JP2010124433A - 高周波電力増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】十分な耐破壊性と、低出力時及び高出力時に渡る良好な高周波特性とを同時に実現させた高周波電力増幅器を提供する。
【解決手段】高周波信号は、容量Ｃ１〜Ｃｎを介してトランジスタＱ１〜Ｑｎのベースにそれぞれ入力され、増幅されてトランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタから出力される。各トランジスタＱ１〜Ｑｎのエミッタは、接地されている。バイアス回路Ｂ１から与えられるバイアス電流は、低出力時から高出力時に渡り抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎを介してトランジスタＱ１〜Ｑｎのベースにそれぞれ供給される。トランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタはインピーダンス回路Ｚを介してバイアス電圧入力端子ＤＣＩＮに接続され、高出力時に、コレクタからの高周波信号出力の一部をもとにインピーダンス回路Ｚにより直流オフセット電圧を発生させ、バイアス電流を更に増加させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、高周波信号の電力増幅に用いられる高周波電力増幅器に関するものである。

デジタル方式の携帯電話端末ではグローバルな使用が可能となるようにマルチモードのシステム（例えば、ＧＳＭ：Global System for Mobile Communications／ＵＭＴＳ：Universal Mobile Transmission Standard）が搭載されている。その携帯電話端末において高出力の電力増幅を行う電力増幅器は、通常２〜３個の高周波増幅用の化合物半導体トランジスタを多段接続した構成が用いられており、この中の化合物半導体トランジスタとして、単一正電源動作等の観点から、例えばＧａＡｓからなるヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）が主に用いられている。近年では、携帯電話端末の小型化の観点から、モードによらず使用可能な電力増幅器の共用化の検討が進んでいる。

電力増幅器は携帯電話端末においてその消費電力のおよそ１／２以上を占める部品であり、携帯電話端末の通話時間の拡大のためには低消費電力動作が不可欠となっている。

一般的に電力増幅器の出力電力は、ＧＳＭ方式ではおおよそ＋３４ｄＢｍ、ＵＭＴＳ方式ではおおよそ＋２７ｄＢｍから−５０ｄＢｍの広範囲にわたっており、特に出力電力が最大である＋３４ｄＢｍ（ＧＳＭ）や＋２７ｄＢｍ（ＵＭＴＳ）付近で最も消費電力が大きくなるため、この付近の消費電力を抑えることが必要となる。

出力電力が３００ｍＷ〜３Ｗ程度の携帯電話用増幅器の最終段用の増幅器としては、高周波特性及び高出力を確保するため、複数のトランジスタを並列接続させて、各トランジスタの出力を合成させる構成が用いられる。このような従来の高周波電力増幅器の構成例を、図１３に示す（特許文献１〜４参照）。

図１３に示す従来の高周波電力増幅器１００において、バイアス回路Ｂ１からバイアス電圧入力端子ＤＣＩＮに与えられる直流のバイアス電圧は、ｎを２以上の整数とするとき、それぞれの抵抗Ｒａ１０１〜Ｒａ１０ｎを介して各トランジスタＱ１０１〜Ｑ１０ｎのベースに供給される。また、高周波信号入力端子ＲＦＩＮに供給される高周波信号は、それぞれの容量Ｃ１０１〜Ｃ１０ｎを介して各トランジスタＱ１０１〜Ｑ１０ｎのベースに入力される。各トランジスタＱ１０１〜Ｑ１０ｎのコレクタは共通接続されて高周波信号出力端子ＲＦＯＵＴに結合され、各トランジスタＱ１０１〜Ｑ１０ｎのエミッタはそれぞれ接地されている（特許文献１，２，４参照）。

図１３のバイアス回路Ｂ１は、コレクタが電源ＶＤＣに接続されてエミッタフォロア動作をするトランジスタＱ０と、電源ＶＲＥＦに接続された温度補償回路Ｔ１とで構成される。このうち温度補償回路Ｔ１は、抵抗Ｒ０と、ダイオードＤ１及びＤ２とで構成される。（特許文献３参照）。

図１３のようにバイアス電圧と高周波信号とを別の経路でトランジスタＱ１０１〜Ｑ１０ｎのベースに入力する構成にするのは、以下の理由による。すなわち、トランジスタＱ１０１〜Ｑ１０ｎは、高出力動作をするとき、交流電流の電流密度が高くなるため発熱する。この発熱は、トランジスタＱ１０１〜Ｑ１０ｎ間の特性ばらつき等の要因により、全てのトランジスタＱ１０１〜Ｑ１０ｎにおいて均一ではない。このため、温度が高い特定のトランジスタは、動作時の多大な発熱量で熱暴走し、ベース電流の増大による素子破壊を引き起こす恐れがある。そこで、この熱暴走を抑制するため、トランジスタＱ１０１〜Ｑ１０ｎのベース電圧が上昇したら、バイアス回路Ｂ１から供給されるベースバイアス電流が少なくなるように、抵抗Ｒａ１０１〜Ｒａ１０ｎの値を大きくする。

一方で、ＵＭＴＳ方式では電力増幅器の出力電力における使用頻度を示す確率密度（ＰＤＦ：Probability Density Function）によれば、比較的低出力である＋１０ｄＢｍ付近をピークに＋５ｄＢｍから＋１５ｄＢｍの範囲でＰＤＦが最も高く、最大出力時に比べ消費電力はそれほど高くないものの、使用頻度が高いことからこの範囲でも電力消費を低くすることが重要となる。そのため携帯電話端末ではＤＣ−ＤＣコンバータを用いて電力増幅器のコレクタ電圧を１．０Ｖから３．３５Ｖの範囲で制御し、特に＋１５ｄＢｍ以下ではコレクタ電圧を１．０Ｖにして消費電力の低減を図っている。更に低出力付近でのコレクタ電流も電力増幅器の消費電力に大きく影響するため、バイアス回路Ｂ１の電流設定をできるだけ低く設定する必要がある。

図１３に示す従来の高周波電力増幅器１００は、上記構成に加えバイアス電圧入力端子ＤＣＩＮと高周波信号入力端子ＲＦＩＮとの間に容量ＣＺ１を挿入することで、高周波入力信号の増大に伴うゲインコンプレッションを抑制し、高周波電力増幅器１００の低歪み動作を可能としている。これによりバイアス回路Ｂ１の電流設定を低くしながら、高出力化の両立を行い、良好な高周波特性を実現している（特許文献２参照）。
米国特許第５６０８３５３号明細書 日本国特開２００３−３２４３２５号公報 日本国特開２００７−２８８７３６号公報 日本国特開２００３−２４３９４２号公報

上述した従来の高周波電力増幅器１００では、抵抗Ｒａ１０１〜Ｒａ１０ｎの値を大きくすることによって、トランジスタＱ１０１〜Ｑ１０ｎの熱暴走を抑え、かつ均一動作を実現させている。

しかしながら、低出力時の電力消費を抑えるためにバイアス回路Ｂ１の電流設定を低くしていることもあり、この抵抗Ｒａ１０１〜Ｒａ１０ｎの高抵抗化は、バイアス回路Ｂ１から供給されるベースバイアス電流の抑圧を促進させ、高出力時の電力利得低下の原因となるため、あまり大きな値をとることができない。すなわち、抵抗Ｒａ１０１〜Ｒａ１０ｎの値を大きくすることで改善されるトランジスタＱ１０１〜Ｑ１０ｎの均一動作の確保（耐破壊性の向上）と、抵抗Ｒａ１０１〜Ｒａ１０ｎの値を小さくすることで向上できるトランジスタＱ１０１〜Ｑ１０ｎの高出力時の高周波電力利得（高周波特性の向上）とは、トレードオフの関係があり、これらを両立させることは非常に困難であった。

一方で、バイアス回路Ｂ１の電流設定を高くすることで、抵抗Ｒａ１０１〜Ｒａ１０ｎの高抵抗化によるベースバイアス電流の抑圧を緩和することが可能となり、高出力時の電力利得低下をある程度まで抑制することができるが、十分な高出力時の高周波電力利得（高周波特性の向上）の改善までは困難である。更にこの場合、低出力時の消費電流の増大を招くことになる。すなわち、抵抗Ｒａ１０１〜Ｒａ１０ｎの高抵抗化において、バイアス回路Ｂ１の電流設定を高くすることで改善されるトランジスタＱ１０１〜Ｑ１０ｎの高出力時の高周波電力利得（高周波特性の向上）と、バイアス回路Ｂ１の電流設定を低くすることで向上できるトランジスタＱ１０１〜Ｑ１０ｎの低出力時の消費電力（高周波特性の向上）とは、トレードオフの関係があり、これらを同時に実現させることは非常に困難であるという課題もあった。

それ故に、本発明の目的は、十分な耐破壊性と、高出力時における良好な高周波特性及び低出力時における良好な高周波特性とを同時に実現させる高周波電力増幅器を提供することにある。

本発明は、高周波信号の電力増幅に用いられる高周波電力増幅器に向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の高周波電力増幅器は、並列接続されたエミッタ接地の複数のトランジスタと、一方端子に直流バイアス電圧が共通印加されかつ他方端子が前記複数のトランジスタのベースにそれぞれ接続された複数の第１抵抗と、一方電極に前記高周波信号が共通入力されかつ他方電極が前記複数のトランジスタのベースにそれぞれ接続された複数の第１容量と、一方電極に前記直流バイアス電圧が共通印加されかつ他方電極が前記複数のトランジスタのベースにそれぞれ接続された複数の第２の容量と、一方端子に前記直流バイアス電圧が共通印加されかつ他方端子が前記複数のトランジスタのコレクタにそれぞれ接続された少なくとも１つのインピーダンス回路とを備え、前記インピーダンス回路は、直流成分に対して導通である。前記複数のトランジスタのベースへの直流バイアス電圧は、低出力時には、例えばエミッタフォロアを出力構成に用いたバイアス回路から供給され、高出力時には、当該バイアス回路と前記インピーダンス回路とから供給される。

なお、前記インピーダンス回路は、例えばトランジスタのベース・コレクタ間をショートしたベース・エミッタ間ダイオードと抵抗との直列接続回路で構成される。

本発明によれば、複数のトランジスタが並列接続された構成の高周波電力増幅器において、１つ又は複数のインピーダンス回路を挿入することにより、十分な耐破壊性と、高出力時における良好な高周波特性及び低出力時における良好な高周波特性とを同時に実現させることができる。

《実施形態１》
図１は、本発明の実施形態１に係る高周波電力増幅器の回路構成を示す図である。図１に示す高周波電力増幅器１は、トランジスタＱ１〜Ｑｎと、容量Ｃ１〜Ｃｎと、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎと、容量Ｃａ１〜Ｃａｎと、インピーダンス回路Ｚとで構成される。インピーダンス回路Ｚは、直流成分に対して導通である。ここに、ｎは２以上の整数である。

高周波信号入力端子ＲＦＩＮに供給される高周波信号は、容量Ｃ１〜Ｃｎを介してトランジスタＱ１〜Ｑｎのベースにそれぞれ入力され、増幅されてトランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタから高周波信号出力端子ＲＦＯＵＴへ出力される。各トランジスタＱ１〜Ｑｎのエミッタは接地されている。バイアス回路Ｂ１からバイアス電圧入力端子ＤＣＩＮに与えられる直流のバイアス電圧は、高出力時から低出力時に渡り、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎを介してトランジスタＱ１〜Ｑｎのベースにそれぞれ供給される。

一方、トランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタは、インピーダンス回路Ｚを介してバイアス電圧入力端子ＤＣＩＮに接続されている。図１には、インピーダンス回路Ｚの構成例が更に示されている。図１のインピーダンス回路Ｚは、抵抗ＲＦＢと、トランジスタＱＦＢのベース・コレクタ間をショートしたベース・エミッタ間ダイオードとの直列接続回路で構成され、直流成分に対して導通である。これにより、トランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタから取り出される直流のバイアス電圧は、コレクタ電圧が低く設定される低出力時には遮断され、コレクタ電圧が高く設定される高出力時にはインピーダンス回路Ｚ及び抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎを介してトランジスタＱ１〜Ｑｎのベースにそれぞれ供給される。また、トランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタから取り出される高周波信号出力の一部は、インピーダンス回路Ｚ、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎ及び容量Ｃａ１〜Ｃａｎを介してトランジスタＱ１〜Ｑｎのベースにそれぞれ帰還される。

バイアス回路Ｂ１は、バイアス電圧を供給できる回路であればその構成は特に問わない。ただし、図１にはバイアス回路Ｂ１の好ましい構成が示されている。図１のバイアス回路Ｂ１は、コレクタが電源ＶＤＣに接続されてエミッタフォロア動作をするトランジスタＱ０と、電源ＶＲＥＦに接続された温度補償回路Ｔ１とで構成される。このうち温度補償回路Ｔ１は、抵抗Ｒ０と、ダイオードＤ１及びＤ２とで構成される。ダイオードＤ１及びＤ２としては、高周波電力増幅器１のトランジスタＱ１〜Ｑｎとバイアス回路Ｂ１のトランジスタＱ０とのベース・エミッタ間電圧和を補償するために、トランジスタのベース・コレクタ間をショートしたベース・エミッタ間ダイオードを用いるのがよい。

上記構成を持つ実施形態１に係る高周波電力増幅器１では、低出力での動作領域（＋１５ｄＢｍ以下）における直流バイアス電圧に関して、以下のように設定される。すなわち、トランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタ電圧は、低消費電力のために２．５Ｖより低く（例えば１．０Ｖ等に）設定される。バイアス回路Ｂ１からのバイアス電流は、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎの経路を通過し、トランジスタＱ１〜Ｑｎのベースに入力される。インピーダンス回路ＺでのトランジスタＱＦＢのベース・コレクタ間をショートしたベース・エミッタ間ダイオードはＯＦＦ状態（ＧａＡｓからなるＨＢＴがＯＮ状態となるベース・エミッタ間電圧は１．２Ｖ以上）であるので、インピーダンス回路Ｚからのバイアス電流は供給されない。一方、高周波信号入力端子ＲＦＩＮから入力される高周波信号は、容量Ｃ１〜Ｃｎを介しトランジスタＱ１〜Ｑｎのベースを通過し、電力増幅されトランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタから出力される。

高出力での動作領域（＋３４ｄＢｍ付近）では、直流バイアス電圧に関して、以下のように設定される。すなわち、トランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタ電圧は、高出力時に対応するため２．５Ｖより高く（例えば３．３５Ｖ等に）設定される。バイアス電圧入力端子ＤＣＩＮには、バイアス回路Ｂ１からのバイアス電流の供給に加えて、インピーダンス回路ＺでのトランジスタＱＦＢのベース・コレクタ間をショートしたベース・エミッタ間ダイオードがＯＮ状態（ＧａＡｓからなるＨＢＴがＯＮ状態となるベース・エミッタ間電圧は１．２Ｖ以上）となるので、インピーダンス回路Ｚからのバイアス電流が供給される。これらバイアス電流の和が、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎの経路を通過し、トランジスタＱ１〜Ｑｎのベースに入力される。一方、高周波信号入力端子ＲＦＩＮから入力される高周波信号は、容量Ｃ１〜Ｃｎを介しトランジスタＱ１〜Ｑｎのベースを通過し、電力増幅されトランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタから出力される。インピーダンス回路Ｚの挿入によって、トランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタからの高周波信号出力の一部は、抵抗ＲＦＢを介してトランジスタＱＦＢのベースへ入力され、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎ及び容量Ｃａ１〜Ｃａｎを介してトランジスタＱ１〜Ｑｎのベースへ帰還される。

インピーダンス回路Ｚへ帰還される高周波信号出力の電圧振幅は、トランジスタＱＦＢのベース・エミッタ間ダイオードの非線形性により、トランジスタＱＦＢのベース・エミッタ間ダイオードをオンするタイミング（負振幅）ではクリップされ、オフするタイミング（正振幅）ではクリップされない。このため、バイアス電圧入力端子ＤＣＩＮに、正極性の直流オフセット電圧が発生する。この直流オフセット電圧発生の効果は、トランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタから帰還される高周波信号出力が大きくなればなるほど顕著に現れる。

高周波信号入力端子ＲＦＩＮからの高周波信号は、容量Ｃ１〜Ｃｎを通過しトランジスタＱ１〜Ｑｎのベースに入力される。更にこの高周波信号の一部は、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎ、容量Ｃａ１〜Ｃａｎ及びバイアス電圧入力端子ＤＣＩＮを介して、バイアス回路Ｂ１及びインピーダンス回路Ｚへ入力されることになる。特に、容量Ｃａ１〜Ｃａｎを挿入したことで高周波信号を通過しやすくしている。

バイアス回路Ｂ１に入力される高周波信号入力端子ＲＦＩＮからの高周波信号の電圧振幅は、トランジスタＱ０のベース・エミッタ間ダイオードの非線形性により、トランジスタＱ０のベース・エミッタ間ダイオードをオンするタイミング（負振幅）ではクリップされ、オフするタイミング（正振幅）ではクリップされない。このため、バイアス電圧入力端子ＤＣＩＮに、正極性の直流オフセット電圧が発生する。この直流オフセット電圧発生の効果は、高周波信号入力端子ＲＦＩＮからの入力電力が大きくなればなるほど顕著に現れる。

更に、インピーダンス回路Ｚに入力される高周波信号入力端子ＲＦＩＮからの高周波信号の電圧振幅は、トランジスタＱＦＢのベース・エミッタ間ダイオードの非線形性により、トランジスタＱＦＢのベース・エミッタ間ダイオードをオンするタイミング（負振幅）ではクリップされ、オフするタイミング（正振幅）ではクリップされない。このため、バイアス電圧入力端子ＤＣＩＮに、正極性の直流オフセット電圧が発生する。インピーダンス回路Ｚには、トランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタから帰還される高周波信号出力による直流オフセット電圧と、高周波信号入力端子ＲＦＩＮからの高周波信号入力による直流オフセット電圧とがそれぞれ存在することになり、これらが重畳されることになる。

次に、図２〜図５を参照して、実施形態１に係る高周波電力増幅器１（図１）と従来の高周波電力増幅器１００（図１３）との効果の違いを説明する。ここで、実施形態１に係る高周波電力増幅器１は、抵抗ＲＦＢが１２０Ω、トランジスタＱＦＢが２個のトランジスタの並列接続、容量Ｃａ１〜Ｃａｎがそれぞれ０．６４ｐＦ、容量Ｃ１〜Ｃｎがそれぞれ０．１６ｐＦ、並列接続するトランジスタＱ１〜Ｑｎ、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎ、容量Ｃａ１〜Ｃａｎ及び容量Ｃ１〜Ｃｎの数を７８個（ｎ＝７８）とする。

図２は、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎをそれぞれ２０００Ωとした場合のトランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタ電圧ＶＣＣを可変した時のアイドルコレクタ電流ＩＣＣを示す図である。図２から判るように、従来の高周波電力増幅器１００では、バイアス回路Ｂ１からバイアス電流を供給し、コレクタ電圧ＶＣＣを０．５Ｖまで増加すると、８０ｍＡ程度とほぼ一定のコレクタ電流特性を示している。

一方、実施形態１に係る高周波電力増幅器１では、同様にバイアス回路Ｂ１からバイアス電流を供給し、コレクタ電圧ＶＣＣが０．５Ｖから２．５Ｖ程度になるまでの間、８０ｍＡ程度とほぼ一定のコレクタ電流特性を示す。コレクタ電圧ＶＣＣを２．５Ｖ程度より増加すると、バイアス回路Ｂ１からバイアス電流を供給するだけでなく、トランジスタＱＦＢによるダイオードのベース・エミッタ間の電位差が１．２Ｖより大きくなる（ＧａＡｓからなるＨＢＴがＯＮ状態となるベース・エミッタ間電圧は１．２Ｖ以上）のでトランジスタＱＦＢがＯＮ状態となり、トランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタから抵抗ＲＦＢとトランジスタＱＦＢを介してバイアス電流が供給される。そのためバイアス回路Ｂ１からのバイアス電流に、トランジスタＱＦＢによるダイオードの順方向電流によるバイアス電流が重畳され、コレクタ電流は急激に大きくなる特性を示している。

携帯電話端末では高周波電力増幅器のコレクタ電圧は１．０Ｖから３．３５Ｖの範囲で制御し、低出力時の消費電力の低減を図っているが、実施形態１に係る高周波電力増幅器１では、コレクタ電圧ＶＣＣを２．５Ｖ程度より下げて制御することで、従来の高周波電力増幅器１００と同様に低い消費電力を得ることが可能である。また高出力時には、コレクタ電圧ＶＣＣを２．５Ｖ程度より上げて制御することでトランジスタＱＦＢをＯＮ状態にし、直流バイアス電流を供給するのに加え、トランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタからの高周波信号出力の一部をトランジスタＱＦＢのベースへ入力し、直流オフセット電圧を発生させることが可能となる。

図３（Ａ）は、低出力時（＋１０ｄＢｍ付近）においてコレクタ電圧ＶＣＣを１．０Ｖとし、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎを可変した時の出力電力Ｐｏｕｔを示す図である。図３（Ｂ）は、同様に、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎを可変した時のコレクタ効率ηｃを示す図である。これらの図から判るように、従来の高周波電力増幅器１００では、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎを２０００Ωまで増加しても特性が大幅に劣化（出力電力Ｐｏｕｔで０．９ｄＢ以下、コレクタ効率ηｃで０．１％以下）しない。また、実施形態１に係る高周波電力増幅器１でも、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎを２０００Ωまで増加しても特性劣化（出力電力Ｐｏｕｔで１．４ｄＢ以下、コレクタ効率ηｃで０．１％以下）を抑えることが可能である。従来の高周波電力増幅器１００との特性差は、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎが２０００Ωにおいて、出力電力Ｐｏｕｔで０．３ｄＢ、コレクタ効率ηｃで０．４％とほとんど見られない。

この場合、従来の高周波電力増幅器１００と実施形態１に係る高周波電力増幅器１とのベースバイアス電流の供給は同じバイアス回路Ｂ１のみで行っている。つまり、実施形態１に係る高周波電力増幅器１でも、ＵＭＴＳ等で重要となる低出力時（＋１０ｄＢｍ付近）の消費電力を、従来の高周波電力増幅器１００と同等に低く保つことが可能である。

図４（Ａ）は、高出力時（＋３４ｄＢｍ付近）においてコレクタ電圧ＶＣＣを３．３５Ｖとし、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎを可変した時の出力電力Ｐｏｕｔを示す図である。図４（Ｂ）は、同様に、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎを可変した時のコレクタ効率ηｃを示す図である。これらの図から判るように、従来の高周波電力増幅器１００では、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎを２０００Ωまで増加すると特性が大幅に劣化（出力電力Ｐｏｕｔで１．７ｄＢ以上、コレクタ効率ηｃで９．４％以上）しているのに対し、実施形態１に係る高周波電力増幅器１では、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎが２０００Ω付近においても特性劣化（出力電力Ｐｏｕｔで０．６ｄＢ以下、コレクタ効率ηｃで３．０％以下）を大幅に抑えることが可能である。特に抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎの２０００Ω付近では、出力電力Ｐｏｕｔで約１．５ｄＢ、コレクタ効率ηｃで約６．４％と、従来の高周波電力増幅器１００に比べ特性改善が可能であることが示されている。

この場合、実施形態１に係る高周波電力増幅器１のベースバイアス電流の供給はバイアス回路Ｂ１に加え、トランジスタＱＦＢはＯＮ状態となり、ダイオードの順方向電流によるバイアス電流も加わり、図２からも判るように４４０ｍＡ程度とアイドルコレクタ電流ＩＣＣが高い設定になっている。このため、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎの高抵抗化によるベースバイアス電流の抑圧を緩和することが可能となる。

そして、トランジスタＱＦＢのベースにはトランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタから高周波信号出力の一部が抵抗ＲＦＢを介して入力し、直流オフセット電圧が発生することで、ベースバイアス電流を増大させている。また、バイアス回路Ｂ１に入力される高周波信号入力端子ＲＦＩＮからの高周波信号により、トランジスタＱ０に直流オフセット電圧が発生することで、ベースバイアス電流を増大させている。更に、インピーダンス回路Ｚに入力される高周波信号入力端子ＲＦＩＮからの高周波信号により、トランジスタＱＦＢに直流オフセット電圧が発生することで、ベースバイアス電流を増大させている。その結果、直流バイアス電流を高く設定した上で、インピーダンス回路Ｚ内とバイアス回路Ｂ１内とで同時に直流オフセット電圧を発生させる相乗効果により、大きなベースバイアス電流を発生させることが可能となり、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎを高く設定しても良好な高周波特性を実現できる。

つまり、実施形態１に係る高周波電力増幅器１のような高出力動作において大幅な特性改善が得られる理由は、出力電力に伴ってバイアス電圧入力端子ＤＣＩＮにおける電位上昇が、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎでの電圧降下を補償しているためである。更に注目すべきは、バイアス電圧入力端子ＤＣＩＮの電位上昇を、低出力時のバイアス回路Ｂ１の電流設定を高くすることなく、トランジスタＱ１〜Ｑｎの動作の均一性を改善するための抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎの値を大きくすることに利用できている点である。

図５は、高出力時（＋３４ｄＢｍ付近）においてコレクタ電圧ＶＣＣを３．３５Ｖ、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎを２０００Ωとした場合の、実施形態１に係る高周波電力増幅器１の周波数ｆに対する安定係数Ｋを示す図である。図５から判るように、従来の高周波電力増幅器１００では、０．９ＧＨｚ〜１．４ＧＨｚまで安定係数Ｋが１．１以下（Ｋ＜１で不安定領域）で推移しているのに対し、実施形態１に係る高周波電力増幅器１では、１．１ＧＨｚ付近で１．８と最小値をとり、より安定性を確保することが可能である。特に低周波から高周波の広帯域で安定係数Ｋを高めることが可能であることが示されている。

これは、トランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタから高周波信号出力の一部を抵抗ＲＦＢ、トランジスタＱＦＢを介し、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎ及び容量Ｃａ１〜Ｃａｎを通過して、トランジスタＱ１〜Ｑｎのベースに帰還させるフィードバックループを形成していることによる効果である。特に、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎを２０００Ωと大きくしていくと、これらの抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎを通過する信号は減衰してしまうが、容量Ｃａ１〜Ｃａｎを挿入していることで抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎの大きさへの依存が低減でき、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎの大きさに関わらず十分な安定係数Ｋを確保できる。

以上のように、本発明の実施形態１に係る高周波電力増幅器１によれば、インピーダンス回路Ｚ及び容量Ｃａ１〜Ｃａｎを挿入したことにより、十分な耐破壊性と、高出力時及び低出力時における良好な高周波特性とを同時に実現することができる。

なお、トランジスタＱ０，Ｑ１〜Ｑｎ，ＱＦＢには、化合物半導体（ＧａＡｓ、ＩｎＧａＰ）を用いたＨＢＴに限らず、Ｓｉ又はＳｉＧｅを用いた他のトランジスタを使用することも可能である。

また、実施形態１では、トランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタとバイアス電圧入力端子ＤＣＩＮとの間に接続するインピーダンス回路Ｚとして、抵抗ＲＦＢとトランジスタＱＦＢのベース・コレクタ間をショートしたベース・エミッタ間ダイオードとを直列接続した例を説明したが、図６の実施形態１ａに示すようにトランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタとバイアス電圧入力端子ＤＣＩＮとの間に接続するインピーダンス回路Ｚとして、抵抗ＲＦＢとトランジスタＱＦＢだけでなく直列にトランジスタＱＳＷと、抵抗ＲＳＷとを挿入した構成の高周波電力増幅器１ａでもよい。

図７は、図６の高周波電力増幅器１ａにおいて、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎをそれぞれ２０００Ωとした場合のトランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタ電圧ＶＣＣを可変した時のアイドルコレクタ電流ＩＣＣを示す図である。トランジスタＱＳＷが２個のトランジスタの並列接続、抵抗ＲＳＷが１０００Ω、電源ＶＳＷに２．６Ｖの印加が追加され、抵抗ＲＦＢが６０Ωに変更されている以外、図１の高周波電力増幅器１と同等の条件である。図７から判るように、実施形態１に係る高周波電力増幅器１では、コレクタ電圧ＶＣＣが２．５Ｖより高くなると急激にコレクタ電流が直線的に増加しているのに対し、実施形態１ａに係る高周波電力増幅器１ａでは、コレクタ電圧ＶＣＣが２．５Ｖより高くなるとコレクタ電流が１５０ｍＡ程度まで増加するが、３．０Ｖより高くなるとおおよそ一定のコレクタ電流特性を示している。これは、トランジスタＱＦＢのベース・コレクタ間をショートしたベース・エミッタ間ダイオードの順方向電流が、トランジスタＱＳＷのコレクタ電流特性により制限されるためであり、３．０Ｖ以上で電流の急激な増加を抑えることが可能である。

携帯電話端末の急激な環境変化や誤動作等により、電力増幅器のコレクタ電圧を制御するＤＣ−ＤＣコンバータから所望の電圧が得られず、例えば低出力時であるにもかかわらずコレクタ電圧３．３５Ｖが出力されたままだと、実施形態１に係る高周波電力増幅器１では、４００ｍＡのアイドルコレクタ電流が流れ不要な消費電力が発生することになる。ところが、実施形態１ａに係る高周波電力増幅器１ａでは、１５０ｍＡと比較的低いため、このような状況が発生しても、不要な電力消費を抑えることが可能となる。環境変化や誤動作への保護回路等を簡略化したい場合等に適している。

また、実施形態１では、トランジスタＱ１〜Ｑｎのベースとバイアス電圧入力端子ＤＣＩＮとの間に、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎと並列に容量Ｃａ１〜Ｃａｎをそれぞれ接続した例を説明したが、図８の実施形態１ｂに示すようにトランジスタＱ１〜Ｑｎのベースとバイアス電圧入力端子ＤＣＩＮとの間に、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎのみを挿入した構成の高周波電力増幅器１ｂでも、出力電力の設定が更に低い場合（例えば３１ｄＢｍ以下）には同様の効果を得ることができる。

また、実施形態１では、トランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタとバイアス電圧入力端子ＤＣＩＮとの間に接続するインピーダンス回路Ｚとして、抵抗ＲＦＢとトランジスタＱＦＢのベース・コレクタ間をショートしたベース・エミッタ間ダイオードとを直列接続した例を説明したが、図９の実施形態１ｃに示すようにトランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタとバイアス電圧入力端子ＤＣＩＮとの間に接続するインピーダンス回路Ｚとして、抵抗ＲＦＢのみを挿入した構成の高周波電力増幅器１ｃも、出力電力の設定が更に低い場合（例えば３１ｄＢｍ以下）には同様の効果を得ることができ、ベースバイアス電流をコレクタ電圧ＶＣＣに連動させて連続的に制御したい場合等に適している。

《実施形態２》
図１０は、本発明の実施形態２に係る高周波電力増幅器の回路構成を示す図である。図１０に示す高周波電力増幅器２は、トランジスタＱ１〜Ｑｎと、容量Ｃ１〜Ｃｎと、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎと、容量Ｃａ１〜Ｃａｎと、抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂｎと、インピーダンス回路Ｚとで構成される。図１０から判るように、実施形態２に係る高周波電力増幅器２は、実施形態１に係る高周波電力増幅器１に抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂｎを加えた構成である。

各抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂｎは、微小な抵抗値をとり、容量Ｃ１〜Ｃｎと抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎと容量Ｃａ１〜Ｃａｎとの接続点と、トランジスタＱ１〜Ｑｎのベースとの間に、それぞれ挿入される。よって、この抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂｎは、トランジスタＱ１〜Ｑｎのベースバラスト抵抗として機能する。

以上のように、本発明の実施形態２に係る高周波電力増幅器２によれば、トランジスタＱ１〜Ｑｎのベースに微小な抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂｎを挿入することにより、上記実施形態１による効果に加えて、更にトランジスタＱ１〜Ｑｎの安定化及び不要発振の抑制が実現可能となる。

《実施形態３》
図１１は、本発明の実施形態３に係る高周波電力増幅器の回路構成を示す図である。図１１に示す高周波電力増幅器３は、トランジスタＱ１〜Ｑｎと、容量Ｃ１〜Ｃｎと、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎと、容量Ｃａ１〜Ｃａｎと、抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃｎと、インピーダンス回路Ｚとで構成される。図１１から判るように、実施形態３に係る高周波電力増幅器３は、実施形態１に係る高周波電力増幅器１に抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃｎを加えた構成である。

各抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃｎは、微小な抵抗値をとり、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎと容量Ｃａ１〜ＣａｎとトランジスタＱ１〜Ｑｎのベースとの接続点と、容量Ｃ１〜Ｃｎとの間にそれぞれ挿入される。よって、この抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃｎは、トランジスタＱ１〜Ｑｎのベースバラスト抵抗として機能する。

以上のように、本発明の実施形態３に係る高周波電力増幅器３によれば、トランジスタＱ１〜Ｑｎのベースに微小な抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃｎを挿入することにより、上記実施形態１による効果に加えて、更にトランジスタＱ１〜Ｑｎの安定化及び不要発振の抑制が実現可能となる。

《実施形態４》
図１２は、本発明の実施形態４に係る高周波電力増幅器の回路構成を示す図である。図１２に示す高周波電力増幅器４は、トランジスタＱ１〜Ｑｎと、容量Ｃ１〜Ｃｎと、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎと、容量Ｃａ１〜Ｃａｎと、伝送線路ＴＬ１〜ＴＬｎと、インピーダンス回路Ｚとで構成される。図１２から判るように、実施形態４に係る高周波電力増幅器４は、実施形態１に係る高周波電力増幅器１に伝送線路ＴＬ１〜ＴＬｎを加えた構成である。

各伝送線路ＴＬ１〜ＴＬｎは、高周波信号入力端子ＲＦＩＮと、容量Ｃ１〜Ｃｎとの間に、それぞれ挿入される。この伝送線路ＴＬ１〜ＴＬｎは、高周波電力増幅器４の回路を半導体チップ上に実際にレイアウトした場合に、素子間の配線によって発生する抵抗成分である。この伝送線路ＴＬ１〜ＴＬｎによって、容量Ｃ１〜Ｃｎとの自己共振を生じさせ、高周波信号入力端子ＲＦＩＮとトランジスタＱ１〜Ｑｎのベースとの間のインピーダンスが小さくなる。よって、高周波信号が通り易くなるので、電力利得等の高周波特性の改善が可能になる。なお、伝送線路ＴＬ１〜ＴＬｎに代えて一般的な抵抗を用いても構わない。

以上のように、本発明の実施形態４に係る高周波電力増幅器４によれば、伝送線路ＴＬ１〜ＴＬｎを有効に活用することにより、高周波特性の更なる改善が可能である。また、同一の高周波特性で良ければ、容量Ｃ１〜Ｃｎの面積を小さくすることができ、チップサイズの小型化に貢献できる。

なお、図６に示したインピーダンス回路Ｚとして直列トランジスタＱＳＷと抵抗ＲＳＷとを挿入した構成や、図８に示したトランジスタＱ１〜Ｑｎのベースとバイアス電圧入力端子ＤＣＩＮとの間に抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎのみを挿入した構成や、図９に示したインピーダンス回路Ｚとして抵抗ＲＦＢのみを挿入した構成に、実施形態２〜４を応用することも勿論可能である。

また、上記各実施形態において、複数の抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎの各々に対応した複数のインピーダンス回路をトランジスタＱ１〜Ｑｎのコレクタとバイアス電圧入力端子ＤＣＩＮとの間にそれぞれ設けてもよい。

以上説明してきたとおり、本発明の高周波電力増幅器は、携帯電話等の無線通信機器に用いられる増幅器として利用可能であり、特に十分な耐破壊性と、高出力時及び低出力時に渡る良好な高周波特性とを同時に実現させたい場合等に適している。

本発明の実施形態１に係る高周波電力増幅器の回路構成を示す図である。 図１の高周波電力増幅器中の出力トランジスタのコレクタ電圧とアイドルコレクタ電流との関係を従来例の場合と比較して示す図である。 （Ａ）及び（Ｂ）は図１の高周波電力増幅器の低出力時の特性を従来例の場合と比較して示す図である。 （Ａ）及び（Ｂ）は図１の高周波電力増幅器の高出力時の特性を従来例の場合と比較して示す図である。 図１の高周波電力増幅器の周波数と安定係数との関係を従来例の場合と比較して示す図である。 本発明の実施形態１ａに係る高周波電力増幅器の回路構成を示す図である。 図６の高周波電力増幅器中の出力トランジスタのコレクタ電圧とアイドルコレクタ電流との関係を実施形態１及び従来例の場合と比較して示す図である。 本発明の実施形態１ｂに係る高周波電力増幅器の回路構成を示す図である。 本発明の実施形態１ｃに係る高周波電力増幅器の回路構成を示す図である。 本発明の実施形態２に係る高周波電力増幅器の回路構成を示す図である。 本発明の実施形態３に係る高周波電力増幅器の回路構成を示す図である。 本発明の実施形態４に係る高周波電力増幅器の回路構成を示す図である。 従来の高周波電力増幅器の回路構成例を示す図である。

符号の説明

１，１ａ，１ｂ，１ｃ，２，３，４，１００ 高周波電力増幅器
Ｂ１ バイアス回路
Ｃ１〜Ｃｎ，Ｃａ１〜Ｃａｎ，Ｃ１０１〜Ｃ１０ｎ，ＣＺ１ 容量
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
ＤＣＩＮ バイアス電圧入力端子
Ｑ０，ＱＦＢ，ＱＳＷ トランジスタ
Ｑ１〜Ｑｎ，Ｑ１０１〜Ｑ１０ｎ トランジスタ
Ｒ０，ＲＦＢ，ＲＳＷ 抵抗
Ｒａ１〜Ｒａｎ，Ｒｂ１〜Ｒｂｎ，Ｒｃ１〜Ｒｃｎ，Ｒａ１０１〜Ｒａ１０ｎ 抵抗
ＲＦＩＮ 高周波信号入力端子
ＲＦＯＵＴ 高周波信号出力端子
Ｔ１ 温度補償回路
ＴＬ１〜ＴＬｎ 伝送線路
ＶＤＣ，ＶＲＥＦ，ＶＳＷ 電源
Ｚ インピーダンス回路

Claims (13)

1. 高周波信号の電力増幅に用いられる高周波電力増幅器であって、
   並列接続されたエミッタ接地の複数のトランジスタと、
   一方端子に直流バイアス電圧が共通印加され、他方端子が前記複数のトランジスタのベースにそれぞれ接続された複数の第１抵抗と、
   一方電極に前記高周波信号が共通入力され、他方電極が前記複数のトランジスタのベースにそれぞれ接続された複数の第１容量と、
   一方電極に前記直流バイアス電圧が共通印加され、他方電極が前記複数のトランジスタのベースにそれぞれ接続された複数の第２容量と、
   一方端子に前記直流バイアス電圧が共通印加され、他方端子が前記複数のトランジスタのコレクタにそれぞれ接続された少なくとも１つのインピーダンス回路とを備え、
   前記インピーダンス回路は、直流成分に対して導通であることを特徴とする高周波電力増幅器。
2. 高周波信号の電力増幅に用いられる高周波電力増幅器であって、
   並列接続されたエミッタ接地の複数のトランジスタと、
   一方端子に直流バイアス電圧が共通印加され、他方端子が前記複数のトランジスタのベースにそれぞれ接続された複数の第１抵抗と、
   一方電極に前記高周波信号が共通入力され、他方電極が前記複数のトランジスタのベースにそれぞれ接続された複数の第１容量と、
   一方端子に前記直流バイアス電圧が共通印加され、他方端子が前記複数のトランジスタのコレクタにそれぞれ接続された少なくとも１つのインピーダンス回路とを備え、
   前記インピーダンス回路は、少なくとも１つのダイオードを有することを特徴とする高周波電力増幅器。
3. 請求項１に記載の高周波電力増幅器において、
   前記インピーダンス回路は、少なくとも１つのダイオードを有することを特徴とする高周波電力増幅器。
4. 請求項２又は３に記載の高周波電力増幅器において、
   前記ダイオードは、トランジスタのベース・コレクタ間をショートしたベース・エミッタ間ダイオードであることを特徴とする高周波電力増幅器。
5. 請求項１又は２に記載の高周波電力増幅器において、
   前記インピーダンス回路は、ダイオードと抵抗との直列接続回路を有することを特徴とする高周波電力増幅器。
6. 請求項１又は２に記載の高周波電力増幅器において、
   前記インピーダンス回路は、少なくとも１つの直列トランジスタを有することを特徴とする高周波電力増幅器。
7. 請求項１に記載の高周波電力増幅器において、
   前記インピーダンス回路は、少なくとも１つの直列抵抗を有することを特徴とする高周波電力増幅器。
8. 請求項１又は２に記載の高周波電力増幅器において、
   前記複数の第１抵抗の他方端子と前記複数の第１容量の他方電極との接続点と、前記複数のトランジスタのベースとの間にそれぞれ挿入された複数の第２抵抗を更に備えたことを特徴とする高周波電力増幅器。
9. 請求項１又は２に記載の高周波電力増幅器において、
   前記複数の第１抵抗の他方端子と前記複数のトランジスタのベースとの接続点と、前記複数の第１容量の他方電極との間にそれぞれ挿入された複数の第３抵抗を更に備えたことを特徴とする高周波電力増幅器。
10. 請求項１又は２に記載の高周波電力増幅器において、
    前記高周波信号が入力される端子と前記複数の第１容量の一方電極との間にそれぞれ挿入された複数の第４抵抗を更に備えたことを特徴とする高周波電力増幅器。
11. 請求項１０記載の高周波電力増幅器において、
    前記第４抵抗は伝送線路で形成されたことを特徴とする高周波電力増幅器。
12. 請求項１〜１１のいずれか１項に記載の高周波電力増幅器において、
    前記インピーダンス回路は、前記複数の第１抵抗に対応して複数設けられたことを特徴とする高周波電力増幅器。
13. 請求項１〜１２のいずれか１項に記載の高周波電力増幅器において、
    前記直流バイアス電圧は、少なくともエミッタフォロアを出力構成に用いたバイアス回路から供給されることを特徴とする高周波電力増幅器。

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