JP2010021922A - 無線通信システム、受信装置及び無線通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】演算量の増大を防ぎながら、伝搬路情報のフィードバック量を削減する。
【解決手段】送信装置と受信装置とを有し、両者が直交周波数分割多重方式により通信を行う無線通信システムにおいて、受信装置は、ベースバンドＯＦＤＭ信号におけるサブキャリアごとに周波数領域で表現された伝搬路情報のうち、一部のサブキャリアについての伝搬路情報を削減する伝搬路情報削減手段と、伝搬路情報削減手段により削減されなかった伝搬路情報を送信する伝搬路情報送信手段と、を備えるとともに、送信装置は、受信装置からフィードバックされた伝搬路情報に基づき補間を行うことにより、伝搬路情報削減手段によって削減された伝搬路情報を推定する伝搬路情報推定手段と、送信アンテナに対し、伝搬路情報推定手段の推定結果を用いて電力配分を行う電力配分手段と、を備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、送信装置と受信装置とが直交周波数分割多重方式により通信を行う無線通信システム、受信装置及び無線通信方法に関する。

移動体通信の分野では、限られた周波数帯域を有効利用しながら、高品質で大容量の無線通信システムを構築することが重要な課題となっている。この課題を解決する一つの方策として、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）システムが注目されている。ＭＩＭＯシステムは、送信装置及び受信装置で複数アンテナを用いて、複数の独立な信号（データストリーム）を同一帯域において同時に送受信するシステムであり、周波数帯域を増加することなくシステムのスループットを向上させることができる。

ＭＩＭＯシステムにおいて直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）により通信を行う通信方式は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送方式と呼ばれることもあり、この伝送方式には、各送信アンテナにおいて等電力でＯＦＤＭ信号を送信する基本モード伝送方式と、受信装置で得られた伝搬路情報（ＣＳＩ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を送信装置へフィードバックし、各送信アンテナにおいて信号電力対雑音電力の比（Ｓ／Ｎ比）を最大限にする電力配分でＯＦＤＭ信号を送信する固有モード伝送方式と、がある。これらのうち固有モード伝送方式では、Ｓ／Ｎ比の良好な伝送チャネルには高効率な変調方式を適用する一方、Ｓ／Ｎ比が劣化している伝送チャネルには（低Ｓ／Ｎ比環境に適した）低能率な変調方式を適用する。このようにして、データストリームごとに適応変調を行うことが可能であり、大きな伝送容量（スループット向上）を確保することができる（例えば特許文献１参照）。

ここで、固有モード伝送方式において、ＣＳＩを受信装置から送信装置へフィードバックする情報量は、送受信アンテナ数やサブキャリア数などに依存している。そのため、全てのＣＳＩをフィードバックするとなると、却って通信容量を圧迫する（スループットを低下させる）虞がある。このような弊害を考慮して、近年、全てのＣＳＩをフィードバックするのではなく、一部のＣＳＩのみをフィードバックする技術が提案されている。例えば非特許文献１では、サウンディングパケットとＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）とを用いて、時間領域における送受信アンテナ間のチャネル推定を行った後、推定された時間領域のＣＳＩのうち、先頭から主要な成分だけをフィードバックする手法が提案されている。このような手法によれば、ある程度、ＣＳＩのフィードバック量を削減することができると考えられる。
特開２００５−２５２８３４号公報 電子情報通信学会ＲＣＳ２００６−６４「ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ固有ビーム空間分割多重方式における時間領域チャネルを用いたＣＳＩフィードバック量の削減に関する検討」

しかしながら、上述のとおり、非特許文献１でフィードバックされるＣＳＩは、時間領域でＭＭＳＥを用いたチャネル推定によって算出されたものであり、このＭＭＳＥの計算は、多くの演算量を必要とするのが一般的である。演算量の増大は、フィードバックスピードの低下といった障害になる虞がある。

本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、その目的は、演算量の増大を防ぎながら、伝搬路情報のフィードバック量を削減することが可能な無線通信システム、受信装置及び無線通信方法を提供することにある。

以上のような課題を解決するために、本発明は、以下のものを提供する。

（１） 複数の送信アンテナを備える送信装置と、複数の受信アンテナを備える受信装置とを有し、両者が直交周波数分割多重方式かつ固有モード伝送方式により通信を行う無線通信システムにおいて、前記受信装置は、ベースバンドＯＦＤＭ信号におけるサブキャリアごとに周波数領域で表現された伝搬路情報のうち、一部のサブキャリアについての伝搬路情報を削減する伝搬路情報削減手段と、前記伝搬路情報削減手段により削減されなかった伝搬路情報を送信する伝搬路情報送信手段と、を備えるとともに、前記送信装置は、前記受信装置からフィードバックされた伝搬路情報に基づき補間を行うことにより、前記伝搬路情報削減手段によって削減された伝搬路情報を推定する伝搬路情報推定手段と、前記送信アンテナに対し、前記伝搬路情報推定手段の推定結果を用いて電力配分を行う電力配分手段と、を備えることを特徴とする無線通信システム。

本発明によれば、送信装置と受信装置が直交周波数分割多重方式かつ固有モード伝送方式により通信を行う無線通信システムにおいて、受信装置では、サブキャリアごとに周波数領域で表現された伝搬路情報のうち、一部のサブキャリアについての伝搬路情報を削減し、削減されなかった伝搬路情報を送信する一方、送信装置では、補間処理によって削減された伝搬路情報を推定し、送信アンテナに対し、その推定結果を用いて電力配分を行うこととしたので、受信装置で削減した伝搬路情報の分だけ、伝搬路情報のフィードバック量を削減することができる。

特に、本発明では、送信装置へフィードバックされる伝搬路情報は、時間領域ではなく周波数領域で表現されたものであるため、例えばＺＦ（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）法などの受信アルゴリズムで算出された伝搬路情報をそのままフィードバックすることができ、上述したようなＭＭＳＥを用いたチャネル推定を行う必要はない。したがって、演算量の増大を防ぎつつ、伝搬路情報のフィードバック量を削減することができる。

（２） 前記伝搬路情報削減手段は、フィードバックされる任意のサブキャリアｋに係る伝搬路情報を基準伝搬路情報とし、ｋ＋１番目以降のサブキャリアに係る伝搬路情報を比較伝搬路情報とし、行列表現された当該比較伝搬路情報と当該基準伝搬路情報の差の絶対値が所定の閾値より小さいときに、当該比較伝搬路情報を削減することを特徴とする無線通信システム。

本発明によれば、フィードバックされる任意のサブキャリアｋに係る伝搬路情報を基準伝搬路情報とし、ｋ＋１番目以降のサブキャリアに係る伝搬路情報を比較伝搬路情報とした場合において、行列表現された当該比較伝搬路情報と当該基準伝搬路情報の差の絶対値が所定の閾値より小さいときに、比較伝搬路情報を削減することとしたので、所定の閾値を最適な値に設定することによって、伝搬路情報のフィードバック量を調整することができる。

なお、所定の閾値は如何なる値であってもよく、大きな値にすれば伝搬路情報のフィードバック量を少なくすることができる。一方、小さな値にすればこのフィードバック量は多くなる。この所定の閾値は、無線通信システムのシステム環境に応じて最適な値を選定すればよい。また、本発明では、減算処理と絶対値の計算によって、削減すべき伝搬路情報を選択することができるので、この点においても演算量の増大を防ぐことができる。

（３） 前記受信アンテナの本数を前記送信アンテナの本数よりも多くして、前記伝搬路情報削減手段により減少した伝送容量を補償することを特徴とする無線通信システム。

本発明によれば、受信アンテナの本数を送信アンテナの本数よりも多くして、受信側のダイバーシチを利用することによって、伝搬路情報削減手段により減少した伝送容量を補償することとしたので、伝搬路情報のフィードバック量を少なくした場合に生ずる伝送容量の減少を和らげることができる。すなわち、伝送容量劣化のリカバリーが可能になる。このように、本発明は、伝送容量の劣化を防ぎつつ、伝搬路情報のフィードバック量を削減することができる。

（４） 複数の受信アンテナを備え、複数の送信アンテナを備える送信装置と直交周波数分割多重方式により通信を行う受信装置において、ベースバンドＯＦＤＭ信号におけるサブキャリアごとに周波数領域で表現された伝搬路情報のうち、一部のサブキャリアについて伝搬路情報を削減する伝搬路情報削減手段を備え、前記伝搬路情報削減手段は、フィードバックされる任意のサブキャリアｋに係る伝搬路情報を基準伝搬路情報とし、ｋ＋１番目以降のサブキャリアに係る伝搬路情報を比較伝搬路情報とし、行列表現された当該比較伝搬路情報と当該基準伝搬路情報の差の絶対値が所定の閾値より小さいときに、当該比較伝搬路情報を削減することを特徴とする受信装置。

本発明によれば、上述同様、演算量の増大を防ぎつつ、伝搬路情報のフィードバック量を調整することが可能な受信装置を提供することができる。

（５） 複数の送信アンテナを備える送信装置と、複数の受信アンテナを備える受信装置とが直交周波数分割多重方式により通信を行う無線通信方法であって、前記受信装置において、ベースバンドＯＦＤＭ信号におけるサブキャリアごとに周波数領域で表現された伝搬路情報のうち、一部のサブキャリアについて伝搬路情報が削減される第１ステップと、前記第１ステップにより削減されなかった伝搬路情報を送信する第２ステップと、前記送信装置において、前記受信装置からフィードバックされた伝搬路情報に基づき補間が行われることにより、前記第１ステップによって削減された伝搬路情報が推定される第３ステップと、前記送信アンテナに対し、前記第３ステップの推定結果を用いて電力配分を行う第４ステップと、を含むことを特徴とする無線通信方法。

本発明によれば、上述した無線通信システム同様に、第１ステップにおいて削減した伝搬路情報の分だけ、伝搬路情報のフィードバック量を削減することができる。また、第３ステップにおいてＭＭＳＥなどを計算することなく伝搬路情報を推定することができ、ひいては演算量の増大を防ぐことができる。

以上説明したように、本発明によれば、サブキャリアごとの全ての伝搬路情報を送信装置へフィードバックするのではなく、一部のサブキャリアについて伝搬路情報を削減した上で送信装置へフィードバックするので、演算量の増大を防ぎながら、伝搬路情報のフィードバック量を削減することができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。

図１は、本発明の実施の形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ固有モード伝送システム１のシステム構成を示すブロック図である。

図１に示すように、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ固有モード伝送システム１は、送信装置２と、受信装置３と、を有している。なお、送信装置２には、Ｍ個の送信アンテナ１６が設けられており、受信装置３には、Ｎ個の受信アンテナ２５が設けられている。そして、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ固有モード伝送システム１では、受信装置３で得られた伝搬路情報（ＣＳＩ）を送信側と受信側とで共有することによって、Ｍ×ＮのＭＩＭＯチャネルを、ｍ＝ｍｉｎ（Ｍ，Ｎ）個の直交したＳＩＳＯチャネルに分解することができる。加えて、これら独立したｍ個の直交チャネルに、それぞれ適切な電力配分を行うことで、伝送容量を最大にすることができる。

このように、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ固有モード伝送システム１は、複数の送信アンテナ１６を備える送信装置２と、複数の受信アンテナ２５を備える受信装置３とを有し、両者が直交周波数分割多重方式により通信を行う無線通信システムの一例となる。なお、本実施形態において、送信装置２と受信装置３とに分けているのは説明の便宜のためであり、送信装置２及び受信装置３は、それぞれ送信機能及び受信機能の双方を備えていてもよい。

送信装置２は、シリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐで示す）１０と、１次変調部（１次変調で示す）１１と、固有モード適応送信部（Ｕ_ｋで示す）１２と、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部（ＩＦＦＴで示す）１３と、ＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）挿入部（＋ＧＩで示す）１４と、無線処理部１５と、送信アンテナ１６と、を有している。

シリアルパラレル変換部１０は、Ｉｎｐｕｔされたビット系列を、ｍ個のデータストリームに変換（分割）する。具体的には、シリアルパラレル変換部１０は、ビット系列を予め設定されているブロックサイズで周期的に各データストリームに送る。

１次変調部１１は、入力されるビット系列を所定の変調方式によってサブキャリアごとに変調する。所定の変調方式としては、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ），ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ），１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ），６４ＱＡＭ，２５６ＱＡＭなどが挙げられるが、如何なる方式を用いてもよい。また、１次変調部１１は、受信装置３からサブキャリアごとのＣＳＩに基づいて、サブキャリアごとの変調パラメータ（誤り訂正符号，符号化率，変調方式又は送信電力など）を用いて最適な変調（ｍ個の固有モードに最適な適応変調）を行う。なお、ここで用いるサブキャリアごとのＣＳＩは、後述するように、固有モード適応送信部１２において推定されたものを用いることとする。

固有モード適応送信部１２は、ユニタリー変換行列Ｕ_ｋを用いた行列演算を施す機能を有している。固有モード適応送信部１２の機能について更に詳述すると、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ固有モード伝送システム１では、送信装置２と受信装置３とに設けられた複数のアンテナ間の伝搬路情報から、サブキャリアごとの伝搬路行列Ｈ_ｋ（次式参照）を導出し、このＨ_ｋ行列のランクに相当する数の直交伝搬路を形成している。そして、各直交伝搬路に対応した固有ビームが形成されている。なお、ｋはベースバンドＯＦＤＭ信号におけるサブキャリア番号であり、ｉは１からＮまで変化し、ｊは１からＭまで変化する。

固有モード適応送信部１２は、ｍ個のデータストリームから１次変調が施された複素信号を受信すると、それらを送信アンテナ１６の数（Ｍ個）にマッピングする。このマッピング処理は、受信装置３からフィードバックされたＣＳＩに基づき取得されたユニタリー変換行列Ｕ_ｋを用いて行われる。このユニタリー変換行列Ｕｋは、各サブキャリアｋに対してＨ^Ｈ _ｋＨ_ｋを対角化するための行列である（^Ｈは複素共役転置を示す）。また、特異値分解によって、Ｈ^Ｈ _ｋＨ_ｋ＝Ｕ_ｋΛ_ｋＵ^Ｈ _ｋが成立している。Λ_ｋはチャネル伝搬路の対角成分となり、Λ_ｋ＝ｄｉａｇ（λ_１ｋ，λ_２ｋ，・・・，λ_ｍｋ）で表される（λ_ｍｋは固有値、ｍは伝搬路Ｈｋのランク（ｒａｎｋ）を示す）。このようにして、固有モード適応送信部１２は、１次変調部１１の出力に対し、ユニタリー変換行列Ｕ_ｋを用いた行列演算を施すことができる。

ＩＦＦＴ部１３は、サブキャリアごとに変調された信号を直交するサブキャリアで多重化し、マルチキャリア信号（ベースバンドＯＦＤＭ信号）を生成する。すなわち、ＩＦＦＴ部１３によって、マルチキャリア変調がかけられることになる。その後、ＧＩ挿入部１４は、遅延波によるシンボル間干渉（Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を低減するべく、ベースバンドＯＦＤＭ信号（ＯＦＤＭシンボル）にＧＩを付加する。

無線処理部１５では、ベースバンドＯＦＤＭ信号をアナログ信号に変換した後、無線周波数帯にアップコンバートするなど所定の無線処理を施し、注水定理に基づく電力配分及び増幅を行う。その後、送信アンテナ１６を介して送信する。Ｍ系列の送信について第i系の送信電力をＰ_ｉとすると、注水定理による送信電力は次式で表される。

μは、上式を満たすように表される定数であり、Ｐ_Ｎは受信装置３の平均雑音電力である。例えば２系列の受信系を考える場合、受信第１系列と受信第２系列における瞬時信号電力対雑音電力比γ_１ｋ，γ_２ｋは、それぞれ次式で与えられる。

上式において、γ_０は受信信号の平均受信信号電力対雑音電力比であり、γ_０＝Ｐ_{ｔｏｔａｌ}／Ｐ_Ｎである。上記Ｐ_ｉを上記γ_１ｋに代入することで、第１系受信を得ることができる。

同様にして、上記Ｐ_ｉを上記γ_２ｋに代入することで、第２系受信を得ることができる。

なお、λ_１ｋ，λ_２ｋは、それぞれ第１パス，第２パスの固有値であり、信号電力対雑音電力比に比例した値となる。

一方で、受信装置３は、パラレルシリアル変換部（Ｐ／Ｓで示す）２０と、１次復調部（１次復調で示す）２１と、固有モード適応受信部（Ｗ_ＺＦｋで示す）２２と、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部（ＦＦＴで示す）２３と、ＧＩ除去部（−ＧＩで示す）２４と、受信アンテナ２５と、を有している。

受信装置３では、受信信号は次式のように表される（各記号が図１中の記号と対応している）。なお、本実施形態では、ＯＦＤＭ信号のダウンコンバート等の処理は省略している。

ＧＩ除去部２４は、ベースバンドＯＦＤＭ信号間に挿入されているＧＩを除去する。具体的には、例えばＧＩの自己相関等を利用して得られた同期タイミングに基づき、ＧＩの除去とベースバンドＯＦＤＭ信号の切り出しとが行われる。ＦＦＴ部２３は、ベースバンドＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴを施して、時間領域のデジタル信号から周波数領域におけるサブキャリア信号を得る（すなわち分波を行う）。

固有モード適応受信部２２は、送信装置２において時間多重されたパイロット信号などに基づいて、サブキャリアごとにチャネル推定を行って、ここで得られたチャネル推定値を用いてチャネル変動を補償する。チャネル変動補償については、ＳＩＣ（Ｓｕｃｃｅｓｓｉｖｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）やＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅｄ Ｅｒｒｏｒ）などを用いることもできるが、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ固有モード伝送システム１では、ＺＦ（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）のフィルタリングによるチャネル変動補償を行うこととしている。

受信アルゴリズムにＺＦ法を用いることで、容易に干渉成分を取り除くことができる。受信アルゴリズムをＷ_ＺＦｋとすると、干渉波を取り除くための受信信号は、次式で与えられる。

ここで、Ｗ_ＺＦｋは次式で与えられる。

また、固有モード適応受信部２２は、チャネル推定値を利用して、送信装置２と受信装置３との間の伝搬路情報となるＣＳＩを生成する。そして、生成されたＣＳＩは、受信装置３の送信系統（図示せず）を介し、送信装置２へとフィードバックされる。本実施形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ固有モード伝送システム１では、このＣＳＩのフィードバック量を削減することに特徴がある。この詳細については、［ＣＳＩのフィードバック量削減］において後述する。

なお、本実施形態における「伝搬路情報」については、受信信号だけでなく、受信信号＋雑音電力、又は受信信号＋雑音電力＋干渉電力などが考えられるため、Ｓ（Ｓｉｇｎａｌ）に加え、ＳＩＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｒａｔｉｏ）やＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ａｎｄ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）などを伝搬路情報として用いてもよい。

１次復調部２１は、固有モード適応受信部２２の出力信号（複素信号）を復調する。そして、最後にパラレルシリアル変換部２０により、ｍ個のデータストリームは一のビット系列としてＯｕｔｐｕｔされる。

［ＣＳＩのフィードバック量削減］
ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ固有モード伝送システム１では、周波数領域でＣＳＩをフィードバックするようにしている。このとき、ＣＳＩのフィードバック量は、送信アンテナ１６の数（Ｍ）×受信アンテナ２５の数（Ｎ）×サブキャリア数（ｋ）の情報量を必要とする。通信容量の圧迫を抑えるために、受信側でフィードバックするサブキャリアの数を削減し、送信側で削減されたサブキャリアの数を補間する。

図２は、本実施形態に係る無線通信方法で、ＣＳＩフィードバックに関する情報処理の流れを示すフローチャートである。なお、図２に示す処理は、受信装置３の固有モード適応受信部２２において行われる。また、図２では、ＣＳＩフィードバックに関する削減アルゴリズムの概要が示されており、また、各伝搬路行列（伝達関数）Ｈ_ｋを独立に扱っている。また、Ｈ_ｋを比較サブキャリア、Ｇ_ｋを基準サブキャリア（フィードバックサブキャリア）、ｋ’を削減サブキャリア番号、Ｈ_ｋ’を削減サブキャリアと定義する。

図２に示すように、初期条件としてｋ＝１、Ｇ_ｋ＝Ｈ_ｋとすると、削減されるサブキャリアの決定（選択）は、次式によって与えられる。

この式は、図２でいうステップＳ１に相当する。次に、上式の条件が満たされている場合には（ステップＳ１：ＹＥＳ）、Ｈ_ｋ＋１を削減する伝搬路行列とした後（ステップＳ２）、Ｈ_ｋ＋１のｋを１だけインクリメントする（ステップＳ５）。そして、ｋが５２に達したか否かが判断され（ステップＳ６）、まだ達していない場合には（ステップＳ６：ＮＯ）、処理がステップＳ１に戻される。このようにして、上式の条件の下で、Ｇ_ｋを固定したままで、Ｈ_ｋ＋１にｋ＝ｋ＋１として、この条件から外れるサブキャリアを探していく。なお、ここではサブキャリア数＝５２の例を示しているが、この値はシステムによって異なる。

一方で、上式の条件が満たされていない場合には（ステップＳ１：ＮＯ）、Ｇ_ｋをフィードバックすることを決定し（ステップＳ３）、条件を満たしていないＨ_ｋ＋１が基準サブキャリアＧ_ｋとなる（ステップＳ４）。その後、ステップＳ５及びステップＳ６の処理が行われる。このような手法を用いて、削減する伝搬路行列が決定される様子を、図３を用いて例示する。

図３は、削減されるＣＳＩ（伝搬路行列Ｈ_ｋ）とフィードバックされるＣＳＩとが決定（選択）される様子を示す図である。

図３中の［ｃａｓｅ１］に示すように、上式の条件が満たされていない場合には（ステップＳ１：ＮＯ）、Ｇ_ｋをフィードバックすることが決定される（ステップＳ３）。すなわち、左から２個目の丸印は、黒塗りの丸印（フィードバックサブキャリア）となっている。また、図３中の［ｃａｓｅ２］に示すように、上式の条件が満たされている場合には（ステップＳ２：ＹＥＳ）、Ｈ_ｋ＋１を削減（間引き）することが決定される（ステップＳ４）。すなわち、左から４個目の丸印は、白抜きの丸印（削減サブキャリア）となっている。

このようにして、フィードバック量が削減されたＣＳＩは、受信装置３から送信装置２へ送られる。送信装置２の固有モード適応送信部１２では、フィードバックされたＣＳＩの情報を基にして、次式によって隣接するサブキャリアの１次関数を求め（図２のステップＳ７）、削減されたサブキャリアの線形補間を行う（図２のステップＳ８）。

また、ｇ_ｋはフィードバックされたサブキャリアの順に与えられるサブキャリア番号とする。上式の条件（条件式）は、図３に示すように、サブキャリア間隔が狭い範囲では、ＣＳＩフィードバック量の大きな削減を期待することができる。また、定める閾値δの大きさによって、削減できるＣＳＩの量が決定されるが、補間精度とのトレードオフになる。

このように、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ固有モード伝送システム１では、受信装置３の固有モード適応受信部２２に、ベースバンドＯＦＤＭ信号におけるサブキャリアごとに周波数領域で表現された伝搬路情報（伝搬路行列Ｈ_ｋ）のうち、一部のサブキャリアについて伝搬路情報を削減する機能（図２及び図３参照）をもたせている。より具体的には、固有モード適応受信部２２は、フィードバックされる任意のサブキャリアｋに係る伝搬路情報を基準伝搬路情報（図２でいうＧ_ｋ）とし、ｋ＋１番目以降のサブキャリアに係る伝搬路情報を比較伝搬路情報（図２でいうＨ_ｋ＋１）とし、行列表現された比較伝搬路情報と基準伝搬路情報の差の絶対値が所定の閾値より小さいときに（図２でいうステップＳ１）、比較伝搬路情報を削減することとしている（図２でいうステップＳ２）。また、受信装置３は送信機能も有しており、具体的には、受信アンテナ２５を介し、固有モード適応受信部２２で削減されなかった伝搬路情報を送信する機能を有している。

また、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ固有モード伝送システム１では、送信装置２の固有モード適応送信部１２に、受信装置３からフィードバックされた伝搬路情報に基づき補間を行うことにより、固有モード適応受信部２２によって削減された伝搬路情報を推定する機能をもたせている。また、送信装置２は、送信アンテナ１６に対し、この推定結果を用いて電力配分を行う機能を有する。

なお、固有モード適応送信部１２や固有モード適応受信部２２は、ＣＰＵ（又はＭＰＵ）などの演算ユニットやＲＯＭ、ＲＡＭといったハードウェア資源を用いて具現化することができる。また、図１では、説明の便宜上、各部を独立させて描いているが、１個又は複数個のハードウェア資源（ＤＳＰチップなど）によって、各部の機能（ソフトウェア）が実現されていてもよい。

［実施形態の主な効果］
以上説明したように、本実施形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ固有モード伝送システム１によれば、送信装置２へフィードバックされるＣＳＩは周波数領域で表現されたものであり、受信装置２側で、一部のサブキャリアについてＣＳＩを削減し、送信装置２側で、削減されたＣＳＩを補間することとしたので、演算量の増大を防ぎつつ、ＣＳＩのフィードバック量を削減することができる。また、一部のサブキャリアについてＣＳＩを削減するにあたって、行列の差の絶対値の計算を利用すればよいので（図２のステップＳ１参照）、これによっても更に演算量の増大を防ぐことができる。さらに、送信アンテナ１６の本数よりも受信アンテナ２５の本数を多くする、すなわち受信側のダイバーシチを利用することによって、ＣＳＩを削減したことに起因する伝送容量の劣化をリカバリーすることができる。

［実施例］
上述したＣＳＩのフィードバック量削減が有効であることを示すために、シミュレーションを行った。本実施例では、送信２系列に対し受信を２系列から４系列まで変えた場合についてシミュレーションを行った。シミュレーション諸元は、図４に示す表のとおりである。変調方式は、ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ，２５６ＱＡＭから最適なものが選択される適応変調とし、ＯＦＤＭシンボルは６４サンプル（３．２μｓ）とし、ＧＩ区間は１６サンプル（０．８μｓ）とし、トレーニング区間は２ＯＦＤＭシンボル（伝搬路推定には、送信側に既知信号を時間的に交互に配置するスキャタード型を用いた）とし、１バースト区間は６４ＯＦＤＭシンボルとし、サブキャリア波は５２波とし、送受信アンテナ数は２×２，２×３，２×４とし、伝搬路モデルは１８パス独立レイリー指数減衰モデルとし、最大ドップラ周波数は準静止状態を想定し５Ｈｚとした。１８パス独立レイリー指数減衰モデルにおける遅延時間に対する受信電力分布を図５に示す。

図６は、閾値δ（図２のステップＳ１参照）に対するＣＳＩ削減量を示す図である。図６では、平均受信信号電力対雑音電力比（平均Ｃ／Ｎ）が１０ｄＢ，１５ｄＢ，２０ｄＢ及び３０ｄＢのときのＣＳＩ削減量を示している。

図６に示すように、平均受信信号電力対雑音電力比が小さい場合には、閾値δに対するＣＳＩ削減量の変化はあまり見られない。しかし、平均受信信号電力対雑音電力比が２０ｄＢや３０ｄＢ程度まで大きくなると、閾値δに対するＣＳＩ削減量が大きく変化することが分かる。

しかし、先述したように、閾値δを大きくすると、ＣＳＩ削減量は大きくなるが、補間精度が劣化する。このようなトレードオフ関係を、図７を用いて説明する。図７は、２×２ＭＩＭＯにおけるＣＳＩの削減量と各種変調方式におけるＢＥＲ特性を示す図である。なお、横軸に平均受信信号電力対雑音電力比、縦軸にＢＥＲをとっている。また、２×２ＭＩＭＯの場合、ＣＳＩフィードバック後に独立なチャネルが２個形成されることになるが、既に述べた式（［数６］と［数７］）によって得られた信号電力の割り当てが大きいパスを、図７（ａ）に示す第１系列受信とし、この信号電力の割り当てが小さいパスを、図７（ｂ）に示す第２系列受信としている。

図７（ａ）及び図７（ｂ）において、ＣＳＩを全てフィードバックする場合の削減量を０％（白丸）とすると、１６ＱＡＭと６４ＱＡＭでは１２％程度（黒丸）までが，有効な削減量となることが分かる。また、３２％（菱形）の削減量に対しては、フィードバックされたＣＳＩが十分に足りなかったため、補間精度が劣化したと考えられる。その結果、ストリーム間干渉を引き起こし、信号電力対雑音電力比が小さくなり、図７に示すＢＥＲ特性の劣化に繋がっていると考えられる。また、ＱＰＳＫでは、このような信号電力対雑音電力比が小さな場合においても，符号誤り率特性（ＢＥＲ）の劣化が少なくなっている。そのため，有効削減率は１８％（四角）までとなっている。以上より，このシステムにおいて適応変調を用いた場合、最も好ましい（有効な）ＣＳＩ削減量は１２％までと考えることができる。

次に、ＣＳＩ削減量０％と有効削減量１２％のＣＳＩの２つについて、受信ダイバーシチの比較をした。なお、このダイバーシチには最大比合成法を用いている。図８は、送信アンテナ１６を２系列に固定し、受信アンテナ２５を２系列〜４系列に変えた場合のＢＥＲ特性の結果を示す図である。平均Ｃ／Ｎ＝３０ｄＢでは、２×２ＭＩＭＯの第１系で削減量０％（白丸）のとき、ＢＥＲは１．８×１０^−４となり、削減量１２％（黒丸）では４．３×１０^−４となる。また、２×３ＭＩＭＯの第１系で削減量０％（白丸）のとき、ＢＥＲは２．１×１０^−５となり、削減量１２％（黒丸）では９．２×１０^−５となる。また、２×４ＭＩＭＯの第１系で削減量０％（白丸）のとき、ＢＥＲは７．７×１０^−７となり、削減量１２％（黒丸）では２．５×１０^−５となる。

このように、受信アンテナの本数を送信アンテナの本数よりも多くして、受信装置３の固有モード適応受信部２２により減少した伝送容量を補償し、ＣＳＩフィードバック量を削減した際の弊害を緩和することができる。より具体的に説明すると、図８に示すように、２×２ＭＩＭＯで全てＣＳＩをフィードバックした場合を基準とすると、削減量１２％はスペースダイバーシチの効果によってＢＥＲ特性を改善することができる。また、第２系については信号電力対雑音電力比が低いことから、削減量０％と削減量１２％の２つに大きなＢＥＲ特性の差は見られないが、受信アンテナ系列を増やしたことによって、スペースダイバーシチの効果が得られていることが分かる。

図９は、瞬時受信信号電力対雑音電力比に対する相対度数を示す図である。図９では、本実施例に係るシステムにおいて適応変調を求めるために、プリアンブル信号によって得られる瞬時受信信号電力対雑音電力比をシミュレーションにより測定し、その値を瞬時受信Ｃ／（Ｎ＋Ｉ）とした。

図９（ａ）は、２×２ＭＩＭＯについて平均Ｃ／Ｎ＝３０ｄＢとした場合の瞬時受信Ｃ／（Ｎ＋Ｉ）である。これは、既に述べた式（［数６］と［数７］）によって得られるが、第１系受信と第２系受信には最適な電力配分が行われている。結果として、第１系では得られる瞬時受信Ｃ／（Ｎ＋Ｉ）が大きく、第２系ではこれが小さくなることが分かる。

次に、ＣＳＩの削減量に対する分布を比べる。本実施例に係るシステムでは、削減量が０％の場合はストリーム間干渉のない独立なチャネルパス（直交伝搬路）が形成される。このときの分布の中心値は、第１系で約３６ｄＢ、第２系で約２４ｄＢとなる。また、フィードバックするＣＳＩの量を削減すると、ストリーム間干渉が生じるため、瞬時受信Ｃ／（Ｎ＋Ｉ）は劣化する。ＣＳＩ削減量が１２％と３２％とでは、第１系で、全体的に瞬時受信Ｃ／（Ｎ＋Ｉ）値の分布は小さい値へシフトしている。第２系では、削減量０％と１２％とで中心値が約２４ｄＢ、削減量３２％で全体的にまばらに分布している。これより、削減量が大きいほど、ストリーム間干渉が多く発生していることがわかる。また、分布図からも、削減量の有効性は１２％程度となることが分かる。

図９（ｂ）及び図９（ｃ）は、それぞれ受信アンテナを２系列から３系列及び４系列に増やした場合のスペースダイバーシチの効果を示す図である。図９（ｂ）及び図９（ｃ）によれば、ＣＳＩの削減量がなし（０％）の場合、２×３ＭＩＭＯでは第１系で中心値が約４０ｄＢであり、第２系で中心値が約３０ｄＢである。また、２×４ＭＩＭＯでは、第１系で中心値が約４０ｄＢ、第２系で中心値が約３６ｄＢである。

このように、スペースダイバーシチの効果によって、２×２ＭＩＭＯを基準に第１系では約４ｄＢ、第２系では約６ｄＢ〜約１２ｄＢ程度が改善された。同様にして、ＣＳＩの削減量が１２％と３２％の場合も、スペースダイバーシチによって、２×２ＭＩＭＯを基準とした場合に改善が見られた。

次に、図９（ａ）〜図９（ｃ）によって得られた瞬時受信信号電力対雑音電力比から、図１０に従う変調を用いて適応変調を行った。なお、瞬時受信信号電力対雑音電力比は、プリアンブル信号を用いて測定を行ったが、ここでは準静止状態のシステムを考えているため、この後に続くデータ信号の各サブキャリアには大きな受信レベル変動はないものと考えることができる。

図１０は、ＭＩＭＯ固有モードにおける適応変調の閾値の一例を示す図である。図１０に示すように、Ｃ／Ｎが１２ｄＢ〜１８ｄＢのときにＱＰＳＫ変調を行い、Ｃ／Ｎが１８ｄＢ〜２４ｄＢのときに１６ＱＡＭ変調を行い、Ｃ／Ｎが２４ｄＢ〜３０ｄＢのときに６４ＱＡＭ変調を行い、Ｃ／Ｎが３０ｄＢ以上のときに２５６ＱＡＭ変調を行っている。

図１１は、スペースダイバーシチと伝送容量の相対比較のシミュレーション結果を示す図である。図１１に示すシミュレーション結果を得るにあたって、２×２ＭＩＭＯの平均Ｃ／Ｎ＝１０ｄＢにおいて、全てＣＳＩをフィードバックした場合（０％）の伝送容量を基準とし、ＣＳＩの削減量が１２％の場合と比較することとした。

図１１に示すように、平均Ｃ／Ｎ＝１０ｄＢのとき、削減量１２％（黒丸）は約０．９倍の伝送容量となる。平均Ｃ／Ｎ＝２０ｄＢのとき、削減量０％（白丸）は約２．３倍であり、削減量１２％（黒丸）が約２．１倍の伝送容量となる。平均Ｃ／Ｎ＝３０ｄＢのとき、削減量０％（白丸）は約３．８倍であり、削減量１２％（黒丸）が約３．４倍の伝送容量となる。これより、ＣＳＩの削減量を１２％とした場合の伝送容量は、約１０％程度減少することが分かる。

次に、スペースダイバーシチを用いた場合における効果について説明する。２×２ＭＩＭＯの平均Ｃ／Ｎ＝３０ｄＢにおいて、全てＣＳＩをフィードバックした場合（０％：白丸）の伝送容量を基準とする。ＣＳＩの削減量が１２％（黒丸）では、２×３ＭＩＭＯで約１．１倍、２×４ＭＩＭＯで約１．２倍の伝送容量が得られる。以上より、ＣＳＩの削減量が１２％においても、スペースダイバーシチと組みあわせることで、約１．１倍〜約１．２倍の伝送容量を得ることができる。

以上説明したように、本実施例に係るシステムでは、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ固有モード伝送方式において、ＣＳＩの削減アルゴリズムとその有効性について説明した。この削減アルゴリズムを用いることで、全てのＣＳＩ情報量をフィードバックした場合と比較して、約１０％程度の伝送容量の劣化はあるものの、ＣＳＩの情報量は約１２％程度まで削減できることが分かった。また、スペースダイバーシチを用いることで、２×２ＭＩＭＯで全てのＣＳＩをフィードバックした場合を基準として、ＣＳＩの情報量が１２％において、２×３ＭＩＭＯで約１．１倍、２×４ＭＩＭＯで約１．２倍の伝送容量が得られることが分かった。

本発明に係る無線通信システム、受信装置及び無線通信方法は、演算量の増大を防いで伝搬路情報のフィードバック量を削減することが可能なものとして有用である。

本発明の実施の形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ固有モード伝送システムのシステム構成を示すブロック図である。 本実施形態に係る無線通信方法で、ＣＳＩフィードバックに関する情報処理の流れを示すフローチャートである。 削減されるＣＳＩ（伝搬路行列Ｈ_ｋ）とフィードバックされるＣＳＩとが決定（選択）される様子を示す図である。 本実施例におけるシミュレーション諸元を示す図である。 １８パス独立レイリー指数減衰モデルにおける遅延時間に対する受信電力分布を示す図である。 閾値δに対するＣＳＩ削減量を示す図である。 ２×２ＭＩＭＯにおけるＣＳＩの削減量と各種変調方式におけるＢＥＲ特性を示す図である。 送信アンテナを２系列に固定し、受信アンテナを２系列〜４系列に変えた場合のＢＥＲ特性の結果を示す図である。 瞬時受信信号電力対雑音電力比に対する相対度数を示す図である。 ＭＩＭＯ固有モードにおける適応変調の閾値の一例を示す図である。 スペースダイバーシチと伝送容量の相対比較のシミュレーション結果を示す図である。

符号の説明

１ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ固有モード伝送システム
２ 送信装置
３ 受信装置
１０ シリアルパラレル変換部
１１ １次変調部
１２ 固有モード適応送信部
１３ ＩＦＦＴ部
１４ ＧＩ挿入部
１５ 無線処理部
１６ 送信アンテナ
２０ パラレルシリアル変換部
２１ １次復調部
２２ 固有モード適応受信部
２３ ＦＦＴ部
２４ ＧＩ除去部
２５ 受信アンテナ

Claims (5)

1. 複数の送信アンテナを備える送信装置と、複数の受信アンテナを備える受信装置とを有し、両者が直交周波数分割多重方式かつ固有モード伝送方式により通信を行う無線通信システムにおいて、
   前記受信装置は、ベースバンドＯＦＤＭ信号におけるサブキャリアごとに周波数領域で表現された伝搬路情報のうち、一部のサブキャリアについての伝搬路情報を削減する伝搬路情報削減手段と、
   前記伝搬路情報削減手段により削減されなかった伝搬路情報を送信する伝搬路情報送信手段と、を備えるとともに、
   前記送信装置は、前記受信装置からフィードバックされた伝搬路情報に基づき補間を行うことにより、前記伝搬路情報削減手段によって削減された伝搬路情報を推定する伝搬路情報推定手段と、
   前記送信アンテナに対し、前記伝搬路情報推定手段の推定結果を用いて電力配分を行う電力配分手段と、を備えることを特徴とする無線通信システム。
2. 前記伝搬路情報削減手段は、フィードバックされる任意のサブキャリアｋに係る伝搬路情報を基準伝搬路情報とし、ｋ＋１番目以降のサブキャリアに係る伝搬路情報を比較伝搬路情報とし、行列表現された当該比較伝搬路情報と当該基準伝搬路情報の差の絶対値が所定の閾値より小さいときに、当該比較伝搬路情報を削減することを特徴とする請求項１記載の無線通信システム。
3. 前記受信アンテナの本数を前記送信アンテナの本数よりも多くして、前記伝搬路情報削減手段により減少した伝送容量を補償することを特徴とする請求項１又は２記載の無線通信システム。
4. 複数の受信アンテナを備え、複数の送信アンテナを備える送信装置と直交周波数分割多重方式により通信を行う受信装置において、
   ベースバンドＯＦＤＭ信号におけるサブキャリアごとに周波数領域で表現された伝搬路情報のうち、一部のサブキャリアについて伝搬路情報を削減する伝搬路情報削減手段を備え、
   前記伝搬路情報削減手段は、フィードバックされる任意のサブキャリアｋに係る伝搬路情報を基準伝搬路情報とし、ｋ＋１番目以降のサブキャリアに係る伝搬路情報を比較伝搬路情報とし、行列表現された当該比較伝搬路情報と当該基準伝搬路情報の差の絶対値が所定の閾値より小さいときに、当該比較伝搬路情報を削減することを特徴とする受信装置。
5. 複数の送信アンテナを備える送信装置と、複数の受信アンテナを備える受信装置とが直交周波数分割多重方式により通信を行う無線通信方法であって、
   前記受信装置において、ベースバンドＯＦＤＭ信号におけるサブキャリアごとに周波数領域で表現された伝搬路情報のうち、一部のサブキャリアについて伝搬路情報が削減される第１ステップと、
   前記第１ステップにより削減されなかった伝搬路情報を送信する第２ステップと、
   前記送信装置において、前記受信装置からフィードバックされた伝搬路情報に基づき補間が行われることにより、前記第１ステップによって削減された伝搬路情報が推定される第３ステップと、
   前記送信アンテナに対し、前記第３ステップの推定結果を用いて電力配分を行う第４ステップと、を含むことを特徴とする無線通信方法。

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