JP2010124671A - Bidirectional dc/dc converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ に関し、特に、広い入力電圧範囲で所定出力電圧への変圧（降圧または昇圧）を可能にした双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。 The present invention relates to a bidirectional DC / DC converter, and more particularly to a bidirectional DC / DC converter that enables voltage transformation (step-down or step-up) to a predetermined output voltage over a wide input voltage range.
通常、ＤＣ／ＤＣコンバータは、一方向に、すなわち高圧側電圧から低圧側電圧に降圧、あるいは低圧側電圧から高圧側電圧に昇圧する構成となっている。
しかしながら、車両においては、各々異なる電圧値（高圧側電圧及び低圧側電圧）を有するバッテリを用いる２つの直流電源系を有しているものがある。
Usually, the DC / DC converter is configured to step down in one direction, that is, from a high voltage to a low voltage or from a low voltage to a high voltage.
However, some vehicles have two DC power supply systems that use batteries having different voltage values (high voltage side voltage and low voltage side voltage).
そのため、高効率を求める車両において、２つの直流電源系間、すなわち低圧から高圧、あるいは高圧側電圧から低圧側電圧への電圧変換を相互に行い、限られたエネルギーを効率的に利用する動きが高まってきている。
ここで、相互に電力を融通し合う場合、一般的に、直流電源系間に直流昇圧回路と直流降圧回路とを並列に配設し、それらを適宜使用する双方向のＤＣ／ＤＣコンバータの構成が採用されている（例えば、特許文献１参照）。
Here, when power is interchanged, generally, a configuration of a bidirectional DC / DC converter in which a direct current booster circuit and a direct current voltage stepdown circuit are arranged in parallel between direct current power supply systems and used appropriately. Is adopted (see, for example, Patent Document 1).
しかしながら、特許文献１に示す双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにあっては、トランスの１次側と２次側との巻数比により、双方向の変換電圧、特に昇圧動作の際に、降圧側電圧の電圧値により、昇圧電圧の上限が制限されてしまうという問題がある。
例えば、従来例のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、例えば、５０Ｖ−１００Ｖの入力電圧を１０Ｖに降圧する構成、すなわち降圧に対応した巻数比とすると、逆に昇圧する際に５０Ｖを超える電圧を生成することができない。
そのため、従来例においては、降圧する比率に設定した巻数比を用いて昇圧する場合、所望の昇圧した電圧を得るため、別に昇圧回路を形成する必要があり、部品点数が増加し、かつ回路規模が大きくなるという問題がある。
また、昇圧動作において、高電圧側に何らかの異常が発生し、昇圧電圧の電圧値を低下させる場合、０Ｖ近傍にまで低下させることができなかった。
However, in the bidirectional DC / DC converter shown in
For example, in the conventional DC / DC converter, for example, when the input voltage of 50V-100V is stepped down to 10V, that is, the turn ratio corresponding to the step-down is generated, a voltage exceeding 50V is generated when boosting. I can't.
Therefore, in the conventional example, when boosting using the turn ratio set to the step-down ratio, it is necessary to form a separate booster circuit in order to obtain a desired boosted voltage, which increases the number of components and the circuit scale There is a problem that becomes larger.
Further, in the boosting operation, some abnormality occurs on the high voltage side, and when the voltage value of the boosted voltage is lowered, it cannot be lowered to around 0V.
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、昇圧電圧の生成範囲を従来例に比較して昇圧電圧の電圧値の上限値及び下限値を巻線比にて制限されずに広く（実質的に上限値は巻き数比の２倍の電圧であり、下限値は０Ｖ近傍）設定することができ、かつ部品点数を従来に比して削減することができ、コンバータ回路の小型化を容易とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such circumstances. Compared with the conventional example, the generation range of the boosted voltage is wider than the upper limit value and the lower limit value of the boosted voltage value without being limited by the winding ratio. (Substantially the upper limit is a voltage twice the turn ratio, and the lower limit is around 0V), and the number of parts can be reduced compared to the conventional one, and the converter circuit can be reduced in size. An object of the present invention is to provide a bidirectional DC / DC converter that facilitates the above.
本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、高電圧と低電圧との相互間にて、電圧変換動作を行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、第１の１次側巻線と、第１の中点にて分割された巻線１Ａ及び巻線１Ｂからなる第１の２次側巻線とを有する第１のトランスと、前記第１の１次側巻線に直列に接続された第２の１次側巻線と、第２の中点にて分割された巻線２Ａ及び巻線２Ｂからなり、前記第１の２次側巻線と並列に接続される第２の２次側巻線とを有する第２のトランスと、直列に接続された前記第１の１次側巻線の一端及び第２の１次側巻線の一端の接続点と、高電圧の＋側端子との間に介挿された第１のスイッチ手段（例えば、実施形態におけるトランジスタＱ５）と、前記接続点と高電圧の−側端子との間に介挿された第２のスイッチ手段（例えば、実施形態におけるトランジスタＱ６）と、前記第１の１次側巻線の他端と前記高電圧の＋側端子との間に介挿された第３のスイッチ手段（例えば、実施形態におけるトランジスタＱ７）と、前記第１の１次側巻線の他端と前記高電圧の−側端子との間に介挿された第４のスイッチ手段（例えば、実施形態におけるトランジスタＱ８）と、前記第２の１次側巻線の他端と前記高電圧の＋側端子との間に介挿された第５のスイッチ手段（例えば、実施形態におけるトランジスタＱ３）と、前記第２の１次側巻線の他端と前記高電圧の−側端子との間に介挿された第６のスイッチ手段（例えば、実施形態におけるトランジスタＱ４）と、前記巻線１Ａ側の前記第１の２次側巻線の端子と前記低電圧の＋側端子との間に介挿された第７のスイッチ手段（例えば、実施形態におけるトランジスタＱ９）と、前記巻線１Ｂ側の前記第１の２次側巻線の端子と前記低電圧の＋側端子との間に介挿された第８のスイッチ手段（例えば、実施形態におけるトランジスタＱ１０）と、前記巻線２Ａ側の前記第２の２次側巻線の端子と前記低電圧の＋側端子との間に介挿された第９のスイッチ手段（例えば、実施形態におけるトランジスタＱ１１）と、前記巻線２Ｂ側の前記第２の２次側巻線の端子と前記低電圧の＋側端子との間に介挿された第１０のスイッチ手段（例えば、実施形態におけるトランジスタＱ１２）とを有し、前記第７及び第９のスイッチ手段の組と、前記第８及び第１０のスイッチ手段の組とのそれぞれにおいて、各スイッチ手段をオンオフする駆動パルスのＰＷＭ
制御を行う際、前記各組のスイッチ手段をオンオフする駆動周期毎に、一方のスイッチ手段の駆動パルスを前記駆動周期の一方の端部からパルス幅調整し、他方のスイッチ手段の駆動パルスを前記駆動周期の他方の端部からパルス幅調整することを特徴とする。
The bidirectional DC / DC converter of the present invention is a bidirectional DC / DC converter that performs a voltage conversion operation between a high voltage and a low voltage, and includes a first primary side winding, A first transformer having a first secondary winding composed of a winding 1A and a
When performing the control, for each drive cycle in which each set of switch means is turned on / off, the pulse width of the drive pulse of one switch means is adjusted from one end of the drive cycle, and the drive pulse of the other switch means is The pulse width is adjusted from the other end of the driving cycle.
本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１のスイッチ手段から前記第６のスイッチ手段を制御し、前記接続点と第１及び第２の１次側巻線の前記各他端それぞれとを前記高電圧の＋側端子または−側端子のいずれかに接続させる第１の制御回路と、前記巻線１Ａ及び巻線１Ｂに接続された第１の整流回路と、前記第１の整流回路の出力に、出力が並列に接続され、前記巻線２Ａ及び巻線２Ｂに接続された第２の整流回路とをさらに有し、降圧動作において、前記第１の制御回路が前記第１から前記第６のスイッチ手段を周期的に制御することにより、前記第１の１次側巻線と第２の１次側巻線とに流れる電流の方向が前記周期毎に逆となるよう制御し、前記第１の整流回路が前記巻線１Ａ及び巻線１Ｂに生成される電圧を整流し、前記第２の整流回路が前記巻線２Ａ及び巻線２Ｂに生成される電圧を整流し、前記第１の整流回路及び前記第２の整流回路から出力される電圧を平滑回路により平滑化して出力することを特徴とする。
The bidirectional DC / DC converter of the present invention controls the sixth switch means from the first switch means, and the connection point and the other ends of the first and second primary windings, respectively. Is connected to either the positive side terminal or the negative side terminal of the high voltage, the first rectifier circuit connected to the
本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第７から第１０のスイッチ手段を制御する第２の制御回路と、前記第１の１次側巻線及び前記第２の１次側巻線に接続された複合整流回路とをさらに有し、昇圧動作において、該第２の制御回路が、前記第７及び第８のスイッチ手段を前記駆動周期において交互にオンオフ制御することにより、前記巻線１Ａ側の前記第１の２次側巻線の端子あるいは前記巻線１Ｂ側の前記第１の２次側巻線の端子のいずれかと前記低電圧の入出力端子とを周期的に接続して、前記第１の１次側巻線に流れる電流の方向が前記駆動周期毎に入れ替わるようプッシュプル動作させ、また、前記第９及び第１０のスイッチ手段を前記駆動周期において周期的に制御し、前記巻線２Ａ側の第２の２次巻線の端子あるいは前記巻線２Ｂ側の第２の２次巻線の端子のいずれかと前記低電圧の入出力端子との接続を制御し、前記第２の１次側巻線に流れる電流の方向が、前記駆動周期毎に入れ替わりかつ前記第１の１次側巻線に流れる電流と同一方向となるようプッシュプル動作させ、前記複合整流回路が前記第１の１次側巻線及び前記第２の１次側巻線に誘起される電圧の和の電圧を複合電圧とし、前記複合整流回路から出力される前記複合電圧を平滑回路により平滑化して昇圧電圧として出力することを特徴とする。 The bidirectional DC / DC converter of the present invention includes a second control circuit for controlling the seventh to tenth switch means, the first primary winding, and the second primary winding. A composite rectifier circuit connected thereto, and in the step-up operation, the second control circuit alternately turns on and off the seventh and eighth switch means in the driving cycle, thereby the winding 1A. Periodically connecting either the terminal of the first secondary winding on the side or the terminal of the first secondary winding on the winding 1B side and the input / output terminal of the low voltage, The push-pull operation is performed so that the direction of the current flowing through the first primary winding is switched every driving cycle, and the ninth and tenth switch means are periodically controlled in the driving cycle, The terminal of the second secondary winding on the winding 2A side or The connection between one of the terminals of the second secondary winding on the winding 2B side and the low voltage input / output terminal is controlled, and the direction of the current flowing through the second primary winding is determined by the drive. Push-pull operation is performed so that the current is changed in every cycle and in the same direction as the current flowing in the first primary side winding, and the composite rectifier circuit has the first primary side winding and the second primary side. The sum of the voltages induced in the windings is used as a composite voltage, and the composite voltage output from the composite rectifier circuit is smoothed by a smoothing circuit and output as a boosted voltage.
本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、降圧時において、前記第１の制御回路が、降圧された出力電圧に対応して、前記第１から第６のスイッチ手段のオンオフのタイミングを位相制御、あるいは前記第１から第６のスイッチ手段のオンする時間をパルス幅制御し、前記出力電圧が予め設定された定電圧となるよう制御することを特徴とする。 In the bidirectional DC / DC converter of the present invention, at the time of step-down, the first control circuit controls the on / off timing of the first to sixth switch means in response to the stepped-down output voltage, Alternatively, the ON time of the first to sixth switch means is controlled by pulse width so that the output voltage is controlled to be a preset constant voltage.
以上説明したように、本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによれば、高電圧から低電圧の降圧動作において、第１のトランスの２次側と第２のトランスの２次側とが並列に接続されているため、従来例と同様に巻線比及びスイッチングの制御により所定の電圧を得て、一方、低電圧から高電圧の昇圧動作において、第１のトランスの１次側巻線と第２のトランスの１次側巻線とが直列に接続されているため、それぞれに誘起される電圧にて得られる電圧が加算される（各１次側巻線に誘起される電圧の和の電圧となる）ことにより、巻線比に加えて、２つのトランスの各１次側巻線に誘起された電圧を加算するため、容易に高い電圧に昇圧することが可能となる。 As described above, according to the bidirectional DC / DC converter of the present invention, the secondary side of the first transformer and the secondary side of the second transformer are parallel in the step-down operation from high voltage to low voltage. As in the conventional example, a predetermined voltage is obtained by controlling the winding ratio and switching. On the other hand, in the step-up operation from a low voltage to a high voltage, the primary side winding of the first transformer and the first winding are connected. Since the primary side windings of the two transformers are connected in series, the voltages obtained from the voltages induced in the respective transformers are added (the sum of the voltages induced in the respective primary side windings). Thus, in addition to the winding ratio, the voltages induced in the primary windings of the two transformers are added, so that the voltage can be easily boosted to a high voltage.
また、本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによれば、昇圧時において、第１及び第２のトランスの１次側巻線を直列に接続し、昇圧電圧を高くしたことに加え、第１及び第２のトランス各々の２次巻線の駆動を、対応するスイッチ手段の制御をパルス幅（ＰＷＭ）制御にて行う際、第７及び第９のスイッチ手段の組と、前記第８及び第１０のスイッチ手段の組とのそれぞれにおいて、各組のスイッチ手段をオンオフする駆動周期毎に、一方のスイッチ手段の駆動パルスを上記駆動周期の一方の端部からパルス幅調整し、他方のスイッチ手段の駆動パルスを上記駆動周期の他方の端部からパルス幅調整するため、それぞれの組のスイッチ手段を駆動させるパルスが重なった領域にて位相制御となり、それぞれの組のスイッチ手段を駆動させるパルスが重ならない領域にてパルス幅制御となり、ＰＷＭ制御のみを行うことにより、パルス幅制御と位相制御とを組み合わせた制御を容易に行うことができ、昇圧動作における昇圧電圧の電圧値の範囲を０から巻線比の２倍までとすることが可能となり、出力される昇圧電圧の範囲を、従来のＤＣ／ＤＣコンバータに比較して大幅に広げることができる。 Further, according to the bidirectional DC / DC converter of the present invention, at the time of boosting, the primary side windings of the first and second transformers are connected in series to increase the boosted voltage. When driving the secondary winding of each of the second transformers, the corresponding switch means is controlled by pulse width (PWM) control, and a set of seventh and ninth switch means, and the eighth and tenth In each of the switch means sets, the drive pulse of one switch means is adjusted from one end of the drive cycle for each drive cycle in which each set of switch means is turned on and off, and the other switch means In order to adjust the pulse width of the drive pulse from the other end of the drive cycle, the phase control is performed in the region where the pulses for driving the respective switch means overlap, and the respective switch means are driven. Pulse width control is performed in a region where the pulses do not overlap, and by performing only PWM control, control combining pulse width control and phase control can be easily performed, and the voltage value range of the boost voltage in the boost operation can be set. It becomes possible to make it from 0 to twice the winding ratio, and the range of the boosted voltage to be output can be greatly expanded as compared with the conventional DC / DC converter.
したがって、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、上述したように、２つのトランスの１次側巻線を直列に接続し、２次側巻線を並列に接続して（間にスイッチング手段が介挿されるが）、降圧する際に並列の出力電圧を用い、昇圧する際に直列の出力電圧を用い、かつスイッチング手段を位相制御及びパルス幅制御を組み合わせてオンオフ制御するため、従来のように巻線比では対応できない昇圧電圧に対応するために別の昇圧回路を設ける必要が無くなく、従来例に比較して昇圧電圧を広範囲に制御することができ、かつ従来例に比較して部品点数を抑制し、小型化及び低コスト化を実現することができるという効果が得られる。 Therefore, according to the DC / DC converter of the present invention, as described above, the primary windings of the two transformers are connected in series, and the secondary windings are connected in parallel (with the switching means between them). As in the past, the parallel output voltage is used for stepping down, the series output voltage is used for stepping up, and the switching means is combined with phase control and pulse width control to control on / off. There is no need to provide a separate booster circuit to deal with boosted voltage that cannot be handled by the winding ratio, the boosted voltage can be controlled over a wide range compared to the conventional example, and the number of parts compared to the conventional example It is possible to achieve an effect of suppressing the above-mentioned and realizing downsizing and cost reduction.
以下、本発明の一実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを図面を参照して説明する。図１は同実施形態の構成を示すブロック図である。
本発明は、図１に示すように、高電圧ＶoHのバッテリＢ１と、低電圧ＶoLのバッテリＢ２との間にて、電圧値が低下した一方に対して、他方からエネルギを補完して電圧値の低下を抑制するために用いるＤＣ／ＤＣコンバータである。
この図において、本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、昇圧処理の電圧変換（エネルギー変換）において、２次側直交変換部４がバッテリＢ２における直流の低電圧ＶoHを、一端、単相矩形波交流電圧に変換し、１次側直交変換部３がその単相矩形波交流電圧を整流して直流の高電圧ＶoHに変換する。
一方、上記双方向ＤＣ／ＤＣインバータは、降圧処理のエネルギー変換において、１次側直交変換部３がバッテリＢ１における直流の高電圧ＶoHを、一端、単相矩形波交流電圧に変換し、２次側直交変換部４がその単相矩形波交流電圧を整流して直流の低電圧ＶoLに変換する。
Hereinafter, a bidirectional DC / DC converter according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the embodiment.
In the present invention, as shown in FIG. 1, the voltage value decreases between one of the battery B1 having the high voltage VoH and the battery B2 having the low voltage VoL, while supplementing energy from the other. It is a DC / DC converter used for suppressing a decrease in the power.
In this figure, in the bidirectional DC / DC converter according to the present embodiment, in the voltage conversion (energy conversion) of the boosting process, the secondary side orthogonal transform unit 4 generates the DC low voltage VoH in the battery B2 at one end, a single-phase rectangle. It converts into a wave alternating voltage, and the primary side
On the other hand, in the bidirectional DC / DC inverter, in the energy conversion of the step-down process, the primary side
上記図１において、１次側直交変換部３は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、単にトランジスタ）Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８と、第１の制御回路５から構成され、インバータ構成となっている。
トランジスタＱ３、Ｑ５、Ｑ７各々は、ドレインが高電圧バッテリＢ１の＋側端子ＴVoHに接続されている。
一方、トランジスタＱ４，Ｑ６、Ｑ８各々は、ソースが高電圧バッテリＢ１の−側端子ＴVoHLに接続されている。
トランジスタＱ３のソースはトランジスタＱ４のドレインと接続点Ｋ１にて接続し、トランジスタＱ５のソースはトランジスタＱ６のドレインと接続点Ｋ２にて接続し、トランジスタＱ７のソースはトランジスタＱ８のドレインと接続点Ｋ３にて接続されている。
In FIG. 1, the primary side
The drains of the transistors Q3, Q5, and Q7 are connected to the + side terminal TVoH of the high voltage battery B1.
On the other hand, the sources of the transistors Q4, Q6, and Q8 are connected to the negative terminal TVoHL of the high voltage battery B1.
The source of transistor Q3 is connected to the drain of transistor Q4 at connection point K1, the source of transistor Q5 is connected to the drain of transistor Q6 at connection point K2, and the source of transistor Q7 is connected to the drain of transistor Q8 and connection point K3. Connected.
また、トランジスタＱ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７及びＱ８各々には、それぞれのゲートに対して、上記第１の制御回路５から制御信号Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６、Ｓ７、Ｓ８それぞれが入力されている。
上記第１の制御回路５は、各制御信号を「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルにて出力し、１次側巻線１Ｌと１次側巻線２Ｌとの各々に流れる電流の向きを、一定の周期にて逆相となるよう制御する。これにより、トランス１の１次側巻線１Ｌとトランス２の１次側巻線２Ｌとのそれぞれに対して単相矩形波交流電圧が印加される。
In addition, control signals S3, S4, S5, S6, S7, and S8 are input to the gates of the transistors Q3, Q4, Q5, Q6, Q7, and Q8 from the
The
２次側直交変換部４は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、単にトランジスタ）Ｑ９、Ｑ１０、Ｑ１１、Ｑ１２と、第２の制御回路６から構成されている。
トランジスタＱ９及びＱ１０各々は、ドレインが低電圧バッテリの＋側端子ＴVoLに接続されている。
同様に、トランジスタＱ１１及びＱ１２各々は、ドレインが低電圧バッテリの＋側端子ＴVoLに接続されている。
The secondary side orthogonal transform unit 4 includes N-channel MOS transistors (hereinafter simply referred to as transistors) Q9, Q10, Q11, Q12 and a
The drains of the transistors Q9 and Q10 are connected to the + side terminal TVoL of the low voltage battery.
Similarly, the drains of the transistors Q11 and Q12 are connected to the + side terminal TVoL of the low voltage battery.
また、トランジスタＱ９は、ソースがトランス１における巻線１Ａの端子Ｔ1AM（トランス１の２次側巻線の一端）に接続され、ゲートに第２の制御回路６から制御信号Ｓ９が入力される。
トランジスタＱ１０は、ソースがトランス１における巻線１Ｂの端子Ｔ1B（トランス１の２次側巻線の他端）に接続され、ゲートに第２の制御回路６から制御信号Ｓ１０が入力される。
The source of the transistor Q9 is connected to the terminal T1AM of the winding 1A in the transformer 1 (one end of the secondary winding of the transformer 1), and the control signal S9 is input from the
The source of the transistor Q10 is connected to the terminal T1B of the winding 1B in the transformer 1 (the other end of the secondary winding of the transformer 1), and the control signal S10 is input from the
また、トランジスタＱ１１は、ソースがトランス２における巻線２Ａの端子Ｔ2AM（トランス２の２次側巻線の一端）に接続され、ゲートに第２の制御回路６から制御信号Ｓ１１が入力される。
トランジスタＱ１２は、ソースがトランス２における巻線２Ｂの端子Ｔ2B（トランス２の２次側巻線の他端）に接続され、ゲートに第２の制御回路６から制御信号Ｓ１２が入力される。
The source of the transistor Q11 is connected to the terminal T2AM of the winding 2A in the transformer 2 (one end of the secondary winding of the transformer 2), and the control signal S11 is input from the
The source of the transistor Q12 is connected to the terminal T2B of the winding 2B in the transformer 2 (the other end of the secondary winding of the transformer 2), and the control signal S12 is input from the
また、第２の制御回路６は、昇圧動作において、トランジスタＱ９及びＱ１１各々のオン／オフ制御を行う制御周期、と、トランジスタＱ１０及びＱ１２のオン／オフ制御を行う制御周期とにおけるトランジスタをオンさせるパルス幅を変化させるＰＷＭ制御により、直列に接続された１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起される電圧を、トランジスタＱ９及びＱ１０，Ｑ１１及びＱ１２のプッシュプル動作により制御し、昇圧される昇圧電圧の電圧値、すなわち高電圧が予め設定した電圧値となるよう制御を行う。
ここで、トランジスタＱ９とトランジスタＱ１１とはパルス幅制御時に同一の制御周期にて制御されるトランジスタ組となり、同様に、トランジスタＱ１０とトランジスタとはパルス幅制御時に同一の制御周期にて制御されるトランジスタ組となる。
Further, the
Here, the transistor Q9 and the transistor Q11 are a transistor set controlled in the same control cycle at the time of pulse width control. Similarly, the transistor Q10 and the transistor are transistors controlled in the same control cycle at the time of pulse width control. Become a pair.
すなわち、第２の制御回路６は、図４に示すように、制御信号Ｓ９及びＳ１１を「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルに変化させる制御周期Ｔ１と、制御信号Ｓ１０及びＳ１２を「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルに変化させる制御周期Ｔ２と、におけるパルス幅を変化させるパルス幅制御により昇圧電圧の電圧値を制御する。
ここで、第２の制御回路６は、制御周期Ｔ１において制御信号Ｓ９及びＳ１１の「Ｈ」レベルのパルス幅を制御するパルス幅制御を行い、制御周期Ｔ２において制御信号Ｓ１０及びＳ１２の「Ｈ」レベルのパルス幅を制御するパルス幅制御を行う。
これにより、第２の制御回路６は、制御周期Ｔ１と制御周期Ｔ２とにより、直列に接続された１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに電圧が誘起される期間を制御し、１次側巻線１Ｌと１次側巻線２Ｌとの各々に流れる電流の向きが逆相となるよう制御し、トランス１の１次側巻線１Ｌとトランス２の１次側巻線２Ｌとのそれぞれに対して単相矩形波交流電圧が発生させる。すなわち、制御周期Ｔ１及び制御周期Ｔ２の合わせた周期が、上記単相矩形波交流電圧の１周期となる。そして、制御周期Ｔ１と制御周期Ｔ２との組合せを、繰り返して制御することにより、上記単相矩形波交流電圧の周期的な波形が生成される。
That is, as shown in FIG. 4, the
Here, the
As a result, the
第２の制御回路６は、制御周期（Ｔ１及びＴ２）において、各上記トランジスタ組における一方のトランジスタと他方のトランジスタとに対し、図４に示すように、位相を異ならせたパルス幅制御を行う。
ここで、第２の制御回路６は、制御周期Ｔ１において、例えば一方のトランジスタＱ９を制御周期の開始から制御信号Ｓ９を「Ｈ」レベル状態としてパルス幅制御し、また、他方のトランジスタＱ１１を制御周期の途中から制御信号Ｓ１１を「Ｈ」レベル状態とし、制御周期の終了時点にて「Ｌ」レベルとするパルス幅制御を行う。同様に、第２の制御回路６は、制御周期Ｔ２において、例えば一方のトランジスタＱ１０を制御周期の開始から制御信号Ｓ１０を「Ｈ」レベル状態としてパルス幅制御し、また、他方のトランジスタＱ１２を制御周期の途中から制御信号Ｓ１２を「Ｈ」レベル状態とし、制御周期の終了時点にて「Ｌ」レベルとするパルス幅制御を行う。
In the control cycle (T1 and T2), the
Here, in the control cycle T1, for example, the
すなわち、第２の制御回路６は、一方のトランジスタ（トランジスタＱ９、Ｑ１１）を制御周期の開始時点の「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルとするまでの時間αをパルス幅制御し、他方のトランジスタ（トランジスタＱ１０、Ｑ１２）を制御周期の開始時点にて「Ｌ」レベルとし、制御周期の途中にて「Ｈ」レベルとしてから制御周期が終了するまでの時間βをパルス幅制御する。ここで、時間α及び時間βは同一でも、異なっていてもかまわない。
第２の制御回路６は、一方のトランジスタに対する制御信号を制御周期の開始時点にて必ず「Ｈ」立ち上がらせ（固定）、他方のトランジスタに対する制御信号を制御周期の終了時点にて必ず立ち下がらせる（固定）。
したがって、第２の制御回路６は、一方のトランジスタに対し、制御信号を制御周期の開始時点から時間αの間「Ｈ」レベルにて出力し、他方のトランジスタに対し、制御周期の開始時点から、制御周期の時間から上記時間βを減算した時間が経過した後、制御信号を「Ｈ」レベルとする。
That is, the
The
Therefore, the
上述した制御により、パルス幅制御であるものの、図２のＴ１（＃１）及びＴ２（＃１）の制御周期のように、一方のトランジスタＱ９（Ｑ１０）がオンしている期間と、他方のトランジスタＱ１１（Ｑ１２）がオンしている期間とが重なっている場合、位相制御と同様な制御が行える。
一方、図２のＴ１（＃２）及びＴ２（＃２）の制御周期のように、一方のトランジスタＱ９（Ｑ１０）がオンしている期間と、他方のトランジスタＱ１１（Ｑ１２）がオンしている期間とが重なっていない場合、ＰＷＭ制御としての制御となる。
したがって、制御周期において、一方のトランジスタのパルス幅制御を開始時点を固定（起点）として行い、他方のトランジスタのパルス幅制御を終了時点を固定（起点）として行うことにより、双方を任意の時間重ならせることで、位相制御とパルス幅制御との動作をパルス幅制御のみにて実現することができる。
Although the pulse width control is performed by the above-described control, as in the control cycle of T1 (# 1) and T2 (# 1) in FIG. 2, the period during which one transistor Q9 (Q10) is on and the other When the period in which the transistor Q11 (Q12) is on overlaps, control similar to phase control can be performed.
On the other hand, as in the control cycle of T1 (# 2) and T2 (# 2) in FIG. 2, the period in which one transistor Q9 (Q10) is on and the other transistor Q11 (Q12) are on. When the period does not overlap, control is performed as PWM control.
Therefore, in the control cycle, the pulse width control of one transistor is performed with the start time fixed (starting point), and the pulse width control of the other transistor is performed with the end time fixed (starting point), so that both of them can be overlapped at any time. As a result, the operations of the phase control and the pulse width control can be realized only by the pulse width control.
上述したように、２次側直交変換部４において、トランジスタＱ９〜Ｑ１２からなる複合スイッチの構造は２つの単相矩形波交流電圧を生成するインバータ構成となっている。
詳細は後述するが、上記単相矩形波交流電圧に対応し、１次側直交変換部３は、２次側巻線１Ａ及び１Ｂ、また２次側巻線２Ａ及び２Ｂに流れる電流により、１次側巻線１Ｌと、１次側巻線２Ｌとのそれぞれに、互いに同位相にて誘起される電圧を、加算して単相全波整流を行い高電圧ＶoHの生成を行う。
この１次側直交変換部３は、トランジスタＱ３〜Ｑ８それぞれの寄生ダイオードＤ３〜Ｄ８によるフルブリッジ整流により、直列接続された１次側巻線１Ｌ及び２Ｌ間に誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行う。
また、昇圧動作において、上述したようなフルブリッジ整流を行うのではなく、トランジスタＱ９〜Ｑ１２の上述したスイッチングに同期して、第１の制御回路５は、トランジスタＱ９〜Ｑ１２のオンオフを行う同期整流により、１次側巻線１Ｌ，２Ｌに誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行っても良い。
As described above, in the secondary side orthogonal transform unit 4, the structure of the composite switch including the transistors Q9 to Q12 has an inverter configuration that generates two single-phase rectangular wave AC voltages.
Although details will be described later, the primary-side
The primary side
In the step-up operation, the
また、１次側直交変換部３において、トランジスタＱ３〜Ｑ８からなる複合スイッチの構造は２つの単相矩形波交流電圧を生成するインバータ構成となっている。
詳細は後述するが、上記単相矩形波交流電圧に対応し、２次側直交変換部４は、１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに流れる電流により、２次側巻線である巻線１Ａ及び１Ｂと、巻線２Ａ及び巻線２Ｂとのそれぞれに、互いに逆相にて誘起される電圧を単相全波整流を行い低電圧ＶoLの生成を行う。
この２次側直交変換部４は、後述するトランジスタＱ９及びＱ１０の寄生ダイオードＤ９及びＤ１０による中点（センタータップ）両波整流により、２次巻線１Ａ及び１Ｂに誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行う。
同様に、２次側直交変換部４は、後述するトランジスタＱ１１及びＱ１２の寄生ダイオードＤ１１及びＤ１２による中点両波整流により、２次巻線２Ａ及び２Ｂに誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行う。
Moreover, in the primary side
Although details will be described later, the secondary-side orthogonal transform unit 4 corresponds to the single-phase rectangular wave AC voltage, and the secondary side winding 1L and the
This secondary side orthogonal transform unit 4 is a single-phase rectangular wave alternating current induced in the
Similarly, the secondary side orthogonal transform unit 4 is configured to generate a single-phase rectangular wave AC voltage induced in the
また、降圧動作において、上述したような中点両波整流を行うのではなく、トランジスタＱ３〜Ｑ８の上述したスイッチングに同期して、第２の制御回路６は、トランジスタＱ９〜Ｑ１２のオンオフを行う同期整流により、２次巻線１Ａ，１Ｂ，２Ａ，２Ｂに誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行っても良い。
すなわち、第１の制御回路５は、制御により接続点Ｋ２に対応するトランジスタＱ５及びＱ６のゲートに印加する制御信号Ｓ５及びＳ５の位相に対して、接続点Ｋ１に対応するトランジスタＱ３及びＱ４のゲートに印加する制御信号Ｓ３及びＳ４の位相と、接続点Ｋ３に対応するトランジスタＱ７及びＱ８のゲートに印加する制御信号Ｓ７及びＳ８の位相とを変化させることにより、降圧される低電圧の電圧値を制御する。制御信号Ｓ３及びＳ４と、制御信号Ｓ５及びＳ６と、制御信号Ｓ７及びＳ８との「Ｈ」レベル及び「Ｌ」レベルとなる周期は同一の長さである。
Further, in the step-down operation, the
In other words, the
トランス１は１次側巻線１Ｌと、２次側巻線が中点（センタータップ）Ｐ１にて分割された巻線１Ａ及び巻線１Ｂとにて構成されている。トランス１において、例えば、１次側巻線１Ｌと２次側の各巻線１Ａ及び１Ｂとの巻き数比はＮ：１とする。ここで、中点Ｐ１はバッテリＢ２の−側端子ＴVoLLに接続されている。ここで、１次側巻線１Ｌには、直列にリーケージインダクタ１LLが挿入されている。すなわち、リーケージインダクタ１LLは、１次側巻線１Ｌと端子Ｔ1LBにて接続されている。
また、同様に、トランス２は１次側巻線２Ｌと、２次側巻線が中点Ｐ２にて分割された巻線２Ａ及び巻線２Ｂとにて構成されている。トランス２において、例えば、１次側巻線２Ｌと２次側の各巻線２Ａ及び２Ｂとの巻き数比はトランス１と同様にＮ：１とする。ここで、中点Ｐ２はバッテリＢ２の−側端子ＴVoLLに接続されている。
The
Similarly, the
ここで、１次側巻線２Ｌには、直列にリーケージインダクタ２LLが挿入されている。すなわち、リーケージインダクタ２LLは、１次側巻線２Ｌと端子Ｔ2LBにて接続されている。本実施形態においては、１次側直交変換部３及び２次側直交変換部４それぞれにチョークコイルを用いずに、平滑化に対して、上述したトランス１及びトランス２の１次側巻線のリーケージインダクタ１ＬＬ及び２ＬＬを利用している。リーケージインダクタ１ＬＬ及び２ＬＬは、上述したようにトランスのリーケージを用いても良いし、別に付加してもかまわないが、トランスのリーケージを使用することにより部品点数を低減させることができる。
Here, a leakage inductor 2LL is inserted in series with the primary winding 2L. That is, the leakage inductor 2LL is connected to the primary winding 2L via the terminal T2LB. In the present embodiment, the primary side windings of the
一方、１次側直交変換部３において、上記接続点Ｋ２は、１次側巻線１Ｌに接続されたリーケージインダクタ１LLの端子Ｔ1Lと、１次側巻線２Ｌの端子Ｔ2LMとに接続されている。
また、接続点Ｋ３は１次側巻線１Ｌの端子Ｔ1LMと接続され、接続点Ｋ１は１次側巻線２Ｌに接続されているリーケージインダクタ２LLの端子Ｔ2Lと接続されている。
すなわち、トランス１の１次側巻線１Ｌとトランス２の１次側巻線とは、各々リーケージインダクタ１LL，２LLが介挿された構成にて接続点Ｋ３と接続点Ｋ１との間にて直列に接続されている。
On the other hand, in the primary side
The connection point K3 is connected to the terminal T1LM of the primary winding 1L, and the connection point K1 is connected to the terminal T2L of the leakage inductor 2LL connected to the primary winding 2L.
That is, the primary side winding 1L of the
上述したように、２次側直交変換部４は、１次側直交変換部３が１次側巻線１Ｌ及び２Ｌを直列に接続している構成と異なり、トランス１の２次側巻線とトランス２の２次側巻線との出力を、トランジスタＱ９、Ｑ１０、Ｑ１１、Ｑ１２各々を介して並列に接続している。
したがって、本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、低電圧から高電圧への昇圧に際し、巻線比での電圧上昇に加えて、直列接続している２つのトランスの巻線それぞれに誘起される電圧が加算されるために昇圧が効率的に行われる。
As described above, the secondary side orthogonal transform unit 4 is different from the configuration in which the primary side
Therefore, the bidirectional DC / DC converter according to the present embodiment is induced in the windings of the two transformers connected in series in addition to the voltage increase in the winding ratio when boosting from the low voltage to the high voltage. Therefore, boosting is performed efficiently.
また、本実施形態によるＤＣ／ＤＣコンバータは、各スイッチ手段としてのトランジスタＱ９、Ｑ１０、Ｑ１１、Ｑ１２をすでに述べたパルス幅制御により、トランジスタ組の各トランジスタのオン状態の期間を重ねる位相制御に対応したパルス幅制御だけでなく、トランジスタ組の各トランジスタのオン状態が重ならない範囲におけるパルス幅をＰＷＭ制御するため、トランジスタ組の各トランジスタのオン状態が完全に重なる最大電圧から、各トランジスタをオン状態とするパルス幅が０の０Ｖ近傍までの範囲に昇圧電圧の値を調整することができる。
したがって、本実施形態によるＤＣ／ＤＣコンバータは、昇圧動作における昇圧電圧を、低電圧ＶoL×巻線比×２の電圧値から０Ｖの電圧範囲にて制御することが可能である。
一方、本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、高電圧から低電圧への降圧に際し、２次側の各巻線が並列に接続されているため、従来と同様の降圧処理が行える。
In addition, the DC / DC converter according to the present embodiment supports the phase control in which the on-state periods of the transistors in the transistor set are overlapped by the pulse width control already described for the transistors Q9, Q10, Q11, and Q12 as the switch means. In addition to controlling the pulse width, the PWM control of the pulse width in the range where the ON state of each transistor of the transistor set does not overlap, the transistor is turned ON from the maximum voltage at which the ON state of each transistor of the transistor set completely overlaps The value of the boost voltage can be adjusted in the range up to about 0 V where the pulse width is 0.
Therefore, the DC / DC converter according to the present embodiment can control the boosted voltage in the boosting operation in the voltage range of low voltage VoL × winding ratio × 2 to 0V.
On the other hand, the bidirectional DC / DC converter according to the present embodiment can perform the same step-down processing because the secondary windings are connected in parallel when stepping down from a high voltage to a low voltage.
次に、図３、図４、図５及び図６を用いて、本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる昇圧動作を説明する。図４〜図６は本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる低電圧から高電圧への昇圧動作を説明するタイミングチャートである。ここで、低電圧から高電圧への昇圧処理とは、例えば数Ｖ程度の電圧から１００Ｖ以上の電圧への変換処理をいう。２次側直交変換部４において位相制御の昇圧処理を行い、１次側直交変換部３において、１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起される単相矩形波交流電圧に対するフルブリッジ整流が行われて、高電圧が生成される。このとき、第１の制御回路３は、トランジスタＱ３〜Ｑ８に対して「Ｌ」レベルの制御信号Ｓ３〜Ｓ８を出力している。このため、トランジスタＱ３〜Ｑ８は全てオフ状態となっている。
Next, the boosting operation by the bidirectional DC / DC converter according to the present embodiment will be described with reference to FIGS. 3, 4, 5, and 6. 4 to 6 are timing charts for explaining a boosting operation from a low voltage to a high voltage by the bidirectional DC / DC converter according to the present embodiment. Here, the step-up process from a low voltage to a high voltage refers to a conversion process from a voltage of about several volts to a voltage of 100 V or more, for example. The secondary side quadrature transform unit 4 performs phase control boosting processing, and the primary side
なお、図３は昇圧動作を行うためバッテリＢ１に替えて負荷を＋側端子ＴVoHと−側端子ＴVoHLとの間に介挿した構成であり、エネルギを補完する低電圧ＶoLのバッテリＢ２が２次側変換部４に接続されている。以下の説明において、整流動作は、ダイオードＤ３〜Ｄ８のフルブリッジ構成にて、１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起される単相矩形波交流電圧のブリッジ整流を行う。また上述したように、同期整流にて１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起される単相矩形波交流電圧に対する整流を行う方式にて整流動作を行っても良い。
以下の説明に用いる図４〜図６において、トランジスタＱ９及びＱ１１のトランジスタ組をオン／オフする制御周期をＴ１とし、トランジスタＱ１０及びＱ１１のトランジスタの組をオン／オフする制御周期を周期Ｔ２とし、トランジスタＱ９またはＱ１０をオン状態とするこの周期Ｔ１と周期Ｔ２との位相のずれをΔＴＴとする。
FIG. 3 shows a configuration in which a load is inserted between the + side terminal TVoH and the − side terminal TVoHL instead of the battery B1 in order to perform a boosting operation, and the battery B2 having a low voltage VoL that supplements energy is secondary. It is connected to the side conversion unit 4. In the following description, the rectification operation performs bridge rectification of the single-phase rectangular wave AC voltage induced in the
4 to 6 used in the following description, the control cycle for turning on / off the transistor set of the transistors Q9 and Q11 is T1, and the control cycle for turning on / off the transistor set of the transistors Q10 and Q11 is a cycle T2. A phase shift between the period T1 and the period T2 in which the transistor Q9 or Q10 is turned on is ΔTT.
＜２次側直交変換部４の出力する制御信号のパルス幅（時間α及びβ）が制御周期Ｔ１と制御周期Ｔ２との時間幅と同様の場合：図４＞
初期状態において、制御信号Ｓ９〜Ｓ１２各々は、「Ｌ」レベルとなっている。
時刻ｔ１において、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ９及び制御信号Ｓ１１を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ（トランジスタを同一の位相の制御信号により駆動させる）、制御信号Ｓ１０及び制御信号Ｓ１２を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
上述した制御信号の変化によって、トランジスタＱ９及びトランジスタＱ１１はオンとなり、一方トランジスタＱ１０及びトランジスタＱ１２はオフとなる。
これにより、低電圧バッテリＢ２からトランス１の２次側巻線における巻線１Ａに電流ｉ1AM（Ｔ1AM→Ｐ1）が流れるとともに、同様にこの低電圧バッテリからトランス２の２次側巻線における巻線２Ａに電流ｉ2AM（Ｔ2AM→Ｐ2）が流れる。
<When the pulse width (time α and β) of the control signal output from the secondary side orthogonal transform unit 4 is the same as the time width between the control cycle T1 and the control cycle T2: FIG.
In the initial state, each of the control signals S9 to S12 is at the “L” level.
At time t1, the
Due to the change in the control signal, the transistors Q9 and Q11 are turned on, while the transistors Q10 and Q12 are turned off.
As a result, the current i1AM (T1AM → P1) flows from the low voltage battery B2 to the winding 1A of the secondary winding of the
このため、１次側巻線１Ｌに電流ｉ1Bが流れ、この１次側巻線１Ｌの両端の端子Ｔ1LMと端子Ｔ1Lとの間にトランス１の巻線比に対応した電圧が誘起される。同様に、１次側巻線２Ｌに電流ｉ2Fが流れ、この１次側巻線２Ｌの両端の端子Ｔ2LMと端子Ｔ2Lとの間にトランス２の巻線比に対応した電圧が誘起される。
例えば、トランス１及びトランスの２の双方の巻数比がＮ：１とすると、端子Ｔ1LM及び端子Ｔ1L間と、端子Ｔ2LM及びＴ2L間とにそれぞれＮ×ＶoLの電圧が誘起される。
For this reason, the current i1B flows through the primary winding 1L, and a voltage corresponding to the winding ratio of the
For example, if the turns ratio of both the
ここで、１次側巻線１Ｌ及び１次側巻線２Ｌが直列に接続されているため、直列接続された巻線の両端の端子Ｔ1LMと端子Ｔ2Lとの間に２×Ｎ×ＶoLの電圧が発生する。
そして、１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起された電圧２×Ｎ×ＶoL（接続点Ｋ３と接続点Ｋ１との間の電圧）の電圧が、ダイオードＤ７及びＤ４により、＋側端子ＴVoHと−側端子ＴVoHLとから、リーケージインダクタ１LL及び２LLにより平滑化されて、高電圧ＶoHとして出力される。
Here, since the primary side winding 1L and the primary side winding 2L are connected in series, a voltage of 2 × N × VoL between the terminals T1LM and T2L at both ends of the series-connected windings. Occurs.
The
次に、時刻ｔ２おいて、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ１０及び制御信号Ｓ１２を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ（トランジスタを同一の位相の制御信号により駆動させる）、制御信号Ｓ９及び制御信号Ｓ１１を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
上述した制御信号の変化によって、トランジスタＱ１０及びトランジスタＱ１２はオンとなり、一方トランジスタＱ９及びトランジスタＱ１１はオフとなる。
これにより、トランス１の２次側巻線における巻線１Ｂに電流ｉ1B2（Ｔ1B→Ｐ1）が流れるとともに、トランス２の２次側巻線における巻線２Ｂに電流ｉ2B2（Ｔ2B→Ｐ2）が流れる。
Next, at time t2, the
Due to the change in the control signal described above, the transistors Q10 and Q12 are turned on, while the transistors Q9 and Q11 are turned off.
As a result, the current i1B2 (T1B → P1) flows through the winding 1B in the secondary winding of the
このため、１次側巻線１Ｌに電流ｉ1Fが流れ、この１次側巻線１Ｌの両端の端子Ｔ1LMと端子Ｔ1Lとの間にトランス１の巻線比に対応した電圧が、時刻ｔ１の際と逆極性にて誘起する。同様に、１次側巻線２Ｌに電流ｉ2Bが流れ、この１次側巻線２Ｌの両端の端子Ｔ2LMと端子Ｔ2Lとの間にトランス２の巻線比に対応した電圧が、時刻ｔ１の際と逆極性にて誘起する。
For this reason, the current i1F flows through the primary winding 1L, and a voltage corresponding to the winding ratio of the
ここで、１次側巻線１Ｌ及び１次側巻線２Ｌが直列に接続されているため、直列接続された巻線の両端の端子Ｔ2Lと端子Ｔ1LMとの間に２×Ｎ×ＶoLの電圧（時刻ｔ１における電圧極性と逆方向）が発生する。
そして、制御周期Ｔ１及びＴ２において、トランジスタ組の各トランジスタのオン状態が制御周期内で完全に重なるため、１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起された電圧２×Ｎ×ＶoL（接続点Ｋ１と接続点Ｋ３との間の電圧）の電圧が、制御周期間内で完全に出力され、ダイオードＤ３及びＤ８により、＋側端子ＴVoHと−側端子ＴVoHLとから、リーケージインダクタ１LL及び２LLにより平滑化されて、高電圧ＶoHとして出力される。
Here, since the primary winding 1L and the primary winding 2L are connected in series, a voltage of 2 × N × VoL between the terminals T2L and T1LM at both ends of the series-connected windings. (The direction opposite to the voltage polarity at time t1) occurs.
In the control cycles T1 and T2, the ON state of each transistor in the transistor set completely overlaps within the control cycle, so that the
次に、時刻ｔ３〜時刻ｔ５においても、時刻ｔ１及び時刻ｔ２の動作が繰り返して行われ、トランス１及びトランス２各々の１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起する電圧を加算して低電圧から高電圧に電圧を昇圧させる処理が行われる。
上述した図４（ａ）の場合、トランス１及びトランス２の各２次巻線を駆動する制御信号の位相が同一のため、１次側巻線１Ｌ及び１次側巻線２Ｌに誘起された電圧が完全に同位相にて重なり合うため、１次側直交変換部３において、高い効率にて単相全波整流を行われ、最大の電圧値の高電圧が生成される。
Next, also from time t3 to time t5, the operations at time t1 and time t2 are repeated, and the voltage induced in the
In the case of FIG. 4A described above, since the phases of the control signals for driving the secondary windings of the
＜２次側直交変換部４から出力される制御信号のパルス幅（時間α及びβ）が制御周期Ｔ１と制御周期Ｔ２との時間幅より小さい場合：図５＞
初期状態において、制御信号Ｓ９〜Ｓ１２各々は、「Ｌ」レベルとなっている。
時刻ｔ１より前の時刻において、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ９及び制御信号Ｓ１１を「Ｌ」レベル、一方、制御信号Ｓ１０及び制御信号Ｓ１２を「Ｈ」レベルにて出力している。この時点において、トランジスタＱ１０及びトランジスタＱ１２はオンし、制御信号Ｓ９及び制御信号Ｓ１１はオフしている。
<When the pulse width (time α and β) of the control signal output from the secondary side orthogonal transform unit 4 is smaller than the time width between the control period T1 and the control period T2: FIG.
In the initial state, each of the control signals S9 to S12 is at the “L” level.
At a time before time t1, the
時刻ｔ１において、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ９を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
上述した制御信号の変化によって、トランジスタＱ９はオンとなり、一方、トランジスタＱ１０、Ｑ１１及びＱ１２はオフ状態のままである。
これにより、トランス１の２次側巻線における巻線１Ａに電流ｉ1AMが流れる。
At time t1, the
Due to the change in the control signal described above, the transistor Q9 is turned on, while the transistors Q10, Q11, and Q12 remain in the off state.
As a result, a current i1AM flows through the winding 1A in the secondary winding of the
このため、１次側巻線１Ｌに電流ｉ1Bが流れ、この１次側巻線１Ｌの両端の端子Ｔ1LMと端子Ｔ1Lとの間にトランス１の巻線比に対応した電圧が誘起する。
例えば、トランス１の双方の巻数比がＮ：１とすると、１次側巻線１Ｌの端子間には、そ電圧Ｎ×ＶoLが誘起される。
このため、１次側巻線１Ｌに誘起された電圧Ｎ×ＶoLは、ダイオードＤ７及びＤ６により、＋側端子ＴVoHと−側端子ＴVoHLとから、リーケージインダクタ１LLにより平滑化されて、高電圧ＶoHとして出力される。
Therefore, the current i1B flows through the primary winding 1L, and a voltage corresponding to the winding ratio of the
For example, if the turns ratio of both of the
For this reason, the voltage N × VoL induced in the primary winding 1L is smoothed by the leakage inductor 1LL from the + side terminal TVoH and the −side terminal TVoHL by the diodes D7 and D6 to obtain a high voltage VoH. Is output.
次に、時刻ｔ１１において、第２の制御回路６は、制御周期Ｔ２の時間幅から時間βを減算した時間が経過したことを検出する（例えば、内部のタイマーにより検出）と、制御信号Ｓ１１を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
これにより、トランジスタＱ１１はオン状態となり、巻線２Ａに電流ｉ2AMが流れ、１次側巻線２Ｌに、１次側巻線１Ｌと同極性の電圧Ｎ×ＶoLが誘起する。
そして、トランジスタＱ９がオンしており、巻線１Ａに電流ｉ1AMが流れており、１次側巻線１Ｌには電流ｉ1Bが流れ、電圧Ｎ×ＶoLが誘起している。
Next, at time t11, the
As a result, the transistor Q11 is turned on, the current i2AM flows through the winding 2A, and a voltage N × VoL having the same polarity as the primary winding 1L is induced in the primary winding 2L.
The transistor Q9 is turned on, the current i1AM flows through the winding 1A, the current i1B flows through the primary winding 1L, and the voltage N × VoL is induced.
ここで、１次側巻線１Ｌ及び１次側巻線２Ｌが直列に接続されているため、直列接続された巻線の両端の端子Ｔ1LMと端子Ｔ2Lとの間に２×Ｎ×ＶoLの電圧が発生する。
そして、１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起された電圧２×Ｎ×ＶoL（接続点Ｋ３と接続点Ｋ１との間の電圧）の電圧が、ダイオードＤ７及びＤ４により、＋側端子ＴVoHと−側端子ＴVoHLとから、リーケージインダクタ１LL及び２LLにより平滑化されて、高電圧ＶoHとして出力される。
Here, since the primary side winding 1L and the primary side winding 2L are connected in series, a voltage of 2 × N × VoL between the terminals T1LM and T2L at both ends of the series-connected windings. Occurs.
The
次に、時刻ｔ１２において、第２の制御回路６は、時間αが経過したことを検出する（例えば、内部のタイマーにより検出）と、制御信号Ｓ９を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
これにより、トランジスタＱ９はオフ状態となり、巻線１Ａに電流ｉ1AMが流れなくなり、１次側巻線１Ｌには電圧Ｎ×ＶoLが誘起しなくなる。
そして、トランジスタＱ１１がオンしており、巻線１Ｂに電流ｉ2AMが流れており、１次側巻線２Ｌには電流ｉ2Fが流れ、電圧Ｎ×ＶoLが誘起している。
また、１次側巻線２Ｌに誘起された電圧Ｎ×ＶoL（接続点Ｋ１と接続点Ｋ２との間の電圧）の電圧が、ダイオードＤ５及びＤ４により、＋側端子ＴVoHと−側端子ＴVoHLとから、リーケージインダクタ１LL及び２LLにより平滑化されて、高電圧ＶoHとして出力される。
Next, at time t12, the
Thereby, the transistor Q9 is turned off, the current i1AM does not flow through the winding 1A, and the voltage N × VoL is not induced in the primary winding 1L.
The transistor Q11 is on, the current i2AM flows through the winding 1B, the current i2F flows through the primary side winding 2L, and the voltage N × VoL is induced.
Further, the voltage N × VoL (voltage between the connection point K1 and the connection point K2) induced in the primary side winding 2L is changed by the diodes D5 and D4 between the + side terminal TVoH and the − side terminal TVoHL. Are smoothed by the leakage inductors 1LL and 2LL and output as a high voltage VoH.
時刻ｔ２おいて、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ１１を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ１０を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
上述した制御信号の変化によって、トランジスタＱ１０はオンとなり、一方トランジスタＱ１１はオフとなる。
これにより、トランス１の２次側巻線における巻線１Ｂに電流ｉ1B2が流れる。
At time t2, the
Due to the change in control signal described above, transistor Q10 is turned on, while transistor Q11 is turned off.
As a result, a current i1B2 flows through the winding 1B in the secondary winding of the
このため、１次側巻線１Ｌに電流ｉ1Fが流れ、この１次側巻線１Ｌの両端の端子Ｔ1LMと端子Ｔ1Lとの間にトランス１の巻線比に対応した電圧Ｎ×ＶoLが誘起している。
このため、１次側巻線１Ｌに誘起された電圧Ｎ×ＶoLは、ダイオードＤ５及びＤ８により、＋側端子ＴVoHと−側端子ＴVoHLとから、リーケージインダクタ１LLにより平滑化されて、高電圧ＶoHとして出力される。
Therefore, a current i1F flows through the primary winding 1L, and a voltage N × VoL corresponding to the winding ratio of the
For this reason, the voltage N × VoL induced in the primary winding 1L is smoothed by the leakage inductor 1LL from the + side terminal TVoH and the −side terminal TVoHL by the diodes D5 and D8 to obtain a high voltage VoH. Is output.
次に、時刻ｔ２１において、制御周期Ｔ２の時間幅から時間βを減算した時間が経過したことを検出する（例えば、内部のタイマーにより検出）と、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ１２を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
これにより、トランジスタＱ１２はオンし、巻線２Ｂに電流ｉ2B2が流れて、１次側巻線２Ｌに電流ｉ2Bが流れ、１次側巻線１Ｌと同極性の電圧Ｎ×ＶoLが誘起する。
そして、トランジスタＱ１０がオンしており、巻線１Ｂに電流ｉ1B2が流れており、１次側巻線１Ｌには電流ｉ1Fが流れ、電圧Ｎ×ＶoLが誘起している。
ここで、１次側巻線１Ｌ及び１次側巻線２Ｌが直列に接続されているため、直列接続された巻線の両端の端子Ｔ2Lと端子Ｔ1LMとの間に２×Ｎ×ＶoLの電圧が発生する。
そして、１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起された電圧２×Ｎ×ＶoL（接続点Ｋ３と接続点Ｋ１との間の電圧）の電圧が、ダイオードＤ７及びＤ４により、＋側端子ＴVoHと−側端子ＴVoHLとから、リーケージインダクタ１LL及び２LLにより平滑化されて、高電圧ＶoHとして出力される。
Next, at time t21, when it is detected that the time obtained by subtracting time β from the time width of the control cycle T2 has elapsed (for example, detected by an internal timer), the
Thereby, the transistor Q12 is turned on, the current i2B2 flows through the winding 2B, the current i2B flows through the primary winding 2L, and a voltage N × VoL having the same polarity as that of the primary winding 1L is induced.
The transistor Q10 is on, the current i1B2 flows through the winding 1B, the current i1F flows through the primary side winding 1L, and the voltage N × VoL is induced.
Here, since the primary winding 1L and the primary winding 2L are connected in series, a voltage of 2 × N × VoL between the terminals T2L and T1LM at both ends of the series-connected windings. Occurs.
The
次に、時刻ｔ２２において、第２の制御回路６は、時間αが経過したことを検出する（例えば、内部のタイマーにより検出）と制御信号Ｓ１０を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
これにより、トランジスタＱ１０はオフ状態となり、巻線１Ｂに電流ｉ1B2が流れなくなり、１次側巻線１Ｌには電圧Ｎ×ＶoLが誘起しなくなる。
そして、トランジスタＱ１２がオンしており、巻線１Ｂに電流ｉ2B2が流れており、１次側巻線２Ｌには電流ｉ2Bが流れ、電圧Ｎ×ＶoLが誘起している。
また、１次側巻線２Ｌに誘起された電圧Ｎ×ＶoL（接続点Ｋ１と接続点Ｋ２との間の電圧）の電圧が、ダイオードＤ５及びＤ４により、＋側端子ＴVoHと−側端子ＴVoHLとから、リーケージインダクタ２LLにより平滑化されて、高電圧ＶoHとして出力される。
Next, at time t22, the
As a result, the transistor Q10 is turned off, and the current i1B2 does not flow through the winding 1B, and the voltage N × VoL is not induced in the primary winding 1L.
The transistor Q12 is on, the current i2B2 flows through the winding 1B, the current i2B flows through the primary winding 2L, and the voltage N × VoL is induced.
Further, the voltage N × VoL (voltage between the connection point K1 and the connection point K2) induced in the primary side winding 2L is changed by the diodes D5 and D4 between the + side terminal TVoH and the − side terminal TVoHL. Are smoothed by the leakage inductor 2LL and output as a high voltage VoH.
次に、時刻ｔ３〜時刻ｔ５１においても、時刻ｔ１及び時刻ｔ２１の動作が繰り返して行われ、トランス１及びトランス２各々の１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起する電圧を加算して低電圧から高電圧に電圧値を昇圧させる処理が行われる。
上述した図５の場合、トランス１及びトランス２の各２次側巻線を駆動する制御信号の位相が重なる時間と重ならない時間とが存在するため、１次側巻線１Ｌ及び１次側巻線２Ｌに誘起された電圧が重なり合うため、図５に示すようにトランジスタ組の各トランジスタのオン状態が重なる時間のみが電圧値２×Ｎ×ＶoLとなり、高電圧ＶoHが出力される。このため、１次側直交変換部３において、２×Ｎ×ＶoLとＮ×ＶoLとが期間それぞれの期間の長さにより、リーケージインダクタ１LL及び２LLのインダクタンスに応じて平滑化され、平均化された電圧が高電圧ＶoHとして出力される。
Next, from time t3 to time t51, the operations at time t1 and time t21 are repeated, and the voltage induced in the
In the case of FIG. 5 described above, since there are times when the phases of the control signals for driving the secondary windings of the
＜２次側直交変換部４から出力される制御信号のパルス幅（時間α及びβ）が制御周期Ｔ１と制御周期Ｔ２との時間幅より小さい場合：図６＞
初期状態において、制御信号Ｓ９〜Ｓ１２各々は、「Ｌ」レベルとなっている。
時刻ｔ１において、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ９を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。上述した制御信号の変化によって、トランジスタＱ９はオン状態となる。
これにより、トランス１の２次側巻線における巻線１Ａに電流ｉ1AMが流れる。
<When the pulse width (time α and β) of the control signal output from the secondary side orthogonal transform unit 4 is smaller than the time width between the control cycle T1 and the control cycle T2: FIG.
In the initial state, each of the control signals S9 to S12 is at the “L” level.
At time t1, the
As a result, a current i1AM flows through the winding 1A in the secondary winding of the
このため、１次側巻線１Ｌに電流ｉ1Bが流れ、この１次側巻線１Ｌの両端の端子Ｔ1LMと端子Ｔ1Lとの間にトランス１の巻線比に対応した電圧が誘起する。
例えば、トランス１及びトランスの２の双方の巻数比がＮ：１とすると、１次側巻線１Ｌと１次側巻線２Ｌとの各々の端子間には、それぞれの逆極性の電圧Ｎ×ＶoLが誘起される。
このため、１次側巻線１Ｌに誘起された電圧Ｎ×ＶoLは、ダイオードＤ７及びＤ６により、＋側端子ＴVoHと−側端子ＴVoHLとから、リーケージインダクタ１LLにより平滑化されて、高電圧ＶoHとして出力される。
Therefore, the current i1B flows through the primary winding 1L, and a voltage corresponding to the winding ratio of the
For example, if the turns ratio of both the
For this reason, the voltage N × VoL induced in the primary winding 1L is smoothed by the leakage inductor 1LL from the + side terminal TVoH and the −side terminal TVoHL by the diodes D7 and D6 to obtain a high voltage VoH. Is output.
次に、時刻ｔ１１において、第２の制御回路６は、時間αが経過したことを検出する（例えば、内部のタイマーにより検出）と、制御信号Ｓ９を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
これにより、トランジスタＱ９はオフ状態となり、巻線１Ａに電流ｉ1AMが流れなくなり、１次側巻線１Ｌに電圧Ｎ×ＶoLが誘起しなくなる。
Next, at time t11, the
Thereby, the transistor Q9 is turned off, the current i1AM does not flow through the winding 1A, and the voltage N × VoL is not induced in the primary winding 1L.
次に、時刻ｔ１２において、第２の制御回路６は、制御周期Ｔ２の時間幅から時間βを減算した時間が経過したことを検出する（例えば、内部のタイマーにより検出）と、制御信号Ｓ１１を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
これにより、トランジスタＱ１１はオン状態となり、巻線２Ａに電流ｉ2AMが流れ、１次側巻線２Ｌには電圧Ｎ×ＶoLが誘起する。
また、１次側巻線２Ｌに誘起された電圧Ｎ×ＶoL（接続点Ｋ１と接続点Ｋ２との間の電圧）の電圧が、ダイオードＤ５及びＤ４により、＋側端子ＴVoHと−側端子ＴVoHLとから、リーケージインダクタ２LLにより平滑化されて、高電圧ＶoHとして出力される。
Next, at time t12, the
As a result, the transistor Q11 is turned on, the current i2AM flows through the winding 2A, and the voltage N × VoL is induced in the primary side winding 2L.
Further, the voltage N × VoL (voltage between the connection point K1 and the connection point K2) induced in the primary side winding 2L is changed by the diodes D5 and D4 between the + side terminal TVoH and the − side terminal TVoHL. Are smoothed by the leakage inductor 2LL and output as a high voltage VoH.
時刻ｔ２おいて、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ１１を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ１０を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
上述した制御信号の変化によって、トランジスタＱ１０はオン状態となり、一方トランジスタＳ１１はオフ状態となる。
これにより、トランス１の２次側巻線における巻線１Ｂに電流ｉ1B2が流れている。
At time t2, the
Due to the change in the control signal described above, the transistor Q10 is turned on, while the transistor S11 is turned off.
As a result, a current i1B2 flows through the winding 1B of the secondary winding of the
このため、１次側巻線１Ｌに電流ｉ1Fが流れ、この１次側巻線１Ｌの両端の端子Ｔ1LMと端子Ｔ1Lとの間にトランス１の巻線比に対応した電圧Ｎ×ＶoLが誘起している。
このため、１次側巻線１Ｌに誘起された電圧Ｎ×ＶoLは、ダイオードＤ７及びＤ６により、＋側端子ＴVoHと−側端子ＴVoHLとから、リーケージインダクタ１LLにより平滑化されて、高電圧ＶoHとして出力される。
Therefore, a current i1F flows through the primary winding 1L, and a voltage N × VoL corresponding to the winding ratio of the
For this reason, the voltage N × VoL induced in the primary winding 1L is smoothed by the leakage inductor 1LL from the + side terminal TVoH and the −side terminal TVoHL by the diodes D7 and D6 to obtain a high voltage VoH. Is output.
次に、時刻ｔ２１において、第２の制御回路６は、時間αが経過したことを検出する（例えば、内部のタイマーにより検出）と、制御信号Ｓ１０を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
これにより、トランジスタＱ１０はオフ状態となり、巻線１Ｂに電流ｉ1B2が流れなくなり、１次側巻線１Ｌに電圧Ｎ×ＶoLが誘起しなくなる。
Next, at time t21, the
As a result, the transistor Q10 is turned off and the current i1B2 does not flow through the winding 1B, and the voltage N × VoL is not induced in the primary winding 1L.
次に、時刻ｔ２２において、第２の制御回路６は、制御周期Ｔ２の時間幅から時間βを減算した時間が経過したことを検出する（例えば、内部のタイマーにより検出）と、制御信号Ｓ１２を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
これにより、トランジスタＱ１２はオン状態となり、巻線２Ｂに電流ｉ2B2が流れ、１次側巻線２Ｌには電圧Ｎ×ＶoLが誘起する。
また、１次側巻線２Ｌに誘起された電圧Ｎ×ＶoL（接続点Ｋ１と接続点Ｋ２との間の電圧）の電圧が、ダイオードＤ５及びＤ４により、＋側端子ＴVoHと−側端子ＴVoHLとから、リーケージインダクタ２LLにより平滑化されて、高電圧ＶoHとして出力される。
Next, at time t22, the
As a result, the transistor Q12 is turned on, the current i2B2 flows through the winding 2B, and the voltage N × VoL is induced in the primary winding 2L.
Further, the voltage N × VoL (voltage between the connection point K1 and the connection point K2) induced in the primary side winding 2L is changed by the diodes D5 and D4 between the + side terminal TVoH and the − side terminal TVoHL. Are smoothed by the leakage inductor 2LL and output as a high voltage VoH.
次に、時刻ｔ３〜時刻ｔ５においても、時刻ｔ１及び時刻ｔ２の動作が繰り返して行われ、トランス１及びトランス２各々の１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起する電圧を加算して低電圧から高電圧に電圧値を昇圧させる処理が行われる。
上述したように、昇圧電圧の下限値をこの巻き数比以下とするため、制御周期Ｔ１と制御周期Ｔ２とにおいて、トランジスタ組の各トランジスタのオン状態の期間が重ならないように制御し、かつ各トランジスタのオン状態の期間の幅をパルス幅制御すことにより、巻き数比で設定されるより低い昇圧電圧、すなわち、パルス幅を「０」とすることで昇圧電圧を０Ｖまで制御することができる。図５は横軸がデューティであり、縦軸が＋側端子ＴVoHと−側端子ＴVoHLとの昇圧電圧の電圧値を示している。
このように、昇圧電圧の上限値（制御周期Ｔ１及び制御周期Ｔ２におけるトランジスタ組の各トランジスタのオン状態の期間が制御周期の全期間において重なる場合、２×Ｎ×ＶoL）及び下限値（制御周期Ｔ１及び制御周期Ｔ２におけるトランジスタ組の各トランジスタのオン状態の期間が「０」の場合、電圧「０」）の広い範囲にて、任意に昇圧電圧の電圧値を制御することができる。
Next, also from time t3 to time t5, the operations at time t1 and time t2 are repeated, and the voltage induced in the
As described above, in order to set the lower limit value of the boosted voltage to be equal to or less than the turn ratio, control is performed so that the on-state periods of the transistors in the transistor set do not overlap in the control cycle T1 and the control cycle T2. By controlling the width of the on-state period of the transistor with the pulse width, the boosted voltage can be controlled to 0 V by setting the boosted voltage lower than the winding ratio, that is, the pulse width to “0”. . In FIG. 5, the horizontal axis represents the duty, and the vertical axis represents the voltage value of the boosted voltage at the + side terminal TVoH and the − side terminal TVoHL.
As described above, the upper limit value of the boosted voltage (2 × N × VoL when the ON state period of each transistor in the transistor set in the control cycle T1 and the control cycle T2 overlaps in the entire control cycle) and the lower limit value (the control cycle). When the on-state period of each transistor in the transistor set in T1 and the control cycle T2 is “0”, the voltage value of the boosted voltage can be arbitrarily controlled in a wide range of voltage “0”).
次に、図７及び図８を用いて、本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる降圧動作を説明する。図７は本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる高電圧から低電圧への降圧動作を説明するＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す。ここで、高電圧から低電圧への降圧処理とは、例えば１００の電圧から数Ｖ程度の電圧への変換処理をいう。１次側直交変換部３において位相制御の降圧処理を行い、２次側直交変換部４において、２次側巻線１Ａ及び１Ｂあるいは２次側巻線２Ａ及び２Ｂに誘起される単相矩形波交流電圧に対する中点全波整流が行われ、低電圧が生成される。このとき、第２の制御回路６は、トランジスタＱ９〜Ｑ１２に対して「Ｌ」レベルの制御信号Ｓ９〜Ｓ１２を出力している。このため、トランジスタＱ９〜Ｑ１２は全てオフ状態となっている。
Next, the step-down operation by the bidirectional DC / DC converter according to the present embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 7 shows a configuration of a DC / DC converter for explaining a step-down operation from a high voltage to a low voltage by the bidirectional DC / DC converter according to the present embodiment. Here, the step-down process from a high voltage to a low voltage refers to a conversion process from a voltage of 100 to a voltage of about several volts, for example. The primary side
なお、図７は降圧動作を行うためバッテリＢ２に替えて負荷を＋側端子ＴVoLと−側端子ＴVoLLとの間に介挿した構成であり、エネルギを補完する高電圧ＶoHのバッテリＢ１が１次側直交変換部３に接続されている。以下の説明において、整流動作は、ダイオードＤ９及びＤ１０と、ダイオードＤ１１及びＤ１２の中点全波整流にて、２次側巻線１Ａ及び１Ｂと、２次側巻線２Ａ及び２Ｂとにそれぞれ誘起される単相矩形波交流電圧の整流を行う。また、すでに述べたように、トランジスタＱ９〜Ｑ１２をスイッチングする同期整流にて２次側巻線１Ａ及び１Ｂと、２次側巻線２Ａ及び２Ｂとに誘起される単相矩形波交流電圧に対する整流を行う方式にて整流動作を行っても良い。
FIG. 7 shows a configuration in which a load is inserted between the + side terminal TVoL and the − side terminal TVoLL instead of the battery B2 in order to perform a step-down operation. The side
以下の説明に用いる図８において、トランジスタＱ３及びＱ６をオン／オフするスイッチング周期を周期Ｔ３とし、トランジスタＱ３及びＱ４をオン／オフするスイッチング周期を周期Ｔ４とし、トランジスタＱ７及びＱ８とをオン／オフするスイッチング周期を周期Ｔ５とし、上記周期Ｔ３に対する周期Ｔ４及び周期Ｔ５との位相のずれをΔＴとする。ここで、周期Ｔ４は周期Ｔ３に対して位相がΔＴ進んでおり、一方、周期Ｔ５は周期Ｔ３に対して位相がΔＴ遅れている。
また、例えば、１次側巻線１Ｌと巻線１Ａ及び巻線１Ｂとの巻線比をＮ：１とし、同様に、１次側巻線２Ｌと巻線２Ａ及び巻線２Ｂとの巻線比をＮ：１とする。
In FIG. 8 used in the following description, the switching cycle for turning on / off the transistors Q3 and Q6 is a cycle T3, the switching cycle for turning on / off the transistors Q3 and Q4 is a cycle T4, and the transistors Q7 and Q8 are turned on / off. A switching cycle to be performed is set as a cycle T5, and a phase shift between the cycle T4 and the cycle T5 with respect to the cycle T3 is set as ΔT. Here, the phase of the period T4 is advanced by ΔT with respect to the period T3, while the period of the period T5 is delayed by ΔT with respect to the period T3.
Further, for example, the winding ratio between the primary side winding 1L and the
＜周期Ｔ１と周期Ｔ２との位相が１８０°（＝ΔＴ）ずれている場合：図８（ａ）＞
時刻ｔ１において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ４、制御信号Ｓ５、制御信号Ｓ８を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ３、制御信号Ｓ６、制御信号Ｓ７を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
上述した制御信号の変化によって、トランジスタＱ４、トランジスタＱ５及びトランジスタＱ８はオンとなり、一方トランジスタＱ３、トランジスタＱ６及びトランジスタＱ７はオフとなる。
<When the phases of the period T1 and the period T2 are shifted by 180 ° (= ΔT): FIG. 8A>
At time t1, the
Due to the change in the control signal, the transistors Q4, Q5, and Q8 are turned on, while the transistors Q3, Q6, and Q7 are turned off.
これにより、１次側巻線１Ｌに電流ｉ1F（端子Ｔ1L→端子Ｔ1LM）が流れ、１次側巻線２Ｌに電流ｉ2F（端子Ｔ2LM→端子Ｔ2L）が流れることにより、巻線１Ｂ及び巻線２Ａに（１／Ｎ）ＶoHの電圧が誘起され、巻線１Ａ及び巻線２Ｂに−（１／Ｎ）ＶoHの逆極性の電圧が誘起される。
ここで、巻線１Ｂに誘起された電圧（１／Ｎ）ＶoHがダイオードＤ１０を介して＋側端子ＴＶOLへ出力され、同様に巻線２Ａに誘起された電圧（１／Ｎ）ＶoHがダイオードＤ１１を介して＋側端子ＴVOLへ出力される。
これにより、＋側端子ＴVoLと−側端子ＴVoLLとの間に、トランス１のリーケージインダクタ１ＬＬ及びトランス２のリーケージインダクタ２ＬＬのインダクタンスにより平滑化され、低電圧ＶoLが出力される。
As a result, the current i1F (terminal T1L → terminal T1LM) flows through the primary side winding 1L and the current i2F (terminal T2LM → terminal T2L) flows through the primary side winding 2L. A voltage of (1 / N) VoH is induced in the winding 1 and a voltage having a reverse polarity of-(1 / N) VoH is induced in the
Here, the voltage (1 / N) VoH induced in the winding 1B is output to the positive terminal TVOL via the diode D10, and the voltage (1 / N) VoH induced in the winding 2A is similarly converted into the diode D11. To the + side terminal TVOL.
As a result, the voltage is smoothed by the inductance of the leakage inductor 1LL of the
この結果、巻線１Ａに誘起された（１／Ｎ）ＶoHの電圧が端子ＴVOLに対して出力されるとともに、巻線２Ｂに誘起された（１／Ｎ）ＶoHの電圧がが端子ＴVOLに対して出力される。
ここで、チョークコイルは図示されていないが、トランス１及びトランス２の２次側巻線のリーケージインダクタンスを利用している。すなわち、降圧された低電圧の電源信号は、トランス１及びトランス２のリーケージインダクタンスにより形成された平滑回路により平滑化されている。
As a result, the (1 / N) VoH voltage induced in the winding 1A is output to the terminal TVOL, and the (1 / N) VoH voltage induced in the winding 2B is applied to the terminal TVOL. Is output.
Here, although the choke coil is not shown, the leakage inductance of the secondary windings of the
次に、時刻ｔ２において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ３、制御信号Ｓ６、制御信号Ｓ７を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ４、制御信号Ｓ５、制御信号Ｓ８を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
上述した制御信号の変化によって、トランジスタＱ３、トランジスタＱ６及びトランジスタＱ７はオンとなり、一方トランジスタＱ４、トランジスタＱ５及びトランジスタＱ８はオフとなる。
これにより、１次側巻線１Ｌに電流ｉ1B（端子Ｔ1LM→端子Ｔ1L）が流れ、１次側巻線２Ｌに電流ｉ2B（端子Ｔ2L→端子Ｔ2LM）が流れることにより、巻線１Ａ及び巻線２Ｂに（１／Ｎ）ＶoHの電圧が誘起され、巻線１Ｂ及び巻線２Ａに−（１／Ｎ）ＶoHの電圧が誘起される。
Next, at time t2, the
Due to the change in the control signal, the transistors Q3, Q6, and Q7 are turned on, while the transistors Q4, Q5, and Q8 are turned off.
As a result, the current i1B (terminal T1LM → terminal T1L) flows through the primary side winding 1L and the current i2B (terminal T2L → terminal T2LM) flows through the primary side winding 2L. A voltage of (1 / N) VoH is induced in the winding 1, and a voltage of-(1 / N) VoH is induced in the
ここで、巻線１Ａに誘起された電圧（１／Ｎ）ＶoHがダイオードＤ９を介して＋側端子ＴVOLへ出力され、同様に巻線２Ｂに誘起された電圧（１／Ｎ）ＶoHがダイオードＤ１２を介して＋側端子ＴVOLへ出力される。
これにより、＋側端子ＴVoLと−側端子ＴVoLLとの間に、トランス１のリーケージインダクタ１ＬＬ及びトランス２のリーケージインダクタ２ＬＬのインダクタンスにより平滑化され、低電圧ＶoLが出力される。
Here, the voltage (1 / N) VoH induced in the winding 1A is output to the + side terminal TVOL via the diode D9, and the voltage (1 / N) VoH induced in the winding 2B is similarly converted into the diode D12. To the + side terminal TVOL.
As a result, the voltage is smoothed by the inductance of the leakage inductor 1LL of the
＜周期Ｔ１と周期Ｔ２との位相が９０°（ΔＴ）ずれている場合：図８（ｂ）＞
時刻ｔ１より前の時刻において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ４，Ｓ５及びＳ７を「Ｌ」レベルにて出力し、制御信号Ｓ３，Ｓ６及びＳ８を「Ｈ」レベルにて出力している。このため、トランジスタＱ４，Ｑ５及びＱ７はオフとなり、トランジスタＱ３，Ｑ６及びＱ８はオンしている。
時刻ｔ１において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ５を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ６を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
上述した制御信号の変化によって、トランジスタＱ５はオンとなり、一方トランジスタＱ６はオフとなる。
このとき、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ３及びＳ７を「Ｈ」レベルにて出力し、制御信号Ｓ４及びＳ８を「Ｌ」レベルにて出力している。
したがって、トランジスタＱ３及びＱ８はオン状態であり、トランジスタＱ４及びＱ７はオフ状態にある。
<When the phases of the period T1 and the period T2 are shifted by 90 ° (ΔT): FIG. 8B>
At a time before time t1, the
At time t1, the
Due to the control signal change described above, transistor Q5 is turned on, while transistor Q6 is turned off.
At this time, the
Therefore, transistors Q3 and Q8 are in the on state, and transistors Q4 and Q7 are in the off state.
上述したように、トランジスタＱ３，Ｑ５，Ｑ８がオン状態であり、トランジスタＱ４，Ｑ６，Ｑ７がオフ状態にあるため、トランジスタＱ５及びトランジスタＱ８を介して、１次側巻線１Ｌに電流ｉ1F（端子Ｔ1L→端子Ｔ1LM）が流れ、トランジスタＱ３及びＱ５がオン状態で、端子Ｔ2L及び端子T2LMが同電位のため１次側巻線２Ｌに電流が流れない。
これにより、トランス１の２次側の巻線１Ｂに電流ｉ1B2が流れ、巻線１Ｂに電圧（１／Ｎ）ＶoHが誘起され、巻線１Ａに逆極性の電圧−（１／Ｎ）ＶoHが誘起される。
これにより、巻線１Ｂに誘起した電圧（１／Ｎ）ＶoHがダイオードＤ１０を介して＋側端子ＴVOLへ出力される。
そして、＋側端子ＴVoLと−側端子ＴVoLLとの間に、トランス１のリーケージインダクタ１ＬＬ及びトランス２のリーケージインダクタ２ＬＬのインダクタンスにより平滑化され、低電圧ＶoLが出力される。
As described above, since the transistors Q3, Q5, and Q8 are in the on state and the transistors Q4, Q6, and Q7 are in the off state, the current i1F (terminal) is supplied to the primary winding 1L via the transistors Q5 and Q8. T1L → terminal T1LM) flows, transistors Q3 and Q5 are on, and terminal T2L and terminal T2LM have the same potential, so no current flows through primary winding 2L.
As a result, a current i1B2 flows in the secondary winding 1B of the
Thereby, the voltage (1 / N) VoH induced in the winding 1B is output to the + side terminal TVOL via the diode D10.
Then, smoothing is performed between the + side terminal TVoL and the − side terminal TVoLL by the inductances of the leakage inductor 1LL of the
次に、時刻ｔ１１において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ４及びＳ７を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ３及びＳ８を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
このとき、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ５を「Ｈ」レベルにて出力し、制御信号Ｓ６を「Ｌ」レベルにて出力している。
Next, at time t11, the
At this time, the
上述したように、トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ７がオン状態であり、トランジスタＱ３，Ｑ６，Ｑ８がオフ状態にあるため、トランジスタＱ５及びトランジスタＱ４を介して、１次側巻線２Ｌに電流ｉ2F（端子Ｔ2LM→端子Ｔ2L）が流れ、トランジスタＱ５及びＱ７がオン状態で、端子Ｔ1LM及び端子T1Lが同電位のため１次側巻線１Ｌに電流が流れない。
これにより、トランス１の２次側の巻線１Ｂに電流ｉ2AMが流れ、巻線２Ａに電圧（１／Ｎ）ＶoHが誘起され、巻線２Ｂに逆極性の電圧−（１／Ｎ）ＶoHが誘起される。
これにより、巻線２Ａに誘起した電圧（１／Ｎ）ＶoHがダイオードＤ１１を介して＋側端子ＴVOLへ出力される。
そして、＋側端子ＴVoLと−側端子ＴVoLLとの間に、トランス１のリーケージインダクタ１ＬＬ及びトランス２のリーケージインダクタ２ＬＬのインダクタンスにより平滑化され、低電圧ＶoLが出力される。
As described above, since the transistors Q4, Q5, and Q7 are in the on state and the transistors Q3, Q6, and Q8 are in the off state, the current i2F (terminal) is supplied to the primary side winding 2L via the transistors Q5 and Q4. T2LM → terminal T2L) flows, the transistors Q5 and Q7 are on, and the terminal T1LM and the terminal T1L have the same potential, so no current flows through the primary winding 1L.
As a result, a current i2AM flows in the secondary winding 1B of the
As a result, the voltage (1 / N) VoH induced in the winding 2A is output to the positive terminal TVOL via the diode D11.
Then, smoothing is performed between the + side terminal TVoL and the − side terminal TVoLL by the inductances of the leakage inductor 1LL of the
次に、時刻ｔ２において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ６を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ５を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
上述した制御信号の変化によって、トランジスタＱ６はオンとなり、一方トランジスタＱ５はオフとなる。
また、このとき、トランジスタＱ４及びＱ７はオンであり、一方トランジスタＱ３及びＱ８はオフである。
Next, at time t2, the
Due to the control signal change described above, transistor Q6 is turned on, while transistor Q5 is turned off.
Also, at this time, transistors Q4 and Q7 are on, while transistors Q3 and Q8 are off.
上述したように、トランジスタＱ４，Ｑ６，Ｑ７がオン状態であり、トランジスタＱ３，Ｑ５，Ｑ８がオフ状態にあるため、トランジスタＱ７及びトランジスタＱ６を介して、１次側巻線１Ｌに電流ｉiB（端子Ｔ1LM→端子Ｔ1L）が流れ、トランジスタＱ４及びＱ６がオン状態で、端子Ｔ2LM及び端子T2Lが同電位のため１次側巻線２Ｌに電流が流れない。
これにより、トランス１の２次側の巻線１Ａに電流ｉ1AMが流れ、巻線１Ａに電圧（１／Ｎ）ＶoHが誘起され、巻線１Ｂに逆極性の電圧−（１／Ｎ）ＶoHが誘起される。
これにより、巻線２Ａに誘起した電圧（１／Ｎ）ＶoHがダイオードＤ９を介して＋側端子ＴVOLへ出力される。
そして、＋側端子ＴVoLと−側端子ＴVoLLとの間に、トランス１のリーケージインダクタ１ＬＬ及びトランス２のリーケージインダクタ２ＬＬのインダクタンスにより平滑化され、低電圧ＶoLが出力される。
As described above, since the transistors Q4, Q6, and Q7 are in the on state and the transistors Q3, Q5, and Q8 are in the off state, the current iiB (terminal) is supplied to the primary winding 1L via the transistors Q7 and Q6. T1LM → terminal T1L) flows, the transistors Q4 and Q6 are on, and the terminal T2LM and the terminal T2L have the same potential, so no current flows through the primary winding 2L.
As a result, a current i1AM flows in the secondary winding 1A of the
As a result, the voltage (1 / N) VoH induced in the winding 2A is output to the positive terminal TVOL via the diode D9.
Then, smoothing is performed between the + side terminal TVoL and the − side terminal TVoLL by the inductances of the leakage inductor 1LL of the
次に、時刻ｔ２１において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ３及びＳ８を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ４及びＳ７を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
上述した制御信号の変化により、トランジスタＱ３及びＱ８がオンとなり、トランジスタＱ４及びＱ７がオフとなる。
このとき、トランジスタＱ６はオンであり、一方トランジスタＱ５はオフである。
Next, at time t21, the
Due to the change in the control signal described above, the transistors Q3 and Q8 are turned on and the transistors Q4 and Q7 are turned off.
At this time, transistor Q6 is on, while transistor Q5 is off.
上述したように、トランジスタＱ３，Ｑ６，Ｑ８がオン状態であり、トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ７がオフ状態にあるため、トランジスタＱ３及びトランジスタＱ６を介して、１次側巻線２Ｌに電流ｉ2B（端子Ｔ2L→端子Ｔ2LM）が流れ、トランジスタＱ６及びＱ８がオン状態で、端子Ｔ1LM及び端子T1Lが同電位のため１次側巻線１Ｌに電流が流れない。
これにより、トランス１の２次側の巻線２Ｂに電流ｉ2B2が流れ、巻線２Ｂに電圧（１／Ｎ）ＶoHが誘起され、巻線２Ａに逆極性の電圧−（１／Ｎ）ＶoHが誘起される。
これにより、巻線２Ｂに誘起した電圧（１／Ｎ）ＶoHがダイオードＤ１２を介して＋側端子ＴVOLへ出力される。
そして、＋側端子ＴVoLと−側端子ＴVoLLとの間に、トランス１のリーケージインダクタ１ＬＬ及びトランス２のリーケージインダクタ２ＬＬのインダクタンスにより平滑化され、低電圧ＶoLが出力される。
As described above, since the transistors Q3, Q6, and Q8 are in the on state and the transistors Q4, Q5, and Q7 are in the off state, the current i2B (terminal) is supplied to the primary winding 2L via the transistors Q3 and Q6. T2L → terminal T2LM) flows, the transistors Q6 and Q8 are on, and the terminal T1LM and the terminal T1L have the same potential, so no current flows through the primary winding 1L.
As a result, a current i2B2 flows through the secondary winding 2B of the
As a result, the voltage (1 / N) VoH induced in the winding 2B is output to the positive terminal TVOL via the diode D12.
Then, smoothing is performed between the + side terminal TVoL and the − side terminal TVoLL by the inductances of the leakage inductor 1LL of the
図８（ｂ）の場合、周期Ｔ３に対して周期Ｔ４及び周期Ｔ５の位相が９０°ずれているため、トランス１及び２それぞれの単相矩形波交流電圧の幅が１８０゜の半分となり、この半分の期間において単相矩形波交流電圧が２次側巻線に誘起されることになり、２次側直交変換部４において、その単相矩形波交流電圧にパルス幅に対応した単相全波整流が行われ、位相ずれΔＴに対応した電圧値の低電圧ＶoLが生成される。
In the case of FIG. 8B, since the phases of the period T4 and the period T5 are shifted by 90 ° with respect to the period T3, the width of each single-phase rectangular wave AC voltage of the
時刻ｔ３〜時刻ｔ５１においても、時刻ｔ１〜時刻ｔ２１の動作が繰り返して行われ、トランス１及びトランス２におけるプッシュプル動作により、高電圧から低電圧に電圧を降圧させる処理が行われる。
また、図８（ｂ）において、周期Ｔ１及び周期Ｔ２の時間は等しく、制御信号Ｓ５及びＳ６と制御信号Ｓ３、Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８とは、上記周期Ｔ１と周期Ｔ２との位相がΔＴ＝９０゜ずれている。
Also from time t3 to time t51, the operation from time t1 to time t21 is repeatedly performed, and the process of stepping down the voltage from the high voltage to the low voltage is performed by the push-pull operation in the
In FIG. 8B, the times of the period T1 and the period T2 are equal, and the control signals S5 and S6 and the control signals S3, S4, S7, and S8 have a phase of ΔT = 90 between the period T1 and the period T2.゜ is shifted.
図８（ａ）及び図８（ｂ）にて説明したように、制御信号Ｓ５及び制御信号Ｓ６の信号レベルの変化の位相に対し、制御信号Ｓ３及びＳ４と、Ｓ６及びＳ７との「Ｈ」レベル及び「Ｌ」レベルに変化する周期の位相のずれを変化（調整）させることにより、電流が１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに流れる期間を制御し、２次側巻線に誘起される電圧パルスの幅を制御し、低電圧ＶoLの電圧値を任意に制御することができる。
また、１次側直交変換部３において、位相制御によって電流が１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに流れる期間を制御するのではなく、制御信号Ｓ３〜Ｓ８のパルス幅を調整、すなわち、トランジスタＱ３〜Ｑ８各々をオン状態とするパルス幅を制御するＰＷＭ制御を行うことにより、１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに電流の流れる期間を制御し、誘起されるパルス幅を制御するようにしても良い。
As described with reference to FIGS. 8A and 8B, “H” of the control signals S3 and S4 and S6 and S7 with respect to the phase of the change in the signal level of the control signals S5 and S6. The voltage induced in the secondary winding is controlled by changing (adjusting) the phase shift of the period changing to the level and the “L” level to control the period in which the current flows in the
Further, in the primary side
１，２…トランス
１Ｌ，２Ｌ…１次側巻線
１ＬＬ，２ＬＬ…リーケージインダクタ
１Ａ，１Ｂ，２Ａ，２Ｂ…巻線
３…１次側直交変換部
４…２次側直交変換部
５…第１の制御回路
６…第２の制御回路
Ｂ１，Ｂ２…バッテリ
Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８，Ｄ９，Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２…ダイオード
Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０，Ｑ１１，Ｑ１２…トランジスタ
DESCRIPTION OF
Claims (4)
第１の１次側巻線と、第１の中点にて分割された巻線１Ａ及び巻線１Ｂからなる第１の２次側巻線とを有する第１のトランスと、
前記第１の１次側巻線に直列に接続された第２の１次側巻線と、第２の中点にて分割された巻線２Ａ及び巻線２Ｂからなり、前記第１の２次側巻線と並列に接続される第２の２次側巻線とを有する第２のトランスと、
直列に接続された前記第１の１次側巻線の一端及び第２の１次側巻線の一端の接続点と、高電圧の＋側端子との間に介挿された第１のスイッチ手段と、
前記接続点と高電圧の−側端子との間に介挿された第２のスイッチ手段と、
前記第１の１次側巻線の他端と前記高電圧の＋側端子との間に介挿された第３のスイッチ手段と、
前記第１の１次側巻線の他端と前記高電圧の−側端子との間に介挿された第４のスイッチ手段と、
前記第２の１次側巻線の他端と前記高電圧の＋側端子との間に介挿された第５のスイッチ手段と、
前記第２の１次側巻線の他端と前記高電圧の−側端子との間に介挿された第６のスイッチ手段と、
前記巻線１Ａ側の前記第１の２次側巻線の端子と前記低電圧の＋側端子との間に介挿された第７のスイッチ手段と、
前記巻線１Ｂ側の前記第１の２次側巻線の端子と前記低電圧の＋側端子との間に介挿された第８のスイッチ手段と、
前記巻線２Ａ側の前記第２の２次側巻線の端子と前記低電圧の＋側端子との間に介挿された第９のスイッチ手段と、
前記巻線２Ｂ側の前記第２の２次側巻線の端子と前記低電圧の＋側端子との間に介挿された第１０のスイッチ手段と
を有し、
前記第７及び第９のスイッチ手段の組と、前記第８及び第１０のスイッチ手段の組とのそれぞれにおいて、各スイッチ手段をオンオフする駆動パルスのＰＷＭ制御を行う際、前記各組のスイッチ手段をオンオフする駆動周期毎に、一方のスイッチ手段の駆動パルスを前記駆動周期の一方の端部からパルス幅調整し、他方のスイッチ手段の駆動パルスを前記駆動周期の他方の端部からパルス幅調整することを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。 A bidirectional DC / DC converter that performs a voltage conversion operation between a high voltage and a low voltage,
A first transformer having a first primary winding and a first secondary winding composed of a winding 1A and a winding 1B divided at a first midpoint;
The second primary winding connected in series to the first primary winding, and the winding 2A and the winding 2B divided at the second midpoint, the first 2 A second transformer having a second secondary winding connected in parallel with the secondary winding;
A first switch interposed between a connection point of one end of the first primary winding and the one end of the second primary winding connected in series, and a high voltage + side terminal Means,
Second switch means interposed between the connection point and the high-voltage negative terminal;
Third switch means interposed between the other end of the first primary winding and the high voltage + side terminal;
A fourth switch means interposed between the other end of the first primary winding and the negative terminal of the high voltage;
A fifth switch means interposed between the other end of the second primary winding and the positive terminal of the high voltage;
Sixth switch means interposed between the other end of the second primary winding and the negative terminal of the high voltage;
A seventh switch means interposed between the terminal of the first secondary winding on the winding 1A side and the + side terminal of the low voltage;
An eighth switch means interposed between the terminal of the first secondary winding on the winding 1B side and the + side terminal of the low voltage;
A ninth switch means interposed between the terminal of the second secondary winding on the winding 2A side and the + side terminal of the low voltage;
Tenth switch means interposed between the terminal of the second secondary winding on the winding 2B side and the + side terminal of the low voltage,
In each of the seventh and ninth switch means and the eighth and tenth switch means, when performing PWM control of the drive pulse for turning on / off each switch means, the switch means of each set The drive pulse of one switch means is adjusted in pulse width from one end of the drive cycle, and the drive width of the other switch means is adjusted in pulse width from the other end of the drive cycle at every drive cycle when turning on / off A bidirectional DC / DC converter characterized by:
前記巻線１Ａ及び巻線１Ｂに接続された第１の整流回路と、
前記第１の整流回路の出力に、出力が並列に接続され、前記巻線２Ａ及び巻線２Ｂに接続された第２の整流回路と
をさらに有し、
降圧動作において、
前記第１の制御回路が前記第１から前記第６のスイッチ手段を周期的に制御することにより、前記第１の１次側巻線と第２の１次側巻線とに流れる電流の方向が前記周期毎に逆となるよう制御し、
前記第１の整流回路が前記巻線１Ａ及び巻線１Ｂに生成される電圧を整流し、
前記第２の整流回路が前記巻線２Ａ及び巻線２Ｂに生成される電圧を整流し、
前記第１の整流回路及び前記第２の整流回路から出力される電圧を平滑回路により平滑化して出力することを特徴とする請求項１に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。 The sixth switch means is controlled from the first switch means, and the connection point and each of the other ends of the first and second primary windings are connected to the positive terminal or the negative side of the high voltage. A first control circuit connected to any of the terminals;
A first rectifier circuit connected to the winding 1A and the winding 1B;
An output connected in parallel to the output of the first rectifier circuit, and a second rectifier circuit connected to the winding 2A and the winding 2B;
In step-down operation,
Direction of current flowing through the first primary winding and the second primary winding as the first control circuit periodically controls the first to sixth switch means. Is controlled to be reversed every cycle,
The first rectifier circuit rectifies the voltage generated in the windings 1A and 1B;
The second rectifier circuit rectifies the voltage generated in the windings 2A and 2B;
2. The bidirectional DC / DC converter according to claim 1, wherein a voltage output from the first rectifier circuit and the second rectifier circuit is smoothed by a smoothing circuit and output.
前記第１の１次側巻線及び前記第２の１次側巻線に接続された複合整流回路と
をさらに有し、
昇圧動作において、
該第２の制御回路が、前記第７及び第８のスイッチ手段を前記駆動周期において交互にオンオフ制御することにより、前記巻線１Ａ側の前記第１の２次側巻線の端子あるいは前記巻線１Ｂ側の前記第１の２次側巻線の端子のいずれかと前記低電圧の入出力端子とを周期的に接続して、前記第１の１次側巻線に流れる電流の方向が前記駆動周期毎に入れ替わるようプッシュプル動作させ、また、前記第９及び第１０のスイッチ手段を前記駆動周期において周期的に制御し、前記巻線２Ａ側の第２の２次巻線の端子あるいは前記巻線２Ｂ側の第２の２次巻線の端子のいずれかと前記低電圧の入出力端子との接続を制御し、前記第２の１次側巻線に流れる電流の方向が、前記駆動周期毎に入れ替わりかつ前記第１の１次側巻線に流れる電流と同一方向となるようプッシュプル動作させ、
前記複合整流回路が前記第１の１次側巻線及び前記第２の１次側巻線に誘起される電圧の和の電圧を複合電圧とし、
前記複合整流回路から出力される前記複合電圧を平滑回路により平滑化して昇圧電圧として出力することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。 A second control circuit for controlling the seventh to tenth switch means;
A composite rectifier circuit connected to the first primary winding and the second primary winding; and
In step-up operation,
The second control circuit alternately turns on and off the seventh and eighth switch means in the driving cycle, thereby allowing the terminal of the first secondary winding on the winding 1A side or the winding to turn on. Any one of the terminals of the first secondary winding on the line 1B side and the low-voltage input / output terminal are periodically connected, and the direction of the current flowing through the first primary winding is Push-pull operation is performed so as to be switched every driving cycle, and the ninth and tenth switch means are periodically controlled in the driving cycle, and the terminal of the second secondary winding on the winding 2A side or the A connection between one of the terminals of the second secondary winding on the winding 2B side and the input / output terminal of the low voltage is controlled, and the direction of the current flowing through the second primary winding is determined by the driving cycle. The same current as the current flowing in the first primary winding is changed every time. And so as to push-pull operation,
The composite rectifier circuit uses a sum of voltages induced in the first primary winding and the second primary winding as a composite voltage,
3. The bidirectional DC / DC converter according to claim 1, wherein the composite voltage output from the composite rectifier circuit is smoothed by a smoothing circuit and output as a boosted voltage.
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