JP2009265031A - Radar device and radio transmitting characteristic measuring method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、レーダ装置および無線伝送特性測定方法に関し、特に、信号を出射し対象物から反射してくる信号を受信して所定の処理を行うことによって、当該出射された信号の伝送特性を測定するレーダ装置に用いて好適なものである。 The present invention relates to a radar apparatus and a radio transmission characteristic measuring method, and in particular, measures a transmission characteristic of the emitted signal by receiving a signal that is emitted and reflected from an object and performing predetermined processing. It is suitable for use in a radar apparatus.
近年、自車の周囲に存在する他車や歩行者等の物体までの距離・相対速度を高精度に計測するセンサとして、ミリ波レーダや赤外線レーダ等のレーダ装置が実用化されてきている。例えばミリ波レーダは、狭い幅のパルスを変調して生成したミリ波を出射し、対象物から反射してきた電波を受信して復調することで、伝搬時間やドップラー効果によって生じる周波数差などを基に、対象物の位置や自車との相対速度を測定する。 In recent years, radar devices such as millimeter wave radars and infrared radars have been put into practical use as sensors that measure the distance and relative speed to objects such as other vehicles and pedestrians existing around the vehicle with high accuracy. For example, a millimeter wave radar emits a millimeter wave generated by modulating a pulse with a narrow width, receives a radio wave reflected from an object, and demodulates it, so that a propagation time or a frequency difference caused by the Doppler effect is used. In addition, the position of the object and the relative speed with the own vehicle are measured.
レーダ方式としては、周波数変調を行う周波数変調方式（具体的には、ＦＭ−ＣＷ方式や２周波ＣＷ方式など）、パルス変調を行うパルス方式、位相変調を行うスペクトラム拡散（ＳＳ）方式などが一般的である。例えばＦＭ−ＣＷ方式では、周波数変調（ＦＭ）された連続波（ＣＷ）信号を送受信することにより、自車から周囲の対象物までの距離と相対速度とを同時に測定する。 As a radar system, a frequency modulation system that performs frequency modulation (specifically, an FM-CW system, a 2-frequency CW system, etc.), a pulse system that performs pulse modulation, a spread spectrum (SS) system that performs phase modulation, and the like are common. Is. For example, in the FM-CW method, the distance from the vehicle to the surrounding object and the relative speed are simultaneously measured by transmitting and receiving a frequency-modulated (FM) continuous wave (CW) signal.
レーダ装置が車両に搭載される場合、当該レーダ装置は、多重波や他レーダ干渉波など、比較的電波環境の悪い状況で使用されることになる。しかしながら、周波数変調方式やパルス方式は、干渉に脆弱という問題がある。例えば、複数の車両が並進している場合、自車から出射した電波の反射波に加え、他車から出射された電波またはその反射波も自車のレーダ装置にて受信される。この場合、レーダ装置では各受信電波が自車からの出射電波によるものか他車からの出射電波によるものかを区別できないため、距離や相対速度の正確な測定ができなくなってしまう。 When the radar apparatus is mounted on a vehicle, the radar apparatus is used in a situation where the radio wave environment is relatively poor, such as multiple waves and other radar interference waves. However, the frequency modulation method and the pulse method have a problem that they are vulnerable to interference. For example, when a plurality of vehicles are translating, in addition to the reflected wave of the radio wave emitted from the own vehicle, the radio wave emitted from the other vehicle or the reflected wave thereof is also received by the radar device of the own vehicle. In this case, the radar device cannot distinguish whether each received radio wave is emitted from its own vehicle or from another vehicle, and therefore it is impossible to accurately measure distance and relative speed.
一方、ＳＳ方式は、周波数変調方式やパルス方式に比べて、耐干渉性に優れているという特徴を有する。しかしながら、ＳＳ方式は、スペクトラム拡散をカバーするだけの広い占有帯域幅が必要で、広い帯域に拡散された信号を短時間で処理するために、高速な相関器が必要となる。そのため、回路構成が複雑になり、コストも増大するという問題がある。車載レーダは民生需要を目的とする一般車両に搭載するため、小型化・簡素化による経済性が求められている。しかし、ＳＳ方式ではこの要求に対応することができない。 On the other hand, the SS method has a feature that it is superior in interference resistance compared to a frequency modulation method and a pulse method. However, the SS method requires a wide occupied bandwidth that covers spread spectrum, and a high-speed correlator is required to process a signal spread in a wide band in a short time. Therefore, there is a problem that the circuit configuration becomes complicated and the cost increases. In-vehicle radars are mounted on general vehicles for consumer demand, so that economics are required by miniaturization and simplification. However, the SS method cannot meet this requirement.
上述した一般的な方式以外に、直交変調を用いて距離を測定する方式も提案されている（例えば、特許文献１参照）。この特許文献１では、所定の信号を直交変調することによって生成された同相成分と直交成分とが含まれる変調信号を送信し、対象物から反射してきた電波を受信して復調する。そして、同相成分と直交成分のうち一方の成分が他方の成分に漏洩した割合（分離度）を計算して、その計算した分離度を基に、自車から対象物までの距離を推定している。特許文献１では、直交変調の例として、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交波周波数分割多重）を挙げている。なお、以下に説明する本発明のレーダ装置も直交変調を利用するが、伝送特性測定の原理は特許文献１と全く異なっている。
本発明は、上述のような問題を解決するために成されたものであり、耐干渉性に優れ、かつ、高速な相関器が不要で回路構成の容易性にも優れたレーダ装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and provides a radar apparatus that is excellent in interference resistance, and that does not require a high-speed correlator and has excellent circuit configuration. For the purpose.
上記した課題を解決するために、本発明では、装置固有の識別情報を直交符号化するとともにＯＦＤＭ変調して生成した時間軸領域のベースバンド信号S(t)をアップコンバートして外部に送信し、外部の伝送路を介して送られてくる信号を受信する。そして、受信された信号をベースバンドにダウンコンバートするとともにＯＦＤＭ復調によって周波数軸領域の信号に変換した後、得られた復調信号と、上述した時間軸領域のベースバンド信号S(t)に対して周波数軸領域において複素共役の関係にある複素共役信号S*(ω)との積を演算するようにしている。 In order to solve the above-described problems, in the present invention, the baseband signal S (t) in the time domain generated by orthogonally encoding device-specific identification information and OFDM modulation is up-converted and transmitted to the outside. The signal sent through the external transmission path is received. Then, after down-converting the received signal to baseband and converting it to a signal in the frequency axis domain by OFDM demodulation, the obtained demodulated signal and the above-mentioned baseband signal S (t) in the time axis domain The product of the complex conjugate signal S * (ω) having a complex conjugate relationship in the frequency axis region is calculated.
上記のように構成した本発明によれば、伝送路上での伝送特性が畳み込まれた信号が受信部にて受信されるが、送信部から送信される信号は装置固有の識別情報という既知の固定情報を直交符号化したベースバンド信号から生成されているため、当該ベースバンド信号に対する既知の複素共役信号をフィルタとする相関演算を行うことによって、受信した信号に畳み込まれている伝送特性の中から、装置固有の識別情報との相関性が高い伝送特性の信号成分を取り出すことができる。ここで、信号の直交性により、他のレーダ装置から送信され伝送路を介して受信された信号の伝送特性は相関演算によって排除され、自身のレーダ装置から送信された信号の伝送特性だけを完全に分離して取り出すことができる。これにより、優れた耐干渉性を実現することができる。 According to the present invention configured as described above, a signal in which transmission characteristics on the transmission path are convoluted is received by the receiving unit, but the signal transmitted from the transmitting unit is known as device-specific identification information. Since the fixed information is generated from a baseband signal obtained by orthogonally encoding the fixed information, a correlation operation using a known complex conjugate signal for the baseband signal as a filter is performed, so that the transmission characteristic convolved with the received signal is A signal component having a transmission characteristic with high correlation with identification information unique to the device can be extracted. Here, due to the orthogonality of the signals, the transmission characteristics of the signals transmitted from other radar devices and received via the transmission path are eliminated by the correlation calculation, and only the transmission characteristics of the signals transmitted from the own radar devices are completely eliminated. Can be separated and taken out. Thereby, excellent interference resistance can be realized.
また、本発明によれば、受信した信号がベースバンドに周波数変換された後に相関演算が行われるので、ベースバンドの狭帯域で相関演算を行うことができる。これにより、広帯域に拡散された信号を短時間で処理するような高速な相関器は不要となり、回路構成を簡素化することができる。以上により、本発明によれば、耐干渉性に優れ、かつ、高速な相関器が不要で回路構成の容易性にも優れたレーダ装置を提供することができる。 Further, according to the present invention, since the correlation calculation is performed after the received signal is frequency converted to the baseband, the correlation calculation can be performed in a narrow band of the baseband. As a result, a high-speed correlator that processes a signal spread over a wide band in a short time is unnecessary, and the circuit configuration can be simplified. As described above, according to the present invention, it is possible to provide a radar apparatus that is excellent in interference resistance, and that does not require a high-speed correlator and has excellent circuit configuration.
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本実施形態によるレーダ装置の送信側の構成例を示す図である。図２は、本実施形態によるレーダ装置の受信側の構成例を示す図である。図１に示すように、送信側の信号処理系統１０は、S(t)記憶部１１、直交変調部１２および送信部１３を備えて構成されている。また、図２に示すように、受信側の信号処理系統２０は、受信部２１、直交復調部２２、ＦＦＴ処理部２３、S*(ω)記憶部２４、相関演算部２５およびＩＦＦＴ処理部２６を備えて構成されている。 Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of the transmission side of the radar apparatus according to the present embodiment. FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the receiving side of the radar apparatus according to the present embodiment. As shown in FIG. 1, the signal processing system 10 on the transmission side includes an S (t) storage unit 11, an orthogonal modulation unit 12, and a transmission unit 13. As shown in FIG. 2, the signal processing system 20 on the receiving side includes a receiving unit 21, an orthogonal demodulating unit 22, an FFT processing unit 23, an S * (ω) storage unit 24, a correlation calculation unit 25, and an IFFT processing unit 26. It is configured with.
図１に示す送信側の信号処理系統１０において、S(t)記憶部１１は、レーダ装置固有の識別情報を直交符号化するとともにＯＦＤＭ変調することによって同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）とで表された時間軸領域のベースバンド信号S(t)をあらかじめ記憶した記録媒体であり、例えばＲＯＭあるいはＥＥＰＲＯＭ等により構成される。このS(t)記憶部１１は、本発明の記憶部に相当する。ベースバンド信号S(t)は、図３に示す処理によってあらかじめ生成しておく。 In the signal processing system 10 on the transmission side shown in FIG. 1, the S (t) storage unit 11 performs orthogonal encoding and OFDM modulation on identification information unique to the radar apparatus, thereby performing in-phase component (I) and quadrature component (Q). Is a recording medium that stores in advance the baseband signal S (t) in the time axis region expressed by the above, and is configured by, for example, a ROM or an EEPROM. The S (t) storage unit 11 corresponds to the storage unit of the present invention. The baseband signal S (t) is generated in advance by the process shown in FIG.
図３は、ベースバンド信号S(t)およびこれと周波数軸領域において複素共役の関係を有する複素共役信号S*(ω)を生成する装置の構成例を示す図である。図３において、ベースバンド信号S(t)は、直交符号化部３１およびＯＦＤＭ変調部３２の各処理を行うことによって生成する。すなわち、直交符号化部３１は、レーダ装置固有の識別情報であるＩＤを直交符号化することにより、ＩＤを同相成分（Ｉ）および直交成分（Ｑ）から成る直交符号に変換する。ＯＦＤＭ変調部３２は、直交符号化されたＩＤを公知の手法によりＯＦＤＭ変調することにより、時間軸領域で表した変調信号S(t)を生成する。この変調信号S(t)は、変調周波数がベースバンド近辺の低周波領域にあるベースバンド信号である。 FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of an apparatus that generates the baseband signal S (t) and the complex conjugate signal S * (ω) having a complex conjugate relationship with the baseband signal S (t) in the frequency axis region. In FIG. 3, the baseband signal S (t) is generated by performing each process of the orthogonal encoding unit 31 and the OFDM modulation unit 32. That is, the orthogonal encoding unit 31 converts the ID into an orthogonal code composed of the in-phase component (I) and the orthogonal component (Q) by orthogonally encoding the ID that is identification information unique to the radar apparatus. The OFDM modulation unit 32 generates a modulation signal S (t) expressed in the time axis region by OFDM-modulating the orthogonally encoded ID by a known method. The modulation signal S (t) is a baseband signal whose modulation frequency is in a low frequency region near the baseband.
レーダ装置固有のＩＤを直交符号化してＯＦＤＭ変調することにより、ＯＦＤＭ変調されたベースバンド信号S(t)を生成しているが、一般的にはベースバンド信号S(t)は複素数で表される。なお、ここで生成するベースバンド信号S(t)は伝送路に送る前の（伝送路の影響を受ける前の）信号であるから、Ｉ成分またはＱ成分の値がゼロとなるようにベースバンド信号S(t)を定義しても良い。また、ベースバンド信号S(t)は、Ｉ成分またはＱ成分の一方のみで表すようにしても良い。 An OFDM-modulated baseband signal S (t) is generated by orthogonally encoding the ID unique to the radar device and performing OFDM modulation. Generally, the baseband signal S (t) is represented by a complex number. The Since the baseband signal S (t) generated here is a signal before being sent to the transmission line (before being affected by the transmission line), the baseband signal S (t) is set so that the value of the I component or the Q component becomes zero. The signal S (t) may be defined. Further, the baseband signal S (t) may be represented by only one of the I component and the Q component.
以上のように直交符号化部３１およびＯＦＤＭ変調部３２によってベースバンド信号S(t)を生成したら、そのベースバンド信号S(t)をS(t)記憶部１１に記憶させる。なお、直交符号化部３１およびＯＦＤＭ変調部３２を含む装置は、本実施形態のレーダ装置とは別体として構成され、レーダ装置の出荷前にベースバンド信号S(t)を生成する。ベースバンド信号S(t)は、レーダ装置に固有の既知のＩＤから生成される固定情報であるため、あらかじめ生成してS(t)記憶部１１に記憶しておくことが可能である。 When the baseband signal S (t) is generated by the orthogonal encoding unit 31 and the OFDM modulation unit 32 as described above, the baseband signal S (t) is stored in the S (t) storage unit 11. Note that the apparatus including the orthogonal encoding unit 31 and the OFDM modulation unit 32 is configured separately from the radar apparatus of the present embodiment, and generates a baseband signal S (t) before the radar apparatus is shipped. Since the baseband signal S (t) is fixed information generated from a known ID unique to the radar apparatus, it can be generated in advance and stored in the S (t) storage unit 11.
直交変調部１２は、S(t)記憶部１１からベースバンド信号S(t)を読み出し、当該読み出したベースバンド信号S(t)を直交変調することによって周波数変換を行う。ここで、直交変調部１２は、ベースバンド信号S(t)をＲＦ（Radio Frequency）信号にアップコンバートして送信部１３に供給する。送信部１３は、図示しないアンテナを備え、直交変調部１２により生成された直交変調信号（ＲＦ信号）を外部に送信する。 The quadrature modulation unit 12 reads the baseband signal S (t) from the S (t) storage unit 11, and performs frequency conversion by performing quadrature modulation on the read baseband signal S (t). Here, the quadrature modulation unit 12 up-converts the baseband signal S (t) into an RF (Radio Frequency) signal and supplies it to the transmission unit 13. The transmission unit 13 includes an antenna (not shown), and transmits the quadrature modulation signal (RF signal) generated by the quadrature modulation unit 12 to the outside.
図１に示すように、直交変調部１２は、ミキサ１２ａ，１２ｂ、加算器１２ｃおよび局部発振器（ＬＯＳＣ）１２ｄを備えている。一方のミキサ１２ａは、S(t)記憶部１１から読み出したベースバンド信号S(t)のＩ成分と、局部発振器１２ｄから出力される同相の局部発振信号とを周波数混合することによって、Ｉ成分の信号をＲＦ信号に変換する。すなわち、一方のミキサ１２ａは、ＲＦ周波数帯の局部発振信号をベースバンド信号S(t)のＩ成分によって変調する。 As shown in FIG. 1, the quadrature modulation unit 12 includes mixers 12a and 12b, an adder 12c, and a local oscillator (LOSC) 12d. One mixer 12a frequency-mixes the I component of the baseband signal S (t) read from the S (t) storage unit 11 and the in-phase local oscillation signal output from the local oscillator 12d, thereby producing an I component. Are converted into RF signals. That is, one mixer 12a modulates the local oscillation signal in the RF frequency band with the I component of the baseband signal S (t).
他方のミキサ１２ｂは、S(t)記憶部１１から読み出したベースバンド信号S(t)のＱ成分と、局部発振器１２ｄから出力される直交の（つまり、同相の局部発振信号から位相が９０°ずれた）局部発振信号とを周波数混合することによって、Ｑ成分の信号をＲＦ信号に変換する。すなわち、他方のミキサ１２ｂは、ＲＦ周波数帯の局部発振信号をベースバンド信号S(t)のＱ成分によって変調する。加算器１２ｃは、２つのミキサ１２ａ，１２ｂから出力されるＩ成分およびＱ成分のＲＦ信号を合成して送信部１３に出力する。 The other mixer 12b has a Q component of the baseband signal S (t) read from the S (t) storage unit 11 and a quadrature (that is, 90 ° phase from the local oscillation signal having the same phase) output from the local oscillator 12d. The Q component signal is converted to an RF signal by frequency mixing with the local oscillation signal that has been shifted. That is, the other mixer 12b modulates the local oscillation signal in the RF frequency band with the Q component of the baseband signal S (t). The adder 12c combines the RF signals of the I component and the Q component output from the two mixers 12a and 12b and outputs the synthesized signal to the transmission unit 13.
次いで、図２に示す受信側の信号処理系統２０において、受信部２１は、図示しないアンテナを備え、レーダ装置の外部の伝送路を介して送られてくる直交変調信号（ＲＦ信号）を受信する。受信部２１にて受信される直交変調信号は、レーダ装置の周囲にある測定対象物での反射を含む伝送路上での伝送特性f(t)がベースバンド信号S(t)と畳み込み演算されているため、∫f(t−τ)S(τ)dτのような畳み込み積分の形で表現される。 Next, in the signal processing system 20 on the reception side shown in FIG. 2, the reception unit 21 includes an antenna (not shown) and receives an orthogonal modulation signal (RF signal) transmitted via a transmission path outside the radar apparatus. . The quadrature modulation signal received by the receiving unit 21 is subjected to a convolution calculation of the transmission characteristic f (t) on the transmission path including the reflection from the measurement object around the radar device and the baseband signal S (t). Therefore, it is expressed in the form of a convolution integral such as ∫f (t−τ) S (τ) dτ.
なお、受信部２１が受信する直交変調信号には、自身のレーダ装置が備える送信部１３から送信された直交変調信号が周囲の測定対象物にて反射してきたものの他に、他のレーダ装置から送信された直交変調信号が周囲の測定対象物にて反射あるいは直射してきたものが含まれている場合もある。例えば、近くを並進している自車と他車との双方にレーダ装置が搭載されている場合には、自車のレーダ装置から送信されて周囲の測定対象物にて反射してきた直交変調信号の他に、他車のレーダ装置から送信されて周囲の測定対象物にて反射してきた直交変調信号が受信部２１にて受信される。 Note that the quadrature modulation signal received by the receiving unit 21 includes signals from other radar devices in addition to the signal from the quadrature modulation signal transmitted from the transmission unit 13 included in the radar device reflected by the surrounding measurement object. There may be a case where the transmitted quadrature modulation signal is reflected or directly reflected by a surrounding measurement object. For example, when the radar device is mounted on both the own vehicle and other vehicles that are translating nearby, the orthogonal modulation signal transmitted from the radar device of the own vehicle and reflected by the surrounding measurement object In addition, the quadrature modulation signal transmitted from the radar device of another vehicle and reflected by the surrounding measurement object is received by the receiving unit 21.
直交復調部２２は、受信部２１により受信された直交変調信号（ＲＦ信号）をベースバンドに復調することによって周波数変換を行う。直交復調部２２は、ミキサ２２ａ，２２ｂおよび局部発振器２２ｃを備えている。一方のミキサ２２ａは、受信部２１にて受信した直交変調信号のＩ成分と、局部発振器２２ｃから出力される同相の局部発振信号とを周波数混合することによって、Ｉ成分の信号をベースバンドにダウンコンバートする。他方のミキサ２２ｂは、受信部２１にて受信した直交変調信号のＱ成分と、局部発振器２２ｃから出力される直交の局部発振信号とを周波数混合することによって、Ｑ成分の信号をベースバンドにダウンコンバートする。 The quadrature demodulator 22 performs frequency conversion by demodulating the quadrature modulation signal (RF signal) received by the receiver 21 to baseband. The orthogonal demodulator 22 includes mixers 22a and 22b and a local oscillator 22c. One mixer 22a frequency-mixes the I component of the quadrature modulation signal received by the receiving unit 21 and the in-phase local oscillation signal output from the local oscillator 22c, thereby reducing the I component signal to baseband. Convert. The other mixer 22b frequency-mixes the Q component of the quadrature modulation signal received by the receiving unit 21 and the quadrature local oscillation signal output from the local oscillator 22c, thereby reducing the Q component signal to baseband. Convert.
ＦＦＴ処理部２３は、本発明のＯＦＤＭ復調部に相当するものであり、直交復調部２２により生成されたＩＱ成分の復調信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行い、以下に述べるF(ω)S(ω)の信号を生成する。ここで行うＦＦＴ処理は、ベースバンド信号S(t)を生成する際に図３のＯＦＤＭ変調部３２にて行ったＯＦＤＭ変調に対する公知のＯＦＤＭ復調処理に相当する。一般に、∫f(t−τ)S(τ)dτのような時間軸処理の畳み込み積分をフーリエ変換すると、周波数軸領域でF(ω)S(ω)のように表現される。よって、ＦＦＴ処理部２３の出力信号は、F(ω)S(ω)の形で表されるＯＦＤＭ復調信号となる。 The FFT processor 23 corresponds to the OFDM demodulator of the present invention, and performs a fast Fourier transform (FFT) process on the demodulated signal of the IQ component generated by the orthogonal demodulator 22 to obtain F ( A signal of ω) S (ω) is generated. The FFT process performed here corresponds to a known OFDM demodulation process for the OFDM modulation performed by the OFDM modulation unit 32 of FIG. 3 when generating the baseband signal S (t). In general, when a convolution integral of time axis processing such as ∫f (t−τ) S (τ) dτ is Fourier transformed, it is expressed as F (ω) S (ω) in the frequency axis region. Therefore, the output signal of the FFT processing unit 23 is an OFDM demodulated signal expressed in the form of F (ω) S (ω).
S*(ω)記憶部２４は、時間軸領域で表したベースバンド信号S(t)と複素共役の関係にある周波数軸領域の複素共役信号S*(ω)をあらかじめ記憶した記録媒体であり、例えばＲＯＭあるいはＥＥＰＲＯＭ等により構成される。このS*(ω)記憶部２４も、本発明の記憶部に相当する。この複素共役信号S*(ω)は、図３に示す処理によってあらかじめ生成しておく。 The S * (ω) storage unit 24 is a recording medium that stores in advance a complex conjugate signal S * (ω) in the frequency axis region that is in a complex conjugate relationship with the baseband signal S (t) expressed in the time axis region. For example, a ROM or an EEPROM. The S * (ω) storage unit 24 also corresponds to the storage unit of the present invention. This complex conjugate signal S * (ω) is generated in advance by the processing shown in FIG.
すなわち、図３において、ＦＦＴ処理部３３は、ＯＦＤＭ変調部３２により生成されたベースバンド信号S(t)に対してＦＦＴ処理を行うことにより、時間軸領域で表されたベースバンド信号S(t)を周波数軸領域で表したベースバンド信号S(ω)に変換する。複素共役変換部３４は、複素数表現されているベースバンド信号S(ω)の虚部の符号を変えることにより、複素共役信号S*(ω)を生成する。 That is, in FIG. 3, the FFT processing unit 33 performs FFT processing on the baseband signal S (t) generated by the OFDM modulation unit 32, so that the baseband signal S (t (t) expressed in the time domain is obtained. ) Is converted into a baseband signal S (ω) represented in the frequency axis region. The complex conjugate conversion unit 34 generates the complex conjugate signal S * (ω) by changing the sign of the imaginary part of the baseband signal S (ω) expressed in a complex number.
以上のように複素共役信号S*(ω)を生成したら、その複素共役信号S*(ω)をS*(ω)記憶部２４に記憶させる。なお、上述のように、直交符号化部３１、ＯＦＤＭ変調部３２の他にＦＦＴ処理部３３および複素共役変換部３４を含む装置は、本実施形態のレーダ装置とは別体として構成され、レーダ装置の出荷前に複素共役信号S*(ω)も生成してS*(ω)記憶部２４に記憶しておく。複素共役信号S*(ω)も、レーダ装置に固有の既知のＩＤから生成される固定情報であるため、あらかじめ生成してS*(ω)記憶部２４に記憶しておくことが可能である。 When the complex conjugate signal S * (ω) is generated as described above, the complex conjugate signal S * (ω) is stored in the S * (ω) storage unit 24. As described above, the apparatus including the FFT processing unit 33 and the complex conjugate conversion unit 34 in addition to the orthogonal encoding unit 31 and the OFDM modulation unit 32 is configured separately from the radar apparatus of the present embodiment, and the radar. A complex conjugate signal S * (ω) is also generated and stored in the S * (ω) storage unit 24 before the device is shipped. Since the complex conjugate signal S * (ω) is also fixed information generated from a known ID unique to the radar apparatus, it can be generated in advance and stored in the S * (ω) storage unit 24. .
相関演算部２５は、ＦＦＴ処理部２３により生成されたＯＦＤＭ復調信号に対して複素共役信号S*(ω)を乗算することにより、自身のレーダ装置が備える送信部１３により送信された直交変調信号の伝送特性F(ω)を表した信号を生成する。上述のように、相関演算部２５が相関演算に使用する複素共役信号S*(ω)は、S*(ω)記憶部２４にあらかじめ記憶されている。すなわち、相関演算部２５は、S*(ω)記憶部２４から複素共役信号S*(ω)を読み出し、当該読み出した複素共役信号S*(ω)を、F(ω)S(ω)で表されるＯＦＤＭ復調信号に乗算する。 The correlation calculation unit 25 multiplies the OFDM demodulated signal generated by the FFT processing unit 23 by the complex conjugate signal S * (ω), thereby transmitting the orthogonal modulation signal transmitted by the transmission unit 13 included in its own radar device. A signal representing the transmission characteristic F (ω) is generated. As described above, the complex conjugate signal S * (ω) used by the correlation calculation unit 25 for the correlation calculation is stored in advance in the S * (ω) storage unit 24. That is, the correlation calculation unit 25 reads the complex conjugate signal S * (ω) from the S * (ω) storage unit 24, and converts the read complex conjugate signal S * (ω) to F (ω) S (ω). Multiply the represented OFDM demodulated signal.
S(ω)とS*(ω)は複素共役の関係にあるから、S(ω)S*(ω)＝｜S(ω)｜2である。また、ＯＦＤＭは、占有帯域内に含まれる各キャリアのスペクトルを一様にできるという性質を有している。このスペクトルの一様性により、｜S(ω)｜2＝１が成り立つ。これにより、相関演算部２５によって行われる相関演算は、
F(ω)S(ω)S*(ω)＝F(ω)｜S(ω)｜2＝F(ω)
により表される。つまり、相関演算部２５より出力される信号はF(ω)となる。
Since S (ω) and S * (ω) are in a complex conjugate relationship, S (ω) S * (ω) = | S (ω) | 2 . Further, OFDM has a property that the spectrum of each carrier included in the occupied band can be made uniform. Due to the uniformity of the spectrum, | S (ω) | 2 = 1 holds. Thereby, the correlation calculation performed by the correlation calculation unit 25 is
F (ω) S (ω) S * (ω) = F (ω) | S (ω) | 2 = F (ω)
It is represented by That is, the signal output from the correlation calculation unit 25 is F (ω).
ＩＦＦＴ処理部２６は、本発明の周波数時間変換部に相当するものであり、相関演算部２５により生成された周波数軸領域の信号F(ω)に対して逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）処理を行うことによって、当該周波数軸領域の信号F(ω)を時間軸領域の信号f(t)に変換する。ここで求められる時間軸領域の信号f(t)が、送信部１３から送信された直交変調信号の伝送路上での伝送特性、つまり、測定対象物での反射特性である。 The IFFT processing unit 26 corresponds to the frequency time conversion unit of the present invention, and performs an inverse fast Fourier transform (IFFT) process on the frequency domain signal F (ω) generated by the correlation calculation unit 25. Thus, the signal F (ω) in the frequency axis region is converted into the signal f (t) in the time axis region. The signal f (t) in the time axis region obtained here is the transmission characteristic of the orthogonal modulation signal transmitted from the transmission unit 13 on the transmission path, that is, the reflection characteristic at the measurement object.
次に、以上のように構成した本実施形態によるレーダ装置の動作を説明する。図４は、本実施形態によるレーダ装置の動作例を示すフローチャートである。図４において、まず、直交変調部１２は、レーダ装置固有のＩＤがＩ成分とＱ成分とで表されたＯＦＤＭ変調済みのベースバンド信号S(t)をS(t)記憶部１１から読み出し、読み出したベースバンド信号S(t)を直交変調することによってＲＦ信号にアップコンバートする（ステップＳ１）。そして、送信部１３は、直交変調部１２により生成された直交変調信号を外部に送信する（ステップＳ２）。 Next, the operation of the radar apparatus according to the present embodiment configured as described above will be described. FIG. 4 is a flowchart showing an operation example of the radar apparatus according to the present embodiment. In FIG. 4, first, the quadrature modulation unit 12 reads an OFDM-modulated baseband signal S (t) in which the ID unique to the radar apparatus is expressed by an I component and a Q component from the S (t) storage unit 11, The read baseband signal S (t) is up-converted to an RF signal by orthogonal modulation (step S1). Then, the transmission unit 13 transmits the quadrature modulation signal generated by the quadrature modulation unit 12 to the outside (step S2).
次に、受信部２１は、外部の伝送路を介して送られてくる直交変調信号を受信する（ステップＳ３）。そして、直交復調部２２は、受信部２１にて受信された直交変調信号（ＲＦ信号）を復調することによってベースバンドにダウンコンバートする（ステップＳ４）。さらに、ＦＦＴ処理部２３は、直交復調部２２により生成された復調信号に対してＦＦＴ処理を行うことによってＯＦＤＭ復調信号を生成する（ステップＳ５）。 Next, the receiving unit 21 receives an orthogonal modulation signal sent via an external transmission path (step S3). Then, the quadrature demodulating unit 22 demodulates the quadrature modulation signal (RF signal) received by the receiving unit 21 to down-convert it to baseband (step S4). Further, the FFT processing unit 23 generates an OFDM demodulated signal by performing FFT processing on the demodulated signal generated by the orthogonal demodulating unit 22 (step S5).
続いて、相関演算部２５は、ＦＦＴ処理部２３により生成されたＯＦＤＭ復調信号F(ω)S(ω)に対して、ベースバンド信号S(t)と周波数軸領域において複素共役の関係にある複素共役信号S*(ω)を乗算することによって、ステップＳ２で送信部１３より外部に送信された直交変調信号の伝送特性を表した周波数軸領域の信号F(ω)を生成する（ステップＳ６）。さらに、ＩＦＦＴ処理部２６は、相関演算部２５により生成された周波数軸領域の伝送特性信号F(ω)に対してＩＦＦＴ処理を行うことによって、当該周波数軸領域の伝送特性信号F(ω)を時間軸領域の伝送特性信号f(t)に変換する（ステップＳ７）。 Subsequently, the correlation calculation unit 25 has a complex conjugate relationship with the baseband signal S (t) in the frequency axis region with respect to the OFDM demodulated signal F (ω) S (ω) generated by the FFT processing unit 23. By multiplying the complex conjugate signal S * (ω), a signal F (ω) in the frequency axis region representing the transmission characteristics of the orthogonal modulation signal transmitted to the outside from the transmission unit 13 in step S2 is generated (step S6). ). Further, the IFFT processing unit 26 performs IFFT processing on the transmission characteristic signal F (ω) in the frequency axis region generated by the correlation calculation unit 25, thereby obtaining the transmission characteristic signal F (ω) in the frequency axis region. The transmission characteristic signal f (t) in the time axis region is converted (step S7).
以上詳しく説明したように、本実施形態のレーダ装置では、装置固有のＩＤを直交符号化するとともにＯＦＤＭ変調して生成したベースバンド信号S(t)をＲＦ信号にアップコンバートして送信する。そして、外部の伝送路を介して送られてくるＲＦ信号を受信した場合、受信したＲＦ信号をベースバンドにダウンコンバートしてＦＦＴ（ＯＦＤＭ復調）処理を行う。さらに、ＦＦＴ処理により得られた信号F(ω)S(ω)と、ベースバンド信号S(t)に対する複素共役信号S*(ω)との相互相関を演算することによって周波数軸領域の伝送特性信号F(ω)を求め、更にこれを時間軸領域の伝送特性信号f(t)に変換するようにしている。 As described above in detail, in the radar apparatus according to the present embodiment, the baseband signal S (t) generated by orthogonally encoding the unique ID and OFDM modulation is up-converted into an RF signal and transmitted. When an RF signal transmitted via an external transmission path is received, the received RF signal is down-converted to a baseband and subjected to FFT (OFDM demodulation) processing. Furthermore, by calculating the cross-correlation between the signal F (ω) S (ω) obtained by the FFT processing and the complex conjugate signal S * (ω) with respect to the baseband signal S (t), transmission characteristics in the frequency axis region A signal F (ω) is obtained and further converted into a transmission characteristic signal f (t) in the time axis region.
このように構成した本実施形態のレーダ装置によれば、伝送路上での伝送特性が畳み込まれた直交変調信号が受信部２１にて受信されるが、送信部１３から送信される直交変調信号は装置固有のＩＤという既知の固定情報を直交符号化したベースバンド信号S(t)から生成されている。このため、当該ベースバンド信号S(t)に対する既知の複素共役信号S*(ω)をフィルタとする相関演算を行うことによって、受信した直交変調信号に畳み込まれている伝送特性の中から、装置固有のＩＤとの相関性が高い伝送特性の信号成分を取り出すことができる。 According to the radar apparatus of the present embodiment configured as described above, the orthogonal modulation signal in which the transmission characteristic on the transmission path is convoluted is received by the reception unit 21, but the orthogonal modulation signal transmitted from the transmission unit 13 is received. Is generated from a baseband signal S (t) obtained by orthogonally encoding known fixed information called an ID unique to a device. For this reason, by performing a correlation operation using the known complex conjugate signal S * (ω) as a filter for the baseband signal S (t), among the transmission characteristics convolved with the received quadrature modulation signal, It is possible to extract a signal component having a transmission characteristic that is highly correlated with the ID unique to the apparatus.
ここで、直交符号化と共にＯＦＤＭ変調によって生成した直交変調信号の直交性により、他のレーダ装置から送信され伝送路を介して受信された直交変調信号の伝送特性は相関演算によって排除され、自身のレーダ装置から送信された直交変調信号の伝送特性だけを完全に分離して取り出すことができる。これにより、優れた耐干渉性を実現することができる。 Here, due to the orthogonality of the orthogonal modulation signal generated by OFDM modulation together with the orthogonal encoding, the transmission characteristic of the orthogonal modulation signal transmitted from another radar device and received via the transmission path is eliminated by the correlation calculation, Only the transmission characteristics of the quadrature modulation signal transmitted from the radar apparatus can be completely separated and extracted. Thereby, excellent interference resistance can be realized.
また、本実施形態のレーダ装置によれば、受信部２１にて受信した直交変調信号がベースバンドにダウンコンバートされた後に相関演算が行われるので、ベースバンドの狭帯域で相関演算を行うことができる。これにより、広帯域に拡散された変調信号を短時間で処理するような高速な相関器は不要となり、回路構成を簡素化することができる。ＦＦＴやＩＦＦＴの処理が必要であるが、そのための構成はＩＣチップへの集積化によって容易に実現できる。 Further, according to the radar apparatus of the present embodiment, since the correlation calculation is performed after the orthogonal modulation signal received by the receiving unit 21 is down-converted to the baseband, the correlation calculation can be performed in a narrow band of the baseband. it can. This eliminates the need for a high-speed correlator that processes a modulated signal spread over a wide band in a short time, and can simplify the circuit configuration. FFT or IFFT processing is required, but the configuration for that can be easily realized by integration in an IC chip.
以上により、本実施形態によれば、耐干渉性に優れ、かつ、高速な相関器が不要で回路構成の容易性にも優れたレーダ装置を提供することができる。 As described above, according to the present embodiment, it is possible to provide a radar apparatus that has excellent interference resistance, does not require a high-speed correlator, and has excellent circuit configuration.
なお、上記実施形態では、ベースバンド信号S(t)をS(t)記憶部１１にあらかじめ記憶しておき、複素共役信号S*(ω)をS*(ω)記憶部２４にあらかじめ記憶しておく例について説明したが、これに限定されない。例えば、図３に示す構成をレーダ装置が備えるようにし、送信時にはベースバンド信号S(t)を、受信時には複素共役信号S*(ω)をリアルタイムに計算して利用するようにしても良い。ただし、上述したようにこれらは何れも既知の固定情報であるので、あらかじめ求めて記憶部１１，２４に記憶しておいた方が、演算を簡素化できる点で好ましい。 In the above embodiment, the baseband signal S (t) is stored in the S (t) storage unit 11 in advance, and the complex conjugate signal S * (ω) is stored in the S * (ω) storage unit 24 in advance. Although the example to keep is described, it is not limited to this. For example, the radar apparatus may be provided with the configuration shown in FIG. 3, and the baseband signal S (t) may be calculated and used in real time during transmission and the complex conjugate signal S * (ω) may be calculated during reception. However, since all of these are known fixed information as described above, it is preferable to obtain them in advance and store them in the storage units 11 and 24 in that the calculation can be simplified.
また、上記実施形態では、相関演算部２５の後段にＩＦＦＴ処理部２６を設けて、周波数軸領域の伝送特性信号F(ω)を時間軸領域の伝送特性信号f(t)に変換しているが、レーダ装置の構成においてＩＦＦＴ処理部２６は必ずしも必須の構成ではない。例えば、周波数軸領域の伝送特性信号F(ω)をレーダ装置の外部に出力し、これを受け取った電子機器（例えば、自車から対象物までの距離を計算して必要に応じて警告を出力する車載機など）が時間軸領域の伝送特性f(t)を求めるようにしても良い。 In the above embodiment, the IFFT processing unit 26 is provided after the correlation calculation unit 25 to convert the transmission characteristic signal F (ω) in the frequency axis domain into the transmission characteristic signal f (t) in the time domain. However, the IFFT processing unit 26 is not necessarily an essential configuration in the configuration of the radar apparatus. For example, the transmission characteristic signal F (ω) in the frequency axis region is output to the outside of the radar device, and the electronic device that received the signal (for example, the distance from the vehicle to the object is calculated and a warning is output as necessary. A vehicle-mounted device or the like) that determines the transmission characteristic f (t) in the time domain.
また、上記実施形態ではＯＦＤＭ変調を利用しているので、ＯＦＤＭの特徴であるガードインターバルを利用して、マルチパスの影響を低減させることができる。すなわち、ＦＦＴ処理を行う対象区間にガードインターバルを付加したトータルの時間が、対象物までの距離や相対速度を測定する時間間隔（レーダ測定距離の２倍相当の伝播時間）の範囲内となるようにガードインターバルを設定することにより、マルチパスの影響を受けずに高精度に伝送特性f(t)を求めることができるようになる。 In addition, since the OFDM modulation is used in the above embodiment, the influence of multipath can be reduced by using the guard interval that is a feature of OFDM. That is, the total time in which the guard interval is added to the target section to be subjected to the FFT processing is within the range of the time interval (propagation time equivalent to twice the radar measurement distance) for measuring the distance to the target and the relative speed. By setting the guard interval to, transmission characteristics f (t) can be obtained with high accuracy without being affected by multipath.
また、上記実施形態では、ベースバンド信号とＲＦ信号との間で周波数を直接変換するダイレクト・コンバージョン方式の構成について説明したが、いったん中間周波数に変換する低ＩＦ方式やスーパー・ヘテロダイン方式としても良い。なお、ＯＦＤＭのようなデジタル変調との相性が良いこと、回路構成を簡素化できることなどの理由から、ダイレクト・コンバージョン方式を採用するのが好ましい。 In the above embodiment, the configuration of the direct conversion system that directly converts the frequency between the baseband signal and the RF signal has been described. However, a low IF system or a super heterodyne system that converts the frequency to an intermediate frequency once may be used. . Note that it is preferable to adopt the direct conversion method because it is compatible with digital modulation such as OFDM and the circuit configuration can be simplified.
その他、上記実施形態は、本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。 In addition, the said embodiment is only what showed the example in implementation in implementing this invention, and, as a result, the technical scope of this invention should not be interpreted limitedly. In other words, the present invention can be implemented in various forms without departing from the spirit or main features thereof.
１１ S(t)記憶部
１２ 直交変調部
１３ 送信部
２１ 受信部
２２ 直交復調部
２３ ＦＦＴ処理部
２４ S*(ω)記憶部
２５ 相関演算部
２６ ＩＦＦＴ処理部
３１ 直交符号化部
３２ ＯＦＤＭ変調部
３３ ＦＦＴ処理部
３４ 複素共役変換部
11 S (t) storage unit 12 Orthogonal modulation unit 13 Transmission unit 21 Reception unit 22 Orthogonal demodulation unit 23 FFT processing unit 24 S * (ω) storage unit 25 Correlation calculation unit 26 IFFT processing unit 31 Orthogonal encoding unit 32 OFDM modulation unit 33 FFT processing unit 34 Complex conjugate conversion unit
Claims (6)
装置固有の識別情報がＯＦＤＭ変調されて同相成分と直交成分とで表された時間軸領域のベースバンド信号S(t)を直交変調することによって周波数変換を行う直交変調部と、
上記直交変調部により生成された直交変調信号を外部に送信する送信部と、
上記外部の伝送路を介して送られてくる直交変調信号を受信する受信部と、
上記受信部により受信された直交変調信号をベースバンドに復調することによって周波数変換を行う直交復調部と、
上記直交復調部により生成された復調信号に対してＦＦＴ処理を行うことによってＯＦＤＭ復調を行うＯＦＤＭ復調部と、
上記直交変調部により直交変調される上記時間軸領域のベースバンド信号S(t)をＦＦＴ処理により周波数軸領域に変換した信号と複素共役の関係にある複素共役信号S*(ω)と、上記ＯＦＤＭ復調部により生成されたＯＦＤＭ復調信号との積を演算することによって、上記送信部により送信された直交変調信号の伝送特性を表した信号F(ω)を生成する相関演算部とを備えたことを特徴とするレーダ装置。 A radar apparatus that measures a transmission characteristic of the emitted signal by emitting a signal and receiving a signal reflected from an object and performing predetermined processing,
A quadrature modulation unit that performs frequency conversion by performing quadrature modulation on the baseband signal S (t) in the time axis region in which identification information unique to the device is OFDM-modulated and represented by an in-phase component and a quadrature component;
A transmitter for transmitting the quadrature modulation signal generated by the quadrature modulation unit to the outside;
A receiver for receiving the quadrature modulation signal sent via the external transmission path;
An orthogonal demodulation unit that performs frequency conversion by demodulating the orthogonal modulation signal received by the reception unit into a baseband;
An OFDM demodulator that performs OFDM demodulation by performing FFT processing on the demodulated signal generated by the orthogonal demodulator;
A complex conjugate signal S * (ω) having a complex conjugate relationship with a signal obtained by transforming the baseband signal S (t) in the time axis region orthogonally modulated by the orthogonal modulation unit into the frequency axis region by FFT processing; A correlation calculation unit that generates a signal F (ω) representing the transmission characteristics of the orthogonal modulation signal transmitted by the transmission unit by calculating a product with the OFDM demodulated signal generated by the OFDM demodulation unit. Radar apparatus characterized by the above.
上記直交変調部は、上記記憶部から読み出した上記時間軸領域のベースバンド信号S(t)に対して上記直交変調を行うことを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。 A storage unit for storing the baseband signal S (t) in the time axis region in advance;
2. The radar apparatus according to claim 1, wherein the quadrature modulation unit performs the quadrature modulation on the baseband signal S (t) in the time axis region read from the storage unit.
上記相関演算部は、上記記憶部から読み出した上記複素共役信号S*(ω)と、上記ＯＦＤＭ復調部により生成されたＯＦＤＭ復調信号との積を演算することを特徴とする請求項３に記載のレーダ装置。 In addition to the baseband signal S (t) in the time axis region, the storage unit stores the complex conjugate signal S * (ω) in advance,
4. The correlation calculating unit calculates a product of the complex conjugate signal S * (ω) read from the storage unit and the OFDM demodulated signal generated by the OFDM demodulating unit. Radar equipment.
装置固有の識別情報がＯＦＤＭ変調されて同相成分と直交成分とで表された時間軸領域のベースバンド信号S(t)を直交変調することによって周波数変換を行う直交変調ステップと、
上記直交変調ステップで生成された直交変調信号を外部に送信する送信ステップと、
上記外部の伝送路を介して送られてくる直交変調信号を受信する受信ステップと、
上記受信ステップで受信された直交変調信号をベースバンドに復調することによって周波数変換を行う直交復調ステップと、
上記直交復調ステップで生成された復調信号に対してＦＦＴ処理を行うことによってＯＦＤＭ復調を行うＯＦＤＭ復調ステップと、
上記ＯＦＤＭ復調ステップで生成されたＯＦＤＭ復調信号と、上記時間軸領域のベースバンド信号S(t)をＦＦＴ処理により周波数軸領域に変換した信号と複素共役の関係にある複素共役信号S*(ω)との積を演算することによって、上記送信ステップで外部に送信された直交変調信号の伝送特性を表した信号F(ω)を生成する相関演算ステップとを有することを特徴とする無線伝送特性測定方法。 A wireless transmission characteristic measurement method for measuring a transmission characteristic of the emitted signal by emitting a signal and receiving a signal reflected from an object and performing predetermined processing,
A quadrature modulation step for performing frequency conversion by orthogonally modulating the baseband signal S (t) in the time axis region in which the device-specific identification information is OFDM-modulated and represented by an in-phase component and a quadrature component;
A transmission step of transmitting the quadrature modulation signal generated in the quadrature modulation step to the outside;
A reception step of receiving an orthogonal modulation signal sent via the external transmission path;
An orthogonal demodulation step for performing frequency conversion by demodulating the orthogonal modulation signal received in the reception step to a baseband;
An OFDM demodulation step for performing OFDM demodulation by performing FFT processing on the demodulated signal generated in the orthogonal demodulation step;
A complex conjugate signal S * (ω having a complex conjugate relationship with the OFDM demodulated signal generated in the OFDM demodulation step and a signal obtained by converting the baseband signal S (t) in the time axis domain into the frequency axis domain by FFT processing. And a correlation calculation step of generating a signal F (ω) representing the transmission characteristic of the quadrature modulation signal transmitted to the outside in the transmission step by calculating a product of Measuring method.
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