JP2010041846A - Control device for two-phase ac rotary machine - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、電力変換部により回転駆動される二相交流回転機の制御装置に関するものである。 The present invention relates to a control device for a two-phase AC rotating machine that is rotationally driven by a power converter.
二相交流回転機の制御装置は、二相交流回転機における二つの巻線それぞれの一端を接続した結合点と、二つの巻線それぞれの他端とを、三相インバータに接続している。従来の二相交流回転機の制御装置では、三相インバータにより二相交流回転機が必要とする二相交流電流が流れるように制御する手段を備えることによって、三相インバータで二相交流回転機の駆動をしていた（例えば、特許文献１参照）。 In the control device for a two-phase AC rotating machine, a coupling point where one end of each of two windings in the two-phase AC rotating machine is connected and the other end of each of the two windings are connected to a three-phase inverter. In the conventional control device for a two-phase AC rotating machine, the three-phase inverter is equipped with a means for controlling the two-phase AC current required for the two-phase AC rotating machine to flow. (For example, refer to Patent Document 1).
また、同様な構成で、二相交流回転機における二つの巻線それぞれの一端を接続した結合点の電圧が、周期的に（電圧位相が０〜２π／６，５π／６〜８π／６，１１π／６〜２π[rad]の区間）一定レベルを取るように三相インバータを制御していた。この制御により、結合点に接続しているスイッチング回路で消費する電力を抑制していた（例えば、特許文献２参照）。 In addition, with the same configuration, the voltage at the coupling point connecting one end of each of the two windings in the two-phase AC rotating machine is periodically (voltage phase is 0 to 2π / 6, 5π / 6 to 8π / 6, The section of 11π / 6 to 2π [rad]) was controlling the three-phase inverter to take a certain level. By this control, the power consumed by the switching circuit connected to the coupling point is suppressed (see, for example, Patent Document 2).
三相インバータで二相交流回転機を駆動する従来の制御装置にあっては、二相交流回転機に印加できる最大電圧は、直流電圧源が供給する直流電圧値を大きく下回るという問題点があった。本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、より高い電圧を二相交流回転機に印加できる二相交流回転機の制御装置を得ることを目的としている。 In the conventional control device that drives a two-phase AC rotating machine with a three-phase inverter, there is a problem that the maximum voltage that can be applied to the two-phase AC rotating machine is significantly lower than the DC voltage value supplied by the DC voltage source. It was. The present invention has been made to solve such problems, and an object of the present invention is to obtain a control device for a two-phase AC rotating machine that can apply a higher voltage to the two-phase AC rotating machine.
本発明に係る二相交流回転機の制御装置は、二相交流回転機の第１の巻線の一端と接続する第１のアームと、二相交流回転機の第２の巻線の一端と接続する第２のアームと、第１及び第２の巻線の他端を結んだ結合端と接続する第３のアームとをする電力変換部と、キャリア周期の半周期と二相交流回転機に印加すべき電圧を示す線間電圧指令とに基づいて、第１のアームに設けられたスイッチング素子を制御するための第１の制御信号、第２のアームに設けられたスイッチング素子を制御するための第２の制御信号、及び第３のアームに設けられたスイッチング素子を制御するための第３の制御信号を生成し、各々の制御信号を電力変換部に出力するスイッチング信号演算部とを備え、スイッチング信号演算部は、線間電圧指令の基本波周期の間に少なくとも１回はキャリア周期よりも長い間信号レベルが固定される２値信号を、少なくとも第１または第２の制御信号の一方として出力するものである。 The control device for a two-phase AC rotating machine according to the present invention includes a first arm connected to one end of the first winding of the two-phase AC rotating machine, and one end of the second winding of the two-phase AC rotating machine. A power conversion unit having a second arm to be connected and a third arm to be connected to a coupling end connecting the other ends of the first and second windings, a half cycle of the carrier cycle, and a two-phase AC rotating machine The first control signal for controlling the switching element provided in the first arm and the switching element provided in the second arm are controlled based on a line voltage command indicating a voltage to be applied to the first arm. A second control signal for generating a second control signal and a third control signal for controlling the switching element provided in the third arm, and outputting each control signal to the power conversion unit, The switching signal calculation unit is the fundamental frequency of the line voltage command. At least once during the binary signal long signal level than the carrier period is fixed, and outputs it as at least one of the first or second control signal.
本発明によれば、線間電圧指令の基本波周期の間に少なくとも１回はキャリア周期よりも長い間信号レベルが固定される２値信号を、少なくとも第１または第２の制御信号の一方として出力するため、従来より高い電圧を二相交流回転機に印加でき、電圧利用率を向上することができる、といった従来にない顕著な効果を奏するものである。 According to the present invention, a binary signal whose signal level is fixed at least once during the fundamental wave period of the line voltage command is longer than the carrier period, as at least one of the first or second control signals. In order to output, a voltage higher than before can be applied to the two-phase AC rotating machine, and the voltage utilization rate can be improved.
実施の形態１．
本発明の実施の形態１について図面を参照して説明する。図１は本発明の実施の形態１による二相交流回転機の制御装置を示す構成図である。以下の各実施の形態において、図中、図１と同一符号は、同一又は相当の構成を示す。本実施の形態１における二相交流回転機の制御装置は、電力変換部１とスイッチング信号演算部１０とを備えている。
電力変換部１は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の３つのアームを備えている。第１のアームであるＵ相アームは、直列接続した２つのスイッチング素子２，３を設けている。同様に、第２のアームであるＶ相アームは、直列接続した２つのスイッチング素子４，５を設けており、第３のアームであるＷ相アームは、直列接続した２つのスイッチング素子６，７を設けている。スイッチング素子２〜７がオンオフすることにより、電力変換部１は直流電圧源８の直流電圧を交流電圧に変換して二相交流回転機９へ出力する。
The
二相交流回転機９は、第１及び第２の巻線と、３つの端子ａ，ｂ，ｃとを備えている。第１の巻線の一端である端子ａは、電力変換部１のＵ相アームに接続している。第２の巻線の一端である端子ｂは、電力変換部１のＶ相アームに接続している。第１の巻線の他端と第２の巻線の他端とを結んだ結合部に接続している端子ｃは、電力変換部１のＷ相アームに接続している。
The two-phase AC rotating machine 9 includes first and second windings and three terminals a, b, and c. A terminal a which is one end of the first winding is connected to the U-phase arm of the
スイッチング信号演算部１０は、スイッチング素子２〜７をオンオフするための制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを電力変換部１に出力する。第１の制御信号である制御信号ＳｕはＵ相アームのスイッチング素子２，３のオンオフを制御するための２値信号である。第２の制御信号である制御信号ＳｖはＶ相アームのスイッチング素子４，５のオンオフを制御するための２値信号であり、第３の制御信号である制御信号ＳｗはＷ相アームのスイッチング素子６，７のオンオフを制御するための２値信号である。
The switching
制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗは、第１及び第２の線間電圧指令である線間電圧指令Ｖac*及びＶbc*と所定の周期Ｔhcとに基づいて、スイッチング信号演算部１０により生成される。なお、線間電圧指令Ｖac*は、端子ｃに対する端子ａの電圧で、二相交流回転機９の第１の巻線に印加すべき電圧を示している。また、線間電圧指令Ｖbc*は、端子ｃに対する端子ｂの電圧で、二相交流回転機９の第２の巻線に印加すべき電圧を示している。
The control signals Su, Sv, Sw are generated by the switching
電力変換部１は、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗに基づいて、次のようにスイッチング素子２〜７をオンオフする。制御信号Ｓｕがハイレベルの場合は、Ｕ相アームにおいて、スイッチング素子２をオンするとともにスイッチング素子３をオフにする。また、制御信号Ｓｕがローレベルの場合は、Ｕ相アームにおいて、スイッチング素子２をオフするとともにスイッチング素子３をオンにする。同様に、制御信号Ｓｖがハイレベルの場合は、Ｖ相アームにおいて、スイッチング素子４をオンするとともにスイッチング素子５をオフにする。また、制御信号Ｓｖがローレベルの場合は、Ｖ相アームにおいて、スイッチング素子４をオフするとともにスイッチング素子５をオンにする。同様に、制御信号Ｓｗがハイレベルの場合は、Ｗ相アームにおいて、スイッチング素子６をオンするとともにスイッチング素子７をオフにする。また、制御信号Ｓｗがローレベルの場合は、Ｗ相アームにおいて、スイッチング素子６をオフするとともにスイッチング素子７をオンにする。
The
図２は本発明の実施の形態１における二相交流回転機９の線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabを示す波形図である。以下の各実施の形態において、端子ｃに対する端子ａの電圧を線間電圧Ｖac、端子ｃに対する端子ｂの電圧を線間電圧Ｖbc、端子ｂに対する端子ａの電圧を線間電圧Ｖabとそれぞれ定義する。
FIG. 2 is a waveform diagram showing line voltages Vac, Vbc, Vab of the two-phase AC rotating machine 9 according to
図２は線間電圧Ｖac，Ｖbcの波高値がそれぞれ２００Ｖ、即ち、実効値が１４１Ｖの場合の位相と電位の関係を示している。線間電圧Ｖacの位相は、線間電圧Ｖbcの位相に対して９０度進みとなっている。なお、線間電圧Ｖabは線間電圧Ｖacから線間電圧Ｖbcを減算することで得ることができる。線間電圧Ｖabの振幅は、線間電圧Ｖac及び線間電圧Ｖbcの振幅よりも√２倍大きく、線間電圧Ｖabの位相は、線間電圧Ｖacの位相に対して４５度進みである。 FIG. 2 shows the relationship between the phase and the potential when the peak values of the line voltages Vac and Vbc are 200V, that is, the effective value is 141V. The phase of the line voltage Vac is advanced by 90 degrees with respect to the phase of the line voltage Vbc. The line voltage Vab can be obtained by subtracting the line voltage Vbc from the line voltage Vac. The amplitude of the line voltage Vab is √2 times larger than the amplitude of the line voltage Vac and the line voltage Vbc, and the phase of the line voltage Vab is 45 degrees ahead of the phase of the line voltage Vac.
図３は図２に示す線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabの振幅を示す波形図である。図３は、図２に示す線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabの絶対値をそれぞれプロットしたものである。位相が９０度〜１８０度、２７０度〜３６０度となる区間で、線間電圧Ｖabの振幅が２００Ｖを越えており、位相が１３５度と３１５度のとき、線間電圧Ｖabの振幅は最大値２８２Ｖとなる。電力変換部１が出力可能な線間電圧Ｖab，Ｖbc，Ｖacの最大値は、直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcである。よって、電力変換部１が図３に示す線間電圧Ｖabを二相交流回転機９に出力するためには、直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcが２８２Ｖ以上であることを必要とする。
FIG. 3 is a waveform diagram showing the amplitudes of the line voltages Vac, Vbc and Vab shown in FIG. FIG. 3 is a plot of the absolute values of the line voltages Vac, Vbc, Vab shown in FIG. When the phase is 90 degrees to 180 degrees, 270 degrees to 360 degrees, the amplitude of the line voltage Vab exceeds 200 V, and when the phase is 135 degrees and 315 degrees, the amplitude of the line voltage Vab is the maximum value. 282V. The maximum value of the line voltages Vab, Vbc, Vac that can be output by the
図４は本発明の実施の形態１における二相交流回転機９の線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabを示す波形図である。図４は線間電圧Ｖac，Ｖbcの波高値がそれぞれ２８２Ｖ、即ち、実効値が２００Ｖの場合の位相と電位の関係を示している。図５は図４に示す線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabの振幅を示す波形図である。
FIG. 4 is a waveform diagram showing line voltages Vac, Vbc, Vab of the two-phase AC rotating machine 9 according to
図５において、位相が９０度〜１８０度、２７０度〜３６０度となる区間で、線間電圧Ｖabの振幅が２８２Ｖを越えており、位相が１３５度と３１５度のとき、線間電圧Ｖabの振幅は最大値４００Ｖとなる。上述したように、電力変換部１が出力可能な線間電圧Ｖab，Ｖbc，Ｖacの最大値は、直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcである。よって、電力変換部１が図５に示す線間電圧Ｖabを二相交流回転機９に出力するためには、直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcが４００Ｖ以上であることを必要とする。
In FIG. 5, the amplitude of the line voltage Vab exceeds 282 V in the section where the phase is 90 degrees to 180 degrees, 270 degrees to 360 degrees, and when the phase is 135 degrees and 315 degrees, the line voltage Vab The amplitude has a maximum value of 400V. As described above, the maximum value of the line voltages Vab, Vbc, Vac that can be output by the
直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcよりも、二相交流回転機９に供給しようとする線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabの振幅が大きい場合、電力変換部１は所望の線間電圧Ｖab，Ｖbc，Ｖacを二相交流回転機９に供給できない。例えば、直流電圧値が２８２Ｖの直流電圧源８を用いて、図４に示す線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabを二相交流回転機９に供給しようとする場合は、電力変換部１は２８２Ｖ以上の振幅となる電圧を供給することができないため、所望の線間電圧Ｖabを供給することができない。
When the amplitude of the line voltages Vac, Vbc, Vab to be supplied to the two-phase AC rotating machine 9 is larger than the DC voltage value Vdc of the
換言すると、直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcが２８２Ｖである場合は、位相が９０度〜１８０度、２７０度〜３６０度となる区間において、電力変換部１は所望の線間電圧Ｖabを出力することができない。しかし、より大きな振幅の線間電圧Ｖabを得ようとするのであれば、位相が９０度〜１８０度、２７０度〜３６０度となる区間で線間電圧Ｖabの振幅が直流電圧源８の直流電圧値２８２Ｖと等しくなるようにすれば良い。以下の各実施の形態では、直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcが２８２Ｖである場合を例として説明する。
In other words, when the DC voltage value Vdc of the
線間電圧Ｖabを＋２８２Ｖになるように出力するためには、第１の巻線の端子ａに接続したＵ相アームに設けたスイッチング素子２をオン、スイッチング素子３をオフするとともに、第２の巻線の端子ｂに接続したＶ相アームに設けたスイッチング素子４をオフ、スイッチング素子５をオンすれば良い。また、線間電圧Ｖabを−２８２Ｖになるように出力するためには、第１の巻線の端子ａに接続したＵ相アームに設けたスイッチング素子２をオフ、スイッチング素子３をオンするとともに、第２の巻線の端子ｂに接続したＶ相アームに設けたスイッチング素子４をオン、スイッチング素子５をオフすれば良い。
In order to output the line voltage Vab to +282 V, the switching
図６は本発明の実施の形態１におけるスイッチング信号演算部１０を示す構成図である。以下の各実施の形態において、図中、図６と同一符号は、同一又は相当の構成を示す。スイッチング信号演算部１０は、外部から入力される線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*及びキャリア周期の半周期Ｔhc（以下、キャリア半周期Ｔhcと記す。）に基づき、スイッチング素子２〜７のオンオフを制御するための制御信号Ｓu、Ｓｖ、Ｓｗを生成する。記憶器１１は、予め記憶した直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcを出力する。なお、本実施の形態１では、記憶器１１により直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcの値を出力するようにしているが、記憶器１１の代わりに、直流電圧源８が出力する電圧を検出する電圧検出器により直流電圧値Ｖdcを出力するようにしても良い。
FIG. 6 is a configuration diagram showing the switching
相電圧指令演算器１２は、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*と記憶器１１から得た直流電圧値Ｖdcとに基づいて、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を算出する。第１の相電圧指令である相電圧指令Ｖa*は、二相交流回転機９の端子ａに印加すべき電位を示している。同様に、第２の相電圧指令である相電圧指令Ｖb*は、二相交流回転機９の端子ｂに印加すべき電位を示しており、第３の相電圧指令である相電圧指令Ｖc*は、二相交流回転機９の端子ｃに印加すべき電位を示している。線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*と相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*との間には次式の関係が成り立つ。
The phase
図７は本発明の実施の形態１における相電圧指令演算器１２を示す構成図である。以下の各実施の形態において、図中、図７と同一符号は、同一又は相当の構成を示す。最大値演算器２０は、入力された３つの値である「線間電圧指令Ｖac*」、「線間電圧指令Ｖbc*」及び「０」の中から最大となる値を出力する。最小値演算器２１は、入力された３つの値である「線間電圧指令Ｖac*」、「線間電圧指令Ｖbc*」及び「０」の中から最小となる値を出力する。加減算器２２は、最大値演算器２０の出力と最小値演算器２１の出力との和から記憶器１１が出力する直流電圧値Ｖdcを減算した結果を増幅器２３へ出力する。増幅器２３は、加減算器２２の出力を−０．５倍した値を相電圧指令Ｖc*として出力する。加算器２４は線間電圧指令Ｖac*と相電圧指令Ｖc*とを加算し、その結果を相電圧指令Ｖa*として出力する。同様に、加算器２５は線間電圧指令Ｖbc*と相電圧指令Ｖc*とを加算し、その結果を相電圧指令Ｖb*として出力する。
FIG. 7 is a configuration diagram showing the phase
キャリア信号発生器１３は、記憶器１１から得た直流電圧値Ｖdcと所定の周期Ｔhcとに基づいて、最小値が０、最大値がＶdcで、キャリア半周期がＴhcとなる三角波をキャリア信号αcとして出力する。図８は本発明の実施の形態１におけるキャリア信号αcを示す波形図である。図８中、Ｔcはキャリア周期を示している。なお、本実施の形態１ではキャリア信号αcが図８に示すような三角波である場合を扱うので、キャリア信号発生器１３として三角波発生器を適用している。しかし、キャリア信号は三角波に限られたものではなく、ノコギリ波や逆ノコギリ波などを用いても良く、キャリア信号発生器１３として、三角波発生器の代わりに、ノコギリ波や逆ノコギリ波などを出力するものを使用しても良い。
The
コンパレータ１４は、相電圧指令Ｖa*とキャリア信号αcとを比較し、制御信号Ｓｕを出力する。コンパレータ１４は、相電圧指令Ｖa*がキャリア信号αcより大きい場合は、制御信号Ｓｕとしてハイレベルを出力し、相電圧指令Ｖa*がキャリア信号αcより小さい場合は、制御信号Ｓｕとしてローレベルを出力する。同様に、コンパレータ１５は相電圧指令Ｖb*とキャリア信号αcとを比較し、制御信号Ｓｖを出力する。コンパレータ１５は、相電圧指令Ｖb*がキャリア信号αcより大きい場合は、制御信号Ｓｖとしてハイレベルを出力し、相電圧指令Ｖb*がキャリア信号αcより小さい場合は、制御信号Ｓｖとしてローレベルを出力する。同様に、コンパレータ１６は相電圧指令Ｖc*とキャリア信号αcとを比較し、制御信号Ｓｗを出力する。コンパレータ１６は、相電圧指令Ｖc*がキャリア信号αcより大きい場合は、制御信号Ｓｗとしてハイレベルを出力し、相電圧指令Ｖc*がキャリア信号αcより小さい場合は、制御信号Ｓｗとしてローレベルを出力する。
The
図９は本発明の実施の形態１における相電圧指令演算器１２が出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を示す波形図である。図９は、スイッチング信号演算部１０に入力される線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*がそれぞれ図４に示す線間電圧Ｖac，Ｖbcに等しい（波高値が２８２Ｖ、即ち、実効値が２００Ｖ）場合の相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を示している。
FIG. 9 is a waveform diagram showing phase voltage commands Va *, Vb *, and Vc * output from the phase
図１０は本発明の実施の形態１における相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αcとの関係を示す波形図である。図１０(ａ)は、図９に示す相電圧指令Ｖa*とキャリア信号αcとの関係を示している。同様に、図１０(ｂ)は、図９に示す相電圧指令Ｖb*とキャリア信号αcとの関係を示しており、図１０(ｃ)は図９に示す相電圧指令Ｖc*とキャリア信号αcとの関係を示している。図１１は本発明の実施の形態１における制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示す波形図である。図１１(ａ)は制御信号Ｓｕを、図１１(ｂ)は制御信号Ｓｖを、図１１(ｃ)は制御信号Ｓｗをそれぞれ示している。図１１中、”Ｈ”はハイレベルを、”Ｌ”はローレベルを示している。
FIG. 10 is a waveform diagram showing the relationship between the phase voltage commands Va *, Vb *, Vc * and the carrier signal αc in the first embodiment of the present invention. FIG. 10A shows the relationship between the phase voltage command Va * and the carrier signal αc shown in FIG. Similarly, FIG. 10B shows the relationship between the phase voltage command Vb * and the carrier signal αc shown in FIG. 9, and FIG. 10C shows the phase voltage command Vc * and the carrier signal αc shown in FIG. Shows the relationship. FIG. 11 is a waveform diagram showing the control signals Su, Sv, Sw in
図９において、位相が０度から９０度の範囲では、相電圧指令Ｖa*は０とＶdcとの間の値となっている。キャリア信号αcは最小値が０、最大値がＶdcで、キャリア半周期がＴhcの三角波である。このため、図１０(ａ)に示すように、位相が０度から９０度の範囲では、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖa*との大小関係が入れ替わる。その結果、コンパレータ１４はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｕをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。従って、制御信号Ｓｕは、図１１(ａ)に示すように、位相が０度から９０度の範囲においてキャリア半周期Ｔhcの間に一度、信号レベルが反転する。なお、「キャリア半周期Ｔhcの間に一度、信号レベルが反転する」とは、一定周期（即ち、キャリア半周期Ｔhc）毎に等間隔で信号レベルが反転することを意味するのではなく、キャリア半周期Ｔhcの間のどこかの時点で一度、信号レベルが反転することを意味する。
In FIG. 9, the phase voltage command Va * is a value between 0 and Vdc when the phase is in the range of 0 to 90 degrees. The carrier signal αc is a triangular wave having a minimum value of 0, a maximum value of Vdc, and a carrier half cycle of Thc. For this reason, as shown in FIG. 10A, when the phase is in the range of 0 to 90 degrees, the magnitude relationship between the carrier signal αc and the phase voltage command Va * is switched once during the carrier half cycle Thc. As a result, the
同様に、位相が０度から９０度の範囲では、相電圧指令Ｖb*も０とＶdcとの間の値となっている。このため、図１０(ｂ)に示すように、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖb*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度、入れ替わる。その結果、コンパレータ１５はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｖをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。従って、制御信号Ｓｖは、図１１(ｂ)に示すように、位相が０度から９０度の範囲においてキャリア半周期Ｔhcの間に一度、信号レベルが反転する。
Similarly, when the phase is in the range of 0 degrees to 90 degrees, the phase voltage command Vb * is also a value between 0 and Vdc. For this reason, as shown in FIG. 10 (b), the magnitude relationship between the carrier signal αc and the phase voltage command Vb * is switched once during the carrier half cycle Thc. As a result, the
同様に、位相が０度から９０度の範囲では、相電圧指令Ｖc*も０とＶdcとの間の値となっている。このため、図１０(ｃ)に示すように、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖc*との大小関係がＴhcの間に一度、入れ替わる。その結果、コンパレータ１６はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｗをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。従って、制御信号Ｓｗは、図１１(ｃ)に示すように、位相が０度から９０度の範囲においてキャリア半周期Ｔhcの間に一度、信号レベルが反転する。
Similarly, when the phase is in the range of 0 degrees to 90 degrees, the phase voltage command Vc * is also a value between 0 and Vdc. For this reason, as shown in FIG. 10C, the magnitude relationship between the carrier signal αc and the phase voltage command Vc * is switched once between Thc. As a result, the
一方、位相が９０度から１８０度の範囲では、相電圧指令Ｖa*は０より小さい値であるが、キャリア信号αcは０以上であるため、常に相電圧指令Ｖa*の方がキャリア信号αcよりも小さい。このため、コンパレータ１４は、位相が９０度から１８０度の範囲では、キャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｕをローレベルにする（図１１(ａ)参照）。
On the other hand, when the phase is in the range of 90 degrees to 180 degrees, the phase voltage command Va * is a value smaller than 0. However, since the carrier signal αc is 0 or more, the phase voltage command Va * is always greater than the carrier signal αc. Is also small. For this reason, the
また、位相が９０度から１８０度の範囲では、相電圧指令Ｖb*はＶdcより大きな値であり、キャリア信号αcはＶdc以下であるため、常に相電圧信号Ｖb*の方がキャリア信号αcよりも大きい。このため、コンパレータ１５は、位相が９０度から１８０度の範囲では、キャリア信号αｃの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｖをハイレベルにする（図１１(ｂ)参照）。
In addition, in the phase range of 90 degrees to 180 degrees, the phase voltage command Vb * is a value larger than Vdc, and the carrier signal αc is equal to or lower than Vdc. Therefore, the phase voltage signal Vb * is always higher than the carrier signal αc. large. Therefore, the
しかしながら、位相が９０度から１８０度の範囲においても、相電圧指令Ｖc*は０とＶdcの間の値となっており、位相が０度から９０度の範囲の場合と同様に、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖc*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度、入れ替わる。その結果、コンパレータ１６は、位相が９０度から１８０度の範囲においても、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｗをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する（図１１(ｃ)参照）。
However, even when the phase is in the range of 90 to 180 degrees, the phase voltage command Vc * is a value between 0 and Vdc, and the carrier signal αc is the same as in the case where the phase is in the range of 0 to 90 degrees. And the phase voltage command Vc * are switched once during the carrier half cycle Thc. As a result, the
図９に示すように、位相が１８０度から２７０度の範囲では、位相が０度から９０度の範囲と同様に、相電圧指令Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*ともに０とＶdcとの間の値となっている。このため、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度、入れ替わる（図１０(ａ)〜(ｃ)参照）。その結果、位相が１８０度から２７０度の範囲では、コンパレータ１４〜１６は、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗそれぞれの信号レベルを反転させて出力する（図１１(ａ)〜(ｃ)参照）。
As shown in FIG. 9, when the phase is in the range of 180 degrees to 270 degrees, the phase voltage commands Va *, Vb *, and Vc * are between 0 and Vdc, as in the range of the phase from 0 degrees to 90 degrees. It is a value. Therefore, the magnitude relationship between the carrier signal αc and the phase voltage commands Va *, Vb *, Vc * is switched once during the carrier half cycle Thc (see FIGS. 10A to 10C). As a result, when the phase is in the range of 180 degrees to 270 degrees, the
位相が２７０度から３６０度の範囲では、図９に示すように、常に相電圧指令Ｖa*の方がキャリア信号αcよりも大きくなっている。このため、コンパレータ１４は、位相が２７０度から３６０度の範囲では、キャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｕをハイレベルにする（図１１(ａ)参照）。
In the range of the phase from 270 degrees to 360 degrees, the phase voltage command Va * is always larger than the carrier signal αc, as shown in FIG. For this reason, the
また、位相が２７０度から３６０度の範囲では、常に相電圧指令Ｖb*の方がキャリア信号αcよりも小さくなっている。このため、コンパレータ１５は、位相が２７０度から３６０度の範囲では、キャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｖをローレベルにする（図１１(ｂ)参照）。
Moreover, in the range of 270 degrees to 360 degrees, the phase voltage command Vb * is always smaller than the carrier signal αc. For this reason, the
一方、位相が２７０度から３６０度の範囲においても、相電圧指令Ｖc*は０とＶdcとの間の値となっており、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖc*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度、入れ替わる。その結果、コンパレータ１６はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｗをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する（図１１(ｃ)参照）。
On the other hand, even in the phase range of 270 to 360 degrees, the phase voltage command Vc * is a value between 0 and Vdc, and the magnitude relationship between the carrier signal αc and the phase voltage command Vc * is a carrier half cycle. Swap once during Thc. As a result, the
なお、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する場合は、キャリア半周期Ｔhcの２倍であるキャリア周期Ｔcよりも長い間、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗが同一レベル（ハイレベルまたはローレベル）の状態を継続することはない。また、キャリア信号αｃの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｕ，Ｓｖの信号レベルをハイレベル、若しくはローレベルにする場合は、キャリア周期Ｔcよりも長い間、制御信号Ｓｕ，Ｓｖが同一レベルの状態を継続する。 When the control signals Su, Sv, Sw are changed from the high level to the low level or from the low level to the high level once during the carrier half cycle Thc, the carrier cycle Tc which is twice the carrier half cycle Thc. For a longer time, the control signals Su, Sv, Sw do not continue to be at the same level (high level or low level). When the signal level of the control signals Su and Sv is set to the high level or the low level regardless of the instantaneous value of the carrier signal αc, the control signals Su and Sv are in the same level for a longer period than the carrier cycle Tc. Continue.
線間電圧指令Ｖac*と線間電圧指令Ｖbc*との差で表される線間電圧指令Ｖab*の波高値が、直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcの所定倍率Ｋを超える場合、スイッチング信号演算部１０は、少なくとも制御信号Ｓｕまたは制御信号Ｓｖの一方を次のように生成する。少なくとも制御信号Ｓｕまたは制御信号Ｓｖの一方は、ハイレベル固定またはローレベル固定の期間がキャリア周期Ｔcより長くなることが、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*,Ｖab*の基本波周期の間に２回以上ある。ここで、所定倍率Ｋは０＜Ｋ≦１を満たす値である。
When the peak value of the line voltage command Vab * represented by the difference between the line voltage command Vac * and the line voltage command Vbc * exceeds a predetermined magnification K of the DC voltage value Vdc of the
同様に、線間電圧指令Ｖab*の波高値の替わりに線間電圧指令Ｖab*の実効値を用いて表現すると、上述の所定倍率Ｋは、０＜Ｌ≦１／√２を満たす所定倍率Ｌに置き換えられる。即ち、線間電圧指令Ｖab*の実効値が直流電圧値Ｖdcの所定倍率Ｌ（０＜Ｌ≦１／√２）を超える場合、少なくとも制御信号Ｓｕまたは制御信号Ｓｖの一方は、ハイレベル固定またはローレベル固定の期間がキャリア周期Ｔcより長くなることが、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*,Ｖab*の基本波周期の間に２回以上ある。 Similarly, when expressed using the effective value of the line voltage command Vab * instead of the peak value of the line voltage command Vab *, the predetermined magnification K described above satisfies the predetermined magnification L satisfying 0 <L ≦ 1 / √2. Is replaced by That is, when the effective value of the line voltage command Vab * exceeds a predetermined magnification L (0 <L ≦ 1 / √2) of the DC voltage value Vdc, at least one of the control signal Su or the control signal Sv is fixed at a high level or The low-level fixed period becomes longer than the carrier cycle Tc between the fundamental wave cycles of the line voltage commands Vac *, Vbc *, and Vab * at least twice.
線間電圧指令Ｖac*と線間電圧指令Ｖbc*との振幅比が１：１である場合、即ち第１の巻線と第２の巻線との巻数比が１である場合は、線間電圧指令Ｖac*の実効値及び線間電圧指令Ｖbc*の実効値はともに、線間電圧指令Ｖab*の実効値に対して１／√２倍となる。従って、第１の巻線と第２の巻線との巻数比が１である場合は、線間電圧指令Ｖab*の波高値の替わりに線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の実効値を用いて表現することができる。この場合、上述の所定倍率Ｌは、０＜Ｍ≦１／２を満たす所定倍率Ｍに置き換えられる。即ち、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の実効値が直流電圧値Ｖdcの所定倍率Ｍ（０＜Ｍ≦１／２）を超える場合、少なくとも制御信号Ｓｕまたは制御信号Ｓｖの一方は、ハイレベル固定またはローレベル固定の期間がキャリア周期Ｔcより長くなることが、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*,Ｖab*の基本波周期の間に２回以上ある。 When the amplitude ratio between the line voltage command Vac * and the line voltage command Vbc * is 1: 1, that is, when the turns ratio between the first winding and the second winding is 1, The effective value of the voltage command Vac * and the effective value of the line voltage command Vbc * are both 1 / √2 times the effective value of the line voltage command Vab *. Therefore, when the turn ratio of the first winding and the second winding is 1, the effective values of the line voltage commands Vac * and Vbc * are used instead of the peak value of the line voltage command Vab *. Can be expressed. In this case, the predetermined magnification L described above is replaced with a predetermined magnification M that satisfies 0 <M ≦ 1/2. That is, when the effective value of the line voltage commands Vac * and Vbc * exceeds a predetermined magnification M (0 <M ≦ 1/2) of the DC voltage value Vdc, at least one of the control signal Su or the control signal Sv is at a high level. The fixed or low level fixed period may be longer than the carrier period Tc twice or more between the fundamental wave periods of the line voltage commands Vac *, Vbc *, and Vab *.
なお、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期とは、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の位相が３６０度変化する１周期と定義する。なお、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期は全て同じ長さである。 The fundamental wave period of the line voltage commands Vac *, Vbc *, Vab * is defined as one period in which the phase of the line voltage commands Vac *, Vbc *, Vab * changes 360 degrees. The fundamental wave periods of the line voltage commands Vac *, Vbc *, Vab * are all the same length.
図１１(ａ),(ｂ)は、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*,Ｖab*の基本波周期の間に、制御信号Ｓｕ，Ｓｖがハイレベル固定またはローレベル固定となる期間が２回ある場合の例を示しているが、この回数に限られたものではなく、３回以上であっても良い。 FIGS. 11A and 11B show that the control signals Su and Sv are fixed at a high level or fixed at a low level twice during the fundamental wave period of the line voltage commands Vac *, Vbc *, and Vab *. Although an example in a certain case is shown, it is not limited to this number of times, and may be three or more times.
図１２は本発明の実施の形態１における電力変換部１が出力する線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabを示す波形図である。スイッチング信号演算部１０に、図４に示す線間電圧Ｖac，Ｖbcに等しい線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*を入力した場合、電力変換部１が出力する線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabはそれぞれ図１２に示すような波形となる。図１２に示すように、位相が９０度から１８０度の範囲において、線間電圧Ｖabは−２８２Ｖで一定となっており、位相が２７０度から３６０度の範囲において、線間電圧Ｖabは２８２Ｖで一定となっている。電力変換部１が所望の線間電圧Ｖabを出力できない区間（即ち、位相が９０度から１８０度、及び２７０度から３６０度の範囲）において、電力変換部１は出力可能な最大の電圧値、即ち直流電圧源８の直流電圧値Ｖdc（２８２Ｖ）を線間電圧Ｖabの振幅として出力している。
FIG. 12 is a waveform diagram showing line voltages Vac, Vbc, Vab output from
従来の二相交流回転機の制御装置では、二相交流回転機における二つの巻線それぞれの他端を共通に接続した端子ｃの電圧を制御する制御信号Ｓｗが、周期的に同一レベルに固定されるようにしていた。しかし、より高い電圧を二相交流回転機９に印加するためには、制御信号Ｓｗではなく、制御信号ＳｕまたはＳｖが周期的に同一レベルに固定されるようにすると良い。 In the conventional control device for a two-phase AC rotating machine, the control signal Sw for controlling the voltage at the terminal c, which is commonly connected to the other ends of the two windings in the two-phase AC rotating machine, is periodically fixed at the same level. I was supposed to be. However, in order to apply a higher voltage to the two-phase AC rotating machine 9, it is preferable that the control signal Su or Sv is periodically fixed at the same level instead of the control signal Sw.
本実施の形態１における二相交流回転機９の制御装置は、相電圧指令演算器１２において、数式１及び数式２を満たす相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を生成している。この相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*に基づき、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗが生成される。少なくとも制御信号Ｓｕまたは制御信号Ｓｖの一方は、信号レベルが同一レベルに固定される期間がキャリア周期Ｔcより長くことが、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期の間に２回以上あるという特徴を有する。
In the control device for the two-phase AC rotating machine 9 according to the first embodiment, the phase
このような制御により、本実施の形態１における二相交流回転機９の制御装置は、従来より高い電圧を二相交流回転機９に印加でき、電圧利用率の向上という効果を得ることができる。また、Ｕ相アームのスイッチング素子２、３及びＶ相アームのスイッチング素子４、５のスイッチング回数が減るため、スイッチングに起因する消費電力の抑制効果を得ることができる。
By such control, the control device for the two-phase AC rotating machine 9 in the first embodiment can apply a higher voltage to the two-phase AC rotating machine 9 than the conventional one, and an effect of improving the voltage utilization rate can be obtained. . Further, since the number of times of switching of the
実施の形態２．
実施の形態１では、キャリア信号αcとして、最大値を直流電圧源８の直流電圧値Ｖdc、最小値を０とする三角波を用いていたが、最大値を０．５Ｖdc、最小値を−０．５Ｖdcとする三角波をキャリア信号αcとしても良い。この場合、相電圧指令演算器１２ａに対して直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcを入力する必要がなくなる。
In the first embodiment, as the carrier signal αc, a triangular wave is used in which the maximum value is the DC voltage value Vdc of the
図１３は本発明の実施の形態２におけるスイッチング信号演算部１０ａを示す構成図である。図１４は本発明の実施の形態２におけるキャリア信号αcを示す波形図である。キャリア信号発生器１３ａは、記憶器１１が出力する直流電圧値Ｖdcと所定の周期Ｔhcとに基づいて、図１４に示すような、最大値が０．５Ｖdc、最小値が−０．５Ｖdc、キャリア半周期がＴhcの三角波をキャリア信号αcとして出力する。なお、その他の構成は、実施の形態１と同一のものであり、その説明を省略する。
FIG. 13 is a configuration diagram showing the switching
図１５は本発明の実施の形態２における相電圧指令演算器１２ａを示す構成図である。本実施の形態２においては、キャリア信号αcの最大値は０．５Ｖdcで、最小値は−０．５Ｖdcである。二相交流回転機９の電圧利用率を高めるためには、相電圧指令Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*の中で、最大となる相電圧指令と最小となる相電圧指令との平均値が、キャリア信号αcの最大値と最小値との平均値である０と等しくなるようにすれば良い。相電圧指令演算器１２ａは、入力された線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の瞬時値に基づき、数式１及び数式３を満たす相電圧指令Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*を生成する。
FIG. 15 is a block diagram showing the phase
図１６は本発明の実施の形態２における相電圧指令演算器１２ａが出力する相電圧指令Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*を示す波形図である。図１６は、スイッチング信号演算部１０ａに入力される線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*がそれぞれ図４に示す線間電圧Ｖac，Ｖbcに等しい（波高値が２８２Ｖ、即ち、実効値が２００Ｖ）場合の相電圧指令Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*を示している。
FIG. 16 is a waveform diagram showing phase voltage commands Va *, Vb *, and Vc * output from the phase
図１６において、位相が０度から９０度の範囲では、相電圧指令Ｖa*は−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcとの間の値となっている。キャリア信号αcの最小値は−０．５Ｖdc、最大値は０．５Ｖdcであるので、位相が０度から９０度の範囲では、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖa*との大小関係が入れ替わる。その結果、位相が０度から９０度の範囲では、コンパレータ１４はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｕをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。
In FIG. 16, the phase voltage command Va * is a value between −0.5 Vdc and 0.5 Vdc when the phase is in the range of 0 to 90 degrees. Since the minimum value of the carrier signal αc is −0.5 Vdc and the maximum value is 0.5 Vdc, when the phase is in the range of 0 to 90 degrees, the carrier signal αc and the phase voltage command Va are once in the carrier half cycle Thc. The size relationship with * changes. As a result, when the phase is in the range of 0 degrees to 90 degrees, the
同様に、位相が０度から９０度の範囲では、相電圧指令Ｖb*も−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcとの間の値となっているので、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖb*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度、入れ替わる。その結果、位相が０度から９０度の範囲では、コンパレータ１５はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｖをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。
Similarly, when the phase is in the range of 0 degrees to 90 degrees, the phase voltage command Vb * is also a value between −0.5 Vdc and 0.5 Vdc, so that the carrier signal αc and the phase voltage command Vb * The magnitude relationship is switched once during the carrier half cycle Thc. As a result, when the phase is in the range of 0 degrees to 90 degrees, the
同様に、位相が０度から９０度の範囲では、相電圧指令Ｖc*も−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcとの間の値となっているので、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖc*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度、入れ替わる。その結果、位相が０度から９０度の範囲では、コンパレータ１６はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｗをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。
Similarly, when the phase is in the range of 0 to 90 degrees, the phase voltage command Vc * is also a value between −0.5 Vdc and 0.5 Vdc, so that the carrier signal αc and the phase voltage command Vc * The magnitude relationship is switched once during the carrier half cycle Thc. As a result, when the phase is in the range of 0 degrees to 90 degrees, the
位相が９０度から１８０度の範囲では、相電圧指令Ｖa*は−０．５Ｖdcより小さい値であるが、キャリア信号αcは−０．５Ｖdc以上であるため、常に相電圧指令Ｖa*の方がキャリア信号αcよりも小さい。このため、コンパレータ１４は、位相が９０度から１８０度の範囲では、キャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｕをローレベルにする。
When the phase is in the range of 90 degrees to 180 degrees, the phase voltage command Va * is a value smaller than −0.5 Vdc, but the carrier signal αc is greater than or equal to −0.5 Vdc. It is smaller than the carrier signal αc. For this reason, the
また、位相が９０度から１８０度の範囲では、相電圧指令Ｖb*は０．５Ｖdcより大きな値であり、キャリア信号αcは０．５Ｖdc以下であるため、常に相電圧指令Ｖb*の方がキャリア信号αcよりも大きい。このため、コンパレータ１５は、位相が９０度から１８０度の範囲では、キャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｖをハイレベルにする。
In addition, in the range of the phase from 90 degrees to 180 degrees, the phase voltage command Vb * is larger than 0.5 Vdc, and the carrier signal αc is 0.5 Vdc or less. Therefore, the phase voltage command Vb * is always the carrier. It is larger than the signal αc. Therefore, the
一方、位相が９０度から１８０度の範囲においても、相電圧指令Ｖc*は−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcとの間の値となっているので、位相が０度から９０度の範囲の場合と同様に、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖc*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度、入れ替わる。その結果、位相が９０度から１８０度の範囲においても、コンパレータ１６はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｗをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。
On the other hand, even when the phase is in the range of 90 degrees to 180 degrees, the phase voltage command Vc * is a value between −0.5 Vdc and 0.5 Vdc, so the phase is in the range of 0 degrees to 90 degrees. Similarly, the magnitude relationship between the carrier signal αc and the phase voltage command Vc * is switched once during the carrier half cycle Thc. As a result, even in the phase range of 90 degrees to 180 degrees, the
以上のように、スイッチング信号演算部１０ａは、記憶器１１が出力する直流電圧値Ｖdcの値を相電圧指令演算器１２ａに入力することなく、実施の形態１と同様の制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを出力することができ、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
As described above, the switching
図１６では、波高値が２８２Ｖ、即ち、実効値が２００Ｖの線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*が相電圧指令演算器１２ａに入力された場合の相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*について扱ったが、以下では線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の波高値を別の値にした場合について説明する。
In FIG. 16, the phase voltage commands Va *, Vb * and Vc * when the line voltage commands Vac * and Vbc * having a peak value of 282 V, that is, an effective value of 200 V are input to the phase
図１７は本発明の実施の形態２における相電圧指令演算器１２ａが出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を示す波形図である。図１７は、スイッチング信号演算部１０ａに入力される線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*がそれぞれ図２に示す線間電圧Ｖac，Ｖbcに等しい（波高値が２００Ｖ、即ち、実効値が１４１Ｖ）場合の相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を示している。線間電圧指令Ｖab*は、図２に示す線間電圧Ｖabに等しい電圧となる。線間電圧指令Ｖab*の波高値は、２８２Ｖで直流電圧値Ｖdcと等しい。また、線間電圧指令Ｖab*の実効値は、２００Ｖで直流電圧値Ｖdcの１／√２倍となっている。
FIG. 17 is a waveform diagram showing phase voltage commands Va *, Vb *, and Vc * output from the phase
図１４に示したようにキャリア信号αcは最小値が−０．５Ｖdc（＝−１４１Ｖ）、最大値が０．５Ｖdc（＝１４１Ｖ）である。コンパレータ１４，１５，１６はそれぞれ相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αcとを比較する。図１７において、位相が０度から３６０度の全範囲で、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*のいずれもが−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcとの間の値となっている。従って、位相が０度から３６０度のいずれの範囲でも、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖa*の大小関係が入れ替わる。その結果、コンパレータ１４はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｕをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。
As shown in FIG. 14, the carrier signal αc has a minimum value of −0.5 Vdc (= −141 V) and a maximum value of 0.5 Vdc (= 141 V).
同様に、位相が０度から３６０度のいずれの範囲でも、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖb*との大小関係が入れ替わる。その結果、コンパレータ１５はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｖをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。同様に、位相が０度から３６０度のいずれの範囲でも、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖc*との大小関係が入れ替わる。その結果、コンパレータ１６はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｗをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。
Similarly, in any range from 0 degree to 360 degrees, the magnitude relationship between the carrier signal αc and the phase voltage command Vb * is switched once during the carrier half cycle Thc. As a result, the
以上のように、スイッチング信号演算部１０ａは、線間電圧指令Ｖab*の実効値が直流電圧値Ｖdcに対して１／√２倍を超えない場合は、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗそれぞれの信号レベルを反転させる。この制御信号Ｓｕに基づいて、Ｕ相アームのスイッチング素子２、３は、キャリア半周期Ｔhcの間に一度スイッチングの極性が反転する。同様に、制御信号Ｓｖに基づいて、Ｖ相アームのスイッチング素子４、５は、キャリア半周期Ｔhcの間に一度スイッチングの極性が反転する。同様に、制御信号Ｓｗに基づいて、Ｗ相アームのスイッチング素子６、７も、キャリア半周期Ｔhcの間に一度スイッチングの極性が反転する。
As described above, when the effective value of the line voltage command Vab * does not exceed 1 / √2 times the DC voltage value Vdc, the switching
図１８は本発明の実施の形態２における相電圧指令演算器１２ａが出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を示す波形図である。図１８は、スイッチング信号演算部１０ａに入力される線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の波高値が４００Ｖ、即ち、実効値が２８２Ｖの場合の相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を示している。線間電圧指令Ｖab*の実効値は４００Ｖであり、直流電圧値Ｖdcに対して１／√２倍を超えている。
FIG. 18 is a waveform diagram showing phase voltage commands Va *, Vb *, Vc * output from the phase
図１８において、位相が０度から４５度の範囲では、相電圧指令Ｖa*は０．５Ｖdc（＝１４１Ｖ）より大きな値となっている。キャリア信号αcの最大値は０．５Ｖdc（＝１４１Ｖ）であるので、位相が０度から４５度の範囲では、常に相電圧指令Ｖa*の方がキャリア信号αcよりも大きい。このため、コンパレータ１４は、位相が０度から４５度の範囲では、キャリア信号αｃの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｕをハイレベルにする。
In FIG. 18, the phase voltage command Va * is larger than 0.5 Vdc (= 141 V) in the range of the phase from 0 degree to 45 degrees. Since the maximum value of the carrier signal αc is 0.5 Vdc (= 141 V), the phase voltage command Va * is always larger than the carrier signal αc when the phase is in the range of 0 to 45 degrees. Therefore, the
位相が４５度から８２度の範囲では、相電圧指令Ｖa*は−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcとの間の値となっており、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖa*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度入れ替わる。その結果、コンパレータ１４は、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｕをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。
When the phase is in the range of 45 degrees to 82 degrees, the phase voltage command Va * is a value between −0.5 Vdc and 0.5 Vdc, and the magnitude relationship between the carrier signal αc and the phase voltage command Va * is a carrier. It changes once during the half cycle Thc. As a result, the
位相が８２度から２２５度の範囲では、相電圧指令Ｖa*は−０．５Ｖdcより小さな値となっている。キャリア信号αcの最小値は−０．５Ｖdcであるので、位相が８２度から２２５度の範囲では、常に相電圧指令Ｖa*の方がキャリア信号αcよりも小さい。このため、コンパレータ１４は、位相が８２度から２２５度の範囲では、キャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｕをローレベルにする。
In the range of the phase from 82 degrees to 225 degrees, the phase voltage command Va * is a value smaller than -0.5 Vdc. Since the minimum value of the carrier signal αc is −0.5 Vdc, the phase voltage command Va * is always smaller than the carrier signal αc in the phase range of 82 to 225 degrees. Therefore, the
位相が２２５度から２６２度の範囲では、相電圧指令Ｖa*は−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcとの間の値となっているので、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖa*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度入れ替わる。その結果、コンパレータ１４は、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｕをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。
When the phase is in the range of 225 degrees to 262 degrees, the phase voltage command Va * is a value between −0.5 Vdc and 0.5 Vdc, so the magnitude relationship between the carrier signal αc and the phase voltage command Va * is It is switched once during the carrier half cycle Thc. As a result, the
位相が２６２度から３６０度の範囲では、相電圧指令Ｖa*は０．５Ｖdcより大きな値となっている。キャリア信号αcの最大値は０．５Ｖdcであるので、位相が２６２度から３６０度の範囲では、常に相電圧指令Ｖa*の方がキャリア信号αcよりも大きい。このため、コンパレータ１４は、位相が２６２度から３６０度の範囲では、キャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｕをハイレベルにする。
In the range of the phase from 262 degrees to 360 degrees, the phase voltage command Va * is a value larger than 0.5 Vdc. Since the maximum value of the carrier signal αc is 0.5 Vdc, the phase voltage command Va * is always larger than the carrier signal αc in the phase range of 262 degrees to 360 degrees. Therefore, the
次に、相電圧指令Ｖb*は、位相が０度から８度の範囲で、キャリア信号αcの最小値−０．５Ｖdcより小さな値となっている。このため、コンパレータ１５はキャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｖをローレベルにする。位相が８度から４５度の範囲では、相電圧指令Ｖb*は−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcとの間の値となっているので、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖb*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度、入れ替わる。その結果、コンパレータ１５はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｖをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。
Next, the phase voltage command Vb * is a value smaller than the minimum value −0.5 Vdc of the carrier signal αc in the phase range of 0 to 8 degrees. For this reason, the
位相が４５度から１８８度の範囲では、相電圧指令Ｖb*はキャリア信号αcの最大値０．５Ｖdcより大きな値となっている。このため、位相が４５度から１８８度の範囲では、コンパレータ１５はキャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｖをハイレベルにする。また、位相が１８８度から２２５度の範囲では、相電圧指令Ｖb*は−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcの間の値となっているので、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖb*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度、入れ替わる。その結果、コンパレータ１５は、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｖをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。
When the phase is in the range of 45 to 188 degrees, the phase voltage command Vb * is larger than the maximum value 0.5 Vdc of the carrier signal αc. Therefore, when the phase is in the range of 45 degrees to 188 degrees, the
位相が２２５度から３６０度の範囲では、相電圧指令Ｖb*はキャリア信号αcの最小値−０．５Ｖdcより小さな値となっている。このため、位相が２２５度から３６０度の範囲では、コンパレータ１５は、キャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｖをローレベルにする。
In the range of the phase from 225 degrees to 360 degrees, the phase voltage command Vb * is smaller than the minimum value −0.5 Vdc of the carrier signal αc. Therefore, when the phase is in the range of 225 degrees to 360 degrees, the
相電圧指令Ｖc*は、位相が０度から１０５度の範囲で、キャリア信号αcの最小値−０．５Ｖdcより小さな値となっている。このため、位相が０度から１０５度の範囲では、コンパレータ１６は、キャリア信号αｃの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｗをローレベルにする。また、位相が１０５度から１６５度の範囲では、相電圧指令Ｖc*は−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcとの間の値となっており、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖc*との大小関係はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、入れ替わる。その結果、コンパレータ１６は、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｗをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。
The phase voltage command Vc * is a value smaller than the minimum value −0.5 Vdc of the carrier signal αc in the phase range of 0 to 105 degrees. For this reason, when the phase is in the range of 0 to 105 degrees, the
また、位相が１６５度から２８５度の範囲では、相電圧指令Ｖc*はキャリア信号αcの最大値０．５Ｖdcより大きな値となっているので、コンパレータ１６はキャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｗをハイレベルにする。また、位相が２８５度から３４５度の範囲では、相電圧指令Ｖc*は−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcとの間の値となっているので、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖc*との大小関係はＴhcの間に一度、入れ替わる。その結果、コンパレータ１６はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｗをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。
Further, in the phase range of 165 degrees to 285 degrees, the phase voltage command Vc * is larger than the maximum value 0.5 Vdc of the carrier signal αc, so the
位相が３４５度から３６０度の範囲では、相電圧指令Ｖc*はキャリア信号αcの最小値−０．５Ｖdcより小さな値となっているので、コンパレータ１６はキャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｗをローレベルにする。
When the phase is in the range of 345 degrees to 360 degrees, the phase voltage command Vc * is smaller than the minimum value −0.5 Vdc of the carrier signal αc, so that the
続いて、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の波高値を変更した場合、相電圧指令演算器１２ａが出力する相電圧指令Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*それぞれとキャリア信号αcとの関係、制御信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗがどのように変化するかについて説明する。
Subsequently, when the peak values of the line voltage commands Vac *, Vbc *, Vab * are changed, the phase voltage commands Va *, Vb *, Vc * output from the phase
図１９は本発明の実施の形態２における相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αcとの関係及び制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示す波形図である。図１９(ａ)は、相電圧指令Ｖa*とキャリア信号αcとの関係を示している。同様に、図１９(ｂ)は、相電圧指令Ｖb*とキャリア信号αcとの関係を示しており、図１９(ｃ)は相電圧指令Ｖc*とキャリア信号αcとの関係を示している。図１９(ｄ)〜(ｆ)はそれぞれ、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示している。なお、図１９〜図２１において、”Ｈ”は２値信号のハイレベルを、”Ｌ”は２値信号のローレベルを示している。
FIG. 19 is a waveform diagram showing the relationship between the phase voltage commands Va *, Vb *, Vc * and the carrier signal αc and the control signals Su, Sv, Sw in
図１９は、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の波高値が２００Ｖ、即ち、実効値が１４１Ｖの場合に、相電圧指令演算器１２ａが出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αcとの関係及び制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示している。なお、図１９において、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の周波数は１００Ｈｚ、即ち線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期は０．０１秒であり、キャリア半周期Ｔhcは２５０μ秒である。
FIG. 19 shows the phase voltage commands Va *, Vb *, Vc * output from the phase
この場合、線間電圧指令Ｖab*の波高値は２８２Ｖで、直流電圧値Ｖdcと等しい。換言すると、線間電圧指令Ｖab*の実効値は２００Ｖであり、直流電圧値Ｖdcに対して１／√２倍となっている。所定倍率Ｌは０＜Ｌ≦１／√２を満たす値であるが、例えば、所定倍率Ｌ＝１／√２とすると、線間電圧指令Ｖab*の実効値は直流電圧値Ｖdcの所定倍率Ｌを超えていない。従って、制御信号Ｓｕ，Ｓｖの信号レベルが、ハイレベル固定またはローレベル固定となる期間は存在しない。制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗはそれぞれ、図１９(ｄ)〜(ｆ)に示すように、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、信号レベルが反転する。 In this case, the peak value of the line voltage command Vab * is 282 V, which is equal to the DC voltage value Vdc. In other words, the effective value of the line voltage command Vab * is 200 V, which is 1 / √2 times the DC voltage value Vdc. The predetermined magnification L is a value satisfying 0 <L ≦ 1 / √2, but for example, when the predetermined magnification L = 1 / √2, the effective value of the line voltage command Vab * is the predetermined magnification L of the DC voltage value Vdc. Is not exceeded. Therefore, there is no period in which the signal levels of the control signals Su and Sv are fixed at a high level or fixed at a low level. As shown in FIGS. 19D to 19F, the signal levels of the control signals Su, Sv, Sw are inverted once during the carrier half cycle Thc.
図２０は本発明の実施の形態２における相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αcとの関係及び制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示す波形図である。図２０(ａ)は、相電圧指令Ｖa*とキャリア信号αcとの関係を示している。同様に、図２０(ｂ)は、相電圧指令Ｖb*とキャリア信号αcとの関係を示しており、図２０(ｃ)は相電圧指令Ｖc*とキャリア信号αcとの関係を示している。図２０(ｄ)〜(ｆ)はそれぞれ、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示している。
FIG. 20 is a waveform diagram showing the relationship between the phase voltage commands Va *, Vb *, Vc * and the carrier signal αc and the control signals Su, Sv, Sw in
図２０は、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の波高値が２８２Ｖ、即ち、実効値が２００Ｖの場合に、相電圧指令演算器１２ａが出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αcとの関係及び制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示している。なお、図１９と同様に、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期は０．０１秒で、キャリア半周期Ｔhcは２５０μ秒である。この場合、線間電圧指令Ｖab*の波高値は４００Ｖで、直流電圧値Ｖdcに対して√２倍となっている。換言すると、線間電圧指令Ｖab*の実効値は２８２Ｖであり、直流電圧値Ｖdcと等しい。例えば、所定倍率Ｌ＝１／√２とすると、線間電圧指令Ｖab*の実効値は直流電圧値Ｖdcの所定倍率Ｌを超えている。従って、制御信号Ｓｕ，Ｓｖの信号レベルが、ハイレベル固定またはローレベル固定となる期間が存在する。
FIG. 20 shows the phase voltage commands Va *, Vb *, Vc * output from the phase
図２０(ｆ)に示すとおり、制御信号Ｓｗはキャリア半周期Ｔhcの間に一度、信号レベルが反転する。一方、制御信号Ｓｕは、図２０(ｄ)に示すように、０．００２５秒から０．００５５秒の区間、ローレベルの状態を継続する。即ち、制御信号Ｓｕは、キャリア半周期Ｔhcの２倍（＝キャリア周期Ｔc）より長い間、ローレベルに固定された状態を継続する。また、０．００７５秒から０．０１秒の区間、制御信号Ｓｕはハイレベルの状態を継続する。即ち、制御信号Ｓｕは、キャリア周期Ｔcより長い間、ハイレベルに固定された状態を継続する。このように、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期の間に２回、制御信号Ｓｕがハイレベル固定若しくはローレベル固定となる状態がキャリア周期Ｔcよりも長い間継続する。 As shown in FIG. 20F, the signal level of the control signal Sw is inverted once during the carrier half cycle Thc. On the other hand, as shown in FIG. 20 (d), the control signal Su continues to be in the low level for the period from 0.0025 seconds to 0.0055 seconds. That is, the control signal Su continues to be fixed at the low level for longer than twice the carrier half cycle Thc (= carrier cycle Tc). Further, the control signal Su continues to be in the high level during the period from 0.0075 seconds to 0.01 seconds. That is, the control signal Su continues to be fixed at the high level for a period longer than the carrier period Tc. As described above, the state in which the control signal Su is fixed at the high level or fixed at the low level continues twice during the fundamental period of the line voltage commands Vac *, Vbc *, Vab * for a longer period than the carrier period Tc. .
また、制御信号Ｓｖは、図２０(ｅ)に示すように、０．００２５秒から０．００５５秒の区間、ハイレベルの状態を継続する。即ち、制御信号Ｓｖは、キャリア周期Ｔcより長い間、ハイレベルに固定された状態を継続する。また、０．００７５秒から０．０１秒の区間、制御信号Ｓｖはローレベルの状態を継続する。即ち、制御信号Ｓｖは、キャリア周期Ｔcより長い間、ローレベルに固定された状態を継続する。このように、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期の間に２回、制御信号Ｓｖがハイレベル固定若しくはローレベル固定となる状態がキャリア周期Ｔcよりも長い間継続する。 Further, as shown in FIG. 20 (e), the control signal Sv continues to be in a high level for a period from 0.0025 seconds to 0.0055 seconds. That is, the control signal Sv continues to be fixed at a high level for a period longer than the carrier cycle Tc. Further, the control signal Sv continues to be in the low level during the period from 0.0075 seconds to 0.01 seconds. That is, the control signal Sv continues to be fixed at the low level for longer than the carrier cycle Tc. As described above, the state in which the control signal Sv is fixed at the high level or fixed at the low level is continued twice during the fundamental period of the line voltage commands Vac *, Vbc *, Vab * for longer than the carrier period Tc. .
図２１は、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の波高値が４００Ｖ、即ち、実効値が２８２Ｖの場合に、相電圧指令演算器１２ａが出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αcとの関係及び制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示している。なお、図１９と同様に、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期は０．０１秒で、キャリア半周期Ｔhcは２５０μ秒である。この場合、線間電圧指令Ｖab*の波高値は５６４Ｖで、直流電圧値Ｖdcに対して２倍となっている。換言すると、線間電圧指令Ｖab*の実効値は４００Ｖであり、直流電圧値Ｖdcに対して√２倍となっている。例えば、所定倍率Ｌ＝１／√２とすると、線間電圧指令Ｖab*の実効値は直流電圧値Ｖdcの所定倍率Ｌを超えている。従って、制御信号Ｓｕ，Ｓｖの信号レベルが、ハイレベル固定またはローレベル固定となる期間が存在する。更に、制御信号Ｓｗについても、信号レベルがハイレベル固定またはローレベル固定となる期間が存在する。
FIG. 21 shows the phase voltage commands Va *, Vb *, Vc * output from the phase
制御信号Ｓｕは、図２１(ｄ)に示すように、０．００２秒から０．００６５秒の区間、ローレベルの状態を継続する。即ち、制御信号Ｓｕは、キャリア周期Ｔcより長い間、ローレベルに固定された状態を継続する。また、０．００７秒から０．０１秒の区間、制御信号Ｓｕはハイレベルの状態を継続する。即ち、制御信号Ｓｕは、キャリア周期Ｔcより長い間、ハイレベルに固定された状態を継続する。このように、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期の間に２回、制御信号Ｓｕがハイレベル固定若しくはローレベル固定となる状態がキャリア周期Ｔcよりも長い間継続する。 As shown in FIG. 21 (d), the control signal Su continues to be in the low level for the period from 0.002 seconds to 0.0065 seconds. That is, the control signal Su continues to be fixed at the low level for a longer period than the carrier cycle Tc. Further, the control signal Su continues to be in a high level during the period from 0.007 seconds to 0.01 seconds. That is, the control signal Su continues to be fixed at the high level for a period longer than the carrier period Tc. As described above, the state in which the control signal Su is fixed at the high level or fixed at the low level continues twice during the fundamental period of the line voltage commands Vac *, Vbc *, Vab * for a longer period than the carrier period Tc. .
また、制御信号Ｓｖは、０．００１秒から０．００５秒の区間、ハイレベルの状態を継続する。即ち、制御信号Ｓｖは、キャリア周期Ｔcより長い間、ハイレベルに固定された状態を継続する。また、０．００６秒から０．０１秒の区間、制御信号Ｓｖはローレベルの状態を継続する。即ち、制御信号Ｓｖは、キャリア周期Ｔcより長い間、ローレベルに固定された状態を継続する。 Further, the control signal Sv continues to be in a high level for a period from 0.001 seconds to 0.005 seconds. That is, the control signal Sv continues to be fixed at a high level for a period longer than the carrier cycle Tc. Further, the control signal Sv continues to be in the low level during the period from 0.006 seconds to 0.01 seconds. That is, the control signal Sv continues to be fixed at the low level for longer than the carrier cycle Tc.
さらに、制御信号Ｓｗは、０．００秒から０．００３秒の区間、ローレベルの状態を継続する。即ち、制御信号Ｓｗは、キャリア周期Ｔcより長い間、ローレベルに固定された状態を継続する。また、０．００４５秒から０．００８秒の区間、制御信号Ｓｗはハイレベルの状態を継続する。即ち、制御信号Ｓｗは、キャリア周期Ｔcより長い間、ハイレベルに固定された状態を継続する。 Further, the control signal Sw continues to be in a low level for a period from 0.00 seconds to 0.003 seconds. That is, the control signal Sw continues to be fixed at the low level for longer than the carrier cycle Tc. Further, the control signal Sw continues to be in the high level during the period from 0.0045 seconds to 0.008 seconds. That is, the control signal Sw continues to be fixed at the high level for a period longer than the carrier cycle Tc.
このように、線間電圧指令Ｖab*の実効値が直流電圧値Ｖdcに対して所定倍率Ｌを超える場合は、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期の間に２回以上、Ｕ相アーム及びＶ相アームに設けられたスイッチング素子２〜５はそれぞれ、キャリア周期Ｔcよりも長い間継続してオン状態もしくはオフ状態になる。それとともに、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期の間に２回以上、Ｗ相アームに設けられたスイッチング素子６，７はそれぞれ、キャリア周期Ｔcよりも長い間継続してオン状態もしくはオフ状態になる。
In this way, when the effective value of the line voltage command Vab * exceeds the predetermined magnification L with respect to the DC voltage value Vdc, it is twice during the fundamental wave period of the line voltage commands Vac *, Vbc *, Vab *. As described above, the
図２２は本実施の形態２における線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の実効値と二相交流回転機９に印加される線間電圧Ｖac，Ｖbcの実効値との関係を示す図である。二相交流回転機９の制御装置に対して、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の実効値をそれぞれ０〜３５０Ｖとして与えた場合における、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の実効値と二相交流回転機９に印加される線間電圧Ｖac，Ｖbcの実効値との関係をプロットしたものである。 FIG. 22 is a diagram showing the relationship between the effective values of the line voltage commands Vac * and Vbc * and the effective values of the line voltages Vac and Vbc applied to the two-phase AC rotating machine 9 in the second embodiment. The effective values of the line voltage commands Vac * and Vbc * when the effective values of the line voltage commands Vac * and Vbc * are respectively given as 0 to 350 V to the control device of the two-phase AC rotating machine 9 The relationship between the effective values of the line voltages Vac and Vbc applied to the phase AC rotating machine 9 is plotted.
図２２において、●印は本実施の形態２における二相交流回転機９の制御装置を用いた場合を示している。また、比較のため、従来の二相交流回転機の制御装置を用いた場合を□印で示している。なお、実施の形態１における二相交流回転機９の制御装置を用いた場合も、本実施の形態２における二相交流回転機９の制御装置を用いた場合と同一の結果が得られる。
In FIG. 22, the mark ● indicates the case where the control device for the two-phase AC rotating machine 9 in the second embodiment is used. For comparison, a case where a conventional control device for a two-phase AC rotating machine is used is indicated by □. In addition, also when using the control apparatus of the two-phase alternating current rotating machine 9 in
従来の二相交流回転機の制御装置では、二相交流回転機の第１及び第２の巻線それぞれの一端を結んだ接合部に印加すべき電位を示す相電圧指令Ｖc*が周期的に一定レベルとなるようにしていた。このため、電力変換部が出力可能な線間電圧Ｖac，Ｖbcの実効値は最大でも１４１Ｖ、即ち直流電圧値Ｖdcに対して１／２倍であった。これに対し、本実施の形態２における電力変換部１が出力可能な線間電圧Ｖac，Ｖbcの実効値は、最大２００Ｖである。この値は、直流電圧値Ｖdcの１／√２倍であり、従来の電力変換部が出力可能な線間電圧Ｖac，Ｖbcの実効値を大きく上回る。
In a conventional control device for a two-phase AC rotating machine, a phase voltage command Vc * indicating a potential to be applied to a joint connecting one end of each of the first and second windings of the two-phase AC rotating machine is periodically generated. It was set to a certain level. For this reason, the effective values of the line voltages Vac and Vbc that can be output by the power converter are 141 V at the maximum, that is, 1/2 times the DC voltage value Vdc. In contrast, the effective value of the line voltages Vac and Vbc that can be output by the
本実施の形態２における二相交流回転機９の制御装置は、相電圧指令演算器１２ａにおいて、数式１及び数式３を満たす相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を生成している。この相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*に基づき、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗが生成される。少なくとも制御信号Ｓｕまたは制御信号Ｓｖの一方は、信号レベルが同一レベルに固定される期間がキャリア周期Ｔcより長くことが、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期の間に２回以上あるという特徴を有する。
In the control device for the two-phase AC rotating machine 9 according to the second embodiment, the phase
このような制御により、本実施の形態２における二相交流回転機９の制御装置は、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。即ち、従来より高い電圧を二相交流回転機９に印加でき、電圧利用率の向上という効果を得ることができる。また、Ｕ相アームのスイッチング素子２、３及びＶ相アームのスイッチング素子４、５のスイッチング回数が減るため、スイッチングに起因する消費電力の抑制効果を得ることができる。
By such control, the control device for the two-phase AC rotating machine 9 according to the second embodiment can obtain the same effects as those of the first embodiment. That is, a higher voltage than before can be applied to the two-phase AC rotating machine 9, and the effect of improving the voltage utilization rate can be obtained. Further, since the number of times of switching of the
実施の形態３．
実施の形態１及び実施の形態２における相電圧指令演算器１２，１２ａは、３つの変数のうち最大となる値を出力する最大値演算器２０と、３つの変数のうち最小となる値を出力する最小値演算器２１とを備えていた。この相電圧指令演算器１２，１２ａを、最大値演算器２０及び最小値演算器２１を廃して加減算と増幅器とを有する構成の相電圧指令演算器１２ｂに置換しても良い。これにより、相電圧指令演算器１２ｂは演算が簡素になる。
The phase
図２３は本実施の形態３におけるスイッチング信号演算部１０ｂを示す構成図である。相電圧指令演算器１２ｂ以外は、実施の形態２と同一であるため、説明を省略する。
FIG. 23 is a configuration diagram showing the switching signal calculation unit 10b in the third embodiment. Except for the phase
線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の中で振幅が最大となるのは線間電圧指令Ｖab*である。そこで、二相交流回転機９の電圧利用率を高めるためには、Ｕ相アームが出力する電圧とＶ相アームが出力する電圧とが逆位相になるようにすれば良い。即ち、相電圧指令Ｖa*と相電圧指令Ｖb*とが次式の関係になれば良い。 Among the line voltage commands Vac *, Vbc *, and Vab *, the line voltage command Vab * has the maximum amplitude. Therefore, in order to increase the voltage utilization factor of the two-phase AC rotating machine 9, the voltage output from the U-phase arm and the voltage output from the V-phase arm may be in opposite phases. That is, it is sufficient that the phase voltage command Va * and the phase voltage command Vb * have the following relationship.
相電圧指令演算器１２ｂは、線間電圧指令Ｖac*と線間電圧指令Ｖbc*との差（Ｖac*−Ｖbc*）に基づいて、第１の巻線の一端ａに接続したＵ相アームが出力すべき相電圧指令Ｖa*を生成する。同様に、相電圧指令演算器１２ｂは、線間電圧指令Ｖbc*と線間電圧指令Ｖac*との差（Ｖbc*−Ｖac*）に基づいて、第２の巻線の一端ｂに接続したＶ相アームが出力すべき相電圧指令Ｖb*を生成する。また、相電圧指令演算器１２ｂは、線間電圧指令Ｖac*と線間電圧指令Ｖbc*との和（Ｖac*＋Ｖbc*）に基づいて、第１の巻線の他端と第２の巻線の他端とを結んだ結合端ｃに接続したＷ相アームが出力すべき相電圧指令Ｖc*を生成する。
The phase
相電圧指令演算器１２ｂは、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の和（Ｖac*＋Ｖbc*）及び差（Ｖac*−Ｖbc*）に基づいて生成した相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を出力する。このため、相電圧指令演算器１２ｂは、簡単な演算のみで、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を生成することができる。第１の巻線の一端ａに接続したＵ相アーム、及び第２の巻線の一端ｂに接続したＶ相アームの消費電力を抑制しつつ、高い電圧を二相交流回転機９に出力することができる。
The phase
図２５は本実施の形態３における線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の実効値と二相交流回転機９に印加される線間電圧Ｖac，Ｖbcの実効値との関係を示す図である。二相交流回転機９の制御装置に対して、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の実効値をそれぞれ０〜３５０Ｖとして与えた場合における、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の実効値と二相交流回転機９に印加される線間電圧Ｖac，Ｖbcの実効値との関係をプロットしたものである。 FIG. 25 is a diagram showing the relationship between the effective values of the line voltage commands Vac * and Vbc * and the effective values of the line voltages Vac and Vbc applied to the two-phase AC rotating machine 9 in the third embodiment. The effective values of the line voltage commands Vac * and Vbc * when the effective values of the line voltage commands Vac * and Vbc * are respectively given as 0 to 350 V to the control device of the two-phase AC rotating machine 9 The relationship between the effective values of the line voltages Vac and Vbc applied to the phase AC rotating machine 9 is plotted.
図２５において、●印は本実施の形態３における二相交流回転機９の制御装置を用いた場合を示している。また、比較のため、従来の二相交流回転機の制御装置を用いた場合を□印で示している。 In FIG. 25, the mark ● indicates the case where the control device for the two-phase AC rotating machine 9 according to the third embodiment is used. For comparison, a case where a conventional control device for a two-phase AC rotating machine is used is indicated by □.
従来の二相交流回転機の制御装置では、二相交流回転機の第１及び第２の巻線それぞれの他端を結んだ接合部に印加すべき電位を示す相電圧指令Ｖc*が周期的に一定レベルとなるようにしていた。このため、電力変換部が出力可能な線間電圧Ｖac，Ｖbcの実効値は最大でも１４１Ｖ、即ち直流電圧値Ｖdcに対して１／２倍であった。これに対し、本実施の形態３における電力変換部１が出力可能な線間電圧Ｖac，Ｖbcの実効値は、最大１７５Ｖであり、従来技術よりも電圧利用率が向上している。
In a conventional control device for a two-phase AC rotating machine, a phase voltage command Vc * indicating a potential to be applied to a joint connecting the other ends of the first and second windings of the two-phase AC rotating machine is periodically generated. To a certain level. For this reason, the effective values of the line voltages Vac and Vbc that can be output by the power converter are 141 V at the maximum, that is, 1/2 times the DC voltage value Vdc. On the other hand, the effective value of the line voltages Vac and Vbc that can be output by the
本実施の形態３によれば、相電圧指令演算器１２ｂにおける演算を簡素化できる。その結果、スイッチング信号演算部１０ｂを、マイコンやゲートアレイ、アナログ回路などで実現する場合、その構成や回路規模を簡素化することが可能となり、安価な構成で実現することが可能である。
According to the third embodiment, the calculation in the phase
また、本実施の形態３によれば、従来の二相交流回転機の制御装置を用いた場合より高い電圧を二相交流回転機９に印加でき、電圧利用率の向上という効果を得ることができる。 Further, according to the third embodiment, it is possible to apply a higher voltage to the two-phase AC rotating machine 9 than when a conventional control device for a two-phase AC rotating machine is used, thereby obtaining the effect of improving the voltage utilization rate. it can.
実施の形態４．
実施の形態１〜３のおける相電圧指令演算器１２，１２ａ，１２ｂは、線間電圧指令Ｖac*と線間電圧指令Ｖbc*との位相関係を考慮せず、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を算出していた。しかし、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係と線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の正負の符号とから、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を算出する演算式を変更するようにしても良い。
The phase
図２６は本実施の形態４におけるスイッチング信号演算部１０ｃを示す構成図である。相電圧指令演算器１２ｃ以外は実施の形態１と同一であるため、説明を省略する。相電圧指令演算器１２ｃは線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*と記憶器１１から得た直流電圧値Ｖdcとに基づいて相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を生成する。以下、相電圧指令演算器１２ｃの内部演算について説明する。図２７〜２９は本発明の実施の形態４における相電圧指令演算器１２ｃを示すフローチャートである。図２７において、ＳＴＥＰ１０１より相電圧指令演算器１２ｃ内部の演算を開始する。ＳＴＥＰ１０２では線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係及び正負の符号に関し、次式の関係が成立するか否かを判断する。
FIG. 26 is a block diagram showing the switching
一方、ＳＴＥＰ１０２において、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係と正負の符号に関し、数式６の関係が不成立の場合、ＳＴＥＰ１０６を実行する。ＳＴＥＰ１０６では線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係と正負の符号に関し、次式の関係が成立するか否かを判断する。
On the other hand, in STEP102, when the relationship of
図２８は、ＳＴＥＰ１０６において、数式１０の関係が不成立であった場合に移行する分岐Ｂ以降の演算を示すフローチャートである。ＳＴＥＰ１１１では、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係と正負の符号に関し、次式の関係が成立するか否かを判断する。
FIG. 28 is a flowchart showing the operations after branch B that shift when the relationship of
一方、前記ＳＴＥＰ１１１において、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係と正負の符号に関し、数式１４の関係が不成立の場合、ＳＴＥＰ１１５を実行する。ＳＴＥＰ１１５では線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係と正負の符号に関し、次式の関係が成立するか否かを判断する。
On the other hand, in STEP 111, if the relationship of
図２９は、ＳＴＥＰ１１５において、数式１８の関係が不成立であった場合に移行する分岐Ｃ以降の演算を示すフローチャートである。ＳＴＥＰ１２１では、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係と正負の符号に関し、次式の関係が成立するか否かを判断する。
FIG. 29 is a flowchart showing the operation after branch C that shifts when the relationship of
一方、ＳＴＥＰ１２１において、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係と正負の符号に関し、数式２２の関係が不成立の場合、ＳＴＥＰ１２５を実行する。ＳＴＥＰ１２５では線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*と直流電圧値Ｖdcとの間で次式の関係が成立するか否かを判定する。
On the other hand, in STEP 121, when the relationship of
以上の流れに従って、スイッチング信号演算部１０ｃ内部の相電圧指令演算器１２ｃは、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*と記憶器１１から得た直流電圧値Ｖdcとに基づいて、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を生成する。
In accordance with the above flow, the phase voltage command calculator 12c in the
続いて、本実施の形態４におけるスイッチング信号演算部１０ｃの演算方法の原理について説明する。図３０は本発明の実施の形態４における電力変換部１が出力可能な線間電圧Ｖacと線間電圧Ｖbcとの関係を示すベクトル図である。図中の○印は、線間電圧Ｖacと線間電圧Ｖbcとの関係を示す電圧ベクトルの終点を示している。
Next, the principle of the calculation method of the switching
電圧ベクトルＶＮ（Ｎ＝０〜６）に添えられた括弧書きは（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）の組合せを示している。例えば、電圧ベクトルＶ１（１，０，０）は、制御信号Ｓｕをハイレベル、制御信号Ｓｖをローレベル、制御信号Ｓｗをローレベルにしたときに、電力変換部１が二相交流回転機９に対して出力する線間電圧Ｖacと線間電圧Ｖbcとの関係を示している。このとき、電力変換部１が出力する線間電圧はＶac＝Ｖdc、Ｖb＝０である。なお、括弧内の”１”はは２値信号のハイレベルを示しており、”０”は２値信号のローレベルを示している。
Parentheses attached to the voltage vector V N (N = 0 to 6) indicate a combination of (Su, Sv, Sw). For example, when the voltage vector V 1 (1, 0, 0) has the control signal Su at a high level, the control signal Sv at a low level, and the control signal Sw at a low level, the
また、例えば、電圧ベクトルＶ５（０，０，１）は、制御信号Ｓｕをローレベル、制御信号Ｓｖをローレベル、制御信号Ｓｗをハイレベルにしたときに、電力変換部１が二相交流回転機９に対して出力する線間電圧Ｖacと線間電圧Ｖbcとの関係を示している。このとき、電力変換部１が出力する線間電圧はＶac＝−Ｖdc、Ｖbc＝−Ｖdcである。
Further, for example, when the voltage vector V 5 (0, 0, 1) is set such that the control signal Su is at a low level, the control signal Sv is at a low level, and the control signal Sw is at a high level, the
電力変換部１は、図３０に示す六角形状の領域内（即ち、網掛け部分）の線間電圧Ｖac，Ｖbcを出力可能である。電力変換部１が二相交流回転機９に対して出力可能な線間電圧Ｖac，Ｖbcの振幅は次式に示す制限があるためである。
The
図３１、図３２は電圧ベクトルの位相θが０〜４５度の場合に、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗそれぞれのＤｕｔｙ比の導出手法を説明するためのベクトル図である。図３１はＶac*＜Ｖdcの場合を示しており、図３２はＶac*≧Ｖdcの場合を示している。 FIGS. 31 and 32 are vector diagrams for explaining a method for deriving the duty ratio of each of the control signals Su, Sv, Sw when the phase θ of the voltage vector is 0 to 45 degrees. FIG. 31 shows a case where Vac * <Vdc, and FIG. 32 shows a case where Vac * ≧ Vdc.
電圧ベクトルの位相θが０〜４５度の場合は、上述した数式６が成り立つ。この関係の下で、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗそれぞれのＤｕｔｙ比、Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗの導出手法を説明する。図３１、図３２において座標が（Ｖac，Ｖbc）＝（Ｖac*，Ｖbc*）となる点（図中の△印）の電圧ベクトルＶ８，Ｖ９の出力方法を説明する。まず、図３１及び図３２中の●印の電圧ベクトルＶ７を出力する方法について説明する。原点と△印の点とを結ぶ直線は次式で表現できる。
When the phase θ of the voltage vector is 0 to 45 degrees,
続いて、Ｖac*＜Ｖdcの場合に、電力変換部１が出力すべき△印の電圧ベクトルＶ８の出力方法について説明する。図３１の横軸に注目すると、電圧ベクトルＶ８は電圧ベクトルＶ７をＶac*÷Ｖdc倍したものであることが分かる。即ち、電圧ベクトルＶ８の終点は、原点と電圧ベクトルＶ７の終点とを（Ｖac*÷Ｖdc）対（１−Ｖac*÷Ｖdc）に内分する点である。
Subsequently, in the case of Vac * <Vdc, explaining how to output the
ここで、Ｖac＝Ｖbc＝０となる零ベクトルはＶ０（０，０，０）とＶ０（１，１，１）のいずれでも良く、またＶ０（０，０，０）とＶ０（１，１，１）を任意の割合で出力しても良い。本実施の形態４では、Ｖac＝Ｖbc＝０となる零ベクトルをＶ０（０，０，０）で出力させることとする。従って、Ｖac*＜Ｖdcの場合、電圧ベクトルＶ８を出力するには、電圧ベクトルＶ０（０，０，０）のときに出力する制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの信号レベルと電圧ベクトルＶ７のときに出力する制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの信号レベルとの出力時間の比を（１−Ｖac*÷Ｖdc）対Ｖac*÷Ｖdcにすれば良い。即ち、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗのＤｕｔｙ比（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ）が次式となれば良い。 Here, the zero vector satisfying Vac = Vbc = 0 may be either V 0 (0,0,0) or V 0 (1,1,1), or V 0 (0,0,0) and V 0. (1, 1, 1) may be output at an arbitrary ratio. In the fourth embodiment, a zero vector satisfying Vac = Vbc = 0 is output as V 0 (0, 0, 0). Therefore, when Vac * <Vdc, in order to output the voltage vector V 8 , the signal levels of the control signals Su, Sv, Sw output when the voltage vector V 0 (0, 0, 0) and the voltage vector V 7 are output. The ratio of the output time to the signal level of the control signals Su, Sv, Sw output at this time may be (1−Vac * ÷ Vdc) vs. Vac * ÷ Vdc. That is, the duty ratio (Du, Dv, Dw) of the control signals Su, Sv, Sw may be as follows:
Ｄｕは制御信号ＳｕのＤｕｔｙ比である。Ｄｕが数式３３で表される場合、制御信号ＳｕがＶac*÷Ｖdcの割合でハイレベルになれば良い。キャリア信号発生器１３が出力するキャリア信号αｃは最小値が０、最大値がＶdcとなる三角波である。このため、コンパレータ１４が制御信号Ｓｕをデューティ比がＶac*÷Ｖdcとなるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖa*として（Ｖac*÷Ｖdc）をＶdc倍した値、即ちＶac*を出力すれば良い。
Du is the duty ratio of the control signal Su. When Du is expressed by
同様に、Ｄｖは制御信号ＳｖのＤｕｔｙ比であり、Ｄｕが数式３３で表される場合、制御信号ＳｖがＶbc*÷Ｖdcの割合でハイレベルになれば良い。コンパレータ１５が制御信号Ｓｖをデューティ比がＶbc*÷Ｖdcとなるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖb*として（Ｖbc*÷Ｖdc）をＶdc倍した値、即ちＶbc*を出力すれば良い。
Similarly, Dv is the duty ratio of the control signal Sv. When Du is expressed by
同様に、Ｄｗは制御信号ＳｗのＤｕｔｙ比であり、Ｄｗが数式３３で表される場合、制御信号Ｓｗが０の割合でハイレベルになれば良い。コンパレータ１６が制御信号Ｓｗをデューティ比が０となるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖc*として０を出力すれば良い。これらの関係を勘案すれば、数式６及び数式７の関係が成立する場合に電圧ベクトルＶ８を出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を上述した数式８で与えれば良い。
Similarly, Dw is the duty ratio of the control signal Sw, and when Dw is expressed by
次に、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗのＤｕｔｙ比を数式３４で示す値とする方法も同様に考えれば良い。Ｄｕは制御信号ＳｕのＤｕｔｙ比である。Ｄｕが数式３４で表される場合、制御信号Ｓｕが１の割合でハイレベルになれば良い。キャリア信号発生器１３が出力するキャリア信号αｃは最小値が０、最大値がＶdcとなる三角波である。このため、コンパレータ１４が制御信号Ｓｕをデューティ比が１となるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖa*として１をＶdc倍した値、即ちＶdcを出力すれば良い。
Next, the method of setting the duty ratio of the control signals Su, Sv, Sw to the value represented by
同様に、Ｄｖは制御信号ＳｖのＤｕｔｙ比であり、Ｄｕが数式３４で表される場合、制御信号ＳｖがＶbc*÷Ｖac*の割合でハイレベルになれば良い。コンパレータ１５が制御信号Ｓｖをデューティ比がＶbc*÷Ｖac*となるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖb*として（Ｖbc*÷Ｖac*）をＶdc倍した値、即ち（Ｖbc*÷Ｖac*）×Ｖdcを出力すれば良い。
Similarly, Dv is the duty ratio of the control signal Sv, and when Du is expressed by
同様に、Ｄｗは制御信号ＳｗのＤｕｔｙ比であり、Ｄｗが数式３４で表される場合、制御信号Ｓｗが０の割合でハイレベルになれば良い。コンパレータ１６が制御信号Ｓｗをデューティ比が０となるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖc*として０を出力すれば良い。これらの関係を勘案すれば、数式６の関係が成立し、且つ数式７の関係が成立しないときに、電圧ベクトルＶ９を出力しようとする場合は、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を上述した数式９で与えれば良い。
Similarly, Dw is the duty ratio of the control signal Sw, and when Dw is expressed by
以上の説明から、電圧ベクトルの位相θが０〜４５度の場合について、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*の導出が可能となった。図３３は本発明の実施の形態４における相電圧演算器１２ｃが演算する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*の演算式を示す表である。上記説明の電圧ベクトルの位相θが０〜４５度の場合と同様に考えれば、電圧ベクトルの位相θが４５度〜９０度、１８０〜２２５度、２２５〜２７０度の場合も相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*の導出が可能である。 From the above description, the phase voltage commands Va *, Vb *, and Vc * can be derived when the phase θ of the voltage vector is 0 to 45 degrees. FIG. 33 is a table showing calculation formulas of phase voltage commands Va *, Vb *, and Vc * calculated by the phase voltage calculator 12c according to the fourth embodiment of the present invention. In the same manner as the case where the voltage vector phase θ is 0 to 45 degrees as described above, the phase voltage command Va * is also obtained when the voltage vector phase θ is 45 degrees to 90 degrees, 180 degrees to 225 degrees, and 225 degrees to 270 degrees. , Vb *, Vc * can be derived.
続いて、電圧ベクトルの位相θが９０度〜１８０度の場合について説明する。図３４、図３５は電圧ベクトルの位相θが９０〜１８０度の場合に、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗそれぞれのＤｕｔｙ比の導出手法を説明するためのベクトル図である。図３４は−Ｖac*＋Ｖbc*＜Ｖdcの場合を示しており、図３５は−Ｖac*＋Ｖbc*≧Ｖdcの場合を示している。電圧ベクトルの位相θが９０〜１８０度の場合は上述した数式１４が成り立つ。
Next, a case where the phase θ of the voltage vector is 90 degrees to 180 degrees will be described. 34 and 35 are vector diagrams for explaining a method for deriving the duty ratio of each of the control signals Su, Sv, and Sw when the phase θ of the voltage vector is 90 to 180 degrees. FIG. 34 shows the case of −Vac * + Vbc * <Vdc, and FIG. 35 shows the case of −Vac * + Vbc * ≧ Vdc. When the phase θ of the voltage vector is 90 to 180 degrees,
この関係の下で、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗそれぞれのＤｕｔｙ比、Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗの導出手法を説明する。図３４、図３５において座標が（Ｖac，Ｖbc）＝（Ｖac*，Ｖbc*）となる点（図中の△印）の電圧ベクトルＶ１１，Ｖ１２の出力方法を説明する。まず、図３４及び図３５中の●印の電圧ベクトルＶ１０を出力する方法について説明する。原点と△印の点とを結ぶ直線は数式３０で表現できる。また、電圧ベクトルＶ３（０，１，０）の終点と電圧ベクトルＶ４（０，１，１）の終点とを結ぶ直線は次式で表現できる。
Under this relationship, a method for deriving the duty ratios, Du, Dv, and Dw of the control signals Su, Sv, and Sw will be described. A method for outputting the voltage vectors V 11 and V 12 at points (Δ marks in the figure) where the coordinates are (Vac, Vbc) = (Vac *, Vbc *) in FIGS. 34 and 35 will be described. First, a method for outputting a voltage vector V 10 of ● marks in FIG. 34 and FIG. 35. A straight line connecting the origin and the point marked Δ can be expressed by
続いて、−Ｖac*＋Ｖbc*＜Ｖdcの場合に、電力変換部１が出力すべき△印の電圧ベクトルＶ１１の出力方法について説明する。図３４の横軸に注目すると、電圧ベクトルＶ１１は電圧ベクトルＶ１０を（−Ｖac*＋Ｖbc*）÷Ｖdc倍したものであることが分かる。即ち、電圧ベクトルＶ１１の終点は、原点と電圧ベクトルＶ１０の終点とを（（−Ｖac*＋Ｖbc*）÷Ｖdc）対（１−（−Ｖac*＋Ｖbc*）÷Ｖdc）に内分する点である。
Subsequently, -Vac * + Vbc * <in the case of Vdc, will be described output method of the voltage vector V 11 of △ mark the
従って、−Ｖac*＋Ｖbc*＜Ｖdcの場合、電圧ベクトルＶ１１を出力するには、電圧ベクトルＶ０（０，０，０）のときに出力する制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの信号レベルと電圧ベクトルＶ１０のときに出力する制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの信号レベルとの出力時間の比を（１−（−Ｖac*＋Ｖbc*）÷Ｖdc）対（（−Ｖac*＋Ｖbc*）÷Ｖdc）にすれば良い。即ち、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗのＤｕｔｙ比（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ）が次式となれば良い。 Therefore, in the case of −Vac * + Vbc * <Vdc, in order to output the voltage vector V 11 , the signal levels and voltages of the control signals Su, Sv, Sw output when the voltage vector V 0 (0, 0, 0) is output. The ratio of the output time to the signal level of the control signals Su, Sv, Sw output when the vector is V 10 is (1-(− Vac * + Vbc *) ÷ Vdc) vs. ((−Vac * + Vbc *) ÷ Vdc) You can do it. That is, the duty ratio (Du, Dv, Dw) of the control signals Su, Sv, Sw may be as follows:
Ｄｕは制御信号ＳｕのＤｕｔｙ比である。Ｄｕが数式３７で表される場合、制御信号Ｓｕが０の割合でハイレベルになれば良い。キャリア信号発生器１３が出力するキャリア信号αｃは最小値が０、最大値がＶdcとなる三角波である。このため、コンパレータ１４が制御信号Ｓｕをデューティ比が０となるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖa*としてデューティ比ＤｕをＶdc倍した値、即ち０を出力すれば良い。
Du is the duty ratio of the control signal Su. When Du is expressed by Expression 37, it is sufficient that the control signal Su becomes high level at a rate of 0. The carrier signal αc output from the
同様に、Ｄｖは制御信号ＳｖのＤｕｔｙ比であり、Ｄｖが数式３７で表される場合、制御信号Ｓｖが（−Ｖac*＋Ｖbc*）÷Ｖdcの割合でハイレベルになれば良い。コンパレータ１５が、制御信号Ｓｖをデューティ比が（−Ｖac*＋Ｖbc*）÷Ｖdcとなるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖb*として（−Ｖac*＋Ｖbc*）÷ＶdcをＶdc倍した値、即ち−Ｖac*＋Ｖbc*を出力すれば良い。
Similarly, Dv is the duty ratio of the control signal Sv. When Dv is expressed by Expression 37, the control signal Sv only needs to be at a high level at a ratio of (−Vac * + Vbc *) ÷ Vdc. In order for the
同様に、Ｄｗは制御信号ＳｗのＤｕｔｙ比であり、Ｄｗが数式３７で表される場合、制御信号Ｓｗが−Ｖac*÷Ｖdcの割合でハイレベルになれば良い。コンパレータ１６が制御信号Ｓｗをデューティ比が−Ｖac*÷Ｖdcとなるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖc*として−Ｖac*÷ＶdcをＶdc倍した値、即ち−Ｖac*を出力すれば良い。これらの関係を勘案すれば、数式１４及び数式１５の関係が成立する場合に電圧ベクトルＶ１１を出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を上述した数式１６で与えれば良い。
Similarly, Dw is the duty ratio of the control signal Sw, and when Dw is expressed by Equation 37, the control signal Sw only needs to be at a high level at a ratio of −Vac * ÷ Vdc. In order for the
次に、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗのＤｕｔｙ比を数式３８で示す値とする方法も同様に考えれば良い。Ｄｕは制御信号ＳｕのＤｕｔｙ比である。Ｄｕが数式３８で表される場合、制御信号Ｓｕが０の割合でハイレベルになれば良い。キャリア信号発生器１３が出力するキャリア信号αｃは最小値が０、最大値がＶdcとなる三角波である。このため、コンパレータ１４が制御信号Ｓｕをデューティ比が０となるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖa*として０をＶdc倍した値、即ち０を出力すれば良い。
Next, the method of setting the duty ratio of the control signals Su, Sv, Sw to the value represented by Equation 38 can be considered in the same manner. Du is the duty ratio of the control signal Su. When Du is expressed by Equation 38, the control signal Su may be at a high level at a rate of 0. The carrier signal αc output from the
同様に、Ｄｖは制御信号ＳｖのＤｕｔｙ比であり、Ｄｖが数式３８で表される場合、制御信号Ｓｖが１の割合でハイレベルになれば良い。コンパレータ１５が制御信号Ｓｖをデューティ比が１となるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖb*として１をＶdc倍した値、即ちＶdcを出力すれば良い。
Similarly, Dv is the duty ratio of the control signal Sv. When Dv is expressed by Equation 38, the control signal Sv only needs to be at a high level at a rate of 1. In order for the
同様に、Ｄｗは制御信号ＳｗのＤｕｔｙ比であり、Ｄｗが数式３８で表される場合、制御信号ＳｗがＶac*÷（Ｖac*−Ｖbc*）の割合でハイレベルになれば良い。コンパレータ１６が制御信号Ｓｗをデューティ比がＶac*÷（Ｖac*−Ｖbc*）となるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖc*としてＶac*÷（Ｖac*−Ｖbc*）をＶdc倍した値、即ちＶac*÷（Ｖac*−Ｖbc*）×Ｖdcを出力すれば良い。これらの関係を勘案すれば、数式１４の関係が成立し、且つ数式１５の関係が成立しないときに、電圧ベクトルＶ１２を出力しようとする場合は、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を上述した数式１７で与えれば良い。
Similarly, Dw is the duty ratio of the control signal Sw, and when Dw is expressed by Equation 38, the control signal Sw may be at a high level at a ratio of Vac * ÷ (Vac * −Vbc *). In order for the
以上の説明から、図３３に記した表の電圧ベクトルの位相θが９０〜１８０度の場合の相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*について導くことが可能である。同様に考えれば、電圧ベクトルの位相θが２７０〜３６０度の場合の相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*も導出することが可能である。図２７〜２９に記したフローチャートは、図３３の表に示す相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を具体的に算出する手法を示したものである。 From the above description, it is possible to derive the phase voltage commands Va *, Vb *, and Vc * when the phase θ of the voltage vector in the table shown in FIG. 33 is 90 to 180 degrees. Similarly, it is also possible to derive phase voltage commands Va *, Vb *, and Vc * when the phase θ of the voltage vector is 270 to 360 degrees. The flowchart shown in FIGS. 27 to 29 shows a method for specifically calculating the phase voltage commands Va *, Vb *, and Vc * shown in the table of FIG.
続いて、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の波高値を変化させた場合、相電圧指令演算器１２ｃが出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αｃとの関係、及びスイッチング信号演算部１０ｃが出力する制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗがどのように変化するかについて説明する。
Subsequently, when the peak values of the line voltage commands Vac * and Vbc * are changed, the relationship between the phase voltage commands Va *, Vb * and Vc * output from the phase voltage command calculator 12c and the carrier signal αc, and The following describes how the control signals Su, Sv, Sw output from the switching
図３６〜図３９は本発明の実施の形態４における相電圧指令演算器１２ｃが出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αｃとの関係、及び制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示す波形図である。図３６〜図３９において、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の周波数は１００Ｈｚ、Ｖdcは２８２Ｖ、キャリア半周期Ｔhcは２５０μ秒である。即ち、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の基本波周期は０．０１秒である。また、図中の”Ｈ”は２値信号のハイレベルを示し、”Ｌ”は２値信号のローレベルを示している。 36 to 39 show the relationship between the phase voltage commands Va *, Vb *, Vc * output by the phase voltage command calculator 12c and the carrier signal αc and the control signals Su, Sv, Sw in the fourth embodiment of the present invention. FIG. 36 to 39, the frequency of the line voltage commands Vac * and Vbc * is 100 Hz, Vdc is 282 V, and the carrier half cycle Thc is 250 μsec. That is, the fundamental wave period of the line voltage commands Vac * and Vbc * is 0.01 seconds. In the figure, “H” indicates the high level of the binary signal, and “L” indicates the low level of the binary signal.
図３６は、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の波高値が１４１Ｖ、即ち、実効値が１００Ｖの場合を示している。図３６(ａ)〜(ｃ)は相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*それぞれとキャリア信号αｃとの関係を示しており、図３６(ｄ)〜(ｆ)は制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗそれぞれを示している。 FIG. 36 shows a case where the peak values of the line voltage commands Vac * and Vbc * are 141V, that is, the effective value is 100V. FIGS. 36A to 36C show the relationship between the phase voltage commands Va *, Vb *, and Vc * and the carrier signal αc. FIGS. 36D to 36F show the control signals Su, Sv, Each Sw is shown.
相電圧指令演算器１２ｃが出力する相電圧指令Ｖa*が０とＶdcとの間の値である場合は、制御信号Ｓｕはキャリア信号αｃの半周期Ｔhcの間に一度、ハイレベルからローレベル、若しくはローレベルからハイレベルに変化する。相電圧指令Ｖa*が０に等しい場合は、制御信号Ｓｕはローレベルに固定される。従って、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の基本波周期の間に必ず一度は、制御信号Ｓｕの信号レベルがキャリア周期Ｔcより長い間固定されることがある。制御信号Ｓｖ，Ｓｗについても同様であり、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗのそれぞれについて、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の基本波周期の間に必ず一度は、信号レベルがキャリア周期Ｔcより長い間固定されることがある。 When the phase voltage command Va * output by the phase voltage command calculator 12c is a value between 0 and Vdc, the control signal Su is once changed from the high level to the low level during the half cycle Thc of the carrier signal αc. Or it changes from low level to high level. When the phase voltage command Va * is equal to 0, the control signal Su is fixed at a low level. Therefore, the signal level of the control signal Su may be fixed longer than the carrier period Tc at least once during the fundamental wave period of the line voltage commands Vac * and Vbc *. The same applies to the control signals Sv, Sw. For each of the control signals Su, Sv, Sw, the signal level is always longer than the carrier period Tc at least once during the fundamental wave period of the line voltage commands Vac *, Vbc *. It may be fixed for a while.
図３７は、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の波高値が２００Ｖ、即ち、実効値が１４１Ｖの場合を示している。図３７(ａ)〜(ｃ)は相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*それぞれとキャリア信号αｃとの関係を示しており、図３７(ｄ)〜(ｆ)は制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗそれぞれを示している。この場合も、図３６の説明と同様に、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗのそれぞれについて、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の基本波周期の間に必ず一度は、信号レベルがキャリア周期Ｔcより長い間固定されることがある。 FIG. 37 shows a case where the peak values of the line voltage commands Vac * and Vbc * are 200V, that is, the effective value is 141V. 37A to 37C show the relationship between the phase voltage commands Va *, Vb *, and Vc * and the carrier signal αc, and FIGS. 37D to 37F show the control signals Su, Sv, Each Sw is shown. Also in this case, as in the description of FIG. 36, for each of the control signals Su, Sv, Sw, the signal level is always greater than the carrier period Tc once during the fundamental wave period of the line voltage commands Vac *, Vbc *. May be fixed for a long time.
図３８は、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の波高値が２８２Ｖ、即ち、実効値が２００Ｖの場合を示している。図３８(ａ)〜(ｃ)は相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*それぞれとキャリア信号αｃとの関係を示しており、図３８(ｄ)〜(ｆ)は制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗそれぞれを示している。この場合も、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗのそれぞれについて、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の基本波周期の間に必ず一度は、信号レベルがキャリア周期Ｔcより長い間固定されることがある。特に、制御信号Ｓｕ，Ｓｖについては、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の基本波周期の間に２回、信号レベルがキャリア周期Ｔcより長い間固定されることがある。 FIG. 38 shows a case where the peak values of the line voltage commands Vac * and Vbc * are 282V, that is, the effective value is 200V. 38A to 38C show the relationship between the phase voltage commands Va *, Vb *, and Vc * and the carrier signal αc, and FIGS. 38D to 38F show the control signals Su, Sv, Each Sw is shown. Also in this case, for each of the control signals Su, Sv, and Sw, the signal level may be always fixed once during the fundamental wave period of the line voltage commands Vac * and Vbc * for a period longer than the carrier period Tc. . In particular, the control signals Su and Sv may be fixed twice during the fundamental period of the line voltage commands Vac * and Vbc * while the signal level is longer than the carrier period Tc.
図３９は、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の波高値が４００Ｖ、即ち、実効値が２８２Ｖの場合を示している。図３９(ａ)〜(ｃ)は相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*それぞれとキャリア信号αｃとの関係を示しており、図３９(ｄ)〜(ｆ)は制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗそれぞれを示している。この場合は、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗのそれぞれについて、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の基本波周期の間に２回、信号レベルがキャリア周期Ｔcより長い間固定されることがある。 FIG. 39 shows a case where the peak values of the line voltage commands Vac * and Vbc * are 400V, that is, the effective value is 282V. 39A to 39C show the relationship between the phase voltage commands Va *, Vb *, and Vc * and the carrier signal αc. FIGS. 39D to 39F show the control signals Su, Sv, Each Sw is shown. In this case, for each of the control signals Su, Sv, Sw, the signal level may be fixed twice during the fundamental wave period of the line voltage commands Vac *, Vbc * for a period longer than the carrier period Tc.
以上のように、相電圧指令演算器１２ｃは、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*と零との３つの値の大小関係をＳＴＥＰ１０２，ＳＴＥＰ１０６，ＳＴＥＰ１１１，ＳＴＥＰ１１５，ＳＴＥＰ１２１において場合分けし、その結果に基づいて、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を出力する。図３３の表に示したように、電圧ベクトルの位相θに応じて、適切な相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を出力することが可能である。その結果、第１の巻線の一端ａに接続したＵ相アーム、及び第２の巻線の一端ｂに接続したＶ相アームの消費電力を抑制しつつ、高い電圧を二相交流回転機９に出力することができる。 As described above, the phase voltage command calculator 12c classifies the magnitude relationship between the three values of the line voltage commands Vac * and Vbc * and zero in STEP102, STEP106, STEP111, STEP115, and STEP121, and determines the result. Based on this, phase voltage commands Va *, Vb *, and Vc * are output. As shown in the table of FIG. 33, it is possible to output appropriate phase voltage commands Va *, Vb *, and Vc * according to the phase θ of the voltage vector. As a result, while suppressing power consumption of the U-phase arm connected to one end a of the first winding and the V-phase arm connected to one end b of the second winding, a high voltage is applied to the two-phase AC rotating machine 9. Can be output.
また、本実施の形態４の場合、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の実効値の大きさに係わらず（即ち、線間電圧指令Ｖab*の実効値の大きさに関わらず）、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗのそれぞれについて、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の基本波周期の間に少なくとも一度は、信号レベルがキャリア周期Ｔcより長い間固定されるようにしている。 Further, in the case of the fourth embodiment, the control signal regardless of the magnitude of the effective value of the line voltage commands Vac * and Vbc * (that is, regardless of the magnitude of the effective value of the line voltage command Vab *). For each of Su, Sv, and Sw, at least once during the fundamental wave period of the line voltage commands Vac * and Vbc *, the signal level is fixed for a period longer than the carrier period Tc.
本実施の形態４における二相交流回転機９の制御装置は、従来より高い電圧を二相交流回転機９に印加でき、電圧利用率の向上という効果を得ることができる。また、Ｕ相アームのスイッチング素子２、３及びＶ相アームのスイッチング素子４、５のスイッチング回数が減るため、スイッチングに起因する消費電力の抑制効果を得ることができる。
The control device for the two-phase AC rotating machine 9 according to the fourth embodiment can apply a higher voltage than the conventional one to the two-phase AC rotating machine 9, and can obtain the effect of improving the voltage utilization factor. Further, since the number of times of switching of the
１ 電力変換部、２〜７ スイッチング素子、８ 直流電圧源、
９ 二相交流回転機、１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ スイッチング信号演算部、
１２，１２ａ，１２ｂ，１２ｃ 相電圧指令演算器、
１３，１３ａ キャリア信号発生器、１４〜１６ コンパレータ。
1 power converter, 2-7 switching element, 8 DC voltage source,
9 two-phase AC rotating machine, 10, 10a, 10b, 10c switching signal calculation unit,
12, 12a, 12b, 12c phase voltage command calculator,
13, 13a Carrier signal generator, 14-16 comparator.
Claims (6)
キャリア周期の半周期と前記第１及び第２の巻線それぞれに印加すべき電圧を示す２つの線間電圧指令とに基づいて、前記第１のアームに設けられたスイッチング素子を制御するための第１の制御信号、前記第２のアームに設けられたスイッチング素子を制御するための第２の制御信号、及び前記第３のアームに設けられたスイッチング素子を制御するための第３の制御信号を生成し、各々の制御信号を前記電力変換部に出力するスイッチング信号演算部とを備え、
前記スイッチング信号演算部は、前記線間電圧指令の基本波周期の間に少なくとも１回は前記キャリア周期よりも長い間信号レベルが固定される２値信号を、少なくとも前記第１または第２の制御信号の一方として出力する二相交流回転機の制御装置。 A first arm connected to one end of the first winding of the two-phase AC rotating machine; a second arm connected to one end of the second winding of the two-phase AC rotating machine; And a third arm connected to the coupling end connecting the other ends of the two windings, and converts the DC voltage of the DC power source into an AC voltage and applies it to the first and second windings. A conversion unit;
For controlling a switching element provided in the first arm based on a half cycle of a carrier period and two line voltage commands indicating voltages to be applied to the first and second windings, respectively. A first control signal; a second control signal for controlling a switching element provided in the second arm; and a third control signal for controlling a switching element provided in the third arm. And a switching signal calculation unit that outputs each control signal to the power conversion unit,
The switching signal calculation unit outputs at least the first or second control a binary signal whose signal level is fixed at least once during the fundamental wave period of the line voltage command for a period longer than the carrier period. A control device for a two-phase AC rotating machine that outputs as one of the signals.
前記直流電源の直流電圧値と前記キャリア周期の半周期とに基づいてキャリア信号を発生するキャリア信号発生器と、
前記２つの線間電圧指令に基づいて、前記第１の巻線の一端に印加すべき電圧を示す第１の相電圧指令と、前記第２の巻線の一端に印加すべき電圧を示す第２の相電圧指令と、前記結合端に印加すべき電圧を示す第３の相電圧指令とを生成する相電圧指令演算器と、
前記キャリア信号と前記３つの相電圧指令とに基づいて前記３つの制御信号を生成し、各々の制御信号を前記電力変換部に出力するコンパレータとを備え、
前記相電圧指令演算器は、前記線間電圧指令の前記基本波周期の間に少なくとも１回は、前記キャリア周期よりも長い間前記キャリア信号の最大値以上または最小値以下となるように、少なくとも前記第１または前記第２の相電圧指令の一方を生成することを特徴とする請求項１記載の二相交流回転機の制御装置。 The switching signal calculator is
A carrier signal generator for generating a carrier signal based on a DC voltage value of the DC power supply and a half cycle of the carrier cycle;
Based on the two line voltage commands, a first phase voltage command indicating a voltage to be applied to one end of the first winding, and a first voltage indicating a voltage to be applied to one end of the second winding. A phase voltage command calculator for generating a phase voltage command of 2 and a third phase voltage command indicating a voltage to be applied to the coupling end;
A comparator that generates the three control signals based on the carrier signal and the three phase voltage commands, and outputs each control signal to the power converter;
The phase voltage command calculator is at least once during the fundamental period of the line voltage command so that the phase voltage command calculator is at least the maximum value or the minimum value of the carrier signal for a period longer than the carrier period. The control device for a two-phase AC rotating machine according to claim 1, wherein one of the first and second phase voltage commands is generated.
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