JP2010148301A - Controller of three-phase ac motor and its method of control - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、三相交流モータの各相に供給する電力を調整するインバータを制御する技術に関する。 The present invention relates to a technique for controlling an inverter that adjusts power supplied to each phase of a three-phase AC motor.
三相交流モータをインバータで駆動させる場合、その制御装置は、インバータに設けられたシャント抵抗に流れる電流の値に基づいて、インバータに設けられた複数のスイッチング素子のスイッチングタイミングを制御している。 When the three-phase AC motor is driven by an inverter, the control device controls the switching timing of a plurality of switching elements provided in the inverter based on the value of the current flowing through the shunt resistor provided in the inverter.
制御装置は、シャント抵抗に流れる電流の値をサンプリングするにあたり、各種タイミングでサンプリングすることで、三相交流モータに流れる各相に流れる電流値を推定している。この電流値サンプリングのタイミングは、時々刻々と変化するシャント電流に対して、極めて細かく調整する必要がある。言い換えれば、直流シャント電流の検知には、動的なサンプリングタイミングを求める必要がある。このため、この方法を実現するためには、コンピュータで、インバータのスイッチングに準ずる高速な演算でサンプリングタイミングを求め、その上で、求めたタイミングで正確にサンプリングする必要がある。したがって、この方法を実現するためには、コンピュータに多大な負荷を強いることになる。 When sampling the value of the current flowing through the shunt resistor, the control device estimates the value of the current flowing through each phase flowing through the three-phase AC motor by sampling at various timings. The timing of sampling the current value needs to be adjusted very finely with respect to the shunt current that changes every moment. In other words, it is necessary to obtain a dynamic sampling timing for detecting the DC shunt current. For this reason, in order to realize this method, it is necessary to obtain a sampling timing by a high-speed calculation in accordance with inverter switching by a computer, and then accurately sample at the obtained timing. Therefore, in order to realize this method, a great load is imposed on the computer.
そこで、コンピュータの負荷を軽減するために、サンプリングタイミングを固定する方法が、以下の特許文献１で提案されている。
Therefore, in order to reduce the load on the computer, a method for fixing the sampling timing is proposed in
具体的に、この特許文献１に記載の技術では、パルス幅変調（PWM）制御のキャリア信号である三角波信号を正負に等分するゼロクロスの固定タイミングで、シャント電流をサンプリングしている。そして、この技術では、この固定タイミングでサンプリングされる電流が、電圧指令値の絶対値の最大相の電流であることを利用し、ｄ軸電流値及びq軸電流値を求め、これらｄ軸電流値及びq軸電流値に基づいてインバータを制御している。
Specifically, in the technique described in
シャント抵抗に流れる電流は、インバータの複数のスイッチング素子のスイッチングのタイミングに合ったパルス波形状になる。このシャット抵抗に流れる電流には、スイッチング素子のスイッチングに起因して発生するデッドタイムやリンギング等の影響を受けるため、スイッチング直後の電流値、つまり、パルス波形中の初期の所定期間の部分は、モータの相電流を正確に示していない。 The current flowing through the shunt resistor has a pulse wave shape that matches the switching timing of the plurality of switching elements of the inverter. Since the current flowing through the shut resistor is affected by dead time, ringing, etc. caused by switching of the switching element, the current value immediately after switching, that is, the initial predetermined period portion in the pulse waveform, The motor phase current is not accurately shown.
前述の動的なタイミングで電流値をサンプリングする場合、パルス波形中の初期部分を避けることが可能であるが、特許文献１に記載の固定タイミングでサンプリングする場合、パルス波形のいずれの位置でサンプリングするか不定となるため、パルス波形の初期部分の電流値をサンプリングする場合がある。特に、電圧利用率を示す電圧変調率が低くなる低速運転では、パルス波形の幅が狭くなる関係で、パルス波形中の初期の所定期間の部分をサンプリングする可能性が高まる。したがって、特許文献１に記載の技術では、モータの運転範囲が狭くなってしまうという問題点がある。
When the current value is sampled at the dynamic timing described above, it is possible to avoid the initial portion in the pulse waveform. However, when sampling at the fixed timing described in
本発明は、このような従来技術の問題点に着目してなされたもので、固定タイミングでシャント電流をサンプリングしつつも、モータの運転範囲を狭めない技術を提供することを目的とする。 The present invention has been made paying attention to such problems of the prior art, and an object thereof is to provide a technique that does not narrow the operating range of a motor while sampling a shunt current at a fixed timing.
前記問題点を解決するため、本発明では、
直流電源から三相交流モータの各相に供給する電力を調整するための複数のスイッチング素子を備えているインバータに対して、該直流電源と該複数のスイッチング素子との間に接続されたシャント抵抗に流れる電流値に応じて該複数のスイッチング素子のそれぞれのオンオフを示すスイッチング信号を出力する三相交流モータの制御装置を提供する。
In order to solve the above problems, in the present invention,
A shunt resistor connected between the DC power supply and the plurality of switching elements for an inverter having a plurality of switching elements for adjusting power supplied from the DC power supply to each phase of the three-phase AC motor There is provided a control device for a three-phase AC motor that outputs a switching signal indicating on / off of each of the plurality of switching elements in accordance with the value of a current flowing through the switch.
当該制御装置は、
前記シャント抵抗に流れる前記電流値を用いて、前記三相交流モータの各相の第一の電圧指令値を生成する。さらに、前記各相の第一の電圧指令値に、所定の調整量を加算した各相の第二の電圧指令値を生成する。そして、電圧を振幅とするキャリア信号と前記各相の第二の電圧指令値との交点のタイミングで、前記複数のスイッチング素子に対して、前記スイッチング信号を出力する。また、キャリア信号が示す電圧値が該キャリア信号の中間レベルになるタイミングで、前記シャント抵抗で検出される電流値をサンプリングする。
The control device
A first voltage command value for each phase of the three-phase AC motor is generated using the current value flowing through the shunt resistor. Further, a second voltage command value for each phase is generated by adding a predetermined adjustment amount to the first voltage command value for each phase. Then, the switching signal is output to the plurality of switching elements at the timing of the intersection of the carrier signal whose amplitude is the voltage and the second voltage command value of each phase. Further, the current value detected by the shunt resistor is sampled at a timing when the voltage value indicated by the carrier signal becomes an intermediate level of the carrier signal.
以上において、前記各相の第一の電圧指令値は、サンプリングされた前記電流値を用いて生成される。また、前記所定の調整量として、前記各相の第一の電圧指令値のうちで中間電圧の中間相指令値と前記キャリア信号の中間レベルとの差の値が用いられる。また、前記所定の調整量として、前記中間相指令値と前記キャリア信号の中間レベルとの差に、前記電流サンプリング手段でのサンプルホールド時間に対応する電圧値を、該中間相指令値が正のときには加算した値、該中間相指令値が負のときには減算した値が用いられる。 In the above, the first voltage command value of each phase is generated using the sampled current value. Further, as the predetermined adjustment amount, a value of a difference between the intermediate voltage command value of the intermediate voltage and the intermediate level of the carrier signal among the first voltage command values of the respective phases is used. Further, as the predetermined adjustment amount, a voltage value corresponding to a sample hold time in the current sampling means is set to a difference between the intermediate phase command value and an intermediate level of the carrier signal, and the intermediate phase command value is positive. Sometimes the added value is used, and when the intermediate phase command value is negative, the subtracted value is used.
本発明によれば、固定タイミングでシャント抵抗に流れる電流をサンプリングしつつも、動的なタイミングで直流シャント電流をサンプリングする場合と同様に、三相交流モータの正確な相電流を取得することができる。しかも、本発明では、電圧変調率が低くなる低速運転で、パルス状の電流波形の幅が狭くなる場合でも、この波形の終端部分をサンプリングしているため、正確な相電流を検出することができる。 According to the present invention, while sampling the current flowing through the shunt resistor at a fixed timing, the accurate phase current of the three-phase AC motor can be acquired in the same manner as when the DC shunt current is sampled at a dynamic timing. it can. In addition, in the present invention, even when the width of the pulse-like current waveform is narrowed at low speed operation where the voltage modulation rate is low, an accurate phase current can be detected because the end portion of this waveform is sampled. it can.
以下、本発明に係る三相交流モータの制御装置の各種実施形態について、図面を用いて説明する。 Hereinafter, various embodiments of a control device for a three-phase AC motor according to the present invention will be described with reference to the drawings.
「第一の実施形態」
図1〜図９を用いて、本発明に係る三相交流モータの駆動制御装置の第一の実施形態について説明する。
"First embodiment"
A first embodiment of a drive control device for a three-phase AC motor according to the present invention will be described with reference to FIGS.
本実施形態の駆動制御装置１００は、図１に示すように、三相交流モータ１を駆動制御するものである。この駆動制御装置１００は、交流電源２からの交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣ変換器３０と、ＡＣ／ＤＣ変換器３０からの直流電力を三相交流モータ１の各相毎の交流電力に変換して、これを三相交流モータ１に供給するインバータ２０と、インバータ２０内を流れる電流の値を検出する電流検出回路２５と、この電流回路２５により検出された電流値に応じてインバータ２０を制御する制御ユニット１０と、を備えている。
As shown in FIG. 1, the
インバータ２０は、IGBTやMOSFET等の６個のスイッチング素子２１，２２と、シャント抵抗２３とを有している。６個のスイッチング素子２１，２２のうち、３個のスイッチング素子２１ｕ，２１ｖ，２１ｗは、三相交流モータ１を基準にして一方の側に配置され、残りの３個のスイッチング素子２２ｕ，２２ｖ，２２ｗは、三相交流モータ１を基準にして他方の側に配置されている。三相交流モータ１を基準にして一方の側に配置されているスイッチング素子２１ｕ，２１ｖ，２１ｗの各ソースは、互いに結線されて、ＡＣ／ＤＣ変換器３０に接続されている。また、三相交流モータ１を基準にして他方の側に配置されているスイッチング素子２２ｕ，２２ｖ，２２ｗのドレインは、互いに結線され、シャント抵抗２３の一端に接続されている。このシャント抵抗２３の他端は、ＡＣ／ＤＣ変換器３０に接続されている。
The
電流検出回路２５は、インバータ２０のシャント抵抗２３に流れる電流を検出する。
The
制御ユニット１０は、マイクロコンピュータで、各種演算を実行するＣＰＵと、各種プログラムや固定データ等が予め記憶されているＲＯＭと、ＣＰＵのワークエリア等になるＲＡＭと、外部との間で信号の入出力を行うインタフェースと、アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器とを有している。この制御ユニット１０は、機能的には、電流検出回路２５で検出されたアナログ信号のシャント電流値ＩSHTを所定のタイミングでサンプリングしてディジタル信号のシャント電流値ＩSHT’に変換するＡ／Ｄ変換部１１と、シャント電流値ＩSHT’に基づいて三相交流モータ１のｄ軸電流値Ｉdc及びｑ軸電流値Ｉqcを求めるｄｑ軸電流生成部１２と、ｄ軸電流値Ｉdc及びｑ軸電流値Ｉqcを用いてモータ１の各相毎の第一の電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*を生成する電圧指令生成部１３と、第一の電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*から第二の電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**を生成する電圧変調部１４と、第二の電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**に基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ）によりインバータ２０の各スイッチング素子２１，２２毎のスイッチング信号を生成するＰＷＭ制御部１５と、を有している。
The
図２に示すように、制御ユニット１０と、ＩＣチップ化されたインバータ２０と、電流検出回路２５と、ＡＣ／ＤＣ変換器３０と、インバータ２０への直流電力を安定化させるコンデンサ３５とは、基板４０に搭載され、モータ１の駆動制御装置１００を構成している。
As shown in FIG. 2, the
なお、ここでは、６個のスイッチング素子２１，２２とシャント抵抗２３とパッケージングすることで、インバータ２０を構成し、このインバータ２０とは別に電流検出回路２５が設けられているが、スイッチング素子２１，２２とシャント抵抗２３と電流検出回路２５とのうち、三つ全てをパッケージングして、インバータを構成するようにしてもよいし、いずれか二つをパッケージングしてもよいし、以上の三つを個別にパッケージングしてもよい。
Here, the
次に、図６を用いて、インバータ２０のシャント抵抗２３に流れる電流について説明する。
Next, the current flowing through the
ここで、モータ１の各相のうち、ｕ相が電圧指令値の最大相であり、ｖ相が電圧指令の中間相であり、ｗ相が電圧指令値の最小相である場合について説明する。
Here, among the phases of the
同図（ａ）に示すように、インバータ２０の一方のスイッチング素子２１のうち、ｕ相用のスイッチング素子２１ｕのゲートのみがオンで、残りのｖ相用及びｗ相用のスイッチング素子２１ｖ，２１ｗのゲートがオフであり、インバータ２０の他方のスイッチング素子２２のうち、ｕ相用のスイッチング素子２２ｕのゲートのみがオフで、残りのｖ相用及びｗ相用のスイッチング素子２２ｖ，２２ｗのゲートがオンの場合、シャント抵抗２３には、電流（−Ｉｖ−Iｗ）が流れる。ところで、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係があることから、このシャント抵抗２３には、電圧指令値が最大相であるｕ相の電流（Ｉｕ）が流れることになる。
As shown in FIG. 6A, only the gate of the
また、同図（ｂ）に示すように、インバータ２０の一方のスイッチング素子２１のうち、ｕ相用及びｖ相用のスイッチング素子２１ｕ，２１ｖのゲートがオンで、残りのｗ相用のスイッチング素子２１ｗのゲートがオフであり、インバータ２０の他方のスイッチング素子２２のうち、ｕ相用及びｖ相用のスイッチング素子２２ｕ，２２ｖのゲートがオフで、残りのｗ相用のスイッチング素子２１ｗのゲートがオンの場合、シャント抵抗２３には、電圧指令値が最小相であるｗ相の電流（−Ｉｗ）が流れる。
Further, as shown in FIG. 5B, among the switching elements 21 of the
同図（ｃ）に示すように、インバータ２０の一方のスイッチング素子２１のうち、ｕ相用及びｖ相用のスイッチング素子２１ｕ，２１ｖのゲートがオフで、残りのｗ相用のスイッチング素子２１ｗのゲートがオンであり、インバータ２０の他方のスイッチング素子２２のうち、ｕ相用及びｖ相用のスイッチング素子２２ｕ，２２ｖのゲートがオンで、残りのｗ相用のスイッチング素子２２２ｗのゲートがオフの場合、シャント抵抗２３には、電圧指令値が最小相であるｗ相の電流（Ｉｗ）が流れる。
As shown in FIG. 5C, the gates of the u-phase and v-
以上のように、シャント抵抗２３には、電圧指令値が最高電圧値である相の電流と、電圧指令値が最低電圧値である相の電流とが流れる。言い換えると、シャント抵抗２３に流れる電流には、電圧指令値の絶対値最大相の電流が含まれる。なお、シャント抵抗２３に流れる電流の波形は、パルス波形状である。
As described above, the current of the phase whose voltage command value is the highest voltage value and the current of the phase whose voltage command value is the lowest voltage value flow through the
したがって、図１に示す電流検出回路２５は、電圧指令値が絶対値最大相の電流の値を検出し、電圧指令値が中間相の電流の値を検出しない。
Therefore, the
Ａ／Ｄ変換部１１は、ＰＷＭ制御部１５からのタイミング信号（Timing）に併せて、電流検出回路２５で検出されたアナログ信号のシャント電流値ＩSHTをサンプリングし、このアナログ信号のシャント電流値ＩSHTをディジタル信号のシャント電流値ＩSHT’に変換する。
The A /
ｄｑ軸電流生成部１２は、前述したように、Ａ／Ｄ変換部１１からのシャント電流値ＩSHT’を用いて、モータ１のｄ軸電流値Ｉdc及びｑ軸電流値Ｉqcを求める。このｄ軸電流値Ｉdc及びｑ軸電流値Ｉqcの求め方については、背景技術の欄で示した特許文献１に詳細に記載されているので、ここでは簡単に説明する。
As described above, the dq-axis
ｄｑ軸電流生成部１２は、まず、シャント電流値ＩSHT’を電気角60°区間で積分してＩam及びＩrmを求め、これらＩam，Ｉrmを用いて、以下の（数１）により、有効電流成分Ｉa及び無効電流成分Ｉrを求める。
First, the dq-
次に、ｄｑ軸電流生成部１２は、以上で求めた有効電流成分Ｉa及び無効電流成分Ｉrを用いて、以下の（数２）により、ｄ軸電流値Ｉdc及びｑ軸電流値Ｉqcを求める。
Next, the dq-axis
ここで、ψは、電圧位相とｑ軸との位相差角であり、以下の（数３）により定義される。なお、（数３）中のｄ軸電圧指令値Vｄ*及びｑ軸電圧指令値Vｑ*に関しては、後述の（数４）で求められる。 Here, ψ is a phase difference angle between the voltage phase and the q axis, and is defined by the following (Equation 3). Note that the d-axis voltage command value V d * and the q-axis voltage command value V q * in (Equation 3) are obtained by (Equation 4) described later.
電圧指令生成部１３は、以上のように求められたｄ軸電流値Ｉdc及びｑ軸電流値Ｉqcを用いて、前述したように、モータ１の各相毎の第一の電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*を生成する。具体的には、電圧指令生成部１３は、まず、モータ定数Ｒ*，Ｌｄ*，Ｌｑ*，Ｋｅ*とｄ軸電流指令値Ｉｄ*及びｑ軸電流指令値Ｉｑ*と、図示されていないホスト等の上位装置から与えられる速度指令値ω1*とを用いて、以下の（数４）により、ｄ軸電圧指令値Vｄ*及びｑ軸電圧指令値Vｑ*を求める。なお、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*及びｑ軸電流指令値Ｉｑ*は、ｄｑ軸電流生成部１２で生成されたｄ軸電流値Ｉdc及びｑ軸電流値Ｉqcと速度指令値ω1*とに基づいて定められる。
The voltage
ここで、
Ｒ*：１相分の抵抗の設定値
Ｌｄ*：ｄ軸インダクタンス値の設定値
Ｌｑ*：ｑ軸インダクタンス値の設定値
Ｋｅ*：誘起電圧定数の設定値
次に、電圧指令生成部１３は、以上で求めたｄ軸電圧指令値Vｄ*及びｑ軸電圧指令値Vｑ*を、以下の（数５）により座標変換して、第一のｕ相電圧指令値Vｕ*、第一のｖ相電圧指令値Vｖ*、第一のｗ相電圧指令値Vｗ*を求める。
here,
R *: set value of resistance for one phase Ld *: set value of d-axis inductance value Lq *: set value of q-axis inductance value Ke *: set value of induced voltage constant Next, the
電圧変調部１４は、前述したように、第一の電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*から第二の電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**を生成する。
As described above, the
図３に、第一の電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*の波形を示す。同図において、横軸は、Ｕ相電圧指令値Vu*の位相を基準にした電圧位相（電気角で０°〜３６０°）を示し，縦軸は電圧指令値を示す。電圧変調部１４は、まず、第一の電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*のうちで指令値が中間値の中間相を選択する。例えば、図３中で、電圧位相θｖが９０°〜１５０°の６０°期間Ａでは、ｕ相が最大相、ｖ相が中間相、ｗ相が最小相となり，中間相としてＶ相が選択される。
FIG. 3 shows waveforms of the first voltage command values V u *, V v *, V w *. In the figure, the horizontal axis indicates the voltage phase (0 ° to 360 ° in electrical angle) based on the phase of the U-phase voltage command value V u *, and the vertical axis indicates the voltage command value. The
電圧変調部１４は、次に、後述のキャリア信号を正負に等分する中間レベル、つまりゼロ電圧値と中間相の電圧指令値との差分である調整量ＶＸを求める。そして、電圧変調部１４は、第一の電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*に調整量VXを加算して、第二の電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**を生成する。
Next, the
ここで、中間相の電圧指令値Ｖｍｉｄ*とおく。このＶｍｉｄ*は，電気角の位相６０°毎に、ｕ相電圧指令値Ｖｕ*、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ*、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ*のいずれかに切り替わる。このＶｍｉｄ*を用いて，調整量ＶＸを表すと、以下の（数６）のようになる。 Here, the intermediate phase voltage command value V mid * is set. This V mid * is switched to any one of the u-phase voltage command value V u *, the V-phase voltage command value V v *, and the W-phase voltage command value V w * every 60 ° of the electrical angle phase. When the adjustment amount V X is expressed using this V mid *, the following (Equation 6) is obtained.
また、第二の電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**を調整量ＶＸを用いて表すと、以下の（数７）のようになる。 Further, when the second voltage command values V u **, V v **, and V w ** are expressed using the adjustment amount V X , the following (Equation 7) is obtained.
図４に、調整量ＶＸと共に、第二の電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**の波形を、図３と同様に示す。なお、同図中、ｖ相の第二の電圧指令値Vu**を太実線で示し、ｖ相の第二の電圧指令値Vv**を一点破線で示し、ｗ相の第二の電圧指令値Vw**を二点破線で示す。また、調整量ＶＸを細実線で示す。 FIG. 4 shows the waveforms of the second voltage command values V u **, V v **, and V w ** together with the adjustment amount V X as in FIG. In the figure, the v-phase second voltage command value V u ** is indicated by a thick solid line, the v-phase second voltage command value V v ** is indicated by a one-dot broken line, and the w-phase second voltage command value V u ** The voltage command value V w ** is indicated by a two-dot broken line. Further, the adjustment amount V X is indicated by a thin solid line.
中間相の第二の電圧指令値は、前述したように、ゼロ電圧値と中間相の第一の電圧指令値との差を、中間相の第一の電圧指令値に加えたものであるから、常にゼロ電圧値となる。例えば、図４中で、電圧位相θｖが９０°〜１５０°の６０°期間Ａでは、ｕ相が最大相、ｖ相が中間相、ｗ相が最小相であり、中間相であるｖ相の第二の電圧指令値Vv**は、ゼロ電圧である。また、第二の電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**は、第一の電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*に所定量（調整量ＶＸ）加えたものであるから、第一の電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*の相互の指令値差と、第二の電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**の相互の指令値差とは、図３と図４からも理解できるように、同じである。 As described above, the second voltage command value for the intermediate phase is obtained by adding the difference between the zero voltage value and the first voltage command value for the intermediate phase to the first voltage command value for the intermediate phase. , It is always zero voltage value. For example, in FIG. 4, in a 60 ° period A in which the voltage phase θv is 90 ° to 150 °, the u phase is the maximum phase, the v phase is the intermediate phase, the w phase is the minimum phase, and the v phase is the intermediate phase. The second voltage command value V v ** is a zero voltage. The second voltage command values V u **, V v **, and V w ** are a predetermined amount (adjustment amount V X ) with respect to the first voltage command values V u *, V v *, V w *. In addition, the difference between the command values of the first voltage command values V u *, V v *, V w * and the second voltage command values V u **, V v **, V w The mutual command value difference of ** is the same as can be understood from FIGS.
ＰＷＭ制御部１５は、以上のように求めた第二の電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**に基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ）によりインバータ２０の各スイッチング素子２１，２２毎のスイッチング信号を生成する。
The
図５に、第二の電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**の波形と、三角波キャリア信号の波形と、電流検出回路２５で検出された直流シャント電流ＩＤＣの波形を示す。なお、図５中に示す第二の電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**の波形は、いずれも直線で描いているが、これは、図５が図４中の電圧位相が極めて狭い範囲を表しているからに過ぎない。
FIG. 5 shows the waveforms of the second voltage command values V u **, V v **, V w **, the waveform of the triangular carrier signal, and the waveform of the DC shunt current I DC detected by the
三角波キャリア信号は、ＰＷＭ制御部１５自身が生成するもので、電圧を振幅とし、振幅の中心がゼロ電圧になっている。また、直流シャント電流ＩＤＣは、前述したように、電圧指令値が絶対値最大相の電流（最大相又は最小相の電流）であり、各電流の波形はパルス状の波形である。仮に、電圧指令値の最大相、中間相、最小相が、順に、ｕ相、ｖ相、ｗ相である場合には、直流シャント電流ＩＤＣは、最大相のｕ相の電流か、最小相であるｗ相の電流である。
The triangular wave carrier signal is generated by the
ＰＷＭ制御部１５は、三角波キャリア信号と第二の電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**との交点のタイミングで、インバータ２０の対応相用のスイッチング素子２１，２２にスイッチング信号を出力する。このため、三角波キャリア信号と第二の電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**との交点を境として、直流シャント電流ＩＤＣがステップ的に変化する。
The
また、ＰＷＭ制御部１５は、三角波キャリア信号の振幅の中間点、つまり三角波キャリア信号のゼロ電圧値のタイミングで、Ａ／Ｄ変換部１１にサンプリング信号を出力する。このため、Ａ／Ｄ変換部１１は、三角波キャリア信号の周期をＴｃとすると、周期Ｔｃ／２で、直流シャント電流ＩＤＣ（最大相の電流又は最小相の電流）をサンプリングすることにとなる。
The
ところで、中間相（ｖ相）の第二の電圧指令値Vv**は、ゼロ電圧値であるから、インバータ２０の中間相用のスイッチング素子２１ｖ，２２ｖのオンオフが切り替わり、直流シャント電流ＩＤＣがステップ的に変化するタイミングと、Ａ／Ｄ変換部１１が直流シャント電流ＩＤＣをサンプリングするタイミングとは、実質的に一致する。したがって、Ａ／Ｄ変換部１１は、中間相用のスイッチング素子２１ｖ，２２ｖのオンオフが切り替わる直前及び直後の直流シャント電流ＩＤＣをサンプリングする。
By the way, since the second voltage command value V v ** of the intermediate phase (v phase) is a zero voltage value, the switching
中間相用のスイッチング素子２１ｖ，２２ｖのオンオフが切り替わった直後の直流シャント電流ＩＤＣは、前述したように、デッドタイムやリンギング等の影響を受けるため、モータ１の相電流を正確に示していない。一方、中間相用のスイッチング素子２１ｖ，２２ｖのオンオフが切り替わる直前、言い換えると、切り替わってから、最も遅いタイミングでの直流シャント電流ＩＤＣは、デッドタイムやリンギング等の影響を受けないため、モータ１の相電流を正確に示している。
DC shunt current I DC immediately after switching
そこで、ｄｑ軸電流生成部１２は、Ａ／Ｄ変換部１１で、三角波キャリア信号の前半周期のゼロ電圧値タイミングでサンプリングされた直流シャント電流ＩＤＣ（スイッチング素子のオンオフが切り替わった直後の直流シャント電流）と、後半周期中のゼロ電圧タイミングでサンプリングされた直流シャント電流ＩＤＣ（スイッチング素子のオンオフが切り替わる直前の直流シャント電流）のうち、後半周期中のゼロ電圧タイミングでサンプリングされた直流シャント電流ＩＤＣ、つまり、スイッチング素子のオンオフが切り替わる直前の直流シャント電流のみを採用して、ｄ軸電流値Ｉdc及びｑ軸電流値Ｉqcを生成している。
Therefore, the dq-
なお、ここでは、三角波キャリア信号の後半周期のゼロ電圧値タイミングでサンプリングされた直流シャント電流ＩＤＣが、スイッチング素子のオンオフが切り替わる直前のシャント電流である例と示したが、三角波キャリア信号の前半周期のゼロ電圧値タイミングでサンプリングされた直流シャント電流ＩＤＣが、スイッチング素子のオンオフが切り替わる直前のシャント電流である場合もある。この場合には、当然、後半周期中のゼロ電圧タイミングでサンプリングされた直流シャント電流ＩＤＣを採用して、ｄ軸電流値Ｉdc及びｑ軸電流値Ｉqcを生成することが好ましい。 In this example, the DC shunt current I DC sampled at the zero voltage value timing of the latter half cycle of the triangular wave carrier signal is an example of the shunt current immediately before the switching element is switched on / off. DC shunt current I DC sampled at zero voltage value timing cycle, in some cases on-off switching element is a shunt current just before switching. In this case, naturally, it is preferable to generate the d-axis current value I dc and the q-axis current value I qc by using the DC shunt current I DC sampled at the zero voltage timing in the second half cycle.
以上のように、本実施形態では、簡便な固定タイミングで直流シャント電流をサンプリングしつつも、動的なタイミングで直流シャント電流をサンプリングする場合と同様に、モータ１の正確な相電流を取得することができる。しかも、電圧変調率が低くなる低速運転で、パルス状の電流波形の幅が狭くなる場合でも、本実施形態では、パルス状の電流波形のうち、パルス波形の終端部分をサンプリングしているため、正確な相電流を検出することができる。
As described above, in the present embodiment, the accurate phase current of the
なお、本実施形態において、第一の電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*の波形と第二の電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**とが異なっているものの、第一の電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*の各相の指令値相互間での差と、第二の電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**の各相の指令値間での差とは、同じであるため、第一の電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*によるスイッチング素子２１，２２の動作と、第二の電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**によるスイッチング素子２１，２２の動作とは、基本的に同じになる。このため、指令値の変調により、モータ１の動作が変わることは基本的にない。
In the present embodiment, the waveforms of the first voltage command values V u *, V v *, V w * are different from the second voltage command values V u **, V v **, V w **. However, the difference between the command values of each phase of the first voltage command values V u *, V v *, V w * and the second voltage command values V u **, V v **, Since the difference between the command values of each phase of V w ** is the same, the operation of the switching elements 21 and 22 by the first voltage command values V u *, V v *, and V w * The operation of the switching elements 21 and 22 by the second voltage command values V u **, V v **, and V w ** is basically the same. For this reason, there is basically no change in the operation of the
次に、本実施形態の効果について、具体的に説明する。 Next, the effect of this embodiment will be specifically described.
インバータ２０のシャント抵抗２３には、以上で述べたように、インバータ２0のスイッチング素子２１，２２のスイッチングタイミングによって、所定の幅のパルス状の電流が流れる。このパルス幅は、基本的に、三相のうちいずれか二相の電圧指令値のうち、一相の電圧指令値とキャリア信号との交点と、他の一相の電圧指令値とのキャリア信号との交点との時間差により定まる。このため、パルス幅は、電圧指令値の振幅や位相の変化により変化する。そこで、ここでは、電圧指令絶対値の最大相に注目して、相電流の検出確率について考察する。
As described above, a pulsed current having a predetermined width flows through the
仮に、電流検出が可能な最小パルス幅をＴＷ＿ｍｉｎ、キャリア信号の周波数をｆＣ、電圧変調率をＫＨとすると、最小パルス幅ＴＷ＿ｍｉｎに一致するパルス幅となる位相θｐ１は、以下の（数８）のように表される。 Assuming that the minimum pulse width capable of detecting current is TW_min , the frequency of the carrier signal is f C , and the voltage modulation rate is K H , the phase θ p1 having a pulse width that matches the minimum pulse width TW_min is It is expressed as (Equation 8).
この（数８）において、電圧指令値の絶対値が最大となる最大相に着目すれば、θｐ１の範囲は、π／３（６０°）〜π／２（９０°）となる。シャント抵抗２３には、異なる２相の電流が流れるが、ここでは、そのうち１相の電流のみを正確に検出できる電流検出率Ｋ１について考える。この電流検出率Ｋ１は、以下の（数９）で示すように、θｐ１からπ／２までの期間と、π／６（＝π／2−π／6）期間との比率とする。
In this (Equation 8), focusing on the maximum phase where the absolute value of the voltage command value is maximum, the range of θ p1 is π / 3 (60 °) to π / 2 (90 °). The
ここで、（数９）において、π／3≦θｐ１≦π／2とする。 Here, in (Equation 9), π / 3 ≦ θ p1 ≦ π / 2.
図７を用いて、以上で示した（数８）及び（数９）について、さらに詳細を述べる。 With reference to FIG. 7, (Equation 8) and (Equation 9) shown above will be described in further detail.
同図には、正弦波となる第一の電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*が示されている。ｕ相電圧指令値Ｖｕ*に注目すると、（数８）で与えられるθｐ１が、同図に示すように、６０°〜９０°の間にある場合、（数９）で求める電流検出率Ｋ１は、６０°〜９０°の期間に対する斜線で示す期間の比率である。これに対して、θｐ１が３０°〜６０°（π／6〜π／3）の間にある場合には、電流検出率Ｋ１は１（１００％）となる。つまり、θｐ１が３０°〜６０°の間にある場合、電圧指令絶対値が最大となる相の電流値は必ず正確に検出できるということである。 The figure shows the first voltage command values V u *, V v *, and V w * that are sine waves. Paying attention to the u-phase voltage command value Vu *, when θ p1 given by (Equation 8) is between 60 ° and 90 ° as shown in the figure, the current detection rate K obtained by (Equation 9). 1 is a ratio of a period indicated by oblique lines to a period of 60 ° to 90 °. On the other hand, when θ p1 is between 30 ° and 60 ° (π / 6 to π / 3), the current detection rate K 1 is 1 (100%). In other words, when θ p1 is between 30 ° and 60 °, the current value of the phase where the voltage command absolute value is maximum can always be detected accurately.
ところで、（数９）で示されるＫ１は、絶対値最大相の電圧指令値と絶対値中間相の電圧指令値との差に対応する時間が少なくとも最小パルス幅ＴＷ＿ｍｉｎであれば、正確に検出可能であるという仮定に基づいている。この仮定を実現するには、検出タイミングを動的に定めか、本実施形態のように、電圧指令値を変調する必要がある。 By the way, K 1 represented by ( Equation 9 ) is accurate if the time corresponding to the difference between the voltage command value of the absolute value maximum phase and the voltage command value of the absolute value intermediate phase is at least the minimum pulse width TW_min. It is based on the assumption that it can be detected. In order to realize this assumption, it is necessary to dynamically determine the detection timing or to modulate the voltage command value as in this embodiment.
しかし、特許文献１のように、単に、電流サンプリングタイミングがキャリア信号の零レベルに実質的に一致する固定タイミングでは、電流検出率はＫ１に一致しない。そこで、このような固定タイミングにおいては、（数８）が絶対値最大相の電圧指令値と零レベルとの差で表されることから、最小パルス幅ＴＷ＿ｍｉｎに一致するパルス幅となる新たな位相θｐ０を、以下の（数１０）のように定める。
However, as in
ここで、（数８）に基づいて（数９）を導き出したのと同様に、新たな位相θｐ０による新たな電流検出率Ｋ０は、（数１０）に基づいて、以下の（数１１）のように定義できる。 Here, as in the case of deriving (Equation 9) based on (Equation 8), the new current detection rate K 0 based on the new phase θ p0 is calculated based on (Equation 10) as follows: ) Can be defined.
ここで、（数１１）において、π／3≦θｐ0≦π／2とする。 Here, in (Equation 11), π / 3 ≦ θ p0 ≦ π / 2.
図８を用いて、以上で示した（数１０）及び（数１１）について、さらに詳細を述べる。 With reference to FIG. 8, (Equation 10) and (Equation 11) shown above will be described in further detail.
図７を説明した場合と同様に、ｕ相電圧指令値Ｖｕ*に注目すると、（数１０）で与えられるθｐ0が、同図に示すように、６０°〜９０°の間にある場合、（数１１）で求める電流検出率Ｋ0は、６０°〜９０°の期間に対する斜線で示す期間の比率であり、図７に示す電流検出率Ｋ1に比べて小さい。また、θｐ0が３０°〜６０°（π／6〜π／3）の間にある場合には、電流検出率Ｋ0は１（１００％）となる。 As in the case described with reference to FIG. 7, when attention is paid to the u-phase voltage command value Vu *, when θ p0 given by ( Equation 10) is between 60 ° and 90 ° as shown in FIG. The current detection rate K 0 obtained by (Equation 11) is the ratio of the period indicated by oblique lines to the period of 60 ° to 90 °, and is smaller than the current detection rate K 1 shown in FIG. When θ p0 is between 30 ° and 60 ° (π / 6 to π / 3), the current detection rate K 0 is 1 (100%).
次に、電圧変調率ＫＨに対する電流検出率Ｋ1，Ｋ0の関係にについて、図９を用いて説明する。なお、同図では、Ｋ１を実線で示し、Ｋ０を破線で示している。また、ここでは、キャリア周波数ｆｃを１５ｋＨｚとし、最小パルス幅ＴＷ＿ｍｉｎを４μｓとしている。 Next, the relationship between the current detection rates K 1 and K 0 with respect to the voltage modulation rate KH will be described with reference to FIG. In the figure, K 1 is indicated by a solid line and K 0 is indicated by a broken line. Further, here, the carrier frequency f c and 15 kHz, is set to 4μs the minimum pulse width T W_min.
同図に示すように、本実施形態における電流検出率Ｋ1は、変調率ＫＨが１６％から２６％の間で、０％から１００％まで変化している。これに対して、特許文献１に記載の電流サンプリングが固定タイミングである場合の電流検出率Ｋ0は、変調率ＫＨが２４％から２６％の間で、０％から１００％まで変化している。このことは、本実施形態の方が、特許文献１に記載の電流サンプリングが固定タイミングである場合よりも、前述したように、低変調率領域における運転範囲が広いことを意味する。
As shown in the figure, the current detection rate K 1 in this embodiment changes from 0% to 100% when the modulation rate KH is between 16% and 26%. On the other hand, the current detection rate K 0 when the current sampling described in
次に、本実施形態による変調方法を適用できる範囲について説明する。 Next, the range in which the modulation method according to the present embodiment can be applied will be described.
第二の電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**の振幅は、第一の電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*のうちで、絶対値が最大の指令値（最大相の指令値又は最小相の指令値）と中間相の指令値との差である。この差が最大となる位相は、電圧指令値の振幅が最大となる位相である。そこで、この位相における第一の電圧指令値の相互差を求めるために、図３中のｕ相電圧指令値Vu*とｖ相電圧指令値Ｖｖ＊を例にする。ｕ相電圧指令値Vu*及びｖ相電圧指令値Ｖｖ＊は、以下の（数１２）のように表すことができる。なお、（数１２）中のθｖは電圧位相である。 The amplitudes of the second voltage command values V u **, V v **, and V w ** have the largest absolute value among the first voltage command values V u *, V v *, and V w *. This is the difference between the command value (maximum phase command value or minimum phase command value) and the intermediate phase command value. The phase where the difference is maximum is a phase where the amplitude of the voltage command value is maximum. Therefore, in order to obtain the mutual difference between the first voltage command values in this phase, the u-phase voltage command value V u * and the v-phase voltage command value Vv * in FIG. 3 are taken as an example. The u-phase voltage command value V u * and the v-phase voltage command value Vv * can be expressed as (Equation 12) below. Incidentally, a theta v is the voltage phase in the equation (12).
したがって、ｕ相電圧指令値Vu*とｖ相電圧指令値Ｖｖ＊との電圧差△Ｖは、（数１３）のようになる。 Therefore, the voltage difference ΔV between the u-phase voltage command value V u * and the v-phase voltage command value Vv * is as shown in (Equation 13).
電圧差△Ｖは、電圧位相θｖがπ／２ときに最大となるので、最大電圧差△Ｖｍａｘは、（数１４）のようになる。 Voltage difference △ V, since the voltage phase theta v maximized when [pi / 2, the maximum voltage difference △ V max is as (number 14).
ところで、モータ１に出力できる最大電圧は、ＡＣ／ＤＣ変換器３０の直流電圧ＥＤＣの２分の１であるから、最大電圧差△Ｖｍａｘと直流電圧ＥＤＣの間には、以下の（数１５）の関係が成立する。
By the way, the maximum voltage that can be output to the
従って、この（数１５）により、直流電圧ＥＤＣの３分の２が第二の電圧指令値の振幅の最大値であることが分かる。つまり、直流電圧ＥＤＣの３分の２を超える運転範囲では、第二の電圧指令値を適用することができない。 Therefore, from this (Equation 15), it can be seen that two-thirds of the direct current voltage E DC is the maximum value of the amplitude of the second voltage command value. In other words, the second voltage command value cannot be applied in an operating range that exceeds two-thirds of the direct-current voltage E DC .
そこで、本実施形態では、図１に示すように、電圧指令生成部１３が第一の電圧指令値を作成した段階で、この指令値の最大が直流電圧ＥＤＣの３分の２以上であるか否かを判断し、３分の２未満である場合には、第一の電圧指令値を電圧変調部１４に渡して、この電圧変調部１４から第二の電圧指令値を出力するようにし、３分の２以上である場合には、第一の電圧指令値を直接ＰＷＭ制御部１５に出力するようにしている。
Therefore, in the present embodiment, as shown in FIG. 1, when the voltage
なお、本実施形態では、第一の電圧指令値の波形が正弦波であるが、この正弦波に３次調波を加算して、電圧利用率を向上する線間変調後の線間変調波を第一の電圧指令値としてもよい。 In the present embodiment, the waveform of the first voltage command value is a sine wave, but the inter-line modulation wave after the inter-line modulation that improves the voltage utilization by adding the third harmonic to the sine wave. May be the first voltage command value.
また、本実施形態では、電圧指令作成部１３でのベクトル制御演算は、速度指令型のものであるが、トルク指令型であってもよい。トルク指令型にするには，トルク制御を行うために電流制御器を構成するのが一般的であるが、電流指令値と比較する検出電流には、電流検出回路２５の出力である検出電流ＩｄｃまたはＩｑｃもしくは両方を用いてもよい。さらに，速度制御器を構成して速度制御を行う場合には、モータ１の実速度ω１を検出し、または、推定し、指令値に追従させる制御を行ってもよい。
Further, in the present embodiment, the vector control calculation in the voltage
また、ｄ軸位相θｄと速度ω１は、モータ１の回転子位置の位相を検出する位置センサを用いても、回転子位置をモータ定数と電圧指令値及び検出電流により推定してもよい。いずれの場合であっても、本実施形態においては、モータ１の位相及び速度が既知であることを前提としている。
The d-axis phase θ d and the speed ω 1 may be estimated by using a position sensor that detects the phase of the rotor position of the
「第二の実施形態」
図1０及び図１１を用いて、本発明に係る三相交流モータの駆動制御装置の第二の実施形態について説明する。
"Second Embodiment"
A second embodiment of the three-phase AC motor drive control device according to the present invention will be described with reference to FIGS.
本実施形態の駆動制御装置は、電流検出回路２５からの電流値のサンプリングにあたり、この電流値をサンプリングするための時間、つまりサンプリングホールド時間を考慮した第二の電圧指令値を作成するものである。このため、基本的な構成は、第一の実施形態と同じであり、電圧変調部１４における動作が第一の実施形態と異なるのみである。
The drive control apparatus according to the present embodiment creates a second voltage command value in consideration of the time for sampling the current value, that is, the sampling hold time, when sampling the current value from the
そこで、以下では、本実施形態における第二の電圧指令値と、この第二の電圧指令値を採用した場合の電流サンプルリングについて説明する。 Therefore, in the following, the second voltage command value in the present embodiment and current sampling when this second voltage command value is employed will be described.
本実施形態における第二の電圧指令値は、以下の（数１６）で定める調整量ＶＸ’を第一の電圧指令値に加算したものである。 The second voltage command value in the present embodiment is obtained by adding an adjustment amount V X ′ defined by the following (Equation 16) to the first voltage command value.
（数１６）に示すように、調整量ＶＸ’は、中間相の第一の電圧指令値Ｖmid*の正負に応じて、第一の実施形態における調整量ＶＸから、Ａ／Ｄ変換器１１におけるサンプルホールド時間ＴＳＨに相当する電圧差ＶＳＨを加算又は減算したものである。
As shown in (Expression 16), the adjustment amount V X ′ is A / D converted from the adjustment amount V X in the first embodiment in accordance with the sign of the first voltage command value V mid * of the intermediate phase. The voltage difference V SH corresponding to the sample hold time T SH in the
サンプルホールド時間ＴＳＨに相当する電圧差ＶＳＨは、以下の（数１７）（数１８）に示すように、三角波キャリア信号の周期ＴＣと、ＡＣ／ＤＣ変換器３０から出力される直流電圧ＥＤＣとの関係から求めることができる。
Voltage difference V SH corresponding to the sample hold time T SH, as shown in the following equation (17) (Equation 18), and the period T C of the triangular wave carrier signal, the DC voltage output from the AC /
図１０に、上記調整量ＶＸ’を用いた場合の第二の電圧指令値（Vu**，Vv**，Vw**）の波形を示す。以下では、電圧位相θvが９０°〜１５０°の期間に注目して説明する。なお、同図中、u相の第二の電圧指令値Vu**を太実線で示し、ｖ相の第二の電圧指令値Vv**を一点破線で示し、ｗ相の第二の電圧指令値Vw**を二点破線で示し、第一の実施形態における第二の電圧指令値を細実線で示し、本実施形態における調整量ＶＸ’を破線で示している。 FIG. 10 shows waveforms of the second voltage command values (V u **, V v **, V w **) when the adjustment amount V X ′ is used. Hereinafter, the description will be given focusing on a period in which the voltage phase θ v is 90 ° to 150 °. In the figure, the u-phase second voltage command value V u ** is indicated by a thick solid line, the v-phase second voltage command value V v ** is indicated by a one-dot broken line, and the w-phase second voltage command value V u ** The voltage command value V w ** is indicated by a two-dot broken line, the second voltage command value in the first embodiment is indicated by a thin solid line, and the adjustment amount V X ′ in the present embodiment is indicated by a broken line.
電圧位相θvが９０°〜１２０°の期間では、図３に示すように、中間相ｖの第一の電圧指令値Vｍｉｄ*は負の値である。従って、調整量ＶＸ’は、（数１６）に示しように、第一の実施形態の調整量ＶＸにVSHを減算した値になる。ところで、第一の実施形態の調整量ＶＸは、図4に示すように、電圧位相θvが９０°〜１２０°の期間で正の値である。このため、本実施形態の調整量ＶＸ’の絶対値が第一の実施形態のＶＸの絶対値よりも、ＶＳＨ分小さくなる。この結果、中間相であるＶ相の第二の電圧指令値Ｖｖ**は、ゼロではなく，−ＶＳＨとなる。また、残る２相のｕ相の第二の電圧指令値とｗ相の電圧指令値も、第一の実施形態における対応相の第二の電圧指令値に対して、それぞれＶＳＨ分小さくなっている。なお、図１０中、第一の実施形態における第二の電圧指令値に対する、本実施形態の第二の電圧指令値の変化分を斜線で明示している。 In the period in which the voltage phase θ v is 90 ° to 120 °, the first voltage command value V mid * of the intermediate phase v is a negative value as shown in FIG. Therefore, the adjustment amount V X ′ is a value obtained by subtracting V SH from the adjustment amount V X of the first embodiment, as shown in (Expression 16). By the way, as shown in FIG. 4, the adjustment amount V X of the first embodiment is a positive value during the period in which the voltage phase θ v is 90 ° to 120 °. For this reason, the absolute value of the adjustment amount V X ′ of the present embodiment is smaller by V SH than the absolute value of V X of the first embodiment. As a result, the second voltage command value V v ** of the V phase that is the intermediate phase is not zero but −V SH . Further, the remaining two-phase u-phase voltage command value and the w-phase voltage command value are also smaller by V SH than the corresponding second voltage command value in the first embodiment. Yes. In FIG. 10, the change in the second voltage command value of the present embodiment with respect to the second voltage command value of the first embodiment is indicated by hatching.
電圧位相θvが１２０°〜１５０°の期間では、図３に示すように、中間相ｖの第一の電圧指令値Vｍｉｄ*は正の値である。従って、調整量ＶＸ’は、（数１６）に示しように、第一の実施形態の調整量ＶＸにVSHを加算した値になる。ところで、第一の実施形態の調整量ＶＸは、図4に示すように、電圧位相θvが１２０°〜１５０°の期間で負の値である。このため、本実施形態の調整量ＶＸ’の絶対値が第一の実施形態のＶＸの絶対値よりも、ＶＳＨ分大きくなる。この結果、中間相であるＶ相の第二の電圧指令値Ｖｖ**は、ゼロではなく，＋ＶＳＨとなる。また、残る２相のｕ相の第二の電圧指令値とｗ相の電圧指令値も、第一の実施形態における対応相の第二の電圧指令値に対して、それぞれＶＳＨ分大きくなっている。なお、図１０中、第一の実施形態における第二の電圧指令値に対する、本実施形態の第二の電圧指令値の変化分を斜線で明示している。 In the period in which the voltage phase θ v is 120 ° to 150 °, the first voltage command value V mid * of the intermediate phase v is a positive value as shown in FIG. Therefore, the adjustment amount V X ′ is a value obtained by adding V SH to the adjustment amount V X of the first embodiment, as shown in (Expression 16). Incidentally, the adjustment amount V X of the first embodiment is a negative value during the period in which the voltage phase θ v is 120 ° to 150 °, as shown in FIG. For this reason, the absolute value of the adjustment amount V X ′ in the present embodiment is larger by V SH than the absolute value of V X in the first embodiment. As a result, the second voltage command value V v ** of the V phase that is the intermediate phase is not zero but + V SH . The remaining two-phase u-phase second voltage command value and w-phase voltage command value are also increased by V SH with respect to the second voltage command value of the corresponding phase in the first embodiment. Yes. In FIG. 10, the change in the second voltage command value of the present embodiment with respect to the second voltage command value of the first embodiment is indicated by hatching.
本実施形態においても、ＰＷＭ制御部１５は、以上のように求めた第二の電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**に基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ）によりインバータ２０の各スイッチング素子２１，２２毎のスイッチング信号を生成する。
Also in this embodiment, the
図１１に、本実施形態の第二の電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**の波形と、三角波キャリア信号の波形と、電流検出回路２５で検出された直流シャント電流ＩＤＣの波形を示す。なお、同図（ａ）では、電圧位相θvが９０°〜１２０°の期間を示し、同図（ｂ）では、電圧位相θvが１２０°〜１５０°の期間を示す。
FIG. 11 shows the waveforms of the second voltage command values V u **, V v **, and V w ** of this embodiment, the waveform of the triangular carrier signal, and the DC shunt current detected by the
ＰＷＭ制御部１５は、前述したように、三角波キャリア信号と第二の電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**との交点のタイミングで、インバータ２０の対応相用のスイッチング素子２１，２２にスイッチング信号を出力する。このため、三角波キャリア信号と第二の電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**との交点を境として、直流シャント電流ＩＤＣがステップ的に変化する。
As described above, the
また、ＰＷＭ制御部１５は、三角波キャリア信号のゼロ電圧値のタイミングで、Ａ／Ｄ変換部１１にサンプリング信号を出力する。
The
ところで、図９（ａ）に示す電圧位相θvが９０°〜１２０°の期間では、キャリア信号の前半周期では、インバータ２０の中間相用のスイッチング素子２１ｖ，２２ｖのオンオフが切り替わり、直流シャント電流ＩＤＣがステップ的に変化してから、サンプル・ホールド時間ＴＳＨが経過した後に、ＰＷＭ制御部１５からＡ／Ｄ変換部１１へタイミング信号が出力され、このタイミングで、Ａ／Ｄ変換部１１が直流シャント電流ＩＤＣをサンプリングする。このため、サンプル・ホールド時間ＴＳＨが電流検出可能なパルス幅相当の時間以下でない限り、正確な相電流をサンプリングすることはできない。
Meanwhile, in the voltage phase theta v period of 90 ° to 120 ° shown in FIG. 9 (a), in the first half period of the carrier signal, the switching
一方、キャリア信号の後半周期では、ＰＷＭ制御部１５からＡ／Ｄ変換部１１へタイミング信号が出力されてから、サンプル・ホールド時間ＴＳＨが経過した後に、インバータ２０の中間相用のスイッチング素子２１ｖ，２２ｖのオンオフが切り替わり、直流シャント電流ＩＤＣがステップ的に変化する。したがって、最大相電流のパルス幅が電流検出可能な最小パルス幅以上であれば、サンプリングされた電流値は有効な電流値となる。逆に、最大相電流のパルス幅が電流検出可能な最小パルス幅未満の場合には、原理的に、直流シャント電流ＩＤＣの検出自体が困難である。すなわち、キャリア信号の後半周期では、最大相電流のパルス幅が電流検出可能な最小パルス幅以上であれば、スイッチング素子２１，２２のスイッチング動作に起因するデッドタイムやリンギング等の影響を受けない、正確な相電流をサンプリングすることができる。
On the other hand, in the second half cycle of the carrier signal, the switching
また、図９（ｂ）に示す電圧位相θvが１２０°〜１５０°の期間では、キャリア信号の前半周期では、ＰＷＭ制御部１５からＡ／Ｄ変換部１１へタイミング信号が出力されてから、サンプル・ホールド時間ＴＳＨが経過した後に、インバータ２０の中間相用のスイッチング素子２１ｖ，２２ｖのオンオフが切り替わり、直流シャント電流ＩＤＣがステップ的に変化する。したがって、最大相電流のパルス幅が電流検出可能な最小パルス幅以上であれば、サンプリングされた電流値は有効な電流値となる。したがって、キャリア信号の前半周期では、最大相電流のパルス幅が電流検出可能な最小パルス幅以上であれば、スイッチング素子２１，２２のスイッチング動作に起因するデッドタイムやリンギング等の影響を受けない、正確な相電流をサンプリングすることができる。
Further, in the period in which the voltage phase θ v shown in FIG. 9B is 120 ° to 150 °, the timing signal is output from the
一方、キャリア信号の後半周期では、インバータ２０の中間相用のスイッチング素子２１ｖ，２２ｖのオンオフが切り替わり、直流シャント電流ＩＤＣがステップ的に変化してから、サンプル・ホールド時間ＴＳＨが経過した後に、ＰＷＭ制御部１５からＡ／Ｄ変換部１１へタイミング信号が出力され、このタイミングで、Ａ／Ｄ変換部１１が直流シャント電流ＩＤＣをサンプリングする。このため、サンプル・ホールド時間ＴＳＨが電流検出可能なパルス幅相当の時間以下でない限り、正確な相電流をサンプリングすることはできない。
On the other hand, in the second half period of the carrier signal, the switching
なお、第一の実施形態では、キャリア信号周期Ｔｃを基準にして、中間相用のスイッチング素子のオンオフが切り替わる周期がＴｃ／2であるのに対して、本実施形態では、中間相用のスイッチング素子のオンオフが切り替わりが、（ＴＣ／２＋２ＴＳＨ）時間と（ＴＣ／２−２ＴＳＨ）時間が交互に繰り返される形で行われる。 In the first embodiment, on the basis of the carrier signal period T c , the cycle in which the on / off switching of the switching element for the intermediate phase is T c / 2, whereas in the present embodiment, for the intermediate phase off of the switching element is switched in is carried out in the form of (T C / 2 + 2T SH ) time (T C / 2-2T SH) time are alternately repeated.
ｄｑ軸電流生成部１２は、第一の実施形態と同様に、Ａ／Ｄ変換部１１で、スイッチング素子２１，２２のオンオフが切り替わった直後の直流シャント電流と、スイッチング素子２１，２２のオンオフが切り替わる直前の直流シャント電流とのうち、スイッチング素子２１，２２のオンオフが切り替わる直前の直流シャント電流のみを採用して、ｄ軸電流値Ｉdc及びｑ軸電流値Ｉqcを生成している。
Similarly to the first embodiment, the dq-axis
以上のように、本実施形態でも、第一の実施形態と同様に、簡便な固定タイミングで直流シャント電流をサンプリングしつつも、動的なタイミングで直流シャント電流をサンプリングする場合と同様に、モータ１の正確な相電流を取得することができる。さらに、本実施形態では、Ａ／Ｄ変換部１１のサンプル・ホールド時間ＴＳＨを考慮したサンプリングタイミングとなるため、第一の実施形態よりも、正確な相電流を検出する確率を高めることができ、運転範囲を広げることができる、言い換えると、本実施形態は、第一の実施形態と比較して、Ａ／Ｄ変換部１１のサンプル・ホールド時間ＴＳＨが長い場合に有効である。
As described above, in the present embodiment as well as in the first embodiment, the motor is sampled at a simple fixed timing while the DC shunt current is sampled at a dynamic timing. 1 accurate phase current can be obtained. Furthermore, in this embodiment, since the sampling timing takes into account the sample and hold time T SH of the A /
「三相交流モータの駆動制御装置の適用例」
図1２及び図１３を用いて、本発明に係る三相交流モータの駆動制御装置の具体的な適用例について説明する。
"Application example of drive control device for three-phase AC motor"
A specific application example of the drive control apparatus for a three-phase AC motor according to the present invention will be described with reference to FIGS.
第一の適用例は、図１２に示すように、エアーコンディショナーの各種モータに適用したものである。 As shown in FIG. 12, the first application example is applied to various motors of an air conditioner.
エアーコンディショナー２００は、室外機２１０と室内機２５０とを備えている。室外機２１０は、冷媒を圧縮するモータ付き圧縮機２１１と、冷媒の熱交換を行う熱交換器２１２と、熱交換器２１２に送風するモータ付きファン２１３と、圧縮機２１２のモータを駆動制御する駆動制御装置１００ａと、ファン２１３のモータを駆動制御する駆動制御装置（図示されていない）と、を備えている。室内機２５０は、送風ファン２５１と、この送風ファン２５１を駆動するモータ１ｂと、このモータ１ｂを駆動制御する駆動制御装置１００ｂと、を備えている。室外機２１０と室内器２５０とは、冷媒配管２６０で接続されている。以上の各モータは、いずれも、三相交流モータであり、これらのモータは、いずれも、以上で説明した駆動制御装置と同じ構成の駆動制御装置により駆動制御される。
The
本適用例では、以上で説明した駆動制御装置と同じ構成の駆動制御装置１００ａ，１００ｂを用いているため、各モータの運転範囲を広げることができる。この結果、各運転範囲で細かな調整が可能になり、快適性と省エネを実現することができる。
In this application example, since the
なお、室内機２５０の送風ファン２５１には、集塵フィルタが搭載されていてもよい。また、この送風ファン２５１は、ここでは、軸流ファンであるが、シロッコファン（多翼ファン）や他のファンであってもよい。
Note that a dust collection filter may be mounted on the
第二の適用例は、図１３に示すように、油圧システム３００のモータに適用したものである。
The second application example is applied to the motor of the
油圧システム３００は、油圧回路を切替えるソレノイドバルブ３１２と、ソレノイドバルブ３１２による油圧回路の切替に応じて動作するシリンダ３１１と、油圧を設定値以下に保つためのリリーフバルブ３１３と、油を溜める油タンク３１４と、油圧を発生させる油圧ポンプ３０２と、このポンプ３０２を駆動させる三相交流モータ１ｃと、この三相交流モータ１ｃを駆動制御する駆動制御装置１００ｃと、を備えている。この油圧システム３００では、ソレノイドバルブ３１２により油圧回路が切り替わることで、油圧ポンプ３０２に対する負荷が急激に変化し、モータ１ｃの負荷外乱となる。
The
本適用例でも、モータの運転範囲を広げることができるため、以上のような負荷外乱が各種運転条件のときにあったとしても、優れた応答性を実現することができる。このため、本適用例では、高効率な運転を行うことができる。 Also in this application example, the motor operating range can be expanded, so that excellent responsiveness can be realized even when the above-described load disturbance occurs under various operating conditions. For this reason, in this application example, highly efficient operation can be performed.
１…三相交流モータ、２…交流電源、１０…制御ユニット、１１…Ａ／Ｄ変換部、１２…ｄｑ軸電流生成部、１３…電圧指令生成部、１４…電圧変調部、１５…ＰＷＭ制御部、２０…インバータ、２１ｕ，２１ｖ，２１ｗ，２２ｕ，２２ｖ，２２ｗ…スイッチング素子、２３…シャント抵抗、２５…電流検出回路、３０…ＡＣ／ＤＣ変換器、１００…駆動制御装置、２００…エアーコンディショナー、３００…油圧システム
DESCRIPTION OF
Claims (6)
前記シャント抵抗に流れる前記電流値を用いて、前記三相交流モータの各相の第一の電圧指令値を生成する電圧指令値生成手段と、
前記各相の第一の電圧指令値に、所定の調整量を加算した各相の第二の電圧指令値を生成する指令値変換手段と、
電圧を振幅とするキャリア信号と前記各相の第二の電圧指令値との交点のタイミングで、前記複数のスイッチング素子に対して、前記スイッチング信号を出力するスイッチング信号発生手段と、
前記キャリア信号が示す電圧値が該キャリア信号の中間レベルになるタイミングで、前記シャント抵抗に流れる電流値をサンプリングする電流値サンプリング手段と、
を備え、
前記電流指令値生成手段は、前記電流値サンプリング手段によりサンプリングされた前記電流値を用いて、前記三相交流モータの前記各相の第一の電圧指令値を生成し、
前記指令値変換手段は、
前記所定の調整量として、
前記各相の第一の電圧指令値のうちで中間電圧の中間相指令値と前記キャリア信号の中間レベルとの差の値を用いる、
又は、前記中間相指令値と前記キャリア信号の中間レベルとの差に、前記電流サンプリング手段でのサンプルホールド時間に対応する電圧値を、該中間相指令値が正のときには加算した値、該中間相指令値が負のときには減算した値を用いる、
ことを特徴とする三相交流モータの制御装置。 A shunt resistor connected between the DC power supply and the plurality of switching elements for an inverter having a plurality of switching elements for adjusting power supplied from the DC power supply to each phase of the three-phase AC motor In a control device for a three-phase AC motor that outputs a switching signal indicating on / off of each of the plurality of switching elements in accordance with a current value flowing through
Voltage command value generating means for generating a first voltage command value for each phase of the three-phase AC motor using the current value flowing through the shunt resistor;
Command value conversion means for generating a second voltage command value for each phase obtained by adding a predetermined adjustment amount to the first voltage command value for each phase;
Switching signal generating means for outputting the switching signal to the plurality of switching elements at a timing of an intersection of a carrier signal having a voltage amplitude and the second voltage command value of each phase;
Current value sampling means for sampling a current value flowing through the shunt resistor at a timing when the voltage value indicated by the carrier signal becomes an intermediate level of the carrier signal;
With
The current command value generating means generates a first voltage command value for each phase of the three-phase AC motor using the current value sampled by the current value sampling means,
The command value conversion means includes
As the predetermined adjustment amount,
Among the first voltage command values of each phase, use the value of the difference between the intermediate phase command value of the intermediate voltage and the intermediate level of the carrier signal,
Alternatively, a value obtained by adding a voltage value corresponding to a sample hold time in the current sampling means to the difference between the intermediate phase command value and the intermediate level of the carrier signal when the intermediate phase command value is positive, When the phase command value is negative, use the subtracted value.
A control device for a three-phase AC motor.
前記電圧指令値生成手段は、
前記各相の第一の電圧指令値の最大電圧値が、前記インバータに供給される電力の最大電圧の２／３以上であるか否かを判断し、
２／３以上である場合には、該各相の第一の電圧指令値を前記スイッチング信号発生手段に渡して、該スイッチング信号発生手段により、前記キャリア信号と該各相の第一の電圧指令値との交点で、前記複数のスイッチング素子に対して、スイッチング信号を出力させ、
２／３未満である場合には、該各相の第一の電圧指令値を前記指令値変換手段に渡し、該指令値変換手段で前記各相の第二の電圧指令値を作成させ、前記スイッチング信号発生手段により、前記キャリア信号と該各相の第二の電圧指令値との交点で、前記複数のスイッチング素子に対して、スイッチング信号を出力させる、
ことを特徴とする三相交流モータの制御装置。 In the control apparatus of the three-phase AC motor according to claim 1,
The voltage command value generating means is
Determining whether the maximum voltage value of the first voltage command value of each phase is 2/3 or more of the maximum voltage of power supplied to the inverter;
If it is 2/3 or more, the first voltage command value of each phase is passed to the switching signal generation means, and the carrier signal and the first voltage command of each phase are transmitted by the switching signal generation means. A switching signal is output to the plurality of switching elements at an intersection with the value;
If it is less than 2/3, the first voltage command value of each phase is passed to the command value conversion means, and the command value conversion means creates the second voltage command value of each phase, The switching signal generating means outputs a switching signal to the plurality of switching elements at the intersection of the carrier signal and the second voltage command value of each phase.
A control device for a three-phase AC motor.
前記シャント抵抗に流れる前記電流値を用いて、前記三相交流モータの各相の電圧指令値を生成する電圧指令値生成手段と、
電圧を振幅とするキャリア信号と前記各相の電圧指令値との交点のタイミングで、前記複数のスイッチング素子に対して、前記スイッチング信号を出力するスイッチング信号発生手段と、
前記キャリア信号が示す電圧値が該キャリア信号の中間レベルになるタイミングで、前記シャント抵抗に流れる電流値をサンプリングする電流値サンプリング手段と、
を備え、
前記電圧指令値生成手段は、前記電流値サンプリング手段によりサンプリングされた前記電流値を用いて、前記三相交流モータの各相の電圧指令値を生成し、
前記電流指令値作成手段は、
前記各相の電圧指令値のうちで中間電圧の中間指令値として、
前記キャリア信号に同期し、該キャリア信号の半周期の周期で、前記スイッチング信号発生手段が前記スイッチング信号を出力させ得る電圧指令値を作成する、
又は、前記キャリア信号の半周期の周期に、前記電流サンプリング手段でのサンプルホールド時間の２倍の時間を加算した第一の時間と、該キャリア信号の半周期の周期に、該サンプルホールド時間の２倍の時間を減算した第二の時間とが、前記キャリア信号に同期して、交互に繰り返され、各第一の時間の終わり及び各第二の時間の終わりに、前記スイッチング信号発生手段が前記スイッチング信号を出力させ得る電圧指令値を作成する、
ことを特徴とする三相交流モータの制御装置。 A shunt resistor connected between the DC power supply and the plurality of switching elements for an inverter having a plurality of switching elements for adjusting power supplied from the DC power supply to each phase of the three-phase AC motor In a control device for a three-phase AC motor that outputs a switching signal indicating on / off of each of the plurality of switching elements in accordance with a current value flowing through
Voltage command value generation means for generating a voltage command value for each phase of the three-phase AC motor using the current value flowing through the shunt resistor;
A switching signal generating means for outputting the switching signal to the plurality of switching elements at a timing of an intersection of a carrier signal having a voltage amplitude and the voltage command value of each phase;
Current value sampling means for sampling a current value flowing through the shunt resistor at a timing when the voltage value indicated by the carrier signal becomes an intermediate level of the carrier signal;
With
The voltage command value generation means generates a voltage command value for each phase of the three-phase AC motor using the current value sampled by the current value sampling means,
The current command value creating means includes
Among the voltage command values for each phase, as an intermediate command value for an intermediate voltage,
In synchronization with the carrier signal, a voltage command value that allows the switching signal generating means to output the switching signal in a half cycle of the carrier signal is created.
Alternatively, the first time obtained by adding twice the sample hold time of the current sampling means to the half cycle period of the carrier signal, and the half time period of the carrier signal to the sample hold time A second time obtained by subtracting twice the time is alternately repeated in synchronization with the carrier signal, and at the end of each first time and the end of each second time, the switching signal generating means Creating a voltage command value capable of outputting the switching signal;
A control device for a three-phase AC motor.
前記インバータとしてのインバータＩＣと、
前記シャント抵抗と、
前記シャント抵抗に流れる電流値を検出し、検出した電流値を前記電流値サンプリング手段に渡す電流検出回路と、
前記制御装置、前記インバータＩＣ、前記シャント抵抗及び前記電流検出回路を搭載する基板と、
を備えていることを特徴とする三相交流モータの駆動制御装置。 A control device for a three-phase AC motor according to any one of claims 1 to 3,
An inverter IC as the inverter;
The shunt resistor;
A current detection circuit that detects a current value flowing through the shunt resistor and passes the detected current value to the current value sampling means;
A substrate on which the control device, the inverter IC, the shunt resistor and the current detection circuit are mounted;
A drive control device for a three-phase AC motor, comprising:
前記駆動制御装置により駆動制御される前記三相交流モータと、
前記三相交流モータの駆動で駆動する流体機械と、
を備えていることを特徴とする流体処理システム。 A drive control device for a three-phase AC motor according to claim 4,
The three-phase AC motor that is driven and controlled by the drive control device;
A fluid machine driven by driving the three-phase AC motor;
A fluid treatment system comprising:
前記シャント抵抗に流れる前記電流値を用いて、前記三相交流モータの各相の第一の電圧指令値を生成する電圧指令値生成ステップと、
前記各相の第一の電圧指令値に、所定の調整量を加算した各相の第二の電圧指令値を生成する指令値変換ステップと、
電圧を振幅とするキャリア信号と前記各相の第二の電圧指令値との交点のタイミングで、前記複数のスイッチング素子に対して、前記スイッチング信号を出力するスイッチング信号発生ステップと、
前記キャリア信号が示す電圧値が該キャリア信号の中間レベルになるタイミングで、前記シャント抵抗に流れる電流値をサンプリングする電流値サンプリングステップと、
を実行し、
前記電流指令値生成ステップでは、前記電流値サンプリングステップでサンプリングされた前記電流値を用いて、前記三相交流モータの各相の第一の電圧指令値を生成し、
前記指令値変換ステップでは、
前記所定の調整量として、
前記各相毎の第一の電圧指令値のうちで中間電圧の中間相指令値と前記キャリア信号の中間レベルとの差の値を用いる、
又は、前記中間相指令値と前記キャリア信号の中間レベルとの差に、前記電流サンプリング手段でのサンプルホールド時間に対応する電圧値を、該中間相指令値が正のときには加算した値、該中間相指令値が負のときには減算した値を用いる、
ことを特徴とする三相交流モータの制御方法。 A shunt resistor connected between the DC power supply and the plurality of switching elements for an inverter having a plurality of switching elements for adjusting power supplied from the DC power supply to each phase of the three-phase AC motor In a control method of a three-phase AC motor that outputs a switching signal indicating on / off of each of the plurality of switching elements according to a current value flowing through
A voltage command value generation step for generating a first voltage command value for each phase of the three-phase AC motor using the current value flowing through the shunt resistor;
A command value conversion step for generating a second voltage command value for each phase obtained by adding a predetermined adjustment amount to the first voltage command value for each phase;
A switching signal generation step of outputting the switching signal to the plurality of switching elements at a timing of an intersection of a carrier signal having a voltage amplitude and the second voltage command value of each phase;
A current value sampling step of sampling a current value flowing through the shunt resistor at a timing when the voltage value indicated by the carrier signal becomes an intermediate level of the carrier signal;
Run
In the current command value generation step, using the current value sampled in the current value sampling step, a first voltage command value for each phase of the three-phase AC motor is generated,
In the command value conversion step,
As the predetermined adjustment amount,
Among the first voltage command values for each phase, use the value of the difference between the intermediate phase command value of the intermediate voltage and the intermediate level of the carrier signal,
Alternatively, a value obtained by adding a voltage value corresponding to a sample hold time in the current sampling means to the difference between the intermediate phase command value and the intermediate level of the carrier signal when the intermediate phase command value is positive, When the phase command value is negative, use the subtracted value.
A control method for a three-phase AC motor.
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