JP2009520250A - トランスポンダ用回路装置およびこの回路装置の動作方法 - Google Patents

Abstract

トランスポンダ用の回路装置(100)が、制御回路(103)および入力回路を具え、入力回路は、第１コイル(104)及び第１コンデンサから成る第１共振器(101)、及び第２コイル(108)及び第２コンデンサ(109)からなる第２共振器(105)を具えている。第１コンデンサおよび第２コンデンサはそれぞれ、第１バラクタ及び第２バラクタとして設計される。さらに、第１共振器および第２共振器は、当該共振器を用いて、それぞれ第１出力電圧および第２出力電圧を供給することができるように設計されている。さらに、制御回路(103)は、当該制御回路を用いて少なくとも一方のバラクタを制御して、当該バラクタに対応する共振器の共振周波数を基本的に所定伝送周波数に設定することができ、これにより、入力回路の当該共振器の出力電圧を増加することができるように設計されている。

Description

本発明は、回路装置、特にアンテナマッチング用の回路装置、特にアンテナと回路とのマッチング用の、特に無線形態で通信しエネルギーを供給されるデータ担体、即ちいわゆるトランスポンダ用の回路装置およびこの回路装置を動作させる方法に関するものである。

トランスポンダの技術分野においては、一旦、トランスポンダが十分確立されると、２、３百ＭＨz〜２、３ＧＨzの周波数範囲を、２、３百KHz〜２、３十ＭＨz付近のより低い周波数範囲におけるより広範な利用にもっていくことを目指して、現在多くの努力がなされている。法律の条項および相当する国内および国際的な規制は、ほとんどすべてのアプリケーションを、ISM周波数帯として公知である特定の帯域に結び付ける。同様に定められているのは、トランスポンダ基地局が発生することのできる最大電界強度である。ＩＳＭ周波数帯は、たとえば４３４、８６８、９１５、２４５０、５８００および２４１２５ＭＨｚの中心周波数周辺に位置する。

比較的大きい周波数範囲を提供すべき際、もしくはアンテナの複雑性が単純に保つべき際に、この周波数範囲のシステムは好適である。場合によっては、非常に小さいアンテナが、回路に集積されることさえあり得る。

トランスポンダチップを、アンテナを収容することが困難である物体、例えば包装、文書、証券用紙、紙幣に集積すべき際に、アンテナの複雑性は低く特に保たれなければならない。多くの計画的な応用、例えば電子タグ用には、トランスポンダの生産コストは、２、３セントの範囲内でなければならない。このことも費用効果的なアンテナをもたらす。これらの応用において、アンテナ端子上の高周波回路の効率は、前記のシステムを大幅に改善するための決定的な要因である。

トランスポンダ回路を動作させるためのエネルギーは、高周波交番電磁界を介した無線的方法で供給される。トランスポンダをアドレス指定するために使用するデータは、高周波交番電磁界を介した変調信号によって送信される。同じことは、トランスポンダが返送するデータについてもあてはまる。大部分のトランスポンダの設計においては、高周波エネルギーおよび信号の伝送は、自由空間（エアギャップ）を介して、更にトランスポンダの付近に存在する物質を通して行われる。

独国特許発明第３７２１８２２号明細書

トランスポンダ回路上のコイルへのエネルギーの誘導的な供給は、従来技術、例えば独国特許発明第３７２１８２２号明細書から知られる。エネルギーを提供するこの方法は、上述の高められた動作周波数によって、そして集積したコイルの改良された品質によって、前の従来技術におけるよりも効率的に用いることが出来る。

トランスポンダにエネルギーを供給するための、改良された、より敏感でない、回路装置の要求が存在する。

この要求は、独立請求項の特徴による回路装置および回路装置を動作させる方法によって満たされる。

１つの好適例によれば、トランスポンダ用の回路装置が、制御回路および入力回路を具え、この入力回路は、第１コイルおよび第１コンデンサから成る第１共振器、および第２コイルおよび第２コンデンサから成る第２の共振器を具えている。第１コンデンサは第１バラクタとして設計され、第２コンデンサは第２バラクタとして設計されている。さらに、第１共振器および第２共振器は、当該共振器を用いて、それぞれ第１出力電圧および第２出力電圧を供給することができるように設計されている。さらに、上記制御回路は、当該制御回路を用いて上記バラクタの少なくとも一方を制御して、当該バラクタに対応する共振器の共振周波数を基本的に所定伝送周波数に設定することができ、これにより、入力回路の対応する共振器の出力電圧を増加させることができるように設計されている。特に、上記制御回路は閉ループ制御回路として構成することができる。

１つの好適例によれば、回路装置の制御回路を動作させる方法が提供され、この回路装置は制御回路および入力回路を具え、入力回路は第１共振器及び第２共振器を具え、第１共振器は第１コイルおよび第１コンデンサから成り、第２共振器が第２コイルおよび第２コンデンサから成り、そして、第１コンデンサは第１バラクタとして設計され、第２コンデンサは第２バラクタとして設計されている。この方法は、上記制御回路によって第１共振器の第１出力電圧を評価するステップと、第１出力電圧が増加するように第１バラクタを制御するステップとを具えている。特に、出力電圧を増加させるステップは、出力電圧を最大にすることを含むことができる。

この応用では、トランスポンダは、特に、入力信号を受信してこれらの入力信号に応答する、即ち出力信号を発生する構成要素を意味する。これらは、例えばＲＦＩＤタグ、リモートコントローラ、ワイヤレス・センサおよび類似の構成要素のような能動的及び受動的トランスポンダを含む。この場合の所定の伝送周波数は、例えばＩＳＭ周波数帯のような、トランスポンダと通信する基地局によって伝送用に用いられる周波数とすることができる。

上記の好適例による回路装置によって、特にトランスポンダ用に設計された回路装置付近の物体の、利用可能な高周波エネルギー及び信号伝送に対する影響を減らすことが可能であり、この影響は高周波数では特に壊滅的である。１つのあり得る影響は、エネルギー供給交番電磁界のエネルギーの一部が特定材料に吸収されることである。例として、共振現象により、２．４ＧＨｚ付近の周波数帯域内の水は、この交番電磁界から大量のエネルギーを吸収する。多くの自然物、更に人体は大量の水を含む。トランスポンダと、トランスポンダに信号を伝送する基地局との間の領域内にあるこうした水は、従来のトランスポンダの場合、十分なエネルギーがトランスポンダにおいて得られる周波数範囲の減少をしばしば生じさせる。さらに、実際には、従来のトランスポンダの場合に、機能信頼性の低下をしばしば生じさせる。従来のトランスポンダにおいてエネルギー吸収の小さい周波数帯を選択することが可能でない場合、トランスポンダを最適かつもっとも効率的な方法で機能させるために特別な注意を払わなければならない。こうした周波数範囲の減少および信頼性の低下は、本発明による回路装置によって回避することができる。

上記の好適例による回路装置により、コイル・インピーダンス（アンテナ・インピーダンス）の環境依存の変化に対する入力回路の効果的なマッチング（整合）が可能であり、その結果、本発明による回路装置により、環境の負の影響を回避または少なくとも低減することが可能である。本発明によって低減することの出来るこうした負の影響は、例えばトランスポンダ・アンテナ付近の様々な材料の影響である。特に、高い特定誘電率を有する誘電物質のアンテナ付近への導入は、アンテナの複雑な抵抗（インピーダンス）がかなり変化することを意味する。回路装置を設計するときに、特にトランスポンダの場合、アンテナと回路のインピーダンスは、規定条件−通常はアンテナ周囲の自由空間−を仮定しつつ、出来る限り良好に整合されている。従来のトランスポンダの場合、抵抗が通常、良好なマッチングの範囲を大きく外れてシフトした場合があり得る。この場合、この抵抗は入力回路の共役複素抵抗の近くに来る。このことは、本発明による回路装置によって減らすことが出来、これにより、外部の影響は、アンテナと入力段との間のこのように変化した電力マッチングをできる限り生じさせず、こうした電力マッチングは推定が困難であり、その結果、トランスポンダ機能が利用可能なエネルギーに対してあり得る逆効果を回避することができる。

本発明による回路装置により、従来の回路装置において生じ得る、使用する構成部品の公差量に対する負の影響を低減することもできる。これらの公差は、使用する構成部品の公差から、アンテナと入力段との間の電力マッチングの実際的な近似値を決定するために用いることもできる。特に、ＵＨＦ及びＧＨｚの周波数範囲では、内蔵部品の公差は機能に大きな影響を及ぼす、なぜなら、これらの場合、使用される帯域幅は伝送周波数に対してより狭いからである。低周波では、外付け部品の公差は、通常厳格である。
いかなる補償方策なしでも、コイルおよびコンデンサのような集積受動素子は、それらの公称値の２、３パーセントまでの製作公差を示す。たとえばフォトリソグラフィ／化学的プロセスにより生産される際のチップテスト中には、回路上の公差の補償は、電気的に、あるいはレーザー操作によって実行することが出来る。しかし、このことは、必要な回路および製造プロセス全体がずっと複雑になることを意味する。こうした補償は、例外的な場合のみにトランスポンダにおいて経済的に達成することができ、本発明による回路装置と組み合わせたトランスポンダの場合には回避することができる。

小さい不所望な生産展開の他の例の影響も、本発明による回路装置によって回避さまたは少なくとも低減することができる。より小さいが不所望な生産展開の別な要因は、接続をガイドすること、アンテナ端子を実装すること、更に回路をアンテナキャリア上に配置することにある。非常に小型のアンテナおよび／または高周波を利用する場合、この生産展開の影響が生じる。製造公差を制御するために、本発明の1つの実施例による回路装置を利用することができ、この好適例では、トランスポンダの生産中の追加的な補償の代わりに、動作中の自動マッチングを実行する。

さらに、本発明による回路装置によって、高品質の集積構成部品、特にコイルおよびコンデンサを使用することができる。現代の半導体プロセスによって、近年、回路上の非常に高周波の信号の電力損失を低減することが可能になっている。こうした損失は以前には、慣用的な（例えば導電性の）担体基板を使用する際に、基板の寄生容量によって生じていた。高インピーダンス材料をこの基板用に用いるか、あるいは従来の基板をチップ製造後の方策によって除去する場合には、寄生容量による損失は大幅に回避される。集積された高周波部品（特定のコイル、コンデンサにおいて）にとって、このことはそれらの品質が向上することを意味する。例えば、集積されたコイルの場合、３から１０個の要因によって改善される品質は、基板損失をなくすことによって達成することができる。しかし、構成部品の品質の向上は、共振回路の各部分（例えばマッチング回路、共振回路またはフィルタ）の帯域幅の低減に関連する。このことは、効率は比較的狭い周波数範囲内でしか十分でないので、所望の低損失を示すトランスポンダ入力段は環境影響および製造公差に対してより敏感であることを意味する。しかし、自動同調のために、本発明による回路装置は、狭帯域入力段をより良好に制御することを手助けする。

本発明による回路装置の場合、アンテナ（コイル）をループアンテナとして設計することもでき、ループアンテナは電磁界の磁界成分を主に使用するので、環境の影響に対してより敏感でない。複数回巻きの巻線を使用する場合、これらの巻線は等しい効率のダイポールより通常小型であり、このことは多くの応用にとって有利である。しかし、慣用的な入力回路はこのことに適していないので、ループアンテナはＵＨＦおよびＧＨｚの周波数範囲の従来のトランスポンダにおいてはあまり使用されていない。しかし、本発明によれば、ループアンテナをＶＨＦ用に、より単純な方法で使用することもできる。

本発明の１つの好適例による回路装置は、高い動作周波数のトランスポンダが環境影響により低感度で反応することを可能にする。さらに、このトランスポンダは、特別な許容誤差に制限されることなしに製造することができる。このことは一層当てはまり、現代の一部の半導体プロセスを用いて製造する際に、（損失の低減による）構成部品の品質が高ければ高いほど、良好な効率の範囲はより狭くなる。

本発明の基礎概念は、トランスポンダ入力とコイル（アンテナ）との十分な電力マッチングがほぼ絶え間なく保証される点で、より改良され、より敏感でないトランスポンダへのエネルギーの供給を達成する回路装置が提供される、ということであると考えることができる。この目的で、入力回路の共振特性は、制御回路によって調整される。

互いに大きく独立して調整することのできる２つの共振器を形成することによって、回路装置のマッチングのための改良された制御能力が提供される。さらに、その結果、回路装置の信頼性および／またはフェイルセーフ性能が改善される、というのは、1つの共振器によって供給される動作電圧を制御回路に供給し、その間に第２共振器を制御する、すなわち調整することができるからある。ここで、非常に低い最小電圧および非常に低いエネルギー要求の回路を選択した場合でも、この最小電圧は制御プロセス中に絶えず存在することが必要であり得る。ごく短い電圧遮断は、バッファコンデンサによってつなぐことができる。制御回路へのこうしたエネルギー供給は、自ずと比較的良好にマッチング（整合）した共振器によって提供することができる。少なくとも、より低い出力電圧を有する共振器を調整することが好ましい。

他の好適例は、従属請求項の特徴から出てくる。
以下に、上記回路装置の他の好適例を記載し、回路装置と関連して記載する好適例は、回路装置用の制御回路を動作させる方法についても適用される。

他の好適例によれば、上記回路装置はさらに整流回路を具え、この整流回路は上記入力回路と制御回路との間に接続される。

こうした整流回路によって、上記共振器によって供給される高周波ＡＣ電圧を、接続された電子回路、例えばトランスポンダのデジタル部が使用するＤＣ電圧に変換することができる。特に、上記制御回路は、上記第１出力電圧および／または上記第２出力電圧を供給されるように設計することができる。

他の好適例によれば、上記回路装置はさらに一次コイルを具え、この一次コイルは入力回路の上流に接続され、これにより、上記一次コイルと上記第１コイルおよび／または第２コイルとの間に本質的に誘導結合が形成される。

上流の一次コイルまたは一次アンテナの使用はブースタ・アンテナとして知られ、回路装置を動作させるために特に有利であり得る。一次アンテナはここでは、基地局の交番電磁界に良好に結合し、受信したエネルギーを誘導的に、集中的な方法で、トランスポンダ上の二次コイル、すなわち上記回路装置の第１および第２コイルに伝送するアンテナを意味する。その結果、回路装置が基地局の交番電磁界への特に良好な結合を確立することが可能になる。このことに必要な、互いに精密に調整された共振特性は、回路装置内に一次コイルを設けることによって、特に効率的な方法で達成することが出来る。

回路内の直接的な誘導結合は、回路の電気端子（例えばボンドワイヤおよびパッド）が省略される利点も有する。その結果、チップ実装コストが低減され、信頼性が向上する。誘導結合の他の利点は、良好なガルバニック絶縁が得られ、その結果、静電放電（ＥＳＤ）に対するより良好な保護特性が存在するということである。ＤＣ電圧クロスオーバを低減または回避することができ、そして、ＥＳＤ放電パルスの大部分のエネルギーを含む低周波成分は伝送されにくい。従って、放電の場合に、回路内にはずっと低い放電電圧が伝送される。

他の好適例によれば、上記回路装置はさらに第３コイルを含み、この第３コイルは、当該第３コイルを用いて、制御回路用の電圧源を保証することができるように設計されている。

二次コイルである、一つ以上の他のコイルが、電源供給動作用、及び信号結合および分離用の別個のアンテナ結合を提供する。このために、上記一次コイル対第１及び第２コイルの巻線比、及び一次コイル対第３コイルの巻線比として、互いに異なる巻線比を選択することができる。一方では、第１および第２コイルの巻数に対する一次コイルの巻数を適切に設定し、他方では、第３コイルに対する一次コイルの巻数を適切に設定することによって、出力電圧を増加させることができる。その結果、二次コイルの出力電圧は特定範囲内で選択することができる。トランスポンダのデジタル部（バックエンド）用の電源電圧は、出力電圧から整流によって得ることができる。整流中に、通常使用される整流ダイオードの閾値電圧は、通常低い電源電圧が選択されるので、発生する損失の相当な割合を生じさせる。このことは、ダブラー（倍電圧）または乗算回路を用いる際にはなおさら当てはまる、というのはこの場合には、多数のダイオードが直列に動作するからである。第３コイルを設ける好適例によれば、一次コイルと二次コイル、特にその第３コイルとの適切な巻線比を選択することによって、整流の上流におけるより高い入力電圧が可能であり、このことはダイオードにおける損失を低減する。しかし、より高い電源電圧により増加した損失が生じる。さらに、この好適例によれば、２つのダイオードを有する慣用の倍電圧回路以外の回路の変形例が可能である、というのは、より高い電圧では、考慮しなければならない発生するダイオード損失がより小さいからである。

他の好適例によれば、上記回路装置はさらに、追加的な電子部品を具え、これらの追加的電子部品は、上記第１出力電圧および／または第２出力電圧を供給されることができるように設計されている。

他の好適例によれば、上記第１コイルおよび／または第２コイルおよび／または上記一次コイルは、１つだけの完結した、あるいは部分的に完結した巻線を有する単一ループとして形成されている。

換言すれば、上記回路装置内に設けられた各コイルは、単一ループとして、すなわち最大でも１つの完結または部分的に完結した巻線を有するコイルとして設計することができる。しかし、各コイルは、複数の巻線を有するコイルとして設計されることもできる。さらに、個別のコイルは異なる設計にすることもでき、たとえば第１コイルは単一巻線を有し、一次コイルは部分的な巻線を有し、そして第２コイルは複数の完結した巻線を有することができる。

他の好適例によれば、上記制御回路は、上記入力回路の上記第１出力電圧をこの制御回路の入力側に供給することができるように設計されている。この制御回路はさらに、当該制御回路を用いて上記第１バラクタ用の調整電圧を供給することができるように設計することができる。

他の好適例によれば、上記制御回路は、上記第１出力電圧および／または第２出力電圧をこの制御回路の入力側に供給することができるように設計されている。さらに、上記制御回路は、当該制御回路を用いて、第１バラクタ用の第１調整電圧および／または第２のバラクタ用の第２調整電圧を供給することができるように設計することができる。

他の好適例によれば、上記制御回路は、少なくとも上記第１調整電圧をこの制御回路内で評価することができるように設計されている。特に、上記制御回路は、上記調整電圧電圧の両方を評価可能なように設計することができる。

上記調整電圧の一方または両方、あるいは３つ以上の共振器が設けられている場合にはすべての調整電圧を評価可能なように設計された制御回路を設けることによって、共振器の出力電圧によって特に効率的な方法で制御することのできる回路装置が提供される。

他の好適例によれば、上記制御回路は比較回路を具え、この比較回路は、当該制御回路を用いて、上記第１出力電圧と第２出力電圧とを互いに比較することができるように設計され、かつ／あるいは、上記第１調整電圧と第２調整電圧とを互いと比較することができるように設計されている。

出力電圧および／または調整電圧を比較するための比較回路を設けることは、共振器を調整するための特に単純な設計の回路が設けられることを意味する。こうした比較回路は、回路技術の意味で特に単純にすることができる。

他の好適例によれば、上記制御回路はさらに、複数の集積素子および決定回路網を具え、この決定回路網は第１出力端子および第２出力端子を具えている。さらに、これらの第１出力端子および第２出力端子は、上記複数の集積素子に接続されている。この決定回路網は、どの時点でも、最大でも１つの出力端子に信号が存在するように設計することができる。これらの集積素子は正および負の入力を有することができ、これらの入力に上記決定ネットワークの出力端子を接続することができる。特に、２つの集積素子を設けることができる。上記決定ネットワークは、特に４つのＡＮＤ（論理積）ゲートで構成することができる。

好適例の１つの改良によれば、上記集積素子は、上記調整電圧を供給するために使用することができるように設計されている。

追加的な好適例によれば、上記決定回路網は、どの調整電圧を所定量だけ変化させるかを決定するために用いることができるように設計されている。特に、この所定量は、小量とすることができ、すなわち、現在存在する調整電圧全体に比べて小さい量である。

換言すれば、上記回路装置内の比較回路は、上記第１出力電圧と第２出力電圧とを比較することができ、そして、上記第１調整電圧と第２調整電圧とを比較することができるように設計することができ、そして上記決定回路網は、これらの比較に基づいて、どちらの出力電圧を所定時刻に小量だけ変化させるかを決定するために用いることができるように設計される。

1つの好適例によれば、上記一次コイルは少なくとも部分的に、上記第1コイルおよび／または第２のコイルを包囲する。換言すれば、このことは、一次コイル、すなわちその巻線が包囲する領域内に、上記第１コイルおよび／または第２コイルが配置されている。

他の好適例によれば、上記回路装置はさらに凹部を具え、この凹部内に上記第１コイルおよび／または第２コイルが配置される。特に、この凹部は、上記一次コイルによって完全に、あるいは少なくとも部分的に包囲することができる。この凹部は、たとえば貫通孔、止まり穴等とすることができる。

上記回路装置の他の好適例によれば、上記第１コイルおよび第２コイルは、少なくとも部分的に互いに重ねて配置されている。

特に、上記第１コイルおよび第２コイルは、互いに所定距離をおいて配置することができる。この距離は小さく選択することが好ましい。この距離は、生産技術の意味で可能な限り小さく選択することが好ましい。

他の好適例によれば、上記第１コイルは第１サイズを有する第１表面領域を包囲し、上記第２コイルは第２サイズを有する第２表面領域を包囲する。さらに、これらの第１表面領域と第２表面領域とは、第３サイズを有する第３表面領域において重複している。特に、第３表面領域のサイズは、基本的に第１表面領域のサイズおよび第２表面領域のサイズの両方の半分のサイズにすることができる。

他の好適例によれば、上記第１コイルは、上記第３表面領域内に第１磁束を発生するように設計され、上記第２コイルは、第３表面領域内に第２磁束を発生するように設計される。これらの第１コイルおよび第２コイルはさらに、これらの第１磁束と第２磁束とが基本的に、上記第３表面領域内では互いに補強し合い、第３表面領域外では基本的に互いに相殺し合うように設計されている。特に、これらの第１磁束および第２磁束は、第３表面領域内で同じ向きを有し、第３表面領域外では反対方向を有することができる。

こうした構成により、上記第１コイルと第２コイルとの間の誘導結合を低減することが可能である。

換言すれば、上記第１および第２コイル（アンテナコイルまたは二次コイル）は、回路上で、互いに小さい距離をおいて、少なくとも部分的に互いに重なることができ、これらのコイルが囲む領域どうしは、そのサイズの約半分だけ互いに重複する。２つの電流搬送コイルの磁束の成分どうしは、重複する表面領域内では同じ向きを有し、重複しない表面領域内では反対方向を有することができる。その結果、重複しない表面領域内では、これらの磁束どうしが互いに大きく相殺し合うことができ、その結果、コイル相互間の誘導結合をこの効果によって低減することが出来る。

追加的な好適例によれば、上記制御回路は、その時間応答の意味で、信号の時間変化に大幅に影響され得ないように設計されている。

換言すれば、制御回路は、その比較的遅い時間応答により、データ伝送用に実行されるアンテナ電圧の変調によって生じる信号の時間変化に大幅に影響されない。

他の好適例によれば、上記回路装置はさらに、複数の追加的コイルを具え、追加的コイルの少なくとも1つは、この回路装置と統合されるように設計されている。さらに、この回路装置は、伝送信号を出力するために用いることができるように設計され、上記複数の追加的コイルの少なくとも1つは、この伝送信号を誘導的に上記第１コイルおよび／または第２コイルに伝送されるように設計されている。特に、上記第１コイルおよび／または第２コイルは、上記回路装置と統合されるように設計することもできる。

換言すれば、上記回路装置は追加的に伝送信号を出力し、この伝送信号は、誘導的に結合されたコイルによって同様にアンテナに転送され、これらのコイルは回路装置上に存在し、すなわち、例えば回路装置がその上に形成されたチップまたは担体である。

他の好適例によれば、上記第１コンデンサおよび／または第２コンデンサは、上記第１コイルおよび／または第２コイルと並列または直列に接続される。

以下に、回路装置用の制御回路を動作させる方法の他の好適例を記載し、回路装置用の制御回路を動作させる方法に関連して記載する好適例は、回路装置についても当てはまる。

この方法の他の好適例によれば、上記回路装置の第２コンデンサはさらにバラクタとして設計され、この方法はさらに、回路装置によって上記第２共振器の上記第２出力電圧を評価するステップを具えている。さらに、上記第１バラクタは上記第１出力電圧が増加するように制御され、かつ／あるいは、上記第２バラクタは上記第２出力電圧が増加するように制御される。特に、上記第１出力電圧および／または第２出力電圧が最大化される。
さらに、上記制御プロセスは、合計電圧、すなわち上記第１出力電圧と第２出力電圧との合計が増加および／または最大化される方法で実行することができる。

他の好適例によれば、所定時点で、上記第１バラクタまたは第２バラクタのいずれかを制御または調整する。このことは、所定時点で、一方のバラクタのみが制御され、すなわち、その容量値が変化するのに対し、他方のバラクタ、あるいはバラクタを有する３つ以上の共振器の場合には他の全てのバラクタは、その容量値が不変であることを意味する。しかし、個別のバラクタを制御できることが好ましく、すなわち、それらの容量を次々に変化させる。

他の好適例によれば、上記第１出力電圧と第２出力電圧とを互いに比較する。各々が出力電圧を供給することのできる３つ以上の共振器の場合には、全ての出力電圧を互いに比較することが好ましい。

他の好適例によれば、第１調整電圧を発生し、この電圧によって上記第１バラクタを制御する。さらに、第２調整電圧を発生し、この電圧によって上記第２バラクタを制御することができる。特に、これらの第１調整電圧と第２調整電圧とを互いに比較することができる。

他の好適例によれば、上記調整電圧の比較および／または上記出力電圧の比較の関数として、上記第１調整電圧を制御するか第２調整電圧を制御するかを決定し、すなわち、２つの調整電圧のどちらを制御または調整されるかを決定する。低い出力電圧を有する共振器の調整電圧を制御することが好ましい。

他の好適例によれば、上記第１出力電圧および／または第２出力電圧を整流する。さらに、上記第２調整電圧は第１調整電圧より大きく、かつ上記第２出力電圧が絶対値の意味で第１出力電圧より大きい場合には、上記第１共振器の共振周波数が増加するように第１調整電圧を変化させることができる。さらに、上記第１調整電圧が第２調整電圧より大きく、かつ上記第１出力電圧が絶対値の意味で第２出力電圧より大きい場合には、上記第２の共振器の共振周波数が増加するように第２調整電圧を変化させることができる。さらに、上記第１調整電圧が第２調整電圧より大きく、かつ上記第２出力電圧が絶対値の意味で第１出力電圧より大きい場合には、上記第１共振器の共振周波数が低下するように第１調整電圧を変化させることができる。さらに、上記第２調整電圧が第１調整電圧より大きく、かつ上記第１出力電圧が絶対値の意味で第２出力電圧より大きい場合には、上記第２共振器の共振周波数が低下するように第２調整電圧を変化させることができる。

換言すれば、この好適例の方法は次の特徴によって記述することもできる。この方法は、２つのアンテナコイルＬ１およびＬ２が回路上に存在し、これらのコイルから２つの出力電圧Ｕ１およびＵ２が整流によって得られ、そしてコイルに接続されたコンデンサは、調整電圧Ｕc１およびＵc２によって調整されることを特徴とする。増加した第１調整電圧Ｕc１は、これに関連する、第１二次コイルＬ１およびこれに接続された可変コンデンサから成る共振器の共振周波数が増加することを意味し得る。第２調整電圧Ｕc２と第２二次コイルＬ２についても、前と同じ関係が得られる。さらに、第２調整電圧Ｕc２が第１調整電圧Ｕc１より大きく、かつ第２出力電圧Ｕ２が絶対値の意味で第１出力電圧Ｕ１より大きい際に、第１調整電圧Ｕc１の増加を生じさせる上記決定回路網の出力がアクティブ（有効）になる。さらに、第１調整電圧Ｕc１が第２調整電圧Ｕc２より大きく、かつ第１出力電圧Ｕ１が絶対値の意味で第２出力電圧Ｕ２より大きい際に、第２調整電圧Ｕc２の増加を生じさせる上記決定回路網の出力がアクティブになる。さらに、第１調整電圧Ｕc１が第２調整電圧Ｕc２より大きく、かつ第２出力電圧Ｕ２が絶対値の意味で第１出力電圧Ｕ１より大きいときに、第１調整電圧Ｕc１の減少を起こさせる上記決定回路網の出力がアクティブになる。さらに、第２調整電圧Ｕc２が第１調整電圧Ｕc１より大きく、かつ第１の出力電圧Ｕ１が絶対値の意味で第２出力電圧Ｕ２より大きい際に、第２調整電圧Ｕc２の減少を生じさせる上記決定回路網の出力がアクティブになる。

あるいはまた、本発明の方法は、上記制御プロセスの入力判定及び出力効果を共に逆転させることによって実行することもでき、即ち、増加した第１調整電圧Ｕc１が、これに関連する、第１二次コイルＬ１およびこれに接続された可変コンデンサからなる回路部分の共振周波数を低下させ、そして、第２調整電圧Ｕc２と第２二次コイルＬ２についても同じ関係があてはまる。さらに、第２調整電圧Ｕc２が第1調整電圧Ｕc１より大きく、かつ第２出力電圧Ｕ２が絶対値の意味で第１出力電圧Ｕ１より大きい際に、第１調整電圧Ｕc１の減少を生じさせる上記決定回路網の出力がアクティブになる。さらに、第１調整電圧Ｕc１が第2調整電圧Ｕc２より大きく、かつ第1出力電圧Ｕ１が絶対値の意味で第２出力電圧Ｕ２より大きい際に、第１調整電圧Ｕc２の減少を生じさせる上記決定回路網の出力がアクティブになる。さらに、第1調整電圧Ｕc１が第２調整電圧Ｕc２より大きく、かつ第２出力電圧Ｕ２が絶対値の意味で第1出力電圧Ｕ１より大きい際に、第1調整電圧Ｕc１の増加を生じさせる上記決定回路網の出力がアクティブになる。さらに、第２調整電圧Ｕc２が第1調整電圧Ｕc１より大きく、かつ第1出力電圧Ｕ１が絶対値の意味で第２出力電圧Ｕ２より大きい際に、第２調整電圧Ｕc２の増加を生じさせる上記決定回路網の出力がアクティブになる。

このように制御される調整電圧の供給は、全体の出力電圧を増加させる特に効率的な方法を生み出す。

他の好適例によれば、本発明の方法はさらに、所定期間中に上記制御回路を停止させるステップを含む。制御回路のこうした停止は特に、上記回路装置が信号を送信している期間中に実行することができる。上記回路装置がトランスポンダと組み合わされている場合、たとえば、この期間はトランスポンダが信号を送信している期間である。

本発明の方法の1つの好適例によれば、上記回路装置がデータを受信している間、および／またはこの回路装置がデータを送信している間、および／または上記第１出力電圧および第２出力電圧から成る所定の合計電圧に達した際に、上記停止が行われる。この停止は所定の周期性で行うこともできる。

換言すれば、1つの好適例による方法では、上記制御回路は、信号が回路から送信されている期間中に、その下流の回路部分、例えばトランスポンダによって停止させることができる。さらに、上記回路装置および／またはトランスポンダによって検出した関連するデータの受信に続いて、上記制御回路を、このデータの受信動作の終わりまで停止させることができる。さらに、上記制御回路は、充分な電圧に達した後に、かつ／あるいは所定期間だけ周期的に停止させることができる。

上記回路装置がトランスポンダと組み合わされているか、あるいは信号を送信するこうひたトランスポンダ上に形成されている場合には、こうした停止は特に有利であり得る。
こうした停止は、トランスポンダがこうした信号を送信している期間中に実行することが好ましい。他の好適例では、トランスポンダが信号、特にデータ信号を受信している際にこの停止を実行することもでき、そして上記共振器、すなわち共振器の共振周波数の制御は、データ受信の全期間中に停止することが好ましい。

本発明の部分的な態様は、トランスポンダ用の回路装置を設け、回路上に集積された少なくとも２つのコイルへの誘導結合によって、高周波数エネルギーがアンテナから回路に、あるいは回路からアンテナに伝送され、可変コンデンサがこれらのコイルに並列または直列に接続され、これにより共振が形成されるものと考えることが出来る。

これらの共振器の出力電圧は整流され、結果的なＤＣ電圧がトランスポンダに供給される。制御回路は、コンデンサから取り出すことのできる電力が最大になるように、これらのコンデンサを変化させる。一旦良好な給電が達成された時点で、制御プロセスを終了することが好ましい。しかし、コンデンサを変化させる制御プロセスがトランスポンダのデータ変調との衝突をもたらさないならば、コンデンサの変化を継続することができる。

1つの好適例によれば、このことに適した回路装置は、
ａ）この回路装置の入力回路は、回路装置自体の上に形成された２つのループまたはコイル（以下アンテナコイルと称する）を具え；
ｂ）高周波エネルギーは、主に誘導的な方法で結合され；
ｃ）アンテナコイルは、これに接続された可変コンデンサと共に共振器（例えば並列または直列共振回路）を形成し：
ｄ）整流および平滑化された共振器の２つの出力電圧は、制御回路の入力変数であり；
ｅ）この制御回路は、これら２つの出力電圧が最大化される方法で、共振器の可変コンデンサを変化させる
ことを特徴とする。

上記好適例の拡張は、
ａ）回路装置の領域内の一次アンテナが回路装置自体の中においてループまたはコイル（以下一次コイルと称する）を形成し；
ｂ）回路装置の入力回路は、回路装置自体の上に形成された２つの別なループまたはコイル（以下二次コイルと称する）を具え；
ｃ）送信機の電磁界からの高周波エネルギーは、まず一次アンテナに結合され、次に、主に誘導的に一次コイルから二次コイルに結合され；
ｄ）その他、二次コイルおよびアンテナコイルについては、この好適例は基本的な好適例と同様である
ことを特徴とする。

上記拡張された実施例については、簡単のため、以下ではトランスポンダの受信方向のみを説明する。一次コイルおよび二次コイルとは、この方向について定義し、即ち、一次コイルは基地局から信号を受信するコイルであり、二次コイルは一次コイルに誘導的に結合され、更に回路装置の電気／電子部品に結合されるコイルである。トランスポンダ自体がデータを基地局へ応答として返送する際に、信号伝送の向きは回路装置のループまたはコイル、すなわち二次コイルとして定義されたコイルから、アンテナのループまたはコイル、すなわち一次コイルに至る。従って、この方向を考えるとすれば、上記用語、即ち一次コイルと二次コイルとを入れ替えることが出来る。このことは、トランスポンダの反射断面を変化させることによって交番磁界を変調することについてもあてはまる。しかし、一般に、両方向の場合について、回路とアンテナとの間の可能な最良の電源のマッチングが達成されるべきである。従って、受信方向のみの定義および説明を提供することはこの解決法の有用性を限定しない、というのは、考察の目的は両方向における所望の電源のマッチングを達成することにあり、すなわち、受信方向に関する応用において提供する説明は送信方向にも当てはまるからである。

本発明の1つの部分的な態様では、回路装置上に少なくとも２つのアンテナコイルを設けることを新規の特徴として提案する。このことは、マッチング目的用の制御回路の有利な実現に関して行う。
以下の考察が当てはまる：
１）常に、1つだけの共振器を変化させ、この間の制御回路へのエネルギーの供給は、他の共振器、つまり他のアンテナコイルによって保障する。その結果、動作電圧を有する制御回路を提供することが出来る。非常に低い最小電圧および非常に低いエネルギー要求量を有する回路がここで選択した場合でも、この最小電圧は制御プロセス中に絶えず存在しなければならない。極めて短い電圧遮断は、バッファコンデンサによってつなぐことができる。制御回路へのこうした給電は、比較的良好にマッチングした共振器によって自ずと達成することができる。
２）非常に低いエネルギー要求量を有する非常に単純な設計の制御回路を利用することが好ましい。その結果、いずれにせよアンテナにごくわずかなエネルギーを供給することはできる比較的不十分にマッチングした状態でも、制御回路を使用することができる。従って、制御回路用の多くの実現、例えばマイクロコントローラまたは非常に高周波のアナログ回路の使用は、あまり適切ではない。
３）回路技術の意味で、ごくわずかな時間変化を伴う２つの瞬時電圧の比較は、小さい複雑性で実行することができる。従って、入力におけるこうした瞬時電圧の比較は、好適には、単純な制御回路用に選択すべきである。整流および平滑化の後、上記２つの共振器は２つの瞬時電圧を供給し、これらの値は単純な方法で互いに比較することができる。
４）可変コンデンサは、例えば調整電圧によって、例えばＤＣ電圧を有するバラクタダイオードとして、その値が影響を受ける。これらの調整電圧のうちの２つが２つの共振器用に存在する場合には、これらの調整電圧も、小さい複雑性で互いに比較することができる。
５）アンテナ電圧を用いてこれらの電圧を比較することができるために、不十分に調整されている場合には、共振器の異なる特性が最初に存在するとことを仮定することが好ましい。従って、異なる出力電圧が利用可能である。異なる特性は、可変コンデンサの異なる初期調整電圧によって、目標的な方法でもたらすことができる。
６）高周波回路の補償に関する規則と同様に、制御プロセス中に共振器のうちの１つだけを所定時刻に変化させることが考えられる。より低い方の出力電圧をもたらす共振器を選択することが好ましい、というのは、これが現在最も不十分にマッチングしている共振器であるものと想定されるからである。

要約すれば、本発明の基本概念は、トランスポンダ回路装置への誘導結合および／または入力段の共振挙動の自動マッチングによって接続された制御回路を提供することの基本概念であると考えることができる。特に、ここでは２つの協働するアンテナコイルの概念が新規である。しかし、本発明によれば、制御可能なより多数の共振器、すなわちより多数の協働するアンテナコイルを設けることもできる。本発明はさらに、アンテナ端子用の装置、及び回路装置のアンテナ入力回路にも関するものである。
基礎概念を言い換えれば、アンテナを回路装置に有利な接続対する装置および方法を提案する。従来技術においてこのために必要な比較的高価な接続ガイドは、回路装置上のアンテナのループまたはコイルと回路装置上の２つのループまたはコイルとの間の誘導結合が確立されているので、省略することが出来る。これらのコイルは、これらに接続された可変コンデンサと共に共振器を形成し、この共振器は制御回路によって、アンテナと回路装置との間の十分に良好な電力マッチングに調整される。この解決法は、ＵＨＦの周波数範囲で、及び２、３ＧＨｚの範囲用に使用されるトランスポンダに特に適している。

従って、基地局の電磁界からエネルギー供給を受ける受信回路用の、特にＲＦＩＤトランスポンダ用の解決法をより詳細に説明する。この方法は特に、２つの共振回路の振幅を評価することに基づき、特に、振幅に依存する（瞬時的な）ＤＣ電圧を評価する。特に、整流後は、位相を評価に用いることはもはや不可能である。本発明によれば、非常に単純な設計の論理回路を使用することができる。整流は、トランスポンダにおけるいかなる場合にも必要である。本発明による回路装置の制御費用は、相対的にずっと単純なトランスポンダに適している。特に、低い費用は、トランスポンダ（特に最初に良好に調整されないトランスポンダ）によって供給される極めて低いエネルギーに適している。ここで、論理回路自体は、制御される電圧によって給電可能である。特に、共振回路（またはより詳細にはそのコンデンサ値）は次々に個別に調整され、論理回路の制御出力は、所定時刻に選択される共振回路およびその調整方向を決定する。さらに、特に、この調整は、簡単な例外は別として、有効なままにすることができる。集積素子の調整電圧に対する小さい蓄積効果および整流の平滑効果は別として、明示的な蓄積は存在しない。特に、分波器（スプリッタ）の必要性は存在しない。共振回路内の高周波電流は、明示的に分割されず、組合せもされないが、別個に整流することが好ましい。さらに、平衡化は実行せず、２つの共振回路の整流電圧を独立して最大値にもっていくことが好ましい。1つの好適例によれば、調整可能なコンデンサ、たとえばいわゆる容量ダイオードを使用する。従って、特にＧＨｚ範囲までのより高い周波数用にＨＦスイッチを集積する必要はない。特に、上記２つの共振回路毎に１つ、すなわち合計２つの調整可能なコンデンサを利用することができる。

本発明によれば、トランスポンダの視点からは正確にわからない受信周波数に同調することが可能である。製造中に、共振をこの受信周波数に事前設定（プリセット）することは、大幅な公差が生じやすい。従って、トランスポンダ内の非常に正確な基準は、まれにしか実現することができない。しかし、1つの好適例によれば、周波数決定パラメータに関する不所望な初期状態の場合でも、共振回路の共振周波数を段階的に基地局から受信キャリア周波数に近づけることが出来る。
本発明によれば、トランスポンダのエネルギー供給の効率を増加させることによって、ＲＦＩＤ−ＩＤシステムの信頼性を向上させることができる。増加した範囲は、二次的効果によっても得られる。本発明の1つの好適例による回路装置の1つの重要な使用例は、特にＧＨｚ範囲の応用に関係する。

この場合には、回路装置の制御回路を動作させる方法は、特に回路装置の一部を形成するプロセッサ上で実行することができる。プログラムをコンピュータ可読媒体に格納されることも可能であり、このプログラムは、プロセッサ上で実行される際に、本発明の１つの好適例による方法を制御するように設計されている。さらに、プログラム要素は、プロセッサに実行される際に、本発明の１つの好適例による方法を制御するように構成することができる。上記回路装置は、この回路装置の制御を少なくとも部分的に実行することができるように設計されたプロセッサを具えることもできる。上記方法は、全体的または部分的に、ソフトウェアの解決法として実現することができる。

なお指摘すべきこととして、以上の好適例の１つ、あるいは以上の態様の１つを参照して説明してきた特徴またはステップは、上述した他の好適例または態様の他の特徴またはステップと組み合わせて利用することが出来る。

以下、図面に示す実施例を参照しながら本発明を更に説明するが、これらの実施例及び図面は本発明を限定するものではない。

以下、実施例に基づいて図面を参照しながら本発明をより詳細に説明し、各図面中では、同一または類似の要素は同一または類似の参照符号で示す。

図１に、本発明により設計されたトランスポンダ用の回路装置１００の例をブロック図の形で概略的に示す。この図では、フロントエンドの回路を詳細に示し、バックエンド回路は単にブロックとして示す。

回路装置１００は、第１共振器１０１、第２共振器１０２、制御回路１０３、及びバックエンド回路１１２を具えている。第１共振器１０１は、第１コイル１０４および第１可変コンデンサ（バラクタ）１０５で構成される。第１共振器１０１は第１整流回路１０６に結合され、第１整流回路１０６は第１バッファコンデンサ１０７に結合されている。第２共振器１０２は、第２コイル１０８および第２可変コンデンサ（バラクタ）１０９で構成される。第２共振器１０２は第２整流回路１１０に結合され、第２整流回路１１０は第２バッファコンデンサ１１１に結合されている。これら２つのバッファコンデンサは制御回路１０３に結合され、制御回路１０３はブロック図として概略的に示すに過ぎない。１つの可能な実施例をより詳細に、図４に示して説明する。制御回路１０３はバックエンド回路１１２に結合され、更に第１バラクタ及び第２バラクタに結合され、これらのバラクタに調整電圧を供給する。１つの可能なバックエンド回路は、トランスポンダ用、例えばＲＦＩＤタグ用のデジタル部、あるいは、ワイヤレスセンサ用またはリモートコントローラ用のフロントエンドの下流に接続された回路とすることができる。図１の実施例によれば、第１バラクタは第１コイルに並列接続され、第２バラクタは第２コイルに並列接続されている。

エネルギーを供給する交番電磁界は、線１１３によって単なる記号形式で図の左側に示す。第１コイルおよび第２コイル（アンテナコイル）は、これらに並列接続された可変コンデンサと共に、上述した２つの共振器（並列共振回路）を形成する。高い周波数を有する電気エネルギーをこれらの共振器から取り出して整流する。バッファコンデンサを有する整流回路は出力電圧Ｕ１およびＵ２を供給し、その合計として動作電圧Ｕddを形成する。図1に「制御」と示す制御回路（コントローラ）はさらに、調整電圧Ｕc１およびＵc２を供給する。この場合、第１および第２共振器の出力電圧は、制御回路用、及び回路装置の他の回路部分、例えばバックエンド回路用の電源電圧として使用することができる。

図２に、本発明により設計されたトランスポンダ用の回路装置２００の実施例をブロック図形式で概略的に示す。この図では、フロントエンド回路を詳細に示し、バックエンド回路は単にブロックとして示す。

回路装置２００は、第１共振器２０１、第２共振器２０２、制御回路２０３、及びバックエンド回路２１２を具えている。第１共振器２０１は、第１コイル２０４および第１可変コンデンサ（バラクタ）２０５で構成される。第１共振器２０１は第１整流回路２０６に結合され、第１整流回路２０６は第１バッファコンデンサ２０７に結合されている。第２共振器２０２は、第２コイル２０８および第２可変コンデンサ（バラクタ）２０９で構成される。第２共振器２０２は第２整流回路２１０に結合され、第２整流回路２１０は第２バッファコンデンサ２１１に結合されている。これら２つのバッファコンデンサは制御回路２０３に結合され、制御回路２０３はブロック図として概略的に示すに過ぎない。１つの可能な実施例をより詳細に、図４に示して説明する。制御回路２０３はバックエンド回路２１２に結合され、更に第１バラクタ及び第２バラクタに結合され、これらのバラクタ用の調整電圧を供給する。バックエンド回路は、たとえばトランスポンダ用のデジタル部とすることができる。図２の実施例によれば、第１バラクタは第１コイルに直列接続され、第２バラクタは第２コイルに直列接続されている。

エネルギーを供給する交番電磁界は、線２１３によって単なる記号形式で図の左側に示す。第１コイルおよび第２コイル（アンテナコイル）は、これらに直列接続される可変コンデンサと共に、上記２つの共振器（並列共振回路）を形成する。高い周波数を有する電気エネルギーがこれらの共振器から取り出されて整流される。バッファコンデンサを有する整流回路は出力電圧Ｕ１およびＵ２を供給し、その合計として動作電圧Ｕddを形成する。
図２に「制御」と示す制御回路（コントローラ）はさらに、調整電圧Ｕc１およびＵc２を供給する。

図２に示す実施例は、図１に示す実施例とは、可変コンデンサが直列接続されている点が異なる。通常、図２の実施例では、図１の実施例において共振周波数の調整電圧に対する単調増加の依存性が存在する代わりに、共振周波数の調整電圧に対する単調減少の依存性が存在する。この場合、例えば制御回路の集積素子の極性を入れ替えることによる、制御回路の簡単な適応を実行することが可能である。

図３に、本発明により設計したトランスポンダ用の回路装置３００の実施例をブロック図形式で概略的に示し、この回路装置は追加的な補助回路を具えている。この図では、フロントエンド回路を詳細に示し、バックエンド回路は単にブロックとして示す。

回路装置３００は、第１共振器３０１、第２共振器３０２、制御回路３０３、及びバックエンド回路３１２を具えている。第１共振器３０１は、第１コイル３０４および第１可変コンデンサ（バラクタ）３０５で構成される。第１共振器３０１は第１整流回路３０６に結合され、第１整流回路３０６は第１バッファコンデンサ３０７に結合されている。第２共振器３０２は、第２コイル３０８および第２可変コンデンサ（バラクタ）３０９で構成される。第２共振器３０２は第２整流回路３１０に結合され、第２整流回路３１０は第２バッファコンデンサ３１１に結合されている。これら２つのバッファコンデンサは制御回路３０３に結合され、制御回路３０３はブロック図として概略的に示すに過ぎない。１つの可能な実施例をより詳細に、図４に示して説明する。制御回路３０３はバックエンド回路３１２に結合され、さらに第１バラクタ及び第２バラクタに結合され、これらのバラクタ用の調整電圧を供給する。バックエンド回路の１つの実施例は、ここでもトランスポンダチップのデジタル部である。回路装置３００はさらに、第３コイル３１４、第３バラクタ３１５、及び第３整流回路３１６から成る補助回路３１７を具え、第３コイル３１４は第３バラクタ３１５と一緒に第３共振器を形成する。図３の実施例によれば、第１バラクタは第１コイルに並列接続され、第２バラクタは第２コイルに並列接続され、第３バラクタは第３コイルに並列接続されている。上記補助回路は、制御回路３０３用のエネルギー供給機能を少なくとも部分的に実行することができる方法で制御回路３０３に結合されている。

エネルギーを供給する交番電磁界は、線３１３によって単なる記号形式で図の左側に示す。第１コイルおよび第２コイル（アンテナコイル）は、これらに並列接続された可変コンデンサと共に、上記の2つの共振器（並列共振回路）を形成する。高周波ＡＣ電力、すなわち高い周波数を有する電気エネルギーは、これらの共振器から取り出される。バッファコンデンサを有する整流回路は出力電圧Ｕ１およびＵ２を供給し、その合計として動作電圧Ｕddを形成する。図３に「制御」と示す制御回路（コントローラ）はさらに、調整電圧Ｕc１およびＵc２を供給する。

従って図３は、補助回路３１７によって供給される、制御回路用の増加した電源電圧（ＵＨ＋およびＵＨ−）を有するフロントエンド回路を示す。この補助回路は特に、制御回路のみによって負荷を与えられるように構成さている。例えば、増加した電圧は、この目的で設けられたアンテナコイルＬＨの複数回巻きの巻線によって達成することができる。この構成により、比較的経済的な制御回路を非常に早期に、つまり非常に低い電界強度でも使用することができる。

図４に、その機能の意味で本発明の実施例による方法に対応する単純な制御回路の実施例をブロック図形式で示す。制御回路４００は、第１入力端子４０１および第２入力端子４０２を具え、これらの端子において、第１出力電圧Ｕ１および第２出力電圧Ｕ２が制御回路４００に供給される。制御回路４００はさらに第１比較器４０３を具え、第１比較器４０３には電源電圧Ｕ１およびＵ２が、２つの抵抗器４０４および４０５を含む抵抗チェーン経由で供給される。第１比較器４０３は小さいスイッチング・ヒステリシスを有し、出力電圧Ｕ１とＵ２とを比較する。抵抗チェーンは、比較器の接地に対する電圧の異なる極性が考慮に入れられることを保証し、これにより、Ｕ１とＵ２の直列接続によって電源電圧Ｕddが得られる。

制御回路４００はさらに、小さいスイッチング・ヒステリシスを有する第２比較器４０６を具え、第２比較器４０６には調整電圧Ｕc１およびＵc２が供給され、これらの調整電圧はコントローラ４００の出力から供給される。２つの比較器の出力は４つのＡＮＤゲート４０８、４０９、４１０および４１１から成る決定回路網４０７に供給され、決定回路網４０７は、以下に説明する種々の状況を区別する。各場合において、８つの状況のうちの２つを組み合わせる。任意の所定時点において、決定回路網の出力の１つだけがアクティブ（有効）であり、このアクティブ出力は、２つの集積素子４１２および４１３の一方に対して作用し、この集積素子内に調整電圧Ｕc１及びＵc２が蓄積される。

集積素子はこの値を永久的または単に一時的に蓄積することができる。制御回路への電源電圧が失われると、この値も失われることがあり、特定時間または特定データ通信の終了後に周期的にリセットすることもできる。これらの集積素子は、比較的長い時間にわたってその値を失うように設計することもでき、ここで比較的長い時間とは、値を積分的に（いわゆる漏洩（電流）積分器で）確立するのに要する時間よりも長い期間を意味する。

アクティブ出力により、それぞれの調整電圧は、小さいステップで、あるいは比較的遅い積分によって増加または減少する。

一般的な説明に続き、２つのアンテナコイルＬ１およびＬ２を調整する制御回路を、実施例によってより詳細に説明する。

制御プロセスが基づくモデルについて、次の規定を行う：
２つの回路部分部分の各々が、コイルＬ１、Ｌ２および可変コンデンサＶＣ１、ＶＣ２から成る共振器を形成する。各共振器は、他の影響を支配する電圧の大幅な増加を伴う固有の共振周波数ｆ１およびｆ２を有する。
この増加は、共振器の下流にある整流器の出力電圧Ｕ１(ｆ)およびＵ２(ｆ)の関数がそれぞれ、ｆ１およびｆ２において最大値を有することを意味し、すなわち、
Ｕ１(ｆ１)＝Ｕ１max、及びＵ２(ｆ２)＝Ｕ２max である。
電圧Ｕ１およびＵ２の最大値の両側は、他の共振器への結合および他の理由により、これらの最大値Ｕ１(ｆ１)およびＵ２(ｆ２)よりずっと下にある、というのは、アンテナコイルの結合係数が１よりずっと下にあるからである。共振器のほぼ等しい設計数値を仮定する。
周波数ｆ１およびｆ２は、最初は基地局の信号の送信周波数ｆsと大幅に異なることを仮定し、すなわち共振器はかなり不平衡である。図６にこうした不平衡な状況の例を示し、ここではさらに、送信周波数における振幅Ｕｓは例示目的で概略的に示すに過ぎない。
本発明が提案する解決法の一般性を制限することなしに、制御効果の領域内の周波数ｆ１およびｆ２が、制御目的に使用される調整電圧Ｕc１およびＵc２に単調増加の形で依存することを最初に仮定する。理論的には、調整制御中に非常に小さい積分ステップが実行されるので、ステップ毎の直線的関係の仮定さえも許容される。ｆｌ／ｆ２がＵc１／Ｕc２に単調減少の形で依存する状況は、単に制御変数の逆転に相当するに過ぎない。
Ｌ１とＶＣ１から成る共振器と、Ｌ２とＶＣ２から成る共振器との相違が最初に存在する。しかし、これらの相違は、有効な制御範囲では非常に小さいままである。これらのアンテナコイルの基地局への結合係数はほぼ等しいが、１を大幅に下回る。通常、アンテナコイル間にはより小さい結合がもたらされる。従って、電圧Ｕ１(ｆ１)およびＵ２(ｆ２)の最大値は、小さい制御範囲についてはほぼ等しい。
最適に調整された状況は、基地局の送信周波数上にある共振周波数の位置によって記述され、すなわち、
所望状態：ｆ１＝ｆ２＝ｆs である。
制御プロセスは、この一致を達成することを目標とする。この状態は、収束目標または所望状態とも称する。実際の境界条件は、この目標を達成する能力を少し制限するが、しこの制限は通常、十分小さい。この制限は、例えばオフセット電圧、またはＵ１およびＵ２の物理的制限、あるいは電圧の大幅な変動及び電圧中のノイズの結果として、評価することのできる電圧の差の最小しきい値を含む。

これらの規定に続き、ここでコントローラの機能を説明する。

周波数ｆ１、ｆ２およびｆsを大きさの順に並べれば、8つの状況のうちの１つが常に得られる（図6も参照）。８つの状況の各々において、異なる関係が当てはまり、例えばｆ１＜ｆs＜ｆ２、ｆ２＜ｆ１＜ｆsまたはｆ１＜ｆs＜ｆ２、等である。理論的には、２つの周波数がちょうど同じ値を有することができるということは、実際には重要ではなく（ノイズ、制御システムのしきい値）、簡単のためここでは考慮しない。

８つの状況毎に、各場合において、所望の関係ｆ１=ｆ２=ｆs、即ち調整された所望状態に近づくことの出来る、周波数ｆ１およびｆ２の修正方向が存在する。例示目的で、これらの修正は、非常に小さい周波数の減少または周波数の増加の非常に小さいステップとして提示することができる。これらのステップを実行する際に、ここでも、上述した状況の1つの存在に関する判定を行い、そして、再び修正を実行する。現実には、時間ステップは存在する必要はなく、連続動作回路を利用することができる。

周波数の減少方向の修正ステップに対し、表記ｆ１--またはｆ２--を用いる。周波数の増加方向の修正ステップに対し、表記ｆ１c++またはｆ２++を用いる。これらのステップは、調整電圧の変動に対応し、同様の表記Ｕc１--およびＵc２--、またはＵc１++およびＵc２++によって表す。

しかし、周波数ｆ１およびｆ２は、単純な制御回路用に直接定めることはできない。それにもかかわらず、電圧を互いに比較することは非常に容易である。このことは、Ｕ１とＵ２で、そしてＵc１とＵc２で行われる。あらゆるオフセット電圧を最初に無視する場合には、そして、実際にはどの電圧値も全く正確に同じではないものと仮定する場合には、Ｕ１がＵ２より低いか否か、あるいはＵc１がＵc２より低いか否かを判定することは非常に容易である。この関係を用いて、コントローラはその入力において、比較器によって判定を行うことができる。可能な状況を以下の表１に示す。

コントローラの入力における判定がより近いと考えられる際に、曖昧さが生じる。
状況１および状況３において共に、Ｕ１＜Ｕ２ かつ Ｕc１＜Ｕc２
状況５および状況７において共に、Ｕ１＜Ｕ２ かつ Ｕc２＜Ｕc１
状況２および状況６において共に、Ｕ２＜Ｕ１ かつ Ｕc２＜Ｕc１
状況４および状況８において共に、Ｕ２＜Ｕ１ かつ Ｕc１＜Ｕc２。

従って、Ｕ１とＵ２、及びＵc１とＵc２の大小関係のみを観測すべき基準として提供するならば、状況１と３、または状況５と７、または状況２と６、または状況４と８を区別することは不可能である。これらの、各場合において区別することの出来ない２つの状況は、状況対として組み合わせ、つまり状況１と状況３は状況対１、３として組み合わせる。

そこで、取扱うべき問題は、これらの状況対においてあり得る修正の曖昧さを克服する方法である。たとえば、状況１は２つの修正可能性ｆｌ++およびｆ２++をもたらし、その一方で、状況１から区別することの出来ない状況３は修正ｆｌ++およびｆ２--を許容する。

解決策として、曖昧な状況対に一致する修正だけを使用することを提案する。上記状況１および３（状況１、３として略記する）の例では、これは修正ｆｌ++である。上記のように共振周波数ｆｌと調整電圧Ｕｃ１との間に仮定した関係により、周波数修正ｆｌ++は、電圧修正Ｕc１++によって達成される。従って、コントローラは一方の調整電圧だけを変化させる。あり得る状況対およびこれに対応する調整電圧の変化を表２に示す。

上述した制御プロセスは、図１から３および図５に示す回路装置において実現することができる。

図５に、フロントエンド回路の例をブロック図形式で示す。この例は、上流の一次アンテナだけが図１と異なる。この図では、フロントエンド回路を詳細に示し、バックエンド回路は単にブロックとして示す。

回路装置５００は、第１共振器５０１、第２共振器５０２、制御回路５０３、及びバックエンド回路５１２を具えている。第１共振器５０１は、第１コイル５０４および第１可変コンデンサ（バラクタ）５０５を具えている。第１共振器５０１は第１整流回路５０６に結合され、第１整流回路５０６は第１バッファコンデンサ５０７に結合されている。第２共振器５０２は、第２コイル５０８および第２可変コンデンサ（バラクタ）５０９を具えている。第２共振器５０２は第２整流回路５１０に結合され、第２整流回路５１０は第２バッファコンデンサ５１１に結合されている。これら２つのバッファコンデンサは制御回路５０３に結合され、制御回路５０３はブロック図として概略的に示すに過ぎない。１つの可能な実施例をより詳細に、図４に示して説明する。制御回路５０３はバックエンド回路５１２に結合され、更に第１バラクタおよび第２バラクタに結合され、これらのバラクタに調整電圧を供給する。バックエンド回路は、ここでもたとえばトランスポンダとすることができる。図５の実施例によれば、第１バラクタは第１コイルに並列接続され、第２バラクタは第のコイルに並列接続されている。一次コイル５１８は、これら２つの共振器の上流に接続されている。回路上の第１および第２コイルＬ１およびＬ２は、一次コイルＬ３を介して外部アンテナに誘導結合されている。そこでＬ１およびＬ２を二次コイルと称する。この結合、およびアンテナどうしの部分結合を図５に矢印５１９で示す。アンテナ効果は線５１３によって示す。

図６に、上述した制御回路（図４も参照）についてのモデルの８つの異なる状況を示す。図に示す状況において、２つの共振器の共振周波数及び信号周波数どうしの間にあり得る順序関係を検出する。従って、この図は、図４に関連して説明した対応する実施例を示し、電圧Ｕ１およびＵ２を周波数の関数として示す。この図では、ｆ１およびｆ２はそれぞれの回路、即ち第１及び第２共振器のそれぞれの共振周波数であり、Ｕ１およびＵ２はそれぞれｆ１およびｆ２でその最大値に達する。説明目的で、基地局の送信周波数は、ｆsにおけるピークとしてのＵｓによって示し、すなわち、回路装置またはトランスポンダに信号を送信する局の送信周波数である。

Ｕ２およびＵ３の最大値は、補償プロセスの終了時にこのピークの所にあるべきである、というのは、一旦補償が実行されると、ｆ１およびｆ２は本質的にｆsと一致するからである。図６の８つの状況について示す、周波数に対する出力電圧の曲線において、他のそれぞれの共振器への結合により生じるより弱い副次的最大値も見られる。

図７の線図も、図４の単純な制御回路に関係する。図６に示す状況についてのシミュレーションの結果をグラフ形式で示し、つまり図７の状況１は図６の状況１に関連し、図７の状況２は図６の状況２に関連する、等である。ｘ、ｙ表現で示すこれらの線図では、制御プロセス中の調整電圧Ｕc１およびＵc２を示す。十字は収束の理論点を表し、この点は、制御プロセスが、意図した制御範囲内のあらゆる開始状態から到達することを意図する点である。図6に示す状態はシミュレーションの始点として、即ち8つのすべての状況に応じて、Ｕc１およびＵc２について初期に置いた電圧値によって選択した状態である。さらに、シミュレーション毎に共振器の同じ不平衡を規定する。このことは、その効果の意味で例えば所定の製造公差に一致し、これは例えばコンデンサの異なるオフセット値である。収束目標では、初期に規定した共振器の不平衡は完全に補償される。そこでは、この補償のために必要な制御電圧値Ｕc１およびＵc２に達している。これは、座標原点から十字までの差（オフセット）を説明する。収束目標が例えば座標原点にあるとすれば、不平衡は最初から存在しない。

図７の線図から分かるように、図４に関連して説明する制御回路および制御プロセスによって収束目標に達することが可能である。

図８の線図は、図４の単純な制御回路にも関係する。ここでも、図６に示す８つの状況の開始状態についてのシミュレーションの結果をグラフ形式で示す。この場合、出力電圧Ｕ１およびＵ２（上部）、及び調整電圧Ｕc１およびＵc２（下部）の時間的進行を状況毎に４本の曲線で示す。電圧Ｕ１とＵ２は、調整された状況ではほぼ同じ（最大）値を有し、Ｕc１およびＵc２は不平衡の所定オフセットに相当する一定値に向かって進む。それぞれの時間軸は、制御回路の集積素子の選択した積分定数（または仮想的なステップサイズ）によって延長または短縮され、この場合、多くのトランスポンダ応用について妥当な仮想的な仮定がなされている。例えば、基地局信号のスイッチオンに続いて１００ｍｓの期間内に達すべき電源電圧は、代表的な応用（仕様）として規定することができる。応用に応じて他の期間も可能であり、積分定数の設定によって広範囲内で選択することができる。適合の良好な収束挙動は、明確に見ることができる。すべての８つの状況において、各場合における開始値が異なるにもかかわらず、Ｕ１およびＵ２の最大値に達する。図８の個別の状況では、Ｕ１とＵ２、およびＵc１とＵc２は同様に振る舞い、短時間後に同じ値を有し、このため各図中の４本の異なる線は開始時においてのみにおいて見られる、ということもわかる。例えば図８ｆでは、個別の線はほぼ５０ｍｓ以下まで見られ、図８ｇでは、線はほぼ３０ｍｓ後には実際に同じになり、従って重なって進む。

図９ａから９ｄは、アンテナコイル９０３の種々の構成を示し、即ちチップまたはチップ結晶上の第１および／または第２コイルの種々の構成を示す。チップ結晶９０１は、トランスポンダ回路を有する能動領域９０２を具えている。チップの異なる導体面（メタライゼーション層）間のビア９０４を用いて、交差する導体トラックを生成する。

図９ａでは、２つのアンテナコイル９０３は、これらは能動領域９０２に隣接するようにチップ上に配置されている。図９ｂでは、２つのアンテナコイルは、能動領域９０２周辺に配置されている。チップ上の内周アンテナコイル９０５は、これを同心円状に包囲する外周アンテナコイル９０６から分離されている。図９ｃでも、アンテナコイルは能動領域９０２周辺に配置されている。しかし、このアンテナコイルは、いくつかの巻線の後に中心タップ９０７を具えている。この中心タップは、能動領域９０２の端子のように、トランスポンダ回路に接続されている。図９ｄでは、２つの分離したアンテナコイル９０８および９０９が能動領域９０２に隣接して配置されている。これらのアンテナコイルは、能動領域９０２上に形成されたトランスポンダ回路に、互いに独立して接続されている。

図１０に、チップ上に互いに重なって存在するアンテナコイルの構成を示す。このチップは、リソグラフィー／化学プロセスによって、異なる電気性質を有する多数の層の形に生産される。これらの層は、非電導性、半導体、及び導電材料（金属）から成る。第１アンテナコイル１０１０は、トランスポンダを含む能動領域１０１４周辺の第１非導電面１０１１上に形成された第１のメタライゼーション面から形成される。第２アンテナコイル１０１２は、能動領域周辺の第２非導電面１０１３上に形成された第２メタライゼーション面から形成される。これら２つのアンテナコイル１０１０および１０１２は、導電層（メタライゼーション面）からエッチングで作り出される。これらは、非導電層１０１１によって縦方向に互いに絶縁される。図１０は、チップ構造の他の平面１０１６内のチップ構造１０１５の他の能動部分も概略的に示す。これらの回路は通常、少なくとも２つの金属層を含み、したがって、コイルも互いに重なって位置することができる。個々のコイル間の容量結合は、比較的薄い絶縁物１０１１を通して作用する。能動回路１０１５は通常、その構造内のほとんど全ての利用可能な層から成る。なお、図１０に示す回路設計では、図９に比べて一般により強いアンテナコイル間の結合があり、このことは、Ｕ１およびＵ２についての共振曲線の併合をもたらすことがあり、これは一部の応用では不所望であり得る。上記２つのコイルは、図１０に円１０１７として示すビアによって能動領域１０１４に結合されている。

図１１ａおよび１１ｂは、上流の一次アンテナを有する代表的なトランスポンダ構造の場合のエネルギーの誘導結合を示す。

図１１ａは、非導電性担体材料１１１８から成る平坦構造を示し、担体材料１１１８上にトランスポンダの一次アンテナ１１１７（ここではダイポールとして示す）が印刷、接着接合、または電着によって塗布されている。ダイポールアンテナの中心にはチップ結晶１１０１が配置され、このチップ結晶のいわゆる能動領域１１０２の領域内に、能動的に機能するトランスポンダ回路がある。チップ結晶１１０２は、担体材料に接着接合されるか、あるいは他の方法で固定されている。第１コイルおよび第２コイルも概略的に示し、参照番号１１０３を与える。これら２つのコイルはトランスポンダ回路に結合されている。

図１１ｂに、図１１ａの構成の、つまりアンテナ端子の、概略的な分解表現を示す。チップ結晶１１０１上には能動領域１１０２が位置し、能動領域１１０２は、チップの上面側のフロントエンドおよびバックエンド、及び２つのアンテナコイル１１０３から成るトランスポンダ回路を含む。このチップの上面側は通常、担体材料１１１８（フリップチップ）に面している。ここれは部分的に閉じただけのループとして示す一次コイル１１２０は、チップの下方に位置するか、あるいはチップを密に包囲している。このループは、一次アンテナを形成するダイポール１１１７の２つの分枝を接続する。アンテナコイルへの一次コイルの誘導結合は、様式化した磁力線１１１９によって概略的に示す。

図１２aおよび図１２ｂに、ダイポールアンテナを有する図１１のトランスポンダ装置を、それぞれ（上から見た）平面図および側面図で示す。個別の構成部品は既に図１１を参照して説明し、図１２ａおよび図１２ｂには、図１１ａおよび図１１ｂと同一の参照番号を与えている。

図１３ａおよび図１３ｂに、ループアンテナを有するトランスポンダ用の装置の代案を、それぞれ（上から見た）平面図および側面図で示す。担体材料１３１８上の略矩形のループアンテナ１３２１が、図１３aの左上隅で外に向かう小さいループを形成し、一次コイル１３２０としてのこのループは、能動領域１３０２および２次アンテナコイル（二次コイルと略称する）１３０３を具えるチップ結晶１３０１をほぼ完全に包囲する。屈曲の内側領域では、磁界の集中が得られ、すなわちこの領域の磁界強度の増加が得られる。この領域は、トランスポンダ回路を配置するための好適な位置である。

図１４ａおよび図１４ｂに、ダイポールアンテナを有するトランスポンダ装置の代案を、それぞれ（上から見た）平面図および側面図で示す。構成部品は既に図１１および図１２を参照して説明している。１４０１はチップ結晶であり、１４０２は能動領域であり、この上にトランスポンダ回路が形成され、１４０３は２つのアンテナコイルを表し、１４１７はダイポールアンテナ形式の一次アンテナであり、そして１４２０は一次アンテナの一部分としての一次コイルである。図１２に比べれば、ビア１４２２が追加され、これらのビアは、１つの導体トラックを担体材料１４１８の一方の側から、他方の側上の導体トラックに特定点で接続する。こうしたビアは、多層プリント回路基板として知られている。これらのバイアに導体ガイドを交差させることができる。その結果、一次コイル１４２０はチップ１４０１を完全に包囲することができる。

図１５ａおよび図１５ｂに、ループアンテナを有するトランスポンダ装置を、それぞれ（上から見た）平面図および側面図で示す。構成部品は既に図１１および１３を参照して説明している。１５０１はチップ結晶であり、１５０２は能動領域であり、この上にトランスポンダ回路が形成され、１５０３は２つのアンテナコイルを表し、そして１５２０は、ループアンテナとして設計された一次アンテナ１５２１の一部分としての一次コイルである。図１５の例は図１３の例とは、一次コイル１５２０がチップ１５０１を完全に包囲する点が異なる。

図１４および１５に示す、一次コイルが完全に包囲する設計は、不完全な包囲に比べて改善された結合係数が達成されることを意味するが、両面基板構造およびビアによる導体ガイドとの交差の複雑性は無視することができない。

図１６ａおよび図１６ｂに、ダイポールアンテナと組み合わせた複数回巻きの巻線を有する一次コイル１６２３を具えた装置を示し、ダイポールアンテナの各分枝は担体の互いに異なる側にあり、図１６ａは平面図を示し、図１６ｂは側面図を示す。 ここでもビア１６２２を必要とする。他の構成部品は既に図１４を参照して説明している。１６０１はチップ結晶であり、１６０２は能動領域であり、この上にトランスポンダ回路が形成され、１６０３は２つのアンテナコイルを表し、１６１７はダイポールアンテナ形式の一次アンテナであり、そして１６２０は一次アンテナの一部分としての一次コイルである。上述したように、この場合には、ダイポールアンテナ１６１７の個々の分枝またはアームは、担体材料１６１８の互いに異なる側に形成されている。従って、一次アンテナ１６１８の一部分は図１６に破線で示す。充分な電源電圧を利用可能にするために、一次側の巻線、すなわち一次コイルの巻数は一般に、二次側と少なくとも同数またはそれ以上の巻数を必要とする。複数回巻きの巻数によって性能改善が達成されることが多い。一次側より多数回巻きの巻線を２次側に形成すれば、増加した電源電圧を供給することができる。

図１７ａおよび１７ｂに、略矩形のループアンテナ１７２１を有する装置を示し、ここでは一次コイル１７２０が、チップ１７０１の周りの円弧を形成し、図１７ａは平面図を示し、図１７ｂは側面図を示す。９０度にわたるこの円孤は、ループアンテナ１７２１の円形コーナーによって形成される。ループアンテナの構造は大きくは変化していないが、より低いチップへの結合係数が達成される。他の構成部品は、既に以上で説明している。１７０２は能動領域であり、この上にトランスポンダ回路が形成され、１７０３は２つの二次コイルを表し、そして１７１８は担体材料である。

図１８ａおよび１８ｂに別な実施例を示し、図１８ａは図１８ｂの分解図である。チップ結晶１８２４は、チップ担体（チップキャリア）１８２７内の適切な止まり穴１８２５内に導入される。この止まり穴は、その上端の大部分を一次コイル１８２５によって包囲されている。製造中には、担体上の一次コイル１８２５およびチップ上の二次コイルがほぼ一平面内にあるように、チップ結晶１８２４を担体材料内に導入する。このことは、担体面上に実装することに比べて結合を改善し、製造公差を低減する。これにより共振の不平衡も低減される。

なお、これに加えて、「有する」および「具えている」等は、他の要素またはステップの存在を排除するものではなく、各要素は複数存在し得る。さらに、上述した実施例の１つを参照して説明してきた特徴またはステップは、上述した他の実施例の他の特徴またはステップと組み合わせて用いることもできる。

本発明の一実施例による、制御可能な並列コンデンサを有するフロントエンド回路の概略図である。 本発明一実施例による、制御可能な直列コンデンサを有するフロントエンド回路の概略図である。 本発明の一実施例による、制御回路に給電するための補助回路を有するフロントエンド回路の概略図である。 本発明の一実施例による制御回路の概略的な機能ブロック回路図である。 本発明の第４実施例よる、一次アンテナを有するフロントエンド回路の概略図を示す。 本発明の一実施例による制御プロセスに関する異なる状況を概略的に示す図である。 本発明の一実施例による制御プロセスに関する異なる状況を概略的に示す図である。 本発明の一実施例による制御プロセス中の２つの調整電圧を二次元線図の形で概略的に示す図である。 本発明の一実施例による制御プロセス中の２つの調整電圧を二次元線図の形で概略的に示す図である。 本発明の一実施例による制御回路装置の出力電圧および調整電圧の時間変化を示す図である。 本発明の一実施例による制御回路装置の出力電圧および調整電圧の時間変化を示す図である。 図９ａ〜図９ｄは、本発明の実施例によるアンテナコイルの種々の構成を概略的に示す図である。 本発明の一実施例による、チップ上に重なって存在するアンテナコイルの概略図である。 図１１ａ、図１１ｂは、本発明の一実施例による誘導結合の概略図である。 図１２ａ、図１２ｂは、本発明の一実施例による、ダイポールアンテナを有するトランスポンダの概略図である。 図１３ａ、図１３ｂは、本発明の一実施例による、ループアンテナを有するトランスポンダの概略図である。 図１４ａ、図１４ｂは、本発明の一実施例による、閉じた一次コイルを有するダイポールアンテナの概略図である。 図１５ａ、図１５ｂは、本発明の一実施例による、閉じた一次コイルを有するループアンテナの概略図である。 図１６ａ、図１６ｂは、本発明の一実施例による、複数回巻きの巻線を有する一次コイルの概略図である。 図１７ａ、図１７ｂは、本発明の一実施例による、部分巻線を有する一次コイルの概略図である。そして、 図１８ａ、図１８ｂは、本発明の一実施例による、受信チップの凹部周辺に配置された一次コイルの概略図である。

Claims (34)

1. 制御回路と；
   入力回路とを具えたトランスポンダ用の回路装置において、
   前記入力回路が、
   第１コイル及び第１コンデンサで構成される第１共振器と；
   第２コイル及び第２コンデンサで構成される第２共振器とを具え、
   前記第１コンデンサは第１バラクタとして設計され、
   前記第２コンデンサは第２バラクタとして設計され、
   前記第１共振器は、当該第１共振器を用いて第１出力電圧を供給することができるように設計され、
   前記第２共振器は、当該第２共振器を用いて第２出力電圧を供給することができるように設計され、
   前記制御回路が、当該制御回路を用いて前記バラクタの少なくとも一方を制御して、当該バラクタに対応する前記共振器の共振周波数を基本的に所定伝送周波数に設定することができ、これにより、当該バラクタに対応する前記共振器の出力電圧を増加させることができるように設計されていることを特徴とするトランスポンダ用回路装置。
2. さらに整流回路を具え、
   前記整流回路が、前記入力回路と前記制御回路との間に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の回路装置。
3. さらに一次コイルを具え、
   前記一次コイルが、前記一次コイルと前記第１コイル及び／または前記第２コイルとの間に誘導結合が形成される方法で、前記入力回路の上流に接続されていることを特徴とする請求項１または２に記載の回路装置。
4. 前記入力回路がさらに第３コイルを具え、
   前記第３コイルは、当該第３コイルを用いて前記制御回路用の電圧源を保証することができるように設計されていることを特徴とする請求項３に記載の回路装置。
5. 前記制御回路が、前記第１出力電圧及び／または前記第２出力電圧を供給されることができるように設計されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の回路装置。
6. さらに追加的回路部分を具え、
   前記追加的回路部分は、前記第１出力電圧及び／または前記第２出力電圧を供給されることができるように設計されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の回路装置。
7. 前記第１コイル及び／または前記第２コイル及び／または前記一次コイルが、完結した巻線または部分的に完結した巻線を１つだけ有する単一ループとして形成されていることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の回路装置。
8. 前記制御回路が、前記入力回路の前記第１出力電圧を前記制御回路の入力側に供給することができるように設計され、
   前記制御回路はさらに、当該制御回路を用いて、前記第１バラクタ用の調整電圧を供給することができるように設計されていることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の回路装置。
9. 前記制御回路が、前記第１出力電圧及び／または前記第２出力電圧を前記制御回路の入力側に供給することができるように設計され、
   前記制御回路はさらに、当該制御回路を用いて、前記第１バラクタ用の第１調整電圧及び／または前記第２バラクタ用の第２調整電圧を供給することができるように設計されていることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の回路装置。
10. 前記制御回路が追加的に、少なくとも前記第１調整電圧を前記制御回路内で評価することができるように設計されていることを特徴とする請求項８または９に記載の回路装置。
11. 前記制御回路が比較回路を具え、
    前記比較回路は、当該比較回路を用いて、前記第１出力電圧と前記第２出力電圧とを互いに比較することができ、かつ、前記第１調整電圧と前記第２調整電圧とを互いに比較することができるように設計されているか、あるいは、
    当該比較回路を用いて、前記第１調整電圧と前記第２調整電圧とを互いに比較すること、または前記第１調整電圧と前記第２調整電圧とを互いに比較することができるように設計されていることを特徴とする請求項９または１０に記載の回路装置。
12. 前記制御回路がさらに、複数の集積素子及び決定回路網を具え、前記決定回路網は第１出力端子及び第２出力端子を具え、
    前記第１出力端子及び前記第２出力端子は前記複数の集積素子に接続され、
    前記決定回路網は、任意の時点において、最大でも１つの前記入力端子に信号が存在するように設計されていることを特徴とする請求項９〜１１のいずれかに記載の回路装置。
13. 前記集積素子は、当該集積素子を用いて前記調整電圧を供給することができるように設計されていることを特徴とする請求項１２に記載の回路装置。
14. 前記決定回路網は、当該決定回路網を用いて、前記第１調整電圧または前記第２調整電圧のいずれを所定量だけ変化させるかを決定することができるように設計されていることを特徴とする請求項１２または１３に記載の回路装置。
15. 前記一次コイルが、前記第１コイル及び／または前記第２コイルを少なくとも部分的に包囲することを特徴とする請求項４〜１４のいずれかに記載の回路装置。
16. さらに凹部を具え、
    前記第１コイル及び／または前記第２コイルが前記凹部内に配置されていることを特徴とする請求項１〜１５のいずれかに記載の回路装置。
17. 前記第１コイルと前記第２コイルとが、少なくとも部分的に互いに重なって配置されていることを特徴とする請求項１〜１６のいずれかに記載の回路装置。
18. 前記第１コイルと前記第２コイルとが、互いに所定距離をおいて配置されていることを特徴とする請求項１７に記載の回路装置。
19. 前記第１コイルが、第１サイズを有する第１表面領域を包囲し；
    前記第２コイルが、第２サイズを有する第２表面領域を包囲し；
    前記第１表面領域と前記第２表面領域とが、第３サイズを有する第３表面領域において互いに重複していることを特徴とする請求項１７または１８に記載の回路装置。
20. 前記第３表面領域のサイズが基本的に、前記第１表面領域のサイズの半分であると共に前記第２表面領域のサイズの半分であることを特徴とする請求項１９に記載の回路装置。
21. 前記第１コイルが、前記第３表面領域内に第１磁束を発生するように設計され；
    前記第２コイルが、前記第３表面領域内に第２磁束を発生するように設計され；
    前記第１コイル及び前記第２コイルはさらに、前記第１磁束と前記第２磁束とが基本的に前記第３表面領域内では互いに補強し合い、前記第３表面領域外では互いに相殺し合うように設計されていることを特徴とする請求項１９または２０に記載の回路装置。
22. 前記制御回路が、時間応答の意味で、信号の時間変化に大幅に影響され得ないように設計されていることを特徴とする請求項１〜２１のいずれかに記載の回路装置。
23. さらに、複数の追加的コイルを具え、
    前記複数の追加的コイルの少なくとも１つが、前記回路装置と統合されるように設計され、
    前記回路装置が、当該回路装置を用いて伝送信号を出力することができるように設計され、
    前記複数の追加的コイルの少なくとも１つが、前記伝送信号を誘導的に前記第１コイル及び／または前記第２コイルに伝送することができるように設計されていることを特徴とする請求項１〜２２のいずれかに記載の回路装置。
24. 前記第１コンデンサ及び／または前記第２コンデンサが、前記第１コイル及び／または前記第２コイルに、並列または直列に接続されていることを特徴とする請求項１〜２３のいずれかに記載の回路装置。
25. 制御回路及び入力回路を具えた回路装置を制御する方法であって、前記入力回路が、第１コイル及び第１コンデンサで構成される第１共振器と、第２コイル及び第２コンデンサで構成される第２共振器とを具え、前記第１コンデンサは第１バラクタとして設計され、前記第２コンデンサは第２バラクタとして設計されている方法において、
    前記制御回路によって、前記第１共振器の第１出力電圧を評価するステップと；
    前記第１出力電圧が増加するように前記第１バラクタを制御するステップと
    を具えていることを特徴とする回路装置の制御方法。
26. さらに、前記制御回路によって前記第２共振器の第２出力電圧を評価するステップと；
    前記第１出力電圧が増加するように前記第１バラクタを制御するステップ、及び、または、
    前記第２出力電圧が増加するように前記第２バラクタを制御するステップと
    を具えていることを特徴とする請求項２５に記載の方法。
27. 所定時点において、前記第１バラクタまたは前記第２バラクタのいずれかを制御することを特徴とする請求項２６に記載の方法。
28. さらに、前記第１出力電圧と前記第２出力電圧とを比較するステップを具えていることを特徴とする請求項２６または２７に記載の方法。
29. さらに、
    前記第１バラクタを制御することによって第１調整電圧を発生するステップと；
    前記第２バラクタを制御することによって第２調整電圧を発生するステップと
    を具えていることを特徴とする請求項２６〜２８のいずれかに記載の方法。
30. さらに、前記第１調整電圧と前記第２調整電圧とを比較するステップを具えていることを特徴とする請求項２９に記載の方法。
31. さらに、前記調整電圧の比較及び前記出力電圧の比較の関数として、前記第１調整電圧を制御するか前記第２調整電圧を制御するかを決定するステップを具えていることを特徴とする請求項３０に記載の方法。
32. さらに、
    前記第１出力電圧及び前記第２出力電圧を整流するステップと；
    前記第２調整電圧が前記第１調整電圧より大きく、かつ前記第２出力電圧が絶対値の意味で前記第１出力電圧より大きい場合に、前記第１共振器の共振周波数が増加するように前記第１調整電圧を変化させるステップ；及び／または、
    前記第１調整電圧が前記第２調整電圧より大きく、かつ前記第１出力電圧が絶対値の意味で前記第２出力電圧より大きい場合に、前記第２共振器の共振周波数が増加するように前記第２調整電圧を変化させるステップ；及び／または、
    前記第１調整電圧が前記第２調整電圧より大きく、かつ前記第２出力電圧が絶対値の意味で前記第１出力電圧より大きい場合に、前記第１共振器の共振周波数が減少するように前記第１調整電圧を変化させるステップ；及び／または、
    前記第２調整電圧が前記第１調整電圧より大きく、かつ前記第１出力電圧が絶対値の意味で前記第２出力電圧より大きい場合に、前記第２共振器の共振周波数が減少するように前記第２調整電圧を変化させるステップと
    を具えていることを特徴とする請求項３１に記載の方法。
33. さらに、
    所定期間中に前記制御回路を停止させるステップを具えていることを特徴とする請求項２５〜３２のいずれかに記載の方法。
34. 前記回路装置がデータを受信している間、及び／または前記回路装置がデータを送信している間、及び／または前記第１出力電圧と前記第２出力電圧から成る所定の合計電圧に到達した際、及び／または前記停止を所定周期で行う際に、前記停止を行うことを特徴とする請求項３３に記載の方法。

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