JP2009294978A - Reference voltage circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、半導体装置の内部の基準電圧回路において出力電圧の低電圧化に係るものである。 The present invention relates to a reduction in output voltage in a reference voltage circuit inside a semiconductor device.
図４に従来の基準電圧回路を示す。ｎチャネルのデプレッション型ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースを共に接続して定電流を作り出す第1のトランジスタＭ１と、
ｎチャネルのＭＯＳＦＥＴのゲートとドレインを共に接続してダイオード接続された第２のトランジスタＭ２が、第１のトランジスタＭ１のソースと第２のトランジスタＭ２のドレインが共に接続されて、電源電圧ＶDDとグランドＧＮＤ間に直列に接続されている。この回路において基準電圧ＶREFは第２のトランジスタのゲート・ソース間電圧Ｖgs2である。
FIG. 4 shows a conventional reference voltage circuit. a first transistor M1 for producing a constant current by connecting together a gate and a source of an n-channel depletion type MOSFET;
The second transistor M2, which is diode-connected by connecting the gate and drain of the n-channel MOSFET together, is connected to the source of the first transistor M1 and the drain of the second transistor M2, and is connected to the power supply voltage VDD and the ground. It is connected in series between GND. In this circuit, the reference voltage VREF is the gate-source voltage Vgs2 of the second transistor.
第１のトランジスタＭ１のドレイン電流Ｉd1と第２のトランジスタＭ２のドレイン電流Ｉd2は、Ｖds＞Ｖgs−Ｖtにおいて、
Ｉd1＝β1/２（Ｖgs1−Ｖt1）2 （１）
Ｉd2＝β2/２（Ｖgs2−Ｖt2）2 （２）
である。
Ｖdsはドレイン・ソース間電圧、Ｖgsはゲート・ソース間電圧、Ｖtは閾値電圧である。Ｖgs1とＶgs2、Ｖt1とＶt2は、それぞれ第１のトランジスタＭ１と第２のトランジスタＭ２のゲート・ソース間電圧、閾値電圧である。また、β1、β2は、それぞれ第１のトランジスタＭ１と第２のトランジスタＭ２の導電係数であり、
β＝(εox/ｔox)μ(Ｗ/Ｌ)
の形で表わされる。ここで、μはキャリア移動度、εoxは酸化膜の誘電率、ｔoxは酸化膜厚、Ｗはゲート幅、Ｌはゲート長である。
（１）式と（２）式は、Ｉd1＝Ｉd2，Ｖgs1＝０，Ｖgs2＝ＶREFより、
β1（−Ｖt1）2＝β2（ＶREF−Ｖt2）2となり、
Id1 = β1 / 2 (Vgs1-Vt1) 2 (1)
Id2 = β2 / 2 (Vgs2-Vt2) 2 (2)
It is.
Vds is a drain-source voltage, Vgs is a gate-source voltage, and Vt is a threshold voltage. Vgs1 and Vgs2, and Vt1 and Vt2 are the gate-source voltage and threshold voltage of the first transistor M1 and the second transistor M2, respectively. Β1 and β2 are the conductivity coefficients of the first transistor M1 and the second transistor M2, respectively.
β = (εox / tox) μ (W / L)
It is expressed in the form of Here, μ is the carrier mobility, εox is the dielectric constant of the oxide film, tox is the oxide film thickness, W is the gate width, and L is the gate length.
Equations (1) and (2) are obtained from Id1 = Id2, Vgs1 = 0, Vgs2 = VREF.
β1 (−Vt1) 2 = β2 (VREF−Vt2) 2
同一半導体内であれば第１のトランジスタＭ１と第２のトランジスタＭ２の酸化膜の誘電率εox、酸化膜厚ｔoxは同じである。ここで更に閾値電圧Ｖt1とＶt2の温度特性がほぼ同じとなるゲート長Ｌ，ゲート幅Ｗとすれば、第１のトランジスタＭ１と第２のトランジスタＭ２の導電係数は、β1≒β2の関係となる。
第１のトランジスタＭ１の閾値電圧Ｖt1は負の値なので、基準電圧ＶREFは第１のトランジスタＭ１と第２のトランジスタＭ２の閾値電圧の絶対値の和の大きさとなる。なお、閾値電圧が温度で変化した場合は第１のトランジスタＭ１と第２のトランジスタＭ２の両方の閾値電圧は同じ方向に増減するので、閾値電圧の温度変化による基準電圧ＶREFの温度変化は極めて小さくなる。
したがって、図４に示す従来の基準電圧回路は、電源電圧に依存しない、温度依存性の小さい基準電圧ＶREFを得る。
If they are in the same semiconductor, the dielectric constant εox and the oxide film thickness tox of the oxide film of the first transistor M1 and the second transistor M2 are the same. Here, if the gate length L and the gate width W are such that the temperature characteristics of the threshold voltages Vt1 and Vt2 are substantially the same, the conductivity coefficients of the first transistor M1 and the second transistor M2 have a relationship of β1≈β2. .
Since the threshold voltage Vt1 of the first transistor M1 is a negative value, the reference voltage VREF is the sum of the absolute values of the threshold voltages of the first transistor M1 and the second transistor M2. Note that when the threshold voltage changes with temperature, the threshold voltages of both the first transistor M1 and the second transistor M2 increase or decrease in the same direction, so that the temperature change of the reference voltage VREF due to the temperature change of the threshold voltage is extremely small. Become.
Therefore, the conventional reference voltage circuit shown in FIG. 4 obtains a reference voltage VREF having a small temperature dependency that does not depend on the power supply voltage.
近年、携帯端末等の普及に伴いバッテリーによる動作時間を延長するために、機器の動作電圧を下げて低消費電力化を低減するということが行われている。このような動作電圧の低電圧化においては低い電圧を出力する電源回路が必要であり、その電源回路を動作させる上で低い基準電圧が必要である。 In recent years, with the widespread use of portable terminals and the like, in order to extend the operation time of the battery, it has been performed to reduce the power consumption by reducing the operating voltage of the device. In order to reduce the operating voltage, a power supply circuit that outputs a low voltage is required, and a low reference voltage is required to operate the power supply circuit.
今後の低電圧化には更に低い基準電圧が必要だが、前記従来回路において基準電圧ＶREFは第１のトランジスタＭ１と第２のトランジスタＭ２の閾値電圧の絶対値の和でほぼ決まってしまう。このため、それより更に低い基準電圧ＶREFを得るためには普通、基準電圧ＶREFを抵抗で分割するが、Ｉd1＝Ｉd2とならないので基準電圧が変わってしまう恐れがある。この問題に対応するために回路を追加した場合は、追加した回路により基準電圧の精度が低下してしまう問題があった。 Although a lower reference voltage is required for future voltage reduction, the reference voltage VREF in the conventional circuit is almost determined by the sum of the absolute values of the threshold voltages of the first transistor M1 and the second transistor M2. For this reason, in order to obtain a reference voltage VREF lower than that, the reference voltage VREF is usually divided by a resistor. However, since Id1 = Id2 is not established, there is a possibility that the reference voltage changes. When a circuit is added to deal with this problem, there is a problem that the accuracy of the reference voltage is lowered due to the added circuit.
本発明は、温度依存度が小さく、従来の基準電圧回路と比較して低い基準電圧を得る基準電圧回路を提供すること目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a reference voltage circuit that has a low temperature dependency and obtains a reference voltage lower than that of a conventional reference voltage circuit.
デプレッション型ＭＯＳＦＥＴの第１のトランジスタと、エンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴの第２のトランジスタとが、電源電圧端子間に直列に接続された基準電圧回路において、該基準電圧回路は、
前記第１のトランジスタのドレインを高電圧供給端子に接続し、
前記第２のトランジスタのソースを低電圧供給端子に接続し、
前記第１のトランジスタのソースとゲートを共に接続し、
前記第１のトランジスタのソースを第１のソースフォロワの入力に接続し、
前記第１のソースフォロワの出力を第２のソースフォロワの入力に接続し、
第２のソースフォロワの出力を前記第２のトランジスタのゲートに接続し、
第２のソースフォロワの出力から所定の基準電圧を得ることを特徴とする。
前記第１，２のソースフォロワは、ソース接地増幅であってもよい。
In a reference voltage circuit in which a first transistor of a depletion type MOSFET and a second transistor of an enhancement type MOSFET are connected in series between power supply voltage terminals, the reference voltage circuit includes:
Connecting the drain of the first transistor to a high voltage supply terminal;
Connecting the source of the second transistor to a low voltage supply terminal;
Connecting the source and gate of the first transistor together;
Connecting the source of the first transistor to the input of a first source follower;
Connecting the output of the first source follower to the input of a second source follower;
Connecting the output of a second source follower to the gate of the second transistor;
A predetermined reference voltage is obtained from the output of the second source follower.
The first and second source followers may be grounded source amplification.
本発明によれば、電圧が１Ｖ以下の任意の基準電圧を容易に得ることができる。 According to the present invention, an arbitrary reference voltage having a voltage of 1 V or less can be easily obtained.
以下、本発明の実施の形態を図示例と共に説明する。
図１は本発明の第１の実施形態を示す回路図である。
図において、ソースフォロワ１１は直列に接続された、ｎ型のエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴからなるトランジスタＭ１３と、ｎ型のデプレッション型ＭＯＳＦＥＴからなるトランジスタＭ１４で構成され、トランジスタＭ１３のドレインは電源電圧ＶDDに接続され、トランジスタＭ１４のソースはグランドＧＮＤに接続され、トランジスタＭ１４のゲートとソースは互いに接続されている。
ソースフォロワ１２は直列に接続された、ｎ型のデプレッション型ＭＯＳＦＥＴからなるトランジスタＭ１５と、ｐ型のエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴからなるトランジスタＭ１６で構成され、トランジスタＭ1５のドレインは電源電圧ＶDDに接続され、トランジスタＭ１６のドレインはグランドＧＮＤに接続され、トランジスタＭ１５のゲートとソースは互いに接続されている。
ｎ型のデプレッション型ＭＯＳＦＥＴからなる第１のトランジスタＭ１と、ｎ型のエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴからなる第２のトランジスタＭ２とが、電源電圧ＶDDとグランドＧＮＤ間に直列に接続され、第１のトランジスタＭ１のソースはゲートに接続されている。
第１のトランジスタＭ１のゲートはソースフォロワ１１の入力であるトランジスタＭ１３のゲートに接続され、第２のトランジスタＭ２のゲートはソースフォロワ１２の出力であるトランジスタＭ１６のソースに接続され、ソースフォロワ１１の出力であるトランジスタＭ１３のソースは、ソースフォロワ１２の入力であるトランジスタＭ１６のゲートに接続されている。
第２のトランジスタＭ２のゲートとソースフォロワ１２の出力の接続点は、分圧回路を構成する抵抗Ｒ１とＲ２に接続されている。そして抵抗Ｒ１とＲ２の共通接続点は、基準電圧ＶREF2の供給先回路（図示せず）に接続された回路構成となっている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.
In the figure, the source follower 11 is composed of a transistor M13 made of an n-type enhancement type MOSFET and a transistor M14 made of an n-type depletion type MOSFET, which are connected in series, and the drain of the transistor M13 is connected to the power supply voltage VDD. The source of the transistor M14 is connected to the ground GND, and the gate and the source of the transistor M14 are connected to each other.
The
A first transistor M1 made of an n-type depletion type MOSFET and a second transistor M2 made of an n-type enhancement type MOSFET are connected in series between the power supply voltage VDD and the ground GND, and the first transistor M1 The source is connected to the gate.
The gate of the first transistor M1 is connected to the gate of the transistor M13 that is the input of the source follower 11, the gate of the second transistor M2 is connected to the source of the transistor M16 that is the output of the
The connection point between the gate of the second transistor M2 and the output of the
このような構成を持つ図１の回路動作は、概ね以下のようになる。
例えば、基準電圧ＶREF（第２のトランジスタＭ２のゲート電圧）が何らかの原因で所定の値より高くなろうとすると、第２のトランジスタＭ２のドレイン電圧（第１のトランジスタＭ１のゲート電圧）はそれまでの値から低くなろうとする。
第１のトランジスタＭ１のゲート電圧（ソースフォロワ１１の入力）が低くなろうとすると、ソースフォロワ１１の出力（ソースフォロワ１２の入力）は低くなろうとする。
ソースフォロワ１２の入力が低くなろうとすると、ソースフォロワ１２の出力（第２のトランジスタＭ２のゲート電圧）は低くなろうとする。
その結果、基準電圧ＶREFの元の値に戻ろうとする作用が働く。
逆に、基準電圧ＶREF（第２のトランジスタＭ２のゲート電圧）が所定の値より低くなろうとすると、第２のトランジスタＭ２のドレイン電圧（第１のトランジスタＭ１のゲート電圧）が高くなろうとする。
第１のトランジスタＭ１のゲート電圧（ソースフォロワ１１の入力）が高くなろうとすると、ソースフォロワ１１の出力（ソースフォロワ１２の入力）は高くなろうとする。
ソースフォロワ１２の入力が高くなろうとすると、ソースフォロワ１２の出力（第２のトランジスタＭ２のゲート電圧）は高くなろうとする。
その結果、基準電圧ＶREFの元の値に戻ろうとする作用が働く。
以上に説明したような回路各部に生じる動作作用により、第２のトランジスタＭ２のゲート電圧は、所定の基準電圧ＶREFに安定化される。
The circuit operation of FIG. 1 having such a configuration is generally as follows.
For example, if the reference voltage VREF (the gate voltage of the second transistor M2) is going to be higher than a predetermined value for some reason, the drain voltage of the second transistor M2 (the gate voltage of the first transistor M1) Try to get lower from the value.
When the gate voltage (input of the source follower 11) of the first transistor M1 is going to be lowered, the output of the source follower 11 (input of the source follower 12) is going to be lowered.
When the input of the
As a result, the action of returning to the original value of the reference voltage VREF works.
Conversely, when the reference voltage VREF (the gate voltage of the second transistor M2) is going to be lower than a predetermined value, the drain voltage of the second transistor M2 (the gate voltage of the first transistor M1) is going to be increased.
When the gate voltage of the first transistor M1 (the input of the source follower 11) is increased, the output of the source follower 11 (the input of the source follower 12) is increased.
When the input of the
As a result, the action of returning to the original value of the reference voltage VREF works.
The gate voltage of the second transistor M2 is stabilized at the predetermined reference voltage VREF by the operation effect generated in each part of the circuit as described above.
なお第１のトランジスタＭ１のゲート電圧は、第２のトランジスタＭ２のゲート電圧に対してソースフォロワ１１によりトランジスタＭ１３のゲート・ソース電圧Ｖgs13だけ低くなるようにレベルシフトされた電圧となり、ソースフォロワ１２によってトランジスタＭ１６のゲートソース間電圧Ｖgs16だけ高くなるようにレベルシフトされた電圧となる。Ｖgs13≒Ｖgs16になっていれば、第１のトランジスタＭ１のゲート電圧と第２のトランジスタＭ２のゲート電圧はほぼ同じ電圧となり、第１のトランジスタＭ１と第２のトランジスタＭ２の動作は従来例と実質的に同じとなる。ここで図１のように基準電圧ＶREF2を得るために基準電圧ＶREFを抵抗Ｒ１とＲ２で分割した場合に、抵抗Ｒ１とＲ２に電流が流れて第２のトランジスタＭ２のゲート電圧が変化しようとしても帰還制御ループにより第２のトランジスタＭ２のゲート電圧が安定された基準電圧ＶREFとなることが本発明の特徴である。
したがって、抵抗Ｒ１とＲ２の比を変えることにより、基準電圧ＶREF2を基準電圧ＶREFより低い任意の電圧値に設定することが可能である。
なお、抵抗Ｒ１とＲ２の少なくとも一方をあらかじめ複数の抵抗で構成し、それぞれの抵抗に並列にヒューズを設けた上で当該ヒューズを選択的にレーザで切断することで、基準電圧を変更することも可能である。
The gate voltage of the first transistor M1 is a voltage that is level-shifted by the source follower 11 so as to be lower by the gate-source voltage Vgs13 of the transistor M13 than the gate voltage of the second transistor M2. The voltage is level-shifted so as to increase by the gate-source voltage Vgs16 of the transistor M16. If Vgs13≈Vgs16, the gate voltage of the first transistor M1 and the gate voltage of the second transistor M2 are substantially the same voltage, and the operations of the first transistor M1 and the second transistor M2 are substantially the same as in the conventional example. Will be the same. Here, when the reference voltage VREF is divided by the resistors R1 and R2 in order to obtain the reference voltage VREF2 as shown in FIG. 1, even if a current flows through the resistors R1 and R2 and the gate voltage of the second transistor M2 tries to change. It is a feature of the present invention that the gate voltage of the second transistor M2 becomes the stabilized reference voltage VREF by the feedback control loop.
Therefore, the reference voltage VREF2 can be set to an arbitrary voltage value lower than the reference voltage VREF by changing the ratio of the resistors R1 and R2.
It is also possible to change the reference voltage by configuring at least one of the resistors R1 and R2 with a plurality of resistors in advance and providing a fuse in parallel with each resistor and selectively cutting the fuse with a laser. Is possible.
図２は、温度特性を示すグラフであり、横軸は温度であり、縦軸は電圧である。図において、特性Ａは図５に示す従来回路の場合であり、特性Ｂは図１に示す実施例において、抵抗Ｒ１とＲ２を１ＭΩとした場合である。
図２から判るように本発明の基準電圧回路の特性Ｂは、従来回路の特性Ａと同等の温度依存度であり、基準電圧は特性Ａより低くなる。
FIG. 2 is a graph showing temperature characteristics, where the horizontal axis is temperature and the vertical axis is voltage. In the figure, the characteristic A is the case of the conventional circuit shown in FIG. 5, and the characteristic B is the case where the resistors R1 and R2 are 1 MΩ in the embodiment shown in FIG.
As can be seen from FIG. 2, the characteristic B of the reference voltage circuit of the present invention has a temperature dependence equivalent to the characteristic A of the conventional circuit, and the reference voltage is lower than the characteristic A.
図３は本発明の第２の実施形態を示す回路図である。
図３に示す回路は、図１のソースフォロワ１１，１２を、ソース接地２１，２２で置換したものである。
ソース接地２１は直列に接続された、ｎ型のデプレッション型ＭＯＳＦＥＴからなるトランジスタＭ２３と、ｎ型のエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴからなるトランジスタＭ２４で構成され、トランジスタＭ２３のドレインは電源電圧ＶDDに接続され、トランジスタＭ２４のソースはグランドＧＮＤに接続され、トランジスタＭ２３のゲート・ソース間は互いに接続されている。
ソース接地２２は直列に接続された、ｎ型のデプレッション型ＭＯＳＦＥＴからなるトランジスタＭ２５と、ｎ型のエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴからなるトランジスタＭ２６で構成され、トランジスタＭ２５のドレインは電源電圧ＶDDに接続され、トランジスタＭ２６のソースはグランドＧＮＤに接続され、トランジスタＭ２５のゲート・ソース間は互いに接続されている。
FIG. 3 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention.
The circuit shown in FIG. 3 is obtained by replacing the
The source ground 21 is composed of a transistor M23 made of an n-type depletion type MOSFET and a transistor M24 made of an n-type enhancement type MOSFET, which are connected in series. The drain of the transistor M23 is connected to the power supply voltage VDD, and the transistor M24 Are connected to the ground GND, and the gate and the source of the transistor M23 are connected to each other.
The source ground 22 includes a transistor M25 made of an n-type depletion type MOSFET and a transistor M26 made of an n-type enhancement type MOSFET, which are connected in series. The drain of the transistor M25 is connected to the power supply voltage VDD, and the transistor M26. Are connected to the ground GND, and the gate and the source of the transistor M25 are connected to each other.
このような構成を持つ図３の回路動作は、概ね以下のようになる。
例えば、基準電圧ＶREF（第２のトランジスタＭ２のゲート電圧）が何らかの原因で所定のより高くなろうとすると、第２のトランジスタＭ２のドレイン電圧（第１のトランジスタＭ１のゲート電圧）はそれまでの値から低くなろうとする。
第１のトランジスタＭ１のゲート電圧（ソース接地２１の入力）が低くなろうとすると、ソース接地２１の出力（ソース接地２２の入力）は高くなろうとする。
ソース接地２２の入力が高くなろうとすると、ソース接地２２の出力（第２のトランジスタＭ２のゲート電圧）は低くなろうとする。
その結果、基準電圧ＶREFの元の値に戻ろうとする作用が働く。
逆に、基準電圧ＶREF（第２のトランジスタＭ２のゲート電圧）が所定の値より低くなろうとすると、第２のトランジスタＭ２のドレイン電圧（第１のトランジスタＭ１のゲート電圧）が高くなろうとする。
第１のトランジスタＭ１のゲート電圧（ソース接地２１の入力）が高くなろうとすると、ソース接地２１の出力（ソース接地２２の入力）は低くなろうとする。
ソース接地２２の入力が低くなろうとすると、ソース接地２２の出力（第２のトランジスタＭ２のゲート電圧）は高くなろうとする。
その結果、基準電圧ＶREFの元の値に戻ろうとする作用が働く。
以上に説明したような回路各部に生じる動作作用により、第２のトランジスタＭ２のゲート電圧は、所定の基準電圧ＶREFに安定化される。
The circuit operation of FIG. 3 having such a configuration is generally as follows.
For example, if the reference voltage VREF (the gate voltage of the second transistor M2) is higher than a predetermined value for some reason, the drain voltage of the second transistor M2 (the gate voltage of the first transistor M1) Try to get lower.
When the gate voltage of the first transistor M1 (the input of the source ground 21) is going to decrease, the output of the source ground 21 (the input of the source ground 22) tends to be high.
When the input of the source ground 22 is to be increased, the output of the source ground 22 (the gate voltage of the second transistor M2) is to be decreased.
As a result, the action of returning to the original value of the reference voltage VREF works.
Conversely, when the reference voltage VREF (the gate voltage of the second transistor M2) is going to be lower than a predetermined value, the drain voltage of the second transistor M2 (the gate voltage of the first transistor M1) is going to be increased.
When the gate voltage of the first transistor M1 (the input of the source ground 21) is increased, the output of the source ground 21 (the input of the source ground 22) is decreased.
When the input of the source ground 22 is going to be lowered, the output of the source ground 22 (the gate voltage of the second transistor M2) is going to be raised.
As a result, the action of returning to the original value of the reference voltage VREF works.
The gate voltage of the second transistor M2 is stabilized at a predetermined reference voltage VREF by the operation effect generated in each part of the circuit as described above.
上述した実施形態において、第１の実施形態におけるトランジスタＭ１４とＭ１５、第２の実施形態におけるトランジスタＭ２３とＭ２５は、ＭＯＳＦＥＴトランジスタに限定されるものではなく、例えば、抵抗、ダイオードを用いてもよい。 In the above-described embodiment, the transistors M14 and M15 in the first embodiment and the transistors M23 and M25 in the second embodiment are not limited to MOSFET transistors, and for example, resistors and diodes may be used.
Ｍ２，Ｍ１３，Ｍ２４，Ｍ２６ ｎ型のエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴ
Ｍ１，Ｍ１４，Ｍ１５，Ｍ２３，Ｍ２５ ｎ型のデプレッション型ＭＯＳＦＥＴ
Ｍ１６ ｐ型のエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴ
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
ＧＮＤ グランド電位
ＶＤＤ 電源電位
１１，１２ ソースフォロワ
２１，２２ ソース接地
M2, M13, M24, M26 n-type enhancement type MOSFET
M1, M14, M15, M23, M25 n-type depletion type MOSFET
M16 p-type enhancement type MOSFET
R1, R2 Resistor GND Ground potential VDD Power supply potential 11, 12
Claims (5)
前記第１のトランジスタのドレインを高電圧供給端子に接続し、
前記第２のトランジスタのソースを低電圧供給端子に接続し、
前記第１のトランジスタのソースとゲートを共に接続し、
前記第１のトランジスタのソースを第１のソースフォロワの入力に接続し、
前記第１のソースフォロワの出力を第２のソースフォロワの入力に接続し、
第２のソースフォロワの出力を前記第２のトランジスタのゲートに接続し、
第２のソースフォロワの出力から所定の基準電圧を得ることを特徴とする基準電圧回路。 In a reference voltage circuit in which a first transistor of a depletion type MOSFET and a second transistor of an enhancement type MOSFET are connected in series between power supply voltage terminals, the reference voltage circuit includes:
Connecting the drain of the first transistor to a high voltage supply terminal;
Connecting the source of the second transistor to a low voltage supply terminal;
Connecting the source and gate of the first transistor together;
Connecting the source of the first transistor to the input of a first source follower;
Connecting the output of the first source follower to the input of a second source follower;
Connecting the output of a second source follower to the gate of the second transistor;
A reference voltage circuit that obtains a predetermined reference voltage from an output of a second source follower.
ことを特徴とする請求項１に記載の基準電圧回路。 2. The reference voltage circuit according to claim 1, wherein the first source follower includes an n-channel MOSFET in a main transistor, and the second source follower includes a p-channel MOSFET in the main transistor. .
The reference voltage circuit according to claim 4, wherein the plurality of resistors include a resistor that can be set to a desired resistance value by trimming.
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104808731A (en) * | 2014-01-27 | 2015-07-29 | 精工电子有限公司 | Reference voltage circuit |
| CN105955390A (en) * | 2016-07-01 | 2016-09-21 | 唯捷创芯(天津)电子技术股份有限公司 | Low-dropout linear regulator module, chip and communication terminal |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108874008B (en) * | 2018-06-22 | 2021-04-27 | 佛山科学技术学院 | LDO circuit with double feedback |
Citations (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5359848A (en) * | 1976-11-10 | 1978-05-30 | Nec Corp | Constant voltage circuit |
| JPS5785253A (en) * | 1980-11-17 | 1982-05-27 | Toshiba Corp | Semiconductor device |
| JPS57125418A (en) * | 1981-01-28 | 1982-08-04 | Nec Corp | Input circuit |
| JPS57202126U (en) * | 1981-06-15 | 1982-12-23 | ||
| JPH0223720A (en) * | 1988-07-13 | 1990-01-25 | Sumitomo Electric Ind Ltd | Semiconductor circuit |
| JPH0823238A (en) * | 1994-07-06 | 1996-01-23 | Sharp Corp | Buffer circuit and image display device |
| JPH0830345A (en) * | 1994-07-15 | 1996-02-02 | D V Ii:Kk | Reference voltage circuit |
| JP2000112548A (en) * | 1998-10-07 | 2000-04-21 | Ricoh Co Ltd | Reference voltage generating circuit |
| JP2002124835A (en) * | 2000-10-13 | 2002-04-26 | Seiko Epson Corp | Operational amplifier circuit, constant voltage circuit and reference voltage circuit |
| JP2005050947A (en) * | 2003-07-31 | 2005-02-24 | Ricoh Co Ltd | Voltage source generating circuit |
| JP2005236731A (en) * | 2004-02-20 | 2005-09-02 | Nec Electronics Corp | Overcurrent protection circuit and semiconductor device |
| JP2005318376A (en) * | 2004-04-30 | 2005-11-10 | Nec Electronics Corp | Signal amplifier circuit |
| JP2007188245A (en) * | 2006-01-12 | 2007-07-26 | Toshiba Corp | Reference voltage generating circuit and semiconductor integrated device |
| JP2007266715A (en) * | 2006-03-27 | 2007-10-11 | Seiko Instruments Inc | Cascode circuit and semiconductor device |
-
2008
- 2008-06-06 JP JP2008148959A patent/JP5121587B2/en active Active
Patent Citations (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5359848A (en) * | 1976-11-10 | 1978-05-30 | Nec Corp | Constant voltage circuit |
| JPS5785253A (en) * | 1980-11-17 | 1982-05-27 | Toshiba Corp | Semiconductor device |
| JPS57125418A (en) * | 1981-01-28 | 1982-08-04 | Nec Corp | Input circuit |
| JPS57202126U (en) * | 1981-06-15 | 1982-12-23 | ||
| JPH0223720A (en) * | 1988-07-13 | 1990-01-25 | Sumitomo Electric Ind Ltd | Semiconductor circuit |
| JPH0823238A (en) * | 1994-07-06 | 1996-01-23 | Sharp Corp | Buffer circuit and image display device |
| JPH0830345A (en) * | 1994-07-15 | 1996-02-02 | D V Ii:Kk | Reference voltage circuit |
| JP2000112548A (en) * | 1998-10-07 | 2000-04-21 | Ricoh Co Ltd | Reference voltage generating circuit |
| JP2002124835A (en) * | 2000-10-13 | 2002-04-26 | Seiko Epson Corp | Operational amplifier circuit, constant voltage circuit and reference voltage circuit |
| JP2005050947A (en) * | 2003-07-31 | 2005-02-24 | Ricoh Co Ltd | Voltage source generating circuit |
| JP2005236731A (en) * | 2004-02-20 | 2005-09-02 | Nec Electronics Corp | Overcurrent protection circuit and semiconductor device |
| JP2005318376A (en) * | 2004-04-30 | 2005-11-10 | Nec Electronics Corp | Signal amplifier circuit |
| JP2007188245A (en) * | 2006-01-12 | 2007-07-26 | Toshiba Corp | Reference voltage generating circuit and semiconductor integrated device |
| JP2007266715A (en) * | 2006-03-27 | 2007-10-11 | Seiko Instruments Inc | Cascode circuit and semiconductor device |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104808731A (en) * | 2014-01-27 | 2015-07-29 | 精工电子有限公司 | Reference voltage circuit |
| JP2015141462A (en) * | 2014-01-27 | 2015-08-03 | セイコーインスツル株式会社 | reference voltage circuit |
| KR20150089941A (en) * | 2014-01-27 | 2015-08-05 | 세이코 인스트루 가부시키가이샤 | Reference voltage circuit |
| KR102208799B1 (en) * | 2014-01-27 | 2021-01-28 | 에이블릭 가부시키가이샤 | Reference voltage circuit |
| CN105955390A (en) * | 2016-07-01 | 2016-09-21 | 唯捷创芯(天津)电子技术股份有限公司 | Low-dropout linear regulator module, chip and communication terminal |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP5121587B2 (en) | 2013-01-16 |
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