JP2010161887A - Power converter and vacuum cleaner using same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、業務用や一般家庭用や業務用の各種電気機器などに使用され、電動機などを負荷とする電力変換装置および電気掃除機に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device and a vacuum cleaner that are used in various electric appliances for business use, general household use, and business use, and have an electric motor or the like as a load.
従来、この種の電力変換装置は、６個の双方向スイッチング素子を単相の交流電源と３相の負荷との間に接続し、単相の交流から直接３相の交流への電力変換を行うものであった（例えば、特許文献１参照）。 Conventionally, this type of power conversion device connects six bidirectional switching elements between a single-phase AC power source and a three-phase load, and performs power conversion directly from a single-phase AC to a three-phase AC. (For example, refer to Patent Document 1).
図１６は、特許文献１に記載された従来の電力変換装置の回路図を示すものである。
FIG. 16 shows a circuit diagram of a conventional power conversion device described in
図１６に示すように、交流電源１と、交流電源１に接続されたマトリクスコンバータ回路２と、マトリクスコンバータ回路２に接続された負荷となる３相の電動機３と、マトリクスコンバータ回路２の動作を制御する制御部４とで構成される。
As shown in FIG. 16, the operation of the
マトリクスコンバータ回路２は、２個のトランジスタ５、６および２個のダイオード７、８を用いた双方向スイッチング素子１０と、双方向スイッチング素子１０と同様の構成で組まれた双方向スイッチング素子１１、１２、１３、１４、１５を有するものとなっており、マトリクスコンバータ回路２内の合計１２個のトランジスタのオンオフが制御部４によって制御される結果、３相の交流電圧が電動機３に供給されて駆動されるものであった。
しかしながら、前記従来の構成では、交流電源１として日本国内の１００Ｖ５０Ｈｚまたは６０Ｈｚなどの低電圧の単相の交流電源を用いる場合、交流電源から供給される交流電圧のピーク値は約１４０Ｖであり、マトリクスコンバータ回路でのスイッチングによって、電動機への出力電圧は線間電圧のピーク値が１４０Ｖを上限とする、かなり低い値となる。
However, in the conventional configuration, when a low-voltage single-phase AC power source such as 100
例えばマトリクスコンバータ回路を用いずに、単相交流電源を一旦倍電圧整流して直流電圧に変換する構成の電力変換装置と比較した場合、負荷への供給電圧が不足するものとなる。特に、交流電源１として正弦波の電圧波形を有する単相のものを接続する場合、電圧の瞬時値がゼロとなるタイミング（零電圧点）の前後の低電圧期間で、負荷の電動機３へ供給する電気パワーが低下した状態となるが、低電圧期間に電動機３の出力トルクが低下するという課題を有したものであった。
For example, when compared with a power converter configured to temporarily rectify a single-phase AC power source and convert it to a DC voltage without using a matrix converter circuit, the supply voltage to the load is insufficient. In particular, when a single-phase
もっとも、負荷が低電圧であっても十分なパワーを供給する設計方法もあるが、その場合には電流値が相当に増大することになり、双方向スイッチング素子の定格電流が大きなものを採用する必要があり、コスト面・形状面で不利なものであった。 However, there is a design method that supplies sufficient power even when the load is low voltage, but in that case, the current value will increase considerably, and a bidirectional switching element with a large rated current is adopted. It was necessary and it was disadvantageous in terms of cost and shape.
本発明は上記課題を解決するもので、入力される交流電源の電圧を昇圧して十分な電圧を負荷に供給し、また零電圧点前後の低電圧期間においても、極力電気パワーを負荷へ供給し、負荷への供給パワー変動を低減することができる電力変換装置を提供することを目的とする。 The present invention solves the above-mentioned problem, boosts the voltage of the input AC power supply and supplies a sufficient voltage to the load, and supplies electric power to the load as much as possible even in a low voltage period around the zero voltage point. And it aims at providing the power converter device which can reduce the supply power fluctuation | variation to load.
前記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、２つの入力端子およびＮ（Ｎは２以上の整数）個の出力端子を有し前記２つの入力端子と前記出力端子の各組み合わせに設けた２Ｎ個の双方向スイッチング素子を含んだマトリクス回路と、単相交流電源から前記入力端子への経路に接続したインダクタンス素子と、前記出力端子間に接続したコンデンサとを備え、前記双方向スイッチング素子のうち１つの出力端子に接続された２個の双方向スイッチング素子が同時にオンとなる上下同時導通期間を有したものである。 In order to solve the above-described problem, the power conversion device of the present invention has two input terminals and N (N is an integer of 2 or more) output terminals, and each combination of the two input terminals and the output terminal. A matrix circuit including 2N bidirectional switching elements provided; an inductance element connected to a path from a single-phase AC power supply to the input terminal; and a capacitor connected between the output terminals. Among the elements, two bidirectional switching elements connected to one output terminal have a simultaneous upper and lower conduction period in which they are simultaneously turned on.
これによって、単相交流電源の電圧を昇圧して負荷に供給することによって、負荷への供給電圧を確保し、負荷への供給パワーの低下を改善することができる。 Thus, by boosting the voltage of the single-phase AC power supply and supplying it to the load, it is possible to secure the supply voltage to the load and improve the decrease in the supply power to the load.
本発明は、単相交流電源の電圧を昇圧して負荷に供給することによって、負荷への供給電圧を確保し、負荷への供給パワーの低下を改善した電力変換装置を実現することができるものとなる。 The present invention can realize a power conversion device that secures the supply voltage to the load and improves the decrease in the supply power to the load by boosting the voltage of the single-phase AC power supply and supplying it to the load. It becomes.
第１の発明は、２つの入力端子およびＮ（Ｎは２以上の整数）個の出力端子を有し前記２つの入力端子と前記出力端子の各組み合わせに設けた２Ｎ個の双方向スイッチング素子を含んだマトリクス回路と、単相交流電源から前記入力端子への経路に接続したインダクタンス素子と、前記出力端子間に接続したコンデンサとを備え、前記双方向スイッチング素子のうち１つの出力端子に接続された２個の双方向スイッチング素子が同時にオンとなる上下同時導通期間を有した電力変換装置とするものである。 The first invention includes 2N bidirectional switching elements each having two input terminals and N (N is an integer of 2 or more) output terminals and provided in each combination of the two input terminals and the output terminal. A matrix circuit, an inductance element connected to a path from a single-phase AC power source to the input terminal, and a capacitor connected between the output terminals, and connected to one output terminal of the bidirectional switching elements. In addition, the power conversion device has a vertical conduction period in which two bidirectional switching elements are simultaneously turned on.
この構成により、上下同時導通期間にインダクタンス素子に磁気エネルギーとして蓄えてコンデンサに供給することから、単相交流電源の電圧を昇圧して負荷に供給することができ、負荷への供給電圧を確保し、負荷への供給パワーの低下を改善した電力変換装置を実現することができる。 With this configuration, since the magnetic energy is stored in the inductance element and supplied to the capacitor during the upper and lower simultaneous conduction periods, the voltage of the single-phase AC power supply can be boosted and supplied to the load, ensuring the supply voltage to the load. In addition, it is possible to realize a power conversion device that improves a reduction in power supplied to a load.
第２の発明は、特に第１の発明のＮをＮ＝３とし、出力端子に三相の負荷を接続し、３個のコンデンサを３個の出力端子間に有した構成とすることにより、双方向スイッチング素子の数など部品点数を抑え、比較的簡単な構成とした上で、負荷に供給する電圧を確保し、負荷への供給パワーの低下を改善した電力変換装置を実現することができるものとなる。 According to the second invention, in particular, the N of the first invention is N = 3, a three-phase load is connected to the output terminal, and three capacitors are provided between the three output terminals. It is possible to realize a power conversion device that reduces the number of parts such as the number of bidirectional switching elements and has a relatively simple configuration, secures the voltage supplied to the load, and improves the reduction in the power supplied to the load. It will be a thing.
第３の発明は、特に第１の発明または第２の発明の単相交流電源の零点付近の低電圧期間の上下同時導通の期間が占める時間比率を、前記単相交流電源のピーク位相付近の高電圧期間のそれに対して大とすることにより、特に低電圧期間における負荷に供給される電圧の低下を改善し、負荷へのパワーの低下の改善が図った電力変換装置を実現することができるものとなる。 According to a third aspect of the invention, in particular, the time ratio occupied by the upper and lower simultaneous conduction periods in the low voltage period near the zero point of the single-phase AC power supply of the first or second invention By making it larger than that in the high voltage period, it is possible to realize a power conversion device that improves the decrease in the voltage supplied to the load particularly in the low voltage period and improves the decrease in power to the load. It will be a thing.
第４の発明は、特に第１から第３のいずれかの発明の上下同時導通する双方向スイッチング素子を、特定の出力端子に接続された２個の双方向スイッチング素子以外の出力端子に接続された２個の双方向スイッチング素子の同時オンによっても行うことで、特定の双方向スイッチング素子への損失の集中を防ぎ、小型で信頼性の高い電力変換装置を実現することができるものとなる。 According to a fourth aspect of the invention, in particular, the bidirectional switching element that conducts simultaneously in the vertical direction of any one of the first to third aspects is connected to an output terminal other than two bidirectional switching elements connected to a specific output terminal. In addition, by performing the simultaneous switching on of the two bidirectional switching elements, it is possible to prevent the concentration of the loss on the specific bidirectional switching element and to realize a small and highly reliable power conversion device.
第５の発明は、特に第１から第４のいずれかの発明の双方向スイッチング素子を、電流が流れる両方向それぞれに対して、オンオフの制御が可能であり、同一の入力端子に接続されたＮ個の双方向スイッチング素子の内、２個が同時にオンとなるオーバーラップ期間
を有することで、インダクタンス素子の電流経路がとぎれて高電圧が双方向スイッチング素子に発生することを防ぐことができ、高い信頼性を有する電力変換装置を実現することができるものとなる。
In the fifth invention, in particular, the bidirectional switching element according to any one of the first to fourth inventions can be turned on / off in both directions in which current flows, and N connected to the same input terminal. By having an overlap period in which two of the bidirectional switching elements are turned on at the same time, the current path of the inductance element can be interrupted and high voltage can be prevented from being generated in the bidirectional switching element. A power conversion device having reliability can be realized.
第６の発明は、特に第１から第５のいずれかの発明の双方向スイッチング素子として炭化珪素（以下、ＳｉＣという）半導体を用いたことにより、小さいチップ面積で双方向スイッチング素子を構成することができる。 In the sixth invention, a silicon carbide (hereinafter referred to as SiC) semiconductor is used as the bidirectional switching element of any one of the first to fifth inventions, so that the bidirectional switching element is configured with a small chip area. Can do.
第７の発明は、特に第１から第６のいずれかの発明の負荷を、永久磁石を有する電動機を負荷として接続することで、負荷の力率が高く、双方向スイッチング素子の定格電流を低減でき、特に高速時に発生する高い誘導起電力に対しても、昇圧動作による負荷への十分な電圧確保が可能となり、高効率で小型の電力変換装置を実現することができる。 In the seventh invention, in particular, the load according to any one of the first to sixth inventions is connected by using an electric motor having a permanent magnet as a load, so that the power factor of the load is high and the rated current of the bidirectional switching element is reduced. In particular, even for a high induced electromotive force generated at a high speed, it is possible to secure a sufficient voltage to the load by the boosting operation, and it is possible to realize a highly efficient and small power converter.
第８の発明は、特に第１〜第７のいずれか１つの発明の電力変換装置と、前記電力変換装置から電力が供給される電動機と、前記電動機によって回転駆動されるファンとを有する電気掃除機としたことにより、単相交流電源からの電源供給であっても、昇圧動作によって高い電圧で電動機を駆動できるから、大きなトルクで強い吸引力が得られると共に、小型・軽量で使い勝手のよい電気掃除機を実現できるものとなる。 An eighth aspect of the invention relates to an electric cleaning device including the power conversion device according to any one of the first to seventh aspects of the invention, an electric motor to which electric power is supplied from the electric power conversion device, and a fan that is rotationally driven by the electric motor. This makes it possible to drive the motor with a high voltage by boosting operation even when power is supplied from a single-phase AC power supply. A vacuum cleaner can be realized.
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置の回路図である。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a circuit diagram of a power conversion device according to the first embodiment of the present invention.
図１において、実効値電圧１００Ｖ、５０Ｈｚの単相交流電源２０、および単相交流電源２０から入力を受ける電力変換回路２１は、三相の負荷２２として３相の電動機が接続されており、三相の交流を出力するものとなっている。
In FIG. 1, a single-phase
電力変換回路２１は、２つの入力端子２３、２４と、３個の出力端子２５、２６、２７を有するマトリクス回路２８と、単相交流電源２０から入力端子２３への経路に接続したインダクタンス素子２９と、出力端子２５、２６間に接続したコンデンサ３７、出力端子２６、２７間に接続したコンデンサ３８、出力端子２５、２７間に接続したコンデンサ３９を有している。
The
本実施の形態においては、出力端子数Ｎは３個であり、コンデンサの数は３個となっており、よって三相の出力を得る構成となっている。しかし、Ｎ＝３とした三相に限定されるものではなく、４以上の整数でもかまわず、コンデンサの数も最低Ｎ−１個のものがあれば、各出力端子間の電圧がすべてコンデンサを経由した低インピーダンスで与えられるものとなり、発明の効果が期待できるものとなる。 In the present embodiment, the number of output terminals N is 3, and the number of capacitors is 3, so that a three-phase output is obtained. However, it is not limited to the three phases with N = 3, and may be an integer of 4 or more, and if there are at least N−1 capacitors, all the voltages between the output terminals are capacitors. Thus, the effect of the invention can be expected.
また、インダクタンス素子の数についても、単相交流電源２０の両側、すなわち入力端子２４に接続されている経路にも設けて、合計２個を用いるなどの構成であってもよい。
Also, the number of inductance elements may be provided on both sides of the single-phase
マトリクス回路２８は、２つの入力端子２３、２４と、３つの出力端子２５、２６、２７の合計６個の組み合わせのそれぞれに設けた６個の双方向スイッチング素子３０、３１、３２、３３、３４、３５を有し、双方向スイッチング素子３０〜３５の内、出力端子２５に接続された２個の双方向スイッチング素子３０、３１が同時にオンとなる上下同時導通期間を有したものとなっている。
The
図２は、本実施の形態における電力変換装置の双方向スイッチング素子３０〜３５の等価回路図を示している。
FIG. 2 shows an equivalent circuit diagram of the
図２において、ＳｉＣ半導体５０、５１は、それぞれＳｉＣ（炭化ケイ素）を主成分とし、シリコンよりも大きなバンドギャップを有したＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴ構造であって、逆方向の耐圧を十分に確保できるとともに、等価的に２つのＳｉＣ半導体５０、５１が逆方向に接続された構造となっている。そして、ゲートＧ１とソースＳ１間に駆動信号（ゲート信号）が入力されると、端子ａから端子ｂの方向への電流が流れる状態となり、ゲートＧ２とソースＳ２間に駆動信号（ゲート信号）が入力されると、端子ｂから端子ａの方向への電流が流れる状態となる。したがって、電流が流れる両方向それぞれに対して、オンオフの制御が可能になる。
In FIG. 2, each of the
ただし、半導体の材料としてＳｉＣでなければ構成することができないというものではなく、他の半導体材料、例えばシリコンなどでもよく、双方向スイッチング素子として使用できるものであれば、材質には特にこだわるものでない。 However, the semiconductor material cannot be configured unless it is SiC, and other semiconductor materials such as silicon may be used, and the material is not particularly limited as long as it can be used as a bidirectional switching element. .
また、図２に示したような等価的にＭＯＳＦＥＴ形を２つ設けて、逆向きの並列接続された形にしたものに限定されるものでもなく、双方向のスイッチング、すなわち順方向の導通／非導通、逆方向の導通／非導通というような制御が可能となる形式のものであるならば、他の等価回路で表現されるものでも使用することができる。 Further, the present invention is not limited to two MOSFETs that are equivalently connected in parallel as shown in FIG. 2, and is not limited to the reverse parallel connection. As long as it is of a type that enables control such as non-conduction and reverse conduction / non-conduction, those expressed by other equivalent circuits can also be used.
図３は、本実施の形態における負荷２２となる３相の電動機の断面図である。
FIG. 3 is a cross-sectional view of a three-phase electric motor serving as the
３相の電動機として構成した負荷２２は、鋼板を積層した表面に４つの永久磁石６０、６１、６２、６３を貼り付けて構成した鉄心６４を、出力軸６５を中心として回転自在に設けた回転子６６と、回転子６６の外側に設けた固定子６７とを有する構成している。固定子６７は、やはり珪素鋼板を積層して構成した鉄心６８、及び巻線７０〜７５によって構成している。
The
図４は、３相の電動機の巻線７０〜７５の結線図を示している。
FIG. 4 shows a connection diagram of the
巻線７０〜７５については、機械的に１８０度の位置に設けたもの同士が直列に接続され、電流が流れ込んだ時に、同極が回転子６６に対向する場所に発生する構成となっている。
The
図５は、本実施の形態の負荷２２を外部から駆動した場合の３相の端子Ｕ、Ｖ、Ｗの端子間（例えばＵ−Ｖ間）に発生する電圧、すなわち無負荷の誘導起電力を示したものであり、永久磁石６０〜６３が４極の構成であることから、機械位相（機械角）１８０度を周期として、正／負の極性で電圧が発生するという特性のものとなっている。
FIG. 5 shows the voltage generated between the terminals of the three-phase terminals U, V, and W (for example, between U and V) when the
双方向スイッチング素子３０〜３５の駆動方法としては、一般的にＤＣブラシレス電動機の駆動として従来から用いられているような、例えばホールＩＣを用いて、回転子６６の位置を検知しながら、１２０度の電気角での通電を行う矩形波（方形波）の駆動や、電圧・電流の波形が正弦波に近くなるようにＰＷＭする方法がある。または、ホールＩＣを用いずに位置検知を行う、例えば各相の電流値の検出値から行うようなセンサレスと呼ばれるような方法であっても良い。更にまた、電流のベクトルをｄ軸成分とｑ軸成分に分解して制御するベクトル制御と呼ばれるものなど、各種の制御構成が可能である。
As a method for driving the
このように、負荷２２となる３相電動機は、永久磁石を用いて構成されているから、高効率の３相電動機とすることが実現でき、双方向スイッチング素子３０〜３５の容量（耐
電圧と電流容量の積）を抑えた低コストのものとすることができる。
As described above, since the three-phase motor serving as the
図６は、本実施の形態における電力変換装置の単相交流電源２０の瞬時電圧ＶＡＣが正でＵＶに出力する時の動作説明図であり、図６（ア）は上下同時導通期間中の動作状態を示す説明図、図６（イ）はフライバック期間（上下同時導通期間後、出力に電流が供給される期間）における各双方向スイッチング素子のオンオフ状態を示す説明図である。
FIG. 6 is an operation explanatory diagram when the instantaneous voltage VAC of the single-phase
図６（ア）に示されるように、上下同時導通期間においては、双方向スイッチング素子３０、３１が同時にオンの状態となり、その他の双方向スイッチング素子３２、３３、３４、３５は、すべてオフの状態となっている。そして、単相交流電源２０の瞬時電圧ＶＡＣが正であるため、インダクタンス素子２９には、同時導通している双方向スイッチング素子３０、３１を通じてＶＡＣの電圧が印加される状態となり、破線の電流が時間と共に増加し、磁気エネルギーがインダクタンス素子２９に蓄えられていく。
As shown in FIG. 6A, in the upper and lower simultaneous conduction period, the
この時、Ｕ端子については、双方向スイッチング素子３０、３１によって、単相交流電源２０にまで接続されている状態となるが、４個の双方向スイッチング素子３２、３３、３４、３５がオフ状態であることから、コンデンサ３７、３８、３９、およびこれに接続された負荷２２については、マトリクス回路２８を通じての電流の経路は断たれた状態となり、マトリクス回路２８はインダクタンス素子２９へのエネルギーの蓄積のみを行う状態となる。
At this time, the U terminal is connected to the single-phase
図６（イ）に示されるように、フライバック期間においては、双方向スイッチング素子３０、３３がオン状態となり、他の双方向スイッチング素子３１、３２、３４、３５がオフの状態となる。よって、上下同時導通期間中にインダクタンス素子２９に蓄えられた磁気エネルギーにより、継続して流れる電流が破線で示されるように、Ｕ−Ｖ端子間のコンデンサ３７などに供給される。他方、双方向スイッチング素子３４、３５は共にオフ状態であるため、Ｗ相についてはマトリクス回路２８からの電流の供給は絶たれる。
As shown in FIG. 6A, in the flyback period, the
すなわち、昇圧チョッパの動作となるため、ＶＡＣよりも高い電圧をＵ−Ｖ端子間に出力することが可能となる。もちろん、ＶＡＣよりも高い電圧が必要でない場合には、上下同時導通期間を無くした運転を行わせることもできるので、低速時や低出力時などに、上下同時導通なしの運転を行わせてもよい。 That is, since the operation is a boost chopper, a voltage higher than VAC can be output between the U and V terminals. Of course, when a voltage higher than VAC is not required, it is possible to perform the operation without the upper and lower simultaneous conduction period, so even if the operation without the upper and lower simultaneous conduction is performed at a low speed or at a low output. Good.
図７は、本実施の形態における電力変換装置において、ＶＡＣが正でＵＶに出力する時の動作波形図を示すものである。図７（ア）及び（イ）は双方向スイッチング素子３０のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＵＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＵＰ２、図７（ウ）及び（エ）は双方向スイッチング素子３１のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＵＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＵＮ２、図７（オ）及び（カ）は双方向スイッチング素子３２のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＶＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＶＰ２、図７（キ）及び（ク）は双方向スイッチング素子３３のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＶＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＶＮ２、図７（ケ）及び（コ）は双方向スイッチング素子３４のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＷＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＷＰ２、図７（サ）及び（シ）は双方向スイッチング素子３５のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＷＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＷＮ２を示している。
FIG. 7 is an operation waveform diagram when the VAC is positive and output to UV in the power conversion device according to the present embodiment. 7A and 7A show the driving signal UP1 between G1 and S1 of the
図７（ア）に示す駆動信号ＵＰ１がずっとオン状態で、図７（ウ）に示す駆動信号ＵＮ１が期間ｔ１〜ｔ４と、ｔ５〜ｔ８の間でオンになると、駆動信号ＵＮ１がオンとなる期間のそれぞれが上下同時導通期間となり、その上下同時導通期間中は双方向スイッチング素子３０、３１がオンしている。そして、それ以外の期間、すなわちｔ４〜ｔ５の間、ｔ８〜ｔ９の間などがフライバック期間となる。
The drive signal UN1 is turned on when the drive signal UP1 shown in FIG. 7A is kept on and the drive signal UN1 shown in FIG. 7C is turned on between the periods t1 to t4 and t5 to t8. Each of the periods is an upper and lower simultaneous conduction period, and the
そして、図７（キ）に示す駆動信号ＶＮ１が期間ｔ３〜ｔ６でオンとなると、双方向スイッチング素子３３がオンして、上記フライバック期間内にインダクタンス素子２９に蓄えられた磁気エネルギーを放出する。なお、期間ｔ３〜ｔ４と、ｔ５〜ｔ６（いずれも時間ｔｄ＝３マイクロ秒）は、入力端子２３に接続された３個の双方向スイッチング素子３０、３２、３４の内の２個の双方向スイッチング素子３０、３２が同時にオンとなるオーバーラップ期間となっている。
When the drive signal VN1 shown in FIG. 7 (G) is turned on during the period t3 to t6, the
双方向スイッチング素子３０、３２の切り替わり時に、３個の双方向スイッチング素子３０、３２、３４が同時にオフ状態となる期間が発生すると、インダクタンス素子２９からの電流の経路が断たれて、過電圧が各双方向スイッチング素子に印加され、ひどい場合には各双方向スイッチング素子が破壊される。上述した２個の双方向スイッチング素子が同時にオンとなるオーバーラップ期間を設けた理由は、そのような不具合を防ぎ、信頼性の高い電力変換装置を実現する効果をあげている。
When a period in which the three
かつ、本実施の形態においては、特に各双方向スイッチング素子のすべてについて、図２に図示した端子ａから端子ｂ、端子ｂから端子ａという電流が流れる両方の方向それぞれに対して、個別にオンオフの制御が可能なものとなっており、例えば図７（ク）に示したＶＮ２はオフ状態を保たせている。 In this embodiment, in particular, all of the bidirectional switching elements are individually turned on / off in both directions in which current flows from terminal a to terminal b and from terminal b to terminal a shown in FIG. For example, VN2 shown in FIG. 7 (c) is kept off.
よって、オーバーラップ期間においても、負荷２２からの誘導起電力が二つの双方向スイッチング素子３１、３３を通して短絡した電流が流れるということを防ぐことができ、相間の電流の切換えがスムーズになされる。また、双方向スイッチング素子３０は、オン状態を継続させるだけで、スイッチングを行わないので、スイッチング損失が発生せず、低損失とすることができる。
Therefore, even in the overlap period, it is possible to prevent a short-circuited current flowing through the two
図８は、本実施の形態における電力変換装置の単相交流電源２０の瞬時電圧ＶＡＣが負でＵＶに出力する時の動作説明図であり、図８（ア）は上下同時導通期間中の動作状態を示す説明図、図８（イ）はフライバック期間（上下同時導通期間後、出力に電流が供給される期間）における各双方向スイッチング素子のオンオフ状態を示す説明図である。
FIG. 8 is an operation explanatory diagram when the instantaneous voltage VAC of the single-phase
図８（ア）に示すように、上下同時導通期間は、双方向スイッチング素子３０、３１が同時にオンの状態となり、その他の双方向スイッチング素子３２、３３、３４、３５は全てオフの状態となっている。
As shown in FIG. 8A, during the upper and lower simultaneous conduction period, the
ＶＡＣが負であるため、インダクタンス素子２９には、同時導通している双方向スイッチング素子３０、３１を通じてＶＡＣの電圧が印加される状態となり、図６の場合とは逆向きの破線の電流が時間と共に増加し、やはり磁気エネルギーがインダクタンス素子２９に蓄えられていく。
Since VAC is negative, the VAC voltage is applied to the
この時、Ｕ端子については、双方向スイッチング素子３０、３１によって、単相交流電源２０にまで接続された状態となるが、４個の双方向スイッチング素子３２、３３、３４、３５がオフ状態であることから、コンデンサ３７、３８、３９、およびこれに接続された負荷２２については、マトリクス回路２８を通じての電流の経路は断たれた状態となり、マトリクス回路２８はインダクタンス素子２９へのエネルギーの蓄積のみを行う状態となり、これについても、図６の場合と同様である。
At this time, the U terminal is connected to the single-phase
図８（イ）に示すように、フライバック期間は、双方向スイッチング素子３１、３２がオン状態となり、他の双方向スイッチング素子３０、３３、３４、３５がオフの状態となる。
As shown in FIG. 8A, during the flyback period, the
よって、上下同時導通期間中にインダクタンス素子２９に蓄えられた磁気エネルギーにより、継続してながれる電流が破線で示されるように、図６と同じ向きでＵ−Ｖ端子間のコンデンサ３７などに供給される。他方、双方向スイッチング素子３４、３５は共にオフ状態であるため、Ｗ相についてマトリクス回路２８からの電流の供給は絶たれる。瞬時電圧ＶＡＣが負の場合も、やはり正の場合と同様に昇圧チョッパの動作となるため、ＶＡＣの絶対値よりも高い電圧をＵ−Ｖ端子間に出力することが可能となる。
Therefore, the current continuously flowing due to the magnetic energy stored in the
図９は、本実施の形態における電力変換装置において、ＶＡＣが負でＵＶに出力する時の動作波形図を示すものである。図９（ア）及び（イ）は双方向スイッチング素子３０のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＵＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＵＰ２、図９（ウ）及び（エ）は双方向スイッチング素子３１のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＵＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＵＮ２、図９（オ）及び（カ）は双方向スイッチング素子３２のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＶＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＶＰ２、図９（キ）及び（ク）は双方向スイッチング素子３３のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＶＮ１を示し、図９（ケ）及び（コ）は双方向スイッチング素子３４のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＷＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＷＰ２、図９（サ）及び（シ）は双方向スイッチング素子３５のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＷＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＷＮ２を示している。
FIG. 9 shows an operation waveform diagram when the VAC is negative and output to UV in the power conversion device according to the present embodiment. 9A and 9B show the drive signal UP1 between G1 and S1 of the
図９（エ）に示す駆動信号ＵＮ２がずっとオン状態で、図９（イ）に示す駆動信号ＵＰ２が期間ｔ１〜ｔ４と、ｔ５〜ｔ８の間でオンになると、駆動信号ＵＰ２がオンとなる機関のそれぞれが上下同時導通期間となり、その上下同時導通期間中は双方向スイッチング素子３０、３１がオンしている。そして、それ以外の期間、すなわちｔ４〜ｔ５の間、ｔ８〜ｔ９の間などがフライバック期間となる。
When the drive signal UN2 shown in FIG. 9 (d) is in an on state all the time and the drive signal UP2 shown in FIG. 9 (b) is turned on between the periods t1 to t4 and t5 to t8, the drive signal UP2 is turned on. Each of the engines has a simultaneous upper and lower conduction period, and the
図９（カ）に示す駆動信号ＶＰ２が期間ｔ３〜ｔ６でオンとなると、双方向スイッチング素子３２がオンして、インダクタンス素子２９に蓄えられた磁気エネルギーを上記フライバック期間内に放出する。なお、期間ｔ３〜ｔ４と、ｔ５〜ｔ６（いずれも時間ｔｄ＝３マイクロ秒）は、入力端子２４に接続された３個の双方向スイッチング素子３１、３３、３５の内の２個の双方向スイッチング素子３１、３３が同時にオンとなるオーバーラップ期間となっている。
When the drive signal VP2 shown in FIG. 9 (f) is turned on in the periods t3 to t6, the
双方向スイッチング素子３１、３３の切り替わり時に、３個の双方向スイッチング素子３１、３３、３５が同時にオフ状態となる期間が発生すると、インダクタンス素子２９からの電流の経路が断たれて、過電圧が各双方向スイッチング素子に印加され、やはりひどい場合には破壊される。上述した２個の双方向スイッチング素子が同時にオンオーバーラップ期間を設けた理由は、そのような不具合を防ぎ、信頼性の高い電力変換装置を実現する効果をあげている。
When a period in which the three
かつ、本実施の形態においては、特に各双方向スイッチング素子のすべてについて、図２に図示した端子ａから端子ｂ、端子ｂから端子ａという電流が流れる両方の方向それぞれに対して、個別にオンオフの制御が可能なものとなっており、例えば図９（オ）に示したＶＰ１は、オフ状態を保たせている。 In this embodiment, in particular, all of the bidirectional switching elements are individually turned on / off in both directions in which current flows from terminal a to terminal b and from terminal b to terminal a shown in FIG. For example, the VP1 shown in FIG. 9 (o) is kept off.
よって、オーバーラップ期間においても、負荷２２からの誘導起電力が二つの双方向スイッチング素子３０、３２を通して短絡電流が流れることを防止でき、相間の電流の切換えがスムーズになされる。また、双方向スイッチング素子３１は、オン状態を継続させるだけで、スイッチングを行わないので、スイッチング損失が発生せず、低損失とすることができる。
Therefore, even during the overlap period, it is possible to prevent the induced electromotive force from the
このように、瞬時電圧ＶＡＣが正であっても、負であっても、Ｕ−Ｖ間に同等の出力電
流を供給し、同等の出力電圧を得ることができる。
Thus, even if the instantaneous voltage VAC is positive or negative, an equivalent output current can be supplied between U and V, and an equivalent output voltage can be obtained.
なお、以上の図６〜図９について説明は、Ｕ相の出力端子に接続されている２つの双方向スイッチング素子３０、３１で上下同時導通を行った後に、Ｕ−Ｖ間にＵがプラスの電圧となる向きにフライバックの電流供給を行っている例で説明した。しかし、Ｕ−Ｖ間にマイナスの電圧を出力しようとする場合には、ＶＡＣが正の場合に図８のようなオンオフ制御を行い、ＶＡＣが負の場合に図６のようなオンオフ制御を行う（ただし、各双方向スイッチング素子のＧ１とＧ２の信号は入れ替える必要がある）ことによって実現することもできる。
6 to 9 described above, the U is positive between U and V after the two
さらに、上下同時導通を行う双方向スイッチング素子３０、３１は、代わりに他の相に接続されたものでもよく、例えばＶ相に接続された双方向スイッチング素子３２、３３で行ってもよく、その後のフライバックをＶ−Ｗ間に出すなどしてもよい。即ち、上下同時導通を行う双方向スイッチング素子は、任意に選ぶことができるものである。
Further, the
図１０〜図１３は、出力端子２５（Ｕ相）に接続した２個の双方向スイッチング素子３０、３１での上下同時導通を行った後、フライバックをＶ−Ｗ間に出力する場合の説明図を示している。
FIGS. 10 to 13 illustrate the case where the flyback is output between V and W after the two
図１０は瞬時電圧ＶＡＣが正でＶ−Ｗ相間に出力する時の動作説明図であり、図１０（ア）は上下同時導通期間中の動作状態を示す説明図、図１０（イ）はフライバック期間（上下同時導通期間後、出力に電流が供給される期間）における各双方向スイッチング素子のオンオフ状態を示す説明図である。そして、図１１はその時の動作波形図である。 FIG. 10 is an operation explanatory diagram when the instantaneous voltage VAC is positive and output between the V and W phases. FIG. 10A is an explanatory diagram showing an operation state during the upper and lower simultaneous conduction period, and FIG. It is explanatory drawing which shows the on-off state of each bidirectional | two-way switching element in a back period (period in which an electric current is supplied to an output after an up-and-down simultaneous conduction period). FIG. 11 is an operation waveform chart at that time.
図１２は瞬時電圧ＶＡＣが負でＶ−Ｗ相間に出力する時の動作説明図であり、図１２（ア）は上下同時導通期間中の動作状態を示す説明図、図１２（イ）はフライバック期間（上下同時導通期間後、出力に電流が供給される期間）における各双方向スイッチング素子のオンオフ状態を示す説明図である。そして、図１３はその時の動作波形図である。 FIG. 12 is an operation explanatory diagram when the instantaneous voltage VAC is negative and output between the V-W phases. FIG. 12A is an explanatory diagram showing an operation state during the upper and lower simultaneous conduction period, and FIG. It is explanatory drawing which shows the on-off state of each bidirectional | two-way switching element in a back period (period in which an electric current is supplied to an output after an up-and-down simultaneous conduction period). FIG. 13 is an operation waveform chart at that time.
また、図１１及び図１３は、どちらも（ア）及び（イ）は双方向スイッチング素子３０のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＵＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＵＰ２、（ウ）及び（エ）は双方向スイッチング素子３１のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＵＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＵＮ２、（オ）及び（カ）は双方向スイッチング素子３２のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＶＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＶＰ２、（キ）及び（ク）は双方向スイッチング素子３３のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＶＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＶＮ２、（ケ）及び（コ）は双方向スイッチング素子３４のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＷＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＷＰ２、（サ）及び（シ）は双方向スイッチング素子３５のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＷＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＷＮ２を示している。
11 and 13, both (a) and (b) are the driving signals UP1 between G1 and S1 of the
これらの動作においては、上下同時導通を行った双方向スイッチング素子３０、３１が接続されているＵ相（出力端子２５）以外のＶ相とＷ相間（出力端子２６、２７）へのフライバック電流出力も可能であることを示すものであり、極めて制御の自由度が高いものとなっている。
In these operations, a flyback current between the V phase and the W phase (output terminals 26 and 27) other than the U phase (output terminal 25) to which the
本実施の形態においては、上下同時導通する双方向スイッチング素子は、特定の出力端子２５に接続された２個の双方向スイッチング素子３０、３１のみを常に使用するというものではなく、双方向スイッチング素子３０、３１で上下同時導通を行ったら、次は出力端子２６に接続された２個の双方向スイッチング素子３２、３３の同時オンによって行うものであり、さらにその次は出力端子２７に接続された２個の双方向スイッチング素子３４、３５の同時オンによって行うものとしている。
In this embodiment, the bidirectional switching element that conducts simultaneously in the vertical direction does not always use only the two
これにより、上下同時導通を行う際に発生する各相の双方向スイッチング素子の損失は、平準化されるので、特に各相の双方向スイッチング素子のうち１つの双方向スイッチング素子に負担が集中することを防止できる。例えば、３相出力用として同等の定格を有する６つの双方向スイッチング素子を１つのパッケージに搭載してモジュール化した場合には、特定の双方向スイッチング素子に損失が集中しないので、集中的な発熱で特定の双方向スイッチング素子を劣化させる心配が少なく、良好に使用することができる。 As a result, the loss of the bidirectional switching element of each phase that occurs when performing simultaneous conduction in the upper and lower sides is leveled, so that the load is concentrated particularly on one bidirectional switching element among the bidirectional switching elements of each phase. Can be prevented. For example, when six bidirectional switching elements having the same rating for a three-phase output are mounted in a single package and modularized, the loss does not concentrate on a specific bidirectional switching element, so intensive heat generation Therefore, there is little fear of deteriorating a specific bidirectional switching element, and it can be used satisfactorily.
ただし、上下同時導通を行う場合の双方向スイッチング素子として、常に双方向スイッチング素子３０、３１と決めておいても良く、その場合には、他の双方向スイッチング素子と比較して双方向スイッチング素子３０、３１は損失が大きくなる傾向にあるが、これらを他の双方向スイッチング素子よりも定格の大きいものを用いるとか、冷却条件を強化するなどして対応することもできる。
However, the
また１回の上下同時導通期間の次のフライバック期間について、Ｕ−Ｖ間への出力のみなどというような制限があるものでもなく、フライバック期間中に、双方向スイッチング素子のオンオフ状態をさらに切り替えていっても良い。 In addition, the flyback period next to the one upper and lower simultaneous conduction period is not limited only to the output between U and V. During the flyback period, the ON / OFF state of the bidirectional switching element is further increased. It may be switched.
例えば、所定の一定キャリア周期（６４マイクロ秒）内に、上下同時導通期間と、フライバック期間を設け、かつ１回のフライバック期間中にＵ−Ｖ間、Ｖ−Ｗ間というように各切換えのタイミングを適切な時間制御で行えば、３相の線間電圧を目標値どおりに得ることが可能となり、各線間電圧が目標値と等しくなるように制御して、所望の３相の交流電圧出力を行うこともできる。 For example, within a predetermined constant carrier period (64 microseconds), a vertical conduction period and a flyback period are provided, and switching between U-V and V-W during one flyback period. If appropriate timing control is performed, it is possible to obtain the three-phase line voltage as the target value, and control each line voltage to be equal to the target value to obtain the desired three-phase AC voltage. Output can also be performed.
本実施の形態で使用しているインダクタンス素子２９、コンデンサ３７、３８、３９は、昇圧チョッパとしての動作に必要なものであるが、上下同時導通期間とフライバック期間の和を１周期とした昇圧チョッパのスイッチング周波数が高い場合には、そのインダクタンス値、キャパシタンス値を小にして低コストで構成できる。特に負荷２２を電流ベクトル制御した３相の電動機とする場合は、電流制御の応答性を高めることができるため、コンデンサ３７、３８、３９のキャパシタンス値は、なるべく小さくした方が有利となる。
The
本実施の形態では、キャリア周期を６４マイクロ秒という十分高い周波数としていることにより、インダクタンス素子２９のインダクタンス、コンデンサ３７、３８、３９のキャパシタンスは、小さいもので済み、電力変換装置の小型化・低コスト化が可能であるとともに、電流ベクトル制御のような電流の応答性が要求される用途にも対応することができる。
In the present embodiment, since the carrier period is set to a sufficiently high frequency of 64 microseconds, the inductance of the
図１４は、本実施の形態における電力変換装置の単相交流電源２０と上下同時導通の期間が占める時間比率の波形図を示したものである。
FIG. 14 shows a waveform diagram of the time ratio occupied by the single-phase
図１４（ア）は単相交流電源２０の電圧波形であり、１００Ｖ５０Ｈｚの正弦波の電圧を使用していることから、時刻ｔ１、ｔ３、ｔ５において電圧の零点が存在し、時刻ｔ２、ｔ４において瞬時電圧の絶対値がピーク（１４０Ｖ）となる。
FIG. 14A shows a voltage waveform of the single-phase
図１４（イ）は上下同時導通の期間がキャリア周期（例えば６４マイクロ秒）に対して占める時間比率であるが、単相交流電源２０の零点ｔ１、ｔ３、ｔ５付近の低電圧期間での上下同時導通の期間が占める時間比率は０．６７であり、これは単相交流電源２０のピーク位相ｔ２、ｔ４付近の高電圧期間の時間比率０．２０に対して大としている。
FIG. 14 (a) shows the time ratio that the period of simultaneous upper and lower conduction occupies with respect to the carrier cycle (for example, 64 microseconds), but the upper and lower periods in the low voltage period around the zero points t1, t3, t5 of the single-phase
昇圧チョッパによる昇圧動作に関しては、上記時間比率が大となるほど、入力電圧（ＶＡＣ）に対する昇圧比が大きくなるという特性がある。本実施の形態においては図１４（イ）に示す時間比率とすることにより、単相交流電源２０の電圧の零点付近の低電圧期間のかなりの部分の昇圧比率を大きくすることでカバーすることができる。そのため、負荷２２への供給パワーが低下する期間が短くて済み、良好な動力性能が確保できるものとなる。
The boosting operation by the boosting chopper has a characteristic that the boosting ratio with respect to the input voltage (VAC) increases as the time ratio increases. In the present embodiment, the time ratio shown in FIG. 14A can be covered by increasing the boosting ratio in a considerable part of the low voltage period near the zero point of the voltage of the single-phase
特に本実施の形態では、永久磁石を用いた３相の電動機を負荷２２としているので、発生する電圧（誘導起電力）の大きさは回転の速度に比例し、特に高速時においては、線間に高い誘導起電力を発生するものとなる。
In particular, in the present embodiment, since the
そのため、単相交流電源２０の零点付近の低電圧期間においては、負荷２２への電流の供給が困難となるので、昇圧比を大きくする制御は非常に有効に作用するものとなり、発生トルクの変動を小さく抑え、動力性能が高いと共に、トルク変動に起因する振動の発生を極力低減することができる。
For this reason, in the low voltage period near the zero point of the single-phase
なお、永久磁石を用いた３相の電動機が高速で回転している状態において、電源からの供給電圧が低い期間については、電流の進角（β値）を増すというような制御も有効となる場合があり、特に永久磁石が回転子の鉄心内に埋め込まれた構成のものについては、効率の低下をほとんど起こさずに駆動できるものも存在するので、特に零点付近の低電圧期間については、電流の進角β値を増す、あるいは直軸電流Ｉｄを負に制御するなどの制御を併用することもできる。 In the state where the three-phase electric motor using the permanent magnet is rotating at high speed, the control of increasing the current advance angle (β value) is also effective during the period when the supply voltage from the power source is low. In particular, there is a structure in which permanent magnets are embedded in the rotor core, and there are some that can be driven with almost no decrease in efficiency. It is also possible to use a control such as increasing the advance β value of the current or controlling the direct current Id to be negative.
（実施の形態２）
図１５は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
(Embodiment 2)
FIG. 15: is a schematic block diagram of the power converter device in the 2nd Embodiment of this invention.
図１５において、実施の形態１で述べた構成の電力変換装置１３０と、電力変換装置１３０から電力が供給される負荷１３１と、負荷１３１となる３相の電動機によって回転駆動されるファン１３２とを有し、それらは紙パック１３３とともに筐体１３４内に納められている。そして、ホース１４０及びノズル１４１は、筐体１３４の前部に外部接続され、紙パック１３３と連通するように構成されている。
In FIG. 15, the
さらに、床面を移動自在とするための前輪１４２及び後輪１４３が筐体１３４に回転自在に取り付けられ、電力変換装置１３０に単相交流電源１５０を接続するための電源プラグ１５１、および電源コード１５２を接続しており、真空式の電気掃除機を構成している。
Further, a
以上の構成において、ファン１３２が毎分数万回転で回転駆動されると、吸引風を発生し、床面のゴミをノズル１４１からホース１４０を通じて吸引し、紙パック１３３内にゴミを捕集して、掃除をすることができる。
In the above configuration, when the
ここで、電力変換装置１３０は、１００Ｖの単相交流電源１５０を用いながらも、昇圧動作を行うことにより、高い電圧を負荷１３１に供給できることから、小型・軽量のもので構成することができる。
Here, the
よって、本実施の形態の電気掃除機は、単相交流電源からの電源供給であっても、昇圧動作による高い電圧で３相の電動機を駆動できるから、大きなトルクで強い吸引力が得られると共に、小型・軽量で使い勝手が非常に良いものとすることができる。 Therefore, the vacuum cleaner according to the present embodiment can drive a three-phase motor with a high voltage by a boosting operation even when power is supplied from a single-phase AC power source, so that a strong suction force can be obtained with a large torque. Small, lightweight and very easy to use.
以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、低電圧の単相交流電源であっても、負荷への電圧供給が改善され、供給パワーの変動を改善した電力変換装置が提供できるものとなる。 As described above, the power conversion device according to the present invention can provide a power conversion device in which the voltage supply to the load is improved and the fluctuation of the supply power is improved even when the low-voltage single-phase AC power supply is used. Become.
２３、２４ 入力端子
２５、２６、２７ 出力端子
２８ マトリクス回路
２０、１５０ 単相交流電源
２９ インダクタンス素子
３７、３８、３９ コンデンサ
３０、３１、３２、３３、３４、３５ 双方向スイッチング素子
２２、１３１ 負荷（電動機）
５０、５１ ＳｉＣ半導体
６０、６１、６２、６３ 永久磁石
１３２ ファン
23, 24 Input terminal 25, 26, 27
50, 51
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|---|---|---|---|---|
| JP2012175882A (en) * | 2011-02-24 | 2012-09-10 | Mitsubishi Electric Corp | Electric power unit and air conditioner |
| CN104836451A (en) * | 2015-01-28 | 2015-08-12 | 珠海格力电器股份有限公司 | Single-phase matrix frequency converter and air conditioning system |
| JP2016146692A (en) * | 2015-02-06 | 2016-08-12 | 東洋電機製造株式会社 | Power conversion device |
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