JP2010136564A - Surge voltage suppression method with surge energy regeneration - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、インバータ装置によって駆動されるモータにおいて、インバータ装置内のスイッチング素子のスイッチ動作に起因してモータの電力供給端子に生じる過剰なサージ(不整合反射による不要高電圧波形)電圧(以下、モータサージ電圧、と称す)を効果的に低減、すなわち、サージエネルギー損失を極力小さくしてサージノイズを抑圧し、サージエネルギーを回生することを可能にするサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式に関する。 In the motor driven by the inverter device, the present invention has an excessive surge (unnecessary high voltage waveform due to mismatched reflection) voltage (hereinafter, referred to as “non-matched reflection”) generated in the power supply terminal of the motor due to the switching operation of the switching element in the inverter device. The present invention relates to a surge energy regenerative type surge voltage suppression system that can effectively reduce a surge energy loss and suppress surge noise and regenerate surge energy.
始めに、従来方式のモータサージ電圧の抑制方法の例を図9(1)に示す。一般に、インバータとこれによって駆動されるモータを比較的長い配線で接続すると、インバータのスイッチのスイッチング動作を行うたびに、モータ端子電圧に過渡的に過大なサージ電圧が発生し、これによりモータの巻線の絶縁が経年的に劣化し、最悪の場合は絶縁破壊によってモータを損傷するという問題があった。これを防止する方策として、インバータの交流出力端子とモータの入力端子の間に直列にインダクタ20´を挿入し、かつモータ側の線間にコンデンサ8´と抵抗10´の直列回路からなる一種のフィルタ9´を挿入して、インバータ出力端子に発生する過渡的な電圧変動を緩和することにより、モータの入力端子に生じるサージ電圧を緩和させる方策が取られていた(例えば、非特許文献1参照)。また、本発明の従来例を図9(1)に示すように、従来は、モータとインバータ装置の間には主ラインの電線が使用されている(例えば、特許文献1参照)。
First, an example of a conventional method for suppressing a motor surge voltage is shown in FIG. In general, when an inverter and a motor driven by the inverter are connected by a relatively long wire, a transient excessive surge voltage is generated in the motor terminal voltage every time the inverter switch is switched. The insulation of the wire deteriorated over time, and in the worst case, there was a problem that the motor was damaged by dielectric breakdown. As a measure to prevent this, an
前記方策では、インバータとモータとを接続する配線と直列にインダクタ20´を挿入する必要があるので、モータの駆動電流を通流できる電流容量を備えたインダクタ20´を用いる必要がある。そのため、特に、大きな駆動電流を流す用途では、インダクタ20´の容積が増大し、しかもフィルタ9´を構成するインダクタ20´や抵抗10´に発生する電力損失が極端に増大するため、装置全体の大型化と損失増加を招いていた。本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、モータの入力端子に発生するサージ電圧の抑制に伴う電力損失を極小化し、しかもモータの駆動電流の大きさやインバータとモータを接続する配線の長さに依存せずに、常にサージ電圧を抑制できる方式を提供するものである。 In the above measure, since it is necessary to insert the inductor 20 'in series with the wiring connecting the inverter and the motor, it is necessary to use the inductor 20' having a current capacity capable of passing the driving current of the motor. Therefore, particularly in applications where a large drive current flows, the volume of the inductor 20 'increases, and furthermore, the power loss generated in the inductor 20' and the resistor 10 'constituting the filter 9' increases extremely. This led to an increase in size and loss. The present invention has been made in view of such circumstances, and its purpose is to minimize power loss associated with suppression of surge voltage generated at the input terminal of the motor, and to reduce the magnitude of the drive current of the motor and the inverter and motor. The present invention provides a method that can always suppress the surge voltage without depending on the length of the wiring to be connected.
本発明のサージ電圧抑制方式は、上記の目的を達成するために、次のように構成される。代表例を挙げると、本発明の実施例1の構成は、インバータ装置2とモータ3間の主ラインの電線の各端子から枝分かれさせて従属ラインの電線を接続し、次に、整流器4の交流端子51、52、53を前記従属ラインに接続し、更に、整流器4の直流端子54、55の両端にはコンデンサが接続され、最後に前記直流端子54、55は前記インバータ装置2の直流端子14、15に接続された無損失のサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。
In order to achieve the above object, the surge voltage suppression system of the present invention is configured as follows. To give a typical example, the configuration of the first embodiment of the present invention is such that a branch line is connected from each terminal of a main line wire between the
従来のサージ抑制方式は、サージノイズをアースに効率良く流したり、熱に替えるという方法のためサージエネルギーを損失させていた。本発明のサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式によれば、サージエネルギー損失を極力小さくしてサージノイズ電圧を効率良くインバータ入力に戻すことで、サージエネルギーを回生することが可能になる。このため、電力損失が無損失となるため、大幅な小型化と低価格化が可能になるだけでなく、他のノイズ対策への幅広い応用が可能になるという従来にはみられない画期的な効果を有する。 The conventional surge suppression method causes surge energy to be lost due to the method of efficiently flowing surge noise to the ground or replacing it with heat. According to the surge energy regeneration type surge voltage suppression method of the present invention, surge energy can be regenerated by reducing surge energy loss as much as possible and efficiently returning the surge noise voltage to the inverter input. As a result, power loss becomes lossless, which not only enables significant downsizing and cost reduction, but also enables a wide range of applications for other noise countermeasures. It has a great effect.
以下、本発明のサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式の実施例を添付図面を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the surge energy regenerative surge voltage suppression system of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
始めに、従来のモータ端子に生じるサージ電圧の発生原理を分布定数線路理論に基づいて説明する。図9(1)は、従来のインバータの出力端子とモータ端子との間を三相ケーブルで接続した図である。三相インバータは直列接続された一対のスイッチを3つ備え、それぞれをU相、V相、W相スイッチと呼ぶが、一般に、インバータの1回のスイッチング動作では、一つの相のスイッチが切り替わる。ここでは、U相のスイッチが下側から上側に切り替わる場合を考える。V、W相は下側のスイッチがオン状態を保つので、U相とV、W相の間に電源電圧Edを持つステップ状の電圧が印加される。V相とW相の電線は同電位に保たれるので、一つの電線に等価され、また、UーVW間に印加される電圧はステップ電圧源で模擬される。更に、インバータとモータを接続する電線は、一組の分布定数線路(特性インピーダンスZω)で模擬される。ステップ状の電圧が分布定数線路に印加された場合の電圧伝搬の様子を図9(3)に示す。横軸は、インバータ端子からモータ端子までの距離である。
動作1:図9(3)(a);時刻t=0で分布定数線路の入力端に振幅Edのステップ電圧が印加されると、電圧はモータ端子に向かって伝搬する。
動作2:図9(3)(b);伝搬波ν0=Edが時刻Tkにモータ端子に到達すると、反射係数ΓMにしたがって、到達波は、モータ端子で反射してインバータ側に振幅ΓM・Edの反射波は伝搬する。ただし、ΓM=(ZM−Zω)/(ZM+Zω)で与えられ、一般に、ZM≫Zωであるので、ここでは、ΓM=1に近似する。
動作3:図9(3)(c);モータ端反射波ΓM・Edがインバータ出力端子に到達すると、インバータ端で反射係数ΓIを乗じた電圧波が、モータ端子側に再度伝搬する。ただし、ΓI=ΓM=(ZIーZω)/(ZI+Zω)で与えられ、一般に、ZI≪Zωであるので、ここではΓI=−1に近似する。このとき、インバータ端子の反射電圧は、到達波と振幅極性が反転する。
動作4:図9(3)(d);モータ端子に再度到達した伝搬波は、反射係数ΓMで再度反射して、インバータ側に伝搬する。
以上の動作を繰り返すとき、モータ端子で観測される電圧波は、図9(4)のように示される。すなわち、インバータ端子でステップ電圧が印加された電圧波は、時刻Tk後にモータ端子に到達し、モータ端子電圧νMは、(1+ΓM)Edが発生する。その後、インバータ端からモータ端子に再度到来する電圧波は、ΓI・ΓM・Edなので、モータ端の電圧νMは、(1+ΓM+ΓIΓM 2)Edとなる。ここで、ΓM=1、ΓI=−1とすると、モータ端子電圧νM=0となる。すなわち、モータ端子電圧νMは、インバータステップ電圧Edの約2倍の振幅を持つ振動電圧となる。実際の分布定数線路には伝搬損失があり、インバータ出力電圧は理想的なステップ波ではなく、更に、モータ端子間には若干の静電容量が存在するので、実際のモータサージ電圧は、図9(5)に示すように、正弦波に似た減衰振動波形となる。
First, the principle of generation of surge voltage generated in a conventional motor terminal will be described based on the distributed constant line theory. FIG. 9 (1) is a diagram in which the output terminal of the conventional inverter and the motor terminal are connected by a three-phase cable. A three-phase inverter includes three pairs of switches connected in series, and each is referred to as a U-phase, V-phase, and W-phase switch. In general, a single phase switch is switched in one switching operation of the inverter. Here, consider a case where the U-phase switch is switched from the lower side to the upper side. V, W-phase lower switch so keep on state, U-phase and V, step-like voltage with a power supply voltage E d between the W-phase are applied. Since the V-phase and W-phase wires are kept at the same potential, they are equivalent to a single wire, and the voltage applied between U and VW is simulated by a step voltage source. Furthermore, the electric wire connecting the inverter and the motor is simulated by a set of distributed constant lines (characteristic impedance Zω). FIG. 9 (3) shows the state of voltage propagation when a step-like voltage is applied to the distributed constant line. The horizontal axis is the distance from the inverter terminal to the motor terminal.
Operation 1: FIG. 9 (3) (a); the step voltage of amplitude E d to the input end of the time t = 0 with the distributed constant line is applied, the voltage propagates toward the motor terminal.
Operation 2: FIG. 9 (3) (b); When the propagation wave ν 0 = E d reaches the motor terminal at time T k , the reaching wave is reflected at the motor terminal according to the reflection coefficient Γ M , and is returned to the inverter side. A reflected wave having an amplitude Γ M · E d propagates. However, it is given by Γ M = (Z M −Z ω ) / (Z M + Z ω ), and generally Z M >> Z ω , so here it approximates to Γ M = 1.
Operation 3: FIG. 9 (3) (c); When the motor end reflected wave Γ M · E d reaches the inverter output terminal, the voltage wave multiplied by the reflection coefficient Γ I at the inverter end propagates again to the motor terminal side. . However, it is given by Γ I = Γ M = (Z I −Z ω ) / (Z I + Z ω ), and generally Z I << Z ω , so here it approximates Γ I = −1. At this time, the reflected voltage of the inverter terminal reverses the arrival wave and the amplitude polarity.
Operation 4: FIG. 9 (3) (d); propagating wave which has reached again the motor terminals is reflected again by the reflection coefficient gamma M, propagates to the inverter side.
When the above operation is repeated, the voltage wave observed at the motor terminal is shown as in FIG. 9 (4). That is, the voltage wave to which the step voltage is applied at the inverter terminal reaches the motor terminal after time T k , and (1 + Γ M ) E d is generated as the motor terminal voltage ν M. After that, the voltage wave re-arriving at the motor terminal from the inverter end is Γ I · Γ M · E d, so the voltage ν M at the motor end is (1 + Γ M + Γ I Γ M 2 ) E d . Here, when Γ M = 1 and Γ I = −1, the motor terminal voltage ν M = 0. That is, the motor terminal voltage [nu M is a vibrating voltage having approximately twice the amplitude of the inverter step voltage E d. The actual distributed constant line has a propagation loss, the inverter output voltage is not an ideal step wave, and there is a slight capacitance between the motor terminals, so the actual motor surge voltage is shown in FIG. As shown in (5), it becomes a damped oscillation waveform similar to a sine wave.
次に、本発明の動作原理を図4で説明する。従来の場合と同様に、インバータ出力電圧は、振幅Edのステップ電圧、インバータとモータとの配線は一組の分布定数線路(線路1)に等価される。また、モータと整流回路間を接続する配線も同様の分布定数線路(線路2)に等価される。また、線路1と線路2の特性インピーダンスをそれぞれZω1、Zω2とする。更に、整流回路は、単相整流回路に等価される。{図4(1)参照}
ステップ状の電圧が分布定数線路に印加された場合の電圧伝搬の様子を図4(2)に示す。横軸は、インバータ端子から整流回路までの距離である。
動作1:図4(2)(a);時刻t=0で分布定数線路の入力端に振幅Edのステップ電圧が印加されると、電圧はモータ端子に向かって伝搬する。
動作2:図4(2)(b);伝搬波ν0=Edが時刻Tkにモータ端子に到達する。このとき、線路1のモータ端からインバータ端への反射係数Γ1は、Γ1=(ZM2ーZω1)/ (ZM2+Zω1)、ただし、ZM2=ZM・Zω2/(ZM+Zω2)である。ここで、一般に、モータのインピーダンスZMは、線路2の特性インピーダンスに比べて十分に大きいので、(ZM≫Zω2)、ZM2=Zω2に近似できる。ここで、Zω1=Zω2となるように線路1と線路2の分布定数線路の特性インピーダンスを設定すると、Γ1=0に近似できる。すなわち、線路1を伝搬してモータ端に到達した伝搬波は、そのまま線路2に伝搬する。したがって、モータ端子には伝搬波と同等の電圧が発生するだけで、それ以上の電圧値を持つサージ電圧は発生しない。
動作3:図4(2)(c);線路3に伝搬した伝搬波は、整流回路の交流端子に到達する。
Next, the operation principle of the present invention will be described with reference to FIG. As with the prior art, the inverter output voltage, step voltage of amplitude E d, the wiring between the inverter and the motor is equivalent to a set of distributed constant lines (line 1). Also, the wiring connecting the motor and the rectifier circuit is equivalent to a similar distributed constant line (line 2). In addition, the characteristic impedances of the
FIG. 4 (2) shows a state of voltage propagation when a step-like voltage is applied to the distributed constant line. The horizontal axis is the distance from the inverter terminal to the rectifier circuit.
Operation 1: FIG. 4 (2) (a); the input end of the time t = 0 with the distributed constant line is a step voltage of amplitude E d is applied, the voltage propagates toward the motor terminal.
Operation 2: FIG. 4 (2) (b); the propagation wave ν 0 = E d reaches the motor terminal at time T k . At this time, the reflection coefficient Γ 1 from the motor end of the
Operation 3: FIGS. 4 (2) and 4 (c); the propagating wave propagated to the
このとき、線路2から整流器端で反射する反射係数ΓXは、下記の数式で表される。
At this time, the reflection coefficient Γ X reflected from the
このとき、反射係数ΓXは、下記の数式で表される。 At this time, the reflection coefficient Γ X is expressed by the following mathematical formula.
以上の結果、モータ端子の電圧波形は図4(3)に示すように、インバータ直流電圧値を超えるサージ電圧を発生させることがない。
As a result, the voltage waveform at the motor terminal does not generate a surge voltage exceeding the inverter DC voltage value as shown in FIG.
次に、インバータの出力電圧が理想的なステップ電圧ではなく、図5(1)に示すような立ち上がり時間Trを持つ場合について考える。このとき、整流回路の交流入力端子に向かって伝搬する電圧波と電流波は、図5(2)のように示される。このとき、線路2を伝搬して、整流回路の交流入力端子に到達する電圧波νXと電流波iXおよび整流器の交流入力端子に流入する電流iRの波形を記述すると図5(3)のようになる。すなわち、インバータでパルス波が発生した後、線路1の伝搬時間Tk1と線路2の伝搬時間Tk2の和(Tk1+Tk2)が経過すると、インバータのパルス波が整流回路の交流入力端子に到達し、その後、立ち上がり時間Trの間に、整流器の入力電圧νXが上昇する。また、線路2を伝搬する電流波iXは、νX/Zω2で与えられるから、整流器2の交流入力端子に到達する電流波も立ち上がり時間Trをもって上昇する。一方、νxが整流回路の直流電圧に到達しないと、整流回路の交流入力端子に電流iRは流れ込むことができない。したがって、この期間は、線路2の電流到達波は線路2側に全て反射することになる。別の言い方をすれば、整流回路の交流入力電圧が印加されても、そこに電流が流れないということになるので、交流回路の交流入力インピーダンスは過渡的に無限大の状態になっている。したがって、この期間の整流回路の交流入力端における反射係数ΓX=1となるので、整流回路の交流入力端子に到達した伝搬波のうち、立ち上がり期間の波形成分はモータ端子側に反射し、モータ端子のサージ電圧を発生させる。一方、到達波νXの立ち上がり期間が終了し、整流回路の直流電圧まで上昇した後は、到達電流波iXは全て整流回路の入力電流iRに等しくなるので、前記(2)式が成立し、反射係数ΓX=0となり、モータ側への電圧反射がなくなり、モータ端子でのサージ電圧は抑制される。上記のような、整流回路への到達波の立ち上がり時間に生じる反射が生じないようにして、立ち上がり時間の波形に起因して生じるモータ端子のサージ電圧を抑制する方策を以下に示す。
Next, consider a case where the output voltage of the inverter is not an ideal step voltage but has a rise time Tr as shown in FIG. At this time, the voltage wave and current wave propagating toward the AC input terminal of the rectifier circuit are shown as shown in FIG. At this time, the waveforms of the voltage wave ν X and current wave i X that propagate through the
第1の方策(実施例4、5、6)は、図6(1)に示すように、整流回路の交流入力端子間に適切な静電容量のコンデンサを接続する。このようにしたときの、線路2と整流回路の交流入力端子の接続点における電圧、電流波形例は図6(2)のようになる。線路2を経由して整流回路に電圧波νX、電流波iXが到達すると、電圧νXの上昇に応じて、コンデンサCXに電流icが流れ込む。このとき、整流回路の交流入力電流iRは流れないが、線路2を伝搬してきた電流波はCxに流れるので、整流回路の交流入力インピーダンスは、見かけ上、低下したことになり、反射係数Γxは1よりも小さくなり、モータ側へのサージ電圧の反射が低減できる。
なお、このとき、コンデンサCxの大きさは、図6(2)に示すように、到達波νxの立ち上がり期間だけ電流icが流れるような静電容量を選定するのが好ましい。
伝搬波の立ち上がり期間Trが経過し、その電圧振幅がEdに到達した後は、伝搬電流は全て整流回路に流れ込むため、前記(2)式が成立するので、その後の反射は発生せず、したがって、モータ端子でのサージ電圧は抑制される。
なお、本説明は単相等価回路で説明したが、これを実際の三相回路で実現するには、コンデンサをΔ結線するか、スター結線するか、或いは、整流回路のダイオードに並列にコンデンサを接続して電流iXの通流経路を確保すれば良いことは自明である。
In the first policy (Examples 4, 5, and 6), as shown in FIG. 6A, a capacitor having an appropriate capacitance is connected between the AC input terminals of the rectifier circuit. FIG. 6B shows an example of voltage and current waveforms at the connection point between the
At this time, as the size of the capacitor C x , as shown in FIG. 6B, it is preferable to select a capacitance such that the current ic flows only during the rising period of the reaching wave ν x .
Rise time T r of the propagating wave has passed, after which the voltage amplitude has reached the E d, since the flow into all the propagation current rectifier circuit, since the (2) is established, without subsequent reflection occurs Therefore, the surge voltage at the motor terminal is suppressed.
Although this explanation has been given with a single-phase equivalent circuit, in order to realize this with an actual three-phase circuit, the capacitor is Δ-connected, star-connected, or a capacitor in parallel with the diode of the rectifier circuit. it is obvious that it is sufficient to ensure a flowing path of the current i X connected.
第2の方策(実施例7)は、図6(3)に示すように、整流回路の交流入力端子に線路2の特性インピーダンスの実数成分と等しい抵抗Rxと適切な大きさの静電容量を持つコンデンサCxの直列回路を接続する。このとき、Cxの大きさは、RC直列回路の時、定数であるRx・Cxの値が、パルス波の立ち上がり時間よりも十分に大きくなるようにCxの値を取ることが望ましい。
このようにしたときの、線路2と整流回路の交流入力端子の接続点における電圧、電流波形例は、図6(4)のようになる。線路2を経由して整流回路に電圧波νx、電流波ixが到達すると、νxが整流回路の直流電圧に到達しない期間は、整流回路の交流入力インピーダンスは無限大となるが、その間は、電流iXはRC直列回路の電流iRCとして流れ、しかもCxの値が十分に大きいならば、iRC=νx/Rxに近似される電流が流れる。このとき、Rx=Zω2であるから、iRC=ixとなって到達電流波は、全てRC直列回路に流れ、その結果反射係数Γx=0に保持される。
伝搬波の立ち上がり期間TRが経過し、その電圧振幅がEdに到達した後は、伝搬電流は全て整流回路に流れ込むため、前記(2)式が成立するので、その後の反射は発生せず、したがって、モータ端子でのサージ電圧は抑制される。
なお、本説明は単相等価回路で説明したが、これを実際の三相回路で実現するには、RC直列回路をΔ結線するか、スター結線するか、或いは、整流回路のダイオードに並列にコンデンサを接続して電流ixの通流経路を確保すれば良いことは自明である。次に、本発明の各実施例について、詳細に説明する。
As shown in FIG. 6 (3), the second policy (Embodiment 7) is a resistor Rx equal to the real component of the characteristic impedance of the
A voltage and current waveform example at the connection point between the
Rise time T R of the propagating wave has passed, after which the voltage amplitude has reached the E d, since the flow into all the propagation current rectifier circuit, since the (2) is established, without subsequent reflection occurs Therefore, the surge voltage at the motor terminal is suppressed.
In addition, although this description was demonstrated with the single-phase equivalent circuit, in order to implement | achieve this with an actual three-phase circuit, RC series circuit is delta-connected, star-connected, or parallel to the diode of a rectifier circuit. it is obvious that it is sufficient to ensure a flowing path of the current i x by connecting a capacitor. Next, each example of the present invention will be described in detail.
本発明の実施例1を図1(A)に示す。
従来方式は、図9(1)に示すように、インバータ装置2´とモーター3´間を電線で接続された主ラインの31´、32´、33´の電線にフィルタ9´を接続した構成である。それに対して、本発明の実施例1の構成は、主ラインの電線31,32,33から枝分かれさせて従属ラインの電線41、42、43を接続し、次に、整流器4の交流端子51、52、53を前記従属ラインの41、42、43に接続し、更に、整流器4の直流端子54、55の両端にはコンデンサが接続され、最後に、前記直流端子54、55は前記インバータ装置2の直流端子14、15に接続されるサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。ここで、本発明の実施例1は、整流器4の直流端子54、55がインバータ装置2の直流端子14,15に接続して戻すことにより、サージエネルギー損失を極力小さくしてサージノイズを抑圧し、サージエネルギーをインバータの直流電源に回生することが可能になる。
Example 1 of the present invention is shown in FIG.
As shown in FIG. 9 (1), the conventional system has a configuration in which a filter 9 'is connected to the electric wires 31', 32 ', 33' of the main line in which the inverter device 2 'and the motor 3' are connected by electric wires. It is. On the other hand, the configuration of the first embodiment of the present invention branches from the
本発明の実施例2を図1(A)に示す。
本発明の実施例2の構成は、実施例1において、主ラインの電線31、32、33の特性インピーダンスは、枝分かれした従属ラインの電線41、42、43の特性インピーダンスと等しいか、或いは、ほぼ等しくしたサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。本発明の実施例2は、特性インピーダンスと等しいか、或いは、ほぼ等しくすることにより、打ち消す効果が発生する。また、整流器4は、サージ電圧を整流し、インバータ入力に回生させるものである。
Example 2 of the present invention is shown in FIG.
In the configuration of the second embodiment of the present invention, in the first embodiment, the characteristic impedance of the
本発明の実施例3を図1(A)に示す。
本発明の実施例3の構成は、実施例1および2において、前記整流器4の直流電圧は、前記インバータ装置2の出力電圧パルス電圧の波高値に等しいか、或いは、ほぼ等しいサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。
Example 3 of the present invention is shown in FIG.
The configuration of the third embodiment of the present invention is that in the first and second embodiments, the DC voltage of the
本発明の実施例4を図1(B)に示す。
本発明の実施例4の構成は、実施例1、2、3の前記整流器4の交流端子51、52、53のそれぞれの端子間にスター結線されたコンデンサ71、72、73、或いは、Δ結線されたコンデンサ81、82、83を接続するサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。ここで、コンデンサの役割は、初期の伝搬電圧とインバータの直流電源電圧の差によって、整流器ダイオード入力で反射が生じないように伝搬電圧がインバータ直流電源電圧に上昇するまでCにより伝搬電流を通過させて伝搬波が反射しないようにさせるものである。実施例4、5.6の動作原理については、既に説明済みであるので、説明を割愛する。
Example 4 of the present invention is shown in FIG.
The configuration of the fourth embodiment of the present invention is such that
本発明の実施例5を図1(C)に示す。
本発明の実施例5の構成は、実施例1、2、3において、前記整流器4の交流端子51、52、53のそれぞれの端子に、スター結線されたRC直列回路91、92、93、94、95、96、或いは、Δ結線されたRC直列回路101、102、103、104、105、106を接続するサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。ここで、RC直列回路の役割は、初期の伝搬電圧とインバータの直流電源電圧の差によって、整流器ダイオード入力で反射が生じないように伝搬電圧がインバータ直流電源電圧に上昇するまでRC直列回路によりインピーダンス整合を取り、反射を防止させるものである。
Example 5 of the present invention is shown in FIG.
The configuration of the fifth embodiment of the present invention is that in the first, second, and third embodiments, the
本発明の実施例6を図1(D)に示す。
本発明の実施例6の構成は、実施例1、2、3において、前記整流器4のダイオード6と並列にコンデンサ8を接続するサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。ここで、コンデンサの役割は、実施例4で説明済みであるので、説明を割愛する。
Example 6 of the present invention is shown in FIG.
The configuration of the sixth embodiment of the present invention is a surge energy regenerative surge voltage suppression system in which the
本発明の実施例7を図1(E)に示す。
本発明の実施例7の構成は、実施例1、2、3において、前記整流器4のダイオード6と並列にRC直列回路を接続するサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。ここで、RC直列回路の役割は、実施例5で説明済みであるので、説明を割愛する。
Example 7 of the present invention is shown in FIG.
The configuration of the seventh embodiment of the present invention is a surge energy regenerative type surge voltage suppression system in which an RC series circuit is connected in parallel with the
本発明の実施例8を図2(A)に示す。
本発明の実施例8の構成は、前記実施例1から7の整流器および付随する回路を前記モータの近傍、或いは、相対的にインバータ装置から離れた場所に設置し、前記整流器の直流線とインバータ装置の直流線との間を接続するサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。
Example 8 of the present invention is shown in FIG.
The configuration of the eighth embodiment of the present invention is such that the rectifier of the first to seventh embodiments and the accompanying circuit are installed in the vicinity of the motor or in a place relatively distant from the inverter device, and the DC line of the rectifier and the inverter This is a surge energy regenerative surge voltage suppression method for connecting between the DC lines of the device.
本発明の実施例9を図2(B)に示す。
本発明の実施例9の構成は、実施例1から8において、前記整流器4の直流端子に第2の整流器(400)の直流端子を接続し、前記第2の整流器(400)の交流端子を前記インバータ装置2の交流端子に接続し、更に、前記第2の整流器(400)の直流端子および前記の整流器の直流端子に共通して接続され、前記直流回路に接続されるコンデンサの電圧を一定値に保持するための電圧安定化装置(500)を接続するサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。ここで、本発明の実施例9は、インバータ装置2の側に配線をするのではなく、主ラインの交流端子に直接接続する方式である。また、電圧安定化装置が所望の電圧を発生できる場合は、第2の整流器(400)を省くことが可能である。
Embodiment 9 of the present invention is shown in FIG.
The configuration of Embodiment 9 of the present invention is that in
本発明の実施例10を図2(C)に示す。
本発明の実施例10の構成は、実施例1から9において、前記整流器4の直流端子に第2のインバータ装置(600)の直流端子を接続し、前記第2のインバータ装置(600)の交流出力端子を、前記インバータ装置2の交流出力端子に接続するサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。ここで、前記整流器4の直流端子に別途用意した第2のインバータ装置(600)を接続し、このインバータ回路の各相のスイッチは第1のインバータ回路2の対応する相のスイッチと同一のスイッチを行うことにより、第1のインバータ回路2の交流出力側にエネルギーを回生するもので、直流端子出力をインバータ装置の入力に接続することなく、エネルギーを回生し、サージ抑制が可能になる方式である。また、実施例10は、実施例9と同様、インバータ装置2の側に配線をするのではなく、主ラインの交流端子に直接接続する方式である。
The configuration of
本発明の実施例11を図2(D)に示す。
本発明の実施例11の構成は、実施例1から10において、前記整流器4の直流端子に、前記直流回路に接続されるコンデンサの電圧を一定値に保持するための電圧安定化装置(500)を接続するサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。ここで、実施例9では、前記整流器の直流端子に第2のインバータ装置(600)の直流端子に接続し、前記第2のインバータ装置(600)の交流出力端子を前記インバータ装置2の交流出力端子に接続したが、その代わりに、本発明の実施例11は、サージエネルギーを電圧安定化装置(500)に回生する。これにより、インバータ装置側に戻す配線が必要なくなる。
Example 11 of the present invention is shown in FIG.
The configuration of the eleventh embodiment of the present invention is the voltage stabilizing device (500) for maintaining the voltage of the capacitor connected to the DC circuit at a constant value at the DC terminal of the
本発明の実施例12は、図に示さないが、本発明の実施例12の構成は、実施例1から11において、一般に、使用されている同軸線か多心ケーブルの電線7Aをモータ側の従属ラインに接続したサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。ここで、多心ケーブルとしては、シールドを施したものも含まれる。
Although the
本発明の実施例13を図3(A)に示す。
本発明の実施例13の構成は、実施例1から11において、導体16の上に高周波サージ電圧成分の減衰促進の為、高抵抗の導電材(めっき)17を被覆し、その上に高周波サージ電圧成分の減衰促進の為、高誘電率絶縁体およびまたは高誘電体損失絶縁体18を適用し、更に、その上にシールド19を施した構造からなるサージ抑制線7Bをモータ側の従属ラインに接続したサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。実施例1から11において、コンデンサCおよびR(抵抗)とC(コンデンサ)の直列回路でインピーダンス補正をした例で説明してきたが、前記に記載した構成のサージ抑制線7B(特許登録NO.特許第4131686号)を使用すれば、整流器の交流端子側に到達する伝搬波の振幅が減衰するので、整流器の交流端子での反射電圧が低減されるので、インピーダンス補正が容易にできる。また、サージ抑制線7Bの代表例を図3(A)に挙げたもので、これに限るものではなく、各種の変形例も含まれる。
A thirteenth embodiment of the present invention is shown in FIG.
The configuration of the thirteenth embodiment of the present invention is that in the first to eleventh embodiments, the conductor 16 is coated with a high-resistance conductive material (plating) 17 for promoting the attenuation of the high-frequency surge voltage component, and the high-frequency surge is coated thereon. In order to promote attenuation of the voltage component, a high dielectric constant insulator and / or a high
本発明の実施例14を図3(B)に示す。
本発明の実施例14の構成は、実施例1から11において、前記整流器4と前記モータ3とを接続する配線として、3本の線路(好ましくは同軸線)201、202、203を使用し、前記線路201、202、203のシールド線7Cはその両端で相互に接続され、前記線路の一方の心線はモータ3の端子に接続され、他方の端子は前記整流器4の交流端子に接続されるサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。ここで、適用される3本の線路は一般線路でも良いが、電磁誘導ノイズ等の耐ノイズ性を考慮したケーブル適用が望ましい。
Example 14 of the present invention is shown in FIG.
The configuration of the fourteenth embodiment of the present invention uses three lines (preferably coaxial lines) 201, 202, 203 as the wiring for connecting the
本発明の実施例15を図3(C)に示す。
本発明の実施例15の構成は、実施例1から11において、前記整流器4と前記モータ3とを接続する配線として、心線を3本持つ一括シールド線(300)を使用するサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。
The configuration of the fifteenth embodiment of the present invention is that a surge energy regenerative type using a collective shielded wire (300) having three core wires as a wiring for connecting the
本発明の実施例16を図3(D)に示す。
本発明の実施例16の構成は、実施例1から15において、前記インバータ装置2と前記モータ3を接続する配線、および前記モータと前記整流器を接続する配線を一つのケーブルにまとめたサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。
Example 16 of the present invention is shown in FIG.
The configuration of the sixteenth embodiment of the present invention is the same as in the first to fifteenth embodiments, in which the wiring for connecting the
以上の構成にすることにより、本発明は、サージエネルギー損失を極力小さくしてサージノイズを抑圧し、サージエネルギーを回生することが可能になる。次に、従来のケーブルで、フィルタなしの実施例を図7(A)に示し、一般に、使用されている多心ケーブル7Aで実施した本発明の実施例12を図7(B)に示す。このことから、一般に、使用されている多心ケーブル7Aで実施した本発明の実施例12は、従来のケーブルで、フィルタなしの実施例に比較してかなり良好な結果を示していることは、明白である。 With the above configuration, the present invention makes it possible to reduce surge energy loss as much as possible, suppress surge noise, and regenerate surge energy. Next, FIG. 7 (A) shows an example of a conventional cable without a filter, and FIG. 7 (B) shows Example 12 of the present invention which is generally implemented with a multi-core cable 7A used. From this, it can be seen that, in general, Example 12 of the present invention implemented with the multi-core cable 7A being used shows a considerably better result with the conventional cable than the Example without a filter. It is obvious.
次に、サージ抑制線7Bを使用した本発明の実施例13を図8に示す。このことから、本発明のサージ抑制線7Bを使用した実施例13も、従来のケーブルでフィルタなしの実施例や一般に、使用されている多心ケーブル7Aで実施した本発明の実施例12に比べて、ほとんどサージ電圧に伴う高周波振動が発生しておらず、良好な結果を示していることがわかる。
Next,
これまで、代表的なモータを例に、図示したが、モータに限らず、一般の交流装置が対象となる。また、本製品の応用範囲としては、高圧電灯、電源等への幅広い適用が可能となる。また、本発明は色々な変形例があり、各種の変形を含むものであることはいうまでもない。 Up to now, a typical motor has been illustrated as an example. However, the present invention is not limited to a motor, and is a general AC device. In addition, the application range of this product can be widely applied to high piezoelectric lamps, power supplies and the like. In addition, it goes without saying that the present invention has various modifications and includes various modifications.
1A、1B、1C、1D、1E 本発明の実施例1、2、3、4、5
1F、1G、1H、1J、1K 本発明の実施例6、7、8、9、10
1L、1M、1P 、1Q、1R 本発明の実施例11、13、14、15、16
2 インバータ装置
3 モータ
4 整流器
5 トランジスタ
6 ダイオード
7A 一般に、使用されている同軸線か
多心ケーブル(シールドを含む)
7B サージ抑制線
7C シールド線
8 コンデンサ
10 抵抗
11、12、13 出力端子
14、15 直流端子
16 導体
17 高抵抗導電材(好ましくはめっき)
18 高誘電率絶縁体およびまたは高誘電体損失絶縁体
19 シールド
21、22、23 端子
31、32、33 主ラインの電線
41、42、43 従属ラインの電線
51、52、53 交流端子
54、55 直流端子
71、72、73 コンデンサ
81、82、83 コンデンサ
91、92、93 抵抗
94、95、96 コンデンサ
101、102、103 抵抗
104、105、106 コンデンサ
201、202、203 線路(好ましくは、同軸線)
300 シールド線
400 第2の整流器
500 電圧安定化装置
600 第2のインバータ装置
1´ 従来の実施例
2´ インバータ装置
3´ モータ
5´ トランジスタ
8´ コンデンサ
9´ フィルタ
10´ 抵抗
20´ インダクタ
31´、32´、33´ 主ラインの電線
1A, 1B, 1C, 1D, 1E Examples 1, 2, 3, 4, 5 of the present invention
1F, 1G, 1H, 1J, 1K Examples 6, 7, 8, 9, 10 of the present invention
1L, 1M, 1P, 1Q, 1R Examples 11, 13, 14, 15, 16 of the present invention
2
Multi-core cable (including shield)
7B
18 High dielectric constant insulator and / or high dielectric loss insulator 19
300
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