JP2010109560A

JP2010109560A - Receiver, semiconductor device, communication device and electronic device

Info

Publication number: JP2010109560A
Application number: JP2008278228A
Authority: JP
Inventors: Masato Koya; 真人幸谷
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2008-10-29
Filing date: 2008-10-29
Publication date: 2010-05-13

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a receiver, a semiconductor device, a communication device and an electronic device, for reducing current consumption when desired waves and interference waves are sufficiently small. <P>SOLUTION: The receiver is further provided with a variable bias current source 31, a minimum fixed bias current source 32, a maximum fixed bias current source 33 and a switch SW1 for supplying a mixer bias current Ibias1 to IQ quadrature mixers 2-Q and 2-I on the basis of voltage control signals V<SB>ctrl</SB>. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、受信機、半導体装置、通信装置、および電子機器に関して、受信環境に応じて適応的に消費電流を削減するものであり、特に受信信号が微弱である時に、受信品質を損なうことなく、消費電流を削減する技術に関する。 The present invention relates to a receiver, a semiconductor device, a communication device, and an electronic device, which adaptively reduces current consumption according to a reception environment, and particularly when a received signal is weak, without impairing reception quality. The present invention relates to a technology for reducing current consumption.

近年、携帯電話の利用者向けに、ワンセグ（日本）およびＤＶＢ−Ｈ（欧州）等の地上デジタル放送のサービスが急速に普及している。上述したようなチューナを携帯電話に搭載させることにより、携帯電話にて地上デジタル放送を受信し視聴することが可能となっている。従来、デジタル放送を受信して視聴するためには、ＲＦ（Radio Frequency：ラジオ周波数）信号で発信されているチャンネル信号をアンテナにて受信し、チューナにてＲＦ信号をダウンコンバートすることにより、ＢＢ（Baseband Frequency：ベースバンド帯周波数）信号に復元することが必要となっている。 In recent years, terrestrial digital broadcasting services such as One Seg (Japan) and DVB-H (Europe) are rapidly spreading for mobile phone users. By mounting a tuner as described above on a mobile phone, it is possible to receive and view digital terrestrial broadcasts on the mobile phone. Conventionally, in order to receive and watch digital broadcasting, a channel signal transmitted as an RF (Radio Frequency) signal is received by an antenna, and the RF signal is down-converted by a tuner, so that BB It is necessary to restore the signal to a (Baseband Frequency) signal.

図５は、従来の受信機１００の主な構成を示すブロック図である。可変利得増幅器（variable gain low noise amplifier：ＶＧＬＮＡ）１０１が受信信号１２０を増幅し、ミキサ１０２−Ｑ，１０２−Ｉ)がローカル周波数設定に応じて、所望の信号をダウンコンバートする。 FIG. 5 is a block diagram showing a main configuration of conventional receiver 100. A variable gain low noise amplifier (VGLNA) 101 amplifies the received signal 120, and mixers 102-Q and 102-I) downconvert the desired signal according to the local frequency setting.

その際、利得制御ループ１１０により、可変利得増幅器１０１の出力部１２１のレベルが一定になるように可変利得増幅器１０１の利得を制御する。入力信号が小さいときは、可変利得増幅器１０１は利得が最大に設定されており、仮に可変利得増幅器１０１の利得が２５ｄＢであり、入力信号が−６５ｄＢｍである場合、可変利得増幅器１０１の出力１２１では−４０ｄＢｍの増幅信号が得られる。 At that time, the gain of the variable gain amplifier 101 is controlled by the gain control loop 110 so that the level of the output unit 121 of the variable gain amplifier 101 becomes constant. When the input signal is small, the gain of the variable gain amplifier 101 is set to the maximum. If the gain of the variable gain amplifier 101 is 25 dB and the input signal is −65 dBm, the output 121 of the variable gain amplifier 101 is An amplified signal of −40 dBm is obtained.

電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）１０６より出力された局部発振信号は分周器１０７により分周され、０度および９０度の２つの直交信号に分配され、ＩＱ直交ミキサ１０２−Ｑ，１０２−Ｉに入力される。ＩＱ直交ミキサ１０２−Ｑ，１０２−Ｉにおいては、各直交信号が、可変利得増幅器１０１の出力部１２１から出力される信号と混合される。その結果、Ｑチャネル出力１２２からＱ信号が出力され、Ｉチャネル出力１２３からＩ信号が出力される。なお、一定バイアス電流源１３３は、一定バイアス電流Ｉ_ｒｅｆ０を出力する。 A local oscillation signal output from a voltage controlled oscillator (VCO) 106 is divided by a frequency divider 107 and distributed to two orthogonal signals of 0 degree and 90 degrees, and IQ orthogonal mixers 102-Q, 102 are divided. -I is input. In the IQ quadrature mixers 102 -Q and 102 -I, each quadrature signal is mixed with a signal output from the output unit 121 of the variable gain amplifier 101. As a result, a Q signal is output from the Q channel output 122 and an I signal is output from the I channel output 123. The constant bias current source 133 outputs a constant bias current _Iref0 .

一方、ＴＶチューナＬＳＩの電流適応制御を採用する際には、各ブロックにおける電流変化に対する諸性能の変化を回路レベルで正確に把握する必要がある。受信機において電流適応制御で最大の効果を発揮するのはミキサである。一般的にミキサは、強入力妨害時の線形性の要求が最も厳しいブロックであり、チューナ・トータルに占める電流消費率が高い。しかし、妨害波が存在しない時のミキサ電流は過剰設定であると言える。 On the other hand, when adopting the current adaptive control of the TV tuner LSI, it is necessary to accurately grasp changes in performance with respect to current changes in each block at the circuit level. It is the mixer that exerts the maximum effect on the current adaptive control in the receiver. In general, a mixer is a block having the strictest requirements for linearity when a strong input is disturbed, and has a high current consumption ratio in the total tuner. However, it can be said that the mixer current is excessively set when there is no interfering wave.

図６（ａ）〜図６（ｄ）に、代表的な受信環境の例を示す。図６（ａ）は所望波のみが存在する時の受信環境である。図６（ｂ）は強入力の所望波が存在する時の受信環境、即ち隣接するキャリア間の３次歪を無視できない時の受信環境である。図６（ｃ）は所望波と隣接する弱い妨害波が存在する時の受信環境であり、妨害波による３次歪を無視できる時の受信環境である。図６（ｄ）は所望波と隣接する強い妨害波が存在する時の受信環境であり、妨害波による３次歪を無視できない時の受信環境である。 FIG. 6A to FIG. 6D show examples of typical reception environments. FIG. 6A shows a reception environment when only a desired wave exists. FIG. 6B shows a reception environment when a strong input desired wave exists, that is, a reception environment when third-order distortion between adjacent carriers cannot be ignored. FIG. 6C shows a reception environment when a weak interference wave adjacent to the desired wave exists, and a reception environment when the third-order distortion due to the interference wave can be ignored. FIG. 6D shows a reception environment when there is a strong interference wave adjacent to the desired wave, and a reception environment when the third-order distortion due to the interference wave cannot be ignored.

一般的に、ＴＶチューナのノイズＦ_{ｔｕｎｅｒ}は、以下に示す（１）式のように表すことができる。ここで、Ｆ_ＬＮＡおよびＦ_{ＭＩＸＥＲ}は、それぞれＬＮＡ（low noise amplifier）およびミキサの雑音指数（noise factor：ＮＦ）を示し、Ｇ_ＬＮＡおよびＧ_{Ｍｉｘｅｒ}は、それぞれＬＮＡおよびミキサの利得を表す。雑音指数ＮＦとは、ＮＦ(ｄＢ)＝１０＊ｌｏｇ(Ｆ_{ｔｕｎｅｒ})の関係がある。特に、初段のＬＮＡの利得の劣化とミキサの利得の劣化とにより雑音指数ＮＦの劣化が起こり、受信品質(Carrier to noise ratio: C/N)の劣化を招く。 Generally, noise _{F tuner} of the TV tuner may be expressed as the following equation (1). Here, F _LNA and F _MIXER represent a low noise amplifier (LNA) and a noise factor (NF) of the mixer, respectively, and G _LNA and G _Mixer represent a gain of the LNA and the mixer, respectively. The noise figure NF has a relationship of NF (dB) = 10 * log (F _tuner ). In particular, the noise figure NF is deteriorated due to the deterioration of the gain of the first-stage LNA and the gain of the mixer, leading to deterioration of reception quality (Carrier to noise ratio: C / N).

一方、ＴＶチューナの３次歪に関する線形性性能ＩＩＰ３_{ｔｕｎｅｒ}は、以下に示す（２）式のように表すことができる。特にミキサに対するＩＩＰ３性能ＩＩＰ３_{Ｍｉｘｅｒ}は、ＴＶチューナの線形性性能をほぼ決めてしまう。 On the other hand, the linearity performance _{IIP3 tuner} regarding the third-order distortion of the TV tuner may be expressed as follows in equation (2). Particularly IIP3 performance _{IIP3 Mixer} for mixer, thus substantially determine the linearity performance of the TV tuner.

しかし、上述のように、妨害波が存在しないときは、ミキサの電流設定は過剰である。
以下に示す（３）式により、ＴＶチューナとして必要な線形性を求めることができる。ここで、Ｐ_Ｕは妨害波のレベルであり、ＧａｉｎはＴＶチューナの利得であり、ＩＭ３は３次相互変調歪成分である。 However, as described above, when there is no interfering wave, the mixer current setting is excessive.
The linearity necessary for the TV tuner can be obtained by the following equation (3). Here, _{P U} is the level of the interference waves, Gain is the gain of the TV tuner, IM3 is third-order intermodulation distortion component.

３次歪成分の大きさは、所望波のレベルと受信時の変調方式に応じた受信品質Ｃ／Ｎを用いて以下に示す（４）式のように規定することができる。
ＩＭ３＝Ｐ_Ｄ＋Ｇ_{ｔｕｎｅｒ}−Ｃ／Ｎ（４）
また、ミキサに必要な線形性は、（２）式を変形し、以下に示す（５）式のように求めることができる。図７のグラフでは、黒塗りの四角ドットにより、妨害波の入力レベルに応じた必要なミキサＩＩＰ３性能を示す。妨害波が小さくなるほど、理論上必要なＩＩＰ３性能が緩和することが分かる。 The magnitude of the third-order distortion component can be defined as the following equation (4) using the reception quality C / N corresponding to the desired wave level and the modulation method at the time of reception.
IM3 = P _D + G _tuner −C / N (4)
Further, the linearity required for the mixer can be obtained as shown in the following equation (5) by modifying equation (2). In the graph of FIG. 7, the required mixer IIP3 performance corresponding to the input level of the disturbing wave is shown by black square dots. It can be seen that the smaller the jamming wave, the less theoretically required IIP3 performance.

図８（ａ）の回路図に示される、負帰還抵抗Ｒ_ｄｅｇを用いたバイポーラ差動対を有する従来の増幅器の線形性は、以下に示す（６）式のように表現できる。ここで、Ｒ_ｄｅｇは負帰還抵抗であり、Ｉ_ＳＳは片側電流源であり、ＶＴは熱電位である。またここではＶＴ＝２６ｍＶである。 The linearity of a conventional amplifier having a bipolar differential pair using a negative feedback resistor R _deg shown in the circuit diagram of FIG. 8A can be expressed as the following equation (6). _{Here, R deg} is negative feedback _{resistor, I SS} is one current source, VT is the thermal potential. Here, VT = 26 mV.

よって、図８（ａ）の増幅器に必要な電流は、以下に示す（７）式のように表すことができる。図８（ａ）の増幅器では、電流Ｉ_ＳＳを流す電流源を２つ用いているため、図８（ａ）の増幅器全体で消費する電流は、２×Ｉ_ＳＳとなる。 Therefore, the current required for the amplifier of FIG. 8A can be expressed as the following equation (7). Since the amplifier of FIG. 8A uses two current sources for passing the current I _SS , the current consumed by the entire amplifier of FIG. 8A is 2 × I _SS .

バイポーラ型ミキサの線形性は、ｇｍ段でほぼ決まるため、上記（７）式で算出した線形性をミキサ線形性として近似することができる。 Since the linearity of the bipolar mixer is almost determined by the gm stage, the linearity calculated by the above equation (7) can be approximated as the mixer linearity.

また、図７のグラフでは、白抜きのダイヤモンド・ドットにより、妨害波の入力レベルに応じた必要なミキサ消費電流を示す。妨害波が小さくなるほど、理論上必要な消費電流が緩和することが分かる。 In the graph of FIG. 7, the necessary mixer current consumption corresponding to the input level of the disturbing wave is shown by white diamond dots. It can be seen that the theoretically required current consumption is reduced as the interference wave becomes smaller.

一方、従来提案された電流制御技術として、受信信号レベルが大きいときに消費電流を削減する技術に関しては、様々な手法が提案されている。 On the other hand, as a conventionally proposed current control technique, various techniques have been proposed for a technique for reducing current consumption when the received signal level is high.

例えば、特許文献１では、〔００１０〕段落に「受信電界強度検知信号レベルと基準電圧とを比較して、受信信号レベルが大きいときには混合器の電流を小さくし、逆に、受信信号のレベルが小さいときには混合器の電流を大きくすることにより、電池の消耗を防止することができる。」と記載されている。 For example, in Patent Document 1, the paragraph [0010] states that “the received electric field strength detection signal level is compared with the reference voltage, and when the received signal level is large, the current of the mixer is reduced. When it is small, the consumption of the battery can be prevented by increasing the current of the mixer. "

また、特許文献２では、〔００２４〕段落第８行〜第１３行に「復調信号のレベルが所定の閾値よりも小さいときには、監視及び制御回路１９は、ハイレベルの制御信号を出力して、電流源２０，２１がそれぞれ最大電流を混合器１４、ＬＮＡ１２に供給するように制御する。一方、復調信号のレベルが所定の閾値よりも大きいときには、監視及び制御回路１９は、ローレベルの制御信号を電流源２０，２１に出力して、電流源２０，２１がそれぞれ少ない電流を混合器１４、ＬＮＡ１２に供給するように制御する。」と記載されている。 Further, in Patent Document 2, in paragraphs 8 to 13 of [0024], when the level of the demodulated signal is smaller than a predetermined threshold, the monitoring and control circuit 19 outputs a high level control signal, The current sources 20 and 21 are controlled to supply the maximum current to the mixer 14 and the LNA 12. On the other hand, when the level of the demodulated signal is larger than a predetermined threshold, the monitoring and control circuit 19 controls the low level control signal. Is output to the current sources 20 and 21, and the current sources 20 and 21 are controlled so as to supply a small amount of current to the mixer 14 and the LNA 12, respectively.

上記の２つの特許文献１，２に開示されている電流制御手法において、共通している点は以下の２点である。第１の共通点は、受信信号が小さいときは、ミキサに最大電流を供給する点である。第２の共通点は、入力レベル検波手段は、ダウンコンバートされた後の信号に対して設けられている点である。 In the current control methods disclosed in the above two Patent Documents 1 and 2, the following two points are common. The first common point is that the maximum current is supplied to the mixer when the received signal is small. The second common point is that the input level detection means is provided for the signal after down-conversion.

さらに、供給するバイアス電流に利得が依存しないクロスカプルドｇｍ段を持つ増幅器およびミキサが、特許文献３，４に提案されている。図８（ｂ）では、従来のクロスカプルド増幅器の回路図を、図８（ａ）の負帰還抵抗を用いたシンプルな増幅器の回路図と共に図示している。 Further, Patent Documents 3 and 4 propose an amplifier and a mixer having a cross-coupled gm stage whose gain does not depend on a bias current to be supplied. FIG. 8B shows a circuit diagram of a conventional cross-coupled amplifier together with a simple amplifier circuit diagram using the negative feedback resistor of FIG. 8A.

また、図９は、図８（ａ），（ｂ）の２つの増幅器における利得のバイアス電流依存特性を示すグラフである。グラフの凡例にＲｄｅｇと記載したドットは、図８（ａ）の負帰還抵抗Ｒ_ｄｅｇを用いたバイポーラ差動対を有する増幅器の利得を示す。同様に、グラフの凡例にＣｒｏｓｓと記載したドットは、図８（ｂ）のクロスカプルド増幅器の利得を示す。 FIG. 9 is a graph showing the bias current dependence characteristics of the gain in the two amplifiers of FIGS. 8 (a) and 8 (b). A dot written as Rdeg in the legend of the graph indicates a gain of an amplifier having a bipolar differential pair using the negative feedback resistor R _deg of FIG. Similarly, the dot described as “Cross” in the legend of the graph indicates the gain of the cross-coupled amplifier of FIG.

図９のグラフより、図８（ｂ）のクロスカプルド増幅器の利得がバイアス電流に依存しないことが分かる。また、従来のクロスカプルド・ミキサの構成は、後述する図３において符号４０が付された破線の枠内に示されている。
特開平５−１７５８７３公報（平成５年７月１３日公開）特開平１１−８５６４号公報（平成１１年１月１２日公開）特開２００６−２９５３８１号公報（２００６年１０月２６日公開）特開２００６−１２９４１６号公報（２００６年５月１８日公開） From the graph of FIG. 9, it can be seen that the gain of the cross-coupled amplifier of FIG. 8B does not depend on the bias current. The configuration of a conventional cross-coupled mixer is shown in a broken-line frame denoted by reference numeral 40 in FIG.
JP-A-5-175873 (published July 13, 1993) JP 11-8564 A (published on January 12, 1999) Japanese Patent Laying-Open No. 2006-29581 (released on October 26, 2006) JP 2006-129416 A (published May 18, 2006)

特許文献１，２に関する課題として、受信信号が小さいときに、ミキサに供給するバイアス電流を削減する提案が無いことにある。通常のミキサ等の回路では、電流を削減することにより、利得が低下し、後段回路のノイズを十分に打ち消すことができず、システムのＮＦ性能を劣化させ受信品質の劣化を招くからである。供給するバイアス電流に応じて、回路の利得が変化しない電流制御技術が鍵となる。 As a problem related to Patent Documents 1 and 2, there is no proposal to reduce the bias current supplied to the mixer when the received signal is small. This is because, in a circuit such as a normal mixer, the gain is reduced by reducing the current, and the noise of the subsequent circuit cannot be sufficiently canceled, so that the NF performance of the system is deteriorated and the reception quality is deteriorated. The key is a current control technique in which the gain of the circuit does not change depending on the bias current supplied.

一方、電流制御のための入力レベル検波は、ダウンコンバートされる前の信号対して行うことが望ましい。何故ならダウンコンバート前に可変利得増幅器等があるシステムの場合、ミキサ以降の信号では可変利得増幅器の利得設定により入力信号強度を正しく検知できない等の問題があるためである。 On the other hand, it is desirable to perform input level detection for current control on a signal before being down-converted. This is because in the case of a system having a variable gain amplifier or the like before down-conversion, there is a problem that the signal after the mixer cannot detect the input signal intensity correctly due to the gain setting of the variable gain amplifier.

従来のクロスカプルド・ミキサの、バイアス電流とＩＩＰ３との関係を図１０のグラフに示す。また、従来のクロスカプルド・ミキサの、バイアス電流と雑音指数ＮＦとの関係を図１１のグラフに示す。 The relationship between the bias current and IIP3 of the conventional cross-coupled mixer is shown in the graph of FIG. Further, the graph of FIG. 11 shows the relationship between the bias current and the noise figure NF of the conventional cross-coupled mixer.

図１０より、ＩＩＰ３はミキサのバイアス電流に強く依存する。また、図１０より、バイアス電流とＩＩＰ３との間の特性は、前述の（７）式で近似した電流依存ＩＩＰ３特性とほぼ等しい。 From FIG. 10, IIP3 strongly depends on the bias current of the mixer. Further, from FIG. 10, the characteristic between the bias current and IIP3 is substantially equal to the current-dependent IIP3 characteristic approximated by the above-described equation (7).

図１１より、クロスカプルド・ミキサの場合、ミキサのバイアス電流を削減すると入力換算ノイズを低減出来る結果、雑音指数ＮＦを改善できることが分かる。これは、ｇｍ段の利得を一定に保ったまま、ＮＦ特性で支配的なＩＱＳＷ段の電流を削減できるためである。よって、クロスカプルド・ミキサを用いたシステムでは、妨害波と所望波を含めた入力信号が微弱な時に積極的に電流を削減することで、受信品質の向上と消費電力の削減を同時に達成できる可能性がある。 As can be seen from FIG. 11, in the case of a cross-coupled mixer, the noise figure NF can be improved as a result of reducing the input conversion noise by reducing the bias current of the mixer. This is because the current of the IQ SW stage, which is dominant in the NF characteristics, can be reduced while keeping the gain of the gm stage constant. Therefore, in a system using a cross-coupled mixer, it is possible to simultaneously improve reception quality and reduce power consumption by actively reducing the current when the input signal including the jamming wave and desired wave is weak. There is.

本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、所望波と妨害波が十分に小さいときの消費電流を低減出来る、受信機、半導体装置、通信装置、および電子機器を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above-described conventional problems, and an object thereof is a receiver, a semiconductor device, a communication device, and an electronic device capable of reducing current consumption when a desired wave and an interference wave are sufficiently small. To provide equipment.

本発明の受信機は、上記課題を解決するために、入力信号を増幅する低雑音可変利得増幅器と、ローカル信号に基づいて周波数変換を行うミキサと、上記低雑音可変利得増幅器の出力端の信号強度を検出して上記低雑音可変利得増幅器の利得を制御する第１の検波手段と、上記低雑音可変利得増幅器の出力端の信号強度を検出し、上記ミキサに供給するミキサバイアス電流の値を制御するための制御信号を出力する第２の検波手段とを備える受信機において、上記制御信号に基づいて、上記ミキサバイアス電流を上記ミキサに供給するミキサバイアス電流供給手段をさらに備えることを特徴とする。 In order to solve the above problems, a receiver of the present invention includes a low noise variable gain amplifier that amplifies an input signal, a mixer that performs frequency conversion based on a local signal, and a signal at the output end of the low noise variable gain amplifier. First detection means for detecting the intensity and controlling the gain of the low noise variable gain amplifier, and detecting the signal intensity at the output terminal of the low noise variable gain amplifier, and determining the value of the mixer bias current supplied to the mixer And a second detection means for outputting a control signal for control, the receiver further comprising a mixer bias current supply means for supplying the mixer bias current to the mixer based on the control signal. To do.

上記発明によれば、上記入力信号が微弱であり、かつ上記低雑音可変利得増幅器の利得が最大である時は、上記第２の検波手段が上記ミキサバイアス電流供給手段に上記制御信号を出力し、上記ミキサバイアス電流供給手段が上記ミキサに供給する上記ミキサバイアス電流の値を小さくする。 According to the invention, when the input signal is weak and the gain of the low noise variable gain amplifier is maximum, the second detection means outputs the control signal to the mixer bias current supply means. The mixer bias current supply means reduces the value of the mixer bias current supplied to the mixer.

従って、上記入力信号に含まれる、所望波および妨害波が十分に小さいときの消費電流を低減された受信機を実現できる。 Therefore, it is possible to realize a receiver with reduced current consumption when the desired wave and the disturbing wave included in the input signal are sufficiently small.

また、簡単な構成で受信品質を劣化させることなく受信機の消費電力を低減することができ、特に携帯電話用バッテリー駆動時間を改善することが可能になる。 Further, the power consumption of the receiver can be reduced without degrading the reception quality with a simple configuration, and in particular, the battery driving time for mobile phones can be improved.

また、本発明の受信機は、上記課題を解決するために、入力信号を増幅する低雑音可変利得増幅器と、ローカル信号に基づいて周波数変換を行うミキサと、該ミキサの出力に接続されるバッファと、上記低雑音可変利得増幅器の出力端の信号強度を検出して上記低雑音可変利得増幅器の利得を制御する第１の検波手段と、上記低雑音可変利得増幅器の出力端の信号強度を検出し、上記ミキサに供給するミキサバイアス電流の値と、上記バッファに供給するバッファバイアス電流の値とを制御するための制御信号を出力する第２の検波手段とを備える受信機において、上記制御信号に基づいて、上記ミキサバイアス電流を上記ミキサに供給するミキサバイアス電流供給手段と、上記制御信号に基づいて、上記バッファバイアス電流を上記バッファに供給するバッファバイアス電流供給手段とをさらに備えることを特徴とする。 In order to solve the above problems, the receiver of the present invention includes a low-noise variable gain amplifier that amplifies an input signal, a mixer that performs frequency conversion based on a local signal, and a buffer connected to the output of the mixer. A first detector for detecting the signal strength at the output end of the low noise variable gain amplifier to control the gain of the low noise variable gain amplifier; and detecting the signal strength at the output end of the low noise variable gain amplifier. And a second detection means for outputting a control signal for controlling the value of the mixer bias current supplied to the mixer and the value of the buffer bias current supplied to the buffer. Mixer bias current supply means for supplying the mixer bias current to the mixer based on the control signal and the buffer bias current based on the control signal. And further comprising a buffer bias current supply means for supplying.

上記発明によれば、上記入力信号が微弱であり、かつ上記低雑音可変利得増幅器の利得が最大である時は、上記第２の検波手段が上記ミキサバイアス電流供給手段に上記制御信号を出力し、上記ミキサバイアス電流供給手段が上記ミキサに供給する上記ミキサバイアス電流の値を小さくする。また、上記第２の検波手段が上記バッファバイアス電流供給手段に上記制御信号を出力し、上記バッファバイアス電流供給手段が上記バッファに供給する上記バッファバイアス電流の値を小さくする。 According to the invention, when the input signal is weak and the gain of the low noise variable gain amplifier is maximum, the second detection means outputs the control signal to the mixer bias current supply means. The mixer bias current supply means reduces the value of the mixer bias current supplied to the mixer. The second detection means outputs the control signal to the buffer bias current supply means, and the buffer bias current supply means decreases the value of the buffer bias current supplied to the buffer.

上記何れかの受信機では、上記第２の検波手段は、入力に前置増幅器を備えてもよい。 In any one of the above receivers, the second detection means may include a preamplifier at an input.

上記前置増幅器を備えることにより、上記第２の検波手段は微弱な入力信号を検出することが可能となる。よって、比較的大きな入力信号強度で反応する上記第１の検波手段が行う制御により、上記低雑音可変利得増幅器の利得が必ず最大であることを保証しつつ、かつ上記第２の検波手段が出力する上記制御信号により、歪の寄与が全く無い微弱な入力信号を識別したバイアス電流制御を行うことが可能となる。 By providing the preamplifier, the second detection means can detect a weak input signal. Therefore, the control performed by the first detection means that reacts with a relatively large input signal strength ensures that the gain of the low-noise variable gain amplifier is always maximized, and the second detection means outputs With the control signal, it is possible to perform bias current control that identifies a weak input signal that has no contribution of distortion.

上記何れかの受信機では、上記ミキサバイアス電流供給手段は、第１の電流源、第２の電流源および第３の電流源を有し、上記ミキサバイアス電流は、上記第１の電流源から出力される可変バイアス電流と、上記第２の電流源から出力される最小一定バイアス電流との和、または上記第３の電流源から出力される最大一定バイアス電流であり、上記ミキサバイアス電流を上記和のバイアス電流とするか、上記ミキサバイアス電流を上記最大一定バイアス電流とするかを切り替える制御手段をさらに備えてもよい。 In any one of the receivers, the mixer bias current supply means includes a first current source, a second current source, and a third current source, and the mixer bias current is derived from the first current source. A sum of a variable bias current output and a minimum constant bias current output from the second current source, or a maximum constant bias current output from the third current source, and the mixer bias current is Control means for switching between a sum bias current and the mixer bias current as the maximum constant bias current may be further provided.

これにより、上記受信機は、上記ミキサバイアス電流を上記和のバイアス電流とする可変電流制御モードと、上記ミキサバイアス電流を上記最大一定バイアス電流とする一定電流モードとを切り替えることが可能となる。 Accordingly, the receiver can switch between a variable current control mode in which the mixer bias current is the sum bias current and a constant current mode in which the mixer bias current is the maximum constant bias current.

また、上記可変電流制御モードにおいて、上記可変バイアス電流を０とした時の、プロセス、電源電圧、温度等のばらつきを考慮した上記最小一定バイアス電流を供給する時の、上記受信機の動作を保証することが出来る。 In the variable current control mode, the operation of the receiver is guaranteed when the minimum constant bias current is supplied in consideration of variations in process, power supply voltage, temperature, etc. when the variable bias current is zero. I can do it.

さらに、上記可変バイアス電流を最大とする時は、上記和のバイアス電流として上記最大一定バイアス電流と等しい電流を供給出来るため、上記受信機の妨害耐性が良い高線形動作を実現する。 Further, when the variable bias current is maximized, a current equal to the maximum constant bias current can be supplied as the sum bias current, so that a highly linear operation with good interference resistance of the receiver is realized.

さらに、実環境に応じた電流制御実施の有無による消費電流削減量効果の確認等の動作検証を行うことができる。 Furthermore, it is possible to perform operation verification such as confirmation of the current consumption reduction effect by the presence or absence of current control according to the actual environment.

上記受信機では、上記第１の電流源は、差動対を成す、第１の入力トランジスタおよび第２の入力トランジスタと、上記第１の入力トランジスタのソースと上記第２の入力トランジスタのソースとの間に負帰還抵抗を備えてもよい。 In the receiver, the first current source includes a first input transistor and a second input transistor forming a differential pair, a source of the first input transistor, and a source of the second input transistor. A negative feedback resistor may be provided between the two.

上記負帰還抵抗により、上記差動対の電圧−電流変換可能範囲が拡大する。また、上記第２の検波手段から得られる、上記入力信号の強度に依存した上記制御信号に応じて、線形に電流を変化させることができる。 Due to the negative feedback resistor, the voltage-current convertible range of the differential pair is expanded. Further, the current can be linearly changed in accordance with the control signal obtained from the second detection means and depending on the intensity of the input signal.

上記受信機では、上記第１の電流源は、ダイオード接続した第１のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタと、ダイオード接続した第２のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタと、該第２のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタとカレントミラーを形成し、上記可変バイアス電流を出力する第３のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタとを備え、上記第１のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタのドレインは、上記第１の入力トランジスタのドレインと接続され、上記第２のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタのドレインは、上記第２の入力トランジスタのドレインと接続され、上記第２のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタの全チャネル幅と、上記第３のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタの全チャネル幅との比をα：βとし、αは１以上の整数であり、
βは２以上の整数であってもよい。 In the receiver, the first current source includes a diode-connected first P-channel metal oxide semiconductor transistor, a diode-connected second P-channel metal oxide semiconductor transistor, and the second P-channel metal oxide transistor. And a third P-channel metal oxide semiconductor transistor that forms a current mirror with the oxide film semiconductor transistor and outputs the variable bias current. The drain of the first P-channel metal oxide semiconductor transistor is the first P-channel metal oxide semiconductor transistor. And the drain of the second P-channel metal oxide semiconductor transistor is connected to the drain of the second input transistor, and is connected to the drain of the second P-channel metal oxide semiconductor transistor. The width of the third P-channel metal oxide semiconductor transistor The ratio of the Le Width alpha: a beta, alpha is an integer of 1 or more,
β may be an integer of 2 or more.

これにより、上記差動対により電圧−電流変換された後に出力される上記可変バイアス電流を、上記カレントミラーの上記比に応じて増幅することができ、上記第１の電流源自体で消費する動作電流を最小限に抑えることができる。 Accordingly, the variable bias current output after voltage-current conversion by the differential pair can be amplified according to the ratio of the current mirror, and consumed by the first current source itself. Current can be minimized.

上記何れかの受信機では、上記ミキサとして、電流無依存特性を有するクロスカプルド・ミキサを用いてもよい。 In any of the above receivers, a cross-coupled mixer having current-independent characteristics may be used as the mixer.

上記電流無依存特性を有するクロスカプルド・ミキサは、バイアス電流に依存せず利得を一定に保つ特徴を有している。このため、受信品質性能を犠牲にすることなく、消費電流を削減することが可能になる。また、最小一定バイアス電流供給時の上記クロスカプルド・ミキサは、ノイズ寄与度が大きいＳＷ段の電流が減る。このため、低ＮＦ（noise factor：雑音指数）性能を実現でき、更なる受信機の受信品質向上を実現することができる。 The cross-coupled mixer having the current-independent characteristic has a characteristic of keeping the gain constant without depending on the bias current. For this reason, it is possible to reduce current consumption without sacrificing reception quality performance. In the cross-coupled mixer when supplying the minimum constant bias current, the current of the SW stage having a large noise contribution is reduced. For this reason, low NF (noise factor) performance can be realized, and further improvement in reception quality of the receiver can be realized.

上記何れかの受信機では、上記バッファとして、電流無依存特性を有するクロスカプルド・増幅器を用いてもよい。 In any of the above receivers, a cross-coupled amplifier having current-independent characteristics may be used as the buffer.

上記電流無依存特性を有するクロスカプルド・増幅器は、バイアス電流に依存せず利得を一定に保つ特徴を有している。このため、受信機のＮＦ性能を犠牲にすることなく、消費電流を削減することが可能になる。 The cross-coupled amplifier having the current-independent characteristic has a characteristic of keeping the gain constant without depending on the bias current. For this reason, current consumption can be reduced without sacrificing the NF performance of the receiver.

上記何れかの受信機では、上記バッファとして、エミッタフォロアを用いてもよい。 In any of the above receivers, an emitter follower may be used as the buffer.

これにより、上記エミッタフォロアの利得が１倍の電流無依存特性を有する領域で、利得を一定に保ち、受信機のＮＦ性能を変化させずに、消費電流を削減することが可能になる。 This makes it possible to reduce the current consumption without changing the NF performance of the receiver while keeping the gain constant in a region where the gain of the emitter follower has a current-independent characteristic of one time.

本発明の半導体装置は、半導体基板を備え、上記何れかの受信機が上記半導体基板上に形成されているので、所望波と妨害波が十分に小さいときの消費電流を低減出来る。 The semiconductor device of the present invention includes a semiconductor substrate, and any one of the above receivers is formed on the semiconductor substrate. Therefore, current consumption when a desired wave and an interference wave are sufficiently small can be reduced.

また、本発明の通信装置は、高周波信号を受信するアンテナと、上記アンテナにて受信した高周波信号から所定の信号を抽出する半導体装置として上記半導体装置とを備えている。これにより、受信品質の劣化を改善され、小型化された通信装置を実現することが可能となる。例えば、上記半導体装置がチューナの場合、通信装置としては、テレビジョン受信機や携帯電話などが挙げられる。 The communication device of the present invention includes an antenna that receives a high-frequency signal, and the semiconductor device as a semiconductor device that extracts a predetermined signal from the high-frequency signal received by the antenna. As a result, it is possible to realize a communication device that is improved in degradation of reception quality and reduced in size. For example, when the semiconductor device is a tuner, examples of the communication device include a television receiver and a mobile phone.

さらに、検波手段等の電流制御系を含めた上記何れかの受信機を構成する、全ての回路を半導体デバイス上に形成できるため小型化された移動体の通信装置を実現できる。 Furthermore, since all the circuits constituting any one of the above receivers including the current control system such as the detection means can be formed on the semiconductor device, a miniaturized mobile communication device can be realized.

さらに、本発明の電子機器は、上記通信装置を備えているので、所望波と妨害波が十分に小さいときの消費電流を低減出来る。 Furthermore, since the electronic apparatus of the present invention includes the communication device, current consumption when the desired wave and the disturbing wave are sufficiently small can be reduced.

本発明の受信機は、以上のように、制御信号に基づいて、ミキサバイアス電流をミキサに供給するミキサバイアス電流供給手段をさらに備えるものである。 As described above, the receiver of the present invention further includes mixer bias current supply means for supplying the mixer bias current to the mixer based on the control signal.

また、本発明の受信機は、以上のように、制御信号に基づいて、ミキサバイアス電流をミキサに供給するミキサバイアス電流供給手段と、上記制御信号に基づいて、バッファバイアス電流をバッファに供給するバッファバイアス電流供給手段とをさらに備えるものである。 Further, as described above, the receiver of the present invention supplies the mixer bias current to the mixer based on the control signal, and supplies the buffer bias current to the buffer based on the control signal. Buffer bias current supply means.

それゆえ、所望波と妨害波が十分に小さいときの消費電流を低減出来る、受信機、半導体装置、通信装置、および電子機器を提供するという効果を奏する。 Therefore, it is possible to provide a receiver, a semiconductor device, a communication device, and an electronic device that can reduce current consumption when the desired wave and the interference wave are sufficiently small.

〔実施の形態１〕
本発明の一実施形態について図１〜図３に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施形態１において用いられている数値は一例であり、これに限定されない。 [Embodiment 1]
One embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS. In addition, the numerical value used in this Embodiment 1 is an example, and is not limited to this.

図１は、本実施の形態１に係る受信機２００の一構成例を示す回路図である。図１に示すように、受信機２００は、低雑音可変利得増幅器（variable gain low noise amplifier：ＶＧＬＮＡ）１、ＩＱ直交ミキサ（Quadrature Mixer：クアドラチュア・ミキサ）２−Ｑ，２−Ｉ、利得制御ループ１０、および電流制御ループ１１を備え、これらが半導体上（On-chip）に形成されている。 FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of the receiver 200 according to the first embodiment. As shown in FIG. 1, the receiver 200 includes a variable gain low noise amplifier (VGLNA) 1, an IQ quadrature mixer (Quadrature Mixer) 2 -Q, 2 -I, and gain control. A loop 10 and a current control loop 11 are provided, and these are formed on a semiconductor (on-chip).

低雑音可変利得増幅器１は、入力部ＲＦｉｎに入力された信号を増幅して、出力部２１に出力する。利得制御ループ１０は、低雑音可変利得増幅器１の出力部２１の信号強度を検知し、検波回路３から得られた利得制御信号を用いて、低雑音可変利得増幅器１の利得を制御する。また、電流制御ループ１１は、低雑音可変利得増幅器１の出力部２１の信号強度を検知し、電流制御ループ１１内のプリアンプ４で増幅し、検波回路５から得られた電圧制御信号Ｖ_ｃｔｒｌを用いて、ＩＱ直交ミキサ２−Ｑ，２−Ｉに供給するミキサバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を調整する。 The low noise variable gain amplifier 1 amplifies the signal input to the input unit RFin and outputs the amplified signal to the output unit 21. The gain control loop 10 detects the signal intensity of the output unit 21 of the low noise variable gain amplifier 1 and controls the gain of the low noise variable gain amplifier 1 using the gain control signal obtained from the detection circuit 3. The current control loop 11 detects the signal strength of the output unit 21 of the low noise variable gain amplifier 1, amplifies it with the preamplifier 4 in the current control loop 11, and uses the voltage control signal _Vctrl obtained from the detection circuit 5. The mixer bias current Ibias1 supplied to the IQ orthogonal mixers 2-Q and 2-I is adjusted.

プリアンプ４を備えることにより、検波回路５は微弱な入力信号（ＲＦ入力信号）を検出することが可能となる。よって、比較的大きな入力信号強度で反応する検波回路３が行う制御により、低雑音可変利得増幅器１の利得が必ず最大であることを保証しつつ、かつ検波回路５が出力する電圧制御信号Ｖ_ｃｔｒｌにより、歪の寄与が全く無い微弱な入力信号を識別したバイアス電流制御を行うことが可能となる。 By providing the preamplifier 4, the detection circuit 5 can detect a weak input signal (RF input signal). Therefore, the control performed by the detection circuit 3 that reacts with a relatively large input signal strength ensures that the gain of the low noise variable gain amplifier 1 is always maximized, and the voltage control signal _Vctrl output from the detection circuit 5 is guaranteed. Thus, it becomes possible to perform bias current control in which a weak input signal having no distortion contribution is identified.

電流制御ループ１１は、可変である可変バイアス電流Ｉ_ｒｅｆ１を出力する可変バイアス電流源３１、最小一定バイアス電流Ｉ_ｒｅｆ２を出力する最小一定バイアス電流源３２、および最大一定バイアス電流Ｉ_ｒｅｆ０を出力する最大一定バイアス電流源３３を備えている。また、最小一定バイアス電流源３２は、オフセット定常電流源である。 The current control loop 11 includes a variable bias current source 31 that outputs a variable bias current I _ref1 that is variable, a minimum constant bias current source 32 that outputs a minimum constant bias current I _ref2 , and a maximum that outputs a maximum constant bias current I _ref0. A constant bias current source 33 is provided. The minimum constant bias current source 32 is an offset steady current source.

一例として、可変バイアス電流Ｉ_ｒｅｆ１は、０μＡ〜３２０μＡの間で可変である。最小一定バイアス電流Ｉ_ｒｅｆ２は、８０μＡである。可変バイアス電流源３１と最小一定バイアス電流源３２とにより、最大４００μＡの電流を出力可能となる。 As an example, the variable bias current I _ref1 is variable between 0 μA and 320 μA. The minimum constant bias current I _ref2 is 80 μA. The variable bias current source 31 and the minimum constant bias current source 32 can output a maximum current of 400 μA.

よってＩＱ直交ミキサ２−Ｑ，２−Ｉに供給されるミキサバイアス電流Ｉｂｉａｓ１は、スイッチＳＷ１を切り替えることにより、可変バイアス電流Ｉ_ｒｅｆ１と最小一定バイアス電流Ｉ_ｒｅｆ２との和、最大一定バイアス電流Ｉ_ｒｅｆ０、または定常バイアス電流Ｉ_ｒｅｆとなる。 Thus the mixer bias current Ibias1 supplied to the IQ quadrature mixer 2-Q, 2-I, by switching the switch SW1, a variable bias current _I sum of _ref1 and the minimum constant bias current _{I ref2,} the maximum constant bias current _{I ref0} Or the steady bias current I _ref .

このように、受信機２００は、ミキサバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を上記和のバイアス電流とする可変電流制御モードと、ミキサバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を最大一定バイアス電流Ｉ_ｒｅｆ０とする一定電流モードとを切り替えることが可能となる。 Thus, the receiver 200 includes a variable current control mode to the mixer bias current Ibias1 the bias current of the sum, it is possible to switch between the constant current mode for the mixer bias current Ibias1 maximum constant bias current I _ref0 Become.

また、Ｉｂｉａｓ１＝Ｉ_ｒｅｆ２とする場合は、可変バイアス電流Ｉ_ｒｅｆ１＝０とする。これにより、プロセス、電源電圧、温度等のばらつきを考慮した最小一定バイアス電流Ｉ_ｒｅｆ２を供給する時の、受信機２００の動作を保証することができる。 In the case of the Ibias1 _{= I ref2} is variable bias current _{I ref1} = 0. Thereby, the operation of the receiver 200 when supplying the minimum constant bias current I _ref2 in consideration of variations in process, power supply voltage, temperature, etc. can be guaranteed.

さらに、可変バイアス電流Ｉ_ｒｅｆ１を最大とすると、Ｉ_ｒｅｆ１＋Ｉ_ｒｅｆ２＝Ｉ_ｒｅｆ０となる。これにより、受信機２００の妨害耐性が良い高線形動作を実現出来る。 Furthermore, when the variable bias current I _ref1 is maximized, I _ref1 + I _ref2 = I _ref0 . As a result, it is possible to realize a highly linear operation with good interference resistance of the receiver 200.

なお、スイッチＳＷ１の切り替えは、制御回路７０から出力される制御信号により行われる。 The switch SW1 is switched by a control signal output from the control circuit 70.

電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）６より出力された局部発振信号は分周器７により分周され、０度および９０度の２つの直交信号に分配され、ＩＱ直交ミキサ２−Ｑ，２−Ｉに入力される。ＩＱ直交ミキサ２−Ｑ，２−Ｉにおいては、各直交信号が、低雑音可変利得増幅器１の出力部２１から出力される信号と混合される。その結果、Ｑチャネル出力２２からＱ信号が出力され、Ｉチャネル出力２３からＩ信号が出力される。 A local oscillation signal output from a voltage controlled oscillator (VCO) 6 is frequency-divided by a frequency divider 7 and distributed to two orthogonal signals of 0 degree and 90 degrees, and IQ orthogonal mixers 2-Q, 2 -I is input. In the IQ quadrature mixers 2-Q and 2-I, each quadrature signal is mixed with a signal output from the output unit 21 of the low noise variable gain amplifier 1. As a result, a Q signal is output from the Q channel output 22 and an I signal is output from the I channel output 23.

図２は、ＩＱ直交ミキサ２−Ｑ，２−Ｉに供給するミキサバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を低雑音可変利得増幅器１に入力する信号強度に応じて変化させたシミュレーション結果を示すグラフである。 FIG. 2 is a graph showing a simulation result in which the mixer bias current Ibias1 supplied to the IQ quadrature mixers 2-Q and 2-I is changed in accordance with the signal strength input to the low noise variable gain amplifier 1.

低雑音可変利得増幅器１へのＲＦ入力信号のレベルが微弱な時に、プロセスばらつきを考慮した動作下限値である最小一定バイアス電流源３２が、ＩＱ直交ミキサ２−Ｑ，２−Ｉに供給される。本実施の形態では、最小一定バイアス電流源３２の電流は８０μＡ程度である。 When the level of the RF input signal to the low noise variable gain amplifier 1 is weak, a minimum constant bias current source 32 that is an operation lower limit value considering process variation is supplied to the IQ quadrature mixers 2-Q and 2-I. . In the present embodiment, the current of the minimum constant bias current source 32 is about 80 μA.

後述する図７で示すように、入力信号強度が−４０ｄＢｍ以下では、ミキサ電流は過剰と言える。また、従来のＬＮＡの利得を制御する検波回路が反応しないレベルも−４０ｄＢｍ程度となる。このとき、ＬＮＡの利得を２５ｄＢと仮定すると、ＬＮＡの出力、即ち検波回路の入力は、−４０ｄＢｍ＋２５ｄＢ＝−１５ｄＢｍ程度が上限となる。図２のグラフより、低雑音可変利得増幅器１は、約−４５ｄＢｍ以下で電流削減を開始する。ＤＶＢ−Ｈ（Digital Video Broadcasting for Handheld）の場合、受信感度は、−９５ｄＢｍ以下を達成する必要があるため、−９５ｄＢｍ〜−４０ｄＢｍ程度の微弱な信号を受信する状況で、広く電流削減の余地があることになる。 As shown in FIG. 7 to be described later, it can be said that the mixer current is excessive when the input signal intensity is −40 dBm or less. Further, the level at which the detection circuit for controlling the gain of the conventional LNA does not react is about −40 dBm. At this time, assuming that the gain of the LNA is 25 dB, the upper limit of the output of the LNA, that is, the input of the detection circuit, is about −40 dBm + 25 dB = −15 dBm. From the graph of FIG. 2, the low noise variable gain amplifier 1 starts current reduction at about −45 dBm or less. In the case of DVB-H (Digital Video Broadcasting for Handheld), it is necessary to achieve a reception sensitivity of −95 dBm or less. Therefore, there is a wide range of current reduction in a situation where a weak signal of about −95 dBm to −40 dBm is received. There will be.

図１の利得制御ループ１０は、低雑音可変利得増幅器１の出力部２１のレベルが一定レベルになるように低雑音可変利得増幅器１の利得を調整する。本実施形態では低雑音可変利得増幅器１の出力部２１のレベルが−１４ｄＢｍになるように低雑音可変利得増幅器１の利得を調整する。よって、低雑音可変利得増幅器１へ入力される信号の強度が−３５ｄＢｍである場合、低雑音可変利得増幅器１の利得は、２１ｄＢとなる。 The gain control loop 10 in FIG. 1 adjusts the gain of the low noise variable gain amplifier 1 so that the level of the output unit 21 of the low noise variable gain amplifier 1 becomes a constant level. In the present embodiment, the gain of the low noise variable gain amplifier 1 is adjusted so that the level of the output unit 21 of the low noise variable gain amplifier 1 becomes −14 dBm. Therefore, when the intensity of the signal input to the low noise variable gain amplifier 1 is −35 dBm, the gain of the low noise variable gain amplifier 1 is 21 dB.

低雑音可変利得増幅器１へのＲＦ入力信号のレベルが微弱な時、低雑音可変利得増幅器１は常に最大利得となる。本実施形態では低雑音可変利得増幅器１の最大利得は２５ｄＢである。つまり図２において、Ｘ軸に示される入力信号の強度と低雑音可変利得増幅器１の最大利得２５ｄＢとを合計した値を、低雑音可変利得増幅器１の出力部２１で電流制御ループ１１が検知し、バイアス電流の制御を行う。電流制御ループ１１が十分に微弱な入力レベルで信号を検知できるようにプリアンプ４が必要となる。本実施形態ではプリアンプ４の利得を約１０ｄＢとした。 When the level of the RF input signal to the low noise variable gain amplifier 1 is weak, the low noise variable gain amplifier 1 always has the maximum gain. In this embodiment, the maximum gain of the low noise variable gain amplifier 1 is 25 dB. That is, in FIG. 2, the current control loop 11 detects the sum of the input signal intensity shown on the X axis and the maximum gain 25 dB of the low noise variable gain amplifier 1 at the output unit 21 of the low noise variable gain amplifier 1. The bias current is controlled. The preamplifier 4 is necessary so that the current control loop 11 can detect a signal with a sufficiently weak input level. In the present embodiment, the gain of the preamplifier 4 is about 10 dB.

図３は、本実施の形態に係る電流制御ループ１１を従来のクロスカプルド・ミキサ４０に接続した回路図である。 FIG. 3 is a circuit diagram in which the current control loop 11 according to the present embodiment is connected to a conventional cross-coupled mixer 40.

クロスカプルド・ミキサ４０は、電流無依存特性を有している。即ち、クロスカプルド・ミキサ４０は、バイアス電流に依存せず利得を一定に保つ特徴を有している。このため、受信品質性能を犠牲にすることなく、消費電流及び消費電力を削減することが可能になる。また、最小一定バイアス電流供給時のクロスカプルド・ミキサ４０は、ノイズ寄与度が大きい、ＳＷ＿Ｉ段およびＳＷ＿Ｑ段の電流が減る。このため、低ＮＦ（noise factor：雑音指数）性能を実現でき、省電力モードにおける更なる受信機の受信品質向上を実現することができる。 The cross-coupled mixer 40 has a current-independent characteristic. That is, the cross-coupled mixer 40 has a characteristic that keeps the gain constant without depending on the bias current. For this reason, it is possible to reduce current consumption and power consumption without sacrificing reception quality performance. Further, in the cross-coupled mixer 40 when the minimum constant bias current is supplied, the currents in the SW_I stage and the SW_Q stage, which have a large noise contribution, are reduced. For this reason, low NF (noise factor) performance can be realized, and further improvement in the reception quality of the receiver in the power saving mode can be realized.

電流制御ループ１１は、ＮチャネルＭＯＳ（metal-oxide-semiconductor：金属酸化膜半導体）トランジスタＮ１〜Ｎ５、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ３、最小一定バイアス電流源３２、最大一定バイアス電流源３３、電流源３４、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ_ｄｅｇ１およびスイッチＳＷ１を有している。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１〜Ｎ５、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ３、電流源３４、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ_ｄｅｇ１は、可変バイアス電流源３１を構成しており、可変バイアス電流Ｉ_ｒｅｆ１を出力する。最小一定バイアス電流源３２は最小一定バイアス電流Ｉ_ｒｅｆ２を出力し、最大一定バイアス電流源３３は最大一定バイアス電流Ｉ_ｒｅｆ０を出力し、電流源３４は電流Ｉ_ｒｅｆ３を出力する。 The current control loop 11 includes N-channel MOS (metal-oxide-semiconductor) transistors N1 to N5, P-channel MOS transistors P1 to P3, a minimum constant bias current source 32, a maximum constant bias current source 33, and a current source. 34, resistors R1, R2, R _deg1 and a switch SW1. N-channel MOS transistors N1-N5, P-channel MOS transistors P1 to P3, a current source 34, resistors _{R1, R2, R} deg1 constitutes a variable bias current source 31, and outputs a variable bias current _{I ref1.} The minimum constant bias current source 32 outputs a minimum constant bias current I _ref2 , the maximum constant bias current source 33 outputs a maximum constant bias current I _ref0 , and the current source 34 outputs a current I _ref3 .

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２とは、差動対を構成している。また、抵抗Ｒ_ｄｅｇ１は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１のソースとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のソースとの間に設けられた負帰還抵抗である。抵抗Ｒ_ｄｅｇ１により、上記差動対の電圧−電流変換可能範囲が拡大する。また、検波回路５から得られる、上記入力信号の強度に依存した電圧制御信号Ｖ_ｃｔｒｌに応じて、線形に電流を変化させることができる。 N channel MOS transistor N1 and N channel MOS transistor N2 form a differential pair. The resistor R _deg1 is a negative feedback resistor provided between the source of the N-channel MOS transistor N1 and the source of the N-channel MOS transistor N2. The range of voltage-current conversion of the differential pair is expanded by the resistor R _deg1 . In addition, the current can be linearly changed according to the voltage control signal _Vctrl obtained from the detection circuit 5 and depending on the intensity of the input signal.

電流源３４の入力、抵抗Ｒ１の一端、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１のソース、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２のソース、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３のソース、最小一定バイアス電流源３２の入力および最大一定バイアス電流源３３の入力は、電源電圧ＶＤＤが印加されている。 Input of current source 34, one end of resistor R1, source of P channel MOS transistor P1, source of P channel MOS transistor P2, source of P channel MOS transistor P3, input of minimum constant bias current source 32 and maximum constant bias current source 33 Is supplied with the power supply voltage VDD.

電流源３４の出力は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のドレイン、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のゲート、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のゲート、およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ５のゲートに接続されている。 The output of current source 34 is connected to the drain of N channel MOS transistor N3, the gate of N channel MOS transistor N3, the gate of N channel MOS transistor N4, and the gate of N channel MOS transistor N5.

抵抗Ｒ１の他端は、抵抗Ｒ２の一端およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１のゲートに接続されている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１のゲートには基準電圧Ｖｒｅｆが印加される。 The other end of the resistor R1 is connected to one end of the resistor R2 and the gate of the N-channel MOS transistor N1. A reference voltage Vref is applied to the gate of N channel MOS transistor N1.

ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１のゲートは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１のドレインと、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１のドレインとに接続されている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１のソースは、抵抗Ｒ_ｄｅｇ１の一端およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のドレインに接続されている。 The gate of P channel MOS transistor P1 is connected to the drain of P channel MOS transistor P1 and the drain of N channel MOS transistor N1. The source of N channel MOS transistor N1 is connected to one end of resistor R _deg1 and the drain of N channel MOS transistor N4.

ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２のゲートは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３のゲート、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２のドレインと、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のドレインとに接続されている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のソースは、抵抗Ｒ_ｄｅｇ１の他端およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ５のドレインに接続されている。 The gate of P channel MOS transistor P2 is connected to the gate of P channel MOS transistor P3, the drain of P channel MOS transistor P2, and the drain of N channel MOS transistor N2. The source of N channel MOS transistor N2 is connected to the other end of resistor R _deg1 and the drain of N channel MOS transistor N5.

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のゲートには、電圧制御信号Ｖ_ｃｔｒｌが印加される。また、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２とＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３とはカレントミラーを構成しており、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２の全チャネル幅Ｗ_{ｔｏｔａｌ１}と、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３の全チャネル幅Ｗ_{ｔｏｔａｌ２}との比は、α：βである。フィンガー数αは１以上の整数であり、フィンガー数βは２以上の整数である。 A voltage control signal _Vctrl is applied to the gate of the N channel MOS transistor N2. P channel MOS transistor P2 and P channel MOS transistor P3 form a current mirror, and the ratio of the total channel width W _total1 of P channel MOS transistor P2 to the total channel width W _total2 of P channel MOS transistor P3. Is α: β. The finger number α is an integer of 1 or more, and the finger number β is an integer of 2 or more.

全チャネル幅Ｗ_{ｔｏｔａｌ１}は、Ｗ_{ｔｏｔａｌ１}=Ｗ_ｕ×αで求められ、全チャネル幅Ｗ_{ｔｏｔａｌ２}は、Ｗ_{ｔｏｔａｌ２}=Ｗ_ｕ×βで求められる。ここで、Ｗ_ｕは単位チャネル幅である。また、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２とＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３は、チャネル長Ｌが等しいものとする。 The total channel width W _total1 is determined by W _total1 = W _u × α, and the total channel width W _total2 is determined by W _total2 = W _u × β. Here, W _u is a unit channel width. In addition, it is assumed that the P channel MOS transistor P2 and the P channel MOS transistor P3 have the same channel length L.

これにより、上記差動対により電圧−電流変換された後に出力される可変バイアス電流Ｉ_ｒｅｆ１を、上記カレントミラーの上記比に応じて増幅することができ、可変バイアス電流源３１自体で消費する動作電流を最小限に抑えることができる。 As a result, the variable bias current I _ref1 output after voltage-current conversion by the differential pair can be amplified according to the ratio of the current mirror, and consumed by the variable bias current source 31 itself. Current can be minimized.

ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３のドレインは、最小一定バイアス電流源３２の出力およびスイッチＳＷ１の第１入力に接続されている。最大一定バイアス電流源３３の出力は、スイッチＳＷ１の第２入力に接続されている。 The drain of the P-channel MOS transistor P3 is connected to the output of the minimum constant bias current source 32 and the first input of the switch SW1. The output of the maximum constant bias current source 33 is connected to the second input of the switch SW1.

ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３のドレイン、最小一定バイアス電流源３２、最大一定バイアス電流源３３およびスイッチＳＷ１は、可変・定常電流切り替え部を構成している。 The drain of the P-channel MOS transistor P3, the minimum constant bias current source 32, the maximum constant bias current source 33, and the switch SW1 constitute a variable / steady current switching unit.

そして、抵抗Ｒ２の他端、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のソース、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のソース、およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ５のソースは、電気的に接地されている。 The other end of the resistor R2, the source of the N channel MOS transistor N3, the source of the N channel MOS transistor N4, and the source of the N channel MOS transistor N5 are electrically grounded.

クロスカプルド・ミキサ４０は、ＮＰＮトランジスタＴ１〜Ｔ１７、抵抗Ｒ３〜Ｒ１１、抵抗Ｒ_ｄｅｇ、キャパシタＣ１〜Ｃ８、電圧制御発振器ＲＦを有している。 Kurosukapurudo mixer 40, NPN transistors T1～T17, resistance R3～R11, resistor _{R deg,} capacitors C1 to C8, and a voltage controlled oscillator RF.

ＮＰＮトランジスタＴ１〜Ｔ４は、ＳＷ＿Ｉ段を構成している。ＮＰＮトランジスタＴ５〜Ｔ８は、ＳＷ＿Ｑ段を構成している。ＮＰＮトランジスタＴ９〜Ｔ１４は、Ｇｍ段を構成している。 The NPN transistors T1 to T4 constitute the SW_I stage. NPN transistors T5 to T8 constitute the SW_Q stage. NPN transistors T9 to T14 constitute a Gm stage.

ＮＰＮトランジスタＴ９〜Ｔ１２のエミッタの面積と、ＮＰＮトランジスタＴ１３，Ｔ１４のエミッタの面積との比は、ｍ：ｎである。 The ratio of the emitter areas of the NPN transistors T9 to T12 and the emitter areas of the NPN transistors T13 and T14 is m: n.

電流制御ループ１１のスイッチＳＷ１の出力からは、ミキサバイアス電流Ｉｂｉａｓ１が出力される。スイッチＳＷ１の出力は、ＮＰＮトランジスタＴ１５のコレクタ、ＮＰＮトランジスタＴ１５のベース、ＮＰＮトランジスタＴ１６のベース、およびＮＰＮトランジスタＴ１７のベースに接続されている。 A mixer bias current Ibias1 is output from the output of the switch SW1 of the current control loop 11. The output of the switch SW1 is connected to the collector of the NPN transistor T15, the base of the NPN transistor T15, the base of the NPN transistor T16, and the base of the NPN transistor T17.

抵抗Ｒ３の一端、キャパシタＣ２の一端、抵抗Ｒ４の一端、キャパシタＣ３の一端、抵抗Ｒ５の一端、キャパシタＣ４の一端、抵抗Ｒ６の一端、キャパシタＣ５の一端、ＮＰＮトランジスタＴ９のコレクタ、およびＮＰＮトランジスタＴ１０のコレクタは、電源電圧ＶＤＤが印加されている。 One end of resistor R3, one end of capacitor C2, one end of resistor R4, one end of capacitor C3, one end of resistor R5, one end of capacitor C4, one end of resistor R6, one end of capacitor C5, the collector of NPN transistor T9, and NPN transistor T10 A power supply voltage VDD is applied to the collectors of these.

抵抗Ｒ３の一端およびキャパシタＣ２の一端は、キャパシタＣ１の一端、ＮＰＮトランジスタＴ１のコレクタ、およびＮＰＮトランジスタＴ３のコレクタに接続されている。キャパシタＣ１の一端には、ＩＦ（intermediate frequency：中間周波数）信号ＩＦ＿Ｉが入力されている。 One end of the resistor R3 and one end of the capacitor C2 are connected to one end of the capacitor C1, the collector of the NPN transistor T1, and the collector of the NPN transistor T3. An IF (intermediate frequency) signal IF_I is input to one end of the capacitor C1.

抵抗Ｒ４の一端およびキャパシタＣ３の一端は、キャパシタＣ１の他端、ＮＰＮトランジスタＴ２のコレクタ、およびＮＰＮトランジスタＴ４のコレクタに接続されている。キャパシタＣ１の他端には、ＩＦ信号ＩＦ＿ＩＢが入力されている。 One end of the resistor R4 and one end of the capacitor C3 are connected to the other end of the capacitor C1, the collector of the NPN transistor T2, and the collector of the NPN transistor T4. The IF signal IF_IB is input to the other end of the capacitor C1.

抵抗Ｒ６の一端およびキャパシタＣ５の一端は、キャパシタＣ６の一端、ＮＰＮトランジスタＴ６のコレクタ、およびＮＰＮトランジスタＴ８のコレクタに接続されている。キャパシタＣ６の一端には、ＩＦ信号ＩＦ＿Ｑが入力されている。 One end of the resistor R6 and one end of the capacitor C5 are connected to one end of the capacitor C6, the collector of the NPN transistor T6, and the collector of the NPN transistor T8. The IF signal IF_Q is input to one end of the capacitor C6.

抵抗Ｒ５の一端およびキャパシタＣ４の一端は、キャパシタＣ６の他端、ＮＰＮトランジスタＴ５のコレクタ、およびＮＰＮトランジスタＴ７のコレクタに接続されている。キャパシタＣ６の他端には、ＩＦ信号ＩＦ＿ＱＢが入力されている。 One end of the resistor R5 and one end of the capacitor C4 are connected to the other end of the capacitor C6, the collector of the NPN transistor T5, and the collector of the NPN transistor T7. The IF signal IF_QB is input to the other end of the capacitor C6.

ＮＰＮトランジスタＴ１のベースおよびＮＰＮトランジスタＴ４のベースには、ローカル信号ＬＯ＿Ｉが入力されている。ＮＰＮトランジスタＴ２のベースおよびＮＰＮトランジスタＴ３のベースには、ローカル信号ＬＯ＿ＩＢが入力されている。ＮＰＮトランジスタＴ５のベースおよびＮＰＮトランジスタＴ８のベースには、ローカル信号ＬＯ＿Ｑが入力されている。ＮＰＮトランジスタＴ６のベースおよびＮＰＮトランジスタＴ７のベースには、ローカル信号ＬＯ＿ＱＢが入力されている。 A local signal LO_I is input to the base of the NPN transistor T1 and the base of the NPN transistor T4. A local signal LO_IB is input to the base of the NPN transistor T2 and the base of the NPN transistor T3. A local signal LO_Q is input to the base of the NPN transistor T5 and the base of the NPN transistor T8. A local signal LO_QB is input to the base of the NPN transistor T6 and the base of the NPN transistor T7.

ＮＰＮトランジスタＴ１のエミッタ、ＮＰＮトランジスタＴ２のエミッタ、ＮＰＮトランジスタＴ５のエミッタ、およびＮＰＮトランジスタＴ６のエミッタは、ＮＰＮトランジスタＴ１３のコレクタに接続されている。ＮＰＮトランジスタＴ３のエミッタ、ＮＰＮトランジスタＴ４のエミッタ、ＮＰＮトランジスタＴ７のエミッタ、およびＮＰＮトランジスタＴ８のエミッタは、ＮＰＮトランジスタＴ１４のコレクタに接続されている。 The emitter of the NPN transistor T1, the emitter of the NPN transistor T2, the emitter of the NPN transistor T5, and the emitter of the NPN transistor T6 are connected to the collector of the NPN transistor T13. The emitter of the NPN transistor T3, the emitter of the NPN transistor T4, the emitter of the NPN transistor T7, and the emitter of the NPN transistor T8 are connected to the collector of the NPN transistor T14.

電圧制御発振器ＲＦの出力は、キャパシタＣ７の一端に接続され、キャパシタＣ７の他端は、ＮＰＮトランジスタＴ９のベース、および抵抗Ｒ１１の一端に接続されている。キャパシタＣ８の一端は、ＮＰＮトランジスタＴ１０のベース、および抵抗Ｒ１２の一端に接続されている。 The output of the voltage controlled oscillator RF is connected to one end of the capacitor C7, and the other end of the capacitor C7 is connected to the base of the NPN transistor T9 and one end of the resistor R11. One end of the capacitor C8 is connected to the base of the NPN transistor T10 and one end of the resistor R12.

ＮＰＮトランジスタＴ９のエミッタは、ＮＰＮトランジスタＴ１１のコレクタ、ＮＰＮトランジスタＴ１２のベース、およびＮＰＮトランジスタＴ１４のベースに接続されている。ＮＰＮトランジスタＴ１０のエミッタは、ＮＰＮトランジスタＴ１２のコレクタ、ＮＰＮトランジスタＴ１１のベース、およびＮＰＮトランジスタＴ１３のベースに接続されている。 The emitter of the NPN transistor T9 is connected to the collector of the NPN transistor T11, the base of the NPN transistor T12, and the base of the NPN transistor T14. The emitter of the NPN transistor T10 is connected to the collector of the NPN transistor T12, the base of the NPN transistor T11, and the base of the NPN transistor T13.

ＮＰＮトランジスタＴ１１のエミッタ、およびＮＰＮトランジスタＴ１３のエミッタ、およびＮＰＮトランジスタＴ１６のコレクタは、抵抗Ｒ_ｄｅｇの一端に接続されている。ＮＰＮトランジスタＴ１２のエミッタ、およびＮＰＮトランジスタＴ１４のエミッタ、およびＮＰＮトランジスタＴ１７のコレクタは、抵抗Ｒ_ｄｅｇの他端に接続されている。 The emitter of the NPN transistor T11, the emitter of the NPN transistor T13, and the collector of the NPN transistor T16 are connected to one end of the resistor R _deg . The emitter of the NPN transistor T12, the emitter of the NPN transistor T14, and the collector of the NPN transistor T17 are connected to the other end of the resistor R _deg .

抵抗Ｒ１１の他端と抵抗Ｒ１２の他端とは接続されており、電圧ＶｘＲＦが印加されている。 The other end of the resistor R11 and the other end of the resistor R12 are connected and a voltage VxRF is applied.

ＮＰＮトランジスタＴ１５のエミッタは、抵抗Ｒ７の一端に接続されている。ＮＰＮトランジスタＴ１６のエミッタは、抵抗Ｒ８の一端に接続されている。ＮＰＮトランジスタＴ１７のエミッタは、抵抗Ｒ９の一端に接続されている。 The emitter of the NPN transistor T15 is connected to one end of the resistor R7. The emitter of the NPN transistor T16 is connected to one end of the resistor R8. The emitter of the NPN transistor T17 is connected to one end of the resistor R9.

そして、電圧制御発振器ＲＦの入力、キャパシタＣ８の他端、抵抗Ｒ７の他端、抵抗Ｒ８の他端、および抵抗Ｒ９の他端は、電気的に接地されている。 The input of the voltage controlled oscillator RF, the other end of the capacitor C8, the other end of the resistor R7, the other end of the resistor R8, and the other end of the resistor R9 are electrically grounded.

上記構成により、ＲＦ入力信号のレベルが微弱な場合はクロスカプルド・ミキサ４０へ供給されるミキサバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を最小とすることができる。 With the above configuration, when the level of the RF input signal is weak, the mixer bias current Ibias1 supplied to the cross-coupled mixer 40 can be minimized.

以上のように、本実施の形態１に係る受信機２００によれば、低雑音可変利得増幅器１へのＲＦ入力信号のレベルが微弱であり、かつ低雑音可変利得増幅器１の利得が最大である時は、検波回路５が可変バイアス電流源３１に電圧制御信号Ｖ_ｃｔｒｌを出力し、ＩＱ直交ミキサ２−Ｑ，２−Ｉに供給するミキサバイアス電流Ｉｂｉａｓ１の値を小さくする。 As described above, according to the receiver 200 according to the first embodiment, the level of the RF input signal to the low noise variable gain amplifier 1 is weak, and the gain of the low noise variable gain amplifier 1 is maximum. time, the detection circuit 5 outputs the voltage control signal _{V ctrl} to the variable bias current source 31, to reduce the value of the IQ quadrature mixer 2-Q, 2-I to supply the mixer bias current Ibias1.

従って、上記ＲＦ入力信号に含まれる、所望波および妨害波が十分に小さいときの消費電流を低減された受信機２００を実現できる。 Therefore, it is possible to realize the receiver 200 with reduced current consumption when the desired wave and the disturbing wave included in the RF input signal are sufficiently small.

また、簡単な構成で受信品質を劣化させることなく受信機２００の消費電力を低減することができ、特に携帯電話用バッテリー駆動時間を改善することが可能になる。 Further, it is possible to reduce the power consumption of the receiver 200 with a simple configuration without degrading the reception quality, and in particular, it is possible to improve the battery driving time for mobile phones.

〔実施の形態２〕
本発明の他の実施形態について図４に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態１と同じである。また、説明の便宜上、前記実施の形態１の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。 [Embodiment 2]
The following will describe another embodiment of the present invention with reference to FIG. The configurations other than those described in the present embodiment are the same as those in the first embodiment. For convenience of explanation, members having the same functions as those shown in the drawings of Embodiment 1 are given the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.

図４は、本実施の形態２に係る受信機３００の一構成例を示す回路図である。基本電流制御アルゴリズムは、実施の形態１に係る受信機２００と異なるのは、ＩＱ直交ミキサ２−Ｑ，２−Ｉの出力に接続されたバッファ回路７−Ｑ，７−Ｉのバッファバイアス電流Ｉｂｉａｓ２も、電流制御ループ５０内の検波回路５から得られた電圧制御信号Ｖ_ｃｔｒｌを用いて制御している点である。 FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration example of the receiver 300 according to the second embodiment. The basic current control algorithm differs from the receiver 200 according to the first embodiment in that the buffer bias current Ibias2 of the buffer circuits 7-Q and 7-I connected to the outputs of the IQ quadrature mixers 2-Q and 2-I. Also, the voltage control signal _Vctrl obtained from the detection circuit 5 in the current control loop 50 is used for control.

電流制御ループ５０は、実施の形態１に係る電流制御ループ１１が、可変である可変バイアス電流Ｉ_{ｒｅｆ１’}を出力する可変バイアス電流源４１、最小一定バイアス電流Ｉ_{ｒｅｆ２’}を出力する最小一定バイアス電流源４２、および最大一定バイアス電流Ｉ_{ｒｅｆ０’}を出力する最大一定バイアス電流源４３をさらに備えたものである。 Current control loop 50, the current control loop 11 according to the first embodiment, a variable variable bias current I _{ref1 'variable} bias current source 41 for outputting a minimum constant bias current I _ref2' minimum constant bias current for outputting And a maximum constant bias current source 43 that outputs a maximum constant bias current I _{ref0 ′} .

よってバッファ回路７−Ｑ，７−Ｉに供給されるバッファバイアス電流Ｉｂｉａｓ２は、スイッチＳＷ２を切り替えることにより、可変バイアス電流Ｉ_{ｒｅｆ１’}と最小一定バイアス電流Ｉ_{ｒｅｆ２’}との和、または最大一定バイアス電流Ｉ_{ｒｅｆ０’}となる。また、Ｉｂｉａｓ２＝Ｉ_{ｒｅｆ２’}とする場合は、可変バイアス電流Ｉ_{ｒｅｆ１’}＝０とする。スイッチＳＷ２の切り替えは、スイッチＳＷ１の切り替えと同様に、制御回路７０から出力される制御信号により行われる。 Therefore, the buffer bias current Ibias2 supplied to the buffer circuits 7-Q and 7-I is the sum of the variable bias current Iref1 _′ and the minimum constant bias current _{Iref2 ′} or the maximum constant bias current by switching the switch SW2. I _{ref0 ′} . Further, Ibias2 _{= I ref2 'if} a is variable bias current _{I ref1'} and = 0. The switch SW2 is switched by a control signal output from the control circuit 70, similarly to the switch SW1.

バッファ回路７−Ｑ，７−Ｉの形態としては、利得の電流無依存特性を実現できるクロスカプルド・アンプ（図８（ｂ）参照）または、エミッタフォロア等が望ましい。 As a form of the buffer circuits 7-Q and 7-I, a cross-coupled amplifier (see FIG. 8B) or an emitter follower that can realize a current-independent characteristic of gain is desirable.

上記クロスカプルド・アンプは、電流無依存特性を有し、バイアス電流に依存せず利得を一定に保つ特徴を有している。このため、受信機のＮＦ性能を犠牲にすることなく、消費電流を削減することが可能になる。 The cross-coupled amplifier has a current-independent characteristic and has a characteristic of keeping the gain constant without depending on the bias current. For this reason, current consumption can be reduced without sacrificing the NF performance of the receiver.

また、バッファ回路７−Ｑ，７−Ｉとしてエミッタフォロアを用いる場合、該エミッタフォロアの利得が１倍の電流無依存特性を有する領域で、利得を一定に保ち、受信機のＮＦ性能を変化させずに、消費電流を削減することが可能になる。 Further, when an emitter follower is used as the buffer circuit 7-Q, 7-I, the gain of the emitter follower is kept constant in a region having a current-independent characteristic of 1 time, and the NF performance of the receiver is changed. Therefore, current consumption can be reduced.

以上のように、本実施の形態２に係る受信機３００によれば、低雑音可変利得増幅器１へのＲＦ入力信号のレベルが微弱であり、かつ低雑音可変利得増幅器１の利得が最大である時は、検波回路５が可変バイアス電流源３１に電圧制御信号Ｖ_ｃｔｒｌを出力し、ＩＱ直交ミキサ２−Ｑ，２−Ｉに供給するミキサバイアス電流Ｉｂｉａｓ１の値を小さくする。また、検波回路５が可変バイアス電流源４１に電圧制御信号Ｖ_ｃｔｒｌを出力し、バッファ回路７−Ｑ，７−Ｉに供給するバッファバイアス電流Ｉｂｉａｓ２の値を小さくする。 As described above, according to the receiver 300 according to the second embodiment, the level of the RF input signal to the low noise variable gain amplifier 1 is weak, and the gain of the low noise variable gain amplifier 1 is maximum. time, the detection circuit 5 outputs the voltage control signal _{V ctrl} to the variable bias current source 31, to reduce the value of the IQ quadrature mixer 2-Q, 2-I to supply the mixer bias current Ibias1. Further, the detection circuit 5 outputs the voltage control signal _{V ctrl} to the variable bias current source 41, to reduce the value of the buffer circuits 7-Q, 7-I to supply the buffer bias current Ibias2.

従って、上記ＲＦ入力信号に含まれる、所望波および妨害波が十分に小さいときの消費電流を低減された受信機３００を実現できる。 Therefore, it is possible to realize the receiver 300 with reduced current consumption when the desired wave and the disturbing wave included in the RF input signal are sufficiently small.

また、簡単な構成で受信品質を劣化させることなく受信機３００の消費電力を低減することができ、特に携帯電話用バッテリー駆動時間を改善することが可能になる。 In addition, the power consumption of the receiver 300 can be reduced without degrading the reception quality with a simple configuration, and in particular, the battery driving time for a mobile phone can be improved.

本発明の各実施形態に係る半導体装置は、半導体基板を備え、上記何れかの受信機が上記半導体基板上に形成されているので、所望波と妨害波が十分に小さいときの消費電流を低減出来る。 A semiconductor device according to each embodiment of the present invention includes a semiconductor substrate, and any one of the receivers is formed on the semiconductor substrate, so that current consumption when a desired wave and an interference wave are sufficiently small is reduced. I can do it.

また、本発明の各実施形態に係る通信装置は、高周波信号を受信するアンテナと、上記アンテナにて受信した高周波信号から所定の信号を抽出する半導体装置として上記半導体装置とを備えている。これにより、受信品質の劣化を改善され、小型化された通信装置を実現することが可能となる。例えば、上記半導体装置がチューナの場合、通信装置としては、テレビジョン受信機や携帯電話などが挙げられる。 In addition, a communication device according to each embodiment of the present invention includes an antenna that receives a high-frequency signal, and the semiconductor device as a semiconductor device that extracts a predetermined signal from the high-frequency signal received by the antenna. As a result, it is possible to realize a communication device that is improved in degradation of reception quality and reduced in size. For example, when the semiconductor device is a tuner, examples of the communication device include a television receiver and a mobile phone.

さらに、検波回路等の電流制御系を含めた上記何れかの受信機を構成する、全ての回路を半導体デバイス上に形成できるため小型化された移動体の通信装置を実現できる。 Furthermore, since all the circuits constituting any one of the above receivers including the current control system such as a detection circuit can be formed on the semiconductor device, a miniaturized mobile communication device can be realized.

さらに、本発明の各実施形態に係る電子機器は、上記通信装置を備えているので、所望波と妨害波が十分に小さいときの消費電流を低減出来る。 Furthermore, since the electronic device according to each embodiment of the present invention includes the communication device, current consumption can be reduced when the desired wave and the disturbing wave are sufficiently small.

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。 The present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications are possible within the scope shown in the claims, and embodiments obtained by appropriately combining technical means disclosed in different embodiments. Is also included in the technical scope of the present invention.

本発明は、入力信号が微弱な時に受信品質を劣化させることなく消費電流を削減することが望まれる、受信機、半導体装置、通信装置、および電子機器に関する分野に広く好適に用いることができる。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention can be used widely and suitably in the fields related to receivers, semiconductor devices, communication devices, and electronic devices where it is desired to reduce current consumption without degrading reception quality when input signals are weak.

本発明の実施の形態に係る受信機の一構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows one structural example of the receiver which concerns on embodiment of this invention. ＩＱ直交ミキサに供給するバイアス電流を低雑音可変利得増幅器に入力する信号強度に応じて変化させたシミュレーション結果を示すグラフである。It is a graph which shows the simulation result which changed the bias current supplied to IQ quadrature mixer according to the signal strength inputted into a low noise variable gain amplifier. 本実施の形態に係る電流制御ループを従来のクロスカプルド・ミキサに接続した回路図である。It is the circuit diagram which connected the current control loop which concerns on this Embodiment to the conventional cross-coupled mixer. 本発明の他の実施の形態に係る受信機を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the receiver which concerns on other embodiment of this invention. 従来の受信機の主な構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the main structures of the conventional receiver. （ａ）は所望波のみが存在する時の受信環境であり、（ｂ）は強入力の所望波が存在する時の受信環境であり、（ｃ）は所望波と隣接する弱い妨害波が存在する時の受信環境であり、（ｄ）は所望波と隣接する強い妨害波が存在する時の受信環境である。(A) is a reception environment when only a desired wave exists, (b) is a reception environment when a strong input desired wave exists, and (c) is a weak interference wave adjacent to the desired wave. (D) is a reception environment when there is a strong interference wave adjacent to the desired wave. 妨害波の入力レベルに応じた必要なミキサＩＩＰ３性能と、妨害波の入力レベルに応じた必要なミキサ消費電流とを示すグラフである。It is a graph which shows the required mixer IIP3 performance according to the input level of an interference wave, and the required mixer consumption current according to the input level of an interference wave. （ａ）は負帰還抵抗を用いたバイポーラ差動対を有する従来の増幅器の回路図であり、（ｂ）は従来のクロスカプルド増幅器の回路図である。(A) is a circuit diagram of a conventional amplifier having a bipolar differential pair using a negative feedback resistor, and (b) is a circuit diagram of a conventional cross-coupled amplifier. 図８（ａ），（ｂ）の２つの増幅器における利得のバイアス電流依存特性を示すグラフである。It is a graph which shows the bias current dependence characteristic of the gain in two amplifier of Fig.8 (a), (b). 従来のクロスカプルド・ミキサの、バイアス電流とＩＩＰ３との関係を示すグラフである。It is a graph which shows the relationship between the bias current and IIP3 of the conventional cross-coupled mixer. 従来のクロスカプルド・ミキサの、バイアス電流と雑音指数ＮＦとの関係を示すグラフである。It is a graph which shows the relationship between the bias current and the noise figure NF of the conventional cross-coupled mixer.

符号の説明Explanation of symbols

１低雑音可変利得増幅器
２−Ｑ，２−ＩＩＱ直交ミキサ（ミキサ）
３検波回路（第１の検波手段）
４プリアンプ（前置増幅器）
５検波回路（第２の検波手段）
６電圧制御発振器
７分周器
７−Ｑ，７−Ｉバッファ回路（バッファ）
１０利得制御ループ
１１電流制御ループ
２１出力部（出力端）
２２Ｑチャネル出力
２３Ｉチャネル出力
３０定常バイアス電流源（ミキサバイアス電流供給手段）
３１可変バイアス電流源（ミキサバイアス電流供給手段、第１の電流源）
３２最小一定バイアス電流源（ミキサバイアス電流供給手段、第２の電流源）
３３最大一定バイアス電流源（ミキサバイアス電流供給手段、第３の電流源）
３４電流源
４０クロスカプルド・ミキサ
４１可変バイアス電流源（バッファバイアス電流供給手段）
４２最小一定バイアス電流源（バッファバイアス電流供給手段）
４３最大一定バイアス電流源（バッファバイアス電流供給手段）
５０電流制御ループ
７０制御回路（制御手段）
２００，３００受信機
Ｃ１〜Ｃ８キャパシタ
Ｉｂｉａｓ１ミキサバイアス電流
Ｉｂｉａｓ２バッファバイアス電流
Ｉ_ｒｅｆ定常バイアス電流
Ｉ_ｒｅｆ０，Ｉ_{ｒｅｆ０’} 最大一定バイアス電流
Ｉ_ｒｅｆ１，Ｉ_{ｒｅｆ１’} 可変バイアス電流
Ｉ_ｒｅｆ２，Ｉ_{ｒｅｆ２’} 最小一定バイアス電流
Ｉ_ｒｅｆ３電流
Ｎ１ＮチャネルＭＯＳトランジスタ（第１の入力トランジスタ）
Ｎ２ＮチャネルＭＯＳトランジスタ（第２の入力トランジスタ）
Ｎ３〜Ｎ５ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
Ｐ１ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（第１のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタ）
Ｐ２ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（第２のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタ）
Ｐ３ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（第３のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタ）
Ｒ１〜Ｒ１１，Ｒ_ｄｅｇ抵抗
Ｒ_ｄｅｇ１抵抗（負帰還抵抗）
ＲＦ電圧制御発振器
ＲＦｉｎ入力部
ＳＷ１スイッチ（ミキサバイアス電流供給手段）
ＳＷ２スイッチ（バッファバイアス電流供給手段）
Ｔ１〜Ｔ１７ＮＰＮトランジスタ
ＶＤＤ電源電圧
Ｖ_ｃｔｒｌ電圧制御信号（制御信号）
Ｖｒｅｆ基準電圧
ＶｘＲＦ電圧 1 Low noise variable gain amplifier 2-Q, 2-I IQ quadrature mixer (mixer)
3 Detection circuit (first detection means)
4 Preamplifier (Preamplifier)
5 Detection circuit (second detection means)
6 Voltage controlled oscillator 7 Divider 7-Q, 7-I Buffer circuit (buffer)
10 Gain Control Loop 11 Current Control Loop 21 Output Unit (Output Terminal)
22 Q channel output 23 I channel output 30 Steady bias current source (mixer bias current supply means)
31 Variable bias current source (mixer bias current supply means, first current source)
32 Minimum constant bias current source (mixer bias current supply means, second current source)
33 Maximum constant bias current source (mixer bias current supply means, third current source)
34 Current source 40 Cross-coupled mixer 41 Variable bias current source (buffer bias current supply means)
42 Minimum constant bias current source (buffer bias current supply means)
43 Maximum constant bias current source (buffer bias current supply means)
50 Current control loop 70 Control circuit (control means)
200,300 receiver C1~C8 capacitor Ibias1 mixer bias current Ibias2 buffer bias current I _ref constant bias current _{I _ref0,} I _ref0 _'maximum constant bias current _{I _ref1,} I _{_ref1'} variable bias current _{I _ref2,} I _ref2 _'minimum constant bias Current I _ref3 current N1 N-channel MOS transistor (first input transistor)
N2 N-channel MOS transistor (second input transistor)
N3-N5 N-channel MOS transistor P1 P-channel MOS transistor (first P-channel metal oxide semiconductor transistor)
P2 P-channel MOS transistor (second P-channel metal oxide semiconductor transistor)
P3 P-channel MOS transistor (third P-channel metal oxide semiconductor transistor)
R1-R11, R _deg resistance R _deg1 resistance (negative feedback resistance)
RF voltage controlled oscillator RFin input SW1 switch (mixer bias current supply means)
SW2 switch (buffer bias current supply means)
T1 to T17 NPN transistor VDD power supply voltage V _ctrl voltage control signal (control signal)
Vref reference voltage VxRF voltage

Claims

入力信号を増幅する低雑音可変利得増幅器と、ローカル信号に基づいて周波数変換を行うミキサと、上記低雑音可変利得増幅器の出力端の信号強度を検出して上記低雑音可変利得増幅器の利得を制御する第１の検波手段と、
上記低雑音可変利得増幅器の出力端の信号強度を検出し、上記ミキサに供給するミキサバイアス電流の値を制御するための制御信号を出力する第２の検波手段とを備える受信機において、
上記制御信号に基づいて、上記ミキサバイアス電流を上記ミキサに供給するミキサバイアス電流供給手段をさらに備えることを特徴とする受信機。 Control the gain of the low noise variable gain amplifier by detecting the signal strength at the output of the low noise variable gain amplifier and the low noise variable gain amplifier that amplifies the input signal, the mixer that performs frequency conversion based on the local signal First detecting means for performing,
A receiver comprising: second detection means for detecting a signal intensity at an output terminal of the low noise variable gain amplifier and outputting a control signal for controlling a value of a mixer bias current supplied to the mixer;
The receiver further comprising mixer bias current supply means for supplying the mixer bias current to the mixer based on the control signal.

入力信号を増幅する低雑音可変利得増幅器と、ローカル信号に基づいて周波数変換を行うミキサと、該ミキサの出力に接続されるバッファと、上記低雑音可変利得増幅器の出力端の信号強度を検出して上記低雑音可変利得増幅器の利得を制御する第１の検波手段と、
上記低雑音可変利得増幅器の出力端の信号強度を検出し、上記ミキサに供給するミキサバイアス電流の値と、上記バッファに供給するバッファバイアス電流の値とを制御するための制御信号を出力する第２の検波手段とを備える受信機において、
上記制御信号に基づいて、上記ミキサバイアス電流を上記ミキサに供給するミキサバイアス電流供給手段と、
上記制御信号に基づいて、上記バッファバイアス電流を上記バッファに供給するバッファバイアス電流供給手段とをさらに備えることを特徴とする受信機。 A low noise variable gain amplifier that amplifies an input signal, a mixer that performs frequency conversion based on a local signal, a buffer connected to the output of the mixer, and a signal strength at the output end of the low noise variable gain amplifier are detected. First detecting means for controlling the gain of the low noise variable gain amplifier,
A signal for detecting the signal intensity at the output terminal of the low noise variable gain amplifier and outputting a control signal for controlling the value of the mixer bias current supplied to the mixer and the value of the buffer bias current supplied to the buffer. In a receiver comprising two detection means,
Mixer bias current supply means for supplying the mixer bias current to the mixer based on the control signal;
And a buffer bias current supply means for supplying the buffer bias current to the buffer based on the control signal.

上記第２の検波手段は、入力に前置増幅器を備えることを特徴とする請求項１または２に記載の受信機。 The receiver according to claim 1 or 2, wherein the second detection means includes a preamplifier at an input.

上記ミキサバイアス電流供給手段は、第１の電流源、第２の電流源および第３の電流源を有し、
上記ミキサバイアス電流は、上記第１の電流源から出力される可変バイアス電流と、上記第２の電流源から出力される最小一定バイアス電流との和、または上記第３の電流源から出力される最大一定バイアス電流であり、
上記ミキサバイアス電流を上記和のバイアス電流とするか、上記ミキサバイアス電流を上記最大一定バイアス電流とするかを切り替える制御手段をさらに備えることを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の受信機。 The mixer bias current supply means includes a first current source, a second current source, and a third current source,
The mixer bias current is the sum of a variable bias current output from the first current source and a minimum constant bias current output from the second current source, or is output from the third current source. Maximum constant bias current,
The control unit according to any one of claims 1 to 3, further comprising control means for switching whether the mixer bias current is the sum bias current or the mixer bias current is the maximum constant bias current. The listed receiver.

上記第１の電流源は、差動対を成す、第１の入力トランジスタおよび第２の入力トランジスタと、上記第１の入力トランジスタのソースと上記第２の入力トランジスタのソースとの間に負帰還抵抗を備えることを特徴とする請求項４に記載の受信機。 The first current source includes a first input transistor and a second input transistor forming a differential pair, and negative feedback between the source of the first input transistor and the source of the second input transistor. The receiver according to claim 4, further comprising a resistor.

上記第１の電流源は、ダイオード接続した第１のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタと、ダイオード接続した第２のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタと、該第２のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタとカレントミラーを形成し、上記可変バイアス電流を出力する第３のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタとを備え、
上記第１のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタのドレインは、上記第１の入力トランジスタのドレインと接続され、
上記第２のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタのドレインは、上記第２の入力トランジスタのドレインと接続され、
上記第２のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタの全チャネル幅と、上記第３のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタの全チャネル幅との比をα：βとし、
αは１以上の整数であり、
βは２以上の整数であることを特徴とする請求項５に記載の受信機。 The first current source includes a diode-connected first P-channel metal oxide semiconductor transistor, a diode-connected second P-channel metal oxide semiconductor transistor, and the second P-channel metal oxide semiconductor transistor. A third P-channel metal oxide semiconductor transistor that forms a current mirror and outputs the variable bias current;
The drain of the first P-channel metal oxide semiconductor transistor is connected to the drain of the first input transistor,
The drain of the second P-channel metal oxide semiconductor transistor is connected to the drain of the second input transistor,
The ratio between the total channel width of the second P-channel metal oxide semiconductor transistor and the total channel width of the third P-channel metal oxide semiconductor transistor is α: β,
α is an integer of 1 or more,
The receiver according to claim 5, wherein β is an integer of 2 or more.

上記ミキサとして、電流無依存特性を有するクロスカプルド・ミキサを用いることを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に記載の受信機。 The receiver according to claim 1, wherein a cross-coupled mixer having current-independent characteristics is used as the mixer.

上記バッファとして、電流無依存特性を有するクロスカプルド・増幅器を用いることを特徴とする請求項２に記載の受信機。 The receiver according to claim 2, wherein a cross-coupled amplifier having current-independent characteristics is used as the buffer.

上記バッファとして、エミッタフォロアを用いることを特徴とする請求項２に記載の受信機。 The receiver according to claim 2, wherein an emitter follower is used as the buffer.

半導体基板を備え、請求項１〜９の何れか１項に記載の受信機が上記半導体基板上に形成されていることを特徴とする半導体装置。 A semiconductor device comprising a semiconductor substrate, wherein the receiver according to claim 1 is formed on the semiconductor substrate.

高周波信号を受信するアンテナと、請求項１０に記載の半導体装置とを備えていること特徴とする通信装置。 A communication apparatus comprising: an antenna that receives a high-frequency signal; and the semiconductor device according to claim 10.

請求項１１に記載の通信装置を備えていることを特徴とする電子機器。 An electronic apparatus comprising the communication device according to claim 11.