JP2010028384A - Radio transmitting method and apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、特に複数の無線端末向けに送信を行う無線送信方法および装置に関する。 The present invention particularly relates to a wireless transmission method and apparatus for transmitting to a plurality of wireless terminals.
複数の送信アンテナを用いて同一周波数、同一時間に複数のユーザを多重する空間分割多元アクセス(Spatial Division Multiple Access (SDMA))方式は、周波数を有効活用できる技術として知られている。この技術を基地局と複数のユーザ(無線端末)との間で通信を行う無線通信システムに応用し、複数のユーザが互いに干渉することなくそれぞれのユーザ向けの送信信号のみを受信可能とする方式が知られている。 A Spatial Division Multiple Access (SDMA) system that multiplexes a plurality of users at the same frequency and the same time using a plurality of transmission antennas is known as a technique that can effectively use the frequency. Applying this technology to a wireless communication system that performs communication between a base station and a plurality of users (wireless terminals), allowing a plurality of users to receive only transmission signals for each user without interfering with each other It has been known.
channel inversion(CI)方式は干渉を零にする規範であり、例えば基地局において複数の送信アンテナと複数のユーザとの間の複数の伝搬路状態を表す行列(以下、チャネル行列という)の逆行列に相当するウェイトWを送信信号に乗じることでビームフォーミングを行うことにより、干渉抑圧を行う。この規範はチャネル行列の逆行列を用いてSDMAを実現するため、channel inversion(CI)と呼ばれる。 The channel inversion (CI) scheme is a standard for reducing interference to zero, and is an inverse matrix of a matrix (hereinafter referred to as a channel matrix) representing a plurality of propagation path states between a plurality of transmission antennas and a plurality of users in a base station, for example. Interference suppression is performed by performing beam forming by multiplying the transmission signal by a weight W corresponding to. This standard is called channel inversion (CI) because SDMA is realized using an inverse matrix of the channel matrix.
しかし、チャネル行列の逆行列を用いると、場合によっては送信信号レベルが増大してしまい、送信電力を定格送信電力に合わせるために下げて送信しなければならない。このようにCI方式では送信電力を下げて送信を行うことにより、良好な特性が得られないという問題がある。 However, if the inverse matrix of the channel matrix is used, the transmission signal level increases in some cases, and the transmission power must be lowered to match the rated transmission power. As described above, the CI method has a problem in that good characteristics cannot be obtained by performing transmission with lower transmission power.
非特許文献1(G. Caire and S. Shamai (Shitz), “On the achievable throughput of a multiantenna Gaussian broadcast channel,” IEEE Trans. on Info. Theory, vol. 49, no. 7, pp. 1691-1706, Jul. 2003.)では、CI方式の問題を解決するZF(zero-forcing)−DPC(Dirty Paper Coding)を提案している。ZF−DPC方式では、チャネル行列Hのエルミート転置であるHHをQR分解したQをビームフォーミングのためのウェイトWとして用いる。Qは直交行列であるから、CI方式で問題になる送信電力の増加は生じない。ビームフォーミングによって送信信号にウェイトWを乗じると、ユーザ1の無線端末はユーザ1向けの送信信号のみを受信し、ユーザ2の無線端末はユーザ1向けの送信信号およびユーザ2向けの送信信号の両方を受信することになる。
Non-Patent Document 1 (G. Caire and S. Shamai (Shitz), “On the achievable throughput of a multiantenna Gaussian broadcast channel,” IEEE Trans. On Info. Theory, vol. 49, no. 7, pp. 1691-1706 , Jul. 2003.) proposes ZF (zero-forcing) -DPC (Dirty Paper Coding) which solves the problem of the CI method. In the ZF-DPC system, Q obtained by QR-decomposing HH , which is Hermitian transpose of the channel matrix H, is used as a weight W for beamforming. Since Q is an orthogonal matrix, there is no increase in transmission power, which is a problem in the CI method. When the transmission signal is multiplied by the weight W by beamforming, the wireless terminal of
この場合、ユーザ1に対してはユーザ1の無線端末において最大ゲインが得られるような送信ビームで信号が送信される。従って、ユーザ1に対しては干渉抑圧をする必要がないため、最大比合成のビームで送信することが可能になり、CI方式よりも特性が向上する。このとき、ユーザ1の無線端末のダイバーシチオーダは1となる。ここで、ユーザ1に対する送信ビームはユーザ2の無線端末を考慮していないため、ユーザ1向けの送信信号はユーザ2にも届いてしまう。一方、ユーザ2向けの送信信号は、ユーザ1の無線端末への干渉を抑圧する必要があるため、ユーザ1の無線端末には届かないものの、ユーザ2の無線端末にも最大利得で届かず、ユーザ2の無線端末のダイバーシチオーダは1になる。
In this case, a signal is transmitted to the
ところで、このままではユーザ2の無線端末はユーザ1向けの送信信号からの干渉を受けてしまうため、ZF−DPCでは送信信号にフィードバック処理によるプリコーディングを施す。このようにビームフォーミングとプリコーディングを併用することにより、ユーザ1およびユーザ2の無線端末は互いに干渉することなく基地局と通信することが可能になる。この場合、ユーザ1の無線端末のダイバーシチオーダは2となり、ユーザ2の無線端末のダイバーシチオーダは1である。他方、CI方式ではいずれのユーザもダイバーシチオーダが1である。従って、ZF−DPCはCIより優れた方式であるといえる。しかし、ZF−DPCでは干渉除去のみのためのプリコーディングを施した場合、送信電力が増加するという問題がある。
By the way, since the wireless terminal of the
これに対し、非特許文献2(C. Windpassinger, R. Fischer, T. Vencel, and J.B. Huber, “Precoding in multiantenna and multiuser communications,” IEEE Trans. Wireless Communication, vol.3, no.4, pp.1305-1316, July 2004.)では、Tomlinson-Harashima Precoding(THP)を用いた送信電力低減方法を提案している。これは複素数で構成される送信信号に対して、THPで示されているようなモジュロ演算(非特許文献2では、モジュロリダクションと呼んでいる)を施すことで送信電力の低減を行う方法である。以下、この方法をマルチユーザTHPと呼ぶことにする。マルチユーザTHPは、送信電力の増加もなくユーザを同一時間、同一周波数で多重しながら、かつ一般的なSDMA方式より受信品質を改善できる。
ところで、非特許文献2に開示されるマルチユーザTHPにおいては、受信信号はモジュロ演算で付加された信号成分により変化することになる。すなわち、チャネルの状態によっては、付加される信号成分によって受信信号が大きな値になる場合もあれば、小さくなる場合もある。このように、場合によっては受信電力が大きく変動することになるため、受信装置が受信可能な受信信号のダイナミックレンジ(受信ダイナミックレンジ)は非常に大きくなり、安価な受信装置での受信が不可能になってしまうと言う問題がある。
By the way, in the multi-user THP disclosed in Non-Patent
本発明は、送信電力の増大を抑制しつつ、マルチユーザ無線受信装置における受信信号のダイナミックレンジの増大を軽減して、受信ダイナミックレンジの小さい安価な無線受信装置での受信を可能とする無線送信方法および装置を提供することを目的とする。 The present invention suppresses an increase in transmission power and reduces an increase in the dynamic range of a received signal in a multi-user radio reception apparatus, thereby enabling radio transmission with an inexpensive radio reception apparatus having a small reception dynamic range. It is an object to provide a method and apparatus.
本発明の一つの観点によると、送信信号を複数のアンテナを用いて複数の無線受信装置に同一周波数かつ同一時間に送信を行う方法であって、送信電力の増大を低減するため、送信信号が既定のレベル内になるように摂動ベクトルを付加するステップと、前記送信信号を受信する前記受信器のダイナミックレンジが最小となるか、または前記受信信号のダイナミックレンジが前記無線受信装置の受信ダイナミックレンジ内に収まるように、前記送信すべき信号を少なくとも一つの送信ストリームに割り当てるステップと、を具備することを特徴とする無線送信方法が提供される。 According to one aspect of the present invention, a method of transmitting a transmission signal to a plurality of wireless reception devices at the same frequency and at the same time using a plurality of antennas, the transmission signal is reduced in order to reduce an increase in transmission power. Adding a perturbation vector so as to be within a predetermined level, and a dynamic range of the receiver that receives the transmission signal is minimized, or a dynamic range of the reception signal is a reception dynamic range of the radio reception device Assigning the signal to be transmitted to at least one transmission stream so as to be contained within a wireless transmission method.
本発明の他の観点によると、送信すべき信号にゲインを乗じ、無線受信装置において干渉となる信号をフィードバックして前記送信すべき信号から前記干渉となる信号を差し引くフィードバック処理を行うステップと、前記フィードバック処理後の信号に対して前記フィードバック処理による送信電力の増大を低減するための演算を行うステップと、前記演算後の信号に対し、前記フィードバック部で残留する干渉分を低減するためのビームフォーミング処理を行うステップと、前記ビームフォーミング処理後の信号を含む送信信号を送信するステップと、前記送信信号を受信する無線受信装置における受信信号のダイナミックレンジを表す評価値を計算するステップと、前記評価値に基づき前記受信信号のダイナミックレンジが最小となるか、または前記受信信号のダイナミックレンジが前記無線受信装置の受信ダイナミックレンジ内に収まるように、前記送信すべき信号を少なくとも一つの送信ストリームに割り当てるステップと、を具備することを特徴とする無線送信方法が提供される。 According to another aspect of the present invention, performing a feedback process of multiplying a signal to be transmitted by a gain, feeding back a signal that causes interference in a wireless reception device, and subtracting the signal that causes interference from the signal to be transmitted; Performing a calculation for reducing an increase in transmission power due to the feedback process on the signal after the feedback process, and a beam for reducing interference remaining in the feedback unit for the signal after the calculation Performing a forming process; transmitting a transmission signal including the signal after the beam forming process; calculating an evaluation value representing a dynamic range of a reception signal in a wireless reception device that receives the transmission signal; Based on the evaluation value, the dynamic range of the received signal is minimized. Or allocating the signal to be transmitted to at least one transmission stream so that the dynamic range of the received signal falls within the reception dynamic range of the radio reception apparatus. Is provided.
本発明の更に別の観点によると、送信すべき信号にゲインを乗じ、無線受信装置において干渉となる信号をフィードバックして前記送信すべき信号から前記干渉となる信号を差し引くフィードバック処理を行うフィードバック処理部と、前記フィードバック処理後の信号に対して前記フィードバック処理による送信電力の増大を低減するための演算を行う演算部と、前記演算後の信号に対し、前記フィードバック部で残留する干渉分を低減するためのビームフォーミング処理を行うビームフォーマと、前記ビームフォーミング処理後の信号を含む送信信号を送信する送信部と、前記送信信号を受信する無線受信装置における受信信号のダイナミックレンジを表す評価値を計算する計算部と、前記評価値に基づき前記受信信号のダイナミックレンジが最小となるか、または前記受信信号のダイナミックレンジが前記無線受信装置の受信ダイナミックレンジ内に収まるように、前記送信すべき信号を少なくとも一つの送信ストリームに割り当てる割り当て部と、を具備することを特徴とする無線送信装置が提供される。 According to still another aspect of the present invention, feedback processing for performing feedback processing for multiplying a signal to be transmitted by a gain, feeding back a signal that causes interference in a radio reception apparatus, and subtracting the signal that causes interference from the signal to be transmitted A calculation unit that performs an operation to reduce an increase in transmission power due to the feedback process on the signal after the feedback process, and reduces an interference remaining in the feedback unit with respect to the signal after the calculation An evaluation value representing a dynamic range of a received signal in a beamformer for performing beamforming processing, a transmission unit for transmitting a transmission signal including the signal after the beamforming processing, and a wireless reception device for receiving the transmission signal A calculation unit for calculating, and a dynamic level of the received signal based on the evaluation value; An allocation unit that allocates the signal to be transmitted to at least one transmission stream so that the dynamic range of the reception signal is within the reception dynamic range of the wireless reception device. Is provided.
本発明によると、送信電力の増大を抑制しつつ、マルチユーザ無線受信装置における受信信号のダイナミックレンジの増大を軽減して、受信ダイナミックレンジの小さい安価な無線受信装置での受信が可能となる。 According to the present invention, an increase in the dynamic range of a received signal in a multiuser radio reception apparatus can be reduced while suppressing an increase in transmission power, and reception by an inexpensive radio reception apparatus having a small reception dynamic range becomes possible.
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。
(第1の実施形態)
まず、第1の実施形態に従う無線送信装置および無線受信装置の概略構成について説明する。
<無線送信装置>
図1は、第1の実施形態に従う、マルチユーザTHPを用いた無線送信装置を示している。なお、本実施形態では3本の送信アンテナを用いて3人のユーザ(無線端末)をそれぞれ1つの送信ストリームに割り当てる例について述べる。送信アンテナをさらに増やして、各ユーザを2以上の送信ストリームに割り当てることも可能であるし、ユーザ数自体を増やすことも可能である。ここで、送信ストリームとは後述する<詳細説明>において説明する、送信信号のベクトルの要素である。つまり、「送信ストリームに割り当てる」処理とは、何番目のユーザの信号を、送信信号ベクトルの何番目の要素に割り当てるかと言う処理である。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(First embodiment)
First, schematic configurations of the wireless transmission device and the wireless reception device according to the first embodiment will be described.
<Wireless transmitter>
FIG. 1 shows a wireless transmission device using multi-user THP according to the first embodiment. In this embodiment, an example in which three users (wireless terminals) are assigned to one transmission stream using three transmission antennas will be described. It is possible to further increase the number of transmission antennas and assign each user to two or more transmission streams, or it is possible to increase the number of users. Here, the transmission stream is a vector element of a transmission signal, which will be described later in <Detailed description>. In other words, the “assignment to transmission stream” process is a process of assigning which number of user signals to which element of the transmission signal vector.
ウェイト系列計算部100では、図示しない受信装置からフィードバックにより通知されるチャネル情報(伝搬路情報)を用いて、フィードバック部105のためのウェイトRとビームフォーマ106のためのウェイトQを計算する。ウェイトRおよびQの計算結果は、スケジューリング部101へも送られる。
The weight
一方、ユーザ1〜ユーザ3へ送信すべきデータ信号D1〜D3は、ユーザ割り当て部102へ入力される。ユーザ割り当て部102は、スケジューリング部101により制御され、ユーザ1〜ユーザ3へ送信するデータ信号D1〜D3をいずれかの送信ストリームに割り当てる処理を行う。データ信号D1〜D3は、図示しない変調部により従来知られている種々のデジタル変調方式、例えばBPSK(Binary Phase Shift Keying)、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)、ASK(Amplitude Shift Keying)、FSK(Frequency Shift Keying)、16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation)、あるいは64QAMなどの変調方式によって変調されているものとする。
On the other hand, data signals D <b> 1 to D <b> 3 to be transmitted to
ユーザ割り当て部102から出力される送信信号sは、減算部103とモジュロ演算部104およびフィードバック部105からなる、破線で囲まれたフィードバック処理/モジュロ演算部により処理される。すなわち、送信信号sは減算部103およびフィードバック部105によりフィードバック処理が行われる。フィードバック部105では、減算部103から出力される信号に対して、あるゲインを乗じる処理を行う。さらにフィードバック処理後の信号に対して、モジュロ演算部104によりモジュロ演算が行われる。ここでいうモジュロ演算は一般的な(狭義の)モジュロ演算とは少し異なるので、その詳細については後述する。モジュロ演算部後のデータ信号vは、ビームフォーマ106に入力される。
The transmission signal s output from the
ビームフォーマ106では、モジュロ演算後のデータ信号vに対して、複数のユーザ向けの送信ビームを形成する処理、すなわちビームフォーミング処理が行われる。直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing(OFDM))伝送あるいは直交周波数分割多重アクセス(OFDMA)を用いる場合、ビームフォーミング処理後のデータ信号は、逆高速フーリエ変換(inverse fast Fourier transformer(IFFT))ユニット107によりOFDM信号に変換された後、デジタル−アナログ変換器(DAC)108によりアナログ信号に変換され、複数(n)の送信RF(Radio Frequency)部109−1〜109−nに入力される。
In the beam former 106, processing for forming transmission beams for a plurality of users, that is, beam forming processing is performed on the data signal v after the modulo calculation. When using Orthogonal Frequency-Division Multiplexing (OFDM) transmission or Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access (OFDMA), the data signal after beamforming is processed by inverse fast Fourier transformer (IFFT). After being converted into an OFDM signal by the
なお、シングルキャリア伝送の場合、つまりOFDM伝送やOFDMA伝送のようなマルチキャリア伝送を用いない場合、IFFTユニット107は必要なく、ビームフォーマ106からの出力信号はDAC108に直接入力される。なお、いずれの場合もDAC108の前段に帯域制限のためのディジタルフィルタなどを用いることもある。
In the case of single carrier transmission, that is, when multicarrier transmission such as OFDM transmission or OFDMA transmission is not used, the
送信RF部109−1〜109−nは、周波数変換器(アップコンバータ)、電力増幅器および必要に応じてフィルタを有する。DAC108からのアナログ信号に変換されたパイロット信号およびデータ信号は、送信RF部109−1〜109−nにおいてRF帯の周波数にアップコンバートされ、さらに電力増幅がなされた後、送信アンテナ110−1〜110−nに供給されることによって送信される。
The transmission RF units 109-1 to 109-n include a frequency converter (upconverter), a power amplifier, and a filter as necessary. The pilot signal and the data signal converted into the analog signal from the
<無線受信装置>
図2は、第1の実施形態に従う無線受信装置を示している。図2に示す無線受信装置は基地局に備えられる図1の無線送信装置に対応して、複数ユーザの無線端末にそれぞれ備えられる。図1の無線送信装置から送信されるRF信号は、受信アンテナ301によって受信される。受信アンテナ301から出力される受信信号31は、受信RF部302に入力される。
<Wireless receiver>
FIG. 2 shows a wireless reception device according to the first embodiment. The radio reception apparatus shown in FIG. 2 corresponds to the radio transmission apparatus shown in FIG. The RF signal transmitted from the wireless transmission device in FIG. 1 is received by the
受信RF部302は、低雑音増幅器(LNA)、周波数変換器(ダウンコンバータ)、および必要に応じてフィルタを有する。受信信号31は、受信RF部302において増幅された後、RF帯から例えばベースバンド帯の周波数にダウンコンバートされる。
The
受信RF部302から出力されるベースバンド帯の受信信号は、アナログ−デジタル変換器(ADC)303によってアナログ信号からデジタル信号に変換された後、高速フーリエ変換(fast Fourier transformer(FFT))ユニット304により復調(サブキャリア復調)される。FFTユニット304からの出力信号は、モジュロ演算部305およびチャネル推定部306に入力される。モジュロ演算部305およびチャネル推定部306からの出力信号は、復調部307に入力される。
A baseband received signal output from the
ここでは、図1の無線送信装置がOFDM伝送のようなマルチキャリア伝送を用いていることに対応して、無線受信装置にFFTユニット304が設けられているが、シングルキャリア伝送の場合にはFFTユニット304は不要であり、ADC303からの出力信号はモジュロ演算部305およびチャネル推定部306に直接入力される。なお、いずれの場合もADC303の後に帯域制限のためのディジタルフィルタを用いることもある。
Here, in response to the fact that the wireless transmission device of FIG. 1 uses multicarrier transmission such as OFDM transmission, an
モジュロ演算部305では、図1中のモジュロ演算部104に対応したモジュロ演算が行われる。チャネル推定部306では、無線送信装置の送信アンテナ110−1〜110−nと各無線受信装置との間のチャネル推定、すなわち伝搬路応答(以下、チャネル応答という)の推定が行われる。復調部307は、チャネル推定部306からのチャネル推定値に基づいてFFTユニット304からの出力信号に対してチャネル等化を行った後、図1中の変調部101および102の変調に対応した復調処理、すなわち変調信号を信号点へデマッピングする処理を行う。
The
チャネル推定部306は、例えば図3に示されるように2つのメモリ401および402と直交処理部403および除算部(ビットシフト部)404を有する。チャネル推定部306の詳細な処理については後に説明する。
The
<詳細説明>
次に、本実施形態に従う無線送信装置および無線受信装置について、従来のCI、ZF−DPCおよびマルチユーザTHPの詳細と共に詳しく説明する。
本実施形態に従う無線送信装置は、例えば基地局と複数のユーザによって所持される無線端末とを有する無線通信システムの基地局に備えられる。無線通信システムは、複数のアンテナを用いて同一周波数、同一時間に複数のユーザ(無線端末)を多重するSDMA方式を利用している。
<Detailed explanation>
Next, the wireless transmission device and the wireless reception device according to the present embodiment will be described in detail together with details of conventional CI, ZF-DPC, and multiuser THP.
The radio transmission apparatus according to the present embodiment is provided in a base station of a radio communication system having, for example, a base station and radio terminals possessed by a plurality of users. A wireless communication system uses an SDMA scheme in which a plurality of users (wireless terminals) are multiplexed at the same frequency and the same time using a plurality of antennas.
基地局は2つの送信アンテナTx1およびTx2(例えば、図1中のアンテナ110−1および110−2に相当)を持ち、ユーザ1およびユーザ2の無線端末はそれぞれ1本の受信アンテナRx1およびRx2を持っていると仮定する。ユーザ1およびユーザ2の無線端末への送信信号をそれぞれ
とし、ユーザ1およびユーザ2の無線端末で受信される雑音信号を
とすると、ユーザ1およびユーザ2の無線端末で受信される信号yは
と書くことができる。ここでHは基地局と無線端末間のチャネル行列であり、h11は送信アンテナTx1からユーザ1の無線端末の受信アンテナRx1までのチャネル応答、h12は送信アンテナTx2から受信アンテナRx1までのチャネル応答、h21は送信アンテナTx1からユーザ2の無線端末の受信アンテナRx2までのチャネル応答、h22は送信アンテナTx2から受信アンテナRx2までのチャネル応答をそれぞれ示す。
Can be written. Here, H is a channel matrix between the base station and the wireless terminal, h 11 is a channel response from the transmitting antenna Tx1 to the receiving antenna Rx1 of the wireless terminal of the
ここで、ビームフォーマを用いて送信信号sに対して
というウェイトWを乗算して送信すると、
となり、ユーザ1およびユーザ2の無線端末は互いに干渉なく、それぞれs1およびs2のみを受信することが可能になるため、SDMAを実現できる。これが前述したCI方式である。
Thus, since the wireless terminals of
一方、非特許文献1に記載されたZF−DPCについて、図4および図5を用いて説明する。ZF−DPCでは、前述したようにチャネル行列Hのエルミート転置HHをQR分解して得られるQを用いる。具体的には、
として計算されたQをウェイトWとして用いる。ここで、Qは直交行列であり、かつユニタリ行列であるから、CI方式で問題になる送信電力の増加は生じない。 Is used as the weight W. Here, since Q is an orthogonal matrix and a unitary matrix, an increase in transmission power that causes a problem in the CI method does not occur.
ビームフォーミングによって送信信号sにウェイトWを乗算すると、ユーザ1およびユーザ2の無線端末の受信信号は次のようになる。
よって、ユーザ1の無線端末はユーザ1向けの送信信号s1のみを受信し、ユーザ2の無線端末はユーザ1向けの送信信号s1およびユーザ2向けの送信信号s2の両方を受信する。
Therefore, the wireless terminal of the
図4は、このときのウェイトWが作るビームのイメージを示している。図4の例では、ユーザ1向けの送信信号s1はユーザ1の無線端末において最大ゲインが得られるようなビームで送信される。このユーザ1向けのビームについては、干渉抑圧を考慮する必要がないため、最大比合成ダイバーシチのためのビームとすることが可能になり、CI方式よりも特性が良い。
FIG. 4 shows an image of the beam created by the weight W at this time. In the example of FIG. 4, the transmission signal s 1 for the
ユーザ1の無線端末の受信信号は、y1=r11 *s1 + n1となる。このとき、ユーザ1の無線端末のダイバーシチオーダは2となる。このユーザ1向けのビームはユーザ2の無線端末を考慮していないため、ユーザ1向けの送信信号s1はユーザ2の無線端末にも届いてしまう。一方、ユーザ2向けの送信信号s2は、ユーザ1の無線端末への干渉を抑圧する必要がある。その結果、ユーザ2向けの送信信号s2は、ユーザ1の無線端末には届かないものの、ユーザ2の無線端末にも最大利得で届かず、ユーザ2の無線端末のダイバーシチオーダは1になる。
The reception signal of the wireless terminal of
ところで、このままではユーザ2の無線端末はユーザ1向けの送信信号s1からの干渉を受けてしまうことになる。すなわち、ユーザ2の無線端末の受信信号はy2=r21 *s1 + r22 *s2 + n2となり、ここでr21 *s1がs1からの干渉成分である。そこで、ZF−DPCでは図5に示されるように送信信号ムs1およびs2にフィードバック処理を含むプリコーディングを施してから、ビームフォーミングを行う。図5では、次式で示すプリコーディング信号s’を生成する。
このようなプリコーディング(フィードバック処理)を施すと、プリコーディング信号s’にウェイトWによるビームフォーミングを施して得られる最終的な送信信号x’は次式となる。
このときの受信信号y’は次のように書くことができる。
ここでBは
式(10)より、ZF−DPCではビームフォーミングとプリコーディングを併用することにより、ユーザ1およびユーザ2は互いの干渉なく通信することが可能になる。
From equation (10), in ZF-DPC,
すなわち、図5に示されるようにユーザ1の無線端末の受信信号は、プリコーディングを行わない図4の場合と同様にy1=r11 *s1 + n1となる。一方、ユーザ2の無線端末の受信信号は、y2=r22 *s2 + n2となり、干渉成分r21 *s1がキャンセルされる。このようにビームフォーミングとプリコーディングを併用することにより、ユーザ1およびユーザ2の無線端末は互いの干渉なく基地局と通信を行うことが可能になる。
That is, as shown in FIG. 5, the received signal of the wireless terminal of
ところで、式(10)で示したように送信信号に対してプリコーディング、すなわちフィードバック処理を施した場合、フィードバック処理後の信号s’は式(8)に示したようになる。 By the way, when precoding, that is, feedback processing is performed on the transmission signal as shown in Equation (10), the signal s ′ after the feedback processing is as shown in Equation (8).
ここで、s1およびs2の電力を1として規格化した場合でも、式(8)のs2-s1r12 */ r22 *(s2-s1r12 (1)*/ r22 (1)*とする)は、1より大きくなってしまう可能性があるため、送信電力が増大するという問題がある。この問題を避けるため、前述したように非特許文献2においてTHPを用いた送信電力低減方法、すなわち複素数で構成される送信信号にモジュロ演算を施す方法が提案されている。以下、この非特許文献2で提案されている送信電力低減方法の原理と問題点について、図6および図7を参照して説明する。図6は送信信号点のIQ平面上でのコンスタレーションを示し、図7は受信信号点のIQ平面上でのコンスタレーションを示している。
Here, even when the powers of s 1 and s 2 are normalized as 1, s 2 −s 1 r 12 * / r 22 * (s 2 −s 1 r 12 (1) * / r ) in Expression (8) 22 (1) * ) is likely to be greater than 1, which increases the transmission power. In order to avoid this problem, as described above,
まず、キャンセリング前の送信信号のs1およびs2の振幅Aを下記で表すとする。
ここで、Mは変調多値数、mは電力を1に規格化するための係数であり、QPSKの場合はM=4、m=√2である。よって、QPSKの信号点は
となる。今、図6において左上の信号点s2=(-1/√2+j/√2)を送信する場合、信号点s2がプリコーディングにより右上の白抜きの点s2’に移ったとする。このとき、マルチユーザTHPではプリコーディング後の信号s2-s1r12 (1)*/ r22 (1)*に対して実数N=2√M/m=2√2の整数倍を実軸上および虚軸上で引き算あるいは足し算し、振幅がI相,Q相共に±√M/m=±2√2以内になるようにして電力低減を行う。この処理はモジュロ演算と似ているため、C. Windpassingerらはモジュロリダクションとも呼んでいる。 It becomes. Now, when transmitting the upper left signal point s2 = (− 1 / √2 + j / √2) in FIG. 6, it is assumed that the signal point s2 has moved to the upper right white point s2 ′ by precoding. At this time, in the multi-user THP, a real number N = 2√M / m = 2√2 is an integer multiple of the precoded signal s 2 -s 1 r 12 (1) * / r 22 (1) * . The power is reduced by subtracting or adding on the imaginary axis and the axis so that the amplitude is within ± √M / m = ± 2√2 for both the I phase and the Q phase. Since this process is similar to modulo arithmetic, C. Windpassinger and colleagues call it modulo reduction.
今、モジュロ演算においてI相に対してNを1回、Q相に対してNを1回減算し、
としたときに、振幅±√M/mが±√2以下になったとする。すなわち、点s2’が矢印のように振幅が±√M/m=±2√2以内の点s2”に移ったとする。この場合、モジュロ演算(モジュロリダクション)を行うことで、送信シンボルは±√M/m=±2√2に収まるため、送信電力を増加させることなく送信を行うことができる。 Suppose that the amplitude ± √M / m becomes ± √2 or less. That is, the point s 2 'is to moved to s 2 "amplitude ± √M / m = ± 2√2 within point as shown by an arrow. In this case, by performing a modulo operation (modulo reduction), transmission symbol Falls within ± √M / m = ± 2√2, so transmission can be performed without increasing the transmission power.
一方、受信側では雑音成分を無視すれば式(10)に従うと
が受信される。よって、式(15)の信号をチャネル応答に相当するゲインr22 *で除算すると、受信信号はs2-N-jNとなり、図7の白抜き点となる。この受信信号はフィードバック処理前の振幅±√M/m=±2√2を超えているため、受信側ではI相およびQ相で1回ずつ式(13)のNを加算することで、信号s2を回復することが可能になる。この方式が前述したマルチユーザTHPであり、送信電力を増加させることなくユーザを同一時間、同一周波数で多重しながら、かつ従来のSDMA方式より受信品質を改善できるという特徴がある。 Is received. Therefore, when the signal of Expression (15) is divided by the gain r 22 * corresponding to the channel response, the received signal becomes s 2 −N−jN, which is a white dot in FIG. Since this received signal exceeds the amplitude ± √M / m = ± 2√2 before the feedback processing, the signal on the receiving side is obtained by adding N in Equation (13) once for the I phase and Q phase. it becomes possible to recover the s 2. This method is the multi-user THP described above, and has the characteristics that it is possible to multiplex users at the same time and the same frequency without increasing the transmission power and to improve the reception quality over the conventional SDMA method.
ここで、式(15)に示されるように、受信信号はモジュロ演算で付加された信号成分(−N−jN)により変化することになる。つまり、チャネル(伝搬路)の状態によっては式(15)の値が大きくなる場合もあれば、小さくなる場合もある。このように場合によっては受信電力が大きく変動することになるため、受信装置に入力される受信信号のダイナミックレンジは非常に大きくなり、安価な受信装置での受信が不可能になってしまうという問題がある。 Here, as shown in the equation (15), the received signal changes depending on the signal component (−N−jN) added by the modulo operation. That is, depending on the state of the channel (propagation path), the value of equation (15) may increase or decrease. In this way, the received power fluctuates greatly depending on the situation, so that the dynamic range of the received signal input to the receiving device becomes very large, and reception by an inexpensive receiving device becomes impossible. There is.
本実施形態では、このようなダイナミックレンジの増大を以下のようにして軽減する。以下、本実施形態における受信信号のダイナミックレンジ増大を軽減する原理について説明する。ここでは、3ユーザをそれぞれ1つの送信ストリームに割り当てて送信を行う場合を例として考える。モジュロ演算まで考慮すると、マルチユーザTHPにおける受信信号をベクトルで表すと次式のように書くことができる。
ここで、dは式(14)における−N−jNに相当する、モジュロ演算で加えられた信号成分のベクトルであり、xが±√M/m以内に入るように付加されたものである。以下、このベクトルdを摂動ベクトル(perturbation vector)と呼ぶことにする。 Here, d is a vector of signal components added by modulo calculation corresponding to −N−jN in the equation (14), and is added so that x falls within ± √M / m. Hereinafter, this vector d will be referred to as a perturbation vector.
式(16)におけるs1〜s3は、それぞれユーザ1〜ユーザ3への送信信号をそれぞれ表し、式(16)の送信信号ベクトルsの一番上の要素から順に第1送信ストリーム〜第3送信ストリームと呼ぶことにする。すなわち、式(16)はユーザの番号と送信ストリームの番号が同じになるように各ユーザの送信信号を各送信ストリームに割り当てる場合である。式(16)によると、受信信号のダイナミックレンジは摂動ベクトルd(d1, d2, d3)の大きさによって左右されることが分かる。次に、どのようにして摂動ベクトルdが送信側で加えられるかについて説明する。
In the equation (16), s1 to s3 respectively represent transmission signals to the
いま、図1に示すようにフィードバック処理/モジュロ演算部の出力(モジュロ演算後の信号)をv=B-1(s+d)と置くと、vの各要素viはv1から順に計算されて次のように書くことができる。
ここで、本実施形態でいうモジュロ演算の処理を改めて以下のように定義する。
式(18)のMOD( )defが狭義のモジュロ演算を表している。式(18)は、モジュロ演算後の信号viはI相,Q相共に±√M/m以内に入るように、フィードバック処理後の信号si’に対して摂動ベクトルdiが付加される、と言う意味である。また、式(18)の処理はI相およびQ相で独立に行われる。 MOD () def in Expression (18) represents a modulo operation in a narrow sense. Equation (18) shows that the perturbation vector d i is added to the signal si ′ after the feedback processing so that the signal vi after the modulo calculation is within ± √M / m for both the I phase and the Q phase. That means. Moreover, the process of Formula (18) is independently performed in I phase and Q phase.
第1送信ストリーム、つまり式(17)の一行目で計算されるユーザ1への送信信号は、キャンセルすべき信号成分がないため摂動ベクトルはd1=0であり、モジュロ演算後の信号はv1=s1’-s1である。第2送信ストリーム、つまり式(17)の二行目で計算されるユーザ2への送信信号は、ユーザ2への送信信号s2に対して、ユーザ1への送信信号の干渉成分v1(r*12/r*22)を引いたs1’が±√M/m以内に収まるように摂動ベクトルd2が加えられてv2が生成される。よって、例えばd2の実数成分は式(18)よりreal(d2)=real(s’2)-real(v2)となる。なお、real()は実数成分を表す。同様に、第3送信ストリーム、つまり式(17)の第三行目で計算されるユーザ3への送信信号の摂動ベクトルd3の実数成分はreal(d3)=real(s’3)-real(v3)となる。
In the first transmission stream, that is, the transmission signal to the
図8に、フィードバック処理後の信号si’と摂動ベクトルdiの関係を示す。図18に示されるように、モジュロ演算の特徴上、摂動ベクトルdiはフィードバック処理後の信号si’に対して階段状に変化することがわかる。 FIG. 8 shows the relationship between the signal si ′ after the feedback processing and the perturbation vector di. As shown in FIG. 18, it can be seen that the perturbation vector di changes stepwise with respect to the signal si ′ after the feedback processing due to the characteristics of the modulo operation.
ここで、ユーザ3への信号ストリームs3の場合、摂動ベクトルd3の実数部が最も大きくなるのは
が最も大きくなるときと考えてよい。図8よりsi’の増加に対してdiは増加するから、diの最大値はsi’の最大値のときに得られると考えてよい。よって摂動ベクトルd3の実部の最大値は、次式のようになる。
一般には、第k送信ストリームにおける摂動ベクトルdkの実数成分の最大値は次式のように書くことができる。
すなわち、一般に第i番目の送信ストリームに割り当てられたユーザの無線端末で受信される信号は、
となる。なお、式(22)右辺第2項および第3項は、それぞれ摂動ベクトルdiの実数成分および虚数成分の最大値を表す。よって、
で示す摂動ベクトルdiの最大値di,maxが小さければ受信信号のダイナミックレンジは小さく、di,maxが大きければ受信信号のダイナミックレンジは大きくなることが分かる。従って、受信信号のダイナミックレンジを小さくするには、式(23)のdi,maxを小さくすれば良いことが分かる。 It can be seen that if the maximum value di, max of the perturbation vector di is small, the dynamic range of the received signal is small, and if di, max is large, the dynamic range of the received signal is large. Therefore, it can be seen that di, max in equation (23) should be reduced in order to reduce the dynamic range of the received signal.
ところで、di,maxは
に影響される。これはチャネル行列から式(6)に基づいて計算した値である。式(16)では第1送信ストリームにユーザ1、第2送信ストリームにユーザ2、第3送信ストリームにユーザ3をそれぞれ割り当てたが、式(6)の性質上、ユーザ割り当てを変えると式(24)の値も変わることがわかる。よって、各ユーザを各送信ストリームに割り当てたときのdi,maxの値を予め計算し、最もdi,maxが小さくなるように各ユーザを各送信ストリームに割り当てれば良いことになる。本実施形態では、このようにdi,maxが最も小さくなるように各ユーザを各送信ストリームに割り当てるようにすることをスケジューリングと呼ぶ。スケジューリングはスケジューリング部101によって行われ、実際の割り当てはユーザ割り当て部102によって行われる。以上が本実施形態における受信信号のダイナミックレンジを小さくする原理である。
Affected by. This is a value calculated from the channel matrix based on Equation (6). In Expression (16),
次に、図1の各ブロックの詳細について説明する。ウェイト計算部100およびスケジューリング部101は、互いに情報を共有しながら受信信号のダイナミックレンジが最小になるような(言い換えれば、di,maxが小さくなるような)ユーザ割り当てを計算により求め、これに基づきユーザ割り当て部102は各ユーザを各送信ストリームに割り当てる。以下、図9に示すフローチャートを用いてウェイト計算部100およびスケジューリング部101の詳細な動作を説明する。
Next, details of each block in FIG. 1 will be described. The
まず、最初にユーザ割り当ての候補数、すなわち複数のユーザと複数の送信ストリームとの組み合わせ数を決定する(ステップS1)。3ユーザを3つの送信ストリームに割り当てる場合、組み合わせ数は3×2×1=6通りとなる。続いて、組み合わせ数に相当する6回のループがスタートする(ステップS2)。 First, the number of user allocation candidates, that is, the number of combinations of a plurality of users and a plurality of transmission streams is determined (step S1). When three users are assigned to three transmission streams, the number of combinations is 3 × 2 × 1 = 6. Subsequently, six loops corresponding to the number of combinations start (step S2).
ループがスタートすると、まずユーザと送信ストリームとの組み合わせに応じて各ユーザに対しチャネル行列Hの行を割り当てる。例えば、初期状態ではユーザ1のチャネルが第1行目、ユーザ2のチャネルが第2行目、ユーザ3のチャネルが3列目といったように割り当てを行う(ステップS3)。
When the loop starts, first, a row of the channel matrix H is assigned to each user according to the combination of the user and the transmission stream. For example, in the initial state, allocation is performed such that the channel of
チャネルの割り当ては次式のような行列を用いて計算される。例えば、割り当てがなされた後の見かけ上の伝搬路H’は次式のように書くことが出来る。
ここで、ストリーム1にユーザ3、ストリーム2にユーザ2、ストリーム3にユーザ1をそれぞれ割り当てるというように、ユーザの番号とストリーム番号を逆順に割り当てる場合、Pは次式となる。
ここでPはある行、列において、「1」が一つ、それ以外が「0」となる行列である。スケジューリング、すなわちストリームの割り当てとは、このPをどのように設定するかである。この見かけ上の伝搬路行列H’を用いて次に、ウェイト計算部100によりウェイトを計算する。具体的には、式(6)に基づいてR’を計算し、式(11)に基づいてB’を計算する(ステップS4)。
Here, P is a matrix with one “1” and “0” in other rows and columns. Scheduling, ie, stream allocation, is how to set this P. Next, a weight is calculated by the
次に、スケジューリング部101において受信信号のダイナミックレンジを表す評価値を計算する(ステップS5)。すなわち、例えば式(23)に示した摂動ベクトルの最大値di,maxを計算する。評価値については、式(23)の絶対値を使っても良いし、電力を計算しても良い。また、例えば3つの送信ストリームが存在する場合、最も多くのシンボルをキャンセルする3つ目の送信ストリーム(最終送信ストリーム)に対応するdi,maxを評価値としても良いし、全ての送信ストリームに対応するdi,maxを計算し、最も大きなdi,maxを評価値としても良い。また、それぞれの送信ストリームに対応するdi,maxの値にそれぞれ重み付けをして合成した値を最終的な評価値としても良い。あるいは、式(23)の中で割り当てによって変化する式(24)のみを計算して比較しても良い。
Next, the
次に、ユーザ割り当て部102により、ステップS5で計算された評価値の値を閾値と比較する(ステップS6)。閾値としては、過去に計算された組み合わせにおける評価値を用いる。di,maxは小さい方が良いため、過去に計算した組み合わせにおける評価値(閾値)の方が現在計算している組み合わせにおける評価値よりも良好な場合は、ステップS3に戻って次の組み合わせに進む。
Next, the
もし、過去に計算した組み合わせにおける評価値(閾値)よりも現在計算している組み合わせにおける評価値の方が良好な場合は、現在の評価値を保存し(ステップS7)、また、現在の組み合わせで構成したチャネル行列とウェイトも保存する(ステップS8)。 If the evaluation value in the combination currently calculated is better than the evaluation value (threshold value) in the combination calculated in the past, the current evaluation value is stored (step S7), and the current combination is used. The configured channel matrix and weight are also stored (step S8).
ユーザと送信ストリームとの全ての組み合わせ(セット)についてステップS3〜S8の処理が終わってなければ、残りのセットについてS3〜S8の処理を行い、全てのセットについてS3〜S8の処理が終われば終了とし(ステップS9)、ループは終了する(ステップS10)。 If the processing of steps S3 to S8 is not completed for all combinations (sets) of the user and the transmission stream, the processing of S3 to S8 is performed for the remaining sets, and the processing is completed when the processing of S3 to S8 is completed for all the sets. (Step S9), and the loop ends (Step S10).
今、仮に第1送信ストリームにユーザ3、第2送信ストリームにユーザ2、第3送信ストリームにユーザ1をそれぞれ割り当てたときに、最も評価値di,maxが小さくなったと仮定する。このとき、ユーザ割り当て部102ではスケジューリング部101により制御され、送信ストリームsの入れ替え、すなわち各送信ストリームに対する各ユーザの割り当ての変更を行う。入れ替え後の送信ストリームのベクトルは、本例ではs’=P×s=[s’3, s’2, s’1]Tとなる。
Assume that when the user 3 is assigned to the first transmission stream, the
次に、フィードバック処理/モジュロ演算部ではステップS8で保存されたウェイトを用いて処理が行われる。このようにスケジューリングを行った後のフィードバック処理/モジュロ演算部の出力(モジュロ演算後の信号)v’は、スケジューリング後のウェイトB’および摂動ベクトルd’を用いてv’=B’-1(s’+d’)と表される。このモジュロ演算後の信号v’は、ビームフォーマ106に送られ、ステップS8で保存されたウェイトQ’を用いて処理が行われる。ビームフォーマ106の出力は、x’=Q’v’=B’-1(s’+d’)となる。
Next, the feedback processing / modulo operation unit performs processing using the weight stored in step S8. The output of the feedback processing / modulo operation unit (the signal after the modulo operation) v ′ after performing scheduling in this way is expressed as v ′ = B ′ −1 (by using the weight B ′ and the perturbation vector d ′ after scheduling. s '+ d'). The signal v ′ after this modulo calculation is sent to the
一方、図2の無線受信装置における受信信号は、式(16)をスケジューリング後の信号に置き換えて次のように書ける。
このときモジュロ演算により受信信号に付加されている信号成分である摂動ベクトルd’1, d’2,d’3は、図9の処理により最小になっているため、受信信号y’のダイナミックレンジは最小になる。従って、無線受信装置のアナログ回路(例えば、受信RF部302)およびデジタル回路(ADC303およびFFTユニット304等)に対する負担が軽減され、廉価な無線受信装置を実現することが可能になる。
At this time, the perturbation vectors d′ 1, d′ 2, and d′ 3, which are signal components added to the reception signal by modulo calculation, are minimized by the processing of FIG. 9, and thus the dynamic range of the reception signal y ′. Is minimized. Therefore, the burden on the analog circuit (for example, the reception RF unit 302) and the digital circuit (
(第2の実施形態)
次に、本発明の第2の実施形態を説明する。本実施形態では受信可能な信号のダイナミックレンジ(受信ダイナミックレンジという)の小さい廉価な無線受信装置の使用を前提とした場合に、最も特性の良い送信を行う手法について説明する。本実施形態では受信信号のダイナミックレンジを予め決められた値に制限した場合に、良好な特性が得られるようなスケジューリングを行う。
(Second Embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described. In the present embodiment, a technique for performing transmission with the best characteristics on the premise of using an inexpensive radio reception apparatus having a small dynamic range (referred to as reception dynamic range) of a receivable signal will be described. In the present embodiment, scheduling is performed so that good characteristics can be obtained when the dynamic range of the received signal is limited to a predetermined value.
今、例えばユーザ3の無線受信装置の受信ダイナミックレンジの絶対値がV3,maxであったとする。この場合、式(16)中に示したユーザ3の無線受信装置の受信信号のうち、s3+d3はV3,maxでしか取れないことになる。つまり一般化して、i番目の無線受信装置の受信ダイナミックレンジがVi,maxである、という制約がある場合は、
となるため、摂動ベクトルにも制限がかかり、
となる。なお、
とおく。つまり、受信ダイナミックレンジに制限がある場合、フィードバック処理/モジュロ演算部の出力は±√M/m以内に収まらない場合もある。 far. In other words, when the reception dynamic range is limited, the output of the feedback processing / modulo arithmetic unit may not be within ± √M / m.
そこで、受信ダイナミックレンジに制限をかけた場合にフィードバック処理/モジュロ演算部の出力がいくつになるか計算する。 Therefore, the number of outputs of the feedback processing / modulo arithmetic unit when the reception dynamic range is limited is calculated.
摂動ベクトルを加える前の信号の最大値は、
であるから、制限のある摂動ベクトルを加えた後の信号vの最大値は
となる。ただし、min(a,b)はaかbのうちの小さい方を出力する関数と定義する。 It becomes. However, min (a, b) is defined as a function that outputs the smaller of a and b.
すなわち、制限のかかった摂動ベクトルがフィードバック処理およびモジュロ演算を施したsk,max’よりも十分に大きい場合は、第1の実施形態と同様にvi,maxは±√M/m以内に抑えることができる。逆に、制限のかかった摂動ベクトルが十分に大きくない場合は、制約のある中での最小の値|sk,max’-di,max|となる。vi,maxが±√M/mを超えてしまった場合、送信装置は全体的に電力を絞って送信を行うため、受信装置では受信電力のロスが生じてしまう。つまり、vi,maxは小さければ小さいほど良い。よって受信装置の受信ダイナミックレンジに制限がある場合は、その制限の中でvi,maxを計算し、最もvi,maxを小さくできるように送信ストリーム割り当てを行えばよい。以上が第2の実施形態の原理である。 That is, when the restricted perturbation vector is sufficiently larger than sk, max ′ subjected to feedback processing and modulo arithmetic, vi and max should be suppressed to within ± √M / m, as in the first embodiment. Can do. On the other hand, when the limited perturbation vector is not sufficiently large, the minimum value | sk, max'-di, max | is within the constraints. When vi, max exceeds ± √M / m, the transmission apparatus performs transmission with the power reduced as a whole, and thus the reception apparatus loses reception power. That is, the smaller vi and max are, the better. Therefore, when the reception dynamic range of the receiving device is limited, vi and max are calculated within the limitation, and transmission stream allocation may be performed so that vi and max can be minimized. The above is the principle of the second embodiment.
第2の実施形態に従う無線送信装置の構成は、第1の実施形態と同じく図1に示した通りであるため、説明を省略する。次に、図9を参照してスケジューリングの詳細について説明を行う。図9において、ステップS1からS4までは第1の実施形態と同様であるため説明を省略する。 The configuration of the wireless transmission device according to the second embodiment is the same as that of the first embodiment shown in FIG. Next, scheduling will be described in detail with reference to FIG. In FIG. 9, steps S1 to S4 are the same as those in the first embodiment, and thus description thereof is omitted.
本実施形態では、ステップS5で計算される評価値は式(32)に示されるvi,maxである。vi,maxについては、最も下位の送信ストリームの値のみ用いても良いし、全ての送信ストリームのvi,maxの和を用いても良いし、これらのvi,maxを重み付け合成して用いても良い。 In the present embodiment, the evaluation value calculated in step S5 is vi, max shown in Expression (32). For vi and max, only the value of the lowest transmission stream may be used, the sum of vi and max of all transmission streams may be used, or these vi and max may be used by weighted synthesis. good.
次に、計算された評価値の値を閾値と比較する(ステップS6)。閾値としては、過去に計算された組み合わせにおける評価値を用いる。di,maxは小さい方が良いため、過去に計算した組み合わせにおける評価値(閾値)の方が現在計算している組み合わせにおける評価値よりも良好な場合は、ステップS3に戻って次の組み合わせに進む。 Next, the calculated evaluation value is compared with a threshold value (step S6). As the threshold value, an evaluation value in a combination calculated in the past is used. Since di, max should be smaller, if the evaluation value (threshold value) in the previously calculated combination is better than the evaluation value in the currently calculated combination, the process returns to step S3 and proceeds to the next combination. .
もし、過去に計算した組み合わせにおける評価値(閾値)よりも現在計算している組み合わせにおける評価値の方が良好な場合は、現在の評価値を保存する(ステップS7)。以降の処理は第1の実施形態と同様であるため、説明を省略する。 If the evaluation value in the combination currently calculated is better than the evaluation value (threshold value) in the combination calculated in the past, the current evaluation value is stored (step S7). Since the subsequent processing is the same as that of the first embodiment, description thereof is omitted.
このように第2の実施形態では、予め定められた受信装置の受信ダイナミックレンジの制限のなかで、最も特性が良くなる割り当て方法を決定するため、廉価な受信装置を用いても良好な通信品質を提供することが可能になる。 As described above, in the second embodiment, an allocation method that provides the best characteristics is determined within a predetermined reception dynamic range limit of the reception device. Therefore, even if an inexpensive reception device is used, good communication quality is achieved. It becomes possible to provide.
なお、本実施形態では各ユーザの受信装置の受信ダイナミックレンジの絶対値Vi,maxの情報が送信装置で必要であるため、なんらかの方法を用いてVi,maxの値を送信装置に通知する必要がある。 In the present embodiment, since the information on the absolute value Vi, max of the reception dynamic range of each user's receiving device is required by the transmitting device, it is necessary to notify the transmitting device of the value of Vi, max using some method. is there.
まず、一つにはVi,maxの値を量子化して例えば4ビットといったような制御情報として送信する手法が考えられる。この場合、ユーザ割り当て部102はスケジューリング部101により制御され、この制御情報に従って受信装置の受信信号のダイナミックレンジが受信装置の受信ダイナミックレンジ内に収まるようにモジュロ演算部104で付加される信号成分を制限すべく送信ストリーム割り当てを行う。
First, a method is conceivable in which the Vi and max values are quantized and transmitted as control information such as 4 bits. In this case, the
他の方法として、モジュロ演算部104においてモジュロ演算に伴う信号成分である摂動ベクトルを何回加算、あるいは減算できるかを表す数値(加減算回数)γの制限を示す制御情報として送信しても良い。例えば、γ=3でQPSKの場合は、γはN=2√M/m=2√2の値をI相およびQ相に3回までは加算、あるいは減算できるかを示す。この場合、ユーザ割り当て部102はスケジューリング部101により制御され、加減算回数γを示す制御情報に従って受信装置の受信信号のダイナミックレンジが受信ダイナミックレンジ内に収まるように、モジュロ演算部104における摂動ベクトルの加減算回数の制限が満たされるように送信ストリーム割り当てを行う。
As another method, the modulo
(第3の実施形態)
次に、本発明の第3の実施形態を説明する。第3の実施形態では、無線送信装置で多重可能なユーザ数以上のユーザ(無線受信装置)が存在した場合、その中から多重可能な最適なユーザを抽出し、さらにそのユーザの中から第1あるいは第2の実施形態に基づいてスケジューリングを行う。
(Third embodiment)
Next, a third embodiment of the present invention will be described. In the third embodiment, when there are more users (wireless reception devices) than the number of users that can be multiplexed by the wireless transmission device, an optimum user that can be multiplexed is extracted from the users, and the first user is further selected from the users. Alternatively, scheduling is performed based on the second embodiment.
図10は、第3の実施形態に従う無線送信装置であり、第1および第2の実施形態との唯一の違いは、ユーザ割り当て部102に送信装置で多重可能なユーザ数(ここでは3とする)以上のユーザへ送信すべきデータ信号D1〜D5が入力されている点である。
FIG. 10 shows a wireless transmission device according to the third embodiment. The only difference from the first and second embodiments is the number of users that can be multiplexed in the
本実施形態の動作は、図9に示したフローチャートに従っており、第1の実施形態と唯一異なる点はユーザと送信ストリームとの組み合わせ数の違いである。本実施形態では、5ユーザから最適な3ユーザを選択して送信を行う。この場合、組み合わせ数は5×4×3=60通りになる。これら60通りの組み合わせに関して、ステップS1からS9までの処理を行う。この処理に基づいて選択された最適な3ユーザへのデータ信号がユーザ割り当て部102によって送信ストリームに割り当てられ、送信が行われる。
The operation of this embodiment follows the flowchart shown in FIG. 9, and the only difference from the first embodiment is the difference in the number of combinations of users and transmission streams. In the present embodiment, the optimum three users are selected from five users for transmission. In this case, the number of combinations is 5 × 4 × 3 = 60. For these 60 combinations, the processing from step S1 to S9 is performed. The data signals for the optimum three users selected based on this processing are allocated to the transmission stream by the
ここで、第3の実施形態におけるスケジューリングでの評価値としては、第1の実施形態のように最も受信信号のダイナミックレンジが小さくなる組み合わせを選ぶこともできるし、第2の実施形態のように受信装置の受信ダイナミックレンジを制限した上で、最も受信特性の良い評価値を選択することも可能である。 Here, as the evaluation value in the scheduling in the third embodiment, a combination that minimizes the dynamic range of the received signal can be selected as in the first embodiment, or as in the second embodiment. It is also possible to select an evaluation value with the best reception characteristics after limiting the reception dynamic range of the reception apparatus.
(第4の実施形態)
次に、本発明の第4の実施形態について説明する。第4の実施形態に従う無線送信装置の構成は図1と同じであるため、説明を省略する。第4の実施形態は第3の実施形態とほぼ同じであるが、スケジューリングにおける処理の流れが異なる。
(Fourth embodiment)
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described. The configuration of the wireless transmission device according to the fourth embodiment is the same as that in FIG. The fourth embodiment is almost the same as the third embodiment, but the process flow in scheduling is different.
図11のフローチャートを参照して本実施形態の処理手順を説明する。本実施形態では5ユーザから、まずスケジューリング部101において第1の規範に従って、収容する3ユーザを選択し、次にユーザ割り当て部102において第2の規範で当該3ユーザの送信ストリームへの割り当てを行う。ここで、第1の規範は第1の実施形態、あるいは第2の実施形態で用いた規範が使用可能である。第1の規範については様々な方式が適用可能であるが、ここではGreedyアルゴリズムを用いた例を説明する。Greedyアルゴリズムの詳細は、Z.Tuらによる’ Multiuser Diversity for a Dirty Paper Approach’に記載されている。
The processing procedure of this embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG. In the present embodiment, from five users, first, the
まず、最初にGreedyアルゴリズムを用いて5ユーザの中から3ユーザを選択するループを開始する(ステップS11)。続いて、Greedyアルゴリズムを用いて受信装置の受信信号のダイナミックレンジについての評価値を計算する(ステップS12)。評価値としては、例えば既に選択されたユーザに対してビームフォーマ106がヌルを向けるようなフィードフォワード型のウェイトを用いた際の受信電力が用いられる。一人目のユーザを選ぶときは、既に選択されたユーザがいないため、ウェイトは最大比合成のウェイトとなる。ここでは、5番目のユーザが選択されたとする(ステップS13)。 First, a loop for selecting three users from five users using the Greedy algorithm is started (step S11). Subsequently, an evaluation value for the dynamic range of the received signal of the receiving device is calculated using the Greedy algorithm (step S12). As the evaluation value, for example, received power when using a feed-forward type weight in which the beam former 106 directs null toward an already selected user is used. When the first user is selected, there is no user already selected, so the weight is the maximum ratio combining weight. Here, it is assumed that the fifth user is selected (step S13).
続いて、収容ユーザ数に達したかの判定を行う(ステップS14)。本例では無線送信装置が1ユーザしか決定していないために、ステップS12に戻ってループ処理を行う。2番目のユーザを収容する場合には、先ほど収容候補とした5番目のユーザにのみにヌルを向けた場合のフィードフォワード型のウェイトを用いて、受信信号のダイナミックレンジの評価値、すなわちユーザの受信電力を計算する(ステップS12)。これに基づいて最も受信電力が大きなユーザを選択する(ステップS13)。この例では、3番目のユーザが選択されたとする。同様にして、次のループで1番目のユーザが選択されたとする。 Next, it is determined whether the number of accommodated users has been reached (step S14). In this example, since only one user is determined as the wireless transmission device, the process returns to step S12 and loop processing is performed. When accommodating the second user, the evaluation value of the dynamic range of the received signal, that is, the user's Received power is calculated (step S12). Based on this, the user with the largest received power is selected (step S13). In this example, it is assumed that the third user is selected. Similarly, assume that the first user is selected in the next loop.
以上のように1,3,5番目のユーザを選択したら、ステップS14において収容ユーザに達した判定が下されるために、ユーザ選択のためのループを終了し(ステップS15)、収容ユーザが決定される(ステップS16)。 When the first, third, and fifth users are selected as described above, the determination to reach the accommodated user is made in step S14, so the loop for user selection is terminated (step S15), and the accommodated user is determined. (Step S16).
続いて、今度は選択された1,3,5番目のユーザに対して受信装置の受信ダイナミックレンジを考慮したスケジューリングを行う。ステップS17からS25までの処理は、第1および第2の実施形態の図9中に示したステップS2からS10までの処理と同様であるため、説明を省略する。 Next, scheduling is performed in consideration of the reception dynamic range of the receiving apparatus for the first, third, and fifth users selected this time. Since the processing from step S17 to S25 is the same as the processing from step S2 to S10 shown in FIG. 9 of the first and second embodiments, description thereof will be omitted.
このように本実施形態では、マルチユーザTHPにおいて収容ユーザを比較的計算量の少ないGreedyアルゴリズムを用いて決定し、その後収容ユーザ内部での送信ストリーム割り当ては受信装置の受信ダイナミックレンジを考慮して送信を行うことができる。従って、無線送信装置の演算量も減らしつつ、良好な通信品質を保ったまま簡易な無線受信装置を提供することが可能になる。 As described above, in the present embodiment, in the multi-user THP, the accommodated user is determined using the Greedy algorithm with a relatively small amount of calculation, and thereafter, the transmission stream allocation within the accommodated user is performed in consideration of the reception dynamic range of the receiving apparatus. It can be performed. Therefore, it is possible to provide a simple wireless receiving device while maintaining good communication quality while reducing the amount of calculation of the wireless transmitting device.
なお、本実施形態ではシングルキャリア方式を仮定して説明を行ったが、マルチキャリア方式を用いて本発明を実施することも可能である。また、本実施形態ではチャネル情報は受信装置からのフィードバックで得る例について説明をしたが、チャネル情報については送信装置を有する無線機が受信を行った際に推定したチャネル情報を用いることも可能である。 Although the present embodiment has been described assuming a single carrier method, the present invention can also be implemented using a multicarrier method. In this embodiment, the example in which the channel information is obtained by feedback from the receiving device has been described. However, for the channel information, it is also possible to use the channel information estimated when the radio having the transmitting device performs reception. is there.
また、本実施形態では主にTomlinson-Harashima Precodingを用いる場合のダイナミックレンジ低減方法、あるいは受信装置の受信ダイナミックレンジの制約の中で最も良好な特性を得るための手法について説明したが、本発明はPeelらの”A vector-perturbation technique for near-capacity multiantenna multiuser communication\−Part II: Perturbation”に示されている摂動ベクトル計算方法およびビームフォーミング方法を用いる場合にも適用可能である。 Further, in the present embodiment, a dynamic range reduction method mainly using Tomlinson-Harashima Precoding or a method for obtaining the best characteristics among the reception dynamic range restrictions of the reception apparatus has been described. The present invention is also applicable to the case of using the perturbation vector calculation method and beamforming method shown in “A vector-perturbation technique for near-capacity multiantenna multiuser communication \ -Part II: Perturbation” by Peel et al.
本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。 The present invention is not limited to the above-described embodiments as they are, and can be embodied by modifying the constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage. In addition, various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of components disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, constituent elements over different embodiments may be appropriately combined.
100・・・ウェイト計算部
101・・・スケジューリング部(評価値計算部)
102・・・ユーザ割り当て部
103・・・減算部
104・・・モジュロ演算部
105・・・フィードバック部
106・・・ビームフォーマ
107・・・IFFTユニット
108・・・デジタル−アナログ変換器
109−1〜109−n・・・送信RF部
110−1〜110−n・・・送信アンテナ
301・・・受信アンテナ
302・・・受信RF部
303・・・アナログ−デジタル変換器
304・・・FFTユニット
305・・・モジュロ演算部
306・・・チャネル推定部
307・・・復調部
100:
DESCRIPTION OF
Claims (12)
送信電力の増大を低減するため、送信信号が既定のレベル内になるように摂動ベクトルを付加するステップと、
前記送信信号を受信する前記受信器のダイナミックレンジが最小となるか、または前記受信信号のダイナミックレンジが前記無線受信装置の受信ダイナミックレンジ内に収まるように、前記送信すべき信号を少なくとも一つの送信ストリームに割り当てるステップと、を具備することを特徴とする無線送信方法。 In a radio transmission method for transmitting a transmission signal to a plurality of radio receiving apparatuses at the same frequency and at the same time using a plurality of antennas,
Adding a perturbation vector so that the transmitted signal is within a predetermined level to reduce the increase in transmit power;
The signal to be transmitted is at least one transmission so that the dynamic range of the receiver that receives the transmission signal is minimized or the dynamic range of the reception signal is within the reception dynamic range of the radio receiver. Assigning to a stream. A wireless transmission method comprising:
前記フィードバック処理後の信号に対して前記フィードバック処理による送信電力の増大を低減するための演算を行うステップと、
前記演算後の信号に対し、前記フィードバック部で残留する干渉分を低減するためのビームフォーミング処理を行うステップと、
前記ビームフォーミング処理後の信号を含む送信信号を送信するステップと、
前記送信信号を受信する無線受信装置における受信信号のダイナミックレンジを表す評価値を計算するステップと、
前記評価値に基づき前記受信信号のダイナミックレンジが最小となるか、または前記受信信号のダイナミックレンジが前記無線受信装置の受信ダイナミックレンジ内に収まるように、前記送信すべき信号を少なくとも一つの送信ストリームに割り当てるステップと、を具備することを特徴とする無線送信方法。 Performing a feedback process of multiplying a signal to be transmitted by a gain, feeding back a signal that causes interference in a wireless reception device, and subtracting the signal that causes interference from the signal to be transmitted;
Performing a calculation for reducing an increase in transmission power due to the feedback processing on the signal after the feedback processing;
Performing beam forming processing for reducing interference remaining in the feedback unit on the signal after the calculation;
Transmitting a transmission signal including the signal after the beamforming process;
Calculating an evaluation value representing a dynamic range of a reception signal in a wireless reception device that receives the transmission signal;
Based on the evaluation value, the signal to be transmitted is at least one transmission stream so that the dynamic range of the reception signal is minimized or the dynamic range of the reception signal is within the reception dynamic range of the radio reception apparatus. Assigning to the wireless transmission method.
前記フィードバック処理後の信号に対して前記フィードバック処理による送信電力の増大を低減するための演算を行う演算部と、
前記演算後の信号に対し、前記フィードバック部で残留する干渉分を低減するためのビームフォーミング処理を行うビームフォーマと、
前記ビームフォーミング処理後の信号を含む送信信号を送信する送信部と、
前記送信信号を受信する無線受信装置における受信信号のダイナミックレンジを表す評価値を計算する計算部と、
前記評価値に基づき前記受信信号のダイナミックレンジが最小となるか、または前記受信信号のダイナミックレンジが前記無線受信装置の受信ダイナミックレンジ内に収まるように、前記送信すべき信号を少なくとも一つの送信ストリームに割り当てる割り当て部と、を具備することを特徴とする無線送信装置。 A feedback processing unit that performs a feedback process of multiplying a signal to be transmitted by a gain, feeding back a signal that causes interference in a wireless reception device, and subtracting the signal that causes interference from the signal to be transmitted;
An arithmetic unit that performs an operation to reduce an increase in transmission power due to the feedback processing on the signal after the feedback processing;
A beam former for performing beam forming processing for reducing interference remaining in the feedback unit with respect to the signal after the calculation;
A transmission unit for transmitting a transmission signal including the signal after the beam forming process;
A calculation unit that calculates an evaluation value representing a dynamic range of a reception signal in a wireless reception device that receives the transmission signal;
Based on the evaluation value, the signal to be transmitted is at least one transmission stream so that the dynamic range of the reception signal is minimized or the dynamic range of the reception signal is within the reception dynamic range of the radio reception apparatus. And a allocating unit for allocating to the wireless transmission device.
前記割り当て部は、前記評価値が最小となる一つの組み合わせを決定し、該決定した組み合わせに基づいて前記割り当てを行うことを特徴とする請求項4に記載の無線送信装置。 The calculation unit calculates the evaluation value for all combinations of a plurality of transmission streams and a plurality of wireless reception devices,
The radio transmission apparatus according to claim 4, wherein the allocation unit determines one combination that minimizes the evaluation value, and performs the allocation based on the determined combination.
前記割り当て部は、前記評価値が小さい順から前記複数の送信ストリームとn(n<m)個の無線受信装置との組み合わせを選択し、該選択した組み合わせに基づいて前記割り当てを行うことを特徴とする請求項4に記載の無線送信装置。 The calculation unit calculates the evaluation value for all combinations of a plurality of transmission streams and m (plurality) of wireless reception devices,
The allocating unit selects a combination of the plurality of transmission streams and n (n <m) radio receiving apparatuses in ascending order of the evaluation value, and performs the allocation based on the selected combination. The wireless transmission device according to claim 4.
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