JP2010074790A - Communication body and coupler - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、近接状態で互いに結合するカプラ及び近接状態で通信を行う信号伝達装置用の通信体に関するものである。 The present invention relates to a coupler coupled to each other in a proximity state and a communication body for a signal transmission device that performs communication in a proximity state.
この発明の背景技術として下記特許文献1〜9を挙げる。
[特許文献1〜3]
本発明を完成させた後に、本発明の特徴的な構成要素を表す語から公報を検索してヒットしたものである。
特許文献1〜3は、第1導体層、第1誘電体層、第2導体層、第2誘電体層及び第3導体層がこの順序で積層された積層体基板において、第1導体層には厚さ方向に導体層を貫通する同一形状のホールが第1方向に第1間隔で配列され、第1方向と直交する第2方向に第2間隔で配列された第1格子状ホールパターンを有する第1接地導体が形成され、第2導体層には第1格子状ホールパターンの第1方向に帯状導体パターンが中心導体として形成され、第3導体層には第1導体層上の格子状ホールパターンを積層方向に投影した第2格子状ホールパターンを有する第2接地導体が形成されたメッシュホールグランドストリップライン構造を有する積層体基板に関するものである。
The following
[
After the present invention was completed, the publication was searched from words representing characteristic components of the present invention and was hit.
In
[特許文献4]
無線LANシステム用の高周波を伝送する高周波ストリップ線路であって、誘電材料からなる長尺誘電体層と、この誘電体層を挟む導電性材料からなる一対の長尺グランド層とが積層されてなり、前記誘電体層内に信号線が誘電体層長手方向に配設され、グランド層の一部に高周波結合用の開口部が設けられた高周波ストリップ線路。
[Patent Document 4]
A high frequency strip line for transmitting a high frequency for a wireless LAN system, in which a long dielectric layer made of a dielectric material and a pair of long ground layers made of a conductive material sandwiching the dielectric layer are laminated. A high-frequency stripline in which a signal line is disposed in the dielectric layer in the longitudinal direction of the dielectric layer, and an opening for high-frequency coupling is provided in a part of the ground layer.
[特許文献5]
誘電体基板を挟持する一対の導体層と、高周波信号の伝送方向に高周波信号の信号波長の1/2未満の繰り返し間隔で導体層間が電気的に接続されて形成された2列の貫通導体群とを有し、導体層及び貫通導体群に囲まれた領域によって高周波信号を伝送する誘電体導波管線路を2つ備え、導体層の一方が隣接又は共有して重ねて配置されるとともに、この一方の導体層の高周波信号の伝送方向に、高周波信号の管内波長λgの1/4の間隔で結合孔が少なくとも2つ設けられた方向性結合器。
[Patent Document 5]
A pair of conductor layers sandwiching the dielectric substrate, and two rows of through conductor groups formed by electrically connecting the conductor layers at a repetition interval of less than 1/2 of the signal wavelength of the high frequency signal in the high frequency signal transmission direction And having two dielectric waveguide lines for transmitting a high-frequency signal by a region surrounded by the conductor layer and the through conductor group, and one of the conductor layers is adjacently or shared and disposed, A directional coupler in which at least two coupling holes are provided in the transmission direction of the high-frequency signal of the one conductor layer at intervals of 1/4 of the guide wavelength λg of the high-frequency signal.
[特許文献6]
データを送信する送信装置とデータを受信する受信装置からなる通信システムにおいて、送信装置は、所定の間隔で平行に配置された、マイクロ波帯の信号を伝送させる第1・第2の伝送線路と、送信信号である差動信号の一方を第1の伝送線路に出力するとともに、差動信号の他方を第2の伝送線路に出力する差動信号出力手段とを備え、受信装置は、所定間隔で平行配置された、マイクロ波帯の信号を伝送させる第3・第4の伝送線路と、第3・第4の伝送線路のそれぞれが、第1・第2の伝送線路と対向して近付けられたときに、線路間結合によって第3・第4の伝送線路に生じる差動信号を、データに対応する信号に変換する手段とを備えた通信システム。
[Patent Document 6]
In a communication system including a transmission device that transmits data and a reception device that receives data, the transmission device includes first and second transmission lines that are arranged in parallel at predetermined intervals and transmit microwave band signals. And a differential signal output means for outputting one of the differential signals as transmission signals to the first transmission line and the other of the differential signals to the second transmission line. The third and fourth transmission lines and the third and fourth transmission lines, which are arranged in parallel and transmit microwave band signals, are brought close to the first and second transmission lines, respectively. And a means for converting a differential signal generated in the third and fourth transmission lines by the coupling between the lines into a signal corresponding to the data.
[特許文献7]
電磁界を内部で伝搬させ、当該電磁界を開孔から浸出させるシート状の信号伝達装置と通信するインターフェース装置であって、信号伝達装置が有する開孔の縁辺のある領域の近傍に配置される第1の電極、当該縁辺の他の領域の近傍に配置される第2の電極を備え、第1の電極と第2の電極との間の電圧もしくは電流の変化と、ある領域における電界もしくは磁界の変化と、他の領域における電界もしくは磁界の変化と、の相互作用により、信号伝達装置と通信するインターフェース装置。
[Patent Document 7]
An interface device that communicates with a sheet-like signal transmission device that propagates an electromagnetic field inside and leaches out the electromagnetic field from an opening, and is disposed in the vicinity of a region having an edge of the opening of the signal transmission device A first electrode, a second electrode disposed in the vicinity of the other region of the edge, a change in voltage or current between the first electrode and the second electrode, an electric field or a magnetic field in a certain region Interface device that communicates with the signal transmission device by the interaction between the change in the electric field and the change in the electric field or magnetic field in the other region.
[特許文献8]
誘電体を挟んで平行に形成された一対の主導体層と、信号伝達方向に遮断波長以下の間隔で、主導体層間を電気的に接続するように形成された二列のバイアホール群で囲まれた領域によって誘電体導波管線路が形成され、主導体層の少なくとも一方にスロット孔が形成され、マイクロストリップ線路やコプレーナ線路が電磁結合されるようにした伝送線路。
[Patent Document 8]
Surrounded by a pair of via holes formed so as to electrically connect the main conductor layers with a pair of main conductor layers formed in parallel across the dielectric and at intervals equal to or shorter than the cutoff wavelength in the signal transmission direction. A transmission line in which a dielectric waveguide line is formed by the region, a slot hole is formed in at least one of the main conductor layers, and a microstrip line or a coplanar line is electromagnetically coupled.
[特許文献9]
第1の誘電体基板と、第1の誘電体基板の第1面に形成され、一端に第1の開放端を有し、他端が第1の誘電体基板の端部に至るように延在する第1のストリップ導体と、第1の誘電体基板の第2の面に形成された接地導体と、第1の誘電体基板に対向して配置された第2の誘電体基板と、第1の誘電体基板の第1の面に対向する第2の誘電体基板の面に形成され、一端に第2の開放端を有し、該第2の開放端から所定区間離れた位置で幅が変化して第2の誘電体基板の端部に至るように延在する第2のストリップ導体と、第1の誘電体基板と第2の誘電体基板との間に設けられ所定区間を覆う誘電体シートとを備え、第1のストリップ導体と第2のストリップ導体とが、誘電体シートを介して所定長さ対向するように、且つ第1の開放端と第2の開放端が互いに逆向きとなるように第1の誘電体基板、誘電体シート、及び第2の誘電体基板が積層された線路間結合構造。
[Patent Document 9]
Formed on the first dielectric substrate and the first surface of the first dielectric substrate, having a first open end at one end and extending so that the other end reaches the end of the first dielectric substrate. An existing first strip conductor, a ground conductor formed on the second surface of the first dielectric substrate, a second dielectric substrate disposed opposite the first dielectric substrate, Formed on the surface of the second dielectric substrate facing the first surface of the first dielectric substrate, having a second open end at one end, and having a width at a position away from the second open end by a predetermined interval Changes between the second strip conductor extending to reach the end of the second dielectric substrate and the first dielectric substrate and the second dielectric substrate, covering a predetermined section. A dielectric sheet, wherein the first strip conductor and the second strip conductor are opposed to each other by a predetermined length via the dielectric sheet, and the first open end The first dielectric substrate as a second open end are opposite to each other, the dielectric sheet, and between the second dielectric substrate is stacked line coupling structure.
ここで特許文献7に示されている信号伝達装置用のインターフェース装置について、図1・図2を参照して説明する。
図1は、特許文献7に係る信号伝達装置の概要構成を示す図であり、(a)は信号伝達装置101の上面図、(b)はその断面図である。信号伝達装置101は、メッシュ状の第1導体部111と、これに略平行な平板状の第2導体部121と、を備えている。第1導体部111と第2導体部121とに挟まれる領域が狭間領域131であり、第1導体部111の上側にある領域が浸出領域141である。
Here, an interface device for a signal transmission device disclosed in Patent Document 7 will be described with reference to FIGS.
FIG. 1 is a diagram illustrating a schematic configuration of a signal transmission device according to Patent Document 7, in which (a) is a top view of the
このように、第1導体部111は、メッシュ状の構造を持ち、開孔があるので、メッシュの間隔と同程度の高さまで、電磁界が浸出するようになる。この電磁波が浸出する領域が浸出領域141である。
As described above, the
図2は、指向性を有するインターフェース装置601の構成を示す説明図である。インターフェース装置601は、内部導体部602、外部導体部603、及び経路導体部604で構成されている。
FIG. 2 is an explanatory diagram showing a configuration of the
内部導体部602は、信号伝達装置101のメッシュ状の第1導体部111に近接する導体であり、その一端は外部導体部603に、その他端は経路導体部604に、それぞれ接続されている。外部導体部603は箱状を成して内部導体部602を覆っている。外部導体部603には開孔があり、その開孔を経路導体部604が非接触に貫通している。
The
この構成により、外部導体部603と経路導体部604に同軸ケーブルを介して信号送受信回路が結合して、そこに流れる電流が変化すると、電磁波が主に図中矢印の方向に放出される。
特許文献1〜9に開示された装置では次のような課題があった。
[特許文献1〜3]
特許文献1〜3に記載された発明は、基板成形時に発生するガスを放出させるのが主な目的であり、ホール開口径とホール間隔について、放射を抑圧できるような規定はされていない。また、内導体を挟む両方の接地導体に格子状ホールパターンが形成されていて、基板両側からの放射が発生する。
The devices disclosed in
[
The main purpose of the inventions described in
[特許文献4]
特許文献4の本発明のストリップラインは,線路の開口部に結合させて高周波を放射させるためのアンテナ装置であり,周辺機器と干渉するおそれがある。
[Patent Document 4]
The strip line of the present invention in Patent Document 4 is an antenna device for radiating a high frequency by being coupled to the opening of the line, and may interfere with peripheral devices.
[特許文献5]
誘電体導波管線路を2つ隣接させて重ねて配置した構成の場合、互いの結合孔の位置がずれたときに結合特性が悪くなる。隣接する2つの誘電体導波管線路の距離が離れたとき、一方の誘電体導波管線路のもつ孔から漏洩した電磁波が遠方まで放射し、その電力が大きい場合に電波法による規制値を超えるおそれがある。結合孔の大きさと間隔が管内波長に依存するため、適切に作用する周波数帯域が狭い。
[Patent Document 5]
In the case of a configuration in which two dielectric waveguide lines are arranged adjacent to each other, the coupling characteristics deteriorate when the positions of the coupling holes are shifted. When the distance between two adjacent dielectric waveguide lines is increased, the electromagnetic wave leaked from the hole of one dielectric waveguide line radiates far, and when the power is large, the regulation value by the Radio Law is There is a risk of exceeding. Since the size and interval of the coupling holes depend on the guide wavelength, the frequency band in which they act properly is narrow.
[特許文献6]
差動伝送路のペア間で線路長の不揃いがある場合、遠方での放射電磁界の打ち消し合いが弱まり、放射抑圧効果が低減する。差動線路に曲がり部分がある場合、長さ方向の対称性がくずれて放射抑圧効果が小さくなる。差動ペアの間隔を広くすると放射抑圧効果は低減する。一方、差動ペアの間隔を狭くすると放射抑圧効果は高まるものの、クロストークが発生して信号品質が劣化するので、両者のトレードオフを考慮しなければならない。差動ペアの線路長の不揃いがある場合は差動スキューが発生し、ビットエラーやパケットエラーの原因となって信号品質が劣化する。また通信速度が高速になるほど発生するスキューが大きくなるので高速通信用途には不向きである。
[Patent Document 6]
If the line lengths are not uniform between the pairs of differential transmission lines, the cancellation of the radiated electromagnetic field in the distance is weakened, and the radiation suppression effect is reduced. When the differential line has a bent portion, the symmetry in the length direction is broken and the radiation suppression effect is reduced. Increasing the distance between the differential pairs reduces the radiation suppression effect. On the other hand, if the interval between the differential pairs is narrowed, the radiation suppression effect is enhanced, but crosstalk occurs and the signal quality deteriorates. Therefore, the trade-off between the two must be considered. If the line lengths of the differential pairs are not uniform, differential skew occurs, which causes bit errors and packet errors, resulting in signal quality degradation. Also, the higher the communication speed, the greater the skew that is generated, so it is not suitable for high-speed communication applications.
[特許文献7]
インターフェース装置が共振器であり、信号伝送装置内に伝送される信号の周波数と共振周波数を一致させ、かつインピーダンスを整合させることで結合を得ている。そのため、整合帯域が狭くなる傾向があり、高速伝送など広帯域が必要となる場合に問題となる。
[Patent Document 7]
The interface device is a resonator, and coupling is obtained by matching the frequency of the signal transmitted into the signal transmission device with the resonance frequency and matching the impedance. For this reason, the matching band tends to be narrowed, which is a problem when a wide band such as high-speed transmission is required.
[特許文献8]
スロット孔から漏洩した電磁波が遠方まで放射し、その電力が大きい場合、電波法による規制値を超えるおそれがある。スロット孔の大きさが管内波長に依存するため、適切に作用する周波数帯域が狭い。
[Patent Document 8]
When electromagnetic waves leaking from the slot hole radiate far away and the power is large, there is a risk of exceeding the regulation value by the Radio Law. Since the size of the slot hole depends on the guide wavelength, the frequency band in which the slot acts properly is narrow.
[特許文献9]
放射を抑えるための機構が備わっていない。線路間結合の際に遠方界への電磁波の放射を伴うので,周辺の電気機器と干渉する可能性がある。電波法による規制値を超えるおそれがある。
[Patent Document 9]
There is no mechanism to suppress radiation. There is a possibility of interference with surrounding electrical equipment because electromagnetic waves are radiated to the far field when coupling between lines. There is a risk of exceeding the regulatory value of the Radio Law.
そこで、この発明の目的は、以上に述べた各種の問題を解消して、非接触で2つの線路同士が結合して通信信号を伝送できるようにした通信体及びそれを備えたカプラを提供することにある。 SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, an object of the present invention is to provide a communication body that solves the above-described various problems and is capable of transmitting a communication signal by connecting two lines in a non-contact manner and a coupler including the communication body. There is.
(1)この発明の通信体は、誘電体基板と、前記誘電体基板の第1の面に形成された第1の外導体と、前記誘電体基板の第2の面に形成された第2の外導体と、前記誘電体基板の側面に設けられ、且つ前記第1の外導体と前記第2の外導体とを導通させる抵抗体と、を備え、前記第1の外導体の所定領域に電磁界結合用の複数の開口が配置されるとともに、前記開口の寸法が前記誘電体基板中を伝搬する波の1/4波長以下であることを特徴とする。 (1) A communication body according to the present invention includes a dielectric substrate, a first outer conductor formed on the first surface of the dielectric substrate, and a second surface formed on the second surface of the dielectric substrate. An outer conductor, and a resistor provided on a side surface of the dielectric substrate and electrically connecting the first outer conductor and the second outer conductor, and a predetermined region of the first outer conductor. A plurality of openings for electromagnetic field coupling are arranged, and the size of the openings is equal to or less than ¼ wavelength of a wave propagating in the dielectric substrate.
この構成により、電磁波の伝送する機能に加え、電磁界結合用の開口が形成された第1の外導体の表面近傍に通信用のエバネッセント波が誘起される。電磁界結合用の開口の寸法が媒質(誘電体基板)中を伝搬する波の1/4波長以下であることにより、放射が抑圧された遮断状態を実現することができる。 With this configuration, in addition to the function of transmitting electromagnetic waves, a communication evanescent wave is induced near the surface of the first outer conductor in which an opening for electromagnetic field coupling is formed. When the size of the opening for electromagnetic coupling is equal to or less than ¼ wavelength of the wave propagating in the medium (dielectric substrate), a cut-off state in which radiation is suppressed can be realized.
(2)この発明のカプラは、前記通信体を少なくとも2つ備え、前記通信体の第1の外導体の形成面側同士が対向し、且つ前記通信体の内部を伝搬する波の伝搬方向が略平行となるように前記2つの通信体を配置したことを特徴とする。 (2) The coupler according to the present invention includes at least two of the communication bodies, the first outer conductor forming surfaces of the communication bodies face each other, and the propagation direction of the waves propagating through the communication body is The two communication bodies are arranged so as to be substantially parallel.
この構成により、互いに接点を持たない2つの通信体を近接させることで結合するカプラを提供することができる。また、2つの通信体の分布定数的な結合領域が一定である場合、2つの通信体が互いに伝搬方向にずれても結合特性に影響しない配置自由度をもつ。さらに、2つの通信体の基本構造が略同じであるため、結合特性が広帯域にできる。 With this configuration, it is possible to provide a coupler that is coupled by bringing two communication bodies having no contact with each other close to each other. Further, when the distributed constant coupling areas of the two communication bodies are constant, even if the two communication bodies are shifted from each other in the propagation direction, there is a degree of freedom of arrangement that does not affect the coupling characteristics. Further, since the basic structures of the two communication bodies are substantially the same, the coupling characteristics can be widened.
(3)前記カプラの2つの通信体のうち少なくとも一方の通信体の前記開口が形成される領域より外側に一定幅のつば状導体を設ける。 (3) A flanged conductor having a constant width is provided outside the region where the opening of at least one of the two communication bodies of the coupler is formed.
この構成により、2つの通信体の間隙に発生する平行平板モードを通じて外部に放射される電力を抑圧することができる。 With this configuration, it is possible to suppress the power radiated to the outside through the parallel plate mode generated in the gap between the two communication bodies.
(4)前記2つの通信体のうち少なくとも一方の通信体における前記開口の形成領域の寸法が、前記誘電体基板中を伝搬する波の伝搬方向に沿って、結合周期の半奇数倍(1/2,3/2,…)に設定する。
この構成により、カプラの結合効率を極大にすることができる。
(4) A dimension of the opening formation region in at least one of the two communication bodies is a half-odd multiple (1 /) of the coupling period along the propagation direction of the wave propagating in the dielectric substrate. 2, 3/2, ...).
With this configuration, the coupling efficiency of the coupler can be maximized.
この発明によれば、放射が抑圧された遮断状態で電磁波を伝送する機能とともに、表面近傍に通信用のエバネッセント波を誘起することができる。そのため、非接触で2つの線路同士を結合させることのできる通信体が構成できる。
また、2つの通信体が非接触で結合するカプラを構成できる。
According to the present invention, an evanescent wave for communication can be induced in the vicinity of the surface as well as the function of transmitting electromagnetic waves in a blocked state in which radiation is suppressed. Therefore, it is possible to configure a communication body that can couple two lines without contact.
In addition, a coupler in which two communication bodies are coupled in a non-contact manner can be configured.
《第1の実施形態》
図3は第1の実施形態に係る通信体210の一部の構成を示す斜視図である。
この通信体210は、誘電体基板10の両面に電極を形成して構成される平行平板型の通信体である。
<< First Embodiment >>
FIG. 3 is a perspective view showing a configuration of a part of the
The
誘電体基板10の第1面(上面)には第1の外導体11、第2面(下面)には第2の外導体12がそれぞれ形成されている。誘電体基板10は、厚さtが約0.25mmのフッ素樹脂板である。第1・第2の外導体11,12は厚さ約0.02mmの銅電極である。
A first
第1の外導体11には多数の電磁界結合用の開口Aが形成されている。第2の外導体12は誘電体基板10の下面の全面に形成されている。誘電体基板10の左右の側部には、第1の外導体11と第2の外導体12とを導通させる抵抗体13,13が配置されている。すなわち、抵抗体13,13の第1面(上面)には第1の外導体11、第2面(下面)には第2の外導体12がそれぞれ形成されている。
The first
第1の外導体11に形成されている開口Aはそれぞれの一辺wが0.48mmの正方形であり、ピッチpが0.60mmの正方格子状に配置されている。
The openings A formed in the first
この通信体210はミリ波帯で用いられる。誘電体基板10は比誘電率が約2.2のフッ素樹脂であり、誘電体基板10内を、誘電体基板10の長手方向(抵抗体13,13が延びる方向)へ電磁波が伝搬する。この誘電体基板中を伝搬する電磁波の波長は例えば60GHzにおいて約3.4mmである。
This
図3では通信体210の長手方向の寸法は所定長に描いているが、長手方向寸法は必要に応じた寸法にすればよい。誘電体基板の電磁波伝搬方向の両端(始端と終端)は無反射終端とするために抵抗体を配置してもよい。
In FIG. 3, the longitudinal dimension of the
また、図3には表されていないが、通信体210を伝搬する信号(電磁波)を励振する信号入力手段又は通信体210を伝搬する信号(電磁波)と結合して信号を取り出す信号出力手段が、この通信体210に設けられる。
Although not shown in FIG. 3, signal input means for exciting a signal (electromagnetic wave) propagating through the
電磁界結合用の開口Aの大きさが媒質中を伝搬する電磁波の波長の1/4以下である場合、媒質中を伝搬する電磁波が殆ど減衰することなく、且つ開口を配置した外導体の表面近傍にエバネッセント波が誘起される。上記電磁界結合用の開口Aの一辺の寸法wの寸法(0.48mm)は、誘電体基板10中を伝搬する電磁波の波長(約3.4mm)の約1/7に相当するので、第1の外導体11の表面近傍にエバネッセント波が誘起されることになる。
When the size of the opening A for electromagnetic field coupling is ¼ or less of the wavelength of the electromagnetic wave propagating in the medium, the electromagnetic wave propagating in the medium is hardly attenuated and the surface of the outer conductor on which the opening is arranged An evanescent wave is induced in the vicinity. The dimension w (0.48 mm) of one side of the opening A for electromagnetic field coupling corresponds to about 1/7 of the wavelength (about 3.4 mm) of the electromagnetic wave propagating through the
エバネッセント波は空間に向けて指数関数的に減衰する波であり、物体表面の近傍での通信が可能で、且つ遠方への放射には寄与しない特性をもつ。したがって、電波法による放射規制に対して問題とならない。 The evanescent wave is a wave that decays exponentially toward the space, and can communicate near the surface of the object and has a characteristic that does not contribute to radiation to a distant place. Therefore, there is no problem with radiation regulation by the Radio Law.
左右側面に形成された抵抗体13,13は、電磁波の進行方向以外の漏洩電力を吸収し、通信体210内部での定在波を抑圧する。そのため、単純な導波管の場合と異なり、誘電体基板の幅は原理的にはいくらでも広く設計することができる。また、誘電体基板の厚み寸法は、伝搬路の遮断周波数に影響を与えないので、装置の扱いが容易となるようになるべく薄くする。但し、薄くする程、導体損失が増して線路のQが低下するので、その点を考慮して定める。
このようにして通信体内部の信号の劣化を招くことなく、第1の外導体11の表面近傍にエバネッセント波を誘起させることができる。
In this way, an evanescent wave can be induced near the surface of the first
なお、この例では電磁界結合用の開口Aが正方形であるが、この開口Aの形状を円形、長方形、六角形等に変形しても有効であり、同様の作用効果が得られる。 In this example, the electromagnetic field coupling opening A is square, but it is also effective to transform the shape of the opening A into a circle, a rectangle, a hexagon, or the like, and the same effects can be obtained.
《第2の実施形態》
図4は第2の実施形態に係るカプラ301の構成を示す斜視図である。
このカプラ301は、第1の実施形態で示した平行平板型の通信体を2つ組み合せて構成される。
<< Second Embodiment >>
FIG. 4 is a perspective view showing the configuration of the
The
図4において通信体210は、図3に示した通信体210と同じものである。もう一つの通信体220も通信体210と同様に構成されている。通信体220は、誘電体基板20の両面に電極を形成して構成される平行平板型の通信体である。誘電体基板20の下面には第1の外導体21、上面には第2の外導体22がそれぞれ形成されている。第1の外導体21には多数の電磁界結合用の開口Aが配置されている。第2の外導体22は誘電体基板20の上面の全面に形成されている。誘電体基板10の左右の側面には、第1の外導体21と第2の外導体22とを導通させる抵抗体23,23が配置されている。すなわち、抵抗体23,23の第1面には第1の外導体11、第2面には第2の外導体12がそれぞれ形成されている。
図4では、通信体220の第1の外導体21の形状を示すために、誘電体基板20及び第2の外導体22の一部を破断状態にして表している。
In FIG. 4, the
In FIG. 4, in order to show the shape of the first
上記通信体210,220は、開口Aが形成された第1の外導体11,21の面が数mmの間隙を介して互いに対向し、伝搬方向の向きが互いに平行となるように配置される。
The
通信すべき信号に対応する電磁波を通信体210に伝搬させたとき、開口Aを形成した第1の外導体11の表面近傍にはエバネッセント波が誘起される。2つの通信体210,220の第1の外導体11,21の面を互いに数mmの間隙を介して対向させた場合、エバネッセント波が干渉し、そのことによって互いに結合する。
When an electromagnetic wave corresponding to a signal to be communicated is propagated to the
この例のように、電磁波の伝搬方向が互いに平行となる向きに、通信体210,220を配置すると、両者は分布定数的に結合するため、カプラとして機能する。
また、互いに結合する2つの通信体210,220が同じ構造である場合、線路の分散関係も同じであるので、カプラ特性として広帯域かつ低損失な結合特性が実現できる。
If the
Further, when the two
《第3の実施形態》
図5は第3の実施形態に係るカプラ302の構成を示す斜視図である。
このカプラ302は、平行平板型の通信体230,240から構成される。
<< Third Embodiment >>
FIG. 5 is a perspective view showing the configuration of the
The
通信体230は、誘電体基板10、その左右の両側部に配置された抵抗体、さらにその外側に配置された誘電体基板14,14を備えている。
誘電体基板10の第1面には第1の外導体11、第2面には第2の外導体12がそれぞれ形成されている。第1の外導体11には多数の電磁界結合用の開口Aが形成されている。誘電体基板10の左右の側部には抵抗体13,13が配置されている。誘電体基板14,14の第1面(上面)には、一定幅のつば状導体15,15が形成されている。そして、誘電体基板10,14,14及び抵抗体13,13の第2面(下面)には全面に第2の外導体12が形成されている。
The
A first
もう一つの通信体240は上記の通信体230に比べて幅が狭い。その他の構成は通信体230と同様である。但し図5では、通信体240の第1の外導体21の形状を示すために、誘電体基板20の一部を破断状態にして表している。
Another
第2の実施形態として図4に示した例では、通信体210と通信体220との結合電力の一部が誘電体基板10側の第1の外導体11と誘電体基板20側の第1の外導体21との間隙で平行平板モードとなって伝搬し、外部空間へ放射される可能性がある。
In the example shown in FIG. 4 as the second embodiment, a part of the coupling power between the
これに対して、図5に示した構成では、一方の通信体240の幅を他方の通信体230の幅よりも狭くしているので平行平板モードの発生領域が小さくなる。また、開口Aが配置された領域の両側につば状導体15,15,25,25がそれぞれ形成されているので、通信体230と通信体240との対向によって生じる間隙において、つば状導体15,15,25,25の内側と外側の線路の不連続部でそれぞれ反射が生じる。このつば状導体15,15,25,25の幅は、つば状導体15,15,25,25とそれに対向する相手側の第1の外導体との間に定在波が生じるような寸法に定めておく。これにより、つば状導体15,15とそれに対向する相手側の第1の外導体との間に共振が生じる。同様につば状導体25,25とそれに対向する相手側の第1の外導体との間に共振が生じる。
On the other hand, in the configuration shown in FIG. 5, the width of one
このように、スタブによる反射を利用して、通信体230−240の対向によって生じる間隙(結合領域)から外部を見たときの伝送路のインピーダンスを変化させることで放射が抑圧される。例えば通信周波数が60GHzである場合、平行平板モードの1/2波長は1.7mmであるので、つば状導体25,25の幅は1.7mm前後となる。但し、実際には、上記つば状導体とそれに対向する相手側の第1の外導体との間に電磁波が斜めに入射するので、シミュレーションで様子を見ながら特性的に良好な条件を選べばよい。
In this way, radiation is suppressed by changing the impedance of the transmission line when the outside is viewed from the gap (coupling region) generated by the facing of the communication bodies 230-240 using the reflection by the stub. For example, when the communication frequency is 60 GHz, the ½ wavelength of the parallel plate mode is 1.7 mm, and thus the width of the collar-shaped
なお、通信体230,240には抵抗体13,23がそれぞれ配置されているため、その抵抗体部分での反射が無い。そのため、単純な導波管の場合と異なり、誘電体基板の幅は原理的にはいくらでも広く設計することができ、2つの通信体230,240が結合して通信可能な範囲を容易に広げることができる。
In addition, since the
《第4の実施形態》
図6は第4の実施形態に係るカプラ303の構成を示す斜視図である。
このカプラ303は、平行平板型の通信体230,250から構成される。第3の実施形態で図5に示した例と異なるのは、幅を狭くした方の通信体250については、開口Aを配置する領域の伝搬方向の寸法を、後に示す結合周期Lの1/2に設定している。その他の構成は第3の実施形態と同様である。
<< Fourth Embodiment >>
FIG. 6 is a perspective view showing the configuration of the
The
カプラ303は、通信体230と通信体250とが分布定数的に結合して、一方の通信体から他方の通信体に一定の周期で電力の受け渡しをするように動作する。一方の通信体の伝送電力が最大の状態からゼロの状態を経て再び最大となる物理長は結合周期Lとして後に示す(3)式で表される。
The
この第4の実施形態のように、開口Aを配置する領域の伝搬方向の寸法を結合周期の1/2に設定すればカプラの結合効率が極大となる。すなわち、一方の通信体から他方の通信体に取り出す電力を極大にすることができる。 As in the fourth embodiment, if the dimension in the propagation direction of the region in which the opening A is disposed is set to ½ of the coupling period, the coupling efficiency of the coupler is maximized. That is, the electric power taken out from one communication body to the other communication body can be maximized.
次に、カプラの設計と解析について示す。
図7はカプラの設計の考え方について示す図である。図7(A)は、2つの通信体同士の結合モードである偶モードと奇モードの位相差が180°となる関係を示している。分布定数線路による方向性結合器の結合原理は、このように偶モードと奇モードとに分けて説明することができる。偶モードと奇モードとの位相差が180°となる関係を満たす条件は次の式で表される。
Next, the design and analysis of the coupler will be described.
FIG. 7 is a diagram showing the concept of coupler design. FIG. 7A shows a relationship in which the phase difference between the even mode and the odd mode, which is a coupling mode between two communication bodies, is 180 °. The coupling principle of the directional coupler by the distributed constant line can be explained by dividing into even mode and odd mode as described above. A condition that satisfies the relationship that the phase difference between the even mode and the odd mode is 180 ° is expressed by the following equation.
ここで、βevenは偶モードの位相定数、βoddは奇モードの位相定数、lcoupleは偶モードと奇モードの位相差が180°となる物理長である。 Here, βeven is the phase constant of the even mode, βodd is the phase constant of the odd mode, and lcouple is the physical length at which the phase difference between the even mode and the odd mode is 180 °.
図7(B)は、結合線路の等価回路(磁界結合モデル)における分布定数線路の微小(dz)区間について表している。結合係数kの定義と位相定数との関係は次の式で表される。 FIG. 7B shows a minute (dz) section of a distributed constant line in an equivalent circuit (magnetic coupling model) of the coupled line. The relationship between the definition of the coupling coefficient k and the phase constant is expressed by the following equation.
ここで、L1,L2,Mは図7(B)中に示したとおり、分布定数線路の微小区間におけるインダクタンス及び相互インダクタンスである。βevenは結合後の偶モードの位相定数、βoddは結合後の奇モードの位相定数、β1は結合前の第1通信体の導波路の位相定数、β2は結合前の第2通信体の導波路の位相定数である。 Here, L1, L2, and M are the inductance and the mutual inductance in the minute section of the distributed constant line, as shown in FIG. 7B. βeven is the phase constant of the even mode after coupling, βodd is the phase constant of the odd mode after coupling, β1 is the phase constant of the waveguide of the first communication body before coupling, and β2 is the waveguide of the second communication body before coupling. Of the phase constant.
図8は条件の異なる3つの例について結合距離の変化を示している。
図8の(A)(B)(C)の各条件は次のとおりである。
FIG. 8 shows the change in coupling distance for three examples with different conditions.
Each condition of (A), (B), and (C) in FIG. 8 is as follows.
(A)k=5%,λ1=3.37mm,λ2=3.37mm
(B)k=10%,λ1=3.37mm,λ2=3.37mm
(C)k=5%,λ1=3.37mm,λ2=3.21mm(λ1/λ2=1.05)
図8において、P1は入力電力(電力密度)の瞬時値、P2は出力電力(電力密度)の瞬時値である。P1の細かな山から山の間隔又は谷から谷への間隔が波長λ1に対応している。同様にP2の細かな山から山の間隔又は谷から谷への間隔が波長λ2に対応している。結合周期Lは次式で近似される距離であり、一方の通信体から他方の通信体へ電力が乗り移る割合がこの結合周期Lで変化する。この関係は、上記(C)の条件のように、λ1とλ2に差がある場合にも成り立つ。
(A) k = 5%, λ1 = 3.37 mm, λ2 = 3.37 mm
(B) k = 10%, λ1 = 3.37 mm, λ2 = 3.37 mm
(C) k = 5%, λ1 = 3.37 mm, λ2 = 3.21 mm (λ1 / λ2 = 1.05)
In FIG. 8, P1 is an instantaneous value of input power (power density), and P2 is an instantaneous value of output power (power density). A fine peak-to-peak interval or a valley-to-valley interval of P1 corresponds to the wavelength λ1. Similarly, a fine peak-to-peak interval or a valley-to-valley interval of P2 corresponds to the wavelength λ2. The coupling period L is a distance approximated by the following equation, and the rate at which electric power is transferred from one communication body to the other communication body changes in the coupling period L. This relationship also holds when there is a difference between λ1 and λ2 as in the condition (C).
結合距離は結合周期Lの1/2であり、一方の通信体から他方の通信体へ乗り移る電力はこの結合距離で示す位置で極大となる。同様に、結合周期Lの半奇数倍(1/2,3/2,…)の位置で、一方の通信体から他方の通信体へ乗り移る電力は極大となる。なお、縦軸は最大値を1に正規化した電力であるので、その単位は(−)のように表しているとおり無次元である。 The coupling distance is ½ of the coupling period L, and the electric power transferred from one communication body to the other communication body is maximized at the position indicated by this coupling distance. Similarly, at a position that is a half odd number (1/2, 3/2,...) Of the coupling period L, the power transferred from one communication body to the other communication body becomes maximum. Since the vertical axis is the power normalized to 1 as the maximum value, the unit is dimensionless as represented by (−).
2つの通信体の誘電体基板の比誘電率は共に2.2(フッ素樹脂)に設定した。条件(A)では、結合距離L/2(一方の通信体から他方の通信体へ電力が最大に伝わる距離)は約34mmとなった。条件(B)のように、結合係数を条件(A)の2倍にすると、条件(A)の場合に比べて結合距離Lは1/2に短縮された。さらに、条件(C)のように、線路2の波長を線路1よりも5%短くすると、条件(A)に比べて結合距離Lが短縮されるが、結合効率は最大でも約50%に留まる。
The relative dielectric constants of the dielectric substrates of the two communication bodies were both set to 2.2 (fluororesin). Under the condition (A), the coupling distance L / 2 (the distance at which electric power is transmitted from one communication body to the other communication body at the maximum) was about 34 mm. As in the condition (B), when the coupling coefficient is twice that of the condition (A), the coupling distance L is shortened to ½ compared to the condition (A). Further, if the wavelength of the
図9は、波長比と結合効率との関係を示している。
結合効率は、入力電力P1のピーク値をPin、出力電力P2のピーク値(結合距離lcoupleにおける電力)をPcoulpeとしたとき、図9(A)に示すように、Pcoulpe/Pinであり、次式で表される。
FIG. 9 shows the relationship between the wavelength ratio and the coupling efficiency.
When the peak value of the input power P1 is Pin and the peak value of the output power P2 (the power at the coupling distance lcouple) is Pcoulpe, the coupling efficiency is Pcoulpe / Pin as shown in FIG. It is represented by
因みに、図9(A)は、k=5%,λ1=4.23mm,λ2=3.85mm(λ1/λ2=1.1)の例である。 9A is an example in which k = 5%, λ1 = 4.23 mm, and λ2 = 3.85 mm (λ1 / λ2 = 1.1).
図9(B)は、結合係数kをパラメータにして、波長比に対する結合電力の関係を示している。このように、波長比(λ1/λ2)が大きくなる程、結合電力は小さくなり、また、結合係数kが小さい程、波長比の増大に伴う結合電力の低下率が大きい。 FIG. 9B shows the relationship of the coupling power with respect to the wavelength ratio using the coupling coefficient k as a parameter. Thus, as the wavelength ratio (λ1 / λ2) increases, the coupling power decreases, and as the coupling coefficient k decreases, the reduction rate of the coupling power accompanying an increase in the wavelength ratio increases.
したがって、結合効率を100%にするためには、2つの通信体を伝搬する波長を一致させることが重要である。
Therefore, in order to make the
図10は、一つの開口Aを含む単位格子について、電磁界解析を行った結果である。図10(A)は単位格子の解析モデルであり、この例では絶縁皮膜を設けている。
解析条件は次のとおりである。
FIG. 10 shows the result of the electromagnetic field analysis performed on the unit cell including one opening A. FIG. 10A shows an analysis model of a unit cell, and an insulating film is provided in this example.
The analysis conditions are as follows.
格子寸法:0.2〜1.2mm(パラメータ変化)
開口寸法:格子寸法の80%
基板厚さ:0.50mm
皮膜厚さ:0.25mm
基板比誘電率:2.2(フッ素樹脂)
皮膜比誘電率:2.2(フッ素樹脂)
導体導電率:53MS/m
図10(B)は誘電体基板の下面(グランド面)からの高さ位置での電界強度、図10(C)は同じく高さ位置での磁界強度をそれぞれ表している。図中の数値は単位格子の寸法である。下面からの高さが1mmを超えた辺りから、電磁界共に指数関数的に減衰する状況が確認できる。(図10では縦軸が対数目盛であるので直線的に変化しているが、リニアスケールであれば指数関数的に変化する。)
このように、誘電体基板内には面方向に電磁波が伝搬するが、上部空間には遮断がかかっていて放射しない。但し、表面近傍ではエバネッセント波の電磁界で通信が可能である。
減衰定数は約13dB/mmであり、数m離れた位置では電波法の規制対象とはならない。
Grid size: 0.2-1.2mm (parameter change)
Opening size: 80% of lattice size
Substrate thickness: 0.50mm
Film thickness: 0.25mm
Substrate relative dielectric constant: 2.2 (fluororesin)
Film dielectric constant: 2.2 (fluororesin)
Conductor conductivity: 53MS / m
FIG. 10B shows the electric field strength at the height position from the lower surface (ground surface) of the dielectric substrate, and FIG. 10C shows the magnetic field strength at the height position. The numerical values in the figure are the unit cell dimensions. It can be confirmed that the electromagnetic field decays exponentially from the vicinity where the height from the lower surface exceeds 1 mm. (In FIG. 10, since the vertical axis is a logarithmic scale, it changes linearly, but if it is a linear scale, it changes exponentially.)
As described above, the electromagnetic wave propagates in the plane direction in the dielectric substrate, but the upper space is blocked and does not radiate. However, communication is possible in the vicinity of the surface using an electromagnetic field of evanescent waves.
The attenuation constant is about 13 dB / mm, and is not regulated by the Radio Law at positions several meters away.
図11は、開口比の依存性について示している。単位格子のモデルは図10(A)に示したものから絶縁皮膜を無くし、誘電体基板の下面(開口表面から0.5mm)の高さで評価している。図11(A)は格子寸法に対する電界強度、図11(B)は格子寸法に対する磁界強度であり、開口比(格子寸法に対する開口寸法の比)が75%と80%とについてそれぞれ示している。 FIG. 11 shows the dependency of the aperture ratio. The unit cell model is evaluated based on the height of the lower surface of the dielectric substrate (0.5 mm from the opening surface) without the insulating film from that shown in FIG. FIG. 11A shows the electric field strength with respect to the lattice size, and FIG. 11B shows the magnetic field strength with respect to the lattice size. The aperture ratio (ratio of the aperture size to the lattice size) is 75% and 80%, respectively.
このように格子寸法が大きい程、電磁界強度が増し、開口比が大きい程、電磁界強度が増す。この例では、開口の開口比が80%である場合に比べ、開口比75%の場合は底面から1.0mmにおける位置で約1.5dB程度減衰量が増大する。 Thus, the larger the lattice size, the greater the electromagnetic field strength, and the larger the aperture ratio, the greater the electromagnetic field strength. In this example, the attenuation increases by about 1.5 dB at a position 1.0 mm from the bottom surface when the opening ratio is 75%, compared to when the opening ratio is 80%.
なお、以上に示した例では、開口の配置を正方格子状にしたが、開口の配置はこれに限らず、六角格子状に配置してもよいし、ランダムに配置してもよい。但し、開口の分布密度が高い程、表面から浸出するエバネッセント波の電磁界強度が高まるので、開口の分布密度を高めること、すなわち単位格子として考えたときの開口比をなるべく大きくすることはカプラとしての目的に叶う。但し、開口比がある程度大きくなると、隣接する開口同士の間隔が狭くなって導体損失が大きくなる。また、隣接する開口同士の間隔が狭くなるほど微細加工の難易度が高まるので、これらの要素を考慮して開口比を定める。 In the example described above, the openings are arranged in a square lattice. However, the openings are not limited to this, and the openings may be arranged in a hexagonal lattice or randomly. However, the higher the distribution density of the aperture, the higher the electromagnetic field intensity of the evanescent wave leached from the surface. Therefore, increasing the distribution density of the aperture, that is, increasing the aperture ratio when considered as a unit cell, is as a coupler. It fulfills the purpose. However, when the aperture ratio is increased to some extent, the interval between adjacent apertures is narrowed and the conductor loss is increased. Moreover, since the difficulty of microfabrication increases as the interval between adjacent openings decreases, the opening ratio is determined in consideration of these factors.
なお、通信体を構成する誘電体基板はリジッドなものに限らず、フレキシブルであってもよい。 The dielectric substrate constituting the communication body is not limited to a rigid substrate, and may be flexible.
10,20…誘電体基板
14,24…誘電体基板
11,21…第1の外導体
12,22…第2の外導体
13,23…抵抗体
15,25…つば状導体
210,220,230,240,250…通信体
301〜303…カプラ
A…開口
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