JP2009261749A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ドプラ情報の抽出の精度を高める。
【解決手段】ＦＭ変調器２４は、第２変調波を変調信号として用いて第１変調波に対して周波数変調処理を施す。ＦＭ変調器２０は、変調された第１変調波を変調信号として用いてＲＦ波に対して周波数変調処理を施す。受信ミキサ３０に供給される参照信号は、ＦＭ変調器２０から出力される２重に変調されたＦＭ連続波に基づいて生成される。遅延回路３５において生体内の目標位置の深さに応じて参照信号が遅延処理され、受信ミキサ３０において、ドプラ信号を抽出するうえで優位なドプラ優位信号が抽出される。受信ミキサ４０に供給される参照信号は、ＦＭ変調器２４から出力される第１変調波に基づいて生成される。遅延回路４５において生体内の目標位置の深さに応じて参照信号が遅延処理され、受信ミキサ４０において、目標位置からのドプラ優位信号が選択的に抽出される。
【選択図】図１

Description

本発明は、超音波診断装置に関し、特に、変調された連続波を利用する超音波診断装置に関する。

超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波として構成される送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。

連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。

一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより生体内組織の速度に加えて生体内組織の位置を計測することができる技術を提案している。

特開２００５−２５３９４９号公報 特開２００６−１４９１６号公報

特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究を重ねてきた。特に、連続波を利用して目標位置からドプラ情報を抽出する技術に注目した。

本発明は、このような背景において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して目標位置からドプラ情報を抽出する場合において、ドプラ情報の抽出の精度を高めることにある。

上記目的を達成するために、本発明の好適な態様である超音波診断装置は、第１変調信号と第２変調信号を用いて多重に変調された連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、前記送信信号に基づいて超音波を生体に送波して生体からの反射波を受波することにより得られる受信信号に対して、前記送信信号に実質的に等しい波形の第１参照信号を用いて第１復調処理を施すことにより、ドプラ優位信号を抽出する第１受信信号処理部と、前記第１変調信号に実質的に等しい波形の第２参照信号を用いて前記ドプラ優位信号に対して第２復調処理を施すことにより、目標位置からのドプラ優位信号を選択的に抽出する第２受信信号処理部と、を有し、前記第１受信信号処理部は、生体内の目標位置の深さに応じた遅延処理を施して前記第１参照信号と前記受信信号との間の遅延関係を調整して前記第１復調処理を施すことにより、ドプラ信号を抽出するうえで優位な前記ドプラ優位信号を抽出する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記第１受信信号処理部は、前記第１復調処理により得られる第１復調信号から、前記第１変調信号を基本波とした場合における基本波成分および第ｎ（ｎは２以上の自然数）高調波成分のうちの少なくとも一つの成分を前記ドプラ優位信号として抽出する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記第２受信信号処理部は、生体内の目標位置の深さに応じた遅延処理を施して前記第２参照信号と前記ドプラ優位信号との間の遅延関係を調整して前記第２復調処理を施すことにより、目標位置からのドプラ優位信号を選択的に抽出する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記送信信号処理部は、変調周波数ｆ_ｍ１の第１変調信号に対して変調周波数ｆ_ｍ１よりも小さい変調周波数ｆ_ｍ２の第２変調信号を用いて変調処理を施し、さらに、変調処理された第１変調信号を用いて周波数ｆ_０の搬送波信号を変調処理することにより、前記連続波の送信信号を形成する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記搬送波信号に対する第１変調信号を用いた変調処理における変調指数の大きさに応じて、前記第１復調処理により得られる第１復調信号から、前記第１変調信号を基本波とした場合における基本波成分および第ｎ（ｎは２以上の自然数）高調波成分のうちの少なくとも一つの成分が選択され、前記ドプラ優位信号として抽出される、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記搬送波信号に対する第１変調信号を用いた変調処理における変調指数の大きさが０．８から１．２の範囲であり、前記第１復調信号から前記基本波成分が前記ドプラ優位信号として抽出される、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記第２変調信号を用いて変調処理された第１変調信号を前記第２参照信号として用いて前記第２復調処理が実行される、ことを特徴とする。

本発明により、連続波を利用して目標位置からドプラ情報を抽出する場合において、ドプラ情報の抽出の精度を高めることが可能になる。

以下、本発明の好適な実施形態を説明する。

図１には、本発明に係る超音波診断装置の好適な実施形態が示されており、図１はその全体構成を示す機能ブロック図である。送信用振動子１０は生体内へ送信波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は生体内からの反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。

電力増幅器１４は、電力増幅された連続波を送信用振動子１０へ供給する。電力増幅器１４には、ＦＭ変調器２０とＦＭ変調器２４により２重に変調されたＦＭ連続波（ＦＭＣＷ波）が入力される。そして、このＦＭ連続波に対応する送信波が送信用振動子１０から送波される。

ＦＭ変調器２４は、第１変調波発振器２６から供給される第１変調波に対して、第２変調波発振器２８から供給される第２変調波を変調信号として用いて、周波数変調処理（ＦＭ処理）を施す。これにより、第２変調波で変調された第１変調波がＦＭ変調器２４から出力される。

ＦＭ変調器２０は、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波に対して、ＦＭ変調器２４から供給される信号を変調信号として用いて、周波数変調処理（ＦＭ処理）を施す。つまり、ＦＭ変調器２０において、第２変調波で変調された第１変調波を変調信号として用いて、ＲＦ波に対して周波数変調が施される。こうして、２重に変調されたＦＭ連続波（ＦＭＣＷ波）が形成され、このＦＭ連続波に対応する送信波が送信用振動子１０から送波されることになる。

前置増幅器１６は、受信用振動子１２から供給される受波信号に対して低雑音増幅等の受信処理を施して受信ＲＦ信号を形成し、受信ミキサ３０へ出力する。受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して復調信号を得る回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。

受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、ＦＭ変調器２０から出力される２重に変調されたＦＭ連続波に基づいて生成される。つまり、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波が、遅延回路３５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理されたＦＭ連続波が直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理されたＦＭ連続波がπ／２シフト回路３６を経由して供給される。π／２シフト回路３６は遅延処理されたＦＭ連続波の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、ミキサ３２から復調信号の同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力され、ミキサ３４から復調信号の直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。

後に詳述するが、本実施形態では、遅延回路３５において生体内の目標位置の深さに応じて参照信号（２重に変調されたＦＭ連続波）が遅延処理され、受信により得られる信号（受信ＲＦ信号）と参照信号との間の位相関係が調整される。こうして、参照信号と受信ＲＦ信号との間の遅延関係が調整されて、受信ミキサ３０において復調処理が行われる。受信ミキサ３０の各ミキサから得られる復調信号には、第１変調波発振器２６から供給される第１変調波の変調周波数ｆ_ｍ１に関する複数の第ｎ次波成分（ｎは０以上の自然数）が含まれている。つまり、第０次波成分である直流成分、第１次波成分である基本波成分、さらに、ｎが２以上の複数の高調波成分が含まれている。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられたＢＰＦ（バンドパスフィルタ）３７，３８によって、これら複数の第ｎ次波成分の中から、ドプラ信号を抽出するうえで優位な周波数成分がドプラ優位信号として抽出される。つまり、ＢＰＦ３７からドプラ優位信号の同相信号成分が出力され、ＢＰＦ３８からドプラ優位信号の直交信号成分が出力される。

受信ミキサ４０はドプラ優位信号に対して直交検波を施して復調信号を得る回路であり、２つのミキサ４２，４４で構成される。各ミキサはドプラ優位信号を所定の参照信号と混合する回路である。

受信ミキサ４０の各ミキサに供給される参照信号は、ＦＭ変調器２４から出力される第１変調波に基づいて生成される。つまり、第２変調波で変調された第１変調波が、遅延回路４５において遅延処理され、ミキサ４２には遅延処理された第１変調波が直接供給され、一方、ミキサ４４には遅延処理された第１変調波がπ／２シフト回路４６を経由して供給される。π／２シフト回路４６は遅延処理された第１変調波の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、ミキサ４２から復調信号の同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力され、ミキサ４４から復調信号の直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ４０の後段に設けられるＬＰＦ（ローパスフィルタ）４７，４８によって、同相信号成分および直交信号成分の各々の不要な高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。

後に詳述するが、本実施形態では、遅延回路４５において生体内の目標位置の深さに応じて参照信号（第２変調波で変調された第１変調波）が遅延処理され、受信により得られる信号（ドプラ優位信号）と参照信号との間の位相関係が調整される。これにより、受信ミキサ４０において、目標位置からのドプラ優位信号が選択的に抽出される。また、受信ミキサ４０の各ミキサから得られる復調信号には、第２変調波発振器２８から供給される第２変調波の変調波周波数ｆ_ｍ２に関する複数の第ｎ次波成分（ｎは０以上の自然数）が含まれている。つまり、第０次波成分である直流成分、第１次波成分である基本波成分、さらに、ｎが２以上の複数の高調波成分が含まれている。これら複数の第ｎ次波成分を含んだ復調信号が、ＬＰＦ４７，４８の各々から出力される。例えば、受信波と参照波の遅延時間が完全に一致している場合、変調波周波数ｆ_ｍ２およびその高調波成分は出現せず、第０次波成分に相当するドプラ信号のみが出力される。

ＦＦＴ回路（高速フーリエ変換回路）５０，５２は、ＬＰＦ４７，４８の各々から出力される復調信号（同相信号成分および直交信号成分）に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ回路５０，５２において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ回路５０，５２から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。

ドプラ情報解析部５４は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ情報を抽出する。本実施形態では、予め遅延回路４５によって生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信により得られる信号（ドプラ優位信号）との間の位相関係が調整されているため、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部５４は、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ情報を抽出して、例えば超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力する。なお、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。

表示処理部５６は、生体組織の深さ（位置）ごとの速度に基づいて、例えばドプラ波形や、深さ速度の情報を含むグラフなどを形成し、形成したドプラ波形やグラフなどを表示部５８に例えばリアルタイムで表示させる。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。

以上に概説したように、本実施形態では、２重に変調されたＦＭ連続波（ＦＭＣＷ波）が利用される。そして、受信ミキサ３０とＢＰＦ３７，３８における復調処理により、ドプラ信号を抽出するうえで有利なドプラ優位信号が抽出され、また、受信ミキサ４０とＬＰＦ４７，４８における復調処理により、目標位置からのドプラ優位信号が選択的に抽出される。そこで、以下に本実施形態における信号処理について詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。

周波数ｆ_０のＲＦ波（搬送波）に対して、変調周波数ｆ_ｍの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波は次式のように表現できる。

数１式において、Δｆは周波数変動幅の０−Ｐ値（ゼロピーク値：最大周波数偏移）であり、最大周波数偏移Δｆと変調周波数ｆ_ｍの比であるβはＦＭの変調指数である。

また、ドプラシフトを伴う場合のＦＭＣＷ受信波は生体による減衰を無視すると次式で表現できる。

なお、数２式においてｆ_ｍに対するドプラシフトは、ｆ_０のシフト分ｆ_ｄに比較して小さいので無視している。

数２式で表される受信波形は、超音波振動子を介して受信される信号波形（受信ＲＦ信号）である。ＦＭＣＷドプラでは、受信ＲＦ信号に対する復調処理において、ＦＭＣＷ送信波を参照信号として受信波と乗算を行う。そのため、受信ミキサ出力ｖ_Ｄ（ｔ）はｖ_Ｔ（ｔ）とｖ_Ｒ（ｔ）を乗算した結果として次式のように算出される。

そして、ｖ_Ｄ（ｔ）から周波数２ｆ_０の不要な高周波数成分をカットすると、ｖ_Ｄ（ｔ）は次式のようなる。

ここで、ベッセル関数に関する次の公式を利用する。

数５式の公式を用いると、数４式はさらに次式のように計算される。なお、次式では数４式における係数１／２を省略する。

数６式で表現される受信ミキサ出力ｖ_Ｄ（ｔ）は、ＦＭＣＷドプラにおける特徴的な信号である。例えば、本実施形態の受信ミキサ３０において得られる復調信号から、ＢＰＦ３７，３８において周波数２ｆ_０の不要な高周波数成分をカットすると、数６式においてｆ_ｍ＝ｆ_ｍ１とした信号が得られる。

図２は、固定組織からのクラッタを説明するための図であり、受信ミキサ３０において得られる復調信号に含まれるクラッタの様子を示している。

受信ミキサ３０において得られる復調信号には、第１変調波発振器２６から供給される第１変調波の変調周波数ｆ_ｍ１に関する複数の第ｎ次波成分（ｎは０以上の自然数）が含まれている（数６式参照）。つまり、第０次波成分である直流成分（ＤＣ）、第１次波成分である基本波成分（ｆ_ｍ１）、さらに、ｎが２以上の複数の高調波成分（ｎｆ_ｍ１）が含まれている。

図２は、複数の第ｎ次波成分の各成分ごとに、組織内に均一に分布した固定組織からのクラッタの深さ依存性を描いた図であり、各成分ごとに、各深さからのクラッタ電力７２とクラッタ総電力７０が示されている。

図２は、遅延回路３５における遅延量を０（ゼロ）とした場合に受信ミキサ３０において得られる復調信号を示しており、遅延量が０の場合には、直流成分（ＤＣ）のクラッタ電力７２は、浅い位置つまり体表付近で最大値を示す。これに対し、基本波成分（ｆ_ｍ１）やその高調波成分（ｎｆ_ｍ１）のクラッタ電力７２は、体表に近づくほど０（ゼロ）に漸近する。また、これらのクラッタ電力７２は、第１変調波の半周期ごとにその大きさが周期的に変化する。

遅延回路３５における遅延量を０（ゼロ）に設定し、第１参照信号（２重に変調されたＦＭ連続波）を用いて受信ＲＦ信号に対して復調処理（乗算）することは、生体の体表からの深さが０（ゼロ）の位置からの受信ＲＦ信号との相関が最も大きい状態で検波することに相当する。図２は、目標が体表付近に存在する場合は、ＤＣ成分が最大値を示すが、変調波の基本波および高調波成分は０になることを示している。すなわち、受信ＲＦ信号と第１参照信号の間で最もよく相関がとれていれば、ＤＣ成分が最大値の受信電力を得ることができ、変調波の基本波および高調波成分は全く生じない。深さが体表から遠ざかるにつれ、ＤＣ成分は減少するが、変調波の基本波および高調波成分が増加し始める。すなわち、深い位置にある目標からの反射電力が増大し始める。この反射電力の最大値はＤＣ成分の７０％程度であるが、総クラッタ電力は、ＤＣクラッタよりはるかに小さい。したがって、変調波の基本波および高調波成分近傍のドプラ信号を検出すれば、クラッタ電力を相対的に抑圧したドプラ信号の検出が可能となる。

しかし、遅延回路３５における遅延量を０（ゼロ）に固定した場合、すべての深さでドプラ感度が良好であるわけではない。図２では、変調波の基本波（ｆ_ｍ１）および高調波成分（ｎｆ_ｍ１）においては、体表付近と、変調波により決まる繰り返しの深さで、感度が極端に低下する。このような深さでは、クラッタ電力７２は抑圧できたとしても、ドプラ感度も小さくなるので、ドプラ信号を検出するうえでは好ましくない。

図２において模式的に描かれている各深さからの電力を具体的に計算した例を図３から図５に示す。

図３から図５は、各々、横軸を深さとして各深さからの電力を具体的に計算した結果を示す図である。受信ミキサ３０において得られる復調信号に含まれる各深さからの電力については、直流成分と基本波成分と高調波成分の各成分の振幅が、数６式の各項のベッセル関数に相当するため、各項のベッセル関数を２乗して電力とした。なお、数６式において、直流成分の振幅に相当するＪ_０（ｋβ）以外の項には、ベッセル関数に係数「２」が乗算されているため、この係数「２」を含めて振幅として扱っている。

また、図３から図５の結果を算出するにあたって、ｆ_ｍ＝ｆ_ｍ１＝５ｋＨｚ、超音波の伝搬速度ｃ＝１５３０ｍ／ｓｅｃ、遅延回路３５における遅延量を０（ゼロ）とした。そして、図３は変調度β＝０．８の場合の計算結果であり、図４は変調度β＝１．０の場合の計算結果であり、図５は変調度β＝１．２の場合の計算結果である。これらの変調度βを選んだ理由は、変調周波数の基本波の近傍においてドプラ信号の検出感度がよく、また、感度の一定な領域が広いからである。

例えば、図３から図５の各図に示される基本波に対応した波形つまり２Ｊ_１（ｋβ）^２の波形において、深さ５ｃｍから１０ｃｍの部分で電力が約０．６８の比較的一定の領域が存在している。特に、変調度β＝１．０の図４において、深さ５ｃｍから１０ｃｍの部分で２Ｊ_１（ｋβ）^２の波形が比較的平坦になっている。なお、約０．６８の電力はＤＣ近傍の感度１．０に対する相対的な電力である。このように、例えば深さ５ｃｍから１０ｃｍの部分において、ドプラ信号の検出感度がよく且つ感度の一定な領域（感度良好領域）が存在する一方で、例えば深さ０ｃｍ，１５ｃｍ，３０ｃｍの付近では、変調周波数の基本波の電力である２Ｊ_１（ｋβ）^２の値が０（ゼロ）となり感度が極端に小さくなる。

本実施形態においては、ドプラ信号を検出する目標の深さで感度がよく且つ感度が一定となるように、目標の深さに応じて遅延回路３５における遅延量を設定する。遅延回路３５における遅延量を変化させることにより、図３から図５において検討した感度良好領域や、感度が極端に小さくなる深さを変化させることができる。

図６は、遅延回路３５により第１参照信号の位相（φ_ｒ１）を感度増減周期の半分（π／２）だけシフトさせた場合の計算結果を示す図である。図６は、図４の計算条件のうち第１参照信号の位相のみをφ_ｒ１＝０からφ_ｒ１＝π／２に変更したものに相当する。図６においては、感度がよく且つ感度が一定となる領域つまり感度良好領域が、深さ１５ｃｍの位置に移動している。

このように、第１参照信号の位相（φ_ｒ１）を変化させることにより、つまり遅延回路３５における遅延量を調整することにより、感度良好領域を深さ方向に移動させることができる。

図７は、感度良好領域を深さ方向に亘って広げた場合の計算結果を示す図であり、図４におけるφ_ｒ１＝０の場合の基本波の電力波形２Ｊ_１（ｋβ）^２と、図６におけるφ_ｒ１＝π／２の場合の基本波の電力波形２Ｊ_１（ｋβ）^２を同じ座標上に描いた図である。例えば、目標の深さに応じて遅延回路３５における遅延量をφ_ｒ１＝０またはφ_ｒ１＝π／２に切り換えることにより、図７に示すように、感度良好領域を深さ方向の広い領域に亘って広げることが可能になる。もちろん、遅延回路３５における遅延量をφ_ｒ１＝０〜πの間の任意の値としてもよい。例えば、目標の深さが移動する場合に、その移動に追従するように、遅延回路３５における遅延量を変化させてもよい。

このように、本実施形態では、遅延回路３５において生体内の目標位置の深さに応じて参照信号（２重に変調されたＦＭ連続波）が遅延処理され、受信により得られる信号（受信ＲＦ信号）と参照信号との間の位相関係を調整することにより、目標位置を含むように感度良好領域を設定することができる。そして、受信ミキサ３０とＢＰＦ３７，３８における第一段目の復調処理により、ドプラ信号を抽出するうえで優位なドプラ優位信号として、第１変調波の変調周波数ｆ_ｍ１に関する基本波成分や高調波成分が抽出される。つまり、先に説明したように、受信ミキサ３０の各ミキサから得られる復調信号には、第１変調波発振器２６から供給される第１変調波の変調周波数ｆ_ｍ１に関する複数の第ｎ次波成分（ｎは０以上の自然数）が含まれており、ＢＰＦ３７，３８によって、これら複数の第ｎ次波成分の中から、第１次波成分である基本波成分およびｎが２以上の複数の高調波成分のうちの少なくとも一つの成分がドプラ優位信号として抽出される。

図８は、図１の超音波診断装置の受信処理系において得られる信号を説明するための図であり、図８（Ａ）〜（Ｃ）の各々には、横軸を周波数として、受信ミキサ３０に入力される受信信号（受信ＲＦ信号）の周波数スペクトラム（Ａ）、受信ミキサ３０から出力される復調信号の周波数スペクトラム（Ｂ）、ＢＰＦ３７，３８から出力されるドプラ優位信号の周波数スペクトラム（Ｃ）が図示されている。ちなみに、送信信号の周波数スペクトラムは、ＦＤＡなどの影響を無視すれば、受信信号と同じになる。

図８（Ａ）の受信信号の周波数スペクトラムにおいてｆ_０−２ｆ_ｍ１，ｆ_０−ｆ_ｍ１，ｆ_０，ｆ_０＋ｆ_ｍ１，ｆ_０＋２ｆ_ｍ１を中心周波数とするスペクトラム成分同士が重ならないためには、第２変調波の変調周波数ｆ_ｍ２と比較して、第１変調波の変調周波数ｆ_ｍ１を十分に大きく設定する必要がある。そこで、本実施形態においてはｆ_ｍ１＞＞ｆ_ｍ２に設定され、図８（Ａ）に示すような受信信号が得られる。なお、図８においては、図が煩雑になるのを防ぐために、ドプラ信号を省略してクラッタのみを描いている。

ｆ_ｍ１＞＞ｆ_ｍ２の場合にはｆ_０−２ｆ_ｍ１，ｆ_０−ｆ_ｍ１，ｆ_０，ｆ_０＋ｆ_ｍ１，ｆ_０＋２ｆ_ｍ１を中心周波数とするスペクトラム成分は、線スペクトラムと類似の扱いができる。この場合、図８（Ｂ）の復調信号（ベースバンド信号）の周波数スペクトラムに対して、クラッタ低減のプロセスを適用することが可能になる。例えば、ＦＭ変調器２０における変調度を１程度に設定する。つまり、周波数ｆ_０のＲＦ波（搬送波）に対して、変調周波数ｆ_ｍ１の第１変調波によりＦＭ変調を施す場合における変調指数βを１程度に設定する。そして、図８（Ｂ）の復調信号（ベースバンド信号）の周波数スペクトラムに含まれる、変調周波数ｆ_ｍ１に関する基本波成分や高調波成分の付近のドプラ信号を抽出することにより、周波数ゼロの直流成分の付近のドプラ信号を抽出する場合に比べて、ドプラ電力対クラッタ電力比の改善が可能となる。

なお、図８（Ｂ）の復調信号を得るにあたって、遅延回路３５における遅延処理により目標位置を含むように感度良好領域を設定することは先に説明したとおりである。

本実施形態では、ＦＭ変調器２０における変調指数βを１程度に設定し、ドプラ信号を抽出するうえで優位な周波数成分として、変調周波数ｆ_ｍ１に関する基本波成分を抽出する。これにより、図８（Ｃ）に示すようなドプラ優位信号の周波数スペクトラムが得られる。図８（Ｃ）においては、ドプラ信号を省略してクラッタのみを描いているため、ドプラ信号とクラッタ比が改善されることが理解し難い。そこで、ドプラ信号とクラッタ比が改善される（望ましくは最大になる）理由を図示したのが図９である。

図９は、ドプラ信号を含んだドプラ優位信号の周波数スペクトラムを説明するための図であり、図９（ａ）〜（ｆ）の各々には、横軸を周波数として、ＢＰＦ３７，３８から出力されるドプラ優位信号の周波数スペクトラムが図示されている。図９（ａ）は、ＦＭ変調器２４における変調度を０（ゼロ）とした場合の周波数スペクトラムであり、図９（ｂ）から順に図９（ｆ）まで、ＦＭ変調器２４における変調度を０（ゼロ）から徐々に大きくした場合におけるドプラ優位信号の周波数スペクトラムの変化の様子が示されている。

なお、ＦＭ変調器２４における変調度とは、変調周波数ｆ_ｍ１の第１変調波に対して、変調周波数ｆ_ｍ２の第２変調波によりＦＭ変調を施す場合における変調指数βである。したがって、図９（ａ）の周波数スペクトラムは、第２変調波によるＦＭ変調が存在しない場合のスペクトラムに相当する。また、図９（ｂ）から図９（ｆ）の順にＦＭ変調器２４における変調度が増加するにつれて、周波数ｆ_ｍ１の線スペクトラムに加えて、その周波数ｆ_ｍ１の線スペクトラムから、周波数ｆ_ｍ２の間隔をおいて、周波数ｆ_ｍ２の基本波成分および高調波成分が出現する。

ドプラ電力とクラッタ積算電力の比は、ＦＭ変調器２０における変調度、つまり、周波数ｆ_０のＲＦ波に対して変調周波数ｆ_ｍ１の第１変調波によりＦＭ変調を施す場合における変調指数βに依存して変化する。

これに対し、図９（ａ）〜（ｆ）においては、周波数ｆ_ｍ１を中心とするその近傍の帯域内のドプラ電力とクラッタ積算電力の比が殆ど変化しない。これは、ＦＭ変調器２４における変調度、つまり、変調周波数ｆ_ｍ１の第１変調波に対して変調周波数ｆ_ｍ２の第２変調波によりＦＭ変調を施す場合における変調指数βを変化させても、ドプラ電力とクラッタ積算電力の比が殆ど変化しないことを示している。

このように、ドプラ電力とクラッタ積算電力の比は、ＦＭ変調器２０における変調度の影響を大きく受けており、先に述べたとおり、本実施形態においては、ＦＭ変調器２０における変調指数βが適度に調整され、例えば１程度に設定されて、ドプラ電力とクラッタ積算電力の比が改善される。

そして、本実施形態では、ＢＰＦ３７，３８から出力されるドプラ優位信号、つまり図９に示す周波数スペクトラムを有する信号に対して、受信ミキサ４０において、ＦＭ変調器２４から出力される第１変調波を参照信号とする復調処理が施される。

ＦＭ変調器２４は、第１変調波発振器２６から供給される第１変調波に対して、第２変調波発振器２８から供給される第２変調波を変調信号として用いて、周波数変調処理（ＦＭ処理）を施す。したがって、第１変調波発振器２６から供給される第１変調波を搬送波と考えた場合に、その搬送波に対して第２変調波を用いて周波数変調処理を施して得られるＦＭＣＷ波がＦＭ変調器２４から出力される。例えば、数１においてｆ_０＝ｆ_ｍ１，ｆ_ｍ＝ｆ_ｍ２とした信号がＦＭ変調器２４から出力される。

また、ＦＭ変調器２４から出力されたＦＭＣＷ波は、ＦＭ変調器２０においてさらに変調されて送信信号となり、その送信信号に対応した受信信号が受信ミキサ３０に入力されて復調される。受信ミキサ３０においては、ＦＭ変調器２０の変調に対応した復調が施され、これにより、ＦＭ変調器２０における変調前の信号に対応した復調信号が形成される。そのため、受信ミキサ４０には、ＦＭ変調器２４から出力されたＦＭＣＷ波に対応した受信信号が入力される。例えば、数２においてｆ_０＝ｆ_ｍ１，ｆ_ｍ＝ｆ_ｍ２とした信号が受信ミキサ４０に入力される。

したがって、ＦＭ変調器２４の変調と受信ミキサ４０の復調との組み合わせにおいても、数１式から数６式を利用して説明したＦＭＣＷドプラの信号処理が実行され、復調信号として、例えば数６式で表現されるＦＭＣＷドプラの特徴的な信号が出力される。つまり、受信ミキサ４０において得られる復調信号から、ＬＰＦ４７，４８において不要な高周波数成分をカットすることにより、数６式においてｆ_ｍ＝ｆ_ｍ２とした信号が得られる。

そして、本実施形態では、図１に示す遅延回路４５（移相器あるいは遅延線）により、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の位相関係が調整され、目標位置（目標となる深さ）からのドプラ情報が選択的に抽出される。つまり、遅延回路４５による遅延処理の遅延時間を、超音波が生体内を往復する伝搬時間に設定することにより、目標となる深さからの受信信号と参照信号との相関が最大となり目標からの信号のみが選択的に抽出される。

図１０は、参照信号と受信信号との間の位相関係（時間関係）を説明するための図である。（ａ）はＦＭＣＷ波（送信波）の時間波形を示しており、図１のＦＭ変調器２４から出力される信号に相当する。また、（ｂ）はその送信波に対応したＦＭＣＷの受信波を示しており、図１の受信ミキサ４０に入力される信号に相当する。受信波は送信時からτだけ遅れて受信される。音速をｃとすると、深さｄから得られる受信波はτ＝２ｄ／ｃだけ遅れて受信される。また、図１０において、ｆ_０は搬送波周波数（超音波周波数に相当）を示しており、ｆ_ｍは搬送波を変調する周波数（変調周波数）を示している。ＦＭ変調器２４と受信ミキサ４０の変復調においては、ｆ_０＝ｆ_ｍ１，ｆ_ｍ＝ｆ_ｍ２となることは先に説明したとおりである。

また、受信波の周波数スペクトラム電力を（ｅ）に示す。ちなみに、送信波の周波数スペクトラムも電力として表現すると、（ｅ）と同じ形をしているが、各電力スペクトラムの位相は遅延時間τに対応して、送信スペクトラムとは異なっている。

受信波と直交検波する参照波（ｃ）は、ＦＭ変調器２４から出力される信号である送信波を遅延回路４５において送受信時間差（往復の伝搬時間τ）だけシフトさせた信号である。直交検波器入力、つまり受信ミキサ４０に入力される受信波と参照波は、このシフト操作により周波数、位相ともまったく等しい時間波形となる。したがって、受信波を二乗した波形が直交検波器出力（ｄ）となる。この信号は、振幅が１／２の直流成分と、搬送波周波数が２ｆ_０で変調度が２βのＦＭ信号の和として表現できる。受信波を二乗することにより、受信波が、直流付近と搬送波の２倍の周波数帯に移行するという特徴がある。（ｆ）における周波数スペクトラムは、この様子を表している。

受信ミキサ４０から出力される復調後の信号（ベースバンド信号）は、受信波と参照波間の遅延時間が完全に一致している場合は、ｆ_ｍおよびその高調波成分は出現せず、図１０（ｆ）のように直流成分のみとなる。なお、図１０（ｆ）における２ｆ_０や−２ｆ_０の成分は、受信ミキサ４０の後段のＬＰＦ４７，４８によって除去される。受信波と参照波間の遅延時間が一致していないと、両者の時間差により、変調波の高調波成分、つまりｆ_ｍおよびその高調波成分が発生する。高調波成分は、受信波と参照波間の時間差が“０”からわずかでもずれると発生する。

こうした特徴から、本実施形態のＦＭＣＷ方式では、受信波（受信信号）と参照波（参照信号）との間の位相関係を調整することにより、ベースバンド信号の直流および直流付近の信号成分に基づいて対象とする組織のドプラ情報を得ることができる。この意味において、本実施形態に係る超音波診断装置を位相シフト型ＦＭＣＷ超音波ドプラシステムと称することができる。

図１１は、ベースバンド信号の直流および高調波成分の生体内深さ（体表からの距離）依存性を説明するための図である。図１１には、複数の変調指数βについて、各変調指数βごとにベースバンド信号（復調信号）の周波数スペクトラムが示されている。なお、図１１における変調指数βは、ＦＭ変調器２４と受信ミキサ４０の変復調における変調指数であり、第１変調波に対して、変調周波数ｆ_ｍ２の第２変調波によりＦＭ変調を施す場合における変調指数βである。また、ＦＭ変調器２４と受信ミキサ４０の変復調においてはｆ_ｍ＝ｆ_ｍ２である。

図１１に示すβ＝０からβ≒３０までの各周波数スペクトラムは、固定組織からの反射電力を表している。図１１においては、組織における減衰の効果は省略した。なお、ＦＭ変調度の大きさは、一般的に、変調指数βにより定量化される。βは、ＦＭ変調による搬送波の最大周波数偏移Δｆと変調周波数ｆ_ｍの比として定義され、β＝Δｆ／ｆ_ｍにより定義される。

β＝０の場合は無変調であるため、これは通常のＣＷドプラ速度計測システムと等価である。この場合は、どんな深さからの反射電力にも位置依存性は無い。また、送受信ともに無変調なので、ベースバンド信号に変調波成分が出現する余地は無い。連続超音波（ＣＷ）にＦＭ変調をかけ、周波数偏移Δｆを徐々に増加させると、ＦＭＣＷ送受信波はＦＭ変調された信号となり、その電力は搬送波から側帯波に移行してゆく。送受信間の遅延時間差が無い場合はベースバンド信号に変調波の高調波成分は発生しない（図１０参照）。直交検波器の２つの入力（つまり受信信号と参照信号）に時間差を生じさせないためには、当該深さからの反射波の遅延時間に相当する遅延時間を参照波に与えてやればよい。

図１１の例は、距離ｄ_０＝７．５ｃｍにおいて、参照波に与える遅延時間を受信波の遅延時間と一致するように設定した場合を示している。したがって、距離ｄ_０からの反射電力は、直流成分のみで、変調波の高調波成分はまったく発生しない。距離がｄ_０以外の場所では、送信波と受信波間に時間差が生じるので、両者の相関性が少なくなってくる。したがって、直流成分が減少し、同時に高調波成分が出現しはじめる。この現象は、図１０の（ｂ），（ｃ）間に時間差が生じたときに、瞬時周波数の差が、変調周波数の周期で繰り返す現象が発生するという概念からも説明できる。

変調度（変調指数β）が大きくなるにつれて、距離ｄ_０における反射電力の位置ずれに対する変化は敏感になってくる。すなわち、距離ｄ_０における反射電力の選択性が増加する。この傾向はβが増加するにしたがってますます顕著になる。図１１では、その様子をβが０から３０の場合について示している。そして、例えばβが３０以上になると、この選択性（サンプルボリュームとしての機能）はＰＷ（パルス波）ドプラにおけるレンジゲートの役割と類似の機能に近づいてくる。

次に、距離ｄ_０からの反射電力が、ドプラシフトｆ_ｄを伴っていると仮定する。この場合は、固定物と相似形の距離依存性が出現するが、ドプラ周波数ｆ_ｄだけ、直流成分からシフトして現れる。ドプラスペクトラムは、変調波あるいはその高調波の両側帯波にも同時に出現するが、距離ｄ_０からのドプラエコーは直流からｆ_ｄだけシフトした周波数成分のみとなる。この様子を図１１（ＤＰ）に示す。

図１１（ＤＰ）に示すように、距離ｄ_０からのドプラエコーが直流からｆ_ｄだけシフトした周波数成分のみとなるのは、搬送波周波数ｆ_０からｆ_ｄだけずれた周波数において、参照信号とドプラ信号との相関が最も強くなるからである。このドプラ信号は、直流付近にのみ出現し、変調波の高調波成分（ｆ_ｍ，２ｆ_ｍ，３ｆ_ｍ，・・・）の付近には出現しない。したがって、直流付近のこの成分だけをローパスフィルタ（低域濾波器）によって抽出することにより、通常のＣＷと同様のＳＮＲ（信号体ノイズ比）を保った状態で、位置情報の特定されたドプラ情報を得ることができる。

具体的には、例えば、図１の遅延回路４５によって、目標となる深さ（例えば血管の位置）ｄに対応した遅延時間τ（τ＝２ｄ／ｃ：音速ｃ，深さｄ）で参照信号に対して遅延処理が施されることにより、図１のＦＦＴ回路５０，５２から図１１（ＤＰ）に相当するドプラ周波数スペクトラム情報が出力され、図１のドプラ情報解析部５４によって、図１１（ＤＰ）の直流付近のドプラ信号が抽出される。

このように、本実施形態においては、ＦＭ変調器２０と受信ミキサ３０の変復調により、例えば、ドプラ電力とクラッタ積算電力の比がドプラ電力に有利なように改善される。そして、ＦＭ変調器２４と受信ミキサ４０の変復調により、例えば、目標位置（目標となる深さ）からのドプラ情報が選択的に抽出され、サンプルボリュームとしての機能を実現することができる。

以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態やその効果等は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。

例えば、上述した実施形態においては、多重に変調された連続波の送信信号を形成するにあたって、第２変調波を変調信号として用いて第１変調波に対して周波数変調処理を施し、次に、その変調された第１変調波を変調信号として用いてＲＦ波に対して周波数変調を施している。この変調の順序を入れ替えることも可能である。例えば、変調されていない第１変調波を変調信号として用いてＲＦ波に対して周波数変調を施し、次に、その変調されたＲＦ波に対して、変調されていない第２変調波を変調信号として用いて周波数変調処理を施してもよい。また、変調されていない第２変調波を変調信号として用いてＲＦ波に対して周波数変調を施し、次に、その変調されたＲＦ波に対して、変調されていない第１変調波を変調信号として用いて周波数変調処理を施してもよい。

さらに、周波数変調処理に換えて、周波数変調処理と同じ角度変調の方式として当業者において明らかな位相変調処理（ＰＭ処理）を利用してもよい。また、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波と同じ波形あるいは同等な波形のデータをメモリなどに記憶しておき、このメモリから読み出されるデータに基づいて当該連続波を生成してもよい。もちおろん、ＦＭ変調器２４から出力される多重に変調された連続波と同じ波形あるいは同等な波形のデータをメモリなどに記憶しておき、このメモリから読み出されるデータに基づいて当該連続波を生成してもよい。

本発明に係る超音波診断装置の全体構成を示す機能ブロック図である。 固定組織からのクラッタを説明するための図である。 変調度β＝０．８の場合の各深さからの電力の計算結果を示す図である。 変調度β＝１．０の場合の各深さからの電力の計算結果を示す図である。 変調度β＝１．２の場合の各深さからの電力の計算結果を示す図である。 第１参照信号の位相をシフトさせた場合の計算結果を示す図である。 感度良好領域を深さ方向に亘って広げた場合の計算結果を示す図である。 受信処理系において得られる信号を説明するための図である。 ドプラ優位信号の周波数スペクトラムを説明するための図である。 参照信号と受信信号との間の位相関係を説明するための図である。 直流および高調波成分の生体内深さ依存性を説明するための図である。

符号の説明

２０ ＦＭ変調器、２２ ＲＦ波発振器、２４ ＦＭ変調器、２６ 第１変調波発振器、２８ 第２変調波発振器、３０，４０ 受信ミキサ、３５，４５ 遅延回路、５０，５２ ＦＦＴ回路、５４ ドプラ情報解析部。

Claims (7)

1. 第１変調信号と第２変調信号を用いて多重に変調された連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、
   前記送信信号に基づいて超音波を生体に送波して生体からの反射波を受波することにより得られる受信信号に対して、前記送信信号に実質的に等しい波形の第１参照信号を用いて第１復調処理を施すことにより、ドプラ優位信号を抽出する第１受信信号処理部と、
   前記第１変調信号に実質的に等しい波形の第２参照信号を用いて前記ドプラ優位信号に対して第２復調処理を施すことにより、目標位置からのドプラ優位信号を選択的に抽出する第２受信信号処理部と、
   を有し、
   前記第１受信信号処理部は、生体内の目標位置の深さに応じた遅延処理を施して前記第１参照信号と前記受信信号との間の遅延関係を調整して前記第１復調処理を施すことにより、ドプラ信号を抽出するうえで優位な前記ドプラ優位信号を抽出する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
2. 請求項１に記載の超音波診断装置において、
   前記第１受信信号処理部は、前記第１復調処理により得られる第１復調信号から、前記第１変調信号を基本波とした場合における基本波成分および第ｎ（ｎは２以上の自然数）高調波成分のうちの少なくとも一つの成分を前記ドプラ優位信号として抽出する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
3. 請求項１または２に記載の超音波診断装置において、
   前記第２受信信号処理部は、生体内の目標位置の深さに応じた遅延処理を施して前記第２参照信号と前記ドプラ優位信号との間の遅延関係を調整して前記第２復調処理を施すことにより、目標位置からのドプラ優位信号を選択的に抽出する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
4. 請求項１から３のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号処理部は、変調周波数ｆ_ｍ１の第１変調信号に対して変調周波数ｆ_ｍ１よりも小さい変調周波数ｆ_ｍ２の第２変調信号を用いて変調処理を施し、さらに、変調処理された第１変調信号を用いて周波数ｆ_０の搬送波信号を変調処理することにより、前記連続波の送信信号を形成する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
5. 請求項４に記載の超音波診断装置において、
   前記搬送波信号に対する第１変調信号を用いた変調処理における変調指数の大きさに応じて、前記第１復調処理により得られる第１復調信号から、前記第１変調信号を基本波とした場合における基本波成分および第ｎ（ｎは２以上の自然数）高調波成分のうちの少なくとも一つの成分が選択され、前記ドプラ優位信号として抽出される、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
6. 請求項５に記載の超音波診断装置において、
   前記搬送波信号に対する第１変調信号を用いた変調処理における変調指数の大きさが０．８から１．２の範囲であり、前記第１復調信号から前記基本波成分が前記ドプラ優位信号として抽出される、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
7. 請求項４から６のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   前記第２変調信号を用いて変調処理された第１変調信号を前記第２参照信号として用いて前記第２復調処理が実行される、
   ことを特徴とする超音波診断装置。

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