JP2009290384A - 歪補償回路及び歪補償方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 適応的に直交ベースバンド送信信号の振幅制限を行って歪補償効果を向上させることができる歪補償回路を得る。
【解決手段】 閾値算出手段２０６は、振幅最大値制限後の直交ベースバンド送信信号Ｉ’、Ｑ’の電力値または振幅値と対応付けて振幅補償係数Ｋ及び位相補償係数θを格納する記憶手段２０５の格納内容を基に振幅制限を行うか否かを判定するための閾値を求める。振幅制限判定及び係数算出手段２０１は、直交ベースバンド送信信号Ｉ、Ｑの電力値と閾値算出手段２０６からの閾値とを比較して振幅制限を行うか否かを判定し、判定結果に応じた乗算係数を振幅最大値制限手段２０２に出力する。
【選択図】 図１

Description

本発明は歪補償回路及び歪補償方法に関し、特に直交ベースバンド送信信号を増幅するための増幅器において発生する歪を補償するための歪補償回路に関する。

近年のディジタル無線通信システムの分野で利用されているＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）変調やＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変調のような多重変調波においては、平均電力に対して非常に大きい瞬時電力（ピークファクタ、クレストファクタ）を有するという特徴がある。そのため、送信用電力増幅器は、非常に高い出力レベルまで線形性を維持し、非線形歪による送信スペクトルの広がりを抑えて隣接チャネル漏洩電力を低減する必要がある。

しかしながら、非常に大きな振幅成分に到るまで良好な線形性を有する電力増幅器は、規模が大きくなり、高価で消費電力も大きくなってしまう。そのため、小さな振幅成分においては良好な線形性を有するが、大きな振幅成分においては非線形性を有する電力増幅器が一般的によく用いられる。このような非線形性を有する電力増幅器を使用した場合、出力バックオフをできるだけ小さくとれば更なる効率化が実現できる。しかし、バックオフを小さくとると、増幅器の非線形性領域にかかるため、無線送信信号の歪成分である隣接チャネル漏洩電力が大きくなってしまう。

そこで、電力増幅器の非線形歪による隣接チャネル漏洩電力を抑圧するために、様々な歪補償技術が提案されている。その中で、近年最もよく採用されている歪補償技術として、ディジタルプリディストーション方式がある。

図４は本発明に関連するディジタルプリディストーション方式の歪補償回路を備えた無線送信装置の一構成例を示すブロック図である。図４の無線送信装置は、送信データ生成部２１と、ＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ−Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２２Ａ及び２２Ｂと、直交変調器２３と、基準信号生成部２４と、電力増幅器２５と、歪補償回路２０とを備えている。歪補償回路２０は、非線形歪補償演算部４と、方向性結合器２６と、直交復調器２７と、ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２８Ａ及び２８Ｂと、誤差算出及び歪補償係数更新部５Ａと、電力計算部８とから構成されている。

非線形歪補償演算部４では、送信データ生成部２１からのディジタル直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑに対して、予め算出された歪補償係数Ｋ、θに基づいた複素乗算による歪補償演算が行われる。そして、歪補償演算が行われた後の直交ベースバンド信号Ｉ”、Ｑ”は、ＤＡＣ２２Ａ及び２２Ｂによりアナログ信号に変換されてアナログ直交ベースバンド信号となる。次に、直交変調器２３は、このアナログ直交ベースバンド信号を、基準信号生成部２４からの信号によって直交変調信号に変換する。その後、この直交変調信号は、電力増幅器２５において電力増幅されてＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号として出力される。

また、電力増幅器２５の出力の一部は方向性結合器２６を介して直交復調器２７に帰還され、基準信号生成部２４からの信号によってアナログ直交ベースバンド信号に復調される。更に、このアナログ直交ベースバンド信号は、ＡＤＣ２８Ａ及び２８Ｂによりディジタル信号に変換されてディジタル直交ベースバンド信号となる。このディジタル直交ベースバンド帰還信号Ｉｂ、Ｑｂと、送信データ生成部２１からの直交ベースバンド入力信号Ｉ、Ｑを、誤差算出及び歪補償係数更新部５Ａで比較し、歪補償係数を更新する。非線形歪補償演算部４は、電力計算部８により算出される直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑの電力値をアドレスとして読出される歪補償係数を基に歪補償を行うことにより、適応歪補償を実現している。

以上説明した構成は一例であり、直交変調、直交復調にディジタル方式を採用する構成や、直接変調ではなく周波数変換器を用いた構成も提案されている。また、電力計算部８による電力値をアドレスとする代わりに、振幅計算部による電力値の平方根である振幅値をアドレスとして歪補償演算を行うような構成も提案されている。

上述したディジタルプリディストーション方式の歪補償回路を備えた無線送信装置の入出力特性の一例を図５に示す。図５は、電力増幅器２５の飽和入力レベルを１として正規化した入力レベルに対する、非線形歪補償演算部４単体、電力増幅器２５単体、及び無線送信装置全体の入出力特性をそれぞれ示している。非線形性を有する電力増幅器２５単体の入出力特性の逆特性を、非線形歪補償演算部４で与えることにより、無線送信装置全体として線形な入出力特性が得られていることがわかる。

しかし、歪補償を行う場合には、非線形歪補償演算部４単体の入出力特性が示す通り、振幅補償によって無補償の場合の飽和入力１に対して、飽和出力点の線形利得からの利得抑圧量分（約４ｄＢ〜６ｄＢ）だけ低い約０．５〜０．６の入力振幅において、歪補償演算後の信号振幅が電力増幅器２５の飽和点に達してしまう。これはすなわち、プリディストーション方式の歪補償回路では、出力バックオフ＝入力バックオフの関係が成り立つことを意味し、飽和領域におけるクリッピング歪に関しては補償できないことを示している。更に、歪補償を行うことによって、無補償の場合の飽和入力よりも数ｄＢ低い瞬時入力振幅成分に対しても電力増幅器の飽和領域に達してしまうため、クリッピング歪を増加させてしまい、歪補償効果が劣化するという問題がある。

なお、ここでいうクリッピング歪とは、ＡＭ／ＡＭ特性（振幅特性）が飽和点まで線形の理想リミッタ特性で、かつＡＭ／ＰＭ特性（位相特性）が平坦な理想アンプに、上述したＣＤＭＡ変調波信号を入力した場合に発生する、キャリア中心周波数からある離調周波数に対する漏洩電力比である。

このように、ディジタルプリディストーション方式による歪補償は、電力増幅器において発生するＡＭ／ＡＭ特性及びＡＭ／ＰＭ特性における非線形歪だけを補償するものであり、飽和領域におけるクリッピング歪を補償することはできない。したがって、ＣＤＭＡ変調やＯＦＤＭ変調のような多重変調波においては、平均電力に対して包絡線の瞬時電力が非常に大きな振幅成分を含むことにより、クリッピング歪が発生しやすいため、送信用電力増幅器の飽和電力を超えないように入力信号の瞬時最大電力を制限することが重要になる。

このような問題の要因となる包絡線の非常に大きな瞬時振幅成分を抑圧するための歪補償回路が特許文献１及び２に提案されている。

特許文献１では、図４の誤差算出及び歪補償係数更新部５Ａで算出される歪補償係数に制限を設けることで上述した問題を解決する方法が記載されている。図６は特許文献１に記載されているような誤差算出及び歪補償係数更新部の一構成例を示すブロック図である。

図６に示すように、誤差算出及び歪補償係数更新部５Ｂは、歪補償係数データメモリ７と、歪補償係数算出部６と、閾値設定部１６と、歪補償係数補正部１２と、歪補償演算後の信号電力計算部及び係数制限判定部１３とから構成されている。なお、図６において、図４に示した構成要素と同一の構成要素には同一符号を付している。

歪補償係数算出部６は、直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑと帰還信号Ｉｂ、Ｑｂを極座標上で比較して、振幅誤差と位相誤差を算出し、それに基づいた歪補償係数Ｋ、θを算出する。歪補償演算後の信号電力計算部及び係数制限判定部１３は、歪補償係数算出部６において算出された歪補償係数を用いて、入力された直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑに対して歪補償演算を行った後の信号の電力値ｘを計算する。その電力値ｘと、予め閾値設定部１６に設定された上限電力値Ｐｍａｘとの比較を行い、歪補償係数に制限を与えるかどうかを判定し、その判定結果と算出された歪補償演算後の電力値ｘを歪補償係数補正部１２へ出力する。

歪補償演算後の電力値ｘが上限電力値Ｐｍａｘ以下の場合、歪補償係数に制限を与えないと判定し、歪補償係数補正部１２は、歪補償係数算出部６において算出された歪補償係数を、そのまま歪補償係数データメモリ７に出力する。一方、歪補償演算後の電力値ｘが上限電力値Ｐｍａｘを超える場合は、歪補償係数に制限を与えると判定し、歪補償係数補正部１２は、歪補償係数算出部６において算出された歪補償係数に対して、振幅補償係数Ｋが１／ｍとなるような補正を行った後、歪補償係数データメモリ７に出力する。ここで、ｍは振幅制限係数であり、ｍ＝（ｘ／Ｐｍａｘ）^1/2 により算出される係数である。歪補償係数データメモリ７は、歪補償係数を電力計算部８からの直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑの電力値に対応させて記憶する。

図６に示すような誤差算出及び歪補償係数更新部５Ｂを備えた歪補償回路を用いることにより、入力信号に対して位相を維持したまま振幅補償係数の大きさを補正して歪補償演算後の信号振幅を制限することができる。

しかし、特許文献１記載の技術では、振幅補償係数自体に制限を加えているため、電力増幅器２５（図４参照）からの帰還信号Ｉｂ、Ｑｂは振幅制限されているが、直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑは振幅制限されていない。したがって、歪補償係数算出部６では、振幅制限されていない直交ベースバンド入力信号Ｉ、Ｑと、振幅制限された直交ベースバンド帰還信号Ｉｂ、Ｑｂとの比較演算により歪補償係数の算出が行われるため、正しい誤差演算を行うことができず、精度の高い歪補償は実現できないという問題がある。

この問題に対する解決方法として、特許文献２が提案している方法がある。これは、歪補償演算後のレベルが電力増幅器の飽和入力レベルを超えないようにするには、図５に示したとおり、入力レベルが非線形歪補償演算部４の歪補償可能な上限入力レベル（図３の例では約０．５〜０．６）を超えないようにすることでも実現できる、ということを利用したものである。つまり、出力バックオフ＝入力バックオフの関係から、歪補償演算を行う前段において、実効値＋出力バックオフ分の入力点で振幅最大値を制限する方法を提案している。

図７は特許文献２に記載の無線送信装置の一構成例を示すブロック図である。なお、図７において、図４に示した構成要素と同一の構成要素には同一符号を付している。図７の歪補償回路３０は、非線形歪補償演算部４の前段に、電力計算部１と、振幅制限判定及び係数算出部１４と、閾値設定部１５と、振幅最大値制限部３とを含んでおり、その他の構成要素は図４と同一である。

電力計算部１は、直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑの電力値Ｐを計算し、その電力値Ｐを振幅制限判定及び係数算出部１４へ出力する。振幅制限判定及び係数算出部１４は、電力値Ｐと予め閾値設定部１５に設定された電力値Ｐｔｈとを比較する。振幅制限判定及び係数算出部１４は、電力値Ｐが電力閾値Ｐｔｈ以下の場合には、振幅制限を行わないと判定し、１を乗算係数として出力する。一方、電力値Ｐが電力閾値Ｐｔｈより大きい場合には、振幅制限を行うと判定し、（Ｐｔｈ／Ｐ）^1/2 を乗算係数として出力する。なお、振幅制限を行う場合の乗算係数はこの値に限定されるものではなく、直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑの電力値Ｐが閾値Ｐｔｈ以下となるような値であればよい。

振幅最大値制限部３は、送信データ生成部２１からの直交ベースバンド信号のＩ成分及びＱ成分のそれぞれに対して、振幅制限判定及び係数算出部１４からの乗算係数を乗算することにより、円形クリッピングによる振幅最大値制限を行う。非線形歪補償演算部４は、振幅最大値制限が行われた後の直交ベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’に対して、歪補償係数に基づいた複素乗算による歪補償を行う。歪補償係数の更新方法と歪補償係数の参照方法は上述した例と同様である。

このように、直交座標上における円形クリッピングによって、直交ベースバンド送信信号の振幅最大値制限を行った後に非線形歪補償を行うことにより、誤差演算を誤らせることなくクリッピング歪成分の抑圧を実現し、その後の非線形歪補償効果を大幅に向上させることが可能となる。

特開２００１−２５１１４８号公報 特開２００３−１６８９３１号公報

しかしながら、特許文献２記載の技術では、電力増幅器２５の特性が常に一定ならば問題ないが、経年劣化や温度変化による電力増幅器２５の飽和出力レベルの低下（出力バックオフの低下）、あるいは電力増幅器２５の故障といった場合に対しては、動作を保証することができない。

例えば、電力増幅器２５の飽和出力レベルが低下した場合、図５に示した非線形歪補償演算部４の歪補償可能な上限入力レベルも低下するが、閾値設定部１５の電力閾値Ｐｔｈは変わらないため、振幅最大値制限後の信号レベルは、非線形歪補償演算部４の歪補償可能な上限入力レベルを超えてしまい、歪補償演算後の信号に対しては制限がないため、クリッピング歪を発生させてしまう。また、電力増幅器２５の飽和出力レベルが更に低下し、歪補償係数が発散してしまう場合、非常に大きな信号振幅が電力増幅器に入力されてしまい、電力増幅器を故障させてしまう恐れもある。

そのため、特許文献２記載の技術による直交ベースバンド信号に対する振幅最大値制限だけでは不十分であり、歪補償後の信号レベルや歪補償係数自体に制限をかけるような技術、例えば特許文献１記載の技術との併用が必要となるため、結局精度の高い歪補償係数の算出ができないという問題がある。

本発明の目的は、上述した課題を解決し、適応的に直交ベースバンド送信信号の振幅制限を行って歪補償効果を向上させることができる歪補償回路及び歪補償方法を提供することにある。

本発明による歪補償回路は、直交ベースバンド送信信号を増幅するための増幅器において発生する歪を補償するための歪補償回路であって、前記直交ベースバンド送信信号の電力値と入力される閾値とを比較して前記直交ベースバンド送信信号の振幅制限を行うか否かを判定し、前記振幅制限を行うと判定される場合に前記直交ベースバンド送信信号の電力値を前記入力される閾値以下とするための係数を乗算係数として出力する振幅制限判定及び係数算出手段と、前記直交ベースバンド送信信号に前記乗算係数を乗算することによって振幅最大値制限を行う振幅最大値制限手段と、前記振幅最大値制限手段の出力信号と前記増幅器の出力信号の一部を帰還させた帰還信号との誤差演算を行って振幅補償係数及び位相補償係数を算出する歪補償係数算出手段と、前記振幅最大値制限手段の出力信号の電力値または振幅値と対応付けて前記振幅補償係数及び前記位相補償係数を格納する記憶手段と、前記振幅補償係数及び前記位相補償係数を基に前記振幅最大値制限手段の出力信号に対する歪補償を行う歪補償演算手段と、前記記憶手段の格納内容を参照して前記歪補償演算手段による歪補償演算後の前記振幅最大値制限手段の出力信号の電力値が所定の閾値と略等しくなる場合の前記歪補償演算前の前記振幅最大値制限手段の出力信号の電力値を前記入力される閾値として算出する閾値算出手段とを含むことを特徴とする。

本発明による歪補償方法は、直交ベースバンド送信信号を増幅するための増幅器において発生する歪を補償するための歪補償回路の歪補償方法であって、前記直交ベースバンド送信信号の電力値と入力される閾値とを比較して前記直交ベースバンド送信信号の振幅制限を行うか否かを判定し、前記振幅制限を行うと判定される場合に前記直交ベースバンド送信信号の電力値を前記入力される閾値以下とするための係数を乗算係数として出力する振幅制限判定及び係数算出ステップと、前記直交ベースバンド送信信号に前記乗算係数を乗算することによって振幅最大値制限を行う振幅最大値制限ステップと、前記振幅最大値制限後の前記直交ベースバンド送信信号と前記増幅器の出力信号の一部を帰還させた帰還信号との誤差演算を行って振幅補償係数及び位相補償係数を算出する歪補償係数算出ステップと、前記振幅補償係数及び前記位相補償係数を基に前記振幅最大値制限後の前記直交ベースバンド送信信号に対する歪補償を行う歪補償演算ステップと、前記振幅最大値制限後の前記直交ベースバンド送信信号の電力値または振幅値と対応付けて前記振幅補償係数及び前記位相補償係数を格納する記憶手段の格納内容を参照して前記歪補償演算手段による歪補償演算後の前記直交ベースバンド送信信号の電力値が所定の閾値と略等しくなる場合の前記歪補償演算前の当該信号の電力値を前記入力される閾値として算出する閾値算出ステップとを含むことを特徴とする。

本発明によれば、適応的に直交ベースバンド送信信号の振幅制限を行って歪補償効果を向上させることができるという効果が得られる。

本発明の実施の形態について説明する前に、本発明の理解を助けるために、本発明の原理について図面を参照して説明する。図１は本発明の原理を説明するための歪補償回路の概略ブロック図である。

図１に示した歪補償回路は、直交ベースバンド送信信号Ｉ、Ｑを増幅するための増幅器において発生する歪を補償するための歪補償回路であって、直交ベースバンド送信信号Ｉ、Ｑの電力値と入力される閾値とを比較して直交ベースバンド送信信号Ｉ、Ｑの振幅制限を行うか否かを判定し、振幅制限を行うと判定される場合に直交ベースバンド送信信号Ｉ、Ｑの電力値を上記入力される閾値以下とするための係数を乗算係数として出力する振幅制限判定及び係数算出手段２０１と、直交ベースバンド送信信号Ｉ、Ｑに振幅制限判定及び係数算出手段２０１からの乗算係数を乗算することによって振幅最大値制限を行う振幅最大値制限手段２０２と、振幅最大値制限手段２０２の出力信号Ｉ’、Ｑ’と増幅器の出力信号の一部を帰還させた帰還信号Ｉｂ、Ｑｂとの誤差演算を行って振幅補償係数Ｋ及び位相補償係数θを算出する歪補償係数算出手段２０４と、振幅最大値制限手段２０２の出力信号Ｉ’、Ｑ’の電力値または振幅値と対応付けて振幅補償係数Ｋ及び位相補償係数θを格納する記憶手段２０５と、振幅補償係数Ｋ及び位相補償係数θを基に振幅最大値制限手段２０２の出力信号Ｉ’、Ｑ’に対する歪補償を行う歪補償演算手段２０３と、記憶手段２０５の格納内容を参照して歪補償演算手段２０３による歪補償演算後の振幅最大値制限手段２０２の出力信号Ｉ”、Ｑ”の電力値が所定の閾値と略等しくなる場合の歪補償演算前の振幅最大値制限手段２０２の出力信号Ｉ’、Ｑ’の電力値を上記入力される閾値として算出する閾値算出手段２０６とを含む。

このように、閾値算出手段２０６は、記憶手段２０５の格納内容を基に振幅制限判定及び係数算出手段２０１にて振幅制限を行うか否かを判定するための閾値を可変するようにしているので、適応的に直交ベースバンド送信信号の振幅制限を行って歪補償効果を向上させることができる。

なお、振幅制限判定及び係数算出手段２０１は、直交ベースバンド送信信号Ｉ、Ｑの電力値に代えて、直交ベースバンド送信信号Ｉ、Ｑの振幅値を上記入力される閾値と比較して振幅制限を行うか否かを判定し、振幅制限を行うと判定される場合に直交ベースバンド送信信号Ｉ、Ｑの振幅値を上記入力される閾値以下とするための係数を乗算係数として出力し、閾値算出手段２０６は、記憶手段２０５の格納内容を参照して歪補償演算後の振幅最大値制限手段２０２の出力信号Ｉ”、Ｑ”の振幅値が上記所定の閾値と略等しくなる場合の歪補償演算前の振幅最大値制限手段２０２の出力信号Ｉ’、Ｑ’の振幅値を上記入力される閾値として算出するようにしてもよい。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。

図２は本発明の第１の実施の形態による歪補償回路の構成を示すブロック図であり、図４及び図７と同等部分は同一符号にて示している。図２において、本発明の第１の実施の形態による歪補償回路は、無線通信システムにおける基地局等の無線送信装置において使用され、電力増幅器等の増幅手段において発生する歪を補償するための歪補償回路であり、電力計算部１と、振幅制限判定及び係数算出部２と、振幅最大値制限部３と、非線形歪補償演算部４と、誤差算出及び歪補償係数更新部５Ａと、電力計算部８と、入力電力閾値決定部９と、閾値設定部１０と、補償上限入力電力算出部１１とを含む。誤差算出及び歪補償係数更新部５Ａは、歪補償係数算出部６と、歪補償係数データメモリ７とを含む。

本発明の第１の実施の形態による歪補償回路は、ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑに対して、適応的に決定された閾値に基づいて振幅制限するものである。ここで、振幅制限方法としては、一般に、円形クリッピングによる振幅制限方法と、窓関数を用いた振幅制限方法がよく用いられる。

円形クリッピングによる振幅制限方法は、直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑの電力値を算出し、電力閾値を超える信号に対して、信号の位相を維持したまま振幅制限するものである。簡単な方法ではあるが、閾値を超えた部分についてのみ制限処理が施されるため、処理点の前後で不連続が生じてしまう。

一方、窓関数を用いた振幅制限方法は、直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑの電力値ｘが電力閾値ｙより大きい場合に、電力値ｘを電力閾値ｙ以下に制限するための窓関数を生成し、閾値を超えた電力点とその周辺信号に対して、一定の時間幅を持った上記窓関数で逓倍することにより実現される。窓関数としては、よく知られているハニング窓やカイザー窓を使用すればよい。この方法は、処理は複雑であるが、不連続点が生じることはない。どちらの方法を用いてもよいが、以下では円形クリッピングによる振幅制限方法を用いた場合について説明する。

電力計算部１は、直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑの電力値Ｐ（＝Ｉ² ＋Ｑ² ）を計算し、振幅制限判定及び係数算出部２へ出力する。振幅制限判定及び係数算出部２は、電力計算部１からの電力値Ｐと、入力電力閾値決定部９から与えられる電力閾値Ｐｔｈとを比較する。振幅制限判定及び係数算出部２は、電力値Ｐが電力閾値Ｐｔｈ以下の場合には、振幅制限を行わないと判定し、直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑをそのままとすべく、１を乗算係数として出力する。一方、電力値Ｐが電力閾値Ｐｔｈより大きい場合には、振幅制限を行うと判定し、（Ｐｔｈ／Ｐ）^1/2 を乗算係数として出力する。なお、振幅制限を行う場合の乗算係数はこの値に限定されるものではなく、直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑの電力値Ｐが閾値Ｐｔｈ以下となるような値であればよい。

振幅最大値制限部３は、直交ベースバンド信号のＩ成分及びＱ成分のそれぞれに対して、振幅制限判定及び係数算出部２からの乗算係数を乗算することにより、円形クリッピングによる振幅最大値制限を行う。非線形歪補償演算部４は、振幅最大値制限が行われた後の直交ベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’に対して、誤差算出及び歪補償係数更新部５Ａからの歪補償係数Ｋ、θに基づいた複素乗算による歪補償を行い、アナログ信号処理部（ＤＡＣ、直交変調器、電力増幅器等を含む）へ出力する。

歪補償係数算出部６は、直交ベースバンド入力信号Ｉ’、Ｑ’と、電力増幅器の出力の一部がディジタル信号に変調された直交ベースバンド帰還信号Ｉｂ、Ｑｂ（図４及び図７参照）を、極座標上で比較して振幅誤差と位相誤差を算出し、それに基づいた歪補償係数Ｋ、θを算出する。歪補償係数データメモリ７は、歪補償係数算出部６で算出された歪補償係数Ｋ、θを、電力計算部８で計算された直交ベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’の電力値Ｐ’に対応させて記憶する。

電力計算部８は、振幅制限された直交ベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’の電力値Ｐ’（＝Ｉ’² ＋Ｑ’² ）を計算し、歪補償係数データメモリ７へ出力する。なお、電力計算部８に代えて、直交ベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’の電力値Ｐ’の平方根である振幅値を計算する振幅計算部を用い、この振幅値と対応付けて歪補償係数Ｋ、θを歪補償係数データメモリ７に記憶するようにしてもよい。

入力電力閾値決定部９は、補償上限入力電力算出部１１で計算された歪補償可能な上限入力電力値Ｐｌｉｍを用いて、以下の条件に従い、直交ベースバンド信号の振幅制限最大値を与える電力閾値Ｐｔｈを決定する。
１．Ｐｌｉｍ＝Ｐｔｈ → 現状の電力閾値Ｐｔｈのままとする
２．Ｐｌｉｍ＜Ｐｔｈ → 電力閾値Ｐｔｈ＝Ｐｌｉｍに変更する
３．Ｐｌｉｍ＞Ｐｔｈ → 電力閾値Ｐｔｈ＝Ｐｌｉｍに変更する

入力電力閾値決定部９は、決定された電力閾値Ｐｔｈを振幅制限判定及び係数算出部２へ出力する。また、このように求めた電力閾値Ｐｔｈを数サンプル分記憶しておき、それらを平均化した電力閾値Ｐｔｈ‐ａｖｅを求め、これを振幅制限判定及び係数算出部２へ出力するようにしてもよい。

閾値設定部１０には、予め定められた上限電力値Ｐｍａｘが設定されている。上限電力値Ｐｍａｘの値は、電力増幅器の飽和出力レベルを与える飽和入力レベルとするのが好ましい。なお、上限電力値Ｐｍａｘは必ずしも飽和入力レベルである必要はなく、例えば消費電力低減やデバイス寿命等の観点から、増幅器に入力されるレベルを飽和入力レベルより低くしたいという場合には、上限電力値Ｐｍａｘの値を飽和入力レベルより小に設定してもよい。

補償上限入力電力算出部１１は、歪補償係数データメモリ７を参照し、歪補償演算後の直交ベースバンド信号の電力値が閾値設定部１０に設定された上限電力値Ｐｍａｘ（飽和入力レベル）となる入力電力値Ｐｌｉｍを算出する。つまり、入力電力値Ｐｌｉｍに対する振幅補償係数Ｋをαとすると、Ｐｍａｘ＝α×Ｐｌｉｍが成り立つ電力値Ｐｌｉｍを算出する。この電力値Ｐｌｉｍは、歪補償可能な上限入力電力値となる。歪補償係数データメモリ７は歪補償係数を入力電力値に対応させて記憶しているため、電力値Ｐｌｉｍは容易に求めることができる。

次に、本発明の第１の実施の形態による歪補償回路の動作について図２を参照して説明する。振幅制限判定及び係数算出部２は、電力計算部１で算出されたディジタル直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑの電力値Ｐと入力電力閾値決定部９から与えられる電力閾値Ｐｔｈと比較して、振幅制限を行うか否か判定する。振幅制限判定及び係数算出部２は、電力値Ｐが電力閾値Ｐｔｈ以下の場合には、振幅制限を行わないと判定し、１を乗算係数として振幅最大値制限部３へ出力する。一方、電力値Ｐが電力閾値Ｐｔｈより大きい場合には、振幅制限を行うと判定し、（Ｐｔｈ／Ｐ）^1/2 を乗算係数として振幅最大値制限部３へ出力する。

振幅最大値制限部３は、直交ベースバンド信号のＩ成分及びＱ成分のそれぞれに対して、振幅制限判定及び係数算出部２からの乗算係数を乗算することによって、円形クリッピングによる振幅最大値制限を行う。ここで、円形クリッピングの代わりに、窓関数を用いた振幅制限方法を適用してもよい。この場合、振幅制限判定及び係数算出部２は、電力値Ｐが電力閾値Ｐｔｈより大きい場合に（Ｐｔｈ／Ｐ）^1/2 が極となる下に凸の窓関数を生成し、振幅最大値制限部３は、直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑの閾値を越えた電力点とその周辺に対して、一定の時間幅を持った上記窓関数を乗算する。

振幅制限された直交ベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’は、非線形歪補償演算部４に入力される。非線形歪補償演算部４は、電力計算部８において算出される直交ベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’の電力値Ｐ’をアドレスとして歪補償係数データメモリ７から歪補償係数Ｋ、θを参照し、その歪補償係数Ｋ、θに基づいた複素乗算による歪補償演算を直交ベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’に対して行い、アナログ信号処理部へ出力する。

アナログ信号処理部に含まれる電力増幅器の出力の一部は、ディジタル信号に変調されて歪補償係数算出部６へ帰還される。歪補償係数算出部６は、この直交ベースバンド帰還信号Ｉｂ、Ｑｂと、直交ベースバンド入力信号Ｉ’、Ｑ’を極座標上で比較して振幅誤差と位相誤差を算出し、それに基づいた歪補償係数Ｋ、θを算出し、電力計算部８で計算された電力値Ｐ’に対応させて歪補償係数データメモリ７の値を更新する。非線形歪補償演算部４は、この更新された歪補償係数に基づいて歪補償を行うことにより、適応歪補償を実現している。

一方、補償上限入力電力算出部１１は、歪補償係数データメモリ７を参照して、歪補償演算後の直交ベースバンド信号Ｉ”、Ｑ”の電力値が閾値設定部１０に予め設定された上限電力値Ｐｍａｘ（飽和入力レベル）と略等しくなる入力電力値Ｐｌｉｍを算出する。これは、入力電力値Ｐｌｉｍに対する振幅補償係数Ｋをαとしたとき、Ｐｍａｘ＝α×Ｐｌｉｍが成り立つＰｌｉｍを算出する処理となる。つまり、電力値Ｐｌｉｍを超える入力電力を持つ信号が、歪補償演算された後に電力増幅器に入力されても、電力増幅器の飽和領域におけるクリッピング歪となって表れてしまうため、歪補償できていないことになる。したがって、上記電力値Ｐｌｉｍは、歪補償可能な上限入力電力値を表している。

この処理により、上限電力値Ｐｍａｘを与える上限入力電力値Ｐｌｉｍが、電力増幅器の特性に応じて求められ、なおかつ、入力信号をこの上限入力電力値Ｐｌｉｍ以下に制限すれば、電力増幅器のクリッピング歪を抑えることが可能となる。

そこで、入力電力閾値決定部９において、補償上限入力電力算出部１１で求められた歪補償可能な上限入力電力値Ｐｌｉｍを用いて、以下の条件に従い、直交ベースバンド信号の振幅制限最大値を与える電力閾値Ｐｔｈを決定する。
１．Ｐｌｉｍ＝Ｐｔｈ → 現状の電力閾値Ｐｔｈのままとする
２．Ｐｌｉｍ＜Ｐｔｈ → 電力閾値Ｐｔｈ＝Ｐｌｉｍに変更する
３．Ｐｌｉｍ＞Ｐｔｈ → 電力閾値Ｐｔｈ＝Ｐｌｉｍに変更する

各条件における動作の詳細と効果は以下の通りである。１．では、歪補償可能な上限入力電力値Ｐｌｉｍと電力閾値Ｐｔｈが等しいため、期待通りの制御ができていると判断し、電力閾値Ｐｔｈの変更はしない。

２．では、歪補償可能な上限入力電力値Ｐｌｉｍが電力閾値Ｐｔｈより小さいというのは、電力増幅器の特性が変動し、電力増幅器の飽和出力レベルを与える入力レベル＝歪補償可能な上限入力電力値Ｐｌｉｍが小さくなったことを意味している。つまり、電力増幅器の線形性が劣化したとも言える。よって、電力閾値Ｐｔｈは、歪補償可能は上限入力電力値Ｐｌｉｍまで小さくする（入力振幅最大値を小さくする）必要がある。これにより、電力増幅器に大きな信号振幅が入力されることを防ぎ、クリッピング歪を抑圧することができる。

３．では、歪補償可能な上限入力電力値Ｐｌｉｍが電力閾値Ｐｔｈより大きいというのは、電力増幅器の特性が変動し、電力増幅器の飽和出力レベルを与える入力レベル＝歪補償可能な上限入力電力値Ｐｌｉｍが大きくなったことを意味している。つまり電力増幅器の線形性がよくなったとも言える。よって電力閾値Ｐｔｈは、歪補償可能は上限入力電力値Ｐｌｉｍまで大きくする（入力振幅最大値を大きくする）ことができる。これにより、ＥＶＭ（Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）の劣化を抑えつつ、電力増幅器の特性を最大限活用することができる。

以上のようにして求めた電力閾値Ｐｔｈを、入力電力閾値決定部９は振幅制限判定及び係数算出部２へ出力する。このとき、電力閾値Ｐｔｈを入力電力閾値決定部９において数サンプル分記憶しておき、それらを平均化した電力閾値Ｐｔｈ‐ａｖｅを求め、これを振幅制限判定及び係数算出部２へ出力するようにしてもよい。

以上説明したように、本発明の第１の実施の形態では、電力増幅器の特性に応じて電力閾値Ｐｔｈが決定されるので、適応的に直交ベースバンド送信信号の振幅制限を行うことができ、歪補償効果を向上させることができる。また、歪補償後の信号振幅や歪補償係数自体に制限をかけるような技術、例えば特許文献１記載の技術との併用が不要であるので、精度の高い歪補償係数の算出が可能となる。

次に、本発明の第２の実施の形態による歪補償回路について図面を参照して説明する。本発明の第１の実施の形態では、電力閾値Ｐｔｈに基づいて振幅制限を行うか否かの判定が行われていたが、本発明の第２の実施の形態では、振幅閾値に基づいて振幅制限を行うか否かの判定が行われる。図３は本発明の第２の実施の形態による歪補償回路の構成を示すブロック図であり、図２と同等部分は同一符号にて示している。

図３に示すように、本発明の第２の実施の形態による歪補償回路の構成は、図２の電力計算部１、振幅制限判定及び係数算出部２、入力電力閾値決定部９、閾値設定部１０及び補償上限入力電力算出部１１を、振幅計算部１０１、振幅制限判定及び係数算出部１０２、入力振幅閾値決定部１０９、閾値設定部１１０及び補償上限入力振幅算出部１１１に置き換えたものである。

振幅計算部１０１は、直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑの振幅値Ｖ（電力値の平方根＝（Ｉ² ＋Ｑ² ）^1/2 ）を計算し、振幅制限判定及び係数算出部１０２へ出力する。振幅制限判定及び係数算出部１０２は、振幅計算部１０１からの振幅値Ｖと、入力振幅閾値決定部１０９から与えられる振幅閾値Ｖｔｈとを比較する。振幅制限判定及び係数算出部１０２は、振幅値Ｖが振幅閾値Ｖｔｈ以下の場合には、振幅制限を行わないと判定し、直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑをそのままとすべく、１を乗算係数として出力する。一方、振幅値Ｖが振幅閾値Ｖｔｈより大きい場合には、振幅制限を行うと判定し、（Ｖｔｈ／Ｖ）を乗算係数として出力する。なお、振幅制限を行う場合の乗算係数はこの値に限定されるものではなく、直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑの振幅値Ｖが振幅閾値Ｖｔｈ以下となるような値であればよい。

入力振幅閾値決定部１０９は、補償上限入力振幅算出部１１１で計算された歪補償可能な上限入力振幅値Ｖｌｉｍを用いて、以下の条件に従い、直交ベースバンド信号の振幅制限最大値を与える振幅閾値Ｖｔｈを決定する。
１．Ｖｌｉｍ＝Ｖｔｈ → 現状の振幅閾値Ｖｔｈのままとする
２．Ｖｌｉｍ＜Ｖｔｈ → 振幅閾値Ｖｔｈ＝Ｖｌｉｍに変更する
３．Ｖｌｉｍ＞Ｖｔｈ → 振幅閾値Ｖｔｈ＝Ｖｌｉｍに変更する

入力振幅閾値決定部１０９は、決定された振幅閾値Ｖｔｈを振幅制限判定及び係数算出部１０２へ出力する。また、このように求めた振幅閾値Ｖｔｈを数サンプル分記憶しておき、それらを平均化した振幅閾値Ｖｔｈ‐ａｖｅを求め、これを振幅制限判定及び係数算出部１０２へ出力するようにしてもよい。

閾値設定部１１０には、予め定められた上限振幅値Ｖｍａｘが設定されている。上限振幅値Ｖｍａｘの値は、電力増幅器の性能を最大限に活かすために、電力増幅器の飽和出力レベルを与える飽和入力レベルの振幅値（飽和入力レベルの平方根）とするのが好ましい。なお、上限振幅値Ｖｍａｘは必ずしも飽和入力レベルの平方根である必要はなく、これより小に設定してもよい。

補償上限入力振幅算出部１１１は、歪補償係数データメモリ７を参照し、歪補償演算後の直交ベースバンド信号Ｉ”、Ｑ”の振幅値（直交ベースバンド信号Ｉ”、Ｑ”の電力値の平方根）が閾値設定部１１０に設定された上限振幅値Ｖｍａｘとなる入力振幅値Ｖｌｉｍを算出する。つまり、入力振幅値Ｖｌｉｍの二乗で表される入力電力値に対する振幅補償係数Ｋをαとすると、Ｖｍａｘ² ＝α×Ｖｌｉｍ² が成り立つ振幅値Ｖｌｉｍを算出する。この振幅値Ｖｌｉｍは、歪補償可能な上限入力振幅値となる。歪補償係数データメモリ７は歪補償係数を入力電力値に対応させて記憶しているため、歪補償演算後の電力値（Ｖｍａｘ² ）から入力電力値（Ｖｌｉｍ² ）は容易に求めることができる。

その他の各部の処理動作は、図２と同様である。なお、図３においても、電力計算部８に代えて、直交ベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’の電力値Ｐ’の平方根である振幅値を計算する振幅計算部を用い、この振幅値と対応付けて歪補償係数Ｋ、θを歪補償係数データメモリ７に記憶するようにしてもよい。

以上説明したように、振幅閾値Ｖｔｈに基づいて振幅制限を行うか否かの判定が行われる本発明の第２の実施の形態においても、電力増幅器の特性に応じて振幅閾値Ｖｔｈが決定されるので、適応的に直交ベースバンド送信信号の振幅制限を行うことができ、歪補償効果を向上させることができる。また、歪補償後の信号振幅や歪補償係数自体に制限をかけるような技術、例えば特許文献１記載の技術との併用が不要であるので、精度の高い歪補償係数の算出が可能となる。

本発明の原理を説明するための歪補償回路の概略ブロック図である。 本発明の第１の実施の形態による歪補償回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態による歪補償回路の構成を示すブロック図である。 本発明に関連するディジタルプリディストーション方式の歪補償回路を備えた無線送信装置の一構成例を示すブロック図である。 ディジタルプリディストーション方式の歪補償回路の動作を示す説明図である。 特許文献１に記載の誤差算出及び歪補償係数更新部の一構成例を示すブロック図である。 特許文献２に記載の無線送信装置の一構成例を示すブロック図である。

符号の説明

１，８ 電力計算部
２，１０２ 振幅制限判定及び係数算出部
３ 振幅最大値制限部
４ 非線形歪補償演算部
５Ａ，５Ｂ 誤差算出及び歪補償係数更新部
６ 歪補償係数算出部
７ 歪補償係数データメモリ
９ 入力電力閾値決定部
１０，１１０ 閾値設定部
１１ 補償上限入力電力算出部
１０１ 振幅計算部
１０９ 入力振幅閾値決定部
１１１ 補償上限入力振幅算出部
２０１ 振幅制限判定及び係数算出手段
２０２ 振幅最大値制限手段
２０３ 歪補償演算手段
２０４ 歪補償係数算出手段
２０５ 記憶手段
２０６ 閾値算出手段

Claims (12)

1. 直交ベースバンド送信信号を増幅するための増幅器において発生する歪を補償するための歪補償回路であって、
   前記直交ベースバンド送信信号の電力値と入力される閾値とを比較して前記直交ベースバンド送信信号の振幅制限を行うか否かを判定し、前記振幅制限を行うと判定される場合に前記直交ベースバンド送信信号の電力値を前記入力される閾値以下とするための係数を乗算係数として出力する振幅制限判定及び係数算出手段と、
   前記直交ベースバンド送信信号に前記乗算係数を乗算することによって振幅最大値制限を行う振幅最大値制限手段と、
   前記振幅最大値制限手段の出力信号と前記増幅器の出力信号の一部を帰還させた帰還信号との誤差演算を行って振幅補償係数及び位相補償係数を算出する歪補償係数算出手段と、
   前記振幅最大値制限手段の出力信号の電力値または振幅値と対応付けて前記振幅補償係数及び前記位相補償係数を格納する記憶手段と、
   前記振幅補償係数及び前記位相補償係数を基に前記振幅最大値制限手段の出力信号に対する歪補償を行う歪補償演算手段と、
   前記記憶手段の格納内容を参照して前記歪補償演算手段による歪補償演算後の前記振幅最大値制限手段の出力信号の電力値が所定の閾値と略等しくなる場合の前記歪補償演算前の前記振幅最大値制限手段の出力信号の電力値を前記入力される閾値として算出する閾値算出手段とを含むことを特徴とする歪補償回路。
2. 前記所定の閾値は、前記増幅器の飽和入力レベルに略等しい値としたことを特徴とする請求項１記載の歪補償回路。
3. 前記振幅制限判定及び係数算出手段は、前記振幅制限を行うと判定される場合、前記乗算係数に代えて、前記直交ベースバンド送信信号の電力値を前記入力される閾値以下とするための窓関数を生成して出力し、
   前記振幅最大値制限手段は、前記直交ベースバンド送信信号に前記窓関数を乗算することによって前記振幅最大値制限を行うことを特徴とする請求項１または２記載の歪補償回路。
4. 前記振幅制限判定及び係数算出手段は、前記直交ベースバンド送信信号の電力値に代えて、前記直交ベースバンド送信信号の振幅値を前記入力される閾値と比較して前記振幅制限を行うか否かを判定し、前記振幅制限を行うと判定される場合に前記直交ベースバンド送信信号の振幅値を前記入力される閾値以下とするための係数を乗算係数として出力し、
   前記閾値算出手段は、前記記憶手段の格納内容を参照して前記歪補償演算後の前記振幅最大値制限手段の出力信号の振幅値が前記所定の閾値と略等しくなる場合の前記歪補償演算前の前記振幅最大値制限手段の出力信号の振幅値を前記入力される閾値として算出する請求項１記載の歪補償回路。
5. 前記所定の閾値は、前記増幅器の飽和入力レベルの平方根に略等しい値としたことを特徴とする請求項４記載の歪補償回路。
6. 前記振幅制限判定及び係数算出手段は、前記振幅制限を行うと判定される場合、前記乗算係数に代えて、前記直交ベースバンド送信信号の振幅値を前記入力される閾値以下とするための窓関数を生成して出力し、
   前記振幅最大値制限手段は、前記直交ベースバンド送信信号に前記窓関数を乗算することによって前記振幅最大値制限を行うことを特徴とする請求項４または５記載の歪補償回路。
7. 直交ベースバンド送信信号を増幅するための増幅器において発生する歪を補償するための歪補償回路の歪補償方法であって、
   前記直交ベースバンド送信信号の電力値と入力される閾値とを比較して前記直交ベースバンド送信信号の振幅制限を行うか否かを判定し、前記振幅制限を行うと判定される場合に前記直交ベースバンド送信信号の電力値を前記入力される閾値以下とするための係数を乗算係数として出力する振幅制限判定及び係数算出ステップと、
   前記直交ベースバンド送信信号に前記乗算係数を乗算することによって振幅最大値制限を行う振幅最大値制限ステップと、
   前記振幅最大値制限後の前記直交ベースバンド送信信号と前記増幅器の出力信号の一部を帰還させた帰還信号との誤差演算を行って振幅補償係数及び位相補償係数を算出する歪補償係数算出ステップと、
   前記振幅補償係数及び前記位相補償係数を基に前記振幅最大値制限後の前記直交ベースバンド送信信号に対する歪補償を行う歪補償演算ステップと、
   前記振幅最大値制限後の前記直交ベースバンド送信信号の電力値または振幅値と対応付けて前記振幅補償係数及び前記位相補償係数を格納する記憶手段の格納内容を参照して前記歪補償演算手段による歪補償演算後の前記直交ベースバンド送信信号の電力値が所定の閾値と略等しくなる場合の前記歪補償演算前の当該信号の電力値を前記入力される閾値として算出する閾値算出ステップとを含むことを特徴とする歪補償方法。
8. 前記所定の閾値は、前記増幅器の飽和入力レベルに略等しい値としたことを特徴とする請求項７記載の歪補償方法。
9. 前記振幅制限判定及び係数算出ステップは、前記振幅制限を行うと判定される場合、前記乗算係数に代えて、前記直交ベースバンド送信信号の電力値を前記入力される閾値以下とするための窓関数を生成して出力し、
   前記振幅最大値制限ステップは、前記直交ベースバンド送信信号に前記窓関数を乗算することによって前記振幅最大値制限を行うことを特徴とする請求項７または８記載の歪補償方法。
10. 前記振幅制限判定及び係数算出ステップは、前記直交ベースバンド送信信号の電力値に代えて、前記直交ベースバンド送信信号の振幅値を前記入力される閾値と比較して前記振幅制限を行うか否かを判定し、前記振幅制限を行うと判定される場合に前記直交ベースバンド送信信号の振幅値を前記入力される閾値以下とするための係数を乗算係数として出力し、
    前記閾値算出ステップは、前記記憶手段の格納内容を参照して前記歪補償演算後の前記直交ベースバンド送信信号の振幅値が前記所定の閾値と略等しくなる場合の前記歪補償演算前の当該信号の振幅値を前記入力される閾値として算出する請求項７記載の歪補償方法。
11. 前記所定の閾値は、前記増幅器の飽和入力レベルの平方根に略等しい値としたことを特徴とする請求項１０記載の歪補償方法。
12. 前記振幅制限判定及び係数算出ステップは、前記振幅制限を行うと判定される場合、前記乗算係数に代えて、前記直交ベースバンド送信信号の振幅値を前記入力される閾値以下とするための窓関数を生成して出力し、
    前記振幅最大値制限ステップは、前記直交ベースバンド送信信号に前記窓関数を乗算することによって前記振幅最大値制限を行うことを特徴とする請求項１０または１１記載の歪補償方法。

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