JP2009296498A

JP2009296498A - Converter

Info

Publication number: JP2009296498A
Application number: JP2008150301A
Authority: JP
Inventors: Kenji Takato; 健司高遠; Masaru Suzuki; 大鈴木; Takeshi Ishii; 威石井; Masato Kobayashi; 正人小林; Hirokazu Yamada; 宏一山田; Shigeru Amano; 茂天野
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; Fujitsu Telecom Networks Ltd
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; Fujitsu Telecom Networks Ltd
Priority date: 2008-06-09
Filing date: 2008-06-09
Publication date: 2009-12-17
Anticipated expiration: 2028-06-09
Also published as: JP4856121B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To shorten processing time, and to prevent an unwanted signal from being mixed, regarding a converter that performs high-precision A/D conversion or D/A conversion. <P>SOLUTION: A converter includes a configuration, including an anti-aliasing filter 2; an A/D converter 3 for performing oversampling for conversion into a digital signal; a first digital filter 4 for processing as a sampling frequency, corresponding to an even multiples of the transmission rate; a second digital filter 7 for completely attenuating a frequency component equal to or higher than a frequency corresponding to a 1/2 transmission rate; and a decimation section 8 for obtaining a digital signal of a predetermined transmission rate through thinning processing, and a configuration including: an interpolation section 17 for performing zero insertion upon a reception digital signal; a second digital filter 16 for perfectly attenuating frequency components equal to or higher than the 1/2 transmission rate; the first digital filter 14; a D/A converter 13; and a post-filter 12. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、デジタルフィルタと組み合わせて、高精度のＡ／Ｄ変換又はＤ／Ａ変換又はＡ／Ｄ変換とＤ／Ａ変換とを行う構成を含むコンバータに関する。 The present invention relates to a converter including a configuration that performs high-precision A / D conversion, D / A conversion, A / D conversion, and D / A conversion in combination with a digital filter.

音声や音楽等のアナログのオーディオ信号をデジタル信号に変換して、蓄積又は送信し、蓄積内容を再生したデジタル信号又は受信したデジタル信号をアナログのオーディオ信号に変換する蓄積再生システムや送受信システムは既に各種提案され、且つ実用化されている。又オーディオ信号は、例えば、０〜２０ｋＨｚ程度、又はそれ以上の帯域でダイナミックレンジも広いものであり、このようなアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータは、１２ビットや１４ビットの精度の構成が多かったが、半導体回路技術等の進歩により、２４ビット精度の構成も実用化されている。又音楽等の蓄積、再生の為のＣＤ（コンパクトディスク）に於けるサンプリング周波数は、４４．１ｋＨｚであり、帯域は、サンプリング周波数の１／２以下であるから、ＣＤの帯域は約２０ｋＨｚまで程度である。又固定電話網では、サンプリング周波数は８ｋＨｚであり、折れ線符号則による８ビットのデジタル信号に変換して伝送するもので、その帯域は３．４ｋＨｚ以下としている。又放送システムに於いては、送信帯域は１５ｋＨｚ以下とされており、放送内容を配信する伝送系に於いては、例えば、３２ｋＨｚサンプリングの折れ線符号則による１１ビット構成のデジタル信号としている。 There are already storage and playback systems and transmission / reception systems that convert analog audio signals such as voice and music into digital signals, store or transmit them, and reproduce the stored contents or receive digital signals into analog audio signals. Various proposals have been made and put into practical use. The audio signal has, for example, a wide dynamic range in a band of about 0 to 20 kHz or more, and an A / D converter that converts such an analog signal into a digital signal has an accuracy of 12 bits or 14 bits. However, due to advances in semiconductor circuit technology and the like, a 24-bit precision configuration has been put into practical use. In addition, the sampling frequency of CDs (compact discs) for storing and playing music, etc. is 44.1 kHz, and the band is less than half of the sampling frequency, so the CD band is about 20 kHz. It is. In the fixed telephone network, the sampling frequency is 8 kHz, which is converted into an 8-bit digital signal according to a broken line coding rule and transmitted, and the band is 3.4 kHz or less. In the broadcasting system, the transmission band is set to 15 kHz or less, and in the transmission system for distributing the broadcast content, for example, the digital signal has an 11-bit configuration based on a 32 kHz sampling broken line coding rule.

図１０は、アナログのオーディオ信号をデジタル信号に変換して送受信する従来例の説明図であり、１０１は結合トランス、１０２はアンチエイリアシング（Ａｎｔｉ−Ａｌｉａｓｉｎｇ）用のフィルタ、１０３はΔΣＡ／Ｄコンバータ、１０４はデジタルフィルタ、１０５はリニア／Ａ−ｌａｗ変換部、１０６はデジタル送受信インタフェース部（ＨＳＤ；ＨｉｇｈＳｕｐｅｒＤｉｇｉｔａｌ）、１１０は送受信部、１１１は結合トランス、１１２はポストフィルタ、１１３はΔΣＤ／Ａコンバータ、１１４はデジタルフィルタ、１１５はＡ−ｌａｗ／リニア変換部を示す。 FIG. 10 is an explanatory diagram of a conventional example in which an analog audio signal is converted into a digital signal and transmitted / received, where 101 is a coupling transformer, 102 is a filter for anti-aliasing, 103 is a ΔΣ A / D converter, 104 is a digital filter, 105 is a linear / A-law conversion unit, 106 is a digital transmission / reception interface unit (HSD), 110 is a transmission / reception unit, 111 is a coupling transformer, 112 is a post filter, 113 is a ΔΣ D / A converter , 114 is a digital filter, and 115 is an A-law / linear converter.

オーディオ信号等のアナログ信号を入力する結合トランス１０１とフィルタ１０２との間に、整合用抵抗とコンデンサとを接続し、入力アナログ信号に対して６００Ω終端とした場合を示し、又フィルタ１０２は、ΔΣＡ／Ｄコンバータ１０３の前段に接続して、アンチエイリアシング用として作用するローパスフィルタであり、又ΔΣＡ／Ｄコンバータ１０３は、例えば、３２ｋＨｚサンプリングにより、１４ビット〜２４ビットのデジタル信号に変換し、デジタルフィルタ１０４を介して、送受信部１１０のリニア／Ａ−ｌａｗ変換部１０５に入力する。デジタルフィルタ１０４は、ΔΣＡ／Ｄコンバータ１０３に内蔵された構成とすることができるものであり、アナログ−リニアＰＣＭ変換として示すように、１４ビット〜２４ビットのリニアＰＣＭ信号を処理し、フィルタ特性としては、例えば、１５ｋＨｚまでは通過域、１６ｋＨｚ以上は阻止域とする。 A case where a matching resistor and a capacitor are connected between the coupling transformer 101 for inputting an analog signal such as an audio signal and the filter 102 and the input analog signal is terminated with 600Ω is shown. A low-pass filter connected to the preceding stage of the A / D converter 103 and acting as an anti-aliasing. The ΔΣ A / D converter 103 converts the digital signal into a 14-bit to 24-bit digital signal by, for example, 32 kHz sampling. The data is input to the linear / A-law conversion unit 105 of the transmission / reception unit 110 via 104. The digital filter 104 can be configured to be built in the ΔΣ A / D converter 103, and processes a 14-bit to 24-bit linear PCM signal as shown in the analog-linear PCM conversion to obtain a filter characteristic. Is, for example, a pass band up to 15 kHz and a stop band above 16 kHz.

デジタルフィルタ１０４から出力された１４ビット〜２４ビットのリニアＰＣＭ信号としてのデジタル信号を、送受信部１１０のリニア／Ａ−ｌａｗ変換部１０５に入力して、１４ビット〜２４ビット構成のデジタル信号を１４ビットに丸め、折れ線符号則のＡ−ｌａｗに従った１１ビットに変換する。例えば、放送用のオーディオ信号を伝送する場合、ＩＴＶ勧告のＪ．４１変換則に従って、１ビットの極性ビットと、３ビットのセグメントビットと、７ビットのステップビットとの合計１１ビット構成のデジタル信号に変換し、デジタル送受信インタフェース部１０６から伝送路の構成に従った送信信号に変換して、図示を省略している受信側へ送信する。この場合、伝送路が光伝送路の場合は、電光変換部を設けて、光信号に変換して送信する。 A digital signal as a 14-bit to 24-bit linear PCM signal output from the digital filter 104 is input to the linear / A-law conversion unit 105 of the transmission / reception unit 110, and a digital signal having a 14-bit to 24-bit configuration is input to the digital signal. Rounded to bits and converted to 11 bits according to A-law of the broken line coding rule. For example, when transmitting an audio signal for broadcasting, J.I. According to the 41 conversion rule, the digital signal is converted into a digital signal having a total of 11 bits including 1 polarity bit, 3 segment bits, and 7 step bits, and the digital transmission / reception interface unit 106 follows the transmission path configuration. It converts into a transmission signal and transmits to the receiving side which is not illustrated. In this case, when the transmission path is an optical transmission path, an electro-optic conversion unit is provided to convert the optical path into an optical signal and transmit it.

又伝送路を介して送受信部１１０のデジタル送受信インタフェース部１０６により受信した前述の折れ線符号則（Ａ−ｌａｗ変換則）による１１ビット構成のデジタル信号を、Ａ−ｌａｗ／リニア変換部１１５により、例えば、１４ビットのリニア符号則のデジタル信号に変換し、デジタルフィルタ１１４を介してΔΣＤ／Ａコンバータ１１３に入力し、アナログ信号に変換する。この場合に、１４ビットのリニア符号則のデジタル信号の下位ビットとして１０ビットを付加し、２４ビット構成のデジタル信号として、ΔΣＤ／Ａコンバータ１１３に入力する構成とすることもできる。そして、ポストフィルタ１１２により不要成分を除去し、整合用の例えば６００Ωとなる抵抗を介して結合トランス１１１に入力し、この結合トランス１１１を介して受信アナログ信号を送出する。なお、光伝送路を介してデジタル信号を受信する場合は、デジタル送受信インタフェース部１０６に光電変換部を設けて、受信光信号を電気信号に変換する。 In addition, an 11-bit digital signal according to the above-mentioned broken line coding rule (A-law conversion rule) received by the digital transmission / reception interface unit 106 of the transmission / reception unit 110 via the transmission line is converted by the A-law / linear conversion unit 115, for example, , Converted to a 14-bit linear coding rule digital signal, input to the ΔΣ D / A converter 113 via the digital filter 114, and converted to an analog signal. In this case, 10 bits can be added as the lower bits of the 14-bit linear coding rule digital signal, and the digital signal can be input to the ΔΣ D / A converter 113 as a 24-bit digital signal. Then, unnecessary components are removed by the post filter 112 and input to the coupling transformer 111 through a matching resistor of 600Ω, for example, and a received analog signal is transmitted through the coupling transformer 111. When a digital signal is received through an optical transmission path, a photoelectric conversion unit is provided in the digital transmission / reception interface unit 106 to convert the received optical signal into an electrical signal.

図１１は、図１０に於けるＡ／Ｄコンバータ側の説明図であり、（Ａ）は、図１０に於ける送信系列側の結合トランス１０１と、フィルタ１０２と、ΔΣＡ／Ｄコンバータ１０３と、デジタルフィルタ１０４と、リニア／Ａ−ｌａｗ変換部１０５と、送受信部１１０のデジタル送受信インタフェース部１０６とを含む構成を示し、（Ｂ）は、アナログ信号波形を基にしたサンプリングデータのイメージを示し、（Ｃ）は、各部のスペクトルを示す。結合トランス１０１は、入力アナログ信号をそのままフィルタ１０２に入力するもので、このフィルタ１０２は、前述のように、アンチエイリアシングフィルタとして折り返し雑音を防止する為のものであり、ΔΣＡ／Ｄコンバータ１０３の前段に接続する。 FIG. 11 is an explanatory diagram of the A / D converter side in FIG. 10, and FIG. 11A is a diagram illustrating a coupling transformer 101, a filter 102, a ΔΣ A / D converter 103 on the transmission sequence side in FIG. A configuration including a digital filter 104, a linear / A-law conversion unit 105, and a digital transmission / reception interface unit 106 of the transmission / reception unit 110 is shown. (B) shows an image of sampling data based on an analog signal waveform. (C) shows the spectrum of each part. The coupling transformer 101 inputs an input analog signal as it is to the filter 102. As described above, the filter 102 serves as an anti-aliasing filter for preventing aliasing noise, and is connected to the front stage of the ΔΣ A / D converter 103. Connect to.

Ａ／Ｄ変換のΔΣ方式の利点の一つは、オーバーサンプリングによりアンチエイリアシングフィルタの構成が簡単になる点にある。例えば、３２ｋＨｚでアナログ信号をサンプリングしてＡ／Ｄ変換する場合、サンプリング周波数ｆｓの１／２以上の周波数を入力しないようにする必要がある。即ち、サンプリング周波数ｆｓの１／２以上の信号が入力すると、折返し雑音となってサンプリング周波数ｆｓの１／２以下の信号が漏れてしまうからである。実際に１５ｋＨｚまでの帯域を損失無しで通過させ、１６ｋＨｚでは、例えば１００ｄＢの損失を与えるようなフィルタをアナログ回路で設計することは殆ど不可能に近いものである。又オーバーサンプリングの良い点は、例えば、サンプリング周波数が８ＭＨｚであるとすると、１５ｋＨｚまでの帯域を損失無しで通過させ、且つ８ＭＨｚに於いて１００ｄＢの損失を与える回路は容易に設計できる。例えば、１５０ｋＨｚにカットオフ周波数を設定すれば、５次のフィルタにより、１．５ＭＨｚで１００ｄＢの損失となる構成を実現することは可能である。このような構成により、１．５ＭＨｚより数倍高い８ＭＨｚに於いて１００ｄＢ以下のレベルに低下させることができる。 One advantage of the ΔΣ method of A / D conversion is that the configuration of the anti-aliasing filter is simplified by oversampling. For example, when an analog signal is sampled at 32 kHz and A / D converted, it is necessary not to input a frequency that is 1/2 or more of the sampling frequency fs. That is, if a signal having a frequency that is 1/2 or more of the sampling frequency fs is input, aliasing noise occurs and a signal that is 1/2 or less of the sampling frequency fs leaks. In fact, it is almost impossible to design a filter that allows a band up to 15 kHz without loss and gives a loss of, for example, 100 dB at 16 kHz with an analog circuit. The good point of oversampling is that, for example, if the sampling frequency is 8 MHz, a circuit that allows a band up to 15 kHz to pass without loss and gives a loss of 100 dB at 8 MHz can be easily designed. For example, if the cut-off frequency is set to 150 kHz, it is possible to realize a configuration that causes a loss of 100 dB at 1.5 MHz by a fifth-order filter. With such a configuration, the level can be reduced to 100 dB or less at 8 MHz, which is several times higher than 1.5 MHz.

又図１１の（Ｂ）に於ける上段の波形は、アナログ波形を８ＭＨｚでサンプリングしたイメージを示し、このオーバーサンプリングされたデータのスペクトルは、（Ｃ）の上段に示すように、２０ｋＨｚまでのもともとのスペクトルと、８ＭＨｚのサンプリング周波数の両側にそれぞれ２０ｋＨｚに広がるスペクトルとを含むものとなる。入力されたアナログ信号の８ＭＨｚ周辺にノイズ成分があると、８ＭＨｚオーバーサンプリングによる０〜２０ｋＨｚの可聴域に、そのノイズ成分のスペクトル成分が含まれることになり、これを防ぐ意味で、８ＭＨｚ付近のノイズ成分の信号を除去することが必要である。 Further, the upper waveform in FIG. 11B shows an image obtained by sampling an analog waveform at 8 MHz, and the spectrum of the oversampled data is originally up to 20 kHz as shown in the upper row of (C). And a spectrum extending to 20 kHz on both sides of the sampling frequency of 8 MHz. If there is a noise component around 8 MHz of the input analog signal, the spectrum component of the noise component is included in the audible range of 0 to 20 kHz by 8 MHz oversampling. It is necessary to remove the component signal.

又ΔΣＡ／Ｄコンバータ１０３にデジタルフィルタ１０４を内蔵させた構成とし、デジタルフィルタ１０４により、８ＭＨｚ付近のスペクトルは除去されるが、同時に３２ｋＨｚで出力されるデータのために、１６ｋＨｚ以上の信号成分を除去するデジタルフィルタ１０４が動作する。合わせて８ＭＨｚ周期に出力されるデータはデシメーション（間引き）により３２ｋＨｚ毎のデータとなる。（Ｂ）の中段は、この状態を示し、（Ｃ）の中段は、この状態のスペクトルを示す。この状態で、２４ビットの高精度のデータは次の段のリニア／Ａ−ｌａｗ変換部１０５に於いて１４ビットに丸められ、更にＡ−ｌａｗに従った１１ビットに折れ線符号則により圧縮符号化される。この場合の波形イメージを（Ｂ）の下段に示し、又スペクトルを（Ｃ）の下段に示す。前述のデジタルフィルタ１０４の特性が十分でない場合、１６ｋＨｚより上の周波数の成分は、デジタルフィルタ１０４の特性の不完全な分だけ、（Ｃ）の下段に示すように、３２ｋＨｚサンプリング出力の信号は、３２ｋＨｚの整数倍の周波数の両側にスペクトルが含まれたものとなる。 In addition, the digital filter 104 is built in the ΔΣ A / D converter 103, and the spectrum around 8MHz is removed by the digital filter 104, but at the same time, the signal component of 16kHz or more is removed for the data output at 32kHz. The digital filter 104 is activated. In total, data output in a cycle of 8 MHz becomes data every 32 kHz by decimation. The middle stage of (B) shows this state, and the middle stage of (C) shows the spectrum of this state. In this state, 24-bit high-precision data is rounded to 14 bits in the next stage linear / A-law conversion unit 105, and further compressed to 11 bits according to A-law using a broken line coding rule. Is done. The waveform image in this case is shown in the lower part of (B), and the spectrum is shown in the lower part of (C). If the characteristics of the digital filter 104 are not sufficient, the frequency component above 16 kHz is incomplete by the characteristics of the digital filter 104 and, as shown in the lower part of FIG. A spectrum is included on both sides of a frequency that is an integral multiple of 32 kHz.

図１２は、図１０に於けるＤ／Ａコンバータ側の説明図であり、（Ａ）は、図１０に於ける受信系列側のデジタル送受信インタフェース部１０６と、Ａ−ｌａｗ／リニア変換部１１５と、デジタルフィルタ１１４と、ΔΣＤ／Ａコンバータ１１３と、ポストフィルタ１１２と、結合トランス１１１とを示し、（Ｂ）はアナログ信号波形を基にしたサンプリングデータのイメージ、（Ｃ）は各部のスペクトルをそれぞれ示す。デジタル送受信インタフェース部１０６により、３２ｋＨｚの１１ビット構成のデジタル信号を受信し、Ａ−ｌａｗ／リニア変換部１１５により、Ａ−ｌａｗによる折れ線符号則の１１ビット構成のデジタル信号を、１４ビットのリニア符号則のデジタル信号に変換し、デジタルフィルタ１１４により、零点挿入を行って８ＭＨｚのオーバーサンプリング形式のデジタル信号とし、ΔΣＤ／Ａコンバータ１１３によりアナログ信号に変換し、結合トランス１１１を介して出力する。 FIG. 12 is an explanatory diagram on the D / A converter side in FIG. 10, and FIG. 12A shows the digital transmission / reception interface unit 106, the A-law / linear conversion unit 115 on the reception sequence side in FIG. , A digital filter 114, a ΔΣ D / A converter 113, a post filter 112, and a coupling transformer 111, (B) is an image of sampling data based on an analog signal waveform, and (C) is a spectrum of each part. Show. The digital transmission / reception interface unit 106 receives a 32-kHz 11-bit digital signal, and the A-law / linear conversion unit 115 converts the A-law line code 11-bit digital signal into a 14-bit linear code. The digital signal is converted into a regular digital signal, zero point insertion is performed by the digital filter 114 to form an 8 MHz oversampling digital signal, the analog signal is converted by the ΔΣ D / A converter 113, and output through the coupling transformer 111.

図１２の（Ｂ）の上段は、３２ｋＨｚの１１ビット構成のデジタル信号を、アナログ形式のイメージとして示し、中段は、デジタルフィルタ１１４に於けるゼロの挿入によるイメージを示し、下段は、８ＭＨｚのオーバーサンプリングによるイメージを示す。（Ｃ）の上段は、３２ｋＨｚサンプリングによるスペクトルを示し、０〜１６ｋＨｚの信号は、それぞれ３２ｋＨｚの整数倍の周波数の両側に発生した状態を示す。そして、ゼロの挿入により、中段に示すように、スペクトルは上段に示す場合と同様であり、８ＭＨｚのオーバーサンプリング状態とすると、下段に示すように、８ＭＨｚを中心としたスペクトルが発生する。この８ＭＨｚ周辺のスペクトル成分は、ポストフィルタ１１２によって除去される。但し、１６ｋＨｚ付近のスペクトルは、３２ｋＨｚを中心として両側に広がった部分のスペクトルとの一部が重なり合っているという不完全なものである。 The upper part of FIG. 12B shows a digital signal having an 11-bit configuration of 32 kHz as an analog image, the middle part shows an image obtained by inserting zeros in the digital filter 114, and the lower part shows an overload of 8 MHz. The image by sampling is shown. The upper part of (C) shows a spectrum by 32 kHz sampling, and signals of 0 to 16 kHz are generated on both sides of a frequency that is an integral multiple of 32 kHz. Then, by inserting zero, the spectrum is the same as that shown in the upper stage as shown in the middle stage. When the oversampling state is 8 MHz, a spectrum centered on 8 MHz is generated as shown in the lower stage. The spectral component around 8 MHz is removed by the post filter 112. However, the spectrum in the vicinity of 16 kHz is incomplete such that a part of the spectrum spread on both sides centering on 32 kHz overlaps.

図１３は、現在製造販売されている半導体集積回路化されたオーディオ信号用のＡ／Ｄコンバータの一例の特性を示すもので、縦軸は損失ｄＢ、横軸はサンプリング周波数４８ｋＨｚを０．００〜１．００の比率として示す。通過域のリップルは、±０．００５ｄＢ程度の平坦な特性であり、又阻止域は通過域に対して１００ｄＢを超える減衰を与える特性である。しかし、サンプリング周波数の１／２に於ける損失は、１０ｄＢ程度の少ないものである。 FIG. 13 shows characteristics of an example of an A / D converter for an audio signal formed into a semiconductor integrated circuit that is currently manufactured and sold. The vertical axis indicates a loss dB, and the horizontal axis indicates a sampling frequency of 48 kHz. Shown as a ratio of 1.00. The ripple in the pass band is a flat characteristic of about ± 0.005 dB, and the stop band is a characteristic that gives an attenuation exceeding 100 dB to the pass band. However, the loss at half the sampling frequency is as small as about 10 dB.

図１４は、図１３に示す特性のＡ／Ｄコンバータを用いた実験データを示し、（Ａ）は帯域内から帯域外へのエイリアス出力を示し、（Ｂ）は帯域外から帯域内へのエイリアス出力を示す。（Ａ）に於いては、１４ｋＨｚ，１５ｋＨｚの帯域内の入出力成分に対して、１４ｋＨｚエイリアス出力、１５ｋＨｚエイリアス出力として示す帯域外へのスペクトル成分が発生することを示し、又（Ｂ）に於いて、１７ｋＨｚの帯域外の入出力成分に対して、１７ｋＨｚエイリアス出力として示す帯域内へのスペクトル成分が発生することを示している。即ち、３２ｋＨｚサンプリングのデジタル信号では、その１／２の１６ｋＨｚ前後の信号は、前述のスペクトルの重なりにより正確にＡ／Ｄ、Ｄ／Ａ変換されることを示す。なお、１８ｋＨｚエイリアス出力、１９ｋＨｚエイリアス出力は、それぞれ帯域外の１８ｋＨｚ，１９ｋＨｚの入力成分に対する場合を示し、１８ｋＨｚ出力は観測できないレベルであった。 FIG. 14 shows experimental data using the A / D converter having the characteristics shown in FIG. 13, wherein (A) shows an alias output from the in-band to the out-of-band, and (B) shows an alias from the out-of-band to the in-band. Indicates the output. In (A), it is shown that spectral components outside the band shown as 14 kHz alias output and 15 kHz alias output are generated for input / output components in the 14 kHz and 15 kHz bands, and in (B). Thus, it is shown that a spectrum component into a band shown as a 17 kHz alias output is generated for an input / output component outside the 17 kHz band. That is, in a digital signal of 32 kHz sampling, a signal around 16 kHz which is a half of the digital signal is accurately A / D and D / A converted due to the above-described spectrum overlap. The 18 kHz alias output and 19 kHz alias output indicate cases where the input components are 18 kHz and 19 kHz outside the band, respectively, and the 18 kHz output was at a level that cannot be observed.

又２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚの可聴周波数のアナログ信号をデジタル信号に変換し、そのデジタル信号を元のアナログ信号に変換するＡ／ＤコンバータとＤ／Ａコンバータと不要成分を除く為のフィルタとを組み合わせた構成に於いて、フィルタの次数を大きくすることなく、通過域から阻止域に遷移する領域を急峻な特性とする為に、Ａ／Ｄコンバータの前段に、サンプリングによって生じる折り返し雑音となる周波数成分を除去するアンチエイリアシングフィルタを接続し、Ａ／Ｄコンバータの後段に、ダウンサンプリングにより生じる折り返し雑音対応の周波数成分を除去するくし型フィルタと、ダウンサンプリングする第１のデシメータと、折り返し雑音に対応する周波数成分を除去するローパスフィルタと、１／２にダウンサンプリングする第２のデシメータと、直流成分を除去するハイパスフィルタと、更に１／２にダウンサンプリングして所望のレートとする第３のデシメータとを接続したＡ／Ｄ変換手段及びこの逆の処理によりアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換手段が提案されている。（例えば、特許文献１参照）。
特開２００５−１７５７５１号公報 Also, an A / D converter that converts an analog signal having an audible frequency of 20 Hz to 20 kHz into a digital signal, and converts the digital signal into the original analog signal, a D / A converter, and a filter for removing unnecessary components are combined. In order to achieve a steep characteristic in the transition region from the passband to the stopband without increasing the filter order, the frequency component that causes aliasing noise caused by sampling is removed before the A / D converter. The anti-aliasing filter is connected, and a comb filter that removes frequency components corresponding to aliasing noise caused by downsampling, a first decimator for downsampling, and a frequency component corresponding to aliasing noise are connected to the subsequent stage of the A / D converter. Low-pass filter that removes noise and downsampling to 1/2 A / D conversion means in which a second decimator, a high-pass filter that removes a DC component, and a third decimator that further down-samples to 1/2 to obtain a desired rate are connected, and the reverse processing performs analog processing. D / A conversion means for converting to a signal has been proposed. (For example, refer to Patent Document 1).
JP 2005-157551 A

アナログ信号をデジタル信号に変換して伝送し、受信側では受信デジタル信号をアナログ信号に変換する各種の送受信システムがあり、その中で、放送システムは、高品質なものが要求される。その放送システムに於いて、例えば、受信内容を録音したり、更に最近では、現状のＣＤ（コンパクトディスク）等の音質ではものたりないユーザの期待に答える為に、自然界の原音と高調波の関係を利用して、限られた帯域の音楽に帯域外のスペクトルを合成するようなシステムも開発されている。その為、高品質の条件としては、単にＳ／Ｎ（信号とノイズ比）が高いだけでなく、不要な信号スペクトルを一切出さないようなＡ／Ｄ変換手段及びＤ／Ａ変換手段が必要となった。 There are various transmission / reception systems that convert an analog signal into a digital signal and transmit it, and convert the received digital signal into an analog signal on the receiving side. Among them, a high quality broadcasting system is required. In the broadcasting system, for example, the received contents are recorded, and more recently, the relationship between the original sound and the harmonics in the natural world is used to meet the user's expectations that are not as good as the sound quality of the current CD (compact disc). Thus, a system that synthesizes out-of-band spectrum with limited-band music has also been developed. Therefore, high quality conditions require not only a high S / N (signal to noise ratio) but also an A / D conversion means and a D / A conversion means that do not emit any unnecessary signal spectrum. became.

又放送システムに於いては、更に重要な性能が要求される。例えば、一般のＣＤ（コンパクトディスク）等は、音楽を再生している時間と実際に音がスピーカから出る時間とに差があっても問題にはならない。これに対して、放送システムに於いては、一方的に音楽等をデジタル信号として伝送して、放送所からアナログ信号に変換し、放送周波数に変調して送信するが、例えば、北海道と沖縄とに於ける中継放送の場合、時間の遅れは大きな問題となる。又放送システムとしては、時報の送信もあるが、この場合の時間遅れは最小にする必要がある。しかし、前述の従来例に於いては、リニア符号側のデジタル信号を、折れ線符号則のデジタル信号への変換処理及びフィルタ処理、及び折れ線符号則のデジタル信号を受信して、リニア符号則のデジタル信号への変換処理及びフィルタ処理に要する処理時間が長く、且つ不要な信号スペクトルを抑圧する為のフィルタ処理機能が複雑化すると共に大型化する問題があった。又前述の特許文献１に於いては、コストダウンを図るフィルタ構成について示しているが、そのフィルタ特性の改善と、Ａ／Ｄ及びＤ／Ａ変換の処理時間の短縮との問題提起とその解決手段については提案されていない。 In broadcasting systems, more important performance is required. For example, a general CD (compact disc) or the like does not cause a problem even if there is a difference between the time during which music is played back and the time when the sound actually comes out of the speaker. On the other hand, in a broadcasting system, music or the like is unilaterally transmitted as a digital signal, converted from a broadcasting station to an analog signal, modulated to a broadcasting frequency, and transmitted, for example, with Hokkaido and Okinawa. In the case of relay broadcasting in Japan, time delay becomes a big problem. As a broadcasting system, there is also a time signal transmission, but the time delay in this case needs to be minimized. However, in the above-described conventional example, the digital signal on the linear code side is converted into the digital signal of the broken line coding rule and the filtering process, and the digital signal of the broken line coding rule is received, and the digital signal of the linear coding rule is received. The processing time required for signal conversion processing and filter processing is long, and there is a problem that the filter processing function for suppressing an unnecessary signal spectrum becomes complicated and large. Further, in the above-mentioned Patent Document 1, the filter configuration for reducing the cost is shown. However, the problem of the improvement of the filter characteristics and the shortening of the processing time of A / D and D / A conversion and the solution thereof are shown. No means has been proposed.

本発明は、前述の従来の問題点を解決することを目的とし、Ａ／Ｄ変換又はＤ／Ａ変換又はＡ／Ｄ及びＤ／Ａ変換との機能を有し、且つ、フィルタ特性を、通過域は平坦な特性とし、通過域から阻止域への遷移域は急峻に減衰する特性として、放送システムにも適用可能の高品質で且つ処理時間を短縮した構成を提供する。 The present invention aims to solve the above-described conventional problems, has a function of A / D conversion or D / A conversion, or A / D and D / A conversion, and passes the filter characteristics. The band has a flat characteristic, and the transition band from the pass band to the stop band has a characteristic of steeply attenuating. Thus, a high-quality configuration that can be applied to a broadcasting system and that shortens the processing time is provided.

本発明のコンバータは、アナログのオーディオ信号をデジタル信号に変換して送出する為のＡ／Ｄコンバータ又はデジタル信号をアナログのオーディオ信号に変換する為のＤ／Ａコンバータ又は前記Ａ／Ｄコンバータと前記Ｄ／Ａコンバータとを含むコンバータであって、アナログのオーディオ信号をアンチエイリアシング用のフィルタを介して入力し、オーバーサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、このＡ／Ｄコンバータにより変換されたデジタル信号を、伝送速度の偶数倍の速度に相当するサンプリング周波数として処理する第１のデジタルフィルタと、この第１のデジタルフィルタの出力デジタル信号を入力して、伝送速度の１／２の速度に相当する周波数以上の周波数成分を完全に減衰させる第２のデジタルフィルタと、この第２のデジタルフィルタの出力デジタル信号を間引き処理により、所定の伝送速度のデジタル信号とするデジメーション部とを含む構成を備えている。 The converter according to the present invention is an A / D converter for converting an analog audio signal into a digital signal and transmitting it, a D / A converter for converting a digital signal into an analog audio signal, or the A / D converter, and A D / A converter including an A / D converter that inputs an analog audio signal through an anti-aliasing filter, converts it to a digital signal by oversampling, and converts by this A / D converter The first digital filter that processes the digital signal thus processed as a sampling frequency corresponding to an even multiple of the transmission rate, and the output digital signal of the first digital filter are input, and the transmission rate is ½ of the transmission rate. A second digitizer that completely attenuates frequency components equal to or higher than the frequency corresponding to the speed A filter, by thinning-out processing to output the digital signal of the second digital filter has a structure comprising a decimation unit for a digital signal of a predetermined transmission rate.

又受信したデジタル信号にゼロ挿入を行って、このデジタル信号の伝送速度の偶数倍の速度に相当する周波数のデジタル信号とするインタポレーション部と、このインタポレーション部の出力デジタル信号を入力して、伝送速度の１／２の速度に相当する周波数以上の周波数成分を完全に減衰させる第２のデジタルフィルタと、この第２のデジタルフィルタの出力デジタル信号を入力する第１のデジタルフィルタと、この第１のデジタルフィルタの出力デジタル信号をアナログのオーディオ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、このＤ／Ａコンバータにより変換されたアナログのオーディオ信号に含まれる不用周波数成分を除去するポストフィルタとを含む構成を備えている。 In addition, an zero-insertion is performed on the received digital signal, and an interpolating section for inputting a digital signal having a frequency corresponding to an even multiple of the transmission speed of the digital signal and an output digital signal of the interpolating section are input. A second digital filter that completely attenuates a frequency component equal to or higher than a half of the transmission speed, and a first digital filter that inputs an output digital signal of the second digital filter, A D / A converter that converts an output digital signal of the first digital filter into an analog audio signal, and a post filter that removes an unnecessary frequency component contained in the analog audio signal converted by the D / A converter. It has a configuration that includes.

又第２のデジタルフィルタは、楕円型、チェビシェフ型、逆チェビシェフ型、バタワース型、ベッセル型の何れかの特性のＩＩＲフィルタにより構成する。又その第２のデジタルフィルタを、デジタル信号の伝送経路に沿って２個直列に、例えば送信側と受信側とに設けて接続した構成とすると共に、２個の第２のデジタルフィルタの一方と他方とのＺ平面上に於ける極とゼロとの関係を奇数次と偶数次としてリップル特性を相互に打ち消す関係とする。 The second digital filter is constituted by an IIR filter having any one of an elliptical type, a Chebyshev type, an inverse Chebyshev type, a Butterworth type, and a Bessel type. In addition, two second digital filters are connected in series along the digital signal transmission path, for example, on the transmitting side and the receiving side, and one of the two second digital filters is connected. The relation between the pole and zero on the Z plane with the other is an odd order and an even order, and the ripple characteristics cancel each other.

本発明のコンバータは、Ａ／Ｄコンバータ又はＤ／Ａコンバータ又はそれらの両方を含むコンバータであって、アナログのオーディオ信号を第２のデジタルフィルタにより、デジタル信号の伝送速度の１／２の速度に相当する周波数以上の信号成分を１００ｄＢ程度以上に減衰させることを可能としたことにより、アナログ信号とデジタル信号との変換処理を行っても、不要な信号成分を含まないものとなる。それにより、放送システムにも適用可能の高性能のコンバータを提供することができる利点がある。又第２のデジタルフィルタは、デジタル信号の伝送速度の周波数で動作するものではなく、その偶数倍の周波数で動作する構成としたことにより、処理時間を短縮することができる。 The converter of the present invention is an A / D converter, a D / A converter or a converter including both of them, and converts the analog audio signal to a half of the transmission speed of the digital signal by the second digital filter. Since it is possible to attenuate a signal component having a corresponding frequency or higher to about 100 dB or more, even if a conversion process between an analog signal and a digital signal is performed, an unnecessary signal component is not included. Thereby, there is an advantage that it is possible to provide a high-performance converter applicable to a broadcasting system. The second digital filter does not operate at the frequency of the transmission speed of the digital signal, but can be processed at a frequency that is an even multiple thereof, thereby shortening the processing time.

本発明のコンバータは、図１を参照すると、アナログのオーディオ信号をデジタル信号に変換して送出する為のＡ／Ｄコンバータ又はデジタル信号をアナログのオーディオ信号に変換する為のＤ／Ａコンバータ又は前記Ａ／Ｄコンバータと前記Ｄ／Ａコンバータとを含むコンバータであって、アナログのオーディオ信号をアンチエイリアシング用のフィルタ２を介して入力し、オーバーサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ３と、このＡ／Ｄコンバータ３により変換されたデジタル信号を、伝送速度の偶数倍の速度に相当するサンプリング周波数として処理する第１のデジタルフィルタ４と、この第１のデジタルフィルタ４の出力デジタル信号を入力して、伝送速度の１／２の速度に相当する周波数以上の周波数成分を完全に減衰させる第２のデジタルフィルタ７と、この第２のデジタルフィルタ７の出力デジタル信号を間引き処理により、所定の伝送速度のデジタル信号とするデジメーション部８とを含む構成を備え、又受信したデジタル信号にゼロ挿入を行って、このデジタル信号の伝送速度の偶数倍の速度に相当する周波数のデジタル信号とするインタポレーション部１７と、このインタポレーション部１７の出力デジタル信号を入力して、伝送速度の１／２の速度に相当する周波数以上の周波数成分を完全に減衰させる第２のデジタルフィルタ１６と、この第２のデジタルフィルタの出力デジタル信号を入力する第１のデジタルフィルタ１４と、この第１のデジタルフィルタ１４の出力デジタル信号をアナログのオーディオ信号に変換するＤ／Ａコンバータ１３と、このＤ／Ａコンバータ１３により変換されたアナログのオーディオ信号に含まれる不用周波数成分を除去するポストフィルタ１２とを含む構成を備えている。 Referring to FIG. 1, the converter of the present invention refers to an A / D converter for converting an analog audio signal into a digital signal and transmitting it, a D / A converter for converting a digital signal into an analog audio signal, or the above-mentioned A converter including an A / D converter and the D / A converter, wherein an analog audio signal is input via an anti-aliasing filter 2 and is oversampled to be converted into a digital signal; The first digital filter 4 that processes the digital signal converted by the A / D converter 3 as a sampling frequency corresponding to an even multiple of the transmission speed, and the output digital signal of the first digital filter 4 Enter the frequency component equal to or higher than the half of the transmission speed. A configuration including a second digital filter 7 for completely attenuating, and a dimming unit 8 for converting the output digital signal of the second digital filter 7 into a digital signal having a predetermined transmission rate by thinning-out processing. The interpolation unit 17 that performs zero insertion on the digital signal and generates a digital signal having a frequency corresponding to an even multiple of the transmission speed of the digital signal, and the output digital signal of the interpolation unit 17 are input. Thus, a second digital filter 16 that completely attenuates a frequency component equal to or higher than a half of the transmission speed, and a first digital filter 14 that inputs an output digital signal of the second digital filter. And a D / A converter for converting the output digital signal of the first digital filter 14 into an analog audio signal. And over motor 13, and a configuration including a postfilter 12 for removing unnecessary frequency components contained in the converted analog audio signal by the D / A converter 13.

図１は本発明の実施例１の説明図であり、１は結合トランス、２はアンチエイリアシング（Ａｎｔｉ−Ａｌｉａｓｉｎｇ）用のフィルタ、３はΔΣＡ／Ｄコンバータ、４は第１のデジタルフィルタ、５はリニア／Ａ−ｌａｗ変換部、６はデジタル送受信インタフェース部（ＨＳＤ；ＨｉｇｈＳｕｐｅｒＤｉｇｉｔａｌ）、７は第２のデジタルフィルタ、８は間引き処理を行うデシメーション（Ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）部、１０は送受信部、１１は結合トランス、１２はポストフィルタ、１３はΔΣＤ／Ａコンバータ、１４は第１のデジタルフィルタ、１５はＡ−ｌａｗ／リニア変換部、１６は第２のデジタルフィルタ、１７はインタポレーション（Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）部を示す。 FIG. 1 is an explanatory diagram of Embodiment 1 of the present invention, where 1 is a coupling transformer, 2 is a filter for anti-aliasing, 3 is a ΔΣ A / D converter, 4 is a first digital filter, 5 is Linear / A-law conversion unit, 6 is a digital transmission / reception interface unit (HSD), 7 is a second digital filter, 8 is a decimation unit that performs a thinning process, 10 is a transmission / reception unit, and 11 is a coupling unit Transformer, 12 is a post filter, 13 is a ΔΣ D / A converter, 14 is a first digital filter, 15 is an A-law / linear conversion unit, 16 is a second digital filter, and 17 is an interpolation unit. Show.

結合トランス１，１１の入出力インピーダンスマッチング構成と、フィルタ２及びポストフィルタ１２とについては、図１０に示す従来例の結合トランス１０１，１０２及びフィルタ１０２とポストフィルタ１１２と同様な構成とすることができるものである。又フィルタ２の後段のΔΣＡ／Ｄコンバータ３は、第１のデジタルフィルタ４を内蔵する構成とすることができるもので、８ＭＨｚサンプリングによるアナログ信号を、１２８ｋＨｚサンプリングによる２４ビットのデジタル信号に変換し、第１のデジタルフィルタ４を介して送受信部１０に入力する。なお、従来例のデジタルフィルタ１０４は、３２ｋＨｚサンプリングの１４〜２４ビットのデジタル信号を処理するものであるが、この実施例に於いては、その４倍のサンプリング周期の１２８ｋＨｚで、２４ビット構成のデジタル信号を処理する構成とする。なお、デジタル信号の伝送速度は３２ｋＨｚ相当としており、その伝送速度の３２ｋＨｚの偶数倍のサンプリング周期とするものであり、この実施例に於いては、３２ｋＨｚの４倍の１２８ｋＨｚとした場合を示す。 The input / output impedance matching configuration of the coupling transformers 1 and 11 and the filter 2 and the post filter 12 may have the same configuration as the coupling transformers 101 and 102 and the filter 102 and the post filter 112 of the conventional example shown in FIG. It can be done. The ΔΣ A / D converter 3 subsequent to the filter 2 can be configured to include the first digital filter 4, and converts an analog signal by 8 MHz sampling into a 24-bit digital signal by 128 kHz sampling, The data is input to the transmission / reception unit 10 via the first digital filter 4. The conventional digital filter 104 processes a digital signal of 14 to 24 bits with a sampling rate of 32 kHz. In this embodiment, the digital filter 104 has a sampling frequency of four times that of 128 kHz and a 24-bit configuration. A digital signal is processed. Note that the transmission speed of the digital signal is equivalent to 32 kHz, and the sampling period is an even multiple of 32 kHz of the transmission speed. In this embodiment, the case of 128 kHz, which is four times 32 kHz, is shown.

又第１のデジタルフィルタ４の後段の送受信部１０に、１２８ｋＨｚサンプリングによるデジタル信号に対して、１５ｋＨｚまでを通過域、１６ｋＨｚ以上を阻止域とする第２のデジタルフィルタ７と、１２８ｋＨｚサンプリングによる２４ビットのデジタル信号を３２ｋＨｚサンプリングの１４ビットのデジタル信号となるように間引き処理を行うデシメーション部８とを設ける。この第２のデジタルフィルタ７は、デジタル信号の伝送速度の３２ｋＨｚの１／２の１６ｋＨｚ以上の周波数帯域を阻止域とし、その阻止域の減衰量を通過域に対して１００ｄＢ以上となるように構成する。この第２のデジタルフィルタ７の２４ビット構成のデジタル信号をデシメーション部８に入力して、間引き処理によって１４ビット構成のデジタル信号とし、このデジタル信号を、リニア／Ａ−ｌａｗ変換部５に入力する。又デジタル信号の受信側のＡ−ｌａｗ／リニア変換部１５からの１４ビット構成の３２ｋＨｚサンプリングによるデジタル信号を、１２８ｋＨｚサンプリングによるデジタル信号とする為に、ゼロ挿入を行うインタポレーション部１７と、送信側の第２のデジタルフィルタ７と同様な特性の１５ｋＨｚまで通過域、１６ｋＨｚ以上阻止域とする第２のデジタルフィルタ１６とを設ける。又図１０に示す従来例のデジタルフィルタ１１４に相当する第１のデジタルフィルタ１４は、３２ｋＨｚの４倍に相当する１２８ｋＨｚサンプリングのデジタル信号を処理する構成とする。即ち、伝送速度の３２ｋＨｚの偶数倍のサンプリング周期とするもので、この実施例に於いては、３２ｋＨｚの４倍の１２８ｋＨｚとした場合を示す。 Further, the transmitter / receiver 10 at the subsequent stage of the first digital filter 4 has a second digital filter 7 having a pass band of up to 15 kHz and a stop band of 16 kHz or more for a digital signal by 128 kHz sampling, and 24 bits by 128 kHz sampling. And a decimation unit 8 that performs a thinning process so that the digital signal becomes a 14-bit digital signal of 32 kHz sampling. The second digital filter 7 is configured so that a frequency band of 16 kHz or more, which is 1/2 of 32 kHz of the transmission speed of the digital signal, is set as a stop band, and an attenuation amount of the stop band becomes 100 dB or more with respect to the pass band. To do. The 24-bit digital signal of the second digital filter 7 is input to the decimation unit 8, converted into a 14-bit digital signal by thinning-out processing, and this digital signal is input to the linear / A-law conversion unit 5. . In addition, an interpolation unit 17 that performs zero insertion and transmission in order to convert a digital signal by 32-kHz sampling of 14 bits from the A-law / linear conversion unit 15 on the receiving side of the digital signal into a digital signal by 128 kHz sampling, and transmission A second digital filter 16 having a characteristic similar to that of the second digital filter 7 on the side and having a pass band up to 15 kHz and a stop band of 16 kHz or more is provided. Further, the first digital filter 14 corresponding to the conventional digital filter 114 shown in FIG. 10 is configured to process a digital signal of 128 kHz sampling corresponding to four times 32 kHz. In other words, the sampling period is an even multiple of 32 kHz of the transmission rate, and in this embodiment, the case of 128 kHz which is four times 32 kHz is shown.

図２は、本発明の実施例１のＡ／Ｄコンバータ側の説明図であり、（Ａ）は、図１に於けるデジタル信号の送信側の結合トランス１と、アンチエイリアシング用のフィルタ２と、ΔΣＡ／Ｄコンバータ３と、第１のデジタルフィルタ４と、送受信部１０の第２のデジタルフィルタ７と、デシメーション部８と、リニア／Ａ−ｌａｗ変換部５と、デジタル送受信インタフェース部６とを含む構成を示す。又（Ｂ）は、アナログ信号波形を基にしたサンプリングデータのイメージを示し、上段は８ＭＨｚサンプリングのアナログのイメージ波形、中段は、１２８ｋＨｚサンプリングによる２４ビットとした場合のイメージ波形、下段は、２４ビットサンプリングによる２４ビットとした場合のイメージ波形を示す。又（Ｃ）は、各部のスペクトルを示し、上から一番目はサンプリング周波数ｆｓを８ＭＨｚとした場合のスペクトル、２番目はｆｓ＝１２８ＭＨｚとした場合のスペクトル、３番目は第２のデジタルフィルタ７によるスペクトル、４番目は３２ｋＨｚ出力のスペクトルを示す。 FIG. 2 is an explanatory diagram of the A / D converter side according to the first embodiment of the present invention. FIG. 2A shows a coupling transformer 1 on the digital signal transmission side, an anti-aliasing filter 2 in FIG. The ΔΣ A / D converter 3, the first digital filter 4, the second digital filter 7 of the transmission / reception unit 10, the decimation unit 8, the linear / A-law conversion unit 5, and the digital transmission / reception interface unit 6. The composition including is shown. (B) shows the image of the sampling data based on the analog signal waveform, the upper part is an analog image waveform of 8 MHz sampling, the middle part is an image waveform when it is 24 bits by 128 kHz sampling, and the lower part is 24 bits. An image waveform in the case of 24 bits by sampling is shown. Further, (C) shows the spectrum of each part, the first from the top is the spectrum when the sampling frequency fs is 8 MHz, the second is the spectrum when fs = 128 MHz, the third is by the second digital filter 7 Spectrum, 4th shows the spectrum of 32 kHz output.

送信アナログ信号を、結合トランス１を介してフィルタ２に入力し、ΣΔＡ／Ｄコンバータ３に於いて８ＭＨｚのオーバーサンプリングを行ったアナログ信号は、（Ｂ）の上段に示すイメージ波形となり、第１のデジタルフィルタ４による１２０ｋＨｚの２４ビットのデジタル信号は、（Ｂ）の中段に示すように、時間間隔が大きくなったイメージ波形となる。又デシメーション部８により３２ｋＨｚの２４ビット構成とすると、（Ｂ）の下段に示すイメージ波形となる。 The transmission analog signal is input to the filter 2 through the coupling transformer 1 and the analog signal subjected to the oversampling of 8 MHz in the ΣΔ A / D converter 3 becomes an image waveform shown in the upper part of (B), The 120 kHz 24-bit digital signal from the digital filter 4 has an image waveform with a large time interval, as shown in the middle part of FIG. When the decimation unit 8 has a 24-bit configuration of 32 kHz, the image waveform shown in the lower part of (B) is obtained.

又（Ｃ）の一番目のスペクトルは、従来例の図１１の（Ｃ）の上段に示すスペクトルと同様に、２０ｋＨｚ程度までのスペクトルは、８ＭＨｚのオーバーサンプリングにより、８ＭＨｚを中心とした両側に含まれることを示し、点線は、アンチエイリアシング用のフィルタ２の特性の一例を示す。又（Ｃ）の２番目のスペクトルは、１２８ｋＨｚのサンプリング周波数ｆｓを中心としたスペクトルを含むことを示す。又（Ｃ）の３番目のスペクトルは、第２のデジタルフィルタ７により、デジタル信号の伝送速度を３２ｋＨｚ相当とすると、その１／２の１６ｋＨｚ以上を阻止域、１５ｋＨｚ以下を通過域とすると共に、その阻止域は、通過域に対して１００ｄＢ以上の減衰を与える特性とする。それにより、１２８ｋＨｚを中心としたスペクトルもその両側の１５ｋＨｚ範囲内を通過域とし、それ以外を阻止域とした特性となる。従って、（Ｃ）の４番目のスペクトルは、３２ｋＨｚ，６４ｋＨｚ，９６ｋＨｚ，・・・１２８ｋＨｚを中心としたスペクトルについても、それぞれの通過域は、阻止域によって完全に分離されたスペクトルとなる。 In addition, the first spectrum of (C) is similar to the spectrum shown in the upper part of FIG. 11C of the conventional example, and the spectrum up to about 20 kHz is included on both sides centered on 8 MHz by oversampling of 8 MHz. The dotted line shows an example of the characteristics of the anti-aliasing filter 2. Further, the second spectrum of (C) indicates that a spectrum centering on a sampling frequency fs of 128 kHz is included. In the third spectrum of (C), when the transmission speed of the digital signal is equivalent to 32 kHz by the second digital filter 7, a half of 16 kHz or more is set as a stop band, and 15 kHz or less is set as a pass band. The stop band has a characteristic that gives an attenuation of 100 dB or more to the pass band. As a result, the spectrum centered on 128 kHz also has a characteristic in which the pass band is within the 15 kHz range on both sides of the spectrum and the other band is the stop band. Therefore, the fourth spectrum of (C) is a spectrum completely separated by the stop band, even for the spectrum centered at 32 kHz, 64 kHz, 96 kHz,... 128 kHz.

図３は、本発明の実施例１のＤ／Ａコンバータ側の説明図であり、（Ａ）は、図１に於ける受信系列側のデジタル送受信インタフェース部６と、Ａ−ｌａｗ／リニア変換部１５と、インタポレーション部１７と、第２のデジタルフィルタ１６と、第１のデジタルフィルタ１４と、ΣΔＤ／Ａコンバータ１３と、ポストフィルタ１２と、結合トランス１１とを示す。又（Ｂ）は、アナログ信号波形を基にしたサンプリングデータのイメージ波形を示し、（Ｃ）は、各部のスペクトルを示す。送受信部１０（図１参照）のデジタル送受信部６により受信したデジタル信号は、３２ｋＨｚサンプリング、１１ビット構成の折れ線符号則のＡ−ｌａｗに従ったデジタル信号であり、Ａ−ｌａｗ／リニア変換部１５により、その１１ビット構成のデジタル信号を、１４ビット構成のリニア符号則のデジタル信号に変換する。この場合のデジタル信号のイメージ波形を、（Ｂ）の上から１番目に示す。このデジタル信号に対して、インタポレーション部１７に於いてゼロ挿入により１２８ｋＨｚサンプリング相当のデジタル信号に変換する。（Ｂ）の２番目は、インタポレーション部１７に於けるゼロ挿入のイメージ波形を示す。 FIG. 3 is an explanatory diagram on the D / A converter side of the first embodiment of the present invention. FIG. 3A shows the digital transmission / reception interface unit 6 and the A-law / linear conversion unit on the reception sequence side in FIG. 15, an interpolation unit 17, a second digital filter 16, a first digital filter 14, a ΣΔD / A converter 13, a post filter 12, and a coupling transformer 11. (B) shows the image waveform of the sampling data based on the analog signal waveform, and (C) shows the spectrum of each part. The digital signal received by the digital transmission / reception unit 6 of the transmission / reception unit 10 (see FIG. 1) is a digital signal in accordance with A-law of a 32 kHz sampling, 11-bit line code rule, and an A-law / linear conversion unit 15. Thus, the 11-bit digital signal is converted into a 14-bit linear coding rule digital signal. The image waveform of the digital signal in this case is shown first from the top of (B). This digital signal is converted into a digital signal equivalent to 128 kHz sampling by zero insertion in the interpolation unit 17. The second of (B) shows an image waveform of zero insertion in the interpolation unit 17.

又図３の（Ｃ）の上から１番目のスペクトルは、図２の（Ｃ）の上から４番目の送信出力信号のスペクトルと同様のデジタル送受信インタフェース部６により受信したデジタル信号のスペクトルを示し、図３の（Ｃ）の上から２番目のスペクトルは、インタポレーション部１７によりゼロ挿入を行ったことによる１２８ｋＨｚサンプリング相当のスペクトルを示す。即ち、インタポレーション処理によってもスペクトルは変化しないことを示している。そして、第２のデジタルフィルタ１６により、１５ｋＨｚまでを通過域、１６ｋＨｚ以上を阻止域とし、阻止域は１００ｄＢ以上の減衰を与えることによって、（Ｃ）の上から３番目のスペクトルとなり、サンプリング周波数１２８ｋＨｚの両側に１５ｋＨｚまでのスペクトルを含むものとなる。（Ｂ）の上から３番目は、この場合のイメージを示す。そして、ΣΔＤ／Ａコンバータ１３に於いて８ＭＨｚサンプリングとした場合のイメージを（Ｂ）の上から４番目に示し、その場合のスペクトルを（Ｃ）の上から４番目に示す。そして、アナログ信号に変換し、ポストフィルタ１２と結合トランス１１とを介して受信アナログ信号とする。この場合の８ＭＨｚサンプルによるスペクトルに含まれる８ＭＨｚ中心のイメージ波形は、点線で示す特性のポストフィルタ１２により除去される。 Further, the first spectrum from the top of FIG. 3C shows the spectrum of the digital signal received by the digital transmission / reception interface unit 6 similar to the spectrum of the fourth transmission output signal from the top of FIG. The second spectrum from the top in FIG. 3C shows a spectrum corresponding to 128 kHz sampling due to the zero insertion performed by the interpolation unit 17. That is, the spectrum does not change even by interpolation processing. Then, the second digital filter 16 makes the passband up to 15 kHz, the stopband above 16 kHz, and the stopband becomes the third spectrum from the top of (C) by giving attenuation of 100 dB or more, and the sampling frequency is 128 kHz. The spectrum of up to 15 kHz is included on both sides of. The third from the top of (B) shows an image in this case. An image in the case of 8 MHz sampling in the ΣΔD / A converter 13 is shown fourth from the top of (B), and a spectrum in that case is shown fourth from the top of (C). Then, the signal is converted into an analog signal, which is converted into a received analog signal via the post filter 12 and the coupling transformer 11. In this case, the 8 MHz center image waveform included in the spectrum of the 8 MHz sample is removed by the post filter 12 having the characteristic indicated by the dotted line.

図４の（Ａ），（Ｂ）は、本発明の実施例１の第２のデジタルフィルタ７，１６の特性を示すもので、（Ａ）は１００ｋＨｚまでの帯域について示し、（Ｂ）は２０ｋＨｚまでの帯域について示す。即ち、１５ｋＨｚまでの帯域は、殆ど平坦であり、デジタル信号の伝送速度の３２ｋＨｚの１／２の１６ｋＨｚ以上は、殆ど１００ｄＢの減衰を与える特性とするものであり、図１３に示す従来例のフィルタ特性とは相違し、折り返し成分を確実に阻止することができる。なお、通過域の特性は、後述のように、楕円フィルタを適用した場合に相当するものであるが、フィルタ構成を選択することによって、平坦な特性とすることも可能である。 4A and 4B show the characteristics of the second digital filters 7 and 16 according to the first embodiment of the present invention. FIG. 4A shows a band up to 100 kHz, and FIG. 4B shows 20 kHz. The band up to is shown. That is, the band up to 15 kHz is almost flat, and a characteristic of giving attenuation of 100 dB is almost obtained when 16 kHz or more, which is 1/2 of 32 kHz of the digital signal transmission speed, is used. Unlike the characteristics, the aliasing component can be reliably prevented. As will be described later, the characteristics of the pass band correspond to the case where an elliptic filter is applied, but it is also possible to obtain a flat characteristic by selecting a filter configuration.

図５は、本発明の実施例１の第２のデジタルフィルタの説明図であり、図１に於ける第２のデジタルフィルタ７，１６に適用可能の１６次８セクションの楕円型デジタルフィルタを示し、Ｂｉ−ｑｕａｄフィルタ＃１〜＃８を縦続接続構成とし、各Ｂｉ−ｑｕａｄフィルタ＃１〜＃８は、先頭のＢｉ−ｑｕａｄフィルタ＃１の機能ブロック図として示す構成と同一の構成を有し、下方に示す特性式Ｈ（ｚ）の係数Ｋの乗算器と、分母の係数ａ１，ａ２及び分子の係数ｂ１，ｂ２の乗算器と、ｚ^−１の単位遅延素子と、加減算器とを含む構成を有するもので、ＩＩＲ楕円型フィルタとして、サンプリング周波数Ｆｓ＝１２８ｋＨｚ、通過域Ｆｐａｓｓ＝１５．３ｋＨｚ、阻止域Ｆｓｔｏｐ＝１６ｋＨｚ、通過域損失Ａｐａｓｓ＝０．０４ｄＢ、阻止域損失Ａｓｔｏｐ＝１００ｄＢの特性を有するものであり、図４に示す特性を実現することができる。 FIG. 5 is an explanatory diagram of the second digital filter according to the first embodiment of the present invention, and shows a 16th-order 8-section elliptic digital filter applicable to the second digital filters 7 and 16 in FIG. The Bi-quad filters # 1 to # 8 have a cascade connection configuration, and each Bi-quad filter # 1 to # 8 has the same configuration as that shown in the functional block diagram of the first Bi-quad filter # 1. , A multiplier of coefficient K of characteristic equation H (z) shown below, multipliers of denominator coefficients a1 and a2 and numerator coefficients b1 and b2, a unit delay element of z ⁻¹ , and an adder / subtractor. As an IIR elliptic filter, the sampling frequency Fs = 128 kHz, passband Fpass = 15.3 kHz, stopband Fstop = 16 kHz, passband loss Apass = 0.04 dB. It has a characteristic of stopband loss Asstop = 100 dB, and the characteristic shown in FIG. 4 can be realized.

前述のように、デジタル信号の伝送速度を３２ｋＨｚとして、通過域の周波数を例えば１５ｋＨｚまでとし、その通過域を超えた１６ｋＨｚ以上、即ち、伝送速度の３２ｋＨｚの１／２以上の帯域を阻止域とし、この阻止域に於いては、通過域に対して、ほぼ完全な減衰量（１００ｄＢ）を与えるフィルタを、Ａ／Ｄコンバータ側及びＤ／Ａコンバータ側に設けた構成を有するものであり、一般に、サンプリング周波数の１／２に非常に近い周波数で、ローパスフィルタを構成するには、フィルタ規模が非常に大きくなり、且つサンプリング周波数の１／２から或る程度離れた点にカットオフ周波数を設定しないと、従来例の構成に於いては、充分な減衰量を得ることは困難であった。又フィルタ規模が大きくなると、フィルタ処理による遅延時間は大きくなる。例えば、ＦＩＲ（ＦｉｎｉｔｅＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタの場合の処理遅延時間は、フィルタ規模にそのまま比例したものとなる。又サンプリング周波数との関係があり、例えば、３２ｋＨｚのサンプリング周波数に対して、２倍の６４ｋＨｚとすれば、処理遅延時間は１／２になり、４倍の１２８ｋＨｚとすれば、処理遅延時間は１／４となる。このようなフィルタ処理遅延時間とフィルタ構成規模との関係から、Ａ／Ｄコンバータ及びＤ／Ａコンバータとしての動作周波数と、第２のデジタルフィルタ７，１６の動作周波数とは、伝送速度に対して、２倍、４倍、６倍、８倍等の偶数倍を選択するもので、演算速度等と関連するから、最適な関係を選択することになる。 As described above, the transmission speed of the digital signal is set to 32 kHz, the frequency of the pass band is set to, for example, 15 kHz, and the band exceeding 16 kHz exceeding the pass band, that is, the band of 1/2 or more of 32 kHz of the transmission speed is set as the stop band. In this stop band, a filter that provides almost complete attenuation (100 dB) to the pass band is provided on the A / D converter side and the D / A converter side. To construct a low-pass filter at a frequency very close to 1/2 of the sampling frequency, the filter scale becomes very large, and the cutoff frequency is set at a point some distance from 1/2 of the sampling frequency. Otherwise, it was difficult to obtain a sufficient amount of attenuation in the configuration of the conventional example. As the filter scale increases, the delay time due to the filtering process increases. For example, the processing delay time in the case of a FIR (Finite Impulse Response) filter is directly proportional to the filter scale. Also, there is a relationship with the sampling frequency. For example, if the sampling frequency of 32 kHz is doubled to 64 kHz, the processing delay time is ½, and if it is four times 128 kHz, the processing delay time is 1 / 4. From the relationship between the filter processing delay time and the filter configuration scale, the operating frequency of the A / D converter and the D / A converter and the operating frequency of the second digital filters 7 and 16 are determined with respect to the transmission speed. An even number such as 2, 4 times, 6 times, 8 times, etc. is selected, and since it is related to the calculation speed, the optimum relationship is selected.

又デジタルフィルタの構成としては、大別してＦＩＲ（ＦｉｎｉｔｅＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタとＩＩＲ（ＩｎｆｉｎｉｔｅＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタとがあり、前者のＦＩＲフィルタ（有限インパスル応答フィルタ）と、後者のＩＩＲフィルタ（無限インパスル応答フィルタ）との大きな相違点は、フィードバックの要素がＩＩＲフィルタにはあり、ＦＩＲフィルタにはないことである。又ＦＩＲフィルタは、周波数によらず遅延時間が同じ理想的な群遅延時間を実現することが可能であり、演算増幅器を適用したアクティブフィルタ構成としては、原理的にＦＩＲフィルタとＩＩＲフィルタとは同じであるが、ＦＩＲフィルタは、群遅延時間が一定である反面、大きい値となる。そして、ＦＩＲフィルタにより、１００ｄＢの減衰を与える構成とするには、フィルタ規模が非常に大きくなり、それに対応して処理遅延時間が大きくなって、実用的には問題がある。一方ＩＩＲフィルタは、群遅延時間としては多少の周波数特性を有するものであるが、処理遅延時間が小さい構成とすることができる。このＩＩＲフィルタとしては、チェビシェフ（Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖ）、逆チェビシェフ（ＩｎｖｅｒｓｅＣｈｅｂｙｓｈｅｖ）、バタワース（Ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈ）、ベッセル（Ｂｅｓｓｅｌ）、楕円（Ｅｌｌｉｐｔｉｃ）等の各種の構成があり、それぞれ遷移域の急峻な特性や通過域のリップル特性等の相違がある。 The configuration of the digital filter is broadly divided into an FIR (Finite Impulse Response) filter and an IIR (Infinite Impulse Response) filter. The former FIR filter (finite impulse response filter) and the latter IIR filter (infinite impulse response filter). The main difference is that the feedback element is in the IIR filter and not in the FIR filter. In addition, the FIR filter can realize an ideal group delay time regardless of the frequency, and the FIR filter and the IIR filter are in principle the same as an active filter configuration to which an operational amplifier is applied. However, the FIR filter has a large group delay time but a large value. Further, in order to provide a configuration that gives 100 dB attenuation by the FIR filter, the filter scale becomes very large, and the processing delay time correspondingly increases, which causes a practical problem. On the other hand, the IIR filter has some frequency characteristics as the group delay time, but can be configured to have a short processing delay time. This IIR filter has various configurations such as Chebyshev, Inverse Chebyshev, Butterworth, Bessel, Elliptic, etc., each of which has steep characteristics and passbands. There are differences in ripple characteristics.

そこで、図５に示す楕円フィルタを第２のデジタルフィルタ７，１６に適用することができるものであり、この楕円フィルタは、急峻な遷移域の特性とすることができるが、通過域には、例えば、図４の（Ｂ）に示すように、僅かなリップル特性を含むものである。なお、逆チェビシェフ・フィルタは、リップルをゼロとした特性とすることが可能であるが、デジタルフィルタ構成として、楕円フィルタの２倍以上の規模となる。そこで、デジタル信号の伝送経路に沿って２個の楕円フィルタによる第２のデジタルフィルタを直列的に接続した構成とし、それらの係数を相違させることにより、通過域のリップルを打ち消す手段を適用することができる。デジタルフィルタの特性は、フィルタのＺ平面上の極とゼロ点の配置から類推できるものであり、例えば、Ａ／Ｄコンバータ側の第２のデジタルフィルタ７を、阻止域Ｆｓｔｏｐ＝１５ｋＨｚの１５次８セクション（奇数次）の楕円フィルタとし、Ｄ／Ａコンバータ側の第２のデジタルフィルタ１６を、阻止域Ｆｓｔｏｐ＝１５．３ｋＨｚの１６次８セクション（偶数次）の楕円フィルタを適用することができる。これらの奇数次と偶数次との次数差は１とし、デジタル信号の伝送経路に沿って直列的に接続される構成とするものであるから、前述のＡ／Ｄコンバータ側としての送信側と、Ｄ／Ａコンバータ側の受信側とにそれぞれ配置する構成が一般的となるが、必要に応じては、送信側のみ或いは受信側のみに、奇数次と偶数次との楕円フィルタを接続した構成とすることも可能である。 Therefore, the elliptic filter shown in FIG. 5 can be applied to the second digital filters 7 and 16, and this elliptic filter can have a steep transition band characteristic. For example, as shown in FIG. 4B, it includes a slight ripple characteristic. Note that the inverse Chebyshev filter can have characteristics with zero ripple, but the digital filter configuration is twice as large as the elliptic filter. Therefore, a configuration is adopted in which a second digital filter composed of two elliptic filters is connected in series along the digital signal transmission path, and a means for canceling the passband ripple is applied by making their coefficients different. Can do. The characteristics of the digital filter can be inferred from the arrangement of the pole on the Z plane of the filter and the zero point. For example, the second digital filter 7 on the A / D converter side is connected to the 15th order 8 in the stop band Fstop = 15 kHz. A section (odd order) elliptic filter can be used, and a 16th order 8 section (even order) elliptic filter with a stop band Fstop = 15.3 kHz can be applied to the second digital filter 16 on the D / A converter side. Since the order difference between the odd order and the even order is 1, and it is configured to be connected in series along the digital signal transmission path, the transmission side as the A / D converter side described above, A configuration in which each is arranged on the receiving side of the D / A converter side is common, but if necessary, an odd-order and even-order elliptic filter is connected only to the transmitting side or only to the receiving side, and It is also possible to do.

この楕円フィルタを適用した場合について、図６の（Ａ）は、Ａ／Ｄコンバータ側の第２のデジタルフィルタ７のＺ平面上の極とゼロ点とを示し、（Ｂ）は、Ｄ／Ａコンバータ側の第２のデジタルフィルタ１６のＺ平面上の極とゼロ点とを示し、それぞれ横軸を実数、縦軸を虚数として示す。又単位円はフィルタ入力周波数を表し、（１，０）点は、周波数ゼロ即ち直流を表し、単位円上を左回りに回転する各点が周波数を表し、（０，１）点はサンプリング周波数の１／４、（−１，０）点はサンプリング周波数の１／２のそれぞれ周波数を表す。又この楕円フィルタの通過域の特性を図７の（Ａ），（Ｂ）に示すもので、横軸は周波数（ｋＨｚ）、縦軸は振幅（ｄＢ）を示す。即ち、図７の（Ａ），（Ｂ）に示すリップル特性は、矢印で対応関係を示すように、それぞれ反対の特性となるから、Ａ／Ｄコンバータ側の第２のデジタルフィルタ７と、Ｄ／Ａコンバータ側の第２のデジタルフィルタ１６とにより、通過域を完全に平坦な特性として、０〜１５ｋＨｚの帯域の信号を送受信することが可能となる。なお、第２のデジタルフィルタ７，１６の一方の次数を偶数、他方の次数を奇数とし、次数差を１とするものであり、この第２のデジタルフィルタ７を含むＡ／Ｄコンバータ側と、図示を省略している受信側のＤ／Ａコンバータ側に第２のデジタルフィルタ１６を設けることにより、第２のデジタルフィルタ７，１６のリップル特性がそれぞれ打ち消すように作用して、送受信経路の通過域特性を完全に平坦化することができるから、オーディオ信号伝送に於ける品質を充分に維持することが可能となる。なお、楕円フィルタを適用した場合について示すが、他の構成のＩＩＲフィルタを適用することも可能である。 6A shows the pole and zero point on the Z plane of the second digital filter 7 on the A / D converter side, and FIG. 6B shows the case where the elliptic filter is applied. The pole on the Z plane and the zero point of the second digital filter 16 on the converter side are shown, and the horizontal axis is shown as a real number and the vertical axis is shown as an imaginary number. The unit circle represents the filter input frequency, the (1,0) point represents the frequency zero, that is, direct current, each point that rotates counterclockwise on the unit circle represents the frequency, and the (0, 1) point represents the sampling frequency. The ¼ and (−1, 0) points represent ½ of the sampling frequency. The characteristics of the passband of this elliptic filter are shown in FIGS. 7A and 7B. The horizontal axis indicates frequency (kHz) and the vertical axis indicates amplitude (dB). That is, the ripple characteristics shown in FIGS. 7A and 7B are opposite to each other as indicated by the arrows, and therefore the second digital filter 7 on the A / D converter side and D With the second digital filter 16 on the / A converter side, it is possible to transmit and receive signals in the band of 0 to 15 kHz with the pass band being completely flat. Note that one order of the second digital filters 7 and 16 is an even number, the other order is an odd number, and the order difference is 1, and the A / D converter side including the second digital filter 7; By providing the second digital filter 16 on the D / A converter side on the receiving side (not shown), the ripple characteristics of the second digital filters 7 and 16 act so as to cancel each other and pass through the transmission / reception path. Since the band characteristic can be completely flattened, the quality in audio signal transmission can be sufficiently maintained. In addition, although the case where an elliptic filter is applied is shown, it is also possible to apply an IIR filter having another configuration.

図８は、図１に於けるアンチエイリアシング用のフィルタ２とポストフィルタ１２とに適用するフィルタの基本回路を示し、３次のＳａｌｌｅｎ−ｋｅｙ回路と称される一般的な演算増幅器と抵抗とコンデンサとを含むローパスフィルタＬＰＦに利得調整機能を付加し、この３次のローパスフィルタＬＰＦの入力側と出力側とに、それぞれ抵抗ＲとコンデンサＣとからなる１次のＲＣローパスフィルタＬＰＦを設け、この１次ＬＰＦと、３次ＬＰＦと、１次ＬＰＦとを縦続接続して、全体で５次のローパスフィルタＬＰＦを構成し、且つ全体をバランス型に配置し、使用する演算増幅器の個数を最小とすると共に、低ノイズ化を図った構成を示す。又図９は、図８に示す５次のローパスフィルタの特性を示し、縦軸は利得Ｇａｉｎ（ｄＢ）、横軸は周波数（ｋＨｚ）であり、計算値によるものであるが、少なくとも１２８ｋＨｚまでは平坦な特性を有するものである。なお、フィルタ２とポストフィルタ１２とは、図８に示す構成に限定されるものではなく、他の構成を適用することも可能である。 FIG. 8 shows a basic circuit of a filter applied to the anti-aliasing filter 2 and the post filter 12 shown in FIG. 1, and a general operational amplifier called a third-order Sallen-key circuit, a resistor and a capacitor. A gain adjustment function is added to the low-pass filter LPF including the first-order RC low-pass filter LPF composed of a resistor R and a capacitor C on the input side and the output side of the third-order low-pass filter LPF. A primary LPF, a tertiary LPF, and a primary LPF are cascaded to form a fifth-order low-pass filter LPF as a whole, and the whole is arranged in a balanced manner, and the number of operational amplifiers to be used is minimized. In addition, a configuration for reducing noise is shown. FIG. 9 shows the characteristics of the fifth-order low-pass filter shown in FIG. 8. The vertical axis represents gain Gain (dB) and the horizontal axis represents frequency (kHz), which depends on the calculated value, but at least up to 128 kHz. It has a flat characteristic. Note that the filter 2 and the post filter 12 are not limited to the configuration shown in FIG. 8, and other configurations can be applied.

本発明の実施例１の説明図である。It is explanatory drawing of Example 1 of this invention. 本発明の実施例１のＡ／Ｄコンバータ側の説明図である。It is explanatory drawing by the side of the A / D converter of Example 1 of this invention. 本発明の実施例１のＤ／Ａコンバータ側の説明図である。It is explanatory drawing by the side of the D / A converter of Example 1 of this invention. 本発明の実施例１の第２のデジタルフィルタ特性の説明図である。It is explanatory drawing of the 2nd digital filter characteristic of Example 1 of this invention. 本発明の実施例１の第２のデジタルフィルタ構成の説明図である。It is explanatory drawing of the 2nd digital filter structure of Example 1 of this invention. 本発明の実施例１の第２のデジタルフィルタの極座標説明図である。It is polar coordinate explanatory drawing of the 2nd digital filter of Example 1 of this invention. 本発明の実施例１の第２のフィルタのリップル特性説明図である。It is ripple characteristic explanatory drawing of the 2nd filter of Example 1 of this invention. 本発明の実施例１のアンチエイリアシング用フィルタ及びポストフィルタとの基本回路の説明図である。It is explanatory drawing of the basic circuit with the filter for anti-aliasing of Example 1 of this invention, and a post filter. 本発明の実施例１のアンチエイリアシング用フィルタ及びポストフィルタの特性曲線図である。It is a characteristic curve figure of the filter for anti-aliasing of Example 1 of this invention, and a post filter. 従来例の説明図である。It is explanatory drawing of a prior art example. 従来例のＡ／Ｄコンバータ側の説明図である。It is explanatory drawing by the side of the A / D converter of a prior art example. 従来例のＤ／Ａコンバータ側の説明図である。It is explanatory drawing by the side of the D / A converter of a prior art example. 従来例のＡ／Ｄコンバータの特性説明図である。It is characteristic explanatory drawing of the A / D converter of a prior art example. 従来例のＡ／Ｄコンバータのエイリアス出力の実験データの説明図である。It is explanatory drawing of the experimental data of the alias output of the A / D converter of a prior art example.

符号の説明Explanation of symbols

１結合トランス
２アンチエイリアシング用のフィルタ
３ ΔΣＡ／Ｄコンバータ
４第１のデジタルフィルタ
５リニア／Ａ−ｌａｗ変換部
６デジタル送受信インタフェース部（ＨＳＤ）
７第２のデジタルフィルタ
８デシメーション部
１０送受信部
１１結合トランス
１２ポストフィルタ
１３ ΔΣＤ／Ａコンバータ
１４第１のデジタルフィルタ
１５Ａ−ｌａｗリニア変換部
１６第２のデジタルフィルタ
１７インタポレーション部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Coupling transformer 2 Anti-aliasing filter 3 ΔΣ A / D converter 4 First digital filter 5 Linear / A-law conversion unit 6 Digital transmission / reception interface unit (HSD)
7 second digital filter 8 decimation unit 10 transmission / reception unit 11 coupling transformer 12 post filter 13 ΔΣ D / A converter 14 first digital filter 15 A-law linear conversion unit 16 second digital filter 17 interpolation unit

Claims

アナログのオーディオ信号をデジタル信号に変換して送出する為のＡ／Ｄコンバータ又はデジタル信号をアナログのオーディオ信号に変換する為のＤ／Ａコンバータ又は前記Ａ／Ｄコンバータと前記Ｄ／Ａコンバータとを含むコンバータに於いて、
前記アナログのオーディオ信号をアンチエイリアシング用のフィルタを介して入力し、オーバーサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
該Ａ／Ｄコンバータにより変換されたデジタル信号を、伝送速度の偶数倍の速度に相当するサンプリング周波数として処理する第１のデジタルフィルタと、
該第１のデジタルフィルタの出力デジタル信号を入力して、前記伝送速度の１／２の速度に相当する周波数以上の周波数成分を完全に減衰させる第２のデジタルフィルタと、
該第２のデジタルフィルタの出力デジタル信号を間引き処理により前記伝送速度のデジタル信号とするデジメーション部と
を含む構成を備えたことを特徴とするコンバータ。 An A / D converter for converting an analog audio signal into a digital signal and transmitting it, or a D / A converter for converting a digital signal into an analog audio signal, or the A / D converter and the D / A converter In the converter including
An A / D converter that inputs the analog audio signal through an anti-aliasing filter, converts it to a digital signal by oversampling;
A first digital filter that processes a digital signal converted by the A / D converter as a sampling frequency corresponding to an even multiple of a transmission rate;
A second digital filter that inputs an output digital signal of the first digital filter and completely attenuates a frequency component equal to or higher than a frequency corresponding to a half of the transmission speed;
And a decimating unit that converts the output digital signal of the second digital filter into a digital signal of the transmission rate by thinning-out processing.

アナログのオーディオ信号をデジタル信号に変換して送出する為のＡ／Ｄコンバータ又はデジタル信号をアナログのオーディオ信号に変換する為のＤ／Ａコンバータ又は前記Ａ／Ｄコンバータと前記Ｄ／Ａコンバータとを含むコンバータに於いて、
受信したデジタル信号にゼロ挿入を行って、該デジタル信号の伝送速度の偶数倍の速度に相当する周波数のデジタル信号とするインタポレーション部と、
該インタポレーション部の出力デジタル信号を入力して、前記伝送速度の１／２の速度に相当する周波数以上の周波数成分を完全に減衰させる第２のデジタルフィルタと、
該第２のデジタルフィルタの出力デジタル信号を入力する第１のデジタルフィルタと、
該第１のデジタルフィルタの出力デジタル信号をアナログのオーディオ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、
該Ｄ／Ａコンバータにより変換されたアナログのオーディオ信号に含まれる不用周波数成分を除去するポストフィルタと
を含む構成を備えたことを特徴とするコンバータ。 An A / D converter for converting an analog audio signal into a digital signal and transmitting it, or a D / A converter for converting a digital signal into an analog audio signal, or the A / D converter and the D / A converter In the converter including
An interpolation unit that performs zero insertion on the received digital signal to obtain a digital signal having a frequency corresponding to an even multiple of the transmission speed of the digital signal;
A second digital filter that inputs an output digital signal of the interpolation unit and completely attenuates a frequency component equal to or higher than a frequency corresponding to a half of the transmission speed;
A first digital filter for inputting an output digital signal of the second digital filter;
A D / A converter for converting an output digital signal of the first digital filter into an analog audio signal;
A converter comprising: a post filter for removing unnecessary frequency components contained in an analog audio signal converted by the D / A converter.

前記第２のデジタルフィルタは、楕円型、チェビシェフ型、逆チェビシェフ型、バタワース型、ベッセル型の何れかの特性のＩＩＲフィルタにより構成したことを特徴とする請求項１又は２記載のコンバータ。 3. The converter according to claim 1, wherein the second digital filter is configured by an IIR filter having any one of an elliptical type, a Chebyshev type, an inverse Chebyshev type, a Butterworth type, and a Bessel type.

前記第２のデジタルフィルタを前記デジタル信号の伝送経路に沿って２個直列に接続した構成とすると共に、該２個の第２のデジタルフィルタの一方と他方とのＺ平面上に於ける極とゼロとの関係を奇数次と偶数次としてリップル特性を相互に打ち消す関係としたことを特徴とする請求項１又は２記載のコンバータ。 Two second digital filters are connected in series along the transmission path of the digital signal, and poles on one and the other of the two second digital filters on the Z plane The converter according to claim 1 or 2, wherein the relation between zero is an odd order and an even order, and the ripple characteristics are mutually cancelled.