JP2010081697A - Resonance type power conversion device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、半導体スイッチング素子を用いた共振型電力変換装置に係り、特に低損失化に好適な共振型電力変換装置に関する。 The present invention relates to a resonant power converter using a semiconductor switching element, and more particularly to a resonant power converter suitable for reducing loss.
図６に従来の共振型電力変換装置（共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ）を示す。１は直流電圧源である。直流電圧源１には、第１および第２のスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２））を直列に接続した直列回路（第１の直列回路）と、第３および第４のスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３，Ｑ４））を直列に接続した直列回路（第２の直列回路）が並列に接続されている。これらＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ４）には、それぞれ寄生ダイオードＤ１〜Ｄ４が存在する。またＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ４）のドレイン―ソース間には、それぞれコンデンサＣ１〜Ｃ４が並列に接続されている。
FIG. 6 shows a conventional resonant power converter (resonant DC-DC converter).
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレインとが接続される接続点ａと、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のソースとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のドレインとが接続される接続点ｂとの間には、リアクトルＬｓ、コンデンサＣｓおよび変圧器Ｔの一次巻線とが直列に接続された直列回路（第３の直列回路）が接続されている。このリアクトルＬｓとコンデンサＣｓは、電流共振動作を行うための直列共振回路の役割を担う。 MOSFET (Q 1) source and a connecting point a drain are connected to each of the MOSFET (Q 2) of, MOSFET (Q 3) source and MOSFET drain and is the connection point b, which is connected to (Q 4) of A series circuit (third series circuit) in which the reactor L s , the capacitor C s, and the primary winding of the transformer T are connected in series is connected between them. The reactor L s and the capacitor C s serve as a series resonance circuit for performing a current resonance operation.
変圧器Ｔの二次巻線は、センタータップを備えている。この変圧器Ｔの二次巻線の両端には、それぞれのカソードが接続された二つの整流用ダイオードカソード（Ｄ５，Ｄ６）が接続されて全波整流回路を構成している。この全波整流回路の直流出力側、すなわち変圧器Ｔのセンタータップと整流用ダイオード（Ｄ５，Ｄ６）のアノード間には、平滑コンデンサＣが接続されてコンバータ４を構成する。コンバータ４の直流出力電圧は、負荷ＲＬに与えられる。 The secondary winding of the transformer T includes a center tap. Two rectifier diode cathodes (D 5 , D 6 ) to which the respective cathodes are connected are connected to both ends of the secondary winding of the transformer T to form a full-wave rectifier circuit. A smoothing capacitor C is connected to the DC output side of the full-wave rectifier circuit, that is, between the center tap of the transformer T and the anode of the rectifier diodes (D 5 , D 6 ) to constitute the converter 4. The DC output voltage of converter 4 is applied to load RL .
このように構成された従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図示しないスイッチング素子駆動部（ゲート駆動部）によってＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）が共にオンにされると、接続点ａと接続点ｂとの間の電圧Ｖabが正電圧になる。次いでゲート駆動部は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）を共にオフにし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）を共にオンにするとＶabが負電圧となる。 In the conventional resonance type DC-DC converter configured as described above, when both the MOSFET (Q 1 ) and the MOSFET (Q 4 ) are turned on by a switching element driving unit (gate driving unit) (not shown), the connection point a And the voltage V ab between the node b and the connection point b becomes a positive voltage. Next, when the gate driver turns off both the MOSFET (Q 1 ) and the MOSFET (Q 4 ) and turns on both the MOSFET (Q 2 ) and the MOSFET (Q 3 ), V ab becomes a negative voltage.
共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、この動作を交互に行うことによって交番電圧を発生させ、変圧器Ｔの一次巻線に印加する。そして、変圧器Ｔを介して絶縁、変圧されて変圧器Ｔの二次巻線側に現れた交流電圧は、整流用ダイオードＤ５，Ｄ６によって整流されて所望の直流出力電圧が得られるようになっている。
このように構成された共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの各部の電圧・電流波形の一例を示す図７において、時刻ｔ１の時点でオンからオフに切り替わるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２，Ｑ３）は、これらＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２，Ｑ３）のドレイン―ソース間のコンデンサＣ２，Ｃ３によってＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２，Ｑ３）に加わる電圧が上昇する前にオフとなる。このためＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ４）は、零電圧スイッチングとなりターンオフ時に生ずる損失（ターンオフ損失）がほとんど発生しない。
The resonant DC-DC converter generates an alternating voltage by alternately performing this operation, and applies it to the primary winding of the transformer T. Then, the AC voltage that is insulated and transformed through the transformer T and appears on the secondary winding side of the transformer T is rectified by the rectifying diodes D 5 and D 6 so that a desired DC output voltage is obtained. It has become.
In FIG. 7 showing an example of the voltage / current waveform of each part of the resonance type DC-DC converter configured as described above, the MOSFETs (Q 2 , Q 3 ) that are switched from on to off at time t 1 are these MOSFETs. voltage applied by the
ここに図７におけるＶｇｓ１〜Ｖｇｓ４は、それぞれＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ４）のゲート―ソース間電圧、ＩｐおよびＶｐは、変圧器Ｔの一次巻線に流れる電流および印加電圧、Ｖ３およびＩ３、Ｖ４およびＩ４は、それぞれＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のドレイン―ソース間電圧およびドレイン―ソース間電流、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のドレイン―ソース間電圧およびドレイン―ソース間電流である。 Here, Vgs 1 to Vgs 4 in FIG. 7 are the gate-source voltages of the MOSFETs (Q 1 to Q 4 ), I p and V p are the current flowing through the primary winding of the transformer T and the applied voltage, V 3 and I 3, V 4 and I 4, the drain of the MOSFET, respectively (Q 3) - is a source current - source voltage and drain - drain-source current, MOSFET (Q 4) - source voltage and the drain .
なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ４）のドレイン―ソース間にそれぞれ接続されたコンデンサＣ１〜Ｃ４は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ４）の寄生容量で代用できる場合もある。この場合は、これらのコンデンサＣ１〜Ｃ４を省略することができる。
また、図７の時刻ｔ２においてオフからオンに切り替わるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ４）は、寄生ダイオードＤ１，Ｄ４に電流が流れているときにオンとなるため、ターンオン損失が発生しない。
The drain of the
Further, the MOSFETs (Q 1 , Q 4 ) that are switched from OFF to ON at time t 2 in FIG. 7 are turned on when a current flows through the parasitic diodes D 1 and D 4 , so that no turn-on loss occurs.
ところで図６に示した直流電圧源１は、特に図示しないが一般的に商用交流電源をコンバータで整流して得ることが多い。この商用交流電源は、電圧が短時間低下した後すぐ復帰する、いわゆる瞬時電圧低下（瞬低）がまれに発生する。電子的制御装置のような負荷のときは、この電圧変動の影響を受けることがある。そこで瞬低が発生したときであってもＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を一定に維持する必要がある。
The
そこでこの種の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、瞬低によって入力電圧が低下したとき、直流出力電圧Ｖｏを一定に維持するため、図８の各部の動作波形に示されるようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ４）のスイッチング周波数を定常時より低下させる。するとリアクトルＬｓおよびコンデンサＣｓとで構成される直列共振回路の共振インピーダンスが下がり、変圧器Ｔへの電力伝達量、即ち直流出力側への電力伝達量を維持することができ直流出力電圧を所定の電圧に維持することが可能となる（なお図８の符号は、図７と同じ意味である）。 Therefore resonant DC-DC converter of this kind, when the input voltage is lowered by voltage sag, to maintain the DC output voltage V o constant, MOSFET as shown in the operation waveform of each part of FIG. 8 (Q 1 to Q 4) is lower than the steady state switching frequency of. Then, the resonance impedance of the series resonance circuit composed of the reactor L s and the capacitor C s decreases, and the amount of power transmitted to the transformer T, that is, the amount of power transmitted to the DC output side can be maintained, and the DC output voltage can be maintained. The voltage can be maintained at a predetermined voltage (note that the reference numerals in FIG. 8 have the same meaning as in FIG. 7).
このような作動をする共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、商用交流電源に瞬低が発生した場合であっても直流出力電圧を一定に保てるように、回路パラメータが設定される。つまり通常時は、より高い周波数で動作させて直列共振回路の共振インピーダンスを大きくすることで出力を絞っている。
このため従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、
（１）力率が低下するため、電流の無効成分が増え導通損失が増加する
（２）周波数の増加により、リアクトルの鉄損が増加する
（３）スイッチング素子の駆動損失が増加する
という問題が生ずる。
In the resonant DC-DC converter that operates as described above, the circuit parameters are set so that the DC output voltage can be kept constant even when an instantaneous drop occurs in the commercial AC power supply. That is, during normal operation, the output is reduced by increasing the resonance impedance of the series resonance circuit by operating at a higher frequency.
Therefore, the conventional resonant DC-DC converter is
(1) Since the power factor decreases, the ineffective component of the current increases and the conduction loss increases. (2) The core loss of the reactor increases due to the increase in frequency. (3) The drive loss of the switching element increases. Arise.
これらは、特にスイッチング周波数を高周波にするほど顕著になる。また、上記（３）の問題は、駆動電力の比率が大きくなる低容量電源において特にその影響が大きい。
これらの問題を解決する方法として、瞬低時に回路をハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作に切り換えることで得られる交流電圧(Ｖab相当)を高くする方法が提案されている（例えば、特許文献１，２を参照）。
As a method for solving these problems, a method has been proposed in which an alternating voltage (corresponding to V ab ) obtained by switching a circuit from a half-bridge operation to a full-bridge operation at the time of a sag is increased (for example,
しかしながら上記特許文献１，２に記載される方法では切り替え動作によって出力電圧が変動しやすいという問題がある。また、ハーフブリッジ動作のときは変圧器Ｔの一次巻線に印加される電圧がフルブリッジ動作のときの半分になるため、同じ出力電力を得るには、一次側電流をフルブリッジ動作に比べて約２倍流す必要があり、この電流増加によって導通損失が増加するという問題もある。
However, the methods described in
本発明は、このような課題を解決するべくなされたもので、その目的とするところは、損失を低減しつつ、瞬低時においても出力電圧を一定に維持することができる共振型電力変換装置を提供することにある。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a resonant power converter that can maintain a constant output voltage even during a sag, while reducing loss. Is to provide.
上述した目的を達成するため本発明の共振型電力変換装置は、直流電圧源に接続されて、第１および第２のスイッチング素子を直列に接続した第１の直列回路と、この第１の直列回路と並列に接続されて、第３および第４のスイッチング素子を直列に接続した第２の直列回路と、前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と、前記第３および第４のスイッチング素子の接続点とに介装されて、リアクトル、コンデンサおよび変圧器の一次巻線とを直列に接続した第３の直列回路とを備え、前記変圧器の二次巻線に接続された所定の負荷に電力を供給する共振型電力変換装置であって、前記第１の直列回路は、前記第２の直列回路よりも順電圧降下の低いスイッチング素子を用いたことを特徴としている。 In order to achieve the above-described object, a resonant power converter according to the present invention includes a first series circuit connected to a DC voltage source and connected in series with first and second switching elements, and the first series circuit. A second series circuit connected in parallel with the circuit and having the third and fourth switching elements connected in series; a connection point of the first and second switching elements; and the third and fourth switching elements. And a third series circuit connected in series with the reactor, the capacitor, and the primary winding of the transformer, and a predetermined series connected to the secondary winding of the transformer. A resonance type power converter that supplies power to a load, wherein the first series circuit uses a switching element having a lower forward voltage drop than the second series circuit.
上記共振型電力変換装置は、前記直流電圧源に並列に接続されて、該直流電圧源の電圧値を検出する電圧検出部と、この電圧検出部の検出電圧値を受けて、前記直流電圧源が所定の電圧値以上の電圧を出力しているとき、前記第１または前記第２のスイッチング素子のいずれか一方だけを常時オンにして他方を常時オフにし、前記第３および第４のスイッチング素子を所定の周期で排他的にオンまたはオフにする一方、前記直流電圧源が所定の電圧値未満の電圧を出力しているとき、前記第３および第４のスイッチング素子を上記所定の周期で排他的にオンまたはオフにすると共に、前記第１および第２のスイッチング素子を上記所定の周期で排他的にオンまたはオフし、かつ、そのオンまたはオフ時間を調整して前記第３の直列回路に加わる電圧を所定の電圧値に維持するスイッチング素子駆動部とを備えて構成される。 The resonance type power converter is connected in parallel to the DC voltage source, detects a voltage value of the DC voltage source, receives the detected voltage value of the voltage detector, and receives the DC voltage source. Is outputting a voltage equal to or higher than a predetermined voltage value, only one of the first and second switching elements is always on and the other is always off, and the third and fourth switching elements Is exclusively turned on or off at a predetermined cycle, while the third and fourth switching elements are excluded at the predetermined cycle when the DC voltage source outputs a voltage less than a predetermined voltage value. The first and second switching elements are exclusively turned on or off at the predetermined period, and the on or off time is adjusted to provide the third series circuit. Join Configured with a switching element driving unit sustaining a voltage to a predetermined voltage value.
また共振型電力変換装置は、直流電圧源が所定の電圧値以上の電圧を出力しているとき、前記スイッチング素子駆動部により常時オンにされる前記第１または前記第２のスイッチング素子は、他のスイッチング素子よりも順電圧降下の低いものであることを特徴としている。
更に前記直流電圧源が所定の電圧値以上の電圧を出力しているとき、前記スイッチング素子駆動部により常時オフにされる前記第３または前記第４のスイッチング素子は、常時オンにされるスイッチング素子よりも電力容量が小さいものとしている。
In the resonant power converter, when the DC voltage source outputs a voltage equal to or higher than a predetermined voltage value, the first or second switching element that is always turned on by the switching element driving unit is other than The switching element has a lower forward voltage drop than that of the switching element.
Furthermore, when the DC voltage source outputs a voltage equal to or higher than a predetermined voltage value, the third or fourth switching element that is always turned off by the switching element driving unit is a switching element that is always turned on. It is assumed that the power capacity is smaller than that.
上記共振型電力変換装置の前記変圧器の二次巻線には、この二次巻線に生じた交流電圧を直流電圧に変換する整流回路を備えて構成してもよい。 You may comprise the secondary winding of the said transformer of the said resonance type | mold power converter device by providing the rectifier circuit which converts the alternating voltage produced in this secondary winding into a direct voltage.
上述の共振型電力変換装置は、直流電圧源に接続された第３および第４のスイッチング素子を直列に接続した第２の直列回路よりも順電圧降下の低いスイッチング素子を、第１および第２のスイッチング素子を直列に接続した第１の直列回路としているので、第１の直列回路に流れる電流によって生ずる導通損失を低減することが可能となる。
また上述の共振型電力変換装置は、例えばコンバータで商用交流電源を整流して得た直流を直流電圧源として用いた場合、商用交流電源に瞬低が生じたとしても通常時における最適なスイッチング周波数で第２の直列回路を構成する第３および第４のスイッチング素子を駆動すると共に、瞬低時は、更に第１の直列回路を構成する第１および第２のスイッチング素子を上記の最適なスイッチング周波数で駆動し、かつ、そのオンまたはオフ時間を調整して第３の直列回路に加わる電圧を所定の電圧値に維持しているので、上述した損失の増加を防ぎ、かつ瞬低時においても直流出力電圧を一定に維持することができる。
The above-described resonant power converter includes first and second switching elements having a lower forward voltage drop than a second series circuit in which third and fourth switching elements connected to a DC voltage source are connected in series. Therefore, the conduction loss caused by the current flowing through the first series circuit can be reduced.
In addition, the above-described resonance type power converter uses, for example, a direct current obtained by rectifying a commercial AC power supply with a converter as a DC voltage source. And driving the third and fourth switching elements constituting the second series circuit, and at the time of a sag, further switching the first and second switching elements constituting the first series circuit to the optimum switching described above. Since the voltage applied to the third series circuit is maintained at a predetermined voltage value by driving at the frequency and adjusting the ON or OFF time, the increase in the loss described above is prevented, and even at the time of a sag. The DC output voltage can be kept constant.
また本発明の共振型電力変換装置は、直流電圧源が所定の電圧値以上の電圧を出力しているとき、前記スイッチング素子駆動部により常時オンにされる前記第１または前記第２のスイッチング素子は、他のスイッチング素子よりも順電圧降下の低い素子を用いているので、損失を低減することができ装置の小型化を図ることが可能である。
更に前記直流電圧源が所定の電圧値以上の電圧を出力しているとき、前記スイッチング駆動部により常時オフにされる第１または第２のスイッチング素子は、直流電圧源が瞬時に低下したときだけ駆動すればよいので常時オンにされるスイッチング素子よりも電力容量が小さいものが適用でき、装置の小型化、低価格化を図ることができる。
In the resonant power converter according to the present invention, when the DC voltage source outputs a voltage equal to or higher than a predetermined voltage value, the first or second switching element is always turned on by the switching element driving unit. Since an element having a lower forward voltage drop than other switching elements is used, loss can be reduced and the apparatus can be downsized.
Further, when the DC voltage source outputs a voltage equal to or higher than a predetermined voltage value, the first or second switching element that is always turned off by the switching drive unit is only when the DC voltage source is instantaneously reduced. Since it only needs to be driven, a device having a smaller power capacity than a switching element that is always on can be applied, and the size and cost of the device can be reduced.
また本発明の共振型電力変換装置における変圧器の二次巻線には、二次巻線に生じた交流電圧を直流電圧に変換する整流回路を備えて構成されているので電力損失を抑えつつ、小型化および低価格化を図ることのできる共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することができる等の実用上多大なる効果を奏し得る。 In addition, the secondary winding of the transformer in the resonant power converter according to the present invention includes a rectifier circuit that converts an AC voltage generated in the secondary winding into a DC voltage, thereby suppressing power loss. In addition, it is possible to achieve a great practical effect such that a resonant DC-DC converter that can be reduced in size and price can be configured.
以下、本発明の一実施形態に係る共振型電力変換装置について添付図面を参照しながら説明する。なお、図１〜図５は、本発明の一実施形態に係るものであって、これらの図面によって本発明が限定されるものではない。またこれらの図中、図６〜図８と同一の符号を付した部分は同一物を表わし、基本的な構成はこれらの図に示す従来のものと同様であるのでその説明を省略する。 Hereinafter, a resonant power converter according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. 1 to 5 relate to one embodiment of the present invention, and the present invention is not limited by these drawings. Also, in these drawings, the portions denoted by the same reference numerals as those in FIGS. 6 to 8 represent the same items, and the basic configuration is the same as that of the conventional one shown in these drawings, and the description thereof will be omitted.
図１は本発明の共振型電力変換装置を適用した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成を示す図である。この図において、１０は直流電圧源１の電圧値を検出する電圧検出部である。この電圧検出部１０で検出された電圧値は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ４）の駆動を制御するゲート駆動部（スイッチング素子駆動部）１１に与えられる。ゲート駆動部（スイッチング素子駆動部）１１は、図１には図示していないがＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ４）の各ゲートに接続され、その駆動を制御する。
FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a resonant DC-DC converter to which a resonant power converter according to the present invention is applied. In this figure,
概略的には上述したように構成された共振型ＤＣ−ＤＣコンバータおいて電圧検出部１０によって直流電圧源１が所定の電圧値以上の電圧にあることが検出されたとき（通常時）、ゲート駆動部１１は、図２の各部の動作波形に示されるように第１の直列回路のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を常時オン、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を常時オフとし、第２の直列回路を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３，Ｑ４）を所定の周期で交互（排他的）にオン・オフを切り換える。このときＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オンであるため、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）がオンのときはＶab＝Ｖｉｎとなり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）がオンのときはＶab＝０となる。
In general, in the resonant DC-DC converter configured as described above, when the
そしてこのとき得られた直流成分を含んだＶabは、コンデンサＣｓにより直流成分が除去された交番電圧となり、その交番電圧に応じた電圧Ｖｐが変圧器Ｔの一次巻線に印加される。この電圧Ｖｐは、変圧器Ｔを介して絶縁、変圧されて変圧器Ｔの二次巻線に交流電圧となって現れる。二次巻線に現れた交流電圧は、整流用ダイオードＤ５，Ｄ６により整流して直流に変換され、さらに平滑コンデンサＣによって平滑されて直流出力電圧Ｖｏが負荷に与えられる。 V ab including the DC component obtained at this time becomes an alternating voltage from which the DC component is removed by the capacitor C s , and a voltage V p corresponding to the alternating voltage is applied to the primary winding of the transformer T. . This voltage Vp is insulated and transformed via the transformer T and appears as an AC voltage in the secondary winding of the transformer T. AC voltage appearing on the secondary winding to be rectified by the rectifying diode D 5, D 6 is converted to direct current, DC output voltage V o is applied to the load is smoothed by further smoothing capacitor C.
さて、直流電圧源１に瞬低が発生すると電圧検出部１０は、この電圧低下を検出する。するとゲート駆動部１１は、この電圧低下の検出を受けて、図３の各部の動作波形に示されるようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３，Ｑ４）に加えて更にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）を上記所定の周期で交互（排他的）にオン・オフさせるとともに、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン時間とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオフ時間の制御を行う（パルス幅制御）。
When the voltage drop occurs in the
ここではパルス幅の制御についての説明を簡略化するために直流電圧源１の電圧値Ｖｉｎを一定とする。図４に示されるようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンにするとＶabには＋Ｖｉｎというレベルを新たに持ち得るので、Ｖabの基本波成分（直流成分を除いたもの）が定常時より高くなる。ここでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン時間を徐々に長くするとＶｐの実効値が増加する。最終的にデューティが最大になったときは、±Ｖｉｎが変圧器Ｔの一次巻線に電圧Ｖｐとして印加されるため、定常時の２倍の出力電圧値が得られることになる。
Here, a constant voltage value V in of the
ただし、実際には瞬低によってＶｉｎは低下するものの、その電圧低下が定常時の１／２を下回らなければ定常時と同じ直流出力電圧を得ることができる。
なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は、ゲート駆動部１１によって定常時に常時オンに固定される。このためスイッチング損失は問題にならない。またＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、定常時に常時オフに固定されるため損失が発生しない。なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）で構成される第１の直列回路において常時オンまたは常時オフにする素子を入れ替えてもかまわない。
However, although actually V in is reduced by voltage sag, it can be its voltage drop to obtain the same DC output voltage and a steady state to be less than half the steady state.
Note that the MOSFET (Q 1 ) is always turned on by the
また、一般にスイッチングの速度の遅い素子ほど導通時の順電圧降下が低い。したがって、常時オンとなる素子においては通常運転時の導通損失を少なくすることができる。また、瞬低時にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）だけでなくＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のスイッチングを行ったととしても、これらのＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の駆動は、あくまで瞬低時に限られるため通常運転時の損失が増加しない。また直流電圧源１が所定の電圧値以上の電圧を出力しているときゲート駆動部１１により常時オフにされるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）またはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のいずれか一方のスイッチング素子は、瞬低時にだけしかオンにならないので常時オンにされるスイッチング素子よりも電力容量が小さくてよい。
In general, the slower the switching speed, the lower the forward voltage drop when conducting. Therefore, conduction loss during normal operation can be reduced in an element that is always on. Further, even if not only the MOSFET (Q 1 ) but also the MOSFET (Q 2 ) is switched at the time of the voltage sag, the driving of these MOSFETs (Q 1 , Q 2 ) is limited to the time of the voltage sag, so that during normal operation The loss of does not increase. In addition, when the
なお、図１に示す共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ４）のドレイン―ソース間にコンデンサＣ１〜Ｃ４を並列に接続して、零電圧スイッチングを行っているが、このとき発生する損失はこれらコンデンサＣ１〜Ｃ４のキャパシタンス値により変化する。
例えば図５に示すようにＭＯＳＦＥＴのターンオフ時においてキャパシタンス値がＣ＝０（図５における実線）からキャパシタンス値が増えるほど電圧の傾きが小さくなる（一点鎖線から二点鎖線）。即ち、電圧値と電流値の積によって定まるターンオフ損失はキャパシタンス値が増えるほど少なくなる。ただし、コンデンサＣ１〜Ｃ４のキャパシタンス値が大き過ぎると、これらコンデンサＣ１〜Ｃ４を流出入する電力が増大する。するとこの電力の流出入に伴う充放電損失が増加することがあるので注意が必要である。なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ４）が有する寄生容量だけでもスイッチング損失が十分抑制されるならば上記コンデンサＣ１〜Ｃ４を省いてもかまわない。
In the resonant DC-DC converter shown in FIG. 1, capacitors C 1 to C 4 are connected in parallel between the drains and sources of the MOSFETs (Q 1 to Q 4 ) to perform zero voltage switching. The loss generated at this time varies depending on the capacitance values of these capacitors C 1 to C 4 .
For example, as shown in FIG. 5, as the capacitance value increases from C = 0 (solid line in FIG. 5) when the MOSFET is turned off, the slope of the voltage decreases (from the alternate long and short dash line). That is, the turn-off loss determined by the product of the voltage value and the current value decreases as the capacitance value increases. However, if the capacitance values of the capacitors C 1 to C 4 are too large, the power flowing into and out of the capacitors C 1 to C 4 increases. In this case, care must be taken because the charge / discharge loss associated with the inflow / outflow of power may increase. Note that the capacitors C 1 to C 4 may be omitted if the switching loss is sufficiently suppressed only by the parasitic capacitance of the MOSFETs (Q 1 to Q 4 ).
かくして本発明の共振型電力変換装置は、直流電圧源１に瞬低が生じたとき、ゲート駆動部（スイッチング素子駆動部）１１によって通常時における最適なスイッチング周波数でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３，Ｑ４）を駆動すると共に、更にこれらＭＯＳＦＥＴよりも順電圧降下の低いＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）をこのスイッチング周波数で駆動し、かつ、そのオンまたはオフ時間を調整して変圧器Ｔの一次巻線に印加される電圧を所定の電圧値に維持しているので、回路の損失の増加を防ぎつつ瞬低時においても変圧器Ｔの二次電圧（出力電圧）を一定に維持することができる。
Thus, in the resonant power converter according to the present invention, when a sag occurs in the
特に本発明の共振型電源装置は、直流電圧源１が所定の電圧値以上の電圧を出力しているとき、ゲート駆動部１１により常時オフにされるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）またはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）が瞬低時だけ駆動されるので常時オンにされるスイッチング素子よりも電力容量が小さいものが適用でき、共振型電源装置の小型化、低価格化を図ることが可能である。
In particular, in the resonance type power supply device of the present invention, the MOSFET (Q 1 ) or the MOSFET (Q 2 ) that is always turned off by the
なお、本実施例ではＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を常時オンとしたが、第１の直列回路を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のいずれか一つのスイッチング素子を常時オンとし、他方を常時オフとすればよいので、上述した駆動方法に限定されるものではない。
また、本発明の共振型電源装置は、上述したような変圧器Ｔの二次側にセンタータップを用いた全波整流回路を接続した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに限定されるものではない。例えば変圧器の二次側に接続する回路としては、フルブリッジ整流回路、ハーフブリッジ整流回路等の構成をとった共振型ＤＣ−ＤＣコンバータとしてもかまわない。或いは本発明の共振型電源装置は、高周波インバータとして例えばプラズマ用電源装置や、オゾン発生器、アーク溶接機など種々の電源装置に適用することも勿論可能である。
In this embodiment, the MOSFET (Q 1 ) is always turned on, but any one switching element of the MOSFETs (Q 1 , Q 2 ) constituting the first series circuit is always turned on, and the other is always turned off. Therefore, the present invention is not limited to the driving method described above.
Further, the resonance type power supply apparatus of the present invention is not limited to the resonance type DC-DC converter in which a full-wave rectifier circuit using a center tap is connected to the secondary side of the transformer T as described above. For example, the circuit connected to the secondary side of the transformer may be a resonant DC-DC converter having a full bridge rectifier circuit, a half bridge rectifier circuit, or the like. Or the resonance type power supply device of the present invention can of course be applied as a high frequency inverter to various power supply devices such as a plasma power supply device, an ozone generator, and an arc welding machine.
１ 直流電圧源
４ コンバータ
１０ 電圧検出部
１１ ゲート駆動部
Ｃ 平滑コンデンサ
Ｃｓ コンデンサ
Ｄ１-Ｄ４ 寄生ダイオード
Ｄ５，Ｄ６ 整流用ダイオード
Ｌｓ リアクトル
ＲＬ 負荷
Ｔ 変圧器
1 DC voltage source 4
Claims (5)
この第１の直列回路と並列に接続されて、第３および第４のスイッチング素子を直列に接続した第２の直列回路と、
前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と、前記第３および第４のスイッチング素子の接続点とに介装されて、リアクトル、コンデンサおよび変圧器の一次巻線とを直列に接続した第３の直列回路と
を備え、
前記変圧器の二次巻線に接続された所定の負荷に電力を供給する共振型電力変換装置であって、
前記第１の直列回路は、前記第２の直列回路よりも順電圧降下の低いスイッチング素子を用いたことを特徴とする共振型電力変換装置。 A first series circuit connected to a DC voltage source and connecting the first and second switching elements in series;
A second series circuit connected in parallel with the first series circuit and having the third and fourth switching elements connected in series;
First connected to the connection point of the first and second switching elements and the connection point of the third and fourth switching elements, the reactor, the capacitor and the primary winding of the transformer connected in series 3 series circuits,
A resonant power converter for supplying power to a predetermined load connected to a secondary winding of the transformer,
The resonant power converter according to claim 1, wherein the first series circuit uses a switching element having a lower forward voltage drop than the second series circuit.
この電圧検出部の検出電圧値を受けて、前記直流電圧源が所定の電圧値以上の電圧を出力しているとき、前記第１または前記第２のスイッチング素子のいずれか一方だけを常時オンにして他方を常時オフにし、前記第３および第４のスイッチング素子を所定の周期で排他的にオンまたはオフにする一方、
前記直流電圧源が所定の電圧値未満の電圧を出力しているとき、前記第３および第４のスイッチング素子を前記所定の周期で排他的にオンまたはオフにすると共に、前記第１および第２のスイッチング素子を上記所定の周期で排他的にオンまたはオフし、かつ、そのオンまたはオフ時間を調整して前記第３の直列回路に加わる電圧を所定の電圧値に維持するスイッチング素子駆動部と
を備えたことを特徴とする請求項１に記載の共振型電力変換装置。 A voltage detector connected in parallel to the DC voltage source and detecting a voltage value of the DC voltage source;
In response to the detection voltage value of the voltage detection unit, when the DC voltage source outputs a voltage higher than a predetermined voltage value, only one of the first switching element and the second switching element is always turned on. The other is always off, and the third and fourth switching elements are exclusively turned on or off in a predetermined cycle,
When the DC voltage source outputs a voltage less than a predetermined voltage value, the third and fourth switching elements are exclusively turned on or off at the predetermined period, and the first and second A switching element driving unit that exclusively turns on or off the switching element at the predetermined period and adjusts the on or off time to maintain the voltage applied to the third series circuit at a predetermined voltage value; The resonance type power converter according to claim 1, further comprising:
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