more suitable. On the other hand, in the sine wave current control mode and the overmodulation current control mode, since a pseudo sine wave formed by the PWM technique is used, the response can be made faster than in the rectangular wave voltage phase control mode. Accordingly, it is preferable to use the sine wave current control mode in the low speed region, the overmodulation current control mode in the medium speed region, and the rectangular wave voltage phase control mode in the high speed region.

図２は、回転電機の動作点に応じて制御モードが選択される様子を説明する図である。この図は、回転電機２０の回転数を横軸に、トルクを縦軸にとり、その最大トルク特性線５０を示し、さらに、最大トルク特性線５０で示される作動領域においてどの制御モードが用いられるかを示す図である。この図に示されるように、低速側に正弦波電流制御モード作動領域５２が、高速側に矩形波電圧位相制御モード作動領域５６が、その中間に過変調電流制御モード作動領域５４がそれぞれ設定されている。   FIG. 2 is a diagram for explaining how the control mode is selected according to the operating point of the rotating electrical machine. This figure shows the maximum torque characteristic line 50 with the rotation speed of the rotating electrical machine 20 on the horizontal axis and the torque on the vertical axis, and which control mode is used in the operation region indicated by the maximum torque characteristic line 50. FIG. As shown in this figure, a sine wave current control mode operation region 52 is set on the low speed side, a rectangular wave voltage phase control mode operation region 56 is set on the high speed side, and an overmodulation current control mode operation region 54 is set between them. ing.

図３から図５は、それぞれ、正弦波電流制御モード、過変調電流制御モード、矩形波電圧位相制御モードについて、相電流波形と相間電圧波形の様子を示す図である。これらの図の横軸は時間、縦軸は電流または電圧である。図３に示されるように、正弦波電流制御モードでは、相間電圧波形がパルス幅変調された細かいパルスの集合であり、相電流波形はＰＷＭ技術によって形成された擬似正弦波となる。過変調電流制御モードでもＰＷＭ技術を用いるが、相間電圧が過変調となるため、正弦波電流制御モードと異なる様子となる。矩形波電圧位相制御モードでは、相間電圧が電圧位相制御を受けた矩形波波形となる。   3 to 5 are diagrams showing states of the phase current waveform and the phase voltage waveform for the sine wave current control mode, the overmodulation current control mode, and the rectangular wave voltage phase control mode, respectively. In these figures, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents current or voltage. As shown in FIG. 3, in the sine wave current control mode, the phase voltage waveform is a set of fine pulses whose pulse width is modulated, and the phase current waveform is a pseudo sine wave formed by the PWM technique. Although the PWM technique is also used in the overmodulation current control mode, the phase voltage is overmodulated, so that the mode differs from the sine wave current control mode. In the rectangular wave voltage phase control mode, the interphase voltage has a rectangular wave waveform subjected to voltage phase control.

次に、これら３つの制御モードの切替について説明する。図２で示されたように、回転数とトルクで与えられる回転電機２０の動作点の状態に応じて、制御モードの切替が行われる。速度とトルクを次第に上げて行くにつれて、正弦波電流制御モードから過変調電流制御モード、過変調電流制御モードから矩形波電圧位相制御モードへと制御モードを切り替える。その場合に、以下のように変調率によって、制御モードの切替を行うものとできる。すなわち、変調率が０．６１以下のときに正弦波電流制御モード、変調率が０．６１から０．７８の間は過変調電流制御モード、変調率が０．７８となれば矩形波電圧位相制御モードを用いるように制御モードを切り替える。   Next, switching between these three control modes will be described. As shown in FIG. 2, the control mode is switched in accordance with the state of the operating point of the rotating electrical machine 20 given by the rotational speed and torque. As the speed and torque are gradually increased, the control mode is switched from the sine wave current control mode to the overmodulation current control mode, and from the overmodulation current control mode to the rectangular wave voltage phase control mode. In this case, the control mode can be switched according to the modulation rate as follows. That is, the sine wave current control mode when the modulation factor is 0.61 or less, the overmodulation current control mode when the modulation factor is between 0.61 and 0.78, and the rectangular wave voltage phase when the modulation factor is 0.78. The control mode is switched to use the control mode.

これと逆方向に制御モードを切り替えるときも変調率を用いることができるが、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードへの切替は、矩形波電圧位相制御モードにおいて電圧指令振幅が一定であるので、電流指令に対する実電流の位相によって切替のタイミングを判定することで行われる。   The modulation rate can also be used when switching the control mode in the opposite direction. However, switching from the rectangular wave voltage phase control mode to the overmodulation current control mode is performed when the voltage command amplitude is constant in the rectangular wave voltage phase control mode. Therefore, it is performed by determining the switching timing based on the phase of the actual current with respect to the current command.

以上で、正弦波電流制御モード、過変調電流制御モード、矩形波電圧位相制御モードの使い分けについて説明したので、次にベクトル制御についてｄｑ平面を用いて説明する。図６には、回転電機２０のベクトル制御に用いられるｄ軸とｑ軸によって規定されるｄｑ平面が示される。回転界磁型の３相同期型電動機に用いられるベクトル制御では、回転子の磁極が形成する磁束の方向がｄ軸にとられ、ｄ軸に直交する軸がｑ軸に取られる。ｄｑ平面は、このｄ軸とｑ軸とを直交する座標軸として構成される平面である。   The use of the sine wave current control mode, overmodulation current control mode, and rectangular wave voltage phase control mode has been described above. Next, vector control will be described using the dq plane. FIG. 6 shows a dq plane defined by the d axis and the q axis used for vector control of the rotating electrical machine 20. In the vector control used in the rotating field type three-phase synchronous motor, the direction of the magnetic flux formed by the magnetic poles of the rotor is taken as the d axis, and the axis orthogonal to the d axis is taken as the q axis. The dq plane is a plane configured with the d axis and the q axis as orthogonal coordinate axes.

ここで、回転電機２０のｄ軸インダクタンスをＬd、ｑ軸インダクタンスをＬq、巻線抵抗をＲ、電気角速度をω、逆起電力定数をψ、ｄ軸電流をＩd、ｑ軸電流をＩq、ｄ軸電圧をＶd、ｑ軸電圧をＶqとすると、回転電機の理論式は以下のように示すことができる。 Here, the d-axis inductance of the rotating electrical machine 20 is L d , the q-axis inductance is L q , the winding resistance is R, the electrical angular velocity is ω, the counter electromotive force constant is ψ, the d-axis current is I d , and the q-axis current is If I q , d-axis voltage is V d , and q-axis voltage is V q , the theoretical formula of the rotating electrical machine can be expressed as follows.

すなわち、ｄ軸電圧Ｖdは、Ｖd＝Ｒ×Ｉd−ω×Ｌq×Ｉqで与えられる。また、ｑ軸電圧Ｖqは、Ｖq＝Ｒ×Ｉq＋ω×Ｌd×Ｉd＋ωψで与えられる。また、回転電機２０の極数をｐとして、トルクτは、τ＝ｐψＩq＋ｐ（Ｌd−Ｌq）ＩdＩqで与えられる。 That is, the d-axis voltage V d is given by V d = R × I d −ω × L q × I q . Further, the q-axis voltage V q is given by V q = R × I q + ω × L d × I d + ωψ. Further, assuming that the number of poles of the rotating electrical machine 20 is p, the torque τ is given by τ = pψI q + p (L d −L q ) I d I q .

ここで、Ｌd，Ｌqは回転電機２０の構造が設定されると定まるもので、いずれも正の値を有する。そして、いま、Ｉqを正として正トルクを考えると、回転電機２０の回転子あるいは固定子が突極を有する突極形式の場合は、（Ｌd−Ｌq）が正で、Ｉdは正のところが作動領域となるが、非突極形式の場合は、（Ｌd−Ｌq）が負であるので、Ｉdは負のところが作動領域となる。いまの場合、回転電機２０は非突極形式であるので、ｄ軸電流は負のところが作動領域で、図６にはその状態が示されている。 Here, L d and L q are determined when the structure of the rotating electrical machine 20 is set, and both have positive values. Now, considering positive torque with I q being positive, in the case of a salient pole type in which the rotor or stator of the rotating electrical machine 20 has salient poles, (L d −L q ) is positive, and I d is The positive region is the operation region, but in the case of the non-salient pole type, since (L d −L q ) is negative, the negative region of I d is the operation region. In this case, since the rotating electrical machine 20 is a non-salient pole type, the negative region of the d-axis current is the operating region, and FIG. 6 shows the state.

ｄ軸電流とｑ軸電流とで規定される電流ベクトルの絶対値ＩaをＩa＝（Ｉd 2＋Ｉq 2）1/2とし、電流位相βをβ＝ｔａｎ-1（Ｉq／Ｉd）とすると、トルクτの式が電流位相βで表すことができる。すなわち、トルクτ＝ｐψＩaｓｉｎβ＋（１／２）×ｐ（Ｌd−Ｌq）Ｉa 2×ｓｉｎ２βで与えられる。この式は、電流位相βでトルクτが制御できることを示している。すなわち、電流位相とは、電流におけるｄ軸電流成分とｑ軸電流成分との間の位相を示すものである。 The absolute value I a of the current vector defined by the d-axis current and the q-axis current is I a = (I d 2 + I q 2 ) 1/2 , and the current phase β is β = tan −1 (I q / I If d ), the equation of torque τ can be expressed by current phase β. That is, torque τ = pψI a sin β + (1/2) × p (L d −L q ) I a 2 × sin 2β. This equation shows that the torque τ can be controlled by the current phase β. That is, the current phase indicates a phase between the d-axis current component and the q-axis current component in the current.

このようにして、電流位相βを制御することで回転電機２０のトルクを制御できる。なお、最大トルクを与える電流位相βは、上記トルクτの式を電流位相βで微分してその値をゼロとおいた式に基いて求めることができる。すなわち、β＝ｃｏｓ-1〔［−ψ＋｛ψ2−８（Ｌd−Ｌq）2｝1/2］／４（Ｌd−Ｌq）Ｉa〕で最大トルクのときの電流位相βが求められる。このように計算で求められる関係式に、必要な場合に適当な補正を加えて、回転電機２０を最大効率で運転できる特性線を求めることができる。 In this manner, the torque of the rotating electrical machine 20 can be controlled by controlling the current phase β. The current phase β giving the maximum torque can be obtained based on an equation in which the torque τ is differentiated by the current phase β and the value is set to zero. That is, β = cos −1 [[−ψ + {ψ 2 −8 (L d −L q ) 2 } 1/2 ] / 4 (L d −L q ) I a ] and current phase β at the maximum torque β Is required. Thus, a characteristic line that can operate the rotating electrical machine 20 with the maximum efficiency can be obtained by adding an appropriate correction to the relational expression obtained by the calculation as necessary.

図６には、このようにして求められる最大効率特性線６２が示される。この最大効率特性線６２上で電流指令を実行すれば、回転電機２０を最大効率で運転することができる。したがって、この最大効率特性線６２上で実行される電流指令を、単に電流指令と呼ぶことにする。   FIG. 6 shows a maximum efficiency characteristic line 62 obtained in this way. If the current command is executed on the maximum efficiency characteristic line 62, the rotating electrical machine 20 can be operated with the maximum efficiency. Therefore, the current command executed on the maximum efficiency characteristic line 62 is simply referred to as a current command.

この最大効率特性線６２は、最大トルクのときの電流位相βを満たすｄ軸電流とｑ軸電流の電流組を結んで得られる特性線であるが、これらのｄ軸電流、ｑ軸電流に対応するｄ軸電圧、ｑ軸電圧の電圧組を結んで得られる特性線が図６において電圧指令特性線６６として示されている。   This maximum efficiency characteristic line 62 is a characteristic line obtained by connecting a current set of a d-axis current and a q-axis current that satisfy the current phase β at the maximum torque, and corresponds to these d-axis current and q-axis current. A characteristic line obtained by connecting a voltage set of the d-axis voltage and the q-axis voltage is shown as a voltage command characteristic line 66 in FIG.

図６で示される最大電圧円６０は、回転電機２０に供給される最大電圧を示す線であり、矩形波電圧位相制御モードでは、その電圧振幅が一定のときは、この最大電圧円６０の上で、電圧位相を制御することで出力されるトルクの大きさを制御することができる。したがって、この最大電圧円６０の内部の電圧指令特性線６６は、正弦波電流制御モードおよび過変調電流制御モードにおける最大効率運転のときの電圧指令のｄ軸電圧とｑ軸電圧の電圧組を示すものである。   The maximum voltage circle 60 shown in FIG. 6 is a line indicating the maximum voltage supplied to the rotating electrical machine 20. In the rectangular wave voltage phase control mode, when the voltage amplitude is constant, Thus, the magnitude of torque output can be controlled by controlling the voltage phase. Therefore, the voltage command characteristic line 66 inside the maximum voltage circle 60 indicates a voltage set of the d-axis voltage and the q-axis voltage of the voltage command at the maximum efficiency operation in the sine wave current control mode and the overmodulation current control mode. Is.

このようにして、ｄｑ平面を用いることで、正弦波電流制御モードおよび過変調電流制御モードにおける最大効率運転のときの電流指令が実行される最大効率特性線６２、これに対応する電圧指令が実行される電圧指令特性線６６が示される。また、矩形波電圧位相制御モードにおける電圧指令は、最大電圧円６０上で実行されることが示される。   In this way, by using the dq plane, the maximum efficiency characteristic line 62 for executing the current command at the maximum efficiency operation in the sine wave current control mode and the overmodulation current control mode, and the corresponding voltage command are executed. A voltage command characteristic line 66 is shown. Further, it is indicated that the voltage command in the rectangular wave voltage phase control mode is executed on the maximum voltage circle 60.

なお、図６には、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードに切り替えるときに用いられる切替ライン６４が示されている。切替ライン６４は、ｄｑ平面上で、最大効率特性線６２よりも遅角側に予め設定された位相差を有する特性線である。切替ライン６４を最大効率特性線６２よりも遅角側とする理由は、制御モードの切替を進角側で行うこととすると、モード切替の際に制御がチャタリングを起こし、電流乱れが生じることが知られているからである。   FIG. 6 shows a switching line 64 used when switching from the rectangular wave voltage phase control mode to the overmodulation current control mode. The switching line 64 is a characteristic line having a phase difference preset on the retard angle side of the maximum efficiency characteristic line 62 on the dq plane. The reason why the switching line 64 is retarded from the maximum efficiency characteristic line 62 is that if the control mode is switched on the advance side, the control causes chattering when the mode is switched and current disturbance may occur. Because it is known.

以上で、ベクトル制御について、その正常制御御範囲を含めて説明したので、次に矩形波電圧位相制御モードにおけるトルクフィードバック制御を説明する。矩形波電圧位相制御モードでは、矩形波を用いるので、ｄ軸電流及びｑ軸電流に周期的なノイズや高調波が含まれる。したがって、制御処理における電流値には、ローパスフィルタ処理が施される。このローパスフィルタ処理は、いわゆる１次遅れ処理であって、実信号を時定数によってなまらせる処理である。このなまし処理によって、応答が遅れ、ｄ軸電流値が正常制御範囲を外れることが生じ得る。そこで、以下では、なまし処理によってｄ軸電流値が正常制御範囲から外れないようにする制御の内容を含めて説明する。   The vector control has been described above including its normal control range. Next, torque feedback control in the rectangular wave voltage phase control mode will be described. In the rectangular wave voltage phase control mode, since a rectangular wave is used, periodic noise and harmonics are included in the d-axis current and the q-axis current. Therefore, a low-pass filter process is performed on the current value in the control process. This low-pass filter process is a so-called first-order lag process in which an actual signal is smoothed by a time constant. By this annealing process, the response may be delayed, and the d-axis current value may be out of the normal control range. Therefore, in the following, description will be made including the contents of control for preventing the d-axis current value from deviating from the normal control range by the annealing process.

図７は、矩形波電圧位相制御モードのときの制御ブロック図である。ここでは、図１で説明した回転電機（ＭＧ２）２０と、電源回路１６のうちのＭＧ２用インバータ１７と、制御部３０の矩形波電圧位相制御モジュール３６に相当する部分が示されている。   FIG. 7 is a control block diagram in the rectangular wave voltage phase control mode. Here, the rotating electrical machine (MG2) 20 described in FIG. 1, the MG2 inverter 17 in the power supply circuit 16, and the portion corresponding to the rectangular wave voltage phase control module 36 of the control unit 30 are shown.

この制御ブロック図に示されるように、矩形波電圧位相制御モードにおいては、座標変換部７２において回転電機２０の各相電流値をｄｑ電流値に変換し、１次遅れ処理部７４を経て、トルク推定部７６においてｄｑ電流値からトルク推定値Ｔqestを算出し、これをトルク指令値Ｔqrefにフィードバックするトルクフィードバックが行われる。 As shown in this control block diagram, in the rectangular wave voltage phase control mode, the coordinate conversion unit 72 converts each phase current value of the rotating electrical machine 20 into a dq current value, passes through a first-order lag processing unit 74, and torque The estimation unit 76 calculates a torque estimated value T qest from the dq current value, and performs torque feedback for feeding back this to the torque command value T qref .

ここで、トルク指令値Ｔqref７０は、図示されていない車両のアクセル等から求められるユーザの要求トルクに基づいて算出される。 Here, torque command value T qref 70 is calculated based on a user's requested torque obtained from a vehicle accelerator or the like (not shown).

座標変換部７２は、回転電機２０の各相電流のうち２つの電流値と回転角度θを取得し、各相電流値に基づいてｄ軸電流値Ｉdとｑ軸電流値Ｉqを算出する機能を有する。図７の例では、適当な電流検出手段によって取得されたＶ相電流値ＩvとＷ相電流値Ｉwと、レゾルバ等によって取得された回転電機２０の回転角度θに基づいて座標変換が行われている。 The coordinate conversion unit 72 acquires two current values and the rotation angle θ among the phase currents of the rotating electrical machine 20, and calculates the d-axis current value I d and the q-axis current value I q based on the respective phase current values. It has a function. In the example of FIG. 7, coordinate conversion is performed based on the V-phase current value I v and the W-phase current value I w acquired by appropriate current detection means, and the rotation angle θ of the rotating electrical machine 20 acquired by a resolver or the like. It has been broken.

１次遅れ処理部７４は、実測値であるｄ軸電流値Ｉdとｑ軸電流値Ｉqに含まれる周期的なノイズや高調波を抑制する処理を行う機能を有する。具体的には、時定数τを用いて、実信号をなまらせる。このように、１次遅れ処理とは、時定数を適当に設定し、実信号に含まれる高周波ノイズ等を抑制するローパスフィルタ処理である。１次遅れ処理が施されたｄ軸電流値Ｉdsmと、ｑ軸電流値Ｉqsmが、実電流値であるＩd，Ｉqに代わって、以後の制御に用いられる。 The first-order lag processing unit 74 has a function of performing processing to suppress periodic noise and harmonics included in the d-axis current value I d and the q-axis current value I q that are actually measured values. Specifically, the real signal is smoothed using the time constant τ. As described above, the first-order lag processing is low-pass filter processing that appropriately sets a time constant and suppresses high-frequency noise and the like included in the actual signal. The d-axis current value I dsm and the q-axis current value I qsm that have been subjected to the first-order lag processing are used for subsequent control instead of the actual current values I d and I q .

トルク推定部７６は、１次遅れ処理が施された算出されたｄ軸電流値Ｉdsmとｑ軸電流値Ｉqsmとを用いて、上記で説明したトルクの式τ＝ｐψＩq＋ｐ（Ｌd−Ｌq）ＩdＩqに従って、トルクを算出し、これをトルク推定値Ｔqestとして出力する機能を有する。ここでは、上記トルクの式におけるＩdをＩdsmに置き換え、ＩqをＩqsmに置き換えて、１次遅れ処理が施されたｄｑ電流値を用いたトルク推定値Ｔqestが算出される。 The torque estimation unit 76 uses the calculated d-axis current value I dsm and q-axis current value I qsm that have been subjected to the first-order lag processing, and the torque equation τ = pψI q + p (L d according -L q) I d I q, it has the function of calculating the torque, and outputs it as a torque estimate T qest. Here, I d in the above torque equation is replaced with I dsm and I q is replaced with I qsm, and torque estimated value T qest is calculated using the dq current value subjected to the first-order delay processing.

減算器７８は、トルク指令値Ｔqrefからトルク推定値Ｔqestを減算してトルク偏差ΔＴを算出する機能を有する。 Subtractor 78 has a function of calculating the torque deviation ΔT by subtracting the torque estimation value T Qest from the torque command value T qref.

ＰＩ演算部８０は、回転電機２０について予め求められている電圧位相φとトルクＴとの関係に基づき、所定ゲインの下で比例積分制御を行ってトルク偏差ΔＴに対応する制御偏差を求め、その制御偏差に応じた電圧位相φを算出する機能を有する。矩形波電圧位相制御モードでは、電圧振幅は一定であるので、この電圧位相φによってトルク制御が実行されることになる。   Based on the relationship between the voltage phase φ and the torque T obtained in advance for the rotating electrical machine 20, the PI calculation unit 80 performs proportional-integral control under a predetermined gain to obtain a control deviation corresponding to the torque deviation ΔT. It has a function of calculating the voltage phase φ corresponding to the control deviation. In the rectangular wave voltage phase control mode, since the voltage amplitude is constant, torque control is executed by this voltage phase φ.

矩形波発生部８２は、算出された電圧位相φに基づいて、矩形波パルスである各相電圧指令値Ｉu，Ｉv，Ｉwを発生する機能を有し、信号発生部８４は、各相電圧指令値に基づいて、インバータ１７を構成する各スイッチング素子に対する制御信号を発生する機能を有する。３相作動型インバータは、６つのスイッチング素子を有しているので、図７では、６つの制御信号がインバータ１７に供給される様子が示されている。これによって、電圧位相φに従った各相の矩形波パルスが回転電機２０に供給される。 The rectangular wave generator 82 has a function of generating the phase voltage command values I u , I v , and I w that are rectangular wave pulses based on the calculated voltage phase φ. Based on the phase voltage command value, it has a function of generating a control signal for each switching element constituting the inverter 17. Since the three-phase operation type inverter has six switching elements, FIG. 7 shows a state in which six control signals are supplied to the inverter 17. Thereby, a rectangular wave pulse of each phase according to the voltage phase φ is supplied to the rotating electrical machine 20.

以上が、矩形波電圧位相制御モードにおいてトルクフィードバックが行われるときの主フィードバックループの構成である。このように、主フィードバックループにおいては、回転電機２０の実電流について１次遅れ処理が施されたｄｑ電流に基づいて算出されたトルク推定値がトルク指令に対してフィードバックされる。   The above is the configuration of the main feedback loop when torque feedback is performed in the rectangular wave voltage phase control mode. Thus, in the main feedback loop, the estimated torque value calculated based on the dq current obtained by performing the first-order lag process on the actual current of the rotating electrical machine 20 is fed back to the torque command.

ここで、トルク指令値が急変した場合等においては、過渡的にトルク偏差ΔＴが過大になることが生じる。そして、そのΔＴを解消するために、結果として座標変換部７２によって算出されるｄ軸電流Ｉdが過大に変化し、場合によっては、Ｉdが正の値となって、正常制御範囲から外れることが生じえる。そこで、このようなことを防止するため、図７に示されるように、もう１つのループが設けられる。 Here, when the torque command value changes suddenly, the torque deviation ΔT may become excessively large. In order to eliminate the ΔT, as a result, the d-axis current I d calculated by the coordinate conversion unit 72 changes excessively, and in some cases, I d becomes a positive value and deviates from the normal control range. Can happen. Therefore, to prevent this, another loop is provided as shown in FIG.

すなわち、減算器７８によって算出されたトルク偏差ΔＴが１次遅れ処理部７４に供給される。具体的には、トルク偏差ΔＴに対する時定数τの関係を示すテーブル８６を用いて、各制御演算周期のタイミングにおけるトルク偏差ΔＴに対応する時定数τを求め、その時定数τに基づく１次遅れの応答特性８８を１次遅れ処理部７４に適用する。   That is, the torque deviation ΔT calculated by the subtractor 78 is supplied to the primary delay processing unit 74. Specifically, a time constant τ corresponding to the torque deviation ΔT at the timing of each control calculation cycle is obtained using a table 86 indicating the relationship of the time constant τ to the torque deviation ΔT, and the first order lag based on the time constant τ is obtained. The response characteristic 88 is applied to the first-order lag processing unit 74.

テーブル８６に記憶されるトルク偏差ΔＴと時定数の関係は、トルク偏差ΔＴの絶対値が小さいときにτが大きく、ΔＴの絶対値が大きいときにτを小さくすることが好ましい。このようにすることで、トルク指令値の急変等でトルク偏差ΔＴが過大に見積もられても、時定数を小さくすることで実電流に近い値を用いてトルク推定値を迅速に求めることができるので、ΔＴの過大見積もり状態を迅速に解消することができる。   Regarding the relationship between the torque deviation ΔT stored in the table 86 and the time constant, it is preferable that τ is large when the absolute value of the torque deviation ΔT is small and τ is small when the absolute value of ΔT is large. In this way, even if the torque deviation ΔT is excessively estimated due to a sudden change in the torque command value or the like, the estimated torque value can be quickly obtained using a value close to the actual current by reducing the time constant. Therefore, the overestimated state of ΔT can be quickly resolved.

トルク偏差ΔＴと時定数τの具体的な関係は、回転電機２０の仕様に応じて、予め実験あるいは計算で求めておくことができる。図７では、トルク偏差ΔＴの絶対値がある閾値を境にして、大小の２つの時定数を用いる例が示されている。もちろん、回転電機２０の実際の仕様等に応じ、この例以外のΔＴとτの関係を用いることができる。   The specific relationship between the torque deviation ΔT and the time constant τ can be obtained in advance by experiments or calculations according to the specifications of the rotating electrical machine 20. FIG. 7 shows an example in which two large and small time constants are used with a certain threshold as an absolute value of the torque deviation ΔT. Of course, the relationship between ΔT and τ other than this example can be used according to the actual specifications of the rotating electrical machine 20 and the like.

テーブル８６は、トルク偏差ΔＴに応じて変化する時定数τを示すルックアップテーブルを用いることができる。テーブル８６に代えて、トルク偏差ΔＴを入力することで時定数τが出力される他の手段であってもよい。例えば、マップ形式を用いてもよく、あるいは数式を用いてもよい。   As the table 86, a look-up table showing a time constant τ that changes according to the torque deviation ΔT can be used. Instead of the table 86, other means for outputting the time constant τ by inputting the torque deviation ΔT may be used. For example, a map format may be used, or a mathematical formula may be used.

このように、トルク偏差ΔＴを１次遅れ処理部７４に供給することで、メインフィードバックループにおける偏差の過大見積もりを迅速に解消し、これによって、ｄ軸電流値が急変して正常制御範囲から外れることを防止できる。   In this way, by supplying the torque deviation ΔT to the primary delay processing unit 74, the excessive estimation of the deviation in the main feedback loop can be quickly eliminated, thereby causing the d-axis current value to change suddenly and deviate from the normal control range. Can be prevented.

本発明に係る回転電機制御システムは、トルクフィードバックが行われる矩形波電圧位相制御モードにおいてなまし処理を行う回転電機の制御に適用できる。車両に搭載される回転電機を含むシステムの他、車両以外の駆動に用いられる回転電機を含むシステム等に利用できる。   The rotating electrical machine control system according to the present invention can be applied to control of a rotating electrical machine that performs a smoothing process in a rectangular wave voltage phase control mode in which torque feedback is performed. In addition to a system including a rotating electrical machine mounted on a vehicle, the system can be used for a system including a rotating electrical machine used for driving other than the vehicle.

１０ 回転電機制御システム、１２ エンジン、１４ 蓄電装置、１６ 電源回路、１７ インバータ、１８，２０ 回転電機、２２ 動力分配機構、２４ 変速機、２６ タイヤ、３０ 制御部、３２ 正弦波電流制御モジュール、３４ 過変調電流制御モジュール、３６ 矩形波電圧位相制御モジュール、４０ 電流偏差判断モジュール、４２ 切替時制御モジュール、５０ 最大トルク特性線、５２ 正弦波電流制御モード作動領域、５４ 過変調電流制御モード作動領域、５６ 矩形波電圧位相制御モード作動領域、６０ 最大電圧円、６２ 最大効率特性線、６４ 切替ライン、６６ 電圧指令特性線、７２ 座標変換部、７４ １次遅れ処理部、７６ トルク推定部、７８ 減算器、８０ ＰＩ演算部、８２ 矩形波発生部、８４ 信号発生部、８６ テーブル、８８ 応答特性。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Rotating electrical machine control system, 12 Engine, 14 Power storage device, 16 Power supply circuit, 17 Inverter, 18, 20 Rotating electrical machine, 22 Power distribution mechanism, 24 Transmission, 26 Tire, 30 Control unit, 32 Sine wave current control module, 34 Overmodulation current control module, 36 rectangular wave voltage phase control module, 40 current deviation judgment module, 42 switching control module, 50 maximum torque characteristic line, 52 sine wave current control mode operation region, 54 overmodulation current control mode operation region, 56 rectangular wave voltage phase control mode operation region, 60 maximum voltage circle, 62 maximum efficiency characteristic line, 64 switching line, 66 voltage command characteristic line, 72 coordinate conversion unit, 74 primary delay processing unit, 76 torque estimation unit, 78 subtraction , 80 PI operation unit, 82 rectangular wave generation unit, 84 signal generation unit, 86 Table, 88 response characteristics.

Claims (1)

トルク指令値とトルク推定値との偏差であるトルク偏差算出手段と、
算出されたトルク偏差をゼロに近づける制御を行って電圧位相指令を生成し、回転電機の駆動部に供給する偏差制御手段と、
回転電機の各相電流値に基づいてｄ軸電流値とｑ軸電流値とを算出するｄｑ電流算出手段と、
算出されたｄ軸電流値とｑ軸電流値とに対し、予め定めた時定数の１次遅れ処理を施し、処理後ｄ軸電流値と処理後ｑ軸電流値とを出力するなまし処理手段と、
処理後ｄ軸電流値と処理後ｑ軸電流値とに基づいてトルク推定値を算出し、トルク偏差算出手段に供給するトルク推定値算出手段と、
を備え、
なまし処理手段は、
トルク偏差に応じた時定数を用いて１次遅れ処理を施すことを特徴とする回転電機制御システム。 A torque deviation calculating means that is a deviation between the torque command value and the torque estimated value;
Deviation control means that performs control to bring the calculated torque deviation closer to zero, generates a voltage phase command, and supplies the voltage phase command to the drive unit of the rotating electrical machine,
Dq current calculation means for calculating a d-axis current value and a q-axis current value based on each phase current value of the rotating electrical machine;
Smoothing processing means for subjecting the calculated d-axis current value and q-axis current value to first-order lag processing with a predetermined time constant and outputting the processed d-axis current value and the processed q-axis current value When,
A torque estimated value calculating means for calculating a torque estimated value based on the processed d-axis current value and the processed q-axis current value, and supplying the estimated torque value to the torque deviation calculating means;
With
The annealing process means
A rotating electrical machine control system that performs first-order lag processing using a time constant corresponding to a torque deviation.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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