JP2010075048A - Load driver and vehicle therewith - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、負荷駆動装置およびそれを備える車両に関し、特に、駆動回路のスイッチング損失を低減可能な負荷駆動装置およびそれを備える車両に関する。 The present invention relates to a load driving device and a vehicle including the same, and more particularly to a load driving device capable of reducing switching loss of a driving circuit and a vehicle including the same.
通常、電気自動車（ＥＶ：Electric Vehicle）やハイブリッド自動車（ＨＶ：Hybrid Vehicle）等の車両において、電気エネルギーによる駆動力は、高電圧の電池から供給される直流電力をインバータによって３相交流電力に変換し、これにより３相交流モータを回転させることにより得ている。また、車両の減速時には、逆に３相交流モータの回生発電により得られる回生エネルギーを電池に蓄電することにより、エネルギーを無駄なく利用して走行している。 Usually, in a vehicle such as an electric vehicle (EV) or a hybrid vehicle (HV), the driving force by electric energy is converted from DC power supplied from a high-voltage battery to three-phase AC power by an inverter. This is obtained by rotating a three-phase AC motor. Further, when the vehicle is decelerated, the battery is stored with regenerative energy obtained by the regenerative power generation of the three-phase AC motor, so that the vehicle travels without wasting energy.
このようなハイブリッド自動車または電気自動車において、インバータは６個のスイッチング素子（たとえばＩＧＢＴ（Isolated Gate Bipolar Transistor））を３アームのブリッジ接続にし、これらのＩＧＢＴのスイッチング動作により入力された直流電力から３相交流モータを駆動するための交流電力を得ている。 In such a hybrid vehicle or electric vehicle, the inverter has six switching elements (for example, IGBT (Isolated Gate Bipolar Transistor)) connected to a three-arm bridge, and three-phase from the DC power input by the switching operation of these IGBTs. AC power for driving the AC motor is obtained.
ここで、ＩＧＢＴのスイッチング動作時においては、ＩＧＢＴをオンからオフにしたときにサージ電圧が発生する。このサージ電圧は、インバータの入力電圧に重畳されてオフ状態にあるＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間に印加される。したがって、ＩＧＢＴの破壊を防ぐためには、インバータの入力電圧とサージ電圧との和をＩＧＢＴの素子耐圧以下に抑える必要がある。範囲を超えることがないように、ＩＧＢＴのゲートに直列に入力抵抗を挿入し、この入力抵抗とＩＧＢＴのゲート−エミッタ間の寄生容量とによってゲートに印加する信号電圧の立上りおよび立下り波形をなまらせて、スイッチング速度を遅くすることが行なわれていた。 Here, during the switching operation of the IGBT, a surge voltage is generated when the IGBT is turned off from on. This surge voltage is superimposed between the input voltage of the inverter and applied between the collector and emitter of the IGBT in the off state. Therefore, in order to prevent the breakdown of the IGBT, it is necessary to suppress the sum of the input voltage and the surge voltage of the inverter to be equal to or less than the element breakdown voltage of the IGBT. In order not to exceed the range, an input resistance is inserted in series with the gate of the IGBT, and the rising and falling waveforms of the signal voltage applied to the gate are smoothed by this input resistance and the parasitic capacitance between the gate and the emitter of the IGBT. Therefore, the switching speed has been slowed down.
しかしながら、スイッチング速度を遅くすると、サージ電圧が小さくなる一方で、スイッチング損失が大きくなることから、車両の燃費悪化を招くという問題があった。特に、ＩＧＢＴの素子耐圧は、素子温度の低下に伴なって低下するという温度依存性を有することから、低温環境下では、サージ電圧の許容範囲に対する制限が厳しくなり、スイッチング損失を抑えることが困難であった。 However, when the switching speed is slowed down, the surge voltage is reduced, but the switching loss is increased, which causes a problem that the fuel consumption of the vehicle is deteriorated. In particular, the device breakdown voltage of the IGBT has a temperature dependency that decreases with a decrease in the device temperature, so that the limit on the allowable range of the surge voltage becomes severe in a low temperature environment, and it is difficult to suppress the switching loss. Met.
そこで、たとえば特許文献１は、車両の運転状態に応じてインバータ内の複数の電力素子の入力抵抗の抵抗値を設定する入力抵抗設定手段を備えた電気自動車の制御装置を開示する。 Thus, for example, Patent Document 1 discloses an electric vehicle control device including input resistance setting means for setting resistance values of input resistances of a plurality of power elements in an inverter according to a driving state of the vehicle.
これによれば、入力抵抗設定手段は、バッテリの温度、電力素子の温度、電力素子の消費電力のうちのいずれかに応じて抵抗値を設定する。具体的には、電力素子の温度が比較的高温となる領域では、電力素子の許容サージ耐圧が高いことから、入力抵抗値を小さくすることによってスイッチング速度を速め、限界発生サージ電圧のレベルまでサージ電圧の発生を許すことによってスイッチング損失を減少させることができる。一方、比較的低温領域では、許容サージ耐圧が低いことから、入力抵抗値を大きくすることによって発生サージ電圧を許容サージ耐圧よりも低くすることにより、電力素子を安定に動作させることができる。 According to this, the input resistance setting means sets the resistance value according to any one of the temperature of the battery, the temperature of the power element, and the power consumption of the power element. Specifically, in the region where the temperature of the power element is relatively high, the allowable surge withstand voltage of the power element is high. Therefore, by reducing the input resistance value, the switching speed is increased and the surge voltage reaches the limit generated surge voltage level. Switching loss can be reduced by allowing the generation of voltage. On the other hand, since the allowable surge withstand voltage is low in a relatively low temperature region, the power element can be stably operated by making the generated surge voltage lower than the allowable surge withstand voltage by increasing the input resistance value.
しかしながら、上記特許文献１に記載の電気自動車の制御装置によれば、電力素子が比較的低温となる領域では、電力素子の入力抵抗値を大きくすることによって、サージ電圧の発生が制限されて電力素子の破壊を回避できるものの、スイッチング速度の低下に起因してスイッチング損失が増大するという問題が依然として残る。 However, according to the control apparatus for an electric vehicle described in Patent Document 1, in a region where the power element is at a relatively low temperature, the generation of a surge voltage is limited by increasing the input resistance value of the power element. Although the destruction of the element can be avoided, the problem that the switching loss increases due to the decrease in the switching speed still remains.
ところで、ハイブリッド自動車または電気自動車においては、直流電源からの直流電圧を昇圧コンバータによって昇圧し、その昇圧した直流電圧をインバータに供給する構成が検討されている（たとえば特許文献２〜４参照）。 By the way, in a hybrid vehicle or an electric vehicle, a configuration in which a DC voltage from a DC power source is boosted by a boost converter and the boosted DC voltage is supplied to an inverter has been studied (for example, see Patent Documents 2 to 4).
このような構成において、昇圧コンバータの出力側とインバータの入力側との間には、昇圧コンバータからの直流電圧を平滑化するためのコンデンサが設けられている。この平滑用のコンデンサとしては、電解コンデンサやフィルムコンデンサ等が適用されるが、その中でも小型かつ大容量が達成可能であるとして、アルミ電解コンデンサが広く用いられている。 In such a configuration, a capacitor for smoothing the DC voltage from the boost converter is provided between the output side of the boost converter and the input side of the inverter. As the smoothing capacitor, an electrolytic capacitor, a film capacitor, or the like is applied. Among them, an aluminum electrolytic capacitor is widely used because it can achieve a small size and a large capacity.
しかしながら、アルミ電解コンデンサにおいて、インピーダンスの実数部、いわゆるＥＳＲ（Equivalent Series Resistance：等価直列抵抗）は、低温になるに従って大きくなるという温度特性を有する。そのため、アルミ電解コンデンサをインバータの入力側に設けた場合、低温領域では、コンデンサの充放電時にＥＳＲに発生する電圧が増大し、この増大した電圧が電圧変動としてインバータの入力電圧に重畳することになる。したがって、低温領域においては、ＩＧＢＴの安全動作とスイッチング損失の低減とを両立するためには、上述したサージ電圧に加えて、コンデンサによる電圧変動をさらに考慮する必要がある。 However, in an aluminum electrolytic capacitor, a real part of impedance, so-called ESR (Equivalent Series Resistance) has a temperature characteristic that increases as the temperature decreases. Therefore, when an aluminum electrolytic capacitor is provided on the input side of the inverter, in the low temperature region, the voltage generated in the ESR at the time of charging / discharging of the capacitor increases, and this increased voltage is superimposed on the input voltage of the inverter as a voltage fluctuation. Become. Therefore, in the low temperature region, in order to achieve both the safe operation of the IGBT and the reduction of the switching loss, it is necessary to further consider the voltage fluctuation due to the capacitor in addition to the surge voltage described above.
それゆえ、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、駆動回路のスイッチング損失を確実に低減可能な負荷駆動装置を提供することである。 Therefore, the present invention has been made to solve such a problem, and an object of the present invention is to provide a load driving device capable of reliably reducing the switching loss of the driving circuit.
また、この発明の別の目的は、駆動回路のスイッチング損失を確実に低減可能な負荷駆動装置を備えた車両を提供することである。 Another object of the present invention is to provide a vehicle including a load driving device that can reliably reduce the switching loss of the driving circuit.
この発明のある局面によれば、負荷駆動装置は、出力電圧を可変制御可能に構成された直流電源と、スイッチング素子のスイッチング動作により直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換して電気負荷を駆動制御する駆動回路と、直流電源と駆動回路との間に配され、直流電源の出力電圧を平滑化して駆動回路に入力する容量素子と、直流電源を制御する制御装置とを備える。スイッチング素子は、スイッチング素子の温度の低下に伴なって素子耐圧が低下する温度依存性を有する。制御装置は、電気負荷からの要求に従って、スイッチング素子の温度に応じて設定される駆動回路の入力電圧の上限値を超えないように、直流電圧の出力電圧を設定する。 According to an aspect of the present invention, a load driving device includes a DC power source configured to be capable of variably controlling an output voltage, and a DC voltage from the DC power source converted into an AC voltage by a switching operation of a switching element to generate an electric load. A drive circuit for driving control, a capacitance element that is arranged between the DC power supply and the drive circuit, smoothes the output voltage of the DC power supply and inputs it to the drive circuit, and a control device that controls the DC power supply. The switching element has a temperature dependency in which the element breakdown voltage decreases as the temperature of the switching element decreases. The control device sets the output voltage of the direct-current voltage so as not to exceed the upper limit value of the input voltage of the drive circuit set according to the temperature of the switching element in accordance with a request from the electric load.
上記の負荷駆動装置によれば、スイッチング素子温度に応じて駆動回路の入力電圧の上限値を設定することにより、スイッチング素子温度に拘らず入力電圧に重畳するサージ電圧の許容範囲を確保することができる。その結果、駆動回路のスイッチング損失を確実に低減することができる。 According to the load driving device described above, by setting the upper limit value of the input voltage of the drive circuit in accordance with the switching element temperature, it is possible to ensure an allowable range of the surge voltage superimposed on the input voltage regardless of the switching element temperature. it can. As a result, the switching loss of the drive circuit can be reliably reduced.
好ましくは、制御装置は、スイッチング素子の温度が低い程、入力電圧の上限値を低く設定する。 Preferably, the control device sets the upper limit value of the input voltage to be lower as the temperature of the switching element is lower.
上記の負荷駆動装置によれば、スイッチング素子温度が低いときに、素子耐圧の低下に起因してサージ電圧の許容範囲が縮減されるのを防止することができる。 According to the load driving device described above, when the switching element temperature is low, it is possible to prevent the allowable range of the surge voltage from being reduced due to the decrease in the element breakdown voltage.
好ましくは、負荷駆動装置は、容量素子の温度を検出する第１の温度センサと、スイッチング素子の温度を検出する第２の温度センサとをさらに備える。容量素子は、容量素子の温度の低下に伴なって等価直列抵抗の抵抗値が増加する温度依存性を有する。制御装置は、等価直列抵抗に発生する電圧変動と容量素子の温度との関係を予め設定しており、設定された関係を参照して、容量素子の温度の検出値に対応する電圧変動を推定する電圧変動推定手段と、スイッチング素子の温度の検出値が所定の閾値以上のとき、スイッチング素子の素子耐圧と入力電圧に重畳するサージ電圧とに基づいて第１の上限値を設定する第１の設定手段と、スイッチング素子の温度の検出値が所定の閾値よりも低いとき、第１の上限値を電圧変動推定手段によって推定された電圧変動に相当する電圧だけ減少させて第２の上限値を設定する第２の設定手段とを含む。 Preferably, the load driving device further includes a first temperature sensor that detects the temperature of the capacitive element, and a second temperature sensor that detects the temperature of the switching element. The capacitive element has a temperature dependency in which the resistance value of the equivalent series resistance increases as the temperature of the capacitive element decreases. The control device presets the relationship between the voltage fluctuation generated in the equivalent series resistance and the temperature of the capacitive element, and estimates the voltage fluctuation corresponding to the detected value of the temperature of the capacitive element with reference to the set relation. And a first upper limit value that is set based on a device withstand voltage of the switching element and a surge voltage superimposed on the input voltage when the detected value of the temperature of the switching element is equal to or greater than a predetermined threshold value. When the detected value of the temperature of the setting means and the switching element is lower than a predetermined threshold value, the first upper limit value is decreased by a voltage corresponding to the voltage fluctuation estimated by the voltage fluctuation estimation means, and the second upper limit value is set. Second setting means for setting.
上記の負荷駆動装置によれば、スイッチング素子温度が低いときには、駆動回路の入力電圧の上限値を、スイッチング素子温度が高いときの上限値から容量素子による電圧変動相当分だけ減少させることから、サージ電圧の許容範囲が縮減されるのを防止することができる。 According to the load driving device described above, when the switching element temperature is low, the upper limit value of the input voltage of the driving circuit is reduced from the upper limit value when the switching element temperature is high by an amount corresponding to the voltage fluctuation by the capacitive element. It is possible to prevent the allowable range of voltage from being reduced.
好ましくは、制御装置は、電気負荷の要求出力に基づいて出力電圧の目標値を設定する目標値設定手段と、上限値設定手段が設定した入力電圧の上限値を超えないように目標値を補正する目標値補正手段とをさらに含む。 Preferably, the control device corrects the target value so as not to exceed the upper limit value of the input voltage set by the target value setting means for setting the target value of the output voltage based on the required output of the electric load and the upper limit value setting means. And target value correcting means.
上記の負荷駆動装置によれば、電圧変換器の出力電圧の目標値を補正することによって容易に駆動回路の入力電圧の上限値を減少させることができる。 According to the load driving device described above, the upper limit value of the input voltage of the drive circuit can be easily reduced by correcting the target value of the output voltage of the voltage converter.
好ましくは、容量素子は、電解コンデンサである。
上記の負荷駆動装置によれば、等価直列抵抗が温度の低下に伴なって増加する温度特性を有する電解コンデンサを平滑用コンデンサとして起用することが可能となるため、電解コンデンサの持つ小型かつ大容量の利点を生かして装置の小型化を実現することができる。
Preferably, the capacitive element is an electrolytic capacitor.
According to the load driving device described above, an electrolytic capacitor having a temperature characteristic in which the equivalent series resistance increases as the temperature decreases can be used as a smoothing capacitor. By taking advantage of this, it is possible to reduce the size of the apparatus.
この発明によれば、車両は、上述した負荷駆動装置のいずれか１つを備える。
上記の車両によれば、負荷駆動装置のスイッチング損失が低減されることにより、燃費
の向上を実現することができる。
According to the present invention, the vehicle includes any one of the load driving devices described above.
According to the above vehicle, the fuel consumption can be improved by reducing the switching loss of the load driving device.
この発明によれば、駆動回路のスイッチング損失を確実に低減することができる。その結果、この発明による負荷駆動装置を搭載した車両の燃費を向上することができる。 According to the present invention, the switching loss of the drive circuit can be reliably reduced. As a result, the fuel consumption of a vehicle equipped with the load driving device according to the present invention can be improved.
以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same reference numerals indicate the same or corresponding parts.
図１は、この発明の実施の形態による負荷駆動装置が適用されるモータ駆動装置の概略ブロック図である。 FIG. 1 is a schematic block diagram of a motor drive device to which a load drive device according to an embodiment of the present invention is applied.
図１を参照して、モータ駆動装置１００は、直流電源Ｂと、電圧センサ１０，１１と、電流センサ２４と、コンデンサＣ２と、昇圧コンバータ１２と、インバータ１４と、温度センサ１３，１８と、制御装置３０とを備える。
Referring to FIG. 1,
交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。また、交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえばエンジン始動を行ない得るようなモータである。 AC motor M1 is a drive motor for generating torque for driving drive wheels of a hybrid vehicle or an electric vehicle. Further, AC motor M1 is a motor that has a function of a generator driven by an engine and operates as an electric motor for the engine and can start the engine, for example.
昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。
リアクトルＬ１の一方端は直流電源Ｂの電源ラインに接続され、他方端はＩＧＢＴ素子Ｑ１とＩＧＢＴ素子Ｑ２との中間点、すなわち、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のエミッタとＩＧＢＴ素子Ｑ２のコレクタとの間に接続される。 Reactor L1 has one end connected to the power supply line of DC power supply B and the other end connected to the intermediate point between IGBT element Q1 and IGBT element Q2, that is, between the emitter of IGBT element Q1 and the collector of IGBT element Q2. The
ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２は、電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１のコレクタは電源ラインに接続され、ＩＧＢＴ素子Ｑ２のエミッタはアースラインに接続される。また、各ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ配されている。 IGBT elements Q1, Q2 are connected in series between the power supply line and the earth line. The collector of IGBT element Q1 is connected to the power supply line, and the emitter of IGBT element Q2 is connected to the ground line. In addition, diodes D1 and D2 that allow current to flow from the emitter side to the collector side are arranged between the collectors and emitters of the IGBT elements Q1 and Q2, respectively.
インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とからなる。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６およびＷ相アーム１７は、電源ラインとアースラインとの間に並列に設けられる。
Ｕ相アーム１５は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４からなる。Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６からなる。Ｗ相アーム１７は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８からなる。また、各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。
各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通に接続されて構成される。Ｕ相コイルの他端がＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４の中間点に、Ｖ相コイルの他端がＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６の中間点に、Ｗ相コイルの他端がＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８の中間点にそれぞれ接続されている。 An intermediate point of each phase arm is connected to each phase end of each phase coil of AC motor M1. In other words, AC motor M1 is a three-phase permanent magnet motor, and is configured such that one end of three coils of U, V, and W phases is commonly connected to the midpoint. The other end of the U-phase coil is at the intermediate point between the IGBT elements Q3 and Q4, the other end of the V-phase coil is at the intermediate point between the IGBT elements Q5 and Q6, and the other end of the W-phase coil is at the intermediate point between the IGBT elements Q7 and Q8. Each is connected.
直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオンなどの二次電池からなる。電圧センサ１０は、直流電源Ｂから出力される電圧Ｖｂを検出し、検出した電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。
The DC power source B is composed of a secondary battery such as nickel metal hydride or lithium ion.
昇圧コンバータ１２は、直流電源Ｂから供給された直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２に供給する。より具体的には、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＣを受けると、信号ＰＷＭＣによってＩＧＢＴ素子Ｑ２がオンされた期間に応じて直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２に供給する。
また、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＣを受けると、コンデンサＣ２を介してインバータ１４から供給された直流電圧を降圧して直流電源Ｂへ供給する。
In addition, when
コンデンサＣ２は、昇圧コンバータ１２から出力された直流電圧を平滑化し、平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。コンデンサＣ２には、たとえば、小型大容量化が可能なアルミ電解コンデンサが用いられる。
Capacitor C <b> 2 smoothes the DC voltage output from
電圧センサ１１は、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｍを検出し、その検出した電圧Ｖｍを制御装置３０へ出力する。温度センサ１８は、コンデンサＣ２の温度（「コンデンサ温度」と称する。）Ｔｃを検出し、その検出したコンデンサ温度Ｔｃを制御装置３０へ出力する。
The voltage sensor 11 detects the voltage Vm across the capacitor C2, and outputs the detected voltage Vm to the
インバータ１４は、コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると、制御装置３０からの信号ＰＷＭＩに基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを発生するように駆動される。
When a DC voltage is supplied from the capacitor C2, the
また、インバータ１４は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータＭ１が発電した交流電圧を制御装置３０からの信号ＰＷＭＩに基づいて直流電圧に変換し、変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。
Further, the
なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合との回生発電を伴なう制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車速を減速（または加速を中止）させることを含む。 Note that regenerative braking here refers to braking with regenerative power generation when the driver operating the hybrid vehicle or electric vehicle performs footbrake operation, or while not operating the footbrake, Including decelerating (or stopping acceleration) the vehicle while regenerating power.
電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、検出したモータ電流ＭＣＲＴを制御装置３０へ出力する。
温度センサ１８は、インバータ１４の温度（「インバータ温度」と称する。）Ｔｉｖを検出し、その検出したインバータ温度Ｔｉｖを制御装置３０へ出力する。
The
制御装置３０は、外部に設けられたＥＣＵ（Electrical Control Unit）からトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮを受け、電圧センサ１１から電圧Ｖｍを受け、電流センサ２４からモータ電流ＭＣＲＴを受ける。制御装置３０は、電圧Ｖｍ、トルク指令値ＴＲおよびモータ電流ＭＣＲＴに基づいて、後述する方法によりインバータ１４が交流モータＭ１を駆動するときにインバータ１４のＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４へ出力する。
また、制御装置３０は、インバータ１４が交流モータＭ１を駆動するとき、電圧Ｖｂ、Ｖｍ、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、後述する方法により昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＣを生成し、生成した信号ＰＷＭＣを昇圧コンバータ１２へ出力する。
Further, when
さらに、制御装置３０は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、電圧Ｖｍ、トルク指令値ＴＲおよびモータ電流ＭＣＲＴに基づいて、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＩを生成し、生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４へ出力する。この場合、インバータ１４のＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８は、信号ＰＷＭＩによってスイッチング制御される。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換して昇圧コンバータ１２へ供給する。
Further, the
さらに、制御装置３０は、回生制動時、電圧Ｖｂ，Ｖｍ、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するための信号ＰＷＭＣを生成し、生成した信号ＰＷＭＣを昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。
Further, during regenerative braking,
図２は、図１における制御装置３０のブロック図である。
図２を参照して、制御装置３０は、モータ制御用相電圧演算部４０と、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２と、インバータ入力電圧指令演算部５０と、電圧指令補正部５２と、デューティ比変換部５４とを含む。
FIG. 2 is a block diagram of the
Referring to FIG. 2,
モータ制御用相電圧演算部４０は、外部ＥＣＵからトルク指令値ＴＲを受け、電圧センサ１１から昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍ、すなわち、インバータ１４の入力電圧を受け、電流センサ２４からモータ電流ＭＣＲＴを受ける。そして、モータ制御用相電圧演算部４０は、これらの入力信号に基づいて、交流モータＭ１の各相に印加する電圧を計算し、その計算した結果をインバータ用ＰＷＭ信号変換部４２へ出力する。
Motor control phase
インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２は、モータ制御用相電圧演算部４０から受けた計算結果に基づいて、実際にインバータ１４の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８をオン／オフするための信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８へ出力する。
Based on the calculation result received from the motor control phase
これにより、各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８は、スイッチング制御され、交流モータＭ１が指令されたトルクを出力するように交流モータＭ１の各相に流す電流を制御する。このようにして、モータ駆動電流が制御され、トルク指令値ＴＲに応じたモータトルクが出力される。 Thereby, each IGBT element Q3-Q8 is switching-controlled and controls the electric current sent through each phase of AC motor M1 so that AC motor M1 outputs the commanded torque. In this way, the motor drive current is controlled, and a motor torque corresponding to the torque command value TR is output.
インバータ入力電圧指令演算部５０は、外部ＥＣＵからのトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいてインバータ入力電圧の最適値（目標値）、すなわち、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを演算し、その演算した電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを電圧指令補正部５２へ出力する。
Inverter input voltage
電圧指令補正部５２は、インバータ入力電圧指令演算部５０から電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを受け、温度センサ１８からコンデンサ温度Ｔｃを受け、温度センサ１３からインバータ温度Ｔｉｖを受ける。そして、電圧指令補正部５２は、温度センサ１８からのコンデンサ温度Ｔｃおよびインバータ温度Ｔｉｖに基づいて後述する方法によって電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを補正し、補正後の電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１をデューティ比変換部５４へ出力する。
Voltage
デューティ比変換部５４は、電圧指令補正部５２から補正後の電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１を受け、電圧センサ１０から直流電圧Ｖｂを受けると、電圧センサ１１からの出力電圧Ｖｍを電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１に設定するためのデューティ比を演算し、その演算したデューティ比に基づいて昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＭＣを生成する。そして、デューティ比変換部５４は、その生成した信号ＰＷＭＣを昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２へ出力する。
When the duty
なお、昇圧コンバータ１２の下側のＩＧＢＴ素子Ｑ２のオンデューティを大きくすることによりリアクトルＬ１の電力蓄積が大きくなるため、より高電圧の出力を得ることができる。一方、上側のＩＧＢＴ素子Ｑ１のオンデューティを大きくすることにより電源ラインの電圧が下がる。そこで、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のデューティ比を制御することで、インバータ１４の入力電圧Ｖｍを、直流電源Ｂの出力電圧を下限として、ＩＧＢＴ素子の素子耐圧などを基に設定された上限値までの任意の電圧に制御可能である。なお、入力電圧Ｖｍの上限値は、後述するようにＩＧＢＴ素子の素子耐圧とスイッチング動作時に発生するサージ電圧とに基づいて設定される。
Note that increasing the on-duty of IGBT element Q2 on the lower side of
このような昇圧コンバータ１２の制御を行なうことによってインバータ１４の入力電圧Ｖｍを交流モータＭ１の動作状態に応じて可変させることにより、モータ駆動装置１００で発生する損失（モータ損失、インバータ損失および昇圧コンバータ損失を含む）を最小限に抑え、モータ駆動効率を高めることができる。
By controlling the
そして、インバータ１４は、直流電源Ｂの出力電圧以上の高電圧に変換された入力電圧Ｖｍを、ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作によって交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。
The
このとき、ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作時においては、ＩＧＢＴ素子をオンからオフにしたときにサージ電圧が発生する。このサージ電圧は、インバータ１４の入力電圧Ｖｍに重畳されてオフ状態にあるＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ間に印加される。したがって、ＩＧＢＴ素子の破壊を防ぐためには、インバータ１４の入力電圧Ｖｍとサージ電圧との和をＩＧＢＴ素子の素子耐圧以下に抑える必要がある。
At this time, during the switching operation of IGBT elements Q3 to Q8, a surge voltage is generated when the IGBT element is turned off. This surge voltage is superimposed on the input voltage Vm of the
図３は、ＩＧＢＴ素子の素子耐圧Ｖｉｎｖとインバータ温度Ｔｉｖとの関係を示す図である。 FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the element breakdown voltage Vinv of the IGBT element and the inverter temperature Tiv.
図３を参照して、ＩＧＢＴ素子の素子耐圧Ｖｉｎｖは、インバータ温度Ｔｉｖの低下に伴なって減少する。したがって、インバータ温度Ｔｉｖが低いときほど、素子耐圧Ｖｉｎｖの制約を受けてサージ電圧を小さくする必要がある。 Referring to FIG. 3, the element breakdown voltage Vinv of the IGBT element decreases as the inverter temperature Tiv decreases. Therefore, as the inverter temperature Tiv is lower, it is necessary to reduce the surge voltage under the restriction of the element withstand voltage Vinv.
さらに、インバータ１４の入力側に設けられたコンデンサＣ２においては、昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御に応じてリプル電流が流れる。そのため、ＥＳＲの端子間には、ＥＳＲとリプル電流との積で与えられる電圧が発生する。この電圧は、電圧変動ΔＶｃとしてインバータ１４の入力電圧Ｖｍに重畳する。
Further, in capacitor C2 provided on the input side of
図４は、コンデンサＣ２のＥＳＲとコンデンサ温度Ｔｃとの関係を示す図である。
図４を参照して、ラインＬＮ１は、コンデンサＣ２にアルミ電解コンデンサを適用したときのＥＳＲの温度依存性を表わす。一方、ラインＬＮ２は、コンデンサＣ２にフィルムコンデンサを適用したときのＥＳＲの温度依存性を表わす。
FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the ESR of the capacitor C2 and the capacitor temperature Tc.
Referring to FIG. 4, line LN1 represents the temperature dependence of ESR when an aluminum electrolytic capacitor is applied to capacitor C2. On the other hand, line LN2 represents the temperature dependency of ESR when a film capacitor is applied to capacitor C2.
図４から明らかなように、コンデンサＣ２にアルミ電解コンデンサを用いた場合、ＥＳＲは、コンデンサ温度Ｔｃの低下に伴なって増加する。したがって、コンデンサ温度Ｔｃが低下するに従って、インバータ１４の入力電圧Ｖｍに重畳する電圧変動ΔＶｃが大きくなることが分かる。
As is apparent from FIG. 4, when an aluminum electrolytic capacitor is used as the capacitor C2, ESR increases as the capacitor temperature Tc decreases. Therefore, it can be seen that the voltage fluctuation ΔVc superimposed on the input voltage Vm of the
なお、コンデンサＣ２にフィルムコンデンサを用いたときには、ＥＳＲがコンデンサ温度Ｔｃによらず略一定値に保たれることから、電圧変動ΔＶｃを小さく抑えることができる。しかしながら、その一方で、フィルムコンデンサは、小型・大容量という点でアルミ電解コンデンサに劣るため、車両への搭載制約から小型化・薄型化が要求されるコンデンサＣ２への適用にはアルミ電解コンデンサと比べて不利であると判断される。よって、本実施の形態による負荷駆動装置においては、コンデンサＣ２にアルミ電解コンデンサを用いた構成に着目して説明する。 Note that when a film capacitor is used as the capacitor C2, the ESR is kept at a substantially constant value regardless of the capacitor temperature Tc, so that the voltage fluctuation ΔVc can be suppressed to a small value. However, since film capacitors are inferior to aluminum electrolytic capacitors in terms of small size and large capacity, aluminum electrolytic capacitors are not suitable for application to capacitor C2, which is required to be downsized and thin due to mounting restrictions on vehicles. It is judged that it is disadvantageous. Therefore, the load driving device according to the present embodiment will be described by paying attention to the configuration using an aluminum electrolytic capacitor as the capacitor C2.
以上のように、素子温度（インバータ温度Ｔｉｖおよびコンデンサ温度Ｔｃ）が低いときには、ＩＧＢＴ素子の素子耐圧Ｖｉｎｖが低下する一方で、コンデンサＣ２による電圧変動ΔＶｃが増加する。そのため、インバータ１４の入力電圧Ｖｍを素子温度が高いときと同程度の高電圧まで設定可能とすることにより、許容されるサージ電圧の大きさが制限されることとなる。
As described above, when the element temperature (inverter temperature Tiv and capacitor temperature Tc) is low, the element withstand voltage Vinv of the IGBT element decreases, while the voltage fluctuation ΔVc due to the capacitor C2 increases. Therefore, by allowing the input voltage Vm of the
結果として、サージ電圧の制限に反比例するようにインバータ１４のスイッチング損失が増大するために、昇圧コンバータ１２を用いた可変電圧システムがもたらす損失低減の効果を十分に享受することが困難となる。
As a result, the switching loss of the
図５は、インバータ１４の入力電圧Ｖｍ、サージ電圧およびスイッチング損失と素子温度との関係を説明するための図である。なお、図５（ａ）は、素子温度（インバータ温度Ｔｉｖおよびコンデンサ温度Ｔｃ）が相対的に高いときのインバータ１４の入力電圧Ｖｍおよび入力電流のタイミングチャートである。図５（ｂ）は、素子温度が相対的に低いときのインバータ１４の入力電圧Ｖｍおよび入力電流のタイミングチャートである。
FIG. 5 is a diagram for explaining the relationship between the input voltage Vm, the surge voltage, the switching loss, and the element temperature of the
図５（ａ）を参照して、ＩＧＢＴ素子がオン状態からオフ状態に遷移するときには、サージ電圧ΔＶｓおよびスイッチング損失が発生する。このサージ電圧ΔＶｓの大きさは、ＩＧＢＴ素子のオン状態からオフ状態へのターンオフ期間、すなわち、スイッチング速度に依存しており、スイッチング速度を速くするほど大きくなる。 Referring to FIG. 5A, when the IGBT element transitions from the on state to the off state, surge voltage ΔVs and switching loss occur. The magnitude of the surge voltage ΔVs depends on the turn-off period from the on state to the off state of the IGBT element, that is, the switching speed, and increases as the switching speed is increased.
一方、スイッチング損失は、インバータ１４の入力電圧Ｖｍと入力電流との乗算積分値で与えられ、図中の領域ＲＧＥ１の面積に相当する。スイッチング速度を速くするほど、領域ＲＧＥ１の面積が低減することから、スイッチング損失を抑えることができる。
On the other hand, the switching loss is given by a multiplication integral value of the input voltage Vm of the
そのため、図５（ａ）のように素子温度が高いときには、ＩＧＢＴ素子の素子耐圧Ｖｉｎｖに対して、スイッチング損失の低減に有効な大きさのサージ電圧ΔＶｓの発生が許容されるように、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの設定可能な上限値が設定される。このサージ電圧ΔＶｓの許容範囲内で可能な限りスイッチング速度を速くすることにより、スイッチング損失を低損失に抑えることができる。
Therefore, when the element temperature is high as shown in FIG. 5A, the
これに対して、図５（ｂ）のように素子温度が低いときには、図３の関係に従ってＩＧＢＴ素子の素子耐圧Ｖｉｎｖが低下する。さらには、上記図４の関係に従ってコンデンサＣ２のＥＳＲが増加することによってＥＳＲの端子間電圧が増大し、この端子間電圧が電圧変動ΔＶｃとして入力電圧Ｖｍに重畳する。そのため、素子温度が高いときと同程度の入力電圧Ｖｍを得るために許容されるサージ電圧ΔＶｓの電圧範囲は、高温時に比べて著しく制限されることとなる。したがって、この制限された電圧範囲内では、スイッチング速度を高温時と同レベルまで速くすることができないため、スイッチング損失は、図中の領域ＲＧＥ２で示されるように、高温時と比較して増加する結果となる。 On the other hand, when the element temperature is low as shown in FIG. 5B, the element withstand voltage Vinv of the IGBT element decreases according to the relationship of FIG. Further, as the ESR of the capacitor C2 increases according to the relationship shown in FIG. 4, the voltage between the terminals of the ESR increases, and this voltage between the terminals is superimposed on the input voltage Vm as a voltage fluctuation ΔVc. Therefore, the voltage range of the surge voltage ΔVs allowed for obtaining the same input voltage Vm as when the element temperature is high is remarkably limited as compared with a high temperature. Therefore, in this limited voltage range, the switching speed cannot be increased to the same level as that at the high temperature, so that the switching loss increases as compared to the high temperature as indicated by a region RGE2 in the figure. Result.
そこで、このような低温時におけるスイッチング損失の増加を抑えるために、この発明による負荷駆動装置は、以下に述べるように、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの設定可能な上限値を素子温度に応じて可変させる構成とする。
Therefore, in order to suppress an increase in switching loss at such a low temperature, the load driving device according to the present invention varies the upper limit value that can be set for the input voltage Vm of the
図６は、この発明によるインバータ１４の入力電圧Ｖｍ、サージ電圧およびスイッチング損失と素子温度との関係を説明するための図である。なお、図６（ａ）は、素子温度（インバータ温度Ｔｉｖおよびコンデンサ温度Ｔｃ）が相対的に高いときのインバータ１４の入力電圧Ｖｍおよび入力電流のタイミングチャートであって、先述の図５（ａ）と同じものである。
FIG. 6 is a diagram for explaining the relationship between the input voltage Vm, surge voltage and switching loss of the
また、図６（ａ）において、インバータ１４の入力電圧Ｖｍは、上述したように、ＩＧＢＴ素子の素子耐圧Ｖｉｎｖとサージ電圧ΔＶｓの大きさとに基づいて、その上限値が設定されている。
In FIG. 6A, the input voltage Vm of the
一方、図６（ｂ）は、素子温度が相対的に低いときのインバータ１４の入力電圧Ｖｍおよび入力電流のタイミングチャートである。
On the other hand, FIG. 6B is a timing chart of the input voltage Vm and the input current of the
図６（ｂ）を参照して、この発明による負荷駆動装置は、素子温度が所定の閾値よりも低いときには、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの設定可能な上限値を、素子温度が所定の閾値以上のときの入力電圧Ｖｍの上限値よりもコンデンサＣ２による電圧変動ΔＶｃだけ低下させる構成とする。
Referring to FIG. 6B, when the element temperature is lower than a predetermined threshold, the load driving device according to the present invention sets the upper limit value that can be set for the input voltage Vm of the
このような構成とすることにより、ＩＧＢＴ素子の素子耐圧Ｖｉｎｖが低下し、かつ、コンデンサＣ２による電圧変動ΔＶｃが増大する低温環境下においても、高温時と同レベルのサージ電圧ΔＶｓの発生が許容される。その結果、この許容範囲内で可能な限りスイッチング速度を速くすることにより、図中の領域ＲＧＥ３に示すように、スイッチング損失を高温時と同等の低損失に抑えることができる。 By adopting such a configuration, the generation of the surge voltage ΔVs at the same level as that at a high temperature is allowed even in a low temperature environment where the element withstand voltage Vinv of the IGBT element is reduced and the voltage fluctuation ΔVc due to the capacitor C2 is increased. The As a result, by increasing the switching speed as much as possible within this allowable range, the switching loss can be suppressed to a low loss equivalent to that at a high temperature, as indicated by a region RGE3 in the figure.
その一方で、この発明による負荷駆動装置によれば、素子温度が所定の閾値よりも低いときには、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの上限値が制限されるため、交流モータＭ１の出力が要求出力を満たさないといった不具合が懸念される。
On the other hand, according to the load driving device of the present invention, when the element temperature is lower than the predetermined threshold value, the upper limit value of the input voltage Vm of the
しかしながら、入力電圧Ｖｍの供給を受けてインバータ１４のＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８がスイッチング動作を行なうことにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８が通電されてスイッチング損失および定常損失が増加する。その結果、インバータ温度Ｔｉｖを短期間で所定の閾値以上に上昇させることができる。
However, when IGBT elements Q3 to Q8 of
また、昇圧コンバータ１２が昇圧動作を行なうことにより、コンデンサＣ２が通電されてＥＳＲにおける熱損失が増加する。その結果、コンデンサ温度Ｔｃを短期間で所定の閾値以上に上昇させることができる。したがって、インバータ１４の入力電圧Ｖｍが制限される期間は、実際には交流モータＭ１の出力トルク不足には至らない程度の短い期間であるといえる。
Further, when
さらには、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの上限値を制限したことによって交流モータＭ１の出力可能な最大トルクが減少することになるが、素子温度が所定の閾値に達するまでの短い期間において、交流モータＭ１の要求トルクが最大トルクに設定される可能性は低いことから鑑みても、かかる入力電圧Ｖｍの制限が交流モータＭ１の出力特性に与える影響は殆どないものと判断できる。
Further, although the maximum torque that can be output from AC motor M1 is reduced by limiting the upper limit value of input voltage Vm of
次に、図６で説明したこの発明によるインバータ１４の入力電圧Ｖｍの制御動作について詳細に説明する。以下の説明において、入力電圧Ｖｍの制御は、図２の制御装置３０における電圧指令補正部５２が、温度センサ１３，１８からそれぞれ与えられるインバータ温度Ｔｉｖおよびコンデンサ温度Ｔｃの少なくとも一方に応じて、交流モータＭ１の要求出力を基に設定された電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを補正することにより実行される。
Next, the control operation of the input voltage Vm of the
図７は、この発明の実施の形態によるインバータ１４の入力電圧Ｖｍの制御を説明するためのフローチャートである。なお、図７のフローチャートは、コンデンサ温度Ｔｃに応じて入力電圧Ｖｍの可変制御を行なう場合の制御動作を示したものである。
FIG. 7 is a flowchart for illustrating control of input voltage Vm of
図７を参照して、一連の動作が開始されると、インバータ入力電圧指令演算部５０は、外部ＥＣＵからのトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、インバータ入力電圧Ｖｍの目標値である電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを演算する。なお、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍの演算にあたっては、予めＩＧＢＴ素子の素子耐圧Ｔｉｎｖとサージ電圧ΔＶｓとに基づいてインバータ１４の入力電圧Ｖｍの上限値が設定される。電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍは、その設定された上限値を最大値とする。演算された電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍは、電圧指令補正部５２へ出力される（ステップＳ０１）。
Referring to FIG. 7, when a series of operations is started, inverter input voltage
電圧指令補正部５２は、温度センサ１８からコンデンサ温度Ｔｃを受けると（ステップＳ０２）、コンデンサ温度Ｔｃに基づいてコンデンサＣ２による電圧変動ΔＶｃを推定する（ステップＳ０３）。
Upon receiving capacitor temperature Tc from temperature sensor 18 (step S02), voltage
具体的には、電圧指令補正部５２は、図８に示すコンデンサＣ２による電圧変動ΔＶｃとコンデンサ温度Ｔｃとの関係を予めマップとして所有している。なお、図８に示す関係は、上記図４に示すコンデンサＣ２のＥＳＲとコンデンサ温度Ｔｃとの関係と、予め実験的に求められたコンデンサＣ２のリプル電流とに基づいて設定されたものである。そして、電圧指令補正部５２は、温度センサ１８からコンデンサ温度Ｔｃを受けると、図８のマップの中からコンデンサ温度Ｔｃに対応する電圧変動ΔＶｃを抽出する。
Specifically, the voltage
次に、電圧指令補正部５２は、コンデンサ温度Ｔｃが所定の閾値Ｔｃ＿ｓｔｄよりも低いか否かを判定する（ステップＳ０４）。なお、所定の閾値Ｔｃ＿ｓｔｄは、図８の関係において、電圧変動ΔＶｃが所定の閾値ΔＶｃ＿ｓｔｄ以下となるときのコンデンサ温度Ｔｃに予め設定されている。そして、コンデンサ温度Ｔｃが所定の閾値Ｔｃ＿ｓｔｄ以上であると判定されたとき、電圧指令補正部５２は、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを補正することなく、デューティ比変換部５４へ出力する（ステップＳ０７）。
Next, the voltage
一方、ステップＳ０４において、コンデンサ温度Ｔｃが所定の閾値Ｔｃ＿ｓｔｄよりも低いと判定されると、電圧指令補正部５２は、最初に、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの上限値をステップＳ０３で推定した電圧変動ΔＶｃだけ減少させる（ステップＳ０５）。続いて、電圧指令補正部５２は、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを、ステップＳ０５で減少させた入力電圧Ｖｍの上限値以下となるように補正し、その補正後の電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１をデューティ比変換部５４へ出力する（ステップＳ０６）。
On the other hand, if it is determined in step S04 that the capacitor temperature Tc is lower than the predetermined threshold value Tc_std, the voltage
このように、コンデンサ温度Ｔｃが所定の閾値Ｔｃ＿ｓｔｄよりも低いときは、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの上限値がコンデンサＣ２による電圧変動ΔＶｃだけ減少するように電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍが補正されて昇圧コンバータ１２が駆動される。そして、コンデンサ温度Ｔｃが所定の閾値Ｔｃ＿ｓｔｄ以上に上昇し、電圧変動ΔＶｃが低減したことに応じて、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍに一致する電圧がインバータ１４に供給されるように昇圧コンバータ１２が駆動される。その結果、コンデンサＣ２が低温のときにサージ電圧の許容範囲が電圧変動ΔＶｃによって侵食されるのを防止することができる。これにより、コンデンサ温度Ｔｃに拘らずインバータ１４のスイッチング損失を確実に低減することができる。
Thus, when the capacitor temperature Tc is lower than the predetermined threshold Tc_std, the voltage command Vdc_com is corrected so that the upper limit value of the input voltage Vm of the
［変更例１］
図９は、この発明の実施の形態によるインバータ１４の入力電圧Ｖｍの制御を説明するための他のフローチャートである。
[Modification 1]
FIG. 9 is another flowchart for illustrating control of input voltage Vm of
図９に示すフローチャートは、図７に示すフローチャートにおけるコンデンサ温度Ｔｃに応じた入力電圧Ｖｍの可変制御を、インバータ温度Ｔｉｖに応じて行なわれるように変更したものである。 The flowchart shown in FIG. 9 is obtained by changing the variable control of the input voltage Vm according to the capacitor temperature Tc in the flowchart shown in FIG. 7 so as to be performed according to the inverter temperature Tiv.
図９を参照して、一連の動作が開始されると、インバータ入力電圧指令演算部５０は、外部ＥＣＵからのトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、インバータ入力電圧Ｖｍの目標値である電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを演算する。その演算された電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍは、電圧指令補正部５２へ出力される（ステップＳ０１）。
Referring to FIG. 9, when a series of operations is started, inverter input voltage
電圧指令補正部５２は、インバータ入力電圧指令演算部５０から電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを受け、温度センサ１８からコンデンサ温度Ｔｃを受け、温度センサ１３からインバータ温度Ｔｉｖを受ける（ステップＳ１２）。そして、電圧指令補正部５２は、上述した方法によって図８のマップの中からコンデンサ温度Ｔｃに対応する電圧変動ΔＶｃを抽出する（ステップＳ０３）。
Voltage
さらに、電圧指令補正部５２は、図３に示すインバータ１４の素子耐圧Ｖｉｎｖとインバータ温度Ｔｉｖとの関係を予めマップとして所有しており、当該マップを参照してインバータ温度Ｔｉｖに対応する素子耐圧Ｖｉｎｖを取得する。そして、電圧指令補正部５２は、その取得した素子耐圧ＶｉｎｖがステップＳ０３にて推定した電圧変動ΔＶｃだけ増加するときの素子温度Ｔｉｖを当該マップから抽出し、その抽出したインバータ温度Ｔｉｖを所定の閾値Ｔｉｖ＿ｓｔｄに設定する（ステップＳ１４）。
Further, the voltage
次に、電圧指令補正部５２は、インバータ温度Ｔｉｖが所定の閾値Ｔｉｖ＿ｓｔｄよりも低いか否かを判定する（ステップＳ１５）。そして、インバータ温度Ｔｉｖが所定の閾値Ｔｉｖ＿ｓｔｄ以上であると判定されたとき、電圧指令補正部５２は、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを補正することなく、デューティ比変換部５４へ出力する（ステップＳ０７）。
Next, the voltage
一方、ステップＳ１５において、インバータ温度Ｔｉｖが所定の閾値Ｔｉｖ＿ｓｔｄよりも低いと判定されると、電圧指令補正部５２は、最初に、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの上限値をステップＳ０３で推定した電圧変動ΔＶｃだけ減少させる（ステップＳ０５）。続いて、電圧指令補正部５２は、ステップＳ０５で設定した入力電圧Ｖｍの上限値以下となるように電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを補正し、その補正後の電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１をデューティ比変換部５４へ出力する（ステップＳ０６）。
On the other hand, when it is determined in step S15 that the inverter temperature Tiv is lower than the predetermined threshold value Tiv_std, the voltage
このように、インバータ温度Ｔｉｖが所定の閾値Ｔｉｖ＿ｓｔｄよりも低いときは、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの上限値がコンデンサＣ２による電圧変動ΔＶｃだけ減少するように電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍが補正されて昇圧コンバータ１２が駆動される。そして、インバータ温度Ｔｉｖが所定の閾値Ｔｉｖ＿ｓｔｄ以上に上昇し、電圧変動ΔＶｃ相当分だけ素子耐圧Ｖｉｎｖが増加したことに応じて、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍに一致する電圧がインバータ１４に供給されるように昇圧コンバータ１２が駆動される。その結果、インバータ１４が低温のときにサージ電圧の許容範囲が電圧変動ΔＶｃによって侵食されるのを防止することができる。これにより、インバータ温度Ｔｉｖに拘らずインバータ１４のスイッチング損失を確実に低減することができる。
Thus, when inverter temperature Tiv is lower than predetermined threshold value Tiv_std, voltage command Vdc_com is corrected so that upper limit value of input voltage Vm of
［変更例２］
図１０は、この発明の実施の形態によるインバータ１４の入力電圧Ｖｍの制御を説明するための他のフローチャートである。
[Modification 2]
FIG. 10 is another flowchart for illustrating control of input voltage Vm of
図１０に示すフローチャートは、図７に示すフローチャートにおけるコンデンサ温度Ｔｃに応じた入力電圧Ｖｍの可変制御を、コンデンサ温度Ｔｃおよびインバータ温度Ｔｉｖに応じて行なわれるように変更したものである。 The flowchart shown in FIG. 10 is obtained by changing the variable control of the input voltage Vm according to the capacitor temperature Tc in the flowchart shown in FIG. 7 so as to be performed according to the capacitor temperature Tc and the inverter temperature Tiv.
図１０を参照して、一連の動作が開始されると、インバータ入力電圧指令演算部５０は、外部ＥＣＵからのトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、インバータ入力電圧Ｖｍの目標値である電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを演算し、その演算した電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを電圧指令補正部５２へ出力する（ステップＳ０１）。
Referring to FIG. 10, when a series of operations is started, inverter input voltage
電圧指令補正部５２は、インバータ入力電圧指令演算部５０から電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを受け、温度センサ１８からコンデンサ温度Ｔｃを受け、温度センサ１３からインバータ温度Ｔｉｖを受ける（ステップＳ１２）。そして、電圧指令補正部５２は、上述した方法によって図８のマップの中からコンデンサ温度Ｔｃに対応する電圧変動ΔＶｃを抽出する（ステップＳ０３）。
Voltage
さらに、電圧指令補正部５２は、図１０のマップの中からインバータ温度Ｔｉｖに対応する素子耐圧Ｖｉｎｖを取得する。そして、電圧指令補正部５２は、その取得した素子耐圧ＶｉｎｖがステップＳ０３にて検出した電圧変動ΔＶｃだけ増加するときの素子温度Ｔｉｖを当該マップから抽出し、その抽出したインバータ温度Ｔｉｖを所定の閾値Ｔｉｖ＿ｓｔｄに設定する（ステップＳ１４）。
Further, the voltage
次に、電圧指令補正部５２は、コンデンサ温度Ｔｃが所定の閾値Ｔｃ＿ｓｔｄよりも低いか否かを判定する（ステップＳ０４）。そして、コンデンサ温度Ｔｃが所定の閾値Ｔｃ＿ｓｔｄよりも低いと判定されたとき、電圧指令補正部５２はさらに、インバータ温度Ｔｉｖが所定の閾値Ｔｉｖ＿ｓｔｄよりも低いか否かを判定する（ステップＳ１５）。そして、インバータ温度Ｔｉｖが所定の閾値Ｔｉｖ＿ｓｔｄよりも低いと判定されると、電圧指令補正部５２は、最初に、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの上限値をステップＳ０３で推定した電圧変動ΔＶｃだけ減少させる（ステップＳ０５）。続いて、電圧指令補正部５２は、ステップＳ０５で設定した入力電圧Ｖｍの上限値以下となるように電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを補正し、その補正後の電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１をデューティ比変換部５４へ出力する（ステップＳ０６）。
Next, the voltage
一方、ステップＳ０４においてコンデンサ温度Ｔｃが所定の閾値Ｔｃ＿ｓｔｄ以上であると判定されたとき、または、ステップＳ１５においてインバータ温度Ｔｉｖが所定の閾値Ｔｉｖ＿ｓｔｄ以上であると判定されたときは、電圧指令補正部５２は、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを補正することなく、デューティ比変換部５４へ出力する（ステップＳ０７）。
On the other hand, when it is determined in step S04 that the capacitor temperature Tc is equal to or higher than the predetermined threshold Tc_std, or when it is determined in step S15 that the inverter temperature Tiv is equal to or higher than the predetermined threshold Tiv_std, the voltage
このように、コンデンサ温度Ｔｃおよびインバータ温度Ｔｉｖがともに所定の閾値（Ｔｃ＿ｓｔｄまたはＴｉｖ＿ｓｔｄ）よりも低いとき、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの上限値がコンデンサＣ２による電圧変動ΔＶｃだけ減少するように電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍが補正されて昇圧コンバータ１２が駆動される。
Thus, when the capacitor temperature Tc and the inverter temperature Tiv are both lower than the predetermined threshold (Tc_std or Tiv_std), the voltage command Vdc_com is set so that the upper limit value of the input voltage Vm of the
すなわち、本変更例によれば、コンデンサ温度Ｔｃおよびインバータ温度Ｔｉｖのいずれか一方が所定の閾値以上であれば、一連の電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍの補正動作が実行されないため、図７および図９のようにコンデンサ温度Ｔｃおよびインバータ温度Ｔｉｖのいずれかに応じて入力電圧Ｖｍの可変制御を行なうのと比較して、補正動作の実行頻度を減らすことができる。その結果、交流モータＭ１の出力性能への影響をより一層軽減することができる。 That is, according to this modified example, if either one of the capacitor temperature Tc and the inverter temperature Tiv is equal to or higher than a predetermined threshold value, a series of voltage command Vdc_com correction operations are not executed. Compared to performing variable control of the input voltage Vm according to either the capacitor temperature Tc or the inverter temperature Tiv, the frequency of execution of the correction operation can be reduced. As a result, the influence on the output performance of AC motor M1 can be further reduced.
以上のように、この発明の実施の形態によれば、インバータの素子耐圧が低下し、かつ、平滑用コンデンサのＥＳＲによる電圧変動が増加する低温環境下において、許容されるサージ電圧の電圧範囲が縮減されるのを防止することができる。この結果、インバータのスイッチング損失を確実に低減することができる。 As described above, according to the embodiment of the present invention, the allowable surge voltage range is reduced in a low temperature environment in which the element breakdown voltage of the inverter is reduced and voltage fluctuation due to ESR of the smoothing capacitor is increased. It can be prevented from being reduced. As a result, the switching loss of the inverter can be reliably reduced.
なお、上記の実施の形態においては、インバータのスイッチング素子にＩＧＢＴを採用した場合について説明したが、その他のパワー素子、たとえば、ＮＰＮトランジスタおよびＭＯＳトランジスタであってもよい。 In the above embodiment, the IGBT is used as the switching element of the inverter. However, other power elements such as an NPN transistor and a MOS transistor may be used.
また、上記の各実施の形態においては、コンデンサＣ２にアルミ電解コンデンサを用いる場合を代表的に説明したが、この発明は、素子温度の低下に伴ないＥＳＲが増加する温度依存性を有するコンデンサ全般に広く適用され得るものである。 In each of the above embodiments, the case where an aluminum electrolytic capacitor is used as the capacitor C2 has been described as a representative example. However, the present invention is a general capacitor having temperature dependence in which ESR increases as the element temperature decreases. It can be widely applied to.
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
この発明は、車両に搭載された負荷駆動装置に適用することができる。 The present invention can be applied to a load driving device mounted on a vehicle.
１０，１１ 電圧センサ、１２ 昇圧コンバータ、１３，１８ 温度センサ、１４ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、２４ 電流センサ、３０ 制御装置、４０ モータ制御用相電圧演算部、４２ ＰＷＭ信号変換部、５０ インバータ入力電圧指令演算部、５２ 電圧指令補正部、５４ デューティ比変換部、１００ モータ駆動装置、Ｂ 直流電源、Ｃ２ コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ、Ｑ１〜Ｑ８ ＩＧＢＴ素子。 10, 11 Voltage sensor, 12 Boost converter, 13, 18 Temperature sensor, 14 Inverter, 15 U-phase arm, 16 V-phase arm, 17 W-phase arm, 24 Current sensor, 30 Controller, 40 Motor control phase voltage calculation unit , 42 PWM signal conversion unit, 50 inverter input voltage command calculation unit, 52 voltage command correction unit, 54 duty ratio conversion unit, 100 motor drive device, B DC power supply, C2 capacitor, D1-D8 diode, L1 reactor, M1 AC motor Q1-Q8 IGBT elements.
Claims (5)
スイッチング素子のスイッチング動作により前記直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換して電気負荷を駆動制御する駆動回路と、
前記直流電源と前記駆動回路との間に配され、前記直流電源の出力電圧を平滑化して前記駆動回路に入力する容量素子と、
前記直流電源を制御する制御装置とを備え、
前記スイッチング素子は、前記スイッチング素子の温度の低下に伴なって素子耐圧が低下する温度依存性を有し、
前記制御装置は、前記スイッチング素子の温度が低い程、前記駆動回路の入力電圧の上限値を低く設定するとともに、前記電気負荷からの要求に従って、その設定された前記入力電圧の上限値を超えないように、前記直流電圧の出力電圧を設定する、負荷駆動装置。 A DC power supply configured to be able to variably control the output voltage;
A drive circuit for driving and controlling an electric load by converting a DC voltage from the DC power source into an AC voltage by a switching operation of the switching element;
A capacitive element disposed between the DC power supply and the drive circuit, and smoothing an output voltage of the DC power supply and inputting the output voltage to the drive circuit;
A control device for controlling the DC power supply,
The switching element has a temperature dependency that an element withstand voltage decreases as the temperature of the switching element decreases.
The control device sets the upper limit value of the input voltage of the driving circuit to be lower as the temperature of the switching element is lower, and does not exceed the set upper limit value of the input voltage in accordance with a request from the electric load. As described above, a load driving device that sets an output voltage of the DC voltage.
前記スイッチング素子の温度を検出する第２の温度センサとをさらに備え、
前記容量素子は、前記容量素子の温度の低下に伴なって等価直列抵抗の抵抗値が増加する温度依存性を有し、
前記制御装置は、
前記等価直列抵抗に発生する電圧変動と前記容量素子の温度との関係を予め設定しており、設定された前記関係を参照して、前記容量素子の温度の検出値に対応する前記電圧変動を推定する電圧変動推定手段と、
前記スイッチング素子の温度の検出値が所定の閾値以上のとき、前記スイッチング素子の素子耐圧と前記入力電圧に重畳するサージ電圧とに基づいて第１の上限値を設定する第１の設定手段と、
前記スイッチング素子の温度の検出値が前記所定の閾値よりも低いとき、前記第１の上限値を前記電圧変動推定手段によって推定された前記電圧変動に相当する電圧だけ減少させて第２の上限値を設定する第２の設定手段とを含む、請求項１に記載の負荷駆動装置。 A first temperature sensor for detecting the temperature of the capacitive element;
A second temperature sensor for detecting a temperature of the switching element;
The capacitive element has a temperature dependency in which the resistance value of the equivalent series resistance increases as the temperature of the capacitive element decreases.
The control device includes:
The relationship between the voltage variation generated in the equivalent series resistance and the temperature of the capacitive element is set in advance, and the voltage variation corresponding to the detected value of the temperature of the capacitive element is determined with reference to the set relationship. Voltage fluctuation estimating means for estimating;
A first setting means for setting a first upper limit value based on an element withstand voltage of the switching element and a surge voltage superimposed on the input voltage when a detected value of the temperature of the switching element is equal to or greater than a predetermined threshold;
When the detected value of the temperature of the switching element is lower than the predetermined threshold value, the first upper limit value is decreased by a voltage corresponding to the voltage fluctuation estimated by the voltage fluctuation estimation means, and a second upper limit value is obtained. The load driving device according to claim 1, further comprising: second setting means for setting
前記電気負荷の要求出力に基づいて前記出力電圧の目標値を設定する目標値設定手段と、
前記上限値を超えないように前記目標値を補正する目標値補正手段とをさらに含む、請求項１または請求項２に記載の負荷駆動装置。 The control device includes:
Target value setting means for setting a target value of the output voltage based on a required output of the electric load;
The load driving device according to claim 1, further comprising target value correcting means for correcting the target value so as not to exceed the upper limit value.
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