JP2009278813A - Instantaneous voltage drop compensator - Google Patents
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims abstract description 42
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 33
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 claims description 15
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 239000000126 substance Substances 0.000 description 2
- 238000003079 width control Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 230000000717 retained effect Effects 0.000 description 1
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Abstract
Description
本発明は、商用電源に瞬時電圧低下が発生した時、蓄積エネルギーによりインバータを介して負荷電圧を補償する瞬時電圧低下補償装置の改良に関するものである。 The present invention relates to an improvement in an instantaneous voltage drop compensator that compensates a load voltage via an inverter using stored energy when an instantaneous voltage drop occurs in a commercial power supply.
近年、落雷などによる電源系統での瞬時電圧低下( 以下、単に瞬低と称す) による障害が問題となっている。このため、銀行のオンライン、交通管制、コンピュータ制御や産業用製造設備、計測・制御用電源などの重要な負荷設備では、電源系統に発生した瞬低を速やかに検出して負荷設備に供給すべき電源電圧を補償する瞬時電圧低下補償装置が導入されている。 In recent years, a failure due to an instantaneous voltage drop (hereinafter simply referred to as “instantaneous drop”) in a power supply system due to lightning strikes has become a problem. For this reason, critical load facilities such as bank online, traffic control, computer control, industrial manufacturing facilities, and power supplies for measurement and control should be detected and supplied to the load facilities quickly. An instantaneous voltage drop compensator for compensating the power supply voltage has been introduced.
このような瞬低補償装置では、エネルギーを蓄積する方法として、バッテリーなど化学的エネルギーに蓄積するものやフライホイールなどの機械的な回転エネルギーで蓄積するものなどがあるが、超電導コイルに電流の形で蓄積する超電導エネルギー貯蔵装置(以下SMES)が知られている。 In such a sag compensator, there are methods for storing energy, such as those that store chemical energy such as batteries, and those that store mechanical rotational energy such as flywheels. A superconducting energy storage device (hereinafter referred to as SMES) is known.
代表的な装置は、電力が安定している期間に超電導コイルに電流エネルギーを蓄積し、瞬低発生時に蓄積した電力を電力系統に戻す瞬時電圧低下補償装置がある(特許文献1)。この装置の構成は、図8に示すように、1は交流電源系統に接続される交流入力端子、2は変圧器、3は電圧型インバータ回路で、交流電源系統に変圧器2を介して接続され、その交流電源系統との電圧の位相差及び電圧差を制御することにより、その交流電源系統とエネルギーの授受を行ない、交流を直流に変換したり、また逆に直流を交流に変換するものでIGBTなどの半導体スイッチで構成されている。 As a typical device, there is an instantaneous voltage drop compensator that accumulates current energy in a superconducting coil during a period when the power is stable and returns the accumulated power to the power system when a sag occurs (Patent Document 1). As shown in FIG. 8, 1 is an AC input terminal connected to an AC power supply system, 2 is a transformer, 3 is a voltage type inverter circuit, and is connected to the AC power supply system via the transformer 2 as shown in FIG. By controlling the phase difference and voltage difference of the voltage with the AC power supply system, energy is exchanged with the AC power supply system, and AC is converted into DC, or conversely, DC is converted into AC It is comprised by semiconductor switches, such as IGBT.
4は電圧型インバータ回路3の直流出力端子間に接続された直流コンデンサ、5は電流検出器、6はIGBTなどの半導体スイッチ8、9とダイオード10、11で構成されるチョッパ回路で、直流コンデンサ4に並列に接続される。7は超電導コイルで、前記チョッパ回路6に接続されている。12は超電導コイル・エネルギー貯蔵回路の制御回路、13は超電導コイル7に接続されたコイル電流検出器、 14は電圧検出器である。 4 is a DC capacitor connected between DC output terminals of the voltage type inverter circuit 3, 5 is a current detector, 6 is a chopper circuit composed of semiconductor switches 8 and 9 such as IGBTs and diodes 10 and 11. 4 are connected in parallel. A superconducting coil 7 is connected to the chopper circuit 6. 12 is a control circuit of the superconducting coil energy storage circuit, 13 is a coil current detector connected to the superconducting coil 7, and 14 is a voltage detector.
次に動作について説明する。まず、この回路動作は、最初に超電導コイル7にエネルギーを貯蔵する第1モード、超電導コイル7のエネルギーを保持する第2モード、超電導コイル7の貯蔵エネルギーを放出する第3モードの3種のモ―ドから構成される。表1は各モードと各状態、電圧型インバータの制御とチョッパ制御の関係を示している。 Next, the operation will be described. First, this circuit operation includes three modes: a first mode in which energy is first stored in the superconducting coil 7, a second mode in which the energy of the superconducting coil 7 is retained, and a third mode in which the energy stored in the superconducting coil 7 is released. -Consists of Table 1 shows the relationship between each mode and each state, voltage type inverter control and chopper control.
通常は瞬低補償のない状態で超電導コイル7の電流が設定値に満たない時には、超電導コイル7に電流を貯蔵する第1モードとなり、チョッパ回路6の半導体スイッチ8、9を開閉することにより直流コンデンサ4の端子電圧の平均レベルを降圧し、超電導コイル7の電流が設定値になるように制御する。 Normally, when the current of the superconducting coil 7 is less than the set value without the sag compensation, the first mode in which the current is stored in the superconducting coil 7 is entered, and direct current is generated by opening and closing the semiconductor switches 8 and 9 of the chopper circuit 6. The average level of the terminal voltage of the capacitor 4 is stepped down and controlled so that the current of the superconducting coil 7 becomes a set value.
この時の電圧型インバータ回路3は交流電源より直流コンデンサ4に電圧を供給して直流電圧が一定になるように、交流電源との電圧の位相差及び電圧差を制御して電力を供給する。次に瞬低補償のない状態で超電導コイル7の電流値が設定範囲内の時には、超電導コイル7に貯蔵された直流電流のエネルギーを還流する第2のモードとなり、チョッパ回路6は半導体スイッチ8または9を閉路する。例えば、半導体スイッチ8をオン(閉路)、半導体スイッチ9をオフ(開路)にした場合、超電導コイル7の電流はダイオード11−半導体スイッチ8を介して還流することになる。 At this time, the voltage type inverter circuit 3 supplies electric power by controlling the voltage phase difference and the voltage difference with the AC power supply so that the DC voltage is constant by supplying the voltage from the AC power supply to the DC capacitor 4. Next, when the current value of the superconducting coil 7 is within the set range in the state where there is no sag compensation, the second mode in which the energy of the direct current stored in the superconducting coil 7 is returned to the chopper circuit 6 9 is closed. For example, when the semiconductor switch 8 is turned on (closed) and the semiconductor switch 9 is turned off (opened), the current in the superconducting coil 7 circulates through the diode 11 -the semiconductor switch 8.
一方、半導体スイッチ9をオン(閉路)、半導体スイッチ8をオフ(開路)にした場合、超電導コイル7の電流は半導体スイッチ9−ダイオード10を介して還流することになる。即ち、超電導コイル7にエネルギーを保持する状態では、電圧型インバータ回路3にはコイル電流が流れないモードであり、電圧型インバータ3は直流電圧制御を維持するが超電導コイル7とは電力のやりとりはない状態となる。さらに電源系統で瞬低が発生した時には、瞬低補償の第3モードとなり、チョッパ回路6は昇圧チョッパ回路として動作し、超電導コイル7に保存されたエネルギーを直流コンデンサ4に放出するとともに、直流コンデンサ4の直流電圧を電圧型インバータ回路3の動作に応じた値に制御するように動作する。 On the other hand, when the semiconductor switch 9 is turned on (closed) and the semiconductor switch 8 is turned off (opened), the current in the superconducting coil 7 circulates through the semiconductor switch 9-diode 10. That is, in a state where energy is held in the superconducting coil 7, the voltage type inverter circuit 3 is in a mode in which no coil current flows, and the voltage type inverter 3 maintains DC voltage control but does not exchange power with the superconducting coil 7. No state. Further, when a voltage sag occurs in the power supply system, the third mode of voltage sag compensation is entered, and the chopper circuit 6 operates as a step-up chopper circuit, and releases the energy stored in the superconducting coil 7 to the DC capacitor 4, and the DC capacitor. 4 operates to control the DC voltage of 4 to a value corresponding to the operation of the voltage type inverter circuit 3.
電圧型インバータ回路3では、超電導コイル7に貯蔵された電気エネルギーを、直流コンデンサ4を介して逆変換動作により、交流電流に逆変換し、エネルギーを交流電源系統に放出する動作を行う。この第3モードでは、電圧型インバータ回路3により直流コンデンサ4の直流電圧を交流に変換して変圧器2を介して交流電源系統に電圧を供給するが、直流コンデンサ4の充電エネルギーは比較的小さいため、エネルギーを放出すると直流電圧は低下してしまう。この直流電圧の低下を防止するために半導体スイッチ8、9の両方をオフ(開路)することで超電導コイル7の電流はダイオード10、11を介して直流コンデンサ4を再充電する。このようにして交流系統からの電気を超電導コイル7に蓄積すると共に、瞬低時には直流コンデンサ4と超電導コイル7に蓄積した電気を、再び交流系統に戻すように構成されている。 In the voltage type inverter circuit 3, the electrical energy stored in the superconducting coil 7 is reversely converted into an alternating current through a direct current capacitor 4 by an inverse conversion operation, and the energy is discharged to the alternating current power supply system. In this third mode, the voltage type inverter circuit 3 converts the DC voltage of the DC capacitor 4 into AC and supplies the voltage to the AC power supply system via the transformer 2, but the charging energy of the DC capacitor 4 is relatively small. For this reason, when energy is released, the DC voltage decreases. In order to prevent this drop in DC voltage, both the semiconductor switches 8 and 9 are turned off (opened), so that the current in the superconducting coil 7 recharges the DC capacitor 4 via the diodes 10 and 11. In this way, the electricity from the AC system is stored in the superconducting coil 7, and the electricity stored in the DC capacitor 4 and the superconducting coil 7 is returned to the AC system again at the time of a sag.
このような瞬低補償装置では、直流コンデンサ4に蓄積する直流電圧を高く設定すると交流系統へ放出する出力容量を大きくすることができ、同じ出力容量であれば交流出力電流を小さくできるので損失が低下して効率を向上することができる。しかしながら、直流電圧を高くすると直流回路に接続している電圧型インバータ回路3に使用しているIGBTなどの半導体スイッチや半導体スイッチ8、9などに使用されるIGBTやダイオード10、11などの半導体類に印加される直流電圧の値も大きくなる。 In such a voltage sag compensator, if the DC voltage stored in the DC capacitor 4 is set high, the output capacity discharged to the AC system can be increased, and if the output capacity is the same, the AC output current can be reduced, so that the loss is reduced. The efficiency can be improved by lowering. However, when the DC voltage is increased, semiconductor switches such as IGBTs used in the voltage-type inverter circuit 3 connected to the DC circuit, semiconductors such as IGBTs used in the semiconductor switches 8 and 9, and diodes 10 and 11 are used. The value of the DC voltage applied to is also increased.
このため、通常は半導体類の定格に合わせて直流電圧を選定する事になるが、装置の出力容量を増加させたり、効率を上げるために少しでも直流電圧を上げることが必要になる。この場合、半導体類のスイッチング時に発生するサージ電圧などを許容値内に収めることは言うまでもないが、半導体類が非導通の時に印加される直流電圧を高くすると半導体類の故障率が高くなるという問題が発生する。図9はこれらの使用電圧と故障率の期待値の関係を示すもので、縦軸が故障率[FIT]でLOG目盛りになっているので、横軸の印加電圧の僅かな上昇が半導体類の故障率を大きくすることが示されている。 For this reason, the DC voltage is usually selected in accordance with the rating of the semiconductor, but it is necessary to increase the DC voltage as much as possible in order to increase the output capacity of the device or increase the efficiency. In this case, it goes without saying that the surge voltage generated during switching of the semiconductors falls within the allowable value. However, if the DC voltage applied when the semiconductors are non-conductive is increased, the failure rate of the semiconductors increases. Will occur. FIG. 9 shows the relationship between these operating voltages and the expected value of the failure rate. Since the vertical axis is the failure rate [FIT] and is a LOG scale, a slight increase in the applied voltage on the horizontal axis indicates the semiconductors. It has been shown to increase the failure rate.
FITは故障確率を表記する単位で、1個の部品が10億時間で故障した場合の故障率を1FITとしている。この例では印過電圧が1800Vの時の故障率は50FIT程度だが、印過電圧を2200Vにすると故障率は1000FIT程度と大幅に増加することが示される。すなわち直流電圧を高くすることは変換装置の効率を上げる事につながるが、反面、半導体類などの故障率も増大させるという問題が発生する。
本発明は上記問題を解消するため、待機時間における直流電圧値を、瞬時電圧低下補償運転時の直流電圧値よりも低くするように制御して半導体類の故障率を小さく抑えると共に、補償運転時の直流電圧は比較的高くして出力容量を大きくし、高効率を確保することができる瞬時電圧低下補償装置を提供することを目的とするものである。 In order to solve the above-mentioned problem, the present invention controls the DC voltage value during the standby time to be lower than the DC voltage value during the instantaneous voltage drop compensation operation to suppress the failure rate of the semiconductors, and at the time of the compensation operation. It is an object of the present invention to provide an instantaneous voltage drop compensator capable of ensuring a high efficiency by increasing the output capacity by relatively increasing the DC voltage.
本発明の請求項1記載の瞬時電圧低下補償装置は、電源系統に接続されるインバータ回路の直流出力端子間に直流コンデンサを接続し、この直流コンデンサにチョッパ回路を接続して、ここに直流エネルギー蓄積部を接続して、電源系統に接続された負荷に電力供給する商用電源に瞬時電圧低下が発生した時、直流エネルギー蓄積部の直流電圧により瞬時電圧低下前の負荷電圧を補償する瞬時電圧低下補償装置において、前記インバータ回路の制御回路に待機時における直流電圧値を、瞬時電圧低下補償運転時の直流電圧値よりも低く設定する回路を設けると共に、前記チョッパ回路の制御回路に、瞬時電圧低下補償運転時の直流電圧値を高くして電源系統に出力する回路を設けて、待機時における半導体類に加わる電圧を低く抑えるようにしたことを特徴とするものである。 The instantaneous voltage drop compensator according to claim 1 of the present invention has a DC capacitor connected between DC output terminals of an inverter circuit connected to a power supply system, and a chopper circuit connected to the DC capacitor. Instantaneous voltage drop that compensates for the load voltage before the instantaneous voltage drop by the DC voltage of the DC energy storage part when an instantaneous voltage drop occurs in the commercial power supply that connects the storage unit and supplies power to the load connected to the power supply system In the compensator, the control circuit of the inverter circuit is provided with a circuit for setting the DC voltage value during standby to be lower than the DC voltage value during the instantaneous voltage drop compensation operation, and the control circuit of the chopper circuit has an instantaneous voltage drop Provide a circuit to increase the DC voltage value during compensation operation and output it to the power supply system so that the voltage applied to the semiconductors during standby is kept low. It is characterized in that the.
本発明の請求項2記載の瞬時電圧低下補償装置は、請求項1において、直流コンデンサと直流エネルギー蓄積部に、電源系統からインバータ回路を介して充電するようにしたことを特徴とするものである。 The instantaneous voltage drop compensator according to claim 2 of the present invention is characterized in that, in claim 1, the DC capacitor and the DC energy storage unit are charged from the power supply system via an inverter circuit. .
本発明の請求項3記載の瞬時電圧低下補償装置は、請求項1において、直流コンデンサと直流エネルギー蓄積部にそれぞれ充電する直流電源を設けたことを特徴とするものである。 The instantaneous voltage drop compensator according to claim 3 of the present invention is characterized in that, in claim 1, a direct current power source for charging the direct current capacitor and the direct current energy storage unit is provided.
本発明の請求項4記載の瞬時電圧低下補償装置は、請求項1または2もしくは3において、直流エネルギー蓄積部が超電導コイルで形成されていることを特徴とするものである。 The instantaneous voltage drop compensator according to claim 4 of the present invention is characterized in that, in claim 1, 2 or 3, the DC energy storage part is formed of a superconducting coil.
本発明に係る請求項1記載の瞬時電圧低下補償装置によれば、待機時間における直流電圧値を、瞬時電圧低下補償運転時の直流電圧値よりも低くするように制御して半導体類の故障率を小さく抑えると共に、補償運転時の直流電圧は比較的高くして出力容量を大きくし、高効率を確保することができる。 According to the instantaneous voltage drop compensator according to claim 1 of the present invention, the failure rate of the semiconductor is controlled by controlling the DC voltage value during the standby time to be lower than the DC voltage value during the instantaneous voltage drop compensation operation. In addition, the DC voltage during the compensation operation can be made relatively high to increase the output capacity, thereby ensuring high efficiency.
また請求項2記載の瞬時電圧低下補償装置によれば、電源系統からインバータ回路を介して直流コンデンサと直流エネルギー蓄積部に、それぞれ充電することができる。 According to the instantaneous voltage drop compensator of the second aspect, the DC capacitor and the DC energy storage unit can be charged from the power supply system via the inverter circuit, respectively.
また請求項3記載の瞬時電圧低下補償装置によれば、直流コンデンサと直流エネルギー蓄積部にそれぞれ充電する直流電源を設けたので、制御が容易である。 According to the instantaneous voltage drop compensator of the third aspect, since the direct current power source for charging the direct current capacitor and the direct current energy storage unit is provided, the control is easy.
また請求項4記載の瞬時電圧低下補償装置によれば、直流エネルギー蓄積部を超電導コイルで形成したので、装置が小型で、耐久性にも優れている。 According to the instantaneous voltage drop compensator of the fourth aspect, since the DC energy storage part is formed of a superconducting coil, the apparatus is small and excellent in durability.
以下本発明の実施の一形態を図1ないし図4を参照して詳細に説明する。交流電源系統に接続される交流入力端子1に変圧器2を介してIGBTなどの半導体スイッチで構成された電圧型インバータ回路3が接続され、更にこの電圧型インバータ回路3の直流出力端子間に接続され直流コンデンサ4を介して、IGBTなどの半導体スイッチ8、9とダイオード10、11で構成されるチョッパ回路6が接続されている。このチョッパ回路6に超電導コイル7が接続され、ここにコイル電流検出器13が接続されている。 14は電圧検出器、15は交流入力端子1に接続された交流電圧検出用の変圧器で、電圧型インバータ回路3のインバータ制御回路100に接続され、検出した電圧を入力するようになっている。200はチョッパ回路6を制御するチョッパ制御回路である。 Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to FIGS. A voltage type inverter circuit 3 composed of a semiconductor switch such as IGBT is connected to an AC input terminal 1 connected to the AC power supply system via a transformer 2, and further connected between the DC output terminals of the voltage type inverter circuit 3. A chopper circuit 6 including semiconductor switches 8 and 9 such as IGBTs and diodes 10 and 11 is connected via a DC capacitor 4. A superconducting coil 7 is connected to the chopper circuit 6, and a coil current detector 13 is connected thereto. Reference numeral 14 is a voltage detector, and 15 is an AC voltage detection transformer connected to the AC input terminal 1, which is connected to the inverter control circuit 100 of the voltage type inverter circuit 3 so as to input the detected voltage. . Reference numeral 200 denotes a chopper control circuit that controls the chopper circuit 6.
図2はインバータ制御回路100の詳細を示す構成図であり、101は直流電圧基準Aで例えば1800Vに設定されている。102は直流電圧帰還を示すもので、図1の電圧検出器14の出力信号である。103は直流電圧制御回路を示すもので直流電圧帰還102の信号が直流電圧基準Aの、例えば1800Vになるように制御する。104は交流電圧基準で例えば電源系統の6.6KVに設定されている。105は交流電圧帰還を示すもので、図1の変圧器15の出力信号を整流した電圧信号である。106は交流電圧制御回路で交流電圧帰還105の信号を受けて交流電圧基準の例えば6.6KVになるように出力制御する、107は制御切替器で瞬低補償運転中は交流電圧制御側に切替へ、瞬低補償運転時以外は直流電圧制御側に切替を行う。109は交流電圧制御回路106の信号を受けて電圧型インバータ3のPWM信号を生成するPWM制御回路、110は電圧型インバータ3のスイッチ素子のゲートドライブを示す。 FIG. 2 is a block diagram showing the details of the inverter control circuit 100, where 101 is a DC voltage reference A set to, for example, 1800V. Reference numeral 102 denotes DC voltage feedback, which is an output signal of the voltage detector 14 of FIG. Reference numeral 103 denotes a DC voltage control circuit which controls the DC voltage feedback 102 so that the signal of the DC voltage reference 102 is, for example, 1800V. 104 is an AC voltage reference and is set to 6.6 KV of the power supply system, for example. Reference numeral 105 denotes AC voltage feedback, which is a voltage signal obtained by rectifying the output signal of the transformer 15 in FIG. 106 is an AC voltage control circuit that receives an AC voltage feedback 105 signal and controls the output so that the AC voltage reference is, for example, 6.6 KV. 107 is a control switch, and switches to the AC voltage control side during sag compensation operation. The switch is made to the DC voltage control side except during sag compensation operation. Reference numeral 109 denotes a PWM control circuit that receives a signal from the AC voltage control circuit 106 and generates a PWM signal of the voltage type inverter 3, and 110 denotes a gate drive of a switch element of the voltage type inverter 3.
図3は図1に示すチョッパ回路6のチョッパ制御回路200の構成図であり、201はコイル電流基準、202はコイル電流帰還を示すもので、図1に示すコイル電流検出器13の出力信号である。203はコイル電流制御回路を示すものでコイル電流帰還202の信号を受けてコイル電流基準201の値になるように制御する。204は、瞬低時に例えば2200Vに昇圧するように設定した直流電圧基準B、102は直流電圧帰還を示すもので、図1の電圧検出器14の出力信号である。206は直流電圧制御回路を示すもので直流電圧帰還102の信号が直流電圧基準Bの例えば2200Vになるように制御する。207は制御切替器で瞬低補償運転中は直流電圧制御側に切替へ、瞬低補償運転時以外はコイル電流制御側に切替を行う。209は直流電圧制御回路206の信号を受けてチョッパ回路6のPWM信号を生成するPWM制御回路、210はチョッパ回路6の半導体スイッチ8、9のゲートドライブを示す。 3 is a block diagram of the chopper control circuit 200 of the chopper circuit 6 shown in FIG. 1, in which 201 indicates a coil current reference, 202 indicates a coil current feedback, and the output signal of the coil current detector 13 shown in FIG. is there. A coil current control circuit 203 receives a signal from the coil current feedback 202 and controls the coil current reference 201 to have a value. Reference numeral 204 denotes a DC voltage reference B set so as to be boosted to, for example, 2200 V at the time of an instantaneous drop, and reference numeral 102 denotes DC voltage feedback, which is an output signal of the voltage detector 14 in FIG. Reference numeral 206 denotes a DC voltage control circuit which controls the DC voltage feedback 102 so that the signal of the DC voltage reference B is, for example, 2200V. A control switch 207 switches to the DC voltage control side during the sag compensation operation, and switches to the coil current control side except during the sag compensation operation. Reference numeral 209 denotes a PWM control circuit that receives a signal from the DC voltage control circuit 206 and generates a PWM signal of the chopper circuit 6. Reference numeral 210 denotes a gate drive of the semiconductor switches 8 and 9 of the chopper circuit 6.
上記回路の作用について説明すると、最初に超電導コイル7にエネルギーを貯蔵する第1モードでは、電圧型インバータ回路3は交流電源より直流コンデンサ4に電圧を供給して直流電圧が一定になるように、交流電源との電圧の位相差及び電圧差を制御して電力を供給すると共に、超電導コイル7に充電する。超電導コイル7のエネルギーを保持する第2モードでは、電圧検出器14で電圧を検出した直流電圧帰還(電圧信号)102と、図2のインバータ制御回路100を構成する101の直流電圧基準Aで設定した例えば1800Vとを比較して、電圧が1800Vになるように直流電圧制御回路103で調整する。 The operation of the above circuit will be described. In the first mode in which energy is first stored in the superconducting coil 7, the voltage type inverter circuit 3 supplies a voltage from the AC power source to the DC capacitor 4 so that the DC voltage becomes constant. Electric power is supplied by controlling the phase difference and voltage difference between the AC power supply and the superconducting coil 7. In the second mode in which the energy of the superconducting coil 7 is maintained, the DC voltage feedback (voltage signal) 102 whose voltage is detected by the voltage detector 14 and the DC voltage reference A 101 that constitutes the inverter control circuit 100 of FIG. For example, the direct current voltage control circuit 103 adjusts the voltage so that the voltage becomes 1800 V by comparing with 1800 V, for example.
またこの第2モードでは、コイル電流検出器13で検出した超電導コイル7の電流値が、図3のチョッパ制御回路200のコイル電流基準201と比較して、設定範囲内の時には、半導体スイッチ9をオン(閉路)、半導体スイッチ8をオフ(開路)にして、超電導コイル7の電流は半導体スイッチ9−ダイオード10を介して超電導コイル7に貯蔵された直流電流のエネルギーを還流させる。超電導コイル7にエネルギーを保持するこの第2モードでは、電圧型インバータ回路3にはコイル電流が流れず、電圧型インバータ回路3は直流電圧制御を維持するが電力のやりとりはない状態またはゲ―トブロック状態となる。 In this second mode, when the current value of the superconducting coil 7 detected by the coil current detector 13 is within the set range compared to the coil current reference 201 of the chopper control circuit 200 of FIG. On (closed), the semiconductor switch 8 is turned off (opened), and the current of the superconducting coil 7 recirculates the energy of the direct current stored in the superconducting coil 7 via the semiconductor switch 9-diode 10. In this second mode in which energy is held in the superconducting coil 7, no coil current flows through the voltage type inverter circuit 3, and the voltage type inverter circuit 3 maintains DC voltage control but does not exchange power, or a gate block. It becomes a state.
また交流電圧検出用の変圧器15では、常時、電源系統の電圧を測定し、インバータ制御回路100の交流電圧帰還(電圧信号)105と例えば6.6KVに設定されている交流電圧基準104とを比較し、電源系統で瞬低が発生した時には、図2のインバータ制御回路100で、瞬低補償運転108の信号を受けて制御切替器107がオンに切り替わり、交流電圧制御回路106から6.6KVに電圧制御するように、電圧型インバータ3のPWM制御回路109からゲートドライブ110に信号が出力されて、電圧型インバータ回路3では、直流コンデンサ4に貯蔵された電気エネルギーを逆変換動作により、交流電流に逆変換し、エネルギーが放出されて、電源系統の電圧を補償する。 The AC voltage detection transformer 15 constantly measures the voltage of the power supply system, and uses the AC voltage feedback (voltage signal) 105 of the inverter control circuit 100 and the AC voltage reference 104 set to, for example, 6.6 KV. In comparison, when a voltage sag occurs in the power supply system, the inverter control circuit 100 in FIG. 2 receives the signal of the voltage sag compensation operation 108 and the control switch 107 is turned on, and the AC voltage control circuit 106 changes to 6.6 KV. A signal is output from the PWM control circuit 109 of the voltage type inverter 3 to the gate drive 110 so that the voltage control is performed in the voltage type inverter 3. Inversely converted to current, energy is released to compensate the voltage of the power system.
一方、図3のチョッパ制御回路200では、電源系統で瞬低が発生すると、瞬低補償運転108の信号を受けて制御切替器207がオンに切替わり、電圧検出器14の検出電圧である直流電圧帰還102と204の直流電圧基準Bで2200Vに設定されている電圧とを比較して、直流電圧制御回路206からPWM制御回路209、ゲ−トドライブ210を経てチョッパ回路6の半導体スイッチ8、9を制御して2200Vに調整し、超電導コイル7に貯蔵された電気エネルギーを、直流コンデンサ4を介して逆変換動作により、交流電流に逆変換し、電源系統に放出する。 On the other hand, in the chopper control circuit 200 of FIG. 3, when a sag occurs in the power supply system, the control switch 207 is turned on in response to the signal of the sag compensation operation 108, and the direct current that is the detection voltage of the voltage detector 14 is switched. The voltage feedback 102 and 204 are compared with the voltage set to 2200 V by the DC voltage reference B, and the semiconductor switch 8 of the chopper circuit 6 through the PWM control circuit 209 and the gate drive 210 from the DC voltage control circuit 206, 9 is adjusted to 2200 V, and the electric energy stored in the superconducting coil 7 is reversely converted into an alternating current through the direct current capacitor 4 by an inverse conversion operation, and is discharged to the power supply system.
この場合、通常使用するパルス幅制御方式の電圧型インバータ回路では、直流電圧Vdcと交流出力電圧Vacの関係式は以下のように示される。
Vac=K・M・Vdc
ここでKは定数で、Mは0から1までの値をもつパルス幅制御の制御率を表している。所定の交流出力電圧Vacを得るために、電圧型インバータ回路3では直流電圧に応じて制御率Mを制御している。例えば、直流電圧Vdcが変化する場合でも、Vdcの変化に応じてMを制御することで交流出力電圧Vacを一定に制御できることになる。一方、直流電圧Vdcは図3の回路構成の場合では半導体スイッチ8、9のオフ区間を調整することで可変することができる。瞬低補償運転が無い待機モードの時は、図4に示すように、直流電圧基準Aを例えば1800Vに低く設定し、瞬低補償運転中は直流電圧基準Bを例えば2200Vに設定して、エネルギーを電源系統に放出する。
In this case, in a normally used voltage type inverter circuit of a pulse width control system, the relational expression between the DC voltage Vdc and the AC output voltage Vac is expressed as follows.
Vac = K ・ M ・ Vdc
Here, K is a constant, and M represents a control rate of pulse width control having a value from 0 to 1. In order to obtain a predetermined AC output voltage Vac, the voltage type inverter circuit 3 controls the control rate M according to the DC voltage. For example, even when the DC voltage Vdc changes, the AC output voltage Vac can be controlled to be constant by controlling M in accordance with the change in Vdc. On the other hand, the DC voltage Vdc can be varied by adjusting the OFF section of the semiconductor switches 8 and 9 in the case of the circuit configuration of FIG. As shown in FIG. 4, in the standby mode without the sag compensation operation, the DC voltage reference A is set to 1800V, for example, and during the sag compensation operation, the DC voltage reference B is set to 2200V, for example. To the power system.
つまり、待機モードにある時の直流電圧が1800Vであるとすると、瞬低時には半導体スイッチ8、9のオフ区間を長くすることで直流電圧Vdcを2200Vに高めることができる。このように、本発明の瞬時電圧低下補償装置が待機時では直流電圧を低く設定することで、直流回路に接続した半導体類の故障率を低い値に抑えると共に、瞬低時補償のモードでは直流電圧を高くすることで出力容量を大きくとることができる。通常では瞬時電圧低下補償のモードの時間は1秒以下の短い時間であるため、この時間だけ直流電圧を高くしても半導体の故障率に与える影響は極めて少ない。 In other words, assuming that the DC voltage in the standby mode is 1800V, the DC voltage Vdc can be increased to 2200V by lengthening the OFF section of the semiconductor switches 8 and 9 during a sag. In this way, the instantaneous voltage drop compensator of the present invention sets the DC voltage low during standby, thereby suppressing the failure rate of the semiconductors connected to the DC circuit to a low value, and in the instantaneous voltage compensation mode, the DC voltage is reduced. The output capacity can be increased by increasing the voltage. Normally, the instantaneous voltage drop compensation mode time is as short as 1 second or less, so even if the DC voltage is increased by this time, the influence on the failure rate of the semiconductor is extremely small.
次に本発明の他の実施の形態を図5〜7により説明する。図5は瞬時電圧低下補償装置の回路を説明するための構成図であり、図1と同一符号は同一または相当部分を示すもので説明を省略する。16は直流コンデンサ4を充電する直流電源で、抵抗17、ダイオード18を介して直流コンデンサ4を例えば1800Vで常時充電している。19、24はダイオード、20はIGBT等の半導体スイッチで構成されるチョッパ、21はIGBT等の半導体スイッチ、25は超電導コイル7を充電する直流電源。300は電圧型インバータ回路3のインバータ制御回路、400はチョッパ20のチョッパ制御回路である。 Next, another embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 5 is a block diagram for explaining the circuit of the instantaneous voltage drop compensator. The same reference numerals as those in FIG. Reference numeral 16 denotes a DC power supply for charging the DC capacitor 4, and the DC capacitor 4 is always charged at 1800 V, for example, via a resistor 17 and a diode 18. Reference numerals 19 and 24 denote diodes, 20 denotes a chopper composed of a semiconductor switch such as IGBT, 21 denotes a semiconductor switch such as IGBT, and 25 denotes a DC power source for charging the superconducting coil 7. Reference numeral 300 denotes an inverter control circuit of the voltage type inverter circuit 3, and 400 denotes a chopper control circuit of the chopper 20.
図6は電圧型インバータ回路3のインバータ制御回路300の詳細を示す構成図であり、図2で示した制御回路の一部の機能と同等であるが、超電導コイル7にエネルギーを貯蔵する第1モードとエネルギーを保持する第2モードでは、電圧型インバータ回路3のゲ−トは停止されている。 FIG. 6 is a configuration diagram showing details of the inverter control circuit 300 of the voltage type inverter circuit 3, which is equivalent to a part of the function of the control circuit shown in FIG. 2, but is a first for storing energy in the superconducting coil 7. In the second mode in which the mode and energy are maintained, the gate of the voltage type inverter circuit 3 is stopped.
図7はチョッパ20の制御回路400の詳細を示す構成図であり、図2で示した制御回路の一部の機能と同等であるが、チョッパ20のオン・オフ制御により超電導コイル7に流れる電流を制御するもので、超電導コイル7にエネルギーを貯蔵する第1モードと、エネルギーを保持する第2モードでは、チョッパ20に連続的にオン信号401が出力されている。 FIG. 7 is a configuration diagram showing details of the control circuit 400 of the chopper 20, which is equivalent to a part of the function of the control circuit shown in FIG. 2, but the current flowing through the superconducting coil 7 by the on / off control of the chopper 20. In the first mode in which energy is stored in the superconducting coil 7 and the second mode in which energy is held, the ON signal 401 is continuously output to the chopper 20.
上記回路構成では、直流コンデンサ4を直流電源16で、また超電導コイル7を直流電源25でそれぞれ別個に充電している点で、図1の外部電源から充電する点と異なっている。従って、超電導コイル7にエネルギーを貯蔵する第1モードとエネルギーを保持する第2モードでは、電圧型インバータ回路3はブロックされている状態となっている。また直流回路に接続した半導体類は、第1モードおよび第2モードでは、直流電源16の電源を例えば1800Vに低く設定して半導体類を保護している。また図7のチョッパ20の制御回路400では、連続的にチョッパ20をオンして超電導コイル7の電流をダイオード24を介して還流させている。 The above circuit configuration is different from the case of charging from the external power source in FIG. 1 in that the DC capacitor 4 is charged separately by the DC power source 16 and the superconducting coil 7 is separately charged by the DC power source 25. Therefore, in the first mode for storing energy in the superconducting coil 7 and the second mode for holding energy, the voltage type inverter circuit 3 is in a blocked state. Further, in the semiconductors connected to the DC circuit, in the first mode and the second mode, the power source of the DC power supply 16 is set to be low, for example, 1800 V to protect the semiconductors. Further, in the control circuit 400 of the chopper 20 in FIG. 7, the chopper 20 is continuously turned on to recirculate the current of the superconducting coil 7 through the diode 24.
電源系統で瞬低が発生した時には、図6のインバータ制御回路300で、瞬低補償運転108の信号を受けて制御切替器107がオンに切替わり、交流電圧制御回路106から6.6KVに電圧制御するように、電圧型インバータ3のPWM制御回路109からゲートドライブ110に信号が出力されて、電圧型インバータ回路3で、直流コンデンサ4に貯蔵されている電気エネルギーを逆変換動作により、交流電流に逆変換し、エネルギーが放出されて、電源系統の電圧を補償する。 When a voltage sag occurs in the power supply system, the inverter control circuit 300 of FIG. 6 receives the signal of the voltage sag compensation operation 108 and the control switch 107 is turned on, and the voltage from the AC voltage control circuit 106 is 6.6 KV. In order to control, a signal is output from the PWM control circuit 109 of the voltage type inverter 3 to the gate drive 110, and the electric energy stored in the DC capacitor 4 is converted by the voltage type inverter circuit 3 into an alternating current. The energy is released to compensate the voltage of the power system.
一方、図7のチョッパ制御回路400では、電源系統で瞬低が発生すると、瞬低補償運転108の信号を受けて制御切替器207がオンに切替わり、電圧検出器14の検出電圧である直流電圧帰還102と、204の直流電圧基準Bで2200Vに設定されている電圧とを比較して、直流電圧制御回路206からPWM制御回路209を経て、ゲ−トドライブ210からチョッパ20をオン・オフ制御して、超電導コイル7に貯蔵された電気エネルギーを直流コンデンサ4を介して、電圧型インバータ回路3で逆変換し6.6Vの交流電流に逆変換し、電源系統に放出する。 On the other hand, in the chopper control circuit 400 of FIG. 7, when a voltage sag occurs in the power supply system, the control switch 207 is turned on in response to the signal of the voltage sag compensation operation 108, and the DC voltage that is the detection voltage of the voltage detector 14 is switched. The voltage feedback 102 is compared with the voltage set to 2200V by the DC voltage reference B of 204, and the chopper 20 is turned on / off from the gate drive 210 through the PWM control circuit 209 from the DC voltage control circuit 206. By controlling, the electric energy stored in the superconducting coil 7 is reversely converted by the voltage-type inverter circuit 3 via the DC capacitor 4 and reversely converted to 6.6V AC current and released to the power supply system.
このように、電圧型インバータ回路3とチョッパ20は瞬低補償運転の有無により各制御回路300、400により動作し、図4に示すように瞬低補償運転中の直流電圧を高くすることができる。 As described above, the voltage type inverter circuit 3 and the chopper 20 are operated by the control circuits 300 and 400 depending on whether or not the sag compensation operation is performed, and the DC voltage during the sag compensation operation can be increased as shown in FIG. .
なお上記説明では、直流エネルギー蓄積部として超電導コイルを使用した場合について説明したが、バッテリーなど化学的エネルギーに蓄積するものやフライホイールなどの機械的な回転エネルギーで蓄積するものなどにも使用することができる。 In the above description, the case where a superconducting coil is used as a direct current energy storage unit has been described. However, the superconducting coil is used for a battery that stores chemical energy such as a battery or a mechanical wheel that stores mechanical energy such as a flywheel. Can do.
1 交流入力端子
2 変圧器
3 電圧型インバータ回路
4 直流コンデンサ
5 電流検出器
6 チョッパ回路
7 超電導コイル
8 半導体スイッチ
9 半導体スイッチ
10 ダイオード
11 ダイオード
12 超電導コイルの制御回路
13 コイル電流検出器
14 電圧検出器
15 交流電圧検出用の変圧器
16 直流電源
17 抵抗
18 ダイオード
19 ダイオード
20 チョッパ
21 半導体スイッチ
22 整流器
23 交流電源
24 ダイオード
25 直流電源
100 インバータ制御回路
101 直流電圧基準A
102 直流電圧帰還
103 直流電圧制御回路
104 交流電圧基準
105 交流電圧帰還
106 交流電圧制御回路
107 制御切替器
108 瞬低補償運転
109 PWM制御回路
110 ゲ−トドライブ
200 チョッパ制御回路
201 コイル電流基準
202 コイル電流帰還
204 直流電圧基準B
206 直流電圧制御回路
207 制御切替器
209 PWM制御回路
210 ゲ−トドライブ
300 インバータ制御回路
400 チョッパ制御回路
401 オン信号
1 AC input terminal
2 transformers
3 Voltage type inverter circuit
4 DC capacitor
5 Current detector
6 Chopper circuit
7 Superconducting coil
8 Semiconductor switch
9 Semiconductor switch
10 Diode
11 Diode
12 Superconducting coil control circuit
13 Coil current detector
14 Voltage detector
15 Transformer for AC voltage detection
16 DC power supply
17 Resistance
18 Diode
19 Diode
20 Chopper
21 Semiconductor switch
22 Rectifier
23 AC power supply
24 diodes
25 DC power supply
100 Inverter control circuit
101 DC voltage reference A
102 DC voltage feedback
103 DC voltage control circuit
104 AC voltage reference
105 AC voltage feedback
106 AC voltage control circuit
107 Control changer
108 Instantaneous low compensation operation
109 PWM control circuit
110 Gate drive
200 Chopper control circuit
201 Coil current reference
202 Coil current feedback
204 DC voltage reference B
206 DC voltage control circuit
207 Control changer
209 PWM control circuit
210 Gate drive
300 Inverter control circuit
400 Chopper control circuit
401 ON signal
Claims (4)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008129125A JP5264287B2 (en) | 2008-05-16 | 2008-05-16 | Instantaneous voltage drop compensation device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2009278813A true JP2009278813A (en) | 2009-11-26 |
JP5264287B2 JP5264287B2 (en) | 2013-08-14 |
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2008129125A Active JP5264287B2 (en) | 2008-05-16 | 2008-05-16 | Instantaneous voltage drop compensation device |
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