JP2010068627A

JP2010068627A - Induction motor drive system

Info

Publication number: JP2010068627A
Application number: JP2008232605A
Authority: JP
Inventors: Toshihiko Takauchi; 俊彦高内; Kazuaki Yuki; 和明結城; Koju Kitaoka; 幸樹北岡; Hiroki Arima; 裕樹有馬
Original assignee: Toshiba Corp; Toshiba Schneider Inverter Corp
Current assignee: Toshiba Corp; Toshiba Schneider Inverter Corp
Priority date: 2008-09-10
Filing date: 2008-09-10
Publication date: 2010-03-25
Anticipated expiration: 2028-09-10
Also published as: JP5295693B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an induction motor drive system for identifying magnetic saturation characteristics, in a state with an induction motor made to be stationary. <P>SOLUTION: The induction motor drive system has an inverter 1, converting a DC power supplied from a DC power supply 3 into an AC power and driving the induction motor 4. The DC voltage is applied to the induction motor 4 from the inverter 1. A magnetic flux estimating part 15 stores a D-axis current final value IdF, after setting a D-axis current Id flowing in the induction motor 4, stores time-series data Id[κ] of D-axis current Id flowing in the induction motor 4 and operates an estimation magnetic flux amount ϕh, based on a D-axis current final value IdF and time-series data Id[κ] of D-axis current Id. A magnetic saturation characteristic computing part 16 identifies the magnetic saturation characteristics by magnetic saturation characteristics. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、誘導電動機を駆動するインバータによる誘導電動機駆動装置に関する。 The present invention relates to an induction motor drive device using an inverter that drives an induction motor.

インバータによる誘導電動機（ＩＭ）ドライブは、鉄道車両・昇降機・汎用インバータをはじめ各分野に適用されており、今後はトルクや速度制御精度の向上、高効率・低騒音など更なる高性能化と信頼性の向上が期待されている。 Induction motor (IM) drives using inverters are applied to various fields including railway vehicles, elevators, and general-purpose inverters. From now on, higher performance and reliability such as improved torque and speed control accuracy, high efficiency and low noise, etc. Improvement in sex is expected.

これらを実現するためには、実機を忠実に表す正確なＩＭモデルが必要であるが、ＩＭの磁気飽和は、その特性の把握が困難である。磁気飽和特性が正確でない場合、速度やトルク制御精度の劣化や、制御の不安定化、トルクリプル等の異常が発生し、システム全体に悪影響を及ぼすことになる。よってＩＭドライブシステムの開発において、ＩＭの磁気飽和特性を正確に把握し、制御に利用することが重要である。 In order to realize these, an accurate IM model that faithfully represents the actual machine is required, but it is difficult to grasp the characteristics of IM magnetic saturation. If the magnetic saturation characteristics are not accurate, speed and torque control accuracy degradation, control instability, torque ripple, and other abnormalities occur, which adversely affects the entire system. Therefore, in developing an IM drive system, it is important to accurately grasp the magnetic saturation characteristics of IM and use it for control.

そこで、次のような方法及び装置などがある。誘導電動機を複数の界磁量となる周波数で運転し、磁束補償関数の補償係数を自動調整し、調整後には、磁束制御ループを不要とする方法について開示されている（例えば、特許文献１参照）。誘導電動機を停止した状態にて、インバータ周波数＝Ｑ軸電圧を０として、Ｄ軸電圧に交流を与え、Ｄ軸電流に基づき、電動機定数を同定する方法について開示されている（例えば、特許文献２参照）。モータを停止した状態にて、高周波を重畳し、モータ定数を推定する方式において、重畳する周波数や重畳する場所によって表皮効果や磁気飽和の状態によってモータ定数の値が変化することなく、精度の高い１次抵抗・２次抵抗・漏れインダクタンス等の同定を可能にする装置について開示されている（例えば、特許文献３参照）。磁気飽和を考慮したモデルの導出について記載されている（例えば、非特許文献１参照）。磁気飽和を考慮したときのベクトル制御法が提案されている（例えば、非特許文献２参照）。
特許第３３３７０３９号公報特許第２９２９３４４号公報特開２００１−１０３７９８号公報岸本健，“磁気飽和を考慮した誘導電動機のシミュレーションモデル”，“電気学会論文誌Ｂ”，社団法人電気学会，昭和６１年４月，第１０６巻，第４号，ｐ３３−４０黒沢良一，他１名，“誘導電動機の磁気飽和を考慮したブロック図とベクトル制御”，“平成４年電気学会産業応用部門全国大会”，社団法人電気学会，“１９９２年８月”，ｐ４５２−４５５ Therefore, there are the following methods and apparatuses. A method has been disclosed in which an induction motor is operated at a plurality of frequencies at which a field quantity is obtained, a compensation coefficient of a magnetic flux compensation function is automatically adjusted, and a magnetic flux control loop is not required after the adjustment (see, for example, Patent Document 1). ). In a state where the induction motor is stopped, an inverter frequency = Q-axis voltage is set to 0, an AC is applied to the D-axis voltage, and a motor constant is identified based on the D-axis current (for example, Patent Document 2). reference). In the method of estimating the motor constant by superimposing high frequency with the motor stopped, the motor constant value does not change depending on the skin effect and magnetic saturation state depending on the frequency to be superimposed and the place to superimpose, and high accuracy An apparatus that enables identification of primary resistance, secondary resistance, leakage inductance, and the like is disclosed (for example, see Patent Document 3). It describes the derivation of a model in consideration of magnetic saturation (for example, see Non-Patent Document 1). A vector control method in consideration of magnetic saturation has been proposed (see, for example, Non-Patent Document 2).
Japanese Patent No. 3337039 Japanese Patent No. 2929344 JP 2001-103798 A Takeshi Kishimoto, “Simulation model of induction motor considering magnetic saturation”, “The Journal of the Institute of Electrical Engineers of Japan B”, The Institute of Electrical Engineers of Japan, April 1986, Vol. 106, No. 4, p33-40 Ryoichi Kurosawa, 1 other, “Block diagram and vector control considering magnetic saturation of induction motor”, “National Conference of Industrial Application Division, 1992”, The Institute of Electrical Engineers of Japan, “August 1992”, p452- 455

しかしながら、先行技術文献に開示されている方法及び装置は、静止した状態で磁気飽和特性を把握するものではない。従って、ＩＭドライブシステム開発では、磁気飽和特性を得るため、モータを回転させて無負荷試験を行う必要がある。 However, the methods and apparatuses disclosed in the prior art documents do not grasp the magnetic saturation characteristics in a stationary state. Therefore, in developing the IM drive system, it is necessary to perform a no-load test by rotating the motor in order to obtain magnetic saturation characteristics.

制御対象によっては調整前には回転できないような場合もあり、静止した状態で磁気飽和特性を把握できることが必要となる。 Depending on the controlled object, it may not be possible to rotate before adjustment, and it is necessary to be able to grasp the magnetic saturation characteristics in a stationary state.

そこで、本発明の目的は、誘導電動機を静止させた状態で磁気飽和特性を同定できる誘導電動機駆動装置を提供することにある。 Accordingly, an object of the present invention is to provide an induction motor drive device that can identify magnetic saturation characteristics while the induction motor is stationary.

本発明の観点に従った誘導電動機駆動装置は、誘導電動機に電圧を出力する電力変換装置と、前記電力変換装置から出力された電圧により前記誘導電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電力変換装置により印加された静止状態の前記誘導電動機の電圧及び前記電流検出手段により検出された前記静止状態の前記誘導電動機の直流電流に基いて、前記誘導電動機の磁束を演算する磁束演算手段と、前記磁束演算手段により演算された磁束に基いて、前記誘導電動機の磁気飽和特性を同定する磁気飽和特性同定手段とを備えた構成である。 An induction motor drive device according to an aspect of the present invention includes a power conversion device that outputs a voltage to an induction motor, a current detection unit that detects a current flowing through the induction motor by a voltage output from the power conversion device, and Magnetic flux calculating means for calculating the magnetic flux of the induction motor based on the voltage of the induction motor in the stationary state applied by the power converter and the direct current of the induction motor in the stationary state detected by the current detecting means; And a magnetic saturation characteristic identification means for identifying the magnetic saturation characteristic of the induction motor based on the magnetic flux calculated by the magnetic flux calculation means.

本発明によれば、誘導電動機を静止させた状態で磁気飽和特性を同定できる誘導電動機駆動装置を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the induction motor drive device which can identify a magnetic saturation characteristic in the state which made the induction motor stationary can be provided.

以下図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る誘導電動機駆動装置を適用した構成を示すブロック図である。なお、以降において、同一部分には同一符号を付してその詳しい説明を省略し、異なる部分について主に述べる。 (First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration to which an induction motor driving device according to a first embodiment of the present invention is applied. In the following, the same parts are denoted by the same reference numerals, detailed description thereof is omitted, and different parts are mainly described.

誘導電動機駆動装置は、インバータ１と、直流電源３と、電流検出器２ｕ，２ｗと、制御部１０とからなる。インバータ１の出力側は、制御対象である誘導電動機４と接続されている。 The induction motor drive device includes an inverter 1, a DC power supply 3, current detectors 2 u and 2 w, and a control unit 10. The output side of the inverter 1 is connected to an induction motor 4 that is a control target.

まず、ＤＱ軸回転座標系及びＡＢ軸静止座標系について説明する。 First, the DQ axis rotation coordinate system and the AB axis stationary coordinate system will be described.

ＡＢ軸静止座標系は、Ａ軸及びＢ軸により定まる座標系である。誘導電動機４の誘導電動機固定子に流れる三相交流（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）のＵ相と同じ向きにＡ軸を定義する。また、Ｂ軸は、Ａ軸に直交するように定義する。 The AB axis stationary coordinate system is a coordinate system determined by the A axis and the B axis. The A axis is defined in the same direction as the U phase of the three-phase alternating current (U, V, W phase) flowing through the induction motor stator of the induction motor 4. The B axis is defined to be orthogonal to the A axis.

ＤＱ軸回転座標系は、Ｄ軸及びＱ軸により定まる座標系である。ＤＱ軸は、ＡＢ軸静止座標系のＡＢ軸を基準として、固定子の磁束及び電流を「トルクに作用しない成分（Ｄ軸）」と「トルクに作用する成分（Ｑ軸）」に分けたものである。誘導電動機４は、固定子の磁束及び電流をＤ軸及びＱ軸に分けて制御される。 The DQ axis rotation coordinate system is a coordinate system determined by the D axis and the Q axis. The DQ axis is based on the AB axis of the AB axis stationary coordinate system, and the magnetic flux and current of the stator are divided into “component not acting on torque (D axis)” and “component acting on torque (Q axis)” It is. The induction motor 4 is controlled by dividing the magnetic flux and current of the stator into the D axis and the Q axis.

直流電圧源３は、直流電力をインバータ１に供給する。 The DC voltage source 3 supplies DC power to the inverter 1.

インバータ１は、後述するゲート信号Ｓｇに基いて、直流電原３の直流電力を交流電力に変換して、誘導電動機４を駆動する。但し、誘導電動機４の磁気飽和特性を同定する場合は、インバータ１は、誘導電動機４に直流電力を印加する。 The inverter 1 converts the DC power of the DC power source 3 into AC power based on a gate signal Sg described later, and drives the induction motor 4. However, when identifying the magnetic saturation characteristics of the induction motor 4, the inverter 1 applies DC power to the induction motor 4.

電流検出器２ｕは、誘導電動機４に流れる三相交流のＵ相の電流Ｉｕを検出する。電流検出器２ｕは、検出した電流Ｉｕを制御部１０に出力する。 The current detector 2 u detects a three-phase AC U-phase current Iu flowing through the induction motor 4. The current detector 2 u outputs the detected current Iu to the control unit 10.

電流検出器２ｗは、誘導電動機４に流れる三相交流のＶ相の電流Ｉｗを検出する。電流検出器２ｗは、検出した電流Ｉｗを制御部１０に出力する。 The current detector 2 w detects a three-phase AC V-phase current Iw flowing through the induction motor 4. The current detector 2 w outputs the detected current Iw to the control unit 10.

制御部１０は、ゲート信号Ｓｇをインバータ１に出力することで、インバータ１を制御する。制御部１０は、ＤＱ軸回転座標系を用いて、誘導電動機４の磁気飽和特性を求める。 The control unit 10 controls the inverter 1 by outputting the gate signal Sg to the inverter 1. The control unit 10 obtains the magnetic saturation characteristic of the induction motor 4 using the DQ axis rotation coordinate system.

制御部１０は、座標変換部１２，１４と、磁気飽和特性演算部１６と、ＰＷＭ回路１３と、積分器１１と、磁束推定部１５とからなる。 The control unit 10 includes coordinate conversion units 12 and 14, a magnetic saturation characteristic calculation unit 16, a PWM circuit 13, an integrator 11, and a magnetic flux estimation unit 15.

積分器１１は、インバータ周波数指令ω１が入力される。ここで、インバータ周波数指令ω１＝０に設定されている。積分器１１は、入力されたインバータ周波数指令ω１を積分する。積分されたインバータ周波数指令ω１は、ＤＱ軸回転座標系の位相角θ（ＡＢ軸静止座標系のＡ軸からＤＱ軸回転座標系のＤ軸までの位相角）となる。積分器１１は、算出した位相角θを座標変換部１２，１４に出力する。 The integrator 11 receives the inverter frequency command ω1. Here, the inverter frequency command ω1 = 0 is set. The integrator 11 integrates the input inverter frequency command ω1. The integrated inverter frequency command ω1 becomes the phase angle θ of the DQ axis rotational coordinate system (phase angle from the A axis of the AB axis stationary coordinate system to the D axis of the DQ axis rotational coordinate system). The integrator 11 outputs the calculated phase angle θ to the coordinate conversion units 12 and 14.

座標変換部１２は、Ｄ軸電圧指令Ｖd*及びＱ軸電圧指令Ｖq*が入力される。Ｄ軸電圧指令Ｖd*は、Ｄ軸電圧に対する指令値である。Ｑ軸電圧指令Ｖq*は、Ｑ軸電圧に対する指令値である。ここで、磁気飽和特性を同定する場合は、Ｑ軸電圧指令Ｖq*＝０とし、Ｄ軸電圧指令Ｖd*＝α（α＞０）とする。これらの設定により、インバータ１は、直流電力を誘導電動機４に印加する。座標変換部１２は、積分器１１から入力された位相角θに基いて、ＤＱ軸電圧指令Ｖd*，Ｖq*を、三相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に変換する。座標変換部１２は、三相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*をＰＷＭ回路１３に出力する。 The coordinate converter 12 receives the D-axis voltage command Vd * and the Q-axis voltage command Vq *. The D-axis voltage command Vd * is a command value for the D-axis voltage. The Q-axis voltage command Vq * is a command value for the Q-axis voltage. Here, when identifying the magnetic saturation characteristics, the Q-axis voltage command Vq * = 0 and the D-axis voltage command Vd * = α (α> 0). With these settings, the inverter 1 applies DC power to the induction motor 4. The coordinate conversion unit 12 converts the DQ axis voltage commands Vd * and Vq * into three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * based on the phase angle θ input from the integrator 11. The coordinate conversion unit 12 outputs three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * to the PWM circuit 13.

ＰＷＭ回路１３は、三角波比較ＰＷＭ(pulse width modulation)法を用いて、ゲート信号Ｓｇを生成する。ＰＷＭ回路１３は、起動指令Ｇｓｔが入力される。ＰＷＭ回路１３は、起動指令Ｇｓｔが“ＯＮ”の場合に限り、インバータ１から三相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に一致する交流が出力されるように、ゲート信号Ｓｇを生成する。ＰＷＭ回路１３は、生成したゲート信号Ｓｇをインバータ１に出力する。 The PWM circuit 13 generates a gate signal Sg using a triangular wave comparison PWM (pulse width modulation) method. The PWM circuit 13 receives a start command Gst. Only when the start command Gst is “ON”, the PWM circuit 13 generates the gate signal Sg so that an alternating current that matches the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * is output from the inverter 1. The PWM circuit 13 outputs the generated gate signal Sg to the inverter 1.

座標変換部１４は、電流検出器２ｕ，２ｗによりそれぞれ検出された相電流Ｉｕ，Ｉｗを取り込む。座標変換部１４は、積分器１１から入力された位相角θに基いて、相電流Ｉｕ，ＩｗをＤＱ軸座標上のＤ軸電流Ｉd及びＱ軸電流Ｉqに変換する。 The coordinate conversion unit 14 takes in the phase currents Iu and Iw detected by the current detectors 2u and 2w, respectively. The coordinate conversion unit 14 converts the phase currents Iu and Iw into a D-axis current Id and a Q-axis current Iq on the DQ-axis coordinates based on the phase angle θ input from the integrator 11.

磁束推定部１５は、座標変換部１４により変換されたＤ軸電流Ｉdが入力される。磁束推定部１５は、Ｄ軸電圧指令Ｖd*が入力される。磁束推定部１５は、Ｄ軸電流Ｉd及びＤ軸電圧指令Ｖd*に基いて、推定磁束量φhを算出する。磁束推定部１５は、誘導電動機４に直流電圧を印加した後、Ｄ軸電流Ｉdが定常値になった時点以降の最終値（以下、「Ｄ軸電流最終値」という。）ＩdFを記憶する。磁気飽和特性演算部１６は、推定磁束量φh及びＤ軸電流最終値ＩdFを磁気飽和特性演算部１６に出力する。 The magnetic flux estimator 15 receives the D-axis current Id converted by the coordinate converter 14. The magnetic flux estimator 15 receives the D-axis voltage command Vd *. The magnetic flux estimation unit 15 calculates the estimated magnetic flux amount φh based on the D-axis current Id and the D-axis voltage command Vd *. The magnetic flux estimator 15 stores a final value (hereinafter referred to as “D-axis current final value”) IdF after the D-axis current Id becomes a steady value after applying a DC voltage to the induction motor 4. The magnetic saturation characteristic calculation unit 16 outputs the estimated magnetic flux amount φh and the final D-axis current value IdF to the magnetic saturation characteristic calculation unit 16.

磁気飽和特性演算部１６は、磁束推定部１５による複数回（例えば、３回）の演算結果に基いて、複数回分のＤ軸電流最終値ＩdF及び推定磁束量φhの組合せを用いて磁気飽和特性を演算する。 The magnetic saturation characteristic calculation unit 16 uses the combination of the final D-axis current value IdF and the estimated magnetic flux amount φh for a plurality of times based on the calculation results obtained by the magnetic flux estimation unit 15 a plurality of times (for example, three times). Is calculated.

図２は、第１の実施形態に係る磁束推定部１５の構成を示すブロック図である。 FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of the magnetic flux estimation unit 15 according to the first embodiment.

磁束推定部１５は、フィルタ５１と、定常値記憶部５２と、磁束演算部５３と、時系列データ記憶部５４とからなる。 The magnetic flux estimation unit 15 includes a filter 51, a steady value storage unit 52, a magnetic flux calculation unit 53, and a time series data storage unit 54.

フィルタ５１は、座標変換部１４から入力されたＤ軸電流Ｉdのノイズを除去する。 The filter 51 removes noise of the D-axis current Id input from the coordinate conversion unit 14.

定常値記憶部５２は、Ｄ軸電流最終値ＩdFを記憶する。 The steady value storage unit 52 stores the D-axis current final value IdF.

時系列データ記憶部５４は、誘導電動機４に直流電圧を印加した後のＤ軸電流Ｉdの時系列データＩd［κ］を記憶する。 The time-series data storage unit 54 stores time-series data Id [κ] of the D-axis current Id after applying a DC voltage to the induction motor 4.

磁束演算部５３は、定常値記憶部５２により記憶されたＤ軸電流最終値ＩdF及び時系列データ記憶部５４に記憶された時系列データＩd［κ］に基いて、推定磁束量φhを算出する。 The magnetic flux calculation unit 53 calculates the estimated magnetic flux amount φh based on the final D-axis current value IdF stored in the steady value storage unit 52 and the time series data Id [κ] stored in the time series data storage unit 54. .

推定磁束量φhの演算には、以下の式を用いる。

The following formula is used to calculate the estimated magnetic flux amount φh.

ここで、Ｒ1hは、１次巻線抵抗値の推定値である。ΔｔはＤ軸電流Ｉdの時系列データＩd［κ］のサンプリング周期[sec]である。 Here, R1h is an estimated value of the primary winding resistance value. Δt is the sampling period [sec] of the time-series data Id [κ] of the D-axis current Id.

式（２）は、連続時間積分として表すと式（４）となる。

Expression (2) becomes Expression (4) when expressed as a continuous time integration.

係数Ｋは厳密には、式（５）である。

Strictly speaking, the coefficient K is expressed by Equation (5).

但し、相互インダクタンスＭ及び２次自己インダクタンスＬ２の両パラメータは、本来、磁気飽和特性の影響を受けるものである。本発明の目的が磁気飽和特性を推定しようとするものであるため、厳密に設定はできない。 However, both the mutual inductance M and secondary self-inductance L2 parameters are originally affected by the magnetic saturation characteristics. Since the object of the present invention is to estimate the magnetic saturation characteristic, it cannot be set strictly.

ここで、２次自己インダクタンスＬ２は、ほぼ、相互インダクタンスＭに等しい（Ｌ２＝Ｍ＋Ｘで、ＸはＭの５％程度）。よって、Ｍ／Ｌ２は、磁気飽和の影響をほぼ受けず、‘１’に近い値となる。 Here, the secondary self-inductance L2 is substantially equal to the mutual inductance M (L2 = M + X, where X is about 5% of M). Therefore, M / L2 is almost unaffected by magnetic saturation and is close to ‘1’.

そこで、係数Ｋは、誘導電動機の設計パラメータとして用いられる相互インダクタンスＭ*又は２次自己インダクタンスＬ２*を用いて代用するか、又は‘１’とする。 Therefore, the coefficient K is substituted with a mutual inductance M * or a secondary self-inductance L2 * used as a design parameter of the induction motor, or is set to ‘1’.

図３は、第１の実施形態に係る磁気飽和特性演算部１６の構成を示すブロック図である。 FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of the magnetic saturation characteristic calculation unit 16 according to the first embodiment.

磁気飽和特性演算部１６は、磁気飽和テーブル記憶部６１と、磁気飽和関数フィッティング部６２と、正規化磁気飽和関数演算部６３とからなる。 The magnetic saturation characteristic calculation unit 16 includes a magnetic saturation table storage unit 61, a magnetic saturation function fitting unit 62, and a normalized magnetic saturation function calculation unit 63.

磁気飽和テーブル記憶部６１は、磁束推定部１５で算出された回数分の推定磁束量φh及びＤ軸電流最終値ＩdFを記憶する。 The magnetic saturation table storage unit 61 stores the estimated magnetic flux amount φh and the final D-axis current value IdF for the number of times calculated by the magnetic flux estimation unit 15.

磁気飽和関数フィッティング部６２は、式（６）で示す指数関数にて、図７に示すように、得られた推定磁束量φh及びＤ軸電流最終値ＩdFを最小２乗法などでフィッティングする。図７中の各点は、１回の磁束推定部１５の演算により得られた推定磁束量φh及びＤ軸電流最終値ＩdFを示す座標点である。図７中の曲線は、式（６）で示す指数関数である。

As shown in FIG. 7, the magnetic saturation function fitting unit 62 fits the obtained estimated magnetic flux amount φh and the final D-axis current value IdF by the least square method or the like using the exponential function shown in Expression (6). Each point in FIG. 7 is a coordinate point indicating the estimated magnetic flux amount φh and the final D-axis current value IdF obtained by one calculation of the magnetic flux estimating unit 15. The curve in FIG. 7 is an exponential function represented by equation (6).

ここで、Ｉｍは励磁電流（Ｄ軸電流）、Ｉｍ*は定格運転時の励磁電流（ＩdＲａｔｅ）、Ｍ*は、定格運転時の相互インダクタンスである。この指数関数は、特徴的な係数として、磁気飽和度βがある。 Here, Im is an exciting current (D-axis current), Im * is an exciting current (IdRate) during rated operation, and M * is a mutual inductance during rated operation. This exponential function has a magnetic saturation β as a characteristic coefficient.

正規化磁気飽和関数演算部６３は、式（６）を定格運転時の励磁電流Ｉｍ*で正規化し、その出力を定格運転時の磁束量からの変動率Ｒ＿φhとする。すなわち、励磁電流Ｒ＿Ｉｍ*を入力とし、磁束変動率Ｒ＿φhを出力とする正規化された磁気飽和関数は、式（７）である。 The normalized magnetic saturation function calculation unit 63 normalizes the equation (6) with the excitation current Im * at the rated operation, and sets the output as the variation rate R_φh from the magnetic flux amount at the rated operation. That is, a normalized magnetic saturation function having the excitation current R_Im * as an input and the magnetic flux fluctuation rate R_φh as an output is expressed by Equation (7).

正規化された磁気飽和関数は、式（７）で表される。

The normalized magnetic saturation function is expressed by Equation (7).

ここで、式（８）の関係が成り立つ。

Here, the relationship of Formula (8) is established.

次に、図４及び図５を参照して、誘導電動機駆動装置による推定磁束量φhの取得方法について説明する。 Next, a method for obtaining the estimated magnetic flux amount φh by the induction motor driving device will be described with reference to FIGS.

制御部１０は、Ｄ軸電圧指令Ｖd*が入力され、インバータ１から直流電圧を出力させる。これにより、インバータ１は、誘導電動機４に、Ｄ軸電圧指令Ｖd*に相当する直流電圧を印加する（ステップＳ１）。 The controller 10 receives the D-axis voltage command Vd * and outputs a DC voltage from the inverter 1. As a result, the inverter 1 applies a DC voltage corresponding to the D-axis voltage command Vd * to the induction motor 4 (step S1).

時間ｔ１経過後、誘導電動機４に流れるＤ軸電流Ｉdは、定常値となりＤ軸電流最終値ＩdFとなる。定常値記憶部５２は、Ｄ軸電流最終値ＩdFを記憶する（ステップＳ２）。電圧を印加した時点ｔ０から定常値となる時点ｔ１までの時間は、誘導電動機の２次時定数である２次自己インダクタンスＬ２／２次巻線抵抗値Ｒ２の３倍から５倍程度の時間を要する。 After the elapse of time t1, the D-axis current Id flowing through the induction motor 4 becomes a steady value and the D-axis current final value IdF. The steady value storage unit 52 stores the D-axis current final value IdF (step S2). The time from the time t0 when the voltage is applied to the time t1 when the voltage reaches a steady value is about 3 to 5 times the secondary self-inductance L2 / secondary winding resistance value R2, which is the secondary time constant of the induction motor. Cost.

磁束演算部５３は、定常値記憶部５２に記憶されたＤ軸電流最終値ＩdF及びＤ軸電圧指令Ｖd*を用いて、式（１）により、１次巻線抵抗推定値Ｒ1hを求める（ステップＳ３）。 The magnetic flux calculation unit 53 uses the D-axis current final value IdF and the D-axis voltage command Vd * stored in the steady value storage unit 52 to obtain the primary winding resistance estimated value R1h according to equation (1) (step S1). S3).

このとき、時系列データ記憶部５４は、Ｄ軸電流Ｉdの時系列データＩd［κ］が記憶されている。 At this time, the time series data storage unit 54 stores time series data Id [κ] of the D-axis current Id.

磁束演算部５３は、定常値記憶部５２に記憶されたＤ軸電流最終値ＩdF及び時系列データ記憶部５４に記憶されたＤ軸電流Ｉdの時系列データＩd［κ］を用いて、式（２）により、偏差Ｉｎｔ＿ｅＩｄを求める（ステップＳ４）。偏差Ｉｎｔ＿ｅＩｄは、Ｄ軸電流最終値ＩdFと時系列データＩd［κ］との時間積分による偏差である。 The magnetic flux calculation unit 53 uses the D-axis current final value IdF stored in the steady value storage unit 52 and the time-series data Id [κ] of the D-axis current Id stored in the time-series data storage unit 54 to obtain an equation ( 2), the deviation Int_eId is obtained (step S4). The deviation Int_eId is a deviation due to time integration between the final D-axis current value IdF and the time-series data Id [κ].

磁束演算部５３は、ステップＳ３で求めた１次巻線抵抗推定値Ｒ1h及びステップＳ４で求めた偏差Ｉｎｔ＿ｅＩｄを用いて、式（３）により、推定磁束量φhを求める（ステップＳ５）。 The magnetic flux calculator 53 obtains the estimated magnetic flux amount φh from the equation (3) using the primary winding resistance estimated value R1h obtained in step S3 and the deviation Int_eId obtained in step S4 (step S5).

これにより、ある推定磁束量φhと推定磁束量φhに対応した励磁電流であるＤ軸電流最終値ＩdFとの関係について得られる。磁気飽和特性は、励磁電流と磁束との相関関係により表されるものである。よって、上記のステップＳ１からステップＳ５をＤ軸電圧指令Ｖd*を変えて複数回繰り返すことにより、推定磁束量φh及びＤ軸電流最終値ＩdFの複数分の組合せを得る。 As a result, a relationship between a certain estimated magnetic flux amount φh and a final D-axis current value IdF that is an excitation current corresponding to the estimated magnetic flux amount φh is obtained. The magnetic saturation characteristic is expressed by the correlation between the excitation current and the magnetic flux. Therefore, by repeating the above steps S1 to S5 a plurality of times while changing the D-axis voltage command Vd *, combinations of the estimated magnetic flux amount φh and the final D-axis current value IdF are obtained.

図６は、第１の実施形態に係る推定磁束量φhを得る方法について説明するための波形図である。ここでは、磁束推定部１５による推定磁束量φhの演算を３回繰り返している。 FIG. 6 is a waveform diagram for explaining a method of obtaining the estimated magnetic flux amount φh according to the first embodiment. Here, the calculation of the estimated magnetic flux amount φh by the magnetic flux estimator 15 is repeated three times.

制御部１０は、インバータ１に、時間ｔ０から時間ｔ１の間で、Ｄ軸電圧指令Ｖd1*に相当する電圧を出力させる。制御部１０は、インバータ１に、時間ｔ２から時間ｔ３の間で、Ｄ軸電圧指令Ｖd2*に相当する電圧を出力させる。制御部１０は、インバータ１に、時間ｔ４から時間ｔ５の間で、Ｄ軸電圧指令Ｖd3*に相当する電圧を出力させる。時間ｔ１から時間ｔ２、及び時間ｔ３から時間ｔ４は、直前のＤ軸電流Ｉdを‘０’にするまで減衰させるための時間である。Ｄ軸電流Ｉdを‘０’に減衰させるには、インバータ１のゲートオフ又はＤ軸電圧指令Ｖdを‘０’にする。 The control unit 10 causes the inverter 1 to output a voltage corresponding to the D-axis voltage command Vd1 * between time t0 and time t1. The control unit 10 causes the inverter 1 to output a voltage corresponding to the D-axis voltage command Vd2 * between time t2 and time t3. Control unit 10 causes inverter 1 to output a voltage corresponding to D-axis voltage command Vd3 * between time t4 and time t5. Time t1 to time t2 and time t3 to time t4 are times for attenuation until the immediately preceding D-axis current Id becomes ‘0’. In order to attenuate the D-axis current Id to ‘0’, the gate of the inverter 1 is turned off or the D-axis voltage command Vd is set to ‘0’.

磁束演算部５３は、時間ｔ０から時間ｔ１の間、時間ｔ２から時間ｔ３の間、及び時間ｔ４から時間ｔ５の合計３回の推定磁束量φhを演算する。即ち、偏差Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３のそれぞれの面積に基いて、推定磁束量φhを演算する。これにより、磁束演算部５３は、推定磁束量φh及びＤ軸電流最終値ＩdFとの関係を３点得ることができる。 The magnetic flux calculator 53 calculates the estimated magnetic flux amount φh three times in total, from time t0 to time t1, from time t2 to time t3, and from time t4 to time t5. That is, the estimated magnetic flux amount φh is calculated based on the areas of the deviations D1, D2, and D3. Thereby, the magnetic flux calculation unit 53 can obtain three relationships between the estimated magnetic flux amount φh and the final D-axis current value IdF.

本実施形態によれば、以下の効果作用を得ることができる。 According to the present embodiment, the following effects can be obtained.

（７）式は、特に、パラメータが唯一のαであることがポイントであり、このαが正規化された磁気飽和度を表す。正規化されているため、複数の誘導電動機の特徴を、このパラメータで比較することができ、工学的に有効に活用することができる。即ち、ＩＭの磁気飽和特性を定性的かつ定量的に指し示す指標とすることができ、磁気飽和特性の観点から統一的に扱うことができる。また、（７）式によって、実機がほぼ一致する。さらに、同一の誘導電動機であっても、その使い方、即ち、励磁電流（Ｖ／Ｆ）によって、異なる。 In the equation (7), in particular, the point is that the parameter is the only α, and this α represents the normalized magnetic saturation. Since it is normalized, the characteristics of a plurality of induction motors can be compared with this parameter, and can be effectively utilized in engineering. That is, it can be used as an index indicating the magnetic saturation characteristics of IM qualitatively and quantitatively, and can be handled uniformly from the viewpoint of magnetic saturation characteristics. In addition, the actual machine almost coincides with the equation (7). Furthermore, even if it is the same induction motor, it changes with its usage, ie, an exciting current (V / F).

例えば、従来の誘導電動機ドライブシステムの制御系設計において、磁気飽和特性を取り扱うものはあるが、その近似は複雑であって、取り扱いが困難である。また、複数の誘導電動機の磁気飽和特性の差異を議論する際に、複雑すぎるために有意差の有無がみえない。そこで、誘導電動機４の磁気飽和特性を示すパラメータを唯一とし、磁気飽和度αとすることで、誘導電動機４の磁気飽和特性を統一的に扱え、見通しのよい、設計ができる。指数関数によるフィティングでは、よく実機に一致する点で有効である。 For example, some control system designs of conventional induction motor drive systems handle magnetic saturation characteristics, but the approximation is complicated and difficult to handle. In addition, when discussing the differences in the magnetic saturation characteristics of a plurality of induction motors, there is no significant difference because it is too complex. Therefore, by setting the parameter indicating the magnetic saturation characteristic of the induction motor 4 as the only parameter and the magnetic saturation degree α, the magnetic saturation characteristic of the induction motor 4 can be handled in a unified manner and a design with good visibility can be achieved. Exponential fitting is effective because it often matches the actual machine.

また、磁気飽和度αが業界の標準定義となれば、誘導電動機４の銘板などへの記載、カタログや取り扱い説明書、ＷＥＢ上のデータベースなどの方法により、同係数を公開する。これにより、磁気飽和特性の取得に精度が出ない場合でも、記載された磁気飽和度α又は磁気飽和度βなどを制御パラメータとして設定することで、磁気飽和の補償を有効にすることができる。 If the magnetic saturation α becomes the industry standard definition, the coefficient is disclosed by a method such as a description on the nameplate of the induction motor 4, a catalog, an instruction manual, a database on the WEB, or the like. Thereby, even when accuracy is not obtained in obtaining the magnetic saturation characteristics, the magnetic saturation compensation can be made effective by setting the described magnetic saturation α or magnetic saturation β as a control parameter.

本実施形態による誘導電動機駆動装置は、同定された磁気飽和特性を用いて、制御を行うことで、トルクや速度制御精度の向上、高効率・低騒音などの高性能化と信頼性を向上させることができる。 The induction motor drive device according to the present embodiment performs control using the identified magnetic saturation characteristics, thereby improving torque and speed control accuracy, improving performance and reliability such as high efficiency and low noise. be able to.

本実施形態によれば、誘導電動機４を停止させた状態で磁気飽和特性の同定を行うことができる。特に、制御対象（モータと負荷）によって、回転できないような誘導電動機４に対して磁気飽和特性を同定することができる点で有効である。 According to this embodiment, the magnetic saturation characteristics can be identified with the induction motor 4 stopped. In particular, it is effective in that the magnetic saturation characteristic can be identified for the induction motor 4 that cannot be rotated depending on the control target (motor and load).

本実施形態による磁気飽和特性の同定に必要な情報は、電圧印加中の電圧値と電流値である。通常のインバータ制御において、電流値は不可欠な構成要素であるので電流検出器は備わっている。また、電圧値は電圧指令値によって代用する。従って、インバータ１として最小限のハードウェアで、磁気飽和特性を把握することができる。 Information necessary for identifying the magnetic saturation characteristics according to the present embodiment is a voltage value and a current value during voltage application. In normal inverter control, the current value is an indispensable component, so a current detector is provided. The voltage value is substituted by a voltage command value. Therefore, the magnetic saturation characteristics can be grasped with the minimum hardware as the inverter 1.

磁気飽和特性を制御に利用することにより、ドライブシステム全体の性能を向上することが期待できる。 By utilizing the magnetic saturation characteristic for control, it can be expected to improve the performance of the entire drive system.

（第２の実施形態）
第２の実施形態に係る誘導電動機駆動装置は、時系列データ記憶部５４及び磁束演算部５３における推定磁束量を求めるための偏差を算出する方式を変更した点以外は、第１の実施形態と同じである。 (Second Embodiment)
The induction motor driving device according to the second embodiment is the same as that of the first embodiment except that the method for calculating the deviation for obtaining the estimated magnetic flux amount in the time series data storage unit 54 and the magnetic flux calculation unit 53 is changed. The same.

磁束演算部５３は、時系列データ記憶部５４に記憶された時系列データＩd［κ］を、式（９）を用いて、逐次演算する。

The magnetic flux calculation unit 53 sequentially calculates the time series data Id [κ] stored in the time series data storage unit 54 using Expression (9).

ここで、Ｉｎｔ＿Ｉｄの初期値は、０である。また、右辺のＩｎｔ＿Ｉｄは前回値を、左辺のＩｎｔ＿Ｉｄは現在値（求めようとする値）を表している。 Here, the initial value of Int_Id is 0. Int_Id on the right side represents the previous value, and Int_Id on the left side represents the current value (value to be obtained).

Ｄ軸電流Ｉdが整定した時点で、上記の積分演算を停止する。この停止した時点では、最新の時系列データＩd［κ］は、Ｄ軸電流最終値ＩdFとなる。 When the D-axis current Id has settled, the integration calculation is stopped. At the time of the stop, the latest time series data Id [κ] becomes the D-axis current final value IdF.

式（９）により、最終的に得られた結果及びＤ軸電流最終値ＩdFを用いて、式（１０）を演算する。

Expression (10) is calculated using the result finally obtained by Expression (9) and the final D-axis current value IdF.

ここで、Ｔは積分区間の全時間である。即ち、誘導電動機４に直流電圧を印加してからＤ軸電流Ｉdが整定した時点までである。 Here, T is the total time of the integration interval. That is, from the time when the DC voltage is applied to the induction motor 4 until the time when the D-axis current Id is set.

本実施形態によれば、時系列データ記憶部５４は、常に最新の時系列データＩd［κ］だけを記憶していればよい。従って、時系列データ記憶部５４などのメモリの制約を軽減できるため（メモリ容量を小さくできるため）、磁束推定部１５などの演算を実行する部分（例えば、制御プロセッサなど）の負担を軽減し、磁気飽和特性を同定することができる。 According to the present embodiment, the time-series data storage unit 54 only needs to store only the latest time-series data Id [κ]. Therefore, since the restriction of the memory such as the time series data storage unit 54 can be reduced (because the memory capacity can be reduced), the burden on the part (for example, the control processor) that executes the calculation such as the magnetic flux estimation unit 15 is reduced. Magnetic saturation characteristics can be identified.

（第３の実施形態）
図８は、第３の実施形態に係る推定磁束量φhを得る方法について説明するための波形図である。その他の点は、第１の実施形態における誘導電動機駆動装置と同様である。 (Third embodiment)
FIG. 8 is a waveform diagram for explaining a method of obtaining the estimated magnetic flux amount φh according to the third embodiment. The other points are the same as those of the induction motor driving device in the first embodiment.

制御部１０は、インバータ１に、時間ｔ０から時間ｔ１の間で、Ｄ軸電圧指令Ｖd1*に相当する電圧を出力させる。制御部１０は、インバータ１に、時間ｔ１から時間ｔ２の間で、Ｄ軸電圧指令Ｖd2*に相当する電圧を出力させる。制御部１０は、インバータ１に、時間ｔ２から時間ｔ３の間で、Ｄ軸電圧指令Ｖd3*に相当する電圧を出力させる。 The control unit 10 causes the inverter 1 to output a voltage corresponding to the D-axis voltage command Vd1 * between time t0 and time t1. The control unit 10 causes the inverter 1 to output a voltage corresponding to the D-axis voltage command Vd2 * between time t1 and time t2. The control unit 10 causes the inverter 1 to output a voltage corresponding to the D-axis voltage command Vd3 * between time t2 and time t3.

このとき、１回目の直流電圧を印加し、Ｄ軸電流Ｉdが整定した後、Ｄ軸電流Ｉdを減衰させずに、２回目の直流電圧を印加する。２回目から３回目への直流電圧の印加時も同様である。 At this time, after the first DC voltage is applied and the D-axis current Id is settled, the second DC voltage is applied without attenuating the D-axis current Id. The same applies when the DC voltage is applied from the second time to the third time.

１回目の磁束φhは、偏差Ｄ４に基いて求める。２回目の磁束φhは、偏差Ｄ４と偏差Ｄ５との和に基いて求める。３回目の磁束φhは、偏差Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６の総和に基いて求める。即ち、２回目の偏差Ｄ４と偏差Ｄ５との和は、１回目のＤ軸電流Ｉdを‘０’に減衰させた後に、Ｄ軸電圧指令Ｖd2*を印加して得た偏差と同じになる。同様に、３回目の偏差Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６の総和は、２回目のＤ軸電流Ｉdを‘０’に減衰させた後に、Ｄ軸電圧指令Ｖd3*を印加して得た偏差と同じになる。 The first magnetic flux φh is obtained based on the deviation D4. The second magnetic flux φh is obtained based on the sum of the deviation D4 and the deviation D5. The third magnetic flux φh is obtained based on the sum of the deviations D4, D5, and D6. That is, the sum of the second deviation D4 and the deviation D5 is the same as the deviation obtained by applying the D-axis voltage command Vd2 * after the first D-axis current Id is attenuated to ‘0’. Similarly, the sum of the third deviations D4, D5, and D6 is the same as the deviation obtained by applying the D-axis voltage command Vd3 * after the second D-axis current Id is attenuated to “0”. .

磁束演算部５３は、時間ｔ０から時間ｔ１の間、時間ｔ１から時間ｔ２の間、及び時間ｔ２から時間ｔ３の合計３回の推定磁束量φhを演算する。即ち、偏差Ｄ４、偏差Ｄ４＋偏差Ｄ５，偏差Ｄ４＋偏差Ｄ５＋偏差Ｄ６のそれぞれの面積に基いて、推定磁束量φhを演算する。これにより、磁束演算部５３は、推定磁束量φh及びＤ軸電流最終値ＩdFとの関係を３点得ることができる。 The magnetic flux calculator 53 calculates the estimated magnetic flux amount φh three times in total, from time t0 to time t1, from time t1 to time t2, and from time t2 to time t3. That is, the estimated magnetic flux amount φh is calculated based on the areas of deviation D4, deviation D4 + deviation D5, deviation D4 + deviation D5 + deviation D6. Thereby, the magnetic flux calculation unit 53 can obtain three relationships between the estimated magnetic flux amount φh and the final D-axis current value IdF.

本実施形態によれば、階段状に直流電圧を印加することによって、Ｄ軸電流Ｉdを‘０’にするまで減衰させた場合に比べて、磁気飽和特性の同定時間をほぼ半減させることができる。特に、大容量機では、時定数が数秒から数十秒になる。また、磁気飽和特性の取得点数が多い場合も同定に要する時間が長くなる。同定に要する調整時間の短縮をすることができる。 According to the present embodiment, by applying a DC voltage stepwise, the identification time of the magnetic saturation characteristic can be almost halved compared to the case where the D-axis current Id is attenuated to “0”. . In particular, in a large capacity machine, the time constant is several seconds to several tens of seconds. In addition, the time required for identification also increases when the number of acquired magnetic saturation characteristics is large. Adjustment time required for identification can be shortened.

（第４の実施形態）
図９は、第４の実施形態に係る磁気飽和特性演算部１６Ａの構成を示すブロック図である。第４の実施形態に係る誘導電動機駆動装置は、図１に示す第１の実施形態に係る誘導電動機駆動装置の磁気飽和特性演算部１６Ａが磁気飽和特性演算部１６に代わった点以外は同じである。 (Fourth embodiment)
FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a magnetic saturation characteristic calculation unit 16A according to the fourth embodiment. The induction motor drive device according to the fourth embodiment is the same except that the magnetic saturation characteristic calculation unit 16A of the induction motor drive device according to the first embodiment shown in FIG. is there.

磁気飽和特性演算部１６Ａは、図３に示す磁気飽和特性演算部１６の正規化磁気飽和関数６３の出力側に乗算器１９を設け、外部から磁束φＲａｔｅを乗算器１９に入力するようにした点以外は、図３と同様である。 The magnetic saturation characteristic calculation unit 16A is provided with a multiplier 19 on the output side of the normalized magnetic saturation function 63 of the magnetic saturation characteristic calculation unit 16 shown in FIG. 3, and inputs the magnetic flux φRate to the multiplier 19 from the outside. Except for this, it is the same as FIG.

乗算器１９は、正規化磁気飽和関数演算部６３から図１０で示すような磁気飽和特性が入力される。図１０は、グラフ縦軸を定格運転時のＤ軸電流ＩdＲａｔｅ、グラフ横軸を定格運転時のＤ軸電流に対する（フィッティング後の）推定磁束で正規化したものである。 The multiplier 19 receives magnetic saturation characteristics as shown in FIG. 10 from the normalized magnetic saturation function calculation unit 63. In FIG. 10, the vertical axis of the graph is normalized by the estimated magnetic flux (after fitting) with respect to the D-axis current IdRate during rated operation and the horizontal axis of the graph with respect to the D-axis current during rated operation.

乗算器１９は、正規化磁気飽和関数演算部６３から入力された磁気飽和特性に、別途取得される定格運転時の磁束φＲａｔｅを乗算し、磁気飽和特性φ（ＩdＰＵ）として出力される。磁束φＲａｔｅは、上述の磁束推定による方法に得たものでなくともよい。例えば、誘導電動機４の仕様書やより正確な数値になる手法により得たものでもよい。 The multiplier 19 multiplies the magnetic saturation characteristic input from the normalized magnetic saturation function calculation unit 63 by the magnetic flux φRate during rated operation, which is obtained separately, and outputs the result as the magnetic saturation characteristic φ (IdPU). The magnetic flux φRate may not be obtained by the above-described method based on magnetic flux estimation. For example, it may be obtained by a method for obtaining the specification of the induction motor 4 or a more accurate numerical value.

磁気飽和特性φ（ＩdＰＵ）は、定格運転時のＤ軸電流ＩdＲａｔｅに対するＤ軸電流の比率ＩdＰＵ［ＰＵ］と磁束φＲａｔｅとの比率により表される。 The magnetic saturation characteristic φ (IdPU) is expressed by the ratio of the D-axis current ratio IdPU [PU] to the D-axis current IdRate during rated operation and the magnetic flux φRate.

磁気飽和特性φ（ＩdＰＵ）は、式（１１）及び式（１２）により、インダクタンス値Ｍ（ＩdＰＵ）に変換することができる。これにより、制御部１０は、インダクタンス値Ｍ（ＩdＰＵ）を利用して、制御することもできる。

The magnetic saturation characteristic φ (IdPU) can be converted into an inductance value M (IdPU) by the equations (11) and (12). Thereby, the control part 10 can also control using the inductance value M (IdPU).

本実施形態によれば、以下の作用効果を得ることができる。 According to this embodiment, the following effects can be obtained.

簡便な手法で磁気飽和特性を同定する場合、それを繰り返す必要がある。そのため、更なる、時間的な制約や、実施可能性が問題となる。また、第１から第３の実施形態を用いた場合は、直流励磁をした際の電流値および電流応答に依存するため、インバータのスイッチング素子の電圧降下やデッドタイムの影響を受けやすい。これは、絶対精度の高い推定を行えない可能性があるが、相対的な磁気飽和の傾向は取得できる。よって、本実施形態のように、磁気飽和特性（傾向）自体は、前述の実施形態のように取得し、飽和特性を正規化することで、励磁電流、すなわち、Ｄ軸電流に対する傾向だけを用いることとする。これにより、飽和特性の絶対値として別途入手する所定の動作点（定格運転時が望ましい）の精度の高い数値を用いることで、精度の高い磁気飽和特性曲線を得ることができる。 When magnetic saturation characteristics are identified by a simple method, it is necessary to repeat it. Therefore, further time constraints and feasibility become problems. In addition, when the first to third embodiments are used, since they depend on the current value and current response when DC excitation is performed, they are easily affected by the voltage drop and dead time of the switching element of the inverter. Although there is a possibility that estimation with high absolute accuracy cannot be performed, a relative magnetic saturation tendency can be obtained. Therefore, as in the present embodiment, the magnetic saturation characteristic (trend) itself is acquired as in the above-described embodiment, and the saturation characteristic is normalized so that only the tendency with respect to the excitation current, that is, the D-axis current is used. I will do it. Thereby, a magnetic saturation characteristic curve with high accuracy can be obtained by using a highly accurate numerical value of a predetermined operating point (desired during rated operation) separately obtained as an absolute value of the saturation characteristic.

なお、各実施形態では、磁気飽和特性を把握するために必要となる誘導電動機４に印加された電圧は、Ｄ軸電圧指令Ｖd*を用いたが、電圧検出器を用いて、電圧検出器により検出されたＤ軸電圧値を用いてもよい。 In each embodiment, the voltage applied to the induction motor 4 necessary for grasping the magnetic saturation characteristics uses the D-axis voltage command Vd *. However, the voltage detector uses a voltage detector. The detected D-axis voltage value may be used.

各実施形態では、磁気飽和特性を把握するために、誘導電動機４に直流電圧を印加したが、交流電力を印加してもよい。これにより、誘導電動機４が駆動しない程度の交流電圧を印加することで、誘導電動機４を停止させたまま磁気飽和特性を同定することができる。 In each embodiment, a DC voltage is applied to the induction motor 4 in order to grasp the magnetic saturation characteristics, but AC power may be applied. Thereby, the magnetic saturation characteristic can be identified while the induction motor 4 is stopped by applying an AC voltage that does not drive the induction motor 4.

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。 Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment as it is, and can be embodied by modifying the constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage. In addition, various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of components disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, constituent elements over different embodiments may be appropriately combined.

本発明の第１の実施形態に係る誘導電動機駆動装置を適用した構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure to which the induction motor drive device which concerns on the 1st Embodiment of this invention is applied. 第１の実施形態に係る磁束推定部の構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of the magnetic flux estimation part which concerns on 1st Embodiment. 第１の実施形態に係る磁気飽和特性演算部の構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of the magnetic saturation characteristic calculating part which concerns on 1st Embodiment. 第１の実施形態に係る磁束推定部による推定磁束量の演算方法を説明するための波形図。The wave form diagram for demonstrating the calculation method of the estimated magnetic flux amount by the magnetic flux estimation part which concerns on 1st Embodiment. 第１の実施形態に係る磁束推定部による推定磁束量の演算方法を説明するためのフロチャート。The flowchart for demonstrating the calculation method of the estimated magnetic flux amount by the magnetic flux estimation part which concerns on 1st Embodiment. 第１の実施形態に係る推定磁束量を得る方法について説明するための波形図。The wave form diagram for demonstrating the method of obtaining the estimated magnetic flux amount which concerns on 1st Embodiment. 第１の実施形態に係る磁気飽和関数フィッティング部による磁気飽和特性を表すグラフ図。The graph showing the magnetic saturation characteristic by the magnetic saturation function fitting part which concerns on 1st Embodiment. 第３の実施形態に係る推定磁束量を得る方法について説明するための波形図。The wave form diagram for demonstrating the method of obtaining the estimated magnetic flux amount which concerns on 3rd Embodiment. 第４の実施形態に係る磁気飽和特性演算部の構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of the magnetic saturation characteristic calculating part which concerns on 4th Embodiment. 第４の実施形態に係る正規化磁気飽和関数演算部による磁気飽和特性を表すグラフ図。The graph showing the magnetic saturation characteristic by the normalization magnetic saturation function calculating part which concerns on 4th Embodiment.

符号の説明Explanation of symbols

１…インバータ、２ｕ，２ｗ…電流検出器、３…直流電源、４…誘導電動機、１０…制御部、１１…積分器、１２…座標変換部、１３…ＰＷＭ回路、１４…座標変換部、１５…磁束推定部、１６…磁気飽和特性演算部。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Inverter, 2u, 2w ... Current detector, 3 ... DC power supply, 4 ... Induction motor, 10 ... Control part, 11 ... Integrator, 12 ... Coordinate conversion part, 13 ... PWM circuit, 14 ... Coordinate conversion part, 15 ... magnetic flux estimation unit, 16 ... magnetic saturation characteristic calculation unit.

Claims

誘導電動機に電圧を出力する電力変換装置と、
前記電力変換装置から出力された電圧により前記誘導電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電力変換装置により印加された静止状態の前記誘導電動機の電圧及び前記電流検出手段により検出された前記静止状態の前記誘導電動機の電流に基いて、前記誘導電動機の磁束を演算する磁束演算手段と、
前記磁束演算手段により演算された磁束に基いて、前記誘導電動機の磁気飽和特性を同定する磁気飽和特性同定手段と
を有することを特徴とする誘導電動機駆動装置。 A power converter that outputs voltage to the induction motor;
Current detecting means for detecting a current flowing in the induction motor by a voltage output from the power converter;
Magnetic flux calculating means for calculating the magnetic flux of the induction motor based on the voltage of the induction motor in the stationary state applied by the power converter and the current of the induction motor in the stationary state detected by the current detecting means; ,
An induction motor drive device comprising: magnetic saturation characteristic identification means for identifying magnetic saturation characteristics of the induction motor based on the magnetic flux calculated by the magnetic flux calculation means.

誘導電動機に電圧を出力する電力変換装置と、
前記電力変換装置から出力された直流電圧により前記誘導電動機に流れる直流電流を検出する電流検出手段と、
前記電力変換装置により印加された静止状態の前記誘導電動機の直流電圧及び前記電流検出手段により検出された前記静止状態の前記誘導電動機の直流電流に基いて、前記誘導電動機の磁束を演算する磁束演算手段と、
前記磁束演算手段により演算された磁束に基いて、前記誘導電動機の磁気飽和特性を同定する磁気飽和特性同定手段と
を有することを特徴とする誘導電動機駆動装置。 A power converter that outputs voltage to the induction motor;
Current detecting means for detecting a direct current flowing in the induction motor by a direct current voltage output from the power converter;
Magnetic flux calculation for calculating the magnetic flux of the induction motor based on the DC voltage of the induction motor in the stationary state applied by the power converter and the direct current of the induction motor in the stationary state detected by the current detection means Means,
An induction motor drive device comprising: magnetic saturation characteristic identification means for identifying magnetic saturation characteristics of the induction motor based on the magnetic flux calculated by the magnetic flux calculation means.

前記磁束演算手段は、
少なくとも２回磁束を演算し、２回目以降は、前回の前記電力変換装置からの出力電圧を減衰させずに、前記電力変換装置から電圧を出力することにより磁束を演算すること
を特徴とする請求項２に記載の誘導電動機駆動装置。 The magnetic flux calculation means
The magnetic flux is calculated at least twice, and after the second time, the magnetic flux is calculated by outputting the voltage from the power converter without attenuating the previous output voltage from the power converter. Item 3. The induction motor drive device according to Item 2.

前記磁束演算手段は、
前記誘導電動機の１次巻線抵抗値Ｒ1h、前記誘導電動機に電圧が印加されてからの経過時間ｔ、経過時間ｔにおける前記誘導電動機に流れる電流Ｉd、前記誘導電動機に流れる定量になった電流ＩdF、前記誘導電動機の相互インダクタンスと前記誘導電動機の２次自己インダクタンスとの商に相当する値Ｋに基いて、次式を用いて前記誘導電動機の磁束Φhを演算すること

を特徴とする請求項２又は請求項３に記載の誘導電動機駆動装置。 The magnetic flux calculation means
The primary winding resistance value R1h of the induction motor, the elapsed time t after the voltage is applied to the induction motor, the current Id flowing through the induction motor at the elapsed time t, and the fixed current IdF flowing through the induction motor Based on the value K corresponding to the quotient of the mutual inductance of the induction motor and the secondary self-inductance of the induction motor, the magnetic flux Φh of the induction motor is calculated using the following equation:

The induction motor drive device according to claim 2 or 3, wherein

前記磁束演算手段により演算された磁束に基いて、前記誘導電動機のインダクタンスを演算するインダクタンス演算手段を有し、
前記磁気飽和特性同定手段は、前記インダクタンス演算手段により演算されたインダクタンスに基いて、前記誘導電動機の磁気飽和特性を同定すること
を特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の誘導電動機駆動装置。 On the basis of the magnetic flux calculated by the magnetic flux calculation means, there is an inductance calculation means for calculating the inductance of the induction motor,
4. The magnetic saturation characteristic identifying unit identifies a magnetic saturation characteristic of the induction motor based on the inductance calculated by the inductance calculating unit. Induction motor drive device.

前記インダクタンス演算手段は、
前記磁束演算手段により演算された磁束Φh及び前記電流ＩdFに基いて、次式を用いてインダクタンスＭを演算すること

を特徴とする請求項５に記載の誘導電動機駆動装置。 The inductance calculating means includes
Based on the magnetic flux Φh calculated by the magnetic flux calculation means and the current IdF, the inductance M is calculated using the following equation:

The induction motor drive device according to claim 5.

前記磁気飽和特性同定手段は、所定関数を用いて磁気飽和特性を近似すること
を特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の誘導電動機駆動装置。 The induction motor driving apparatus according to claim 1, wherein the magnetic saturation characteristic identification unit approximates the magnetic saturation characteristic using a predetermined function.

前記磁気飽和特性同定手段は、
前記所定関数を、磁束推定値φh、定格運転時の相互インダクタンスＭ*、励磁電流Ｉｍ、定格運転時の励磁電流Ｉｍ*、磁気飽和度βによる次式とすること

を特徴とする請求項７に記載の誘導電動機駆動装置。 The magnetic saturation characteristic identification means includes
The predetermined function is expressed by the following equation based on the estimated magnetic flux φh, the mutual inductance M * during rated operation, the exciting current Im, the exciting current Im * during rated operation, and the magnetic saturation β.

The induction motor driving device according to claim 7.

前記磁気飽和特性同定手段は、
α＝β・Ｉｍ*とし、前記所定関数をＩｍ*で正規化し、定格運転時の磁束量からの磁束変動率Ｒ_φh、励磁電流率Ｒ_Ｉｍ[ＰＵ]による次式を用いること

を特徴とする請求項８に記載の誘導電動機駆動装置。 The magnetic saturation characteristic identification means includes
α = β · Im *, normalize the predetermined function with Im *, and use the following equation based on the flux fluctuation rate R_φh and the excitation current rate R_Im [PU] from the flux amount during rated operation

The induction motor drive device according to claim 8, wherein:

前記磁気飽和特性同定手段により同定された磁気飽和特性に基いて、前記誘導電動機を制御する制御手段
を有することを特徴とする請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の誘導電動機駆動装置。 The induction motor drive according to any one of claims 1 to 9, further comprising a control unit that controls the induction motor based on the magnetic saturation characteristic identified by the magnetic saturation characteristic identification unit. apparatus.

前記磁気飽和特性同定手段の前記所定関数に関するパラメータに基いて、前記誘導電動機を制御する制御手段
を有することを特徴とする請求項７から請求項９のいずれか１項に記載の誘導電動機駆動装置。 10. The induction motor drive device according to claim 7, further comprising a control unit configured to control the induction motor based on a parameter relating to the predetermined function of the magnetic saturation characteristic identification unit. .

前記磁気飽和特性同定手段により同定された磁気飽和特性を、所定の励磁電流の磁束に対する比率である磁気飽和比率に算定する磁気飽和比率演算手段と、
前記磁気飽和比率演算手段により算定された磁気飽和特性及び前記所定の励磁電流近傍での磁束に基いて、磁気飽和特性を演算する磁気飽和特性演算手段と
を有することを特徴とする請求項７から請求項９のいずれか１項に記載の誘導電動機駆動装置。 Magnetic saturation ratio calculation means for calculating the magnetic saturation characteristic identified by the magnetic saturation characteristic identification means to a magnetic saturation ratio that is a ratio of a predetermined exciting current to magnetic flux;
8. A magnetic saturation characteristic calculating means for calculating a magnetic saturation characteristic based on the magnetic saturation characteristic calculated by the magnetic saturation ratio calculating means and the magnetic flux in the vicinity of the predetermined exciting current. The induction motor drive device according to claim 9.

前記磁気飽和特性演算手段により演算された磁気飽和特性に基いて、前記誘導電動機を制御する制御手段
を有することを特徴とする請求項１２に記載の誘導電動機駆動装置。 13. The induction motor drive device according to claim 12, further comprising a control unit that controls the induction motor based on the magnetic saturation characteristic calculated by the magnetic saturation characteristic calculation unit.