JP2010067562A - 点灯装置、照明装置、液晶表示装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数のフィードバック制御対象を持つ点灯装置において、フィードバック制御の切替をスムーズに行ない、かつ、各フィードバック制御の検出対象に対する所定値を独立して設定可能とする。
【解決手段】光源ＦＬを点灯する点灯回路の電気量を検出する複数の検出回路（電流検出抵抗Ｒ１、Ｖｌａ検出回路４）と、前記検出回路の出力を加算する加算器（入力抵抗Ｒ２，Ｒ６）と、前記加算器の出力と第１の基準電圧Ｖ１とを比較し誤差信号を出力する誤差増幅器（オペアンプＯＰ１）と、前記誤差増幅器の出力に応じて点灯回路の出力を変化させる制御信号発生器（Ｉ−ｆ変換器２）とを備え、前記加算器に第１の半導体スイッチ（ダイオードＤ１）を介して入力される第２の基準電圧Ｖ２を備え、前記検出回路の出力の少なくとも１つは第２の半導体スイッチ（ダイオードＤ２）を介して前記加算器に入力される。
【選択図】図１

Description

本発明は点灯装置、及びそれを用いた照明装置、液晶表示装置に関するものであって、複数のフィードバック対象を、１つの誤差増幅器により制御するものである。

液晶表示装置は、液晶パネルと、その背面に設置された光源を備えるバックライト部とから構成される（図１９参照）。液晶パネルの各画素では、映像信号に応じて液晶が駆動され、バックライト部から放射された光が透過され、液晶パネル上に画像が表示される。

現在まで大型液晶ディスプレイ用バックライトの場合、主に冷陰極蛍光ランプ（ＣＣＦＬ）が採用されており、また、熱陰極蛍光ランプ（ＨＣＦＬ）を用いたものも提案されている。これらはともに、ランプを駆動するための放電灯点灯装置を備える。このようなバックライトに用いられる放電灯点灯装置では、ランプの明るさを一定に維持することが非常に重要であるため、ランプ電流または電力をフィードバックして、ランプの明るさを一定に維持するための回路が適用される。また、ランプに過度な電圧が印加される場合、ランプと放電灯点灯装置を保護するための過電圧保護回路が適用される。

特許文献１（特開２００８−３６０１号公報）では、ランプ電流をフィードバック制御する誤差増幅器と、ランプ電圧をフィードバック制御する誤差増幅器を備え、これら２つの誤差増幅器を選択的に動作させることにより、ランプが開放状態や過電圧印加状態になったときに、ランプ電流が完全に遮断されるまでランプ印加電圧を開放電圧に制限することで、ランプの破損または寿命短縮を防ぐようにした技術が提案されている。

特許文献１の技術では、誤差増幅器が２つあり、それぞれ出力が接続されている。例えばランプ電流側の誤差増幅器からランプ電圧側の誤差増幅器への切替時、ランプ電流入力を０にするので、ランプ電流側の誤差増幅器の出力は上昇する方向に動作する。また、ランプ電圧入力によるフィードバック制御で、ランプ電圧を抑えようとする方向、すなわち、ランプ電圧側の誤差増幅器の出力は下降する方向に動作する。このように、各誤差増幅器が正反対の動作を行なうため、フィードバック回路の定数次第では、片方のフィードバック制御がもう片方に押さえ込まれてしまう。特許文献１において、ランプ電圧フィードバックのゲイン、応答性がランプ電流のもの以上でないと、ランプ電圧を即座に制限することができない。

このように、特許文献１の技術において、フィードバック制御を切り替えるとき、互いのフィードバック制御が干渉しあい、動作として不連続になりやすい（スムーズに切り替えられない）。また、連続性を保とうとした場合、それぞれの応答性の設計制約事項が多くなる、といった課題がある。

また、別の従来の技術（特願２００７−３８１５７実施形態４）として、ランプ印加電圧を検出し、その検出出力が所定値以上となったときに、ランプ電流もしくは電力をフィードバック制御する誤差増幅器の入力に加算することで、ランプ電圧を制限するようにした構成を提案している。この構成によれば、特許文献１と違い、誤差増幅器を１個にて実現したものであるので、フィードバック制御の連続性に関して問題はない。

しかしながら、ランプ電流もしくは電力のフィードバック制御と、ランプ電圧のフィードバック制御とで、ともに同じ基準電圧を用いている。この基準電圧によってランプ出力調整を行なうことが多く、これによってランプ電圧制限値も変動する。

また、特願２００７−３８１５７の実施形態２との組合せを考えた場合、バースト調光における点灯期間の出力を可変すると、同時に消灯期間の終了後にランプに印加される電圧も変化してしまう。このため、消灯期間終了後からランプ点灯までのバースト調光始動時間が大きく変化して、バースト調光特性が大きくばらつく虞があり、ランプ印加電圧がより下がると、最悪ランプが点灯しない虞もある。本来、バースト調光における点灯期間の出力を可変しても、消灯期間終了後にランプに印加される電圧が変化しないことが望ましいが、このように特願２００７−３８１５７の技術では、それぞれの検出対象に対して、所定値を独立して設定できない課題がある。
特開２００８−３６０１号公報

本発明は、前述の従来技術の問題点を解決するために提案されたものであって、複数のフィードバック制御対象を持つ点灯装置において、フィードバック制御の切替をスムーズに行ない、かつ、各フィードバック制御の検出対象に対する所定値を独立して設定可能とすることにある。

請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、光源ＦＬを負荷とし前記光源ＦＬを点灯する点灯回路（インバータ回路）と、前記点灯回路の電気量を検出する複数の検出回路（電流検出抵抗Ｒ１、Ｖｌａ検出回路４）と、前記検出回路の出力を加算する加算器（入力抵抗Ｒ２，Ｒ６）と、前記加算器の出力と第１の基準電圧Ｖ１とを比較し誤差信号を出力する誤差増幅器（オペアンプＯＰ１）と、前記誤差増幅器の出力に応じて前記点灯回路の出力を変化させる制御信号発生器（Ｉ−ｆ変換器２）とを備えた点灯装置であって、前記加算器に第１の半導体スイッチ（ダイオードＤ１）を介して入力される第２の基準電圧Ｖ２を備え、前記検出回路の出力の少なくとも１つは第２の半導体スイッチ（ダイオードＤ２）を介して前記加算器に入力されることを特徴とするものである。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記点灯回路は直流電圧Ｅを高周波電圧に変換し、負荷を放電灯（蛍光ランプＦＬ）とするインバータ回路であって、前記制御信号発生器（Ｉ−ｆ変換器２）の出力信号によって前記インバータ回路を動作させることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記検出回路のうち１つは放電灯電流あるいは放電灯電力に相当する電流を検出する電流検出回路（スイッチング素子Ｑ２のソース電流検出抵抗Ｒ１＋ローパスフィルタ１）であり、もう１つは放電灯印加電圧もしくはそれに相当する電圧を検出する電圧検出回路（Ｖｌａ検出回路４）であり、前記第２の半導体スイッチ（ダイオードＤ２）は前記電圧検出回路に接続され、放電灯を始動させるためのある一定の始動期間と、それ以降放電灯の点灯維持を行なう点灯期間を持ち、前記始動期間において前記第１の半導体スイッチ（ダイオードＤ１）をオフ、前記第２の半導体スイッチ（ダイオードＤ２）をオンし、前記点灯期間において前記第１の半導体スイッチをオン、前記第２の半導体スイッチをオフすることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項３の発明において、図１２に示すように、放電灯が点灯したことを検出する放電灯点灯検出回路部７と、前記放電灯点灯検出回路部７の出力信号を入力して前記始動期間の長さを決定する始動期間生成部８を備え、前記始動期間生成部８の出力によって少なくとも前記第１の半導体スイッチのオン／オフを制御することを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１の発明において、前記検出回路のうち１つは負荷電流あるいは負荷電力に相当する電流を検出する電流検出回路（スイッチング素子Ｑ２のソース電流検出抵抗Ｒ１＋ローパスフィルタ１）であり、もう１つは負荷印加電圧もしくはそれに相当する電圧を検出する電圧検出回路（Ｖｌａ検出回路４）であり、前記第２の半導体スイッチ（ダイオードＤ２）は前記電圧検出回路に接続され、負荷印加電圧もしくはそれに相当する電圧と所定の閾値とを比較する比較器を備え、前記負荷印加電圧もしくはそれに相当する電圧が前記所定の閾値よりも低いときは前記第１の半導体スイッチ（ダイオードＤ１）をオン、前記第２の半導体スイッチをオフし、前記負荷印加電圧もしくはそれに相当する電圧が前記所定の閾値以上となったときに前記第１の半導体スイッチをオフ、前記第２の半導体スイッチをオンに切り替えることを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項２の発明において、図９に示すように、前記検出回路のうち１つは放電灯電流あるいは放電灯電力に相当する電流を検出する電流検出回路（スイッチング素子Ｑ２のソース電流検出抵抗Ｒ１＋ローパスフィルタ１）であり、もう１つは放電灯印加電圧もしくはそれに相当する電圧を検出する電圧検出回路（Ｖｌａ検出回路４）であり、前記第２の半導体スイッチ（ダイオードＤ２）は前記電圧検出回路に接続され、前記第２の基準電圧Ｖ２にバースト調光における点灯期間と消灯期間を決めるＰＷＭ信号が入力され、前記バースト消灯期間終了後の前記バースト点灯期間のある一定期間をバースト始動期間として、前記バースト始動期間において前記第１の半導体スイッチをオフ、前記第２の半導体スイッチをオンし、バースト始動期間終了後のバースト点灯期間において前記第１の半導体スイッチをオン、前記第２の半導体スイッチをオフし、前記バースト始動期間終了後のバースト点灯期間において前記第２の基準電圧Ｖ２は調光のための変化範囲を持ち、前記バースト消灯期間において前記第２の基準電圧Ｖ２を前記変化範囲よりも高い電圧に切り替えることを特徴とする。

請求項７の発明は、請求項６の発明において、図１２に示すように、放電灯が点灯したことを検出する放電灯点灯検出回路部７と、前記放電灯点灯検出回路部７の出力信号を入力して前記バースト始動期間の時間を決定する始動期間生成部８を備え、前記始動期間生成部８の出力によって少なくとも前記第１の半導体スイッチのオン／オフを制御することを特徴とする。

請求項８の発明は、請求項１〜７の発明において、図１に示すように、前記誤差増幅器及び加算器はオペアンプＯＰ１を含んで構成され、前記検出回路のそれぞれの出力は個別の入力抵抗Ｒ２，Ｒ６を介して前記オペアンプＯＰ１の反転入力端子に接続され、前記オペアンプＯＰ１の出力を前記反転入力端子に帰還するコンデンサＣ１０を含む帰還回路を備え、前記第２の半導体スイッチは前記入力抵抗Ｒ６と直列に接続されたダイオードＤ２と、前記ダイオードＤ２のアノードと回路の基準電位間に設けられたスイッチング素子Ｑｃにより構成されることを特徴とする。

請求項９の発明は、請求項８の発明において、図１に示すように、前記制御信号発生器は前記点灯回路の動作周波数を変化させるＶ−ｆ変換器であって、前記Ｖ−ｆ変換器はＶ−Ｉ変換器とＩ−ｆ変換器２とで構成され、Ｖ−Ｉ変換器はＩ−ｆ変換器２の基準電圧端子Ｒｏｓｃと前記オペアンプＯＰ１の出力間に抵抗器Ｒ４を接続した構成とし、この抵抗器Ｒ４に流れる電流をＩ−ｆ変換器２に入力したことを特徴とする。

請求項１０の発明は、請求項１〜９のいずれかに記載の点灯装置を含んでなる照明装置である。

請求項１１の発明は、請求項１〜９のいずれかに記載の点灯装置を含んでなる液晶表示装置である。

本発明によれば、光源を点灯したときに、複数の検出回路から得られる負荷電流の検出値や負荷印加電圧の検出値を１つの誤差増幅器によりフィードバック制御に用いることができ、特に、光源をバースト調光点灯したときに、加算器に第１の半導体スイッチを介して入力される第２の基準電圧により点灯時の負荷電流を可変制御することができ、また、第２の半導体スイッチを介して加算器に入力される検出出力により始動時の負荷印加電圧を制限できるので、バースト点灯時の電流フィードバック制御とバースト消灯ないしはバースト始動時の電圧フィードバック制御の切り替えがスムーズに行われ、簡易な構成でありながら安定した動作を実現できる利点がある。

請求項２の発明によれば、光源が放電灯である場合に、簡易な構成でありながら安定した動作を実現できる利点がある。

請求項３、６の発明によれば、放電灯の始動期間においては、第１の半導体スイッチをオフ、第２の半導体スイッチをオンすることで、放電灯印加電圧が過大となることを防止でき、放電灯の点灯期間においては、第１の半導体スイッチをオン、第２の半導体スイッチをオフすることで、放電灯電流を安定させることができる。

請求項５の発明によれば、負荷印加電圧の大小により第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチを相補的にオンオフさせることで、１つの誤差増幅器により電流フィードバック制御と電圧フィードバック制御を両立させることができる。

請求項４、７の発明によれば、負荷である放電灯が点灯したことを検出して第１の半導体スイッチをオンさせるように制御できるので、点灯後、速やかに電流フィードバック制御を開始することができ、深い調光レベルまでバースト調光したときに、最低輝度付近の光出力を安定させることができる利点がある。

請求項８、９の発明によれば、１つのオペアンプを用いた簡単な回路構成で複数の検出回路の出力に基づくフィードバック制御を容易に実現できる利点がある。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の回路図である。直流電源Ｅは所定の直流電圧を出力する電源であり、例えば商用交流電源を全波整流し、周知の昇圧チョッパ回路により平滑化して出力する回路などで構成できる。直流電源Ｅにはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は例えばパワーＭＯＳＦＥＴよりなり、ドライバ３の出力により高周波で交互にオンオフ駆動される。

スイッチング素子Ｑ２に流れるソース電流は抵抗Ｒ１により検出され、ローパスフィルタ１により平滑化されて検出電圧として出力される。この検出電圧は抵抗Ｒ２を介して後述するオぺアンプＯＰ１の反転入力端子（−側入力端子）に入力されてフィードバック制御に用いられる。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とグランド間には、インダクタＬ１とコンデンサＣ１の直列回路が接続されている。コンデンサＣ１の両端には直流カット用のコンデンサＣ２を介して蛍光ランプＦＬが接続されている。インダクタＬ１とコンデンサＣ１，Ｃ２は蛍光ランプＦＬの点灯時インピーダンスと共に共振回路を構成している。ここで直流カット用のコンデンサＣ２の容量を共振用のコンデンサＣ１に比べて十分大きくすれば、共振には殆ど寄与しない。また、コンデンサＣ２の値を適宜設定することで、幅広い電流調光特性を得ることも可能である。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は前記共振回路の負荷時共振周波数よりも高く設定されている。したがって、スイッチング周波数が高くなるにつれて、ランプ電流は減少するように制御される。

ここで、蛍光ランプＦＬに流れるランプ電流は、インダクタＬ１とコンデンサＣ１，Ｃ２を含む共振回路により略正弦波状の高周波電流となっており、これにより輻射ノイズは低減される。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とグランド間には、直流カット用コンデンサＣ３を介して予熱トランスＴ１の１次巻線が接続されている。予熱トランスＴ１は一対の２次巻線を備え、それぞれ予熱用コンデンサＣ４，Ｃ５を介して蛍光ランプＦＬのフィラメント（熱陰極）に接続されている。但し、この回路部は負荷に熱陰極蛍光ランプを用いたときの予熱回路の一例であり、負荷に冷陰極蛍光ランプ等を用いた点灯装置では必要ない。これは後述の実施形態でも同様である。

次に、制御回路について説明する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数はＩ−ｆ変換器２から出力される高周波信号により決定される。Ｉ−ｆ変換器２は高周波発振器を内蔵した発振制御用ＩＣであり、その発振周波数は端子Ｒｏｓｃから流れ出る電流値に応じて可変制御される。この端子Ｒｏｓｃは発振制御用ＩＣの発振周波数設定用の外付け抵抗接続端子であり、端子Ｒｏｓｃと外部の基準電位（例えばグランド電位やオペアンプの出力電位）の間に外付け抵抗を接続すると、その外付け抵抗を介してＩＣ内部の基準電圧源から流れ出る電流値に応じて発振周波数が可変制御されるものである。

図１の回路では、オぺアンプＯＰ１の出力端子に抵抗Ｒ４の一端を接続し、抵抗Ｒ４の他端はダイオードＤ３を介してＩ−ｆ変換器２の発振周波数設定用の外付け抵抗接続端子Ｒｏｓｃに接続している。したがって、Ｉ−ｆ変換器２の発振周波数は、抵抗Ｒ４の抵抗値とオペアンプＯＰ１の出力電位により決定される。

また、負荷が熱陰極蛍光ランプＦＬの場合、電源投入後、フィラメントを予熱する先行予熱期間の発振周波数設定として、端子Ｒｏｓｃと外部の基準電位（図１ではグランド電位）の間に、抵抗Ｒ７と、先行予熱期間中ＯＮするスイッチング素子Ｑｄとの直列回路を接続している。負荷が冷陰極ランプ等の場合は不要であり、後述の実施形態でも同様である。

オペアンプＯＰ１の非反転入力端子（＋側入力端子）には基準電圧Ｖ１が印加されている。オペアンプＯＰ１は増幅率の極めて高い差動増幅器であるので、反転入力端子（−側入力端子）と非反転入力端子（＋側入力端子）は略同一電位となるように出力電位が制御される。オペアンプＯＰ１の出力端子と反転入力端子の間には、帰還インピーダンスとしてコンデンサＣ１０と抵抗Ｒ３の並列回路が接続されている。

オペアンプＯＰ１はフィードバック制御のための誤差増幅器と、ランプ電圧制限及び調光制御のための加算器の役割を兼用しており、オペアンプＯＰ１の反転入力端子には、第１の入力としてローパスフィルタ１の出力が抵抗Ｒ２を介して接続されると共に、第２の入力としてＶｌａ検出回路４の出力が抵抗Ｒ６、ダイオードＤ２を介して接続されている。さらに第３の入力として、電圧源Ｖ２の出力が抵抗Ｒ５、ダイオードＤ１を介して接続されている。ここでいう調光制御とは、後述のバースト調光（間欠点灯調光）と違い、振幅調光制御のことである。

Ｖｌａ検出回路４はランプ印加電圧に相当する電圧を出力するものである。この出力をオペアンプＯＰ１の反転入力端子へ入力するか否かの入／切を抵抗Ｒ６、ダイオードＤ２、スイッチング素子Ｑｃで行なう。図２に示す信号ＴＭ２により、スイッチング素子Ｑｃをオン／オフする。

また、調光制御のための電圧源Ｖ２をオぺアンプＯＰ１の反転入力端子へ入力するか否かの入／切は、抵抗Ｒ５、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑｂで行なう。図２に示す信号ＴＭ３を入力して、スイッチング素子Ｑｂをオン／オフする。

また、スイッチング素子Ｑｄは、図２に示す信号ＴＭ１によりオン／オフする。ここではスイッチング素子Ｑｂ、Ｑｃ、Ｑｄとしてバイポーラトランジスタを用いているがＦＥＴでも良い。

図２に示すように、先行予熱期間にはスイッチング素子Ｑｂ、Ｑｃはオンであり、それらのコレクタ電位が下がることによりダイオードＤ１，Ｄ２は逆バイアスされる。つまり、これらの期間中は電圧源Ｖ２、Ｖｌａ検出回路４が接続されていないのと同じ状態となる。また、スイッチング素子Ｑｄもオンである。先行予熱中は消費電力が小さいので、電流検出回路、ローパスフィルタ１の出力が低く、オペアンプＯＰ１の出力電圧はフィードバック動作により上昇し続け、ダイオードＤ３が逆バイアスされて、オフする。このため、先行予熱の発振周波数は抵抗Ｒ７によって決まる。

ここで、オペアンプＯＰ１に信号ＴＭ１を入力し、先行予熱期間でオペアンプＯＰ１を動作させないようにしてもよい。例えば先行予熱期間のオペアンプＯＰ１の出力をＲｏｓｃ端子電圧よりも高くすることで、ダイオードＤ３を逆バイアスし、抵抗Ｒ４に電流が流れないようにする。

次に、先行予熱後の始動期間（以後、後述のバースト始動期間との区別のため、初期始動期間という。）はスイッチング素子Ｑｂがオン、スイッチング素子Ｑｃ、Ｑｄがオフであり、抵抗Ｒ７が切り離され、Ｖｌａ検出回路４の出力が抵抗Ｒ６とダイオードＤ２を介してオペアンプＯＰ１の反転入力端子に入力されることになる。このとき、ランプ点灯前は先行予熱期間と同様に電流検出回路出力が低く、オペアンプＯＰ１の出力電圧はフィードバック動作により上昇し、ランプ印加電圧Ｖｌａは上昇していく。そしてオペアンプＯＰ１は、目標値となる第１の基準電圧Ｖ１と検出値であるＶｌａ検出回路４の出力電圧とを比較し、その誤差が小さくなる方向に出力を制御する。具体的には、Ｖｌａ検出回路４の出力電圧が目標値よりも増加すると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数を高くしてランプ電圧Ｖｌａの上昇を抑制するように制御し、目標値よりも減少すると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数を低くしてランプ電圧の低下を抑制するように制御する。これによって、第１の基準電圧Ｖ１で決まるランプ電圧に制限されることとなる。この後、ランプが点灯すると、電流検出回路の出力が上昇するので、電流検出回路出力とＶｌａ検出回路出力がそれぞれの入力抵抗Ｒ２とＲ６の比率で加算され、それと第１の基準電圧Ｖ１とを比較し、フィードバック制御が行なわれる。

最後に点灯期間であるが、スイッチング素子Ｑｂ、Ｑｄがオフ、スイッチング素子Ｑｃがオンであり、Ｖｌａ検出回路４の出力が切り離されて、電圧源Ｖ２の出力が抵抗Ｒ５とダイオードＤ１を介してオペアンプＯＰ１の反転入力端子に入力される。このとき、電流検出回路による検出電圧に対して入力抵抗Ｒ２とＲ５の比率で第２の基準電圧Ｖ２が加算される。すなわち、オペアンプＯＰ１から見ると、電圧Ｖ２を上昇させた場合、ローパスフィルタ１から出力される回路電流の検出電圧が上昇したのと同じ状態となるので、オペアンプＯＰ１は回路電流を減少させる方向に出力電位が変化する。逆に電圧Ｖ２を低下させると、ローパスフィルタ１から出力される回路電流の検出電圧が低下したのと同じ状態となるので、オペアンプＯＰ１は回路電流を増加させる方向に出力電位が変化する。これによってランプの振幅調光制御が可能となる。ちなみに、電圧Ｖ２が０Ｖ付近で、ダイオードＤ１がオフしているときが最大出力であり、ランプ電力は第１の基準電圧Ｖ１で決まるものとなる。

なお、本実施形態では、負荷電流（ランプ電流＋フィラメント電流）と共振電流を含む回路電流をスイッチング素子Ｑ２のソース抵抗Ｒ１で検出しており、ローパスフィルタ１は高周波成分カットのために挿入しているが、オペアンプＯＰ１の帰還インピーダンス等を適切に設定すれば、ローパスフィルタ１は無くても動作可能であり、必要に応じて適宜挿入すれば良い。

また、先行予熱時、点灯時のＶｌａ検出回路４の出力電圧が低く、ダイオードＤ２がオフするようなレベルであれば、スイッチング素子Ｑｃは特に必要なく、Ｖｌａ検出回路４の出力電圧がある値以上となったときに自動的にダイオードＤ２が導通してランプ印加電圧のフィードバック制御が動作することになる。ここで、ダイオードＤ２の代わりにツェナーダイオードを用いることにより、ランプ印加電圧フィードバック制御を動作させるしきい値を調整することができる。

図２は本実施形態の動作説明のための波形図である。図中、Ｖｌａはランプ電圧、Ｉｌａはランプ電流である。また、図２ａ）は、振幅調光レベル高（Ｖ２小）のときの動作波形、図２ｂ）は振幅調光レベル低（Ｖ２大）のときの動作波形を表している。初期始動期間において、第２の基準電圧Ｖ２の影響が無いので、電圧Ｖ２を変化すなわち振幅調光レベルを変化させても始動電圧はある一定値（Ｖ１に相当するＶｌａ）で制限される。よって、始動電圧の所定値と、振幅調光レベルを独立して設定し、フィードバック制御することが可能となる。

図３は、図１のダイオードＤ２に、オペアンプＯＰ２を組み合わせてフォロア回路を構成した例である。スイッチング素子Ｑｃがオンのときは、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子（＋側入力端子）の電圧が低下することで、オペアンプＯＰ２の出力電圧が低下することにより、ダイオードＤ２は逆バイアスされてオフとなる。このとき、オペアンプＯＰ２の−入力端子は高インピーダンスであるので、抵抗Ｒ６は切り離された状態となる。また、スイッチング素子Ｑｃがオフのときは、抵抗Ｒ６とダイオードＤ２のカソードの接続点がオペアンプＯＰ２の非反転入力端子（＋側入力端子）と同一電位となるように、オペアンプＯＰ２の出力電圧が制御される。ダイオードＤ１とスイッチング素子Ｑｂの箇所にも同様の構成を用いることができる。この構成によって、ダイオードＤ１，Ｄ２の温度特性の影響を抑えることができる。

なお、スイッチング素子Ｑｂ、Ｑｃのオン／オフの切り替わり時の周波数変化は、フィードバック回路の応答性、即ち入力抵抗Ｒ２、Ｒ５、Ｒ６それぞれとコンデンサＣ１０との積である積分時定数で決まる。つまり、オペアンプＯＰ１の帰還インピーダンスに含まれるコンデンサＣ１０がミラー積分器の積分コンデンサのように機能する。これら複数のフィードバック制御対象を１個のオペアンプＯＰ１にて制御するので、周波数変化は連続的であり、コンデンサＣ１０の容量、及び抵抗Ｒ２、Ｒ６を適宜設定することで、回路素子やランプへのストレスを軽減でき、また、ノイズの発生を抑制できる効果がある。

以上のように、本実施形態によれば、オペアンプ１個で始動電圧の所定値と振幅調光レベルを独立に設定した上でフィードバック制御することが可能となり、フィードバック制御対象の切替時にも連続的でスムーズな切替ができる。

さらに、初期始動電圧をフィードバック制御によって制限できるので、初期始動電圧のばらつきを抑えることができ、調整工程を削除することも可能であるという効果を奏する。

（実施形態１ａ）
図４は実施形態１の一変形例であり、インバータ回路の他の構成例を示している。この例では、直流電源ＥにコンデンサＣ６，Ｃ７の直列回路を接続してハーフブリッジ構成としている。コンデンサＣ６，Ｃ７の接続点とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の間にトランスＴ０の一次巻線を接続し、トランスＴ０の二次巻線に予熱回路及び共振負荷回路を接続している。

この構成によれば、トランスＴ０の昇圧比を任意に設定することにより、管電圧の高いランプでも容易に点灯可能となる利点がある。ここでは、実施形態１に適用した回路を例示したが、後述の実施形態のいずれにおいても適用可能であることは言うまでも無い。また、インバータ回路はハーフブリッジ構成に限らず、フルブリッジ構成であっても構わない。

さらに図４において、Ｖｌａ検出回路４は、共振用インダクタＬ１に２次巻線を設け、インダクタＬ１の電圧を検出している。インダクタＬ１の電圧とランプ電圧Ｖｌａはほぼ比例関係となるので、Ｖｌａ検出に利用できる。この検出回路により、制御回路を１次側のみとすることができるので、トランスＴ０とインダクタＬ１の１次、２次の絶縁を適宜設定すれば、点灯装置として電源側と負荷側の絶縁対応が可能となる。

（実施形態１ｂ）
図５は実施形態１の他の変形例であり、電流検出回路として、ランプ電流Ｉｌａを検出するＩｌａ検出回路５を用いた例を示している。図１の回路では、スイッチング素子Ｑ２に流れる電流を検出することで、実質的にランプ電力をフィードバック制御しているが、図５の回路では、Ｉｌａ検出回路５の検出出力をフィードバック回路に入力することで、ランプ電流をフィードバック制御することができる。

（実施形態１ｃ）
図６は実施形態１のさらに別の回路例である。この回路例では、共振電流ピーク検出回路６を設けて、共振電流のピークを検出し、一定値を超えるとダイオードＤ２がオンし、その直列抵抗Ｒ６に流れる電流がフィードバック回路入力に加算される。消灯時の共振電流はランプ電圧Ｖｌａにほぼ比例するので、スイッチング素子Ｑ２の電流検出で実質的にランプ電圧Ｖｌａを検出でき、その検出出力を利用してランプ印加電圧フィードバック制御を行なうものである。

図４〜図６は実施形態１に適用した回路を例示したが、後述の実施形態のいずれにおいても適用可能であることは言うまでも無い。また、回路電流、回路電圧の検出箇所は図１、図４〜図６に例示した箇所に限定されないことは言うまでもなく、フィードバック回路に入力できる回路電流、回路電圧を検出できれば良い。

（実施形態２）
図７は本発明の実施形態２の回路図である。本実施形態は、Ｖｌａ検出回路４の出力と第３の基準電圧Ｖ３とを比較する比較器ＣＯＭＰ１を備え、比較器ＣＯＭＰ１の出力及び反転出力でそれぞれスイッチング素子Ｑｂ，Ｑｃをオン／オフさせるものである。

基準電圧Ｖ３は、ランプに印加される電圧が正常状態か、異常状態かを判別する電圧であり、Ｖｌａ検出回路４の出力が基準電圧Ｖ３を超えたときに異常と判断し、フィードバック制御対象をランプ印加電圧に切り替える。

次に、本実施形態の動作を説明する。正常状態すなわちＶｌａ検出回路４の出力が基準電圧Ｖ３よりも低いとき、スイッチング素子Ｑｂはオフ、スイッチング素子Ｑｃはオンである。スイッチング素子Ｑｂがオフのため、電圧源Ｖ２が抵抗Ｒ５とダイオードＤ１を介してオペアンプＯＰ１の反転入力端子に接続される。また、スイッチング素子Ｑｃがオンであり、そのコレクタ電位が下がることによりダイオードＤ２は逆バイアスされる。そのため、Ｖｌａ検出回路４が接続されていないのと同じ状態となる。これらにより、実施形態１の点灯期間と同様、ランプの振幅調光制御の状態となっている。

ランプ電流の減少や立消え、ランプ開放状態等によるランプ印加電圧上昇の異常状態が起こり、Ｖｌａ検出回路４の出力が基準電圧Ｖ３よりも高くなると、比較器ＣＯＭＰ１の出力が反転し、スイッチング素子Ｑｂはオン、スイッチング素子Ｑｃはオフとなる。スイッチング素子Ｑｂのコレクタ電位が下がることによりダイオードＤ１は逆バイアスされ、電圧源Ｖ２が接続されていないのと同じ状態となる。また、スイッチング素子Ｑｃがオフすることにより、Ｖｌａ検出回路４の出力が抵抗Ｒ６とダイオードＤ２を介してオペアンプＯＰ１の反転入力端子に入力される。これによって、オペアンプＯＰ１は、目標値となる第１の基準電圧Ｖ１と検出値であるＶｌａ検出回路４の出力電圧とを比較し、その誤差が小さくなる方向に出力を制御する。

図８は本実施形態の動作説明のための波形図である。図中、Ｖｌａはランプ電圧、Ｉｌａはランプ電流である。異常状態となった後、第２の基準電圧Ｖ２の影響がないので、電圧Ｖ２にかかわらずランプ電圧はある一定値で制限される。その後、発振停止されるまでランプ電圧が維持されるので、ランプや回路素子に異常なストレスがかかることを防止することができる。

また、オペアンプ１個で振幅調光制御と過渡的なランプ印加電圧の制限を行なうため、フィードバック制御を切り替えるときに互いのフィードバック制御に干渉がなく、連続的でスムーズな切替ができるので、それぞれの応答性も容易に設計可能である。

本実施形態ではＶｌａ検出回路４の出力を比較器ＣＯＭＰ１に入力した例を示しているが、別途Ｖｌａ検出回路を設けて比較器ＣＯＭＰ１に入力しても良いことは言うまでもない。

（実施形態３）
図９は本発明の実施形態３の回路図である。図１０にその動作波形図を示す。本実施形態におけるオペアンプＯＰ１は、フィードバック制御のための誤差増幅器と、ランプ電圧制限及び振幅調光制御、さらにバースト調光制御のための加算器の役割を兼用している。また、電圧源Ｖ２に点灯期間と消灯期間の時間比率を決定するためのＰＷＭ信号を入力して、このＰＷＭ信号によりスイッチング素子Ｑａをオン／オフする。ここではスイッチング素子Ｑａとしてバイポーラトランジスタを用いているがＦＥＴでも良い。

以下、図１０の波形図におけるｔ０〜ｔ１、ｔ１〜ｔ２、ｔ２〜ｔ３、ｔ３〜ｔ４の各期間について、本実施形態の動作を説明する。図中、Ｖｌａはランプ電圧、Ｉｌａはランプ電流である。また、Ｖｌａ、Ｉｌａ等に描かれている点線は、振幅調光レベルが低いときのものを示している。

（ｔ０〜ｔ１の期間について）
ＰＷＭ信号が消灯期間から点灯期間に切り替わった後の一定期間に、ランプを始動させるための期間（バースト始動期間という）を備えている。この期間中、信号ＴＭ４によりスイッチング素子Ｑｂはオンされる。スイッチング素子Ｑｂのコレクタ電位が下がることによりダイオードＤ１は逆バイアスされる。つまり、この期間中は電圧源Ｖ２が接続されていないのと同じ状態となる。

このとき、ランプ点灯前は先行予熱期間と同様に電流検出回路の出力が低く、オペアンプＯＰ１の出力電圧はフィードバック動作により上昇し、ランプ印加電圧Ｖｌａは上昇していく。そしてＶｌａ検出回路４の出力電圧がＶＦ＋Ｖ１を超えるとダイオードＤ２がオンし、オペアンプＯＰ１は、目標値となる第１の基準電圧Ｖ１と検出値であるＶｌａ検出回路４の出力電圧とを比較し、その誤差が小さくなる方向に出力を制御する。これによって、第１の基準電圧Ｖ１で決まるランプ電圧に制限されることとなる。

ここで、ＶＦはダイオードＤ２の順方向電圧降下であり、Ｖ１はオペアンプＯＰ１の非反転入力端子（＋側入力端子）に印加されている第１の基準電圧である。上述のように、オペアンプＯＰ１の反転入力端子（−側入力端子）と非反転入力端子（＋側入力端子）とは略同一電位であり、いわゆる仮想短絡状態（イマジナリーショート）となるので、オペアンプＯＰ１の反転入力端子（−側入力端子）の電位も第１の基準電圧Ｖ１となっている。このため、電圧ＶＦ＋Ｖ１がダイオードＤ２のオンするためのしきい値となる。図９において、上述の実施形態のようにスイッチング素子Ｑｃを備えていないが、スイッチング素子Ｑｃを設けて、バースト始動期間以外オンさせ、Ｖｌａ検出回路４を切り離しておいても良い。これは、実施形態１の説明より明らかである。

（ｔ１〜ｔ２の期間について）
そして、この後、ランプＦＬが点灯すると、電流検出回路の出力が上昇し、ランプ印加電圧が減少するので、このときダイオードＤ２がオフするように適宜設定すれば、電流検出回路の出力と第１の基準電圧Ｖ１とを比較し、電流フィードバック制御が行われる。

（ｔ２〜ｔ３の期間について）
次に、バースト始動期間が終了し、スイッチング素子Ｑｂがオフすると、点灯期間の動作に移行する。このときスイッチング素子Ｑａはオンであり、電圧源Ｖ２は電圧Ｖｒｅｆと、抵抗Ｒ８、可変抵抗ＶＲ１の分圧で決まる電圧を出力し、抵抗Ｒ５、ダイオードＤ１を介してオペアンプＯＰ１に入力される。これにより、電流検出回路による検出電圧に対して入力抵抗Ｒ２とＲ５の比率で電圧源Ｖ２の出力が加算され、電圧源Ｖ２に応じた振幅調光レベルでランプは点灯する。

（ｔ３〜ｔ４の期間について）
次に、ＰＷＭ信号が“Ｌ”となり、消灯期間に入ると、スイッチング素子Ｑａはオフとなり、そのコレクタは高インピーダンス状態となるので、電圧Ｖｒｅｆが電圧源Ｖ２の出力となり、抵抗Ｒ８、Ｒ５とダイオードＤ１を介してオペアンプＯＰ１の反転入力端子に入力されることになる。このとき、オペアンプＯＰ１はバースト調光制御のための加算器の役割を兼用することになり、電流検出回路による検出電圧に対して入力抵抗Ｒ２と（Ｒ５＋Ｒ８）の比率で電圧Ｖｒｅｆが加算されたことになる。すなわち、オペアンプＯＰ１から見ると、ローパスフィルタ１から出力される回路電流の検出電圧がさらに上昇したのと同じ状態となるので、オペアンプＯＰ１は回路電流をさらに減少させる方向に出力電位を変化させることになる。このとき、蛍光ランプＦＬが消灯するように消灯期間の周波数を設定すれば良い。

時刻ｔ４以降の動作は時刻ｔ０〜ｔ４の動作と同じであり、以下、上記と同様の動作により点灯／消灯を繰り返し、ＰＷＭ信号のＨレベルとＬレベルの時間比率に応じた光出力を得ることができる。なお、ＰＷＭ信号の周波数は人間の目には点滅を認識できない程度の周波数（例えば数百Ｈｚ程度）であり、液晶表示装置の画素更新のタイミングに同期させても良い。また、ＰＷＭ信号が常時Ｈレベルのときは、スイッチング素子Ｑａは常にオンとなり、連続点灯状態となる。

バースト始動期間において、ランプ印加電圧は第１の基準電圧Ｖ１に相当する電圧で制限されることになる。このとき、信号ＴＭ４がＨレベルであることで、振幅調光レべルを決める電圧源Ｖ２の影響がないため、点灯期間中の振幅調光レベルが変化したとしても、バースト始動期間中にランプに印加されるバースト始動電圧の制限値は変化しない。故に、バースト調光と振幅調光を組合せた制御において、消灯期間終了後からランプ点灯までのバースト調光始動時間の変化がほとんどなく、バースト調光特性のばらつきを抑え、かつＰＷＭ信号の毎周期で確実にランプを点灯させることができる。

（実施形態３ａ）
また、図１１は、電圧源Ｖ２の別の構成例を示している。図９では可変抵抗ＶＲ１の調整により振幅調光レベルを決めるものであったのに対し、図１１は別途ＤＣ電圧信号を入力して振幅調光レベルを決めるようにしたものである。バースト始動期間、点灯期間はスイッチング素子Ｑａはオン、ダイオードＤ１’は逆バイアスされ、オフ状態なので、図９の回路と同様に、電流検出回路による検出電圧に対して入力抵抗Ｒ２とＲ５の比率でＤＣ電圧信号が加算され、ＤＣ電圧信号に応じた振幅調光レベルでランプは点灯する。

消灯期間はスイッチング素子Ｑａはオフ、スイッチング素子Ｑｂ’はオンとなり、ダイオードＤ１は逆バイアスされるので、ＤＣ電圧信号は切り離される。一方、ダイオードＤ１’がオンして、電圧Ｖｒｅｆが抵抗Ｒ８とダイオードＤ１’を介してオペアンプＯＰ１の反転入力端子に接続されることになる。後は基本的に図９の回路と同様である。ただし、消灯期間において蛍光ランプＦＬが消灯するように設定するため、振幅調光レベルを決定するＤＣ信号よりも電圧Ｖｒｅｆは高い電圧にする必要がある。

このように図１１の回路を用いれば、例えば外部からＤＣ電圧信号を入力することで、バースト調光時も含め、振幅調光レベルを変化させることが可能となる。

（実施形態４）
図１２は本発明の実施形態４の回路図である。本実施形態は、ランプ点灯検出部７と、それに応じてバースト始動期間を決定するバースト始動期間生成部８を備えたものであり、バースト始動期間生成部８の出力信号によりスイッチング素子Ｑｂをオン／オフするものである。

上述の実施形態３では、バースト始動期間を、信号ＴＭ４により、ある一定の時間としている。この場合、図１０に示す時刻ｔ１〜ｔ２において、電流検出回路の出力と第１の基準電圧Ｖ１とを比較したフィードバック制御が行なわれる。このため、ランプが点灯してからバースト始動期間が終了するまでのランプ出力も、振幅調光レベルにかかわらず、およそ一定のものとなる。したがって、バースト調光と振幅調光を組み合わせて、トータルの調光レベルの下限を引き下げるためには不利となる。そこで本実施形態では、ランプが点灯した直後にバースト始動期間を終了させ、すぐに点灯期間に移行させて振幅調光フィードバック制御を行なうことにより、上記の課題を解決したものである。

図１３に、ランプ印加電圧によるランプ点灯検出部７と、バースト始動期間生成部８の回路例を示す。また図１４に動作波形図を示す。

以下、図１４の波形図をもとに動作を説明する。まず、時刻ｔ０において、ＰＷＭ信号の立上りを検出し、ＲＳフリップフロップ（ＲＳ−ＦＦ）のセット端子に入力し、信号ＴＭ５を“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルへと反転させる。これにより、スイッチング素子Ｑｂはオンするので、実施形態３と同様に電圧源Ｖ２が接続されていないのと同じ状態となり、ランプ印加電圧Ｖｌａは上昇していく。

次に時刻ｔ０’において、Ｖｌａ検出回路４の出力がしきい値Ｖｔｈを超えると、比較器ＣＯＭＰ２の出力が反転する。ここで、図１３の回路では、比較器ＣＯＭＰ２の出力がチャタリングを起こすのを防止するため、ヒステリシス特性を設けたものとしている。

そして時刻ｔ１にランプＦＬが点灯し、ランプ印加電圧が下がってＶｌａ検出回路４の出力がしきい値Ｖｔｈを下回ると、再び比較器ＣＯＭＰ２の出力が反転する。このときの比較器ＣＯＭＰ２出力の立上りを検出して、ＲＳフリップフロップのリセット端子に入力、信号ＴＭ５を“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルへと反転させる。

このようにして、消灯期間の終了からランプＦＬが点灯するまでの間、“Ｈ”レベルとなる信号ＴＭ５を生成する。ランプＦＬが点灯した後、スイッチング素子Ｑｂはオフするので、実施形態３の点灯期間と同様の動作を行なう。

本実施形態では、ランプＦＬの点灯直後から振幅調光フィードバック制御が働くので、バースト始動直後の出力増加が抑えられ、バースト調光と振幅調光の組合せによるトータルの調光レベルの下限を引き下げることが可能となる。

（実施形態４ａ）
図１５は実施形態４の一変形例であり、図１２のランプ点灯検出部７をランプ電流による点灯検出部とした回路例を、図１６にその動作波形図を示す。ランプ電流Ｉｌａは、例えば図５のようなＩｌａ検出回路５により検出する。上述したランプ印加電圧によるランプ点灯検出部との相違点を説明する。

時刻ｔ１にランプＦＬが点灯し、ランプ電流が流れてＩｌａ検出回路５の出力がしきい値Ｉｔｈに達すると、比較器ＣＯＭＰ２の出力が反転する。このときの比較器ＣＯＭＰ２出力の立上りを検出して、ＲＳフリップフロップ（ＲＳ−ＦＦ）のリセット端子に入力し、信号ＴＭ５を“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルへと反転させている。図１５の回路でも、比較器ＣＯＭＰ２の出力がチャタリングを起こすのを防止するために、ヒステリシス特性を設けたものとしている。

以上のように、本実施形態では、バースト調光と振幅調光の組合せによるトータルの調光レベルの下限を引き下げることができる効果を奏する。

（実施形態４ｂ）
図１７は実施形態４の他の変形例であり、図１２のランプ点灯検出部７とバースト始動期間生成部８について、バースト始動期間の最大期間を設定した回路例を示している。図１８はその動作波形図である。

図１８に示すように、ＰＷＭ信号のデューティー比が１００％に近い状態で、点灯検出をＶｌａ検出によって行なう場合、バースト消灯期間でランプＦＬが完全に消え切らずにバースト始動期間に移行する可能性がある。それによってバースト始動期間でランプ印加電圧が上昇せずにランプが点灯状態になると、比較器ＣＯＭＰ２の出力が反転せず、ＲＳフリップフロップ（ＲＳ−ＦＦ）のリセット端子へ信号が入力されない。そうなると、図１３の信号ＴＭ５は常に“Ｈ”レベル、スイッチング素子Ｑｂが常にオンとなってしまい、バースト調光、振幅調光制御ともできなくなってしまう。

このような状況を回避するために、図１７では、バースト始動期間の最大期間を決める信号ＴＭ４を用い、ＲＳフリップフロップ出力である信号ＴＭ５とのＡＮＤをとることにより、ランプ点灯検出部７の出力が無い場合でも信号ＴＭ４によって点灯期間の動作に切り替わるようにしている。図１５の回路でも同様の構成を付加できることは明らかである。

なお、図１７ではＲＳフリップフロップ（ＲＳ−ＦＦ）のセット端子入力に信号ＴＭ４の立上りエッジ検出信号を用いた例を示しているが、図１３、図１５のように、ＰＷＭ信号の立上りエッジ検出信号を用いても良いことは言うまでもない。

本実施形態は、実施形態１の初期始動期間を、ランプ点灯検出信号によって点灯期間に切り替えるといったことに応用できる。本実施形態と同様に、図１の回路にランプ点灯検出部７と始動期間生成部８を設け、始動期間生成部８は信号ＴＭ２、ＴＭ３を出力してスイッチング素子Ｑｂ、Ｑｃを駆動する。この場合、ランプ点灯開始直後から振幅調光フィードバック制御が働くので、ランプがブレイクダウンする瞬間の閃光等を抑制し、光出力の変化がスムーズな調光始動を達成できるといった効果を奏する。

以上の各実施形態では、インバータ回路の出力制御としてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数を可変とする周波数制御を例示したが、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを可変とするデューティ可変制御を用いても構わない。また、インバータ回路の出力制御として、周波数制御とデューティ可変制御を併用しても構わない。

（実施形態５）
図１９は本発明の放電灯点灯装置を用いた液晶表示装置の概略構成を示す分解斜視図である。液晶パネルＬＣＰの背面（直下）にバックライトが配置されており、バックライトは、筐体２２と、この上に設置された反射板２３及び複数の放電灯２４と、その上方に設置された拡散板２５、プリズムシート等の光学シート２６とから構成されている。

また、筐体２２の背面に放電灯２４を点灯する放電灯点灯装置２１が設置されている。反射板２３は各放電灯２４の照射光を有効に前面に指向させるものである。拡散板２５は放電灯２４及び反射板２３からの光を拡散させて前面への照明光の明るさ分布を平均化する機能を有する。特に、実施形態４の放電灯点灯装置を用いれば、バースト調光と振幅調光の組合せで幅広い調光レベルの設定が可能なため、コントラスト比をより大きくすることができるといった効果を奏する。

なお、本発明の点灯装置の用途は液晶表示装置に限定されるものではなく、オフィス用や家庭用の各種の照明装置にも搭載できることは言うまでも良い。

本発明の実施形態１の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態１の動作を示す波形図である。 本発明の実施形態１の一変形例の要部構成を示す回路図である。 本発明の実施形態１の別の構成例を示す回路図である。 本発明の実施形態１の別の構成例を示す回路図である。 本発明の実施形態１の別の構成例を示す回路図である。 本発明の実施形態２の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態２の動作を示す波形図である。 本発明の実施形態３の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態３の動作を示す波形図である。 本発明の実施形態３の一変形例の要部構成を示す回路図である。 本発明の実施形態４の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態４の一部の具体回路例１を示す回路図である。 本発明の実施形態４の具体回路例１での動作を示す波形図である。 本発明の実施形態４の一部の具体回路例２を示す回路図である。 本発明の実施形態４の具体回路例２での動作を示す波形図である。 本発明の実施形態４の一部の具体回路例３を示す回路図である。 本発明の実施形態４の具体回路例３での動作を示す波形図である。 本発明の実施形態５の液晶表示装置の分解斜視図である。

符号の説明

Ｄ１ ダイオード（第１の半導体スイッチ）
Ｄ２ ダイオード（第２の半導体スイッチ）
Ｒ２ 入力抵抗（電流フィードバック用）
Ｒ６ 入力抵抗（電圧フィードバック用）
Ｒ１ 電流検出抵抗
１ ローパスフィルタ
４ Ｖｌａ検出回路
ＯＰ１ オペアンプ（誤差増幅器・加算器）
ＦＬ 蛍光ランプ

Claims (11)

1. 光源を負荷とし前記光源を点灯する点灯回路と、
   前記点灯回路の電気量を検出する複数の検出回路と、
   前記検出回路の出力を加算する加算器と、
   前記加算器の出力と第１の基準電圧とを比較し誤差信号を出力する誤差増幅器と、
   前記誤差増幅器の出力に応じて前記点灯回路の出力を変化させる制御信号発生器とを備えた点灯装置であって、
   前記加算器に第１の半導体スイッチを介して入力される第２の基準電圧を備え、前記検出回路の出力の少なくとも１つは第２の半導体スイッチを介して前記加算器に入力されることを特徴とする点灯装置。
2. 前記点灯回路は直流電圧を高周波電圧に変換し、負荷を放電灯とするインバータ回路であって、前記制御信号発生器の出力信号によって前記インバータ回路を動作させることを特徴とする請求項１記載の点灯装置。
3. 前記検出回路のうち１つは放電灯電流あるいは放電灯電力に相当する電流を検出する電流検出回路であり、もう１つは放電灯印加電圧もしくはそれに相当する電圧を検出する電圧検出回路であり、前記第２の半導体スイッチは前記電圧検出回路に接続され、放電灯を始動させるためのある一定の始動期間と、それ以降放電灯の点灯維持を行なう点灯期間を持ち、前記始動期間において前記第１の半導体スイッチをオフ、前記第２の半導体スイッチをオンし、前記点灯期間において前記第１の半導体スイッチをオン、前記第２の半導体スイッチをオフすることを特徴とする請求項２記載の点灯装置。
4. 放電灯が点灯したことを検出する放電灯点灯検出回路部と、前記放電灯点灯検出回路部の出力信号を入力して前記始動期間の長さを決定する始動期間生成部を備え、前記始動期間生成部の出力によって少なくとも前記第１の半導体スイッチのオン／オフを制御することを特徴とする請求項３記載の点灯装置。
5. 前記検出回路のうち１つは負荷電流あるいは負荷電力に相当する電流を検出する電流検出回路であり、もう１つは負荷印加電圧もしくはそれに相当する電圧を検出する電圧検出回路であり、前記第２の半導体スイッチは前記電圧検出回路に接続され、負荷印加電圧もしくはそれに相当する電圧と所定の閾値とを比較する比較器を備え、前記負荷印加電圧もしくはそれに相当する電圧が前記所定の閾値よりも低いときは前記第１の半導体スイッチをオン、前記第２の半導体スイッチをオフし、前記負荷印加電圧もしくはそれに相当する電圧が前記所定の閾値以上となったときに前記第１の半導体スイッチをオフ、前記第２の半導体スイッチをオンに切り替えることを特徴とする請求項１記載の点灯装置。
6. 前記検出回路のうち１つは放電灯電流あるいは放電灯電力に相当する電流を検出する電流検出回路であり、もう１つは放電灯印加電圧もしくはそれに相当する電圧を検出する電圧検出回路であり、前記第２の半導体スイッチは前記電圧検出回路に接続され、前記第２の基準電圧にバースト調光における点灯期間と消灯期間を決めるＰＷＭ信号が入力され、前記バースト消灯期間終了後の前記バースト点灯期間のある一定期間をバースト始動期間として、前記バースト始動期間において前記第１の半導体スイッチをオフ、前記第２の半導体スイッチをオンし、バースト始動期間終了後のバースト点灯期間において前記第１の半導体スイッチをオン、前記第２の半導体スイッチをオフし、前記バースト始動期間終了後のバースト点灯期間において前記第２の基準電圧は調光のための変化範囲を持ち、前記バースト消灯期間において前記第２の基準電圧を前記変化範囲よりも高い電圧に切り替えることを特徴とする請求項２記載の点灯装置。
7. 放電灯が点灯したことを検出する放電灯点灯検出回路部と、前記放電灯点灯検出回路部の出力信号を入力して前記バースト始動期間の時間を決定する始動期間生成部を備え、前記始動期間生成部の出力によって少なくとも前記第１の半導体スイッチのオン／オフを制御することを特徴とする請求項６記載の点灯装置。
8. 前記誤差増幅器及び加算器はオペアンプを含んで構成され、前記検出回路のそれぞれの出力は個別の入力抵抗を介して前記オペアンプの反転入力端子に接続され、前記オペアンプの出力を前記反転入力端子に帰還するコンデンサを含む帰還回路を備え、前記第２の半導体スイッチは前記入力抵抗と直列に接続されたダイオードと、前記ダイオードのアノードと回路の基準電位間に設けられたスイッチング素子により構成されることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の点灯装置。
9. 前記制御信号発生器は前記点灯回路の動作周波数を変化させるＶ−ｆ変換器であって、前記Ｖ−ｆ変換器はＶ−Ｉ変換器とＩ−ｆ変換器とで構成され、Ｖ−Ｉ変換器はＩ−ｆ変換器の基準電圧端子と前記オペアンプの出力間に抵抗器を接続した構成とし、この抵抗器に流れる電流をＩ−ｆ変換器に入力したことを特徴とする請求項８記載の点灯装置。
10. 請求項１〜９のいずれかに記載の点灯装置を含んでなる照明装置。
11. 請求項１〜９のいずれかに記載の点灯装置を含んでなる液晶表示装置。

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