JP2009258237A - 液晶駆動装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】データ線駆動回路を含む液晶駆動装置の消費電流および回路規模を抑える。
【解決手段】データ線駆動回路は、VDDおよび第1出力ノード間に接続されるトランジスタP7と第1出力ノードおよびVSS(<VDD)間に接続されるトランジスタN6とを含み、N6の制御電極にバイアス電圧が印加される演算増幅回路NOPと、VDDおよび第2出力ノード間に接続されるトランジスタP6と第2出力ノードおよびVSS間に接続されるトランジスタN7とを含み、P6の制御電極にバイアス電圧が印加される演算増幅回路POPと、をデータ線ごとに有し、対向電極電位が下降/上昇する場合にはそれぞれNOP/POPから、NOPおよびPOPがいずれも出力可能な所定の電位を有する信号を供給し、画素階調信号の電位より低い/高い前記所定の電位を有する信号が供給された場合にはそれぞれNOP/POPから、前記画素階調信号を供給する。
【選択図】図1
【解決手段】データ線駆動回路は、VDDおよび第1出力ノード間に接続されるトランジスタP7と第1出力ノードおよびVSS(<VDD)間に接続されるトランジスタN6とを含み、N6の制御電極にバイアス電圧が印加される演算増幅回路NOPと、VDDおよび第2出力ノード間に接続されるトランジスタP6と第2出力ノードおよびVSS間に接続されるトランジスタN7とを含み、P6の制御電極にバイアス電圧が印加される演算増幅回路POPと、をデータ線ごとに有し、対向電極電位が下降/上昇する場合にはそれぞれNOP/POPから、NOPおよびPOPがいずれも出力可能な所定の電位を有する信号を供給し、画素階調信号の電位より低い/高い前記所定の電位を有する信号が供給された場合にはそれぞれNOP/POPから、前記画素階調信号を供給する。
【選択図】図1
Description
本発明は、液晶駆動装置に関する。
行列状に配置された複数の画素に対応して、例えばTFT(Thin Film Transistor:薄膜トランジスタ)などのスイッチング素子を有する液晶パネルを駆動する液晶駆動装置として、同一行の複数のスイッチング素子のゲートに並列に接続された走査線を介して、スイッチング素子をスイッチング制御するための信号を行ごとに供給する走査線駆動回路と、同一列の複数のスイッチング素子のソースに並列に接続されたデータ線を介して、画素の階調に応じた信号を列ごとに供給するデータ線駆動回路を有するものが一般に知られている。また、データ線駆動回路としては、データ線駆動回路自体やデータ線駆動回路を制御するマイクロコンピュータなどに含まれるデジタル・アナログ変換回路から入力される画素の階調に応じた電位を有するアナログ信号を、バッファリングして出力する演算増幅回路を有する出力バッファ回路をデータ線ごとに含むものが一般に知られている。
特許文献1の図6では、データ線駆動回路の出力バッファ回路に用いられる演算増幅回路として、スイッチング素子のドレインと容量結合された対向電極の極性が1または複数の走査線ごとに反転する走査ライン反転駆動に好適な、AB級(プッシュプル方式)の演算増幅回路の構成例が開示されている。当該AB級(プッシュプル方式)の演算増幅回路は、出力部がP型の駆動トランジスタとN型の駆動トランジスタの両方を有し、データ線出力信号を、電源電位VDD付近の高電位側に速やかに引き上げることも、グランド電位VSS付近の低電位側に速やかに引き下げることも可能となっている。
このようにして、データ線駆動回路の出力バッファ回路にAB級(プッシュプル方式)の演算増幅回路を用いることによって、データ線を介して画素の階調に応じた信号を必要な応答速度でスイッチング素子に供給することができる。
特開2003−229725号公報
しかしながら、上記のAB級(プッシュプル方式)の演算増幅回路は、データ線出力信号が電源電位VDDからグランド電位VSSの中間電位付近の場合には、出力部のP型の駆動トランジスタとN型の駆動トランジスタの両方がオンとなり、出力バッファ回路の消費電流が大きくなるという問題があった。また、電源電位VDDからグランド電位VSS付近の広い出力範囲に対応できる反面、位相補償用の大きな容量の容量素子が必要となり、出力バッファ回路の回路規模が大きくなるという問題もあった。特に、多数のデータ線出力を有するデータ線駆動回路では、データ線ごとに有する出力バッファ回路の消費電流および回路規模が、データ線駆動回路全体の消費電流および回路規模にデータ線の本数分の影響を与える。
そのため、広い出力範囲に対応できる、比較的低消費電流かつ小規模な構成の出力バッファ回路を実現することが望まれている。
前述した課題を解決する主たる本発明は、液晶パネルの複数の走査線および複数のデータ線の交差にそれぞれ対応する画素に設けられたスイッチング素子に対し、前記走査線を介して前記スイッチング素子をスイッチング制御するための信号を供給する走査線駆動回路とともに用いられる、前記データ線を介して前記画素の階調に応じた信号を供給するデータ線駆動回路を備え、前記データ線駆動回路は、第1の電位および第1の出力ノード間に接続される第1導電型の第1のトランジスタと前記第1の出力ノードおよび前記第1の電位より低い第2の電位間に接続される第2導電型の第2のトランジスタとを含み、前記第2のトランジスタの制御電極にバイアス電圧が印加される第1の演算増幅回路と、前記第1の電位および第2の出力ノード間に接続される第1導電型の第3のトランジスタと前記第2の出力ノードおよび前記第2の電位間に接続される第2導電型の第4のトランジスタとを含み、前記第3のトランジスタの制御電極にバイアス電圧が印加される第2の演算増幅回路と、を前記データ線ごとに有し、前記スイッチング素子のドレインと容量結合された対向電極の電位が下降する場合には前記第1の演算増幅回路から、前記対向電極の電位が上昇する場合には前記第2の演算増幅回路から、前記第1および第2の演算増幅回路がいずれも出力可能な所定の電位を有する信号を前記スイッチング素子に供給し、前記スイッチング素子に前記画素の階調に応じた信号の電位より低い前記所定の電位を有する信号が供給された場合には前記第1の演算増幅回路から、前記スイッチング素子に前記画素の階調に応じた信号の電位より高い前記所定の電位を有する信号が供給された場合には前記第2の演算増幅回路から、前記画素の階調に応じた信号を前記スイッチング素子に供給することを特徴とする液晶駆動装置である。
本発明の他の特徴については、添付図面及び本明細書の記載により明らかとなる。
本発明によれば、データ線駆動回路がデータ線ごとに有する、画素の階調に応じた電位を有するアナログ信号をバッファリングして出力するための演算増幅回路を、出力段の構成が異なる比較的低消費電流かつ小規模な一対の演算増幅回路に置き換えることによって、データ線駆動回路を含む液晶駆動装置の消費電流および回路規模を抑えることができる。
本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。
===液晶駆動装置全体の概略構成および動作===
以下、図9を参照して、本発明が適用される液晶駆動装置全体の概略構成について説明する。
液晶パネル1を駆動するための液晶駆動装置は、例えば走査線駆動回路2、データ線駆動回路3、マイクロコンピュータ4、および電源回路5を含んで構成されている。
以下、図9を参照して、本発明が適用される液晶駆動装置全体の概略構成について説明する。
液晶パネル1を駆動するための液晶駆動装置は、例えば走査線駆動回路2、データ線駆動回路3、マイクロコンピュータ4、および電源回路5を含んで構成されている。
駆動対象である液晶パネル1は、例えばM行N列の行列状に画素が配置され、それぞれの画素には、液晶素子(不図示)の透過率を制御する電圧を印加するためのコンデンサ(C−mn)、および、ドレインがコンデンサ(C−mn)に接続されているスイッチング素子(T−mn)が設けられている。ここで、Mおよびmは1≦m≦Mの関係にある自然数であり、Nおよびnは1≦n≦Nの関係にある自然数であるものとし、以下同様に符号に使用することとする。
走査線駆動回路2は、M本の走査線(G−1〜G−M)に対応する出力を有し、それぞれの走査線(G−m)は、同一行のN個のスイッチング素子(T−m1〜T−mN)のゲートに接続されている。以下、走査線(G−m)を介してスイッチング素子(T−mn)のゲートに信号を供給する走査線駆動回路2を、ゲートドライバ2と称することとする。
データ線駆動回路3は、N本のデータ線(S−1〜S−N)に対応する出力を有し、それぞれのデータ線(S−n)は、同一列のM個のスイッチング素子(T−1n〜T−Mn)のソースに接続されている。以下、データ線(S−n)を介してスイッチング素子(T−mn)のソースに信号を供給するデータ線駆動回路3を、ソースドライバ3と称することとする。
マイクロコンピュータ4は、中央処理装置(不図示)などから入力される信号に従って、ゲートドライバ2、ソースドライバ3、および電源回路5を制御する。
電源回路5は、外部から供給される基準電圧に基づいて、ゲートドライバ2およびソースドライバ3で使用する各種の電圧や、液晶パネル1のコンデンサ(C−mn)のスイッチング素子(T−mn)と接続されていない側に接続されている対向電極電位(VCOM)を生成する。
電源回路5は、外部から供給される基準電圧に基づいて、ゲートドライバ2およびソースドライバ3で使用する各種の電圧や、液晶パネル1のコンデンサ(C−mn)のスイッチング素子(T−mn)と接続されていない側に接続されている対向電極電位(VCOM)を生成する。
次に、液晶駆動装置全体の動作について説明する。
まず、ゲートドライバ2は、マイクロコンピュータ4の制御に従って、1本の走査線(G−m)を選択し、当該選択された走査線(G−m)に接続されているN個のスイッチング素子(T−m1〜T−mN)のみにオンするための信号を供給し、非選択の走査線に接続されているスイッチング素子はすべてオフする。次に、ソースドライバ3は、マイクロコンピュータ4の制御に従って、ゲートドライバ2によってオンとなったN個のスイッチング素子(T−m1〜T−mN)に対応する画素の階調に応じた信号を供給する。
まず、ゲートドライバ2は、マイクロコンピュータ4の制御に従って、1本の走査線(G−m)を選択し、当該選択された走査線(G−m)に接続されているN個のスイッチング素子(T−m1〜T−mN)のみにオンするための信号を供給し、非選択の走査線に接続されているスイッチング素子はすべてオフする。次に、ソースドライバ3は、マイクロコンピュータ4の制御に従って、ゲートドライバ2によってオンとなったN個のスイッチング素子(T−m1〜T−mN)に対応する画素の階調に応じた信号を供給する。
このようにして、ゲートドライバ2によってN個のスイッチング素子(T−m1〜T−mN)がオンとなり、それぞれのスイッチング素子(T−mn)に接続されたコンデンサ(C−mn)の両端には、ソースドライバ3から供給される画素の階調に応じた信号の電位、および、電源回路5において生成される対向電極電位(VCOM)間の電圧が印加される。そして、当該印加電圧に応じて液晶素子(不図示)の透過率が変化し、1行分の画素が表示される。さらに、ゲートドライバ2においてM本の走査線(G−1〜G−M)について順次選択し、上記の1行分の画素の表示を繰り返すことにより、液晶パネル1のM行N列の画素全体が表示される。
===ソースドライバの概略構成および動作===
以下、図10を参照して、ソースドライバ3の概略構成について説明する。
ソースドライバ3は、例えばラッチ回路31、デジタル・アナログ変換回路(DA−1〜DA−N)、および出力バッファ回路(OP−1〜OP−N)を含んで構成されている。
以下、図10を参照して、ソースドライバ3の概略構成について説明する。
ソースドライバ3は、例えばラッチ回路31、デジタル・アナログ変換回路(DA−1〜DA−N)、および出力バッファ回路(OP−1〜OP−N)を含んで構成されている。
例えばマイクロコンピュータ4からデジタルの画像データが入力されるラッチ回路31の出力は、N本のデータ線(S−1〜S−N)に対応するデジタル・アナログ変換回路(DA−1〜DA−N)に並列に接続されている。そして、それぞれのデジタル・アナログ変換回路(DA−n)の出力は、出力バッファ回路(OP−n)に直列に接続され、さらに出力バッファ回路(OP−n)の出力は、ソースドライバ3の出力としてデータ線(S−n)に接続されている。
次に、ソースドライバ3の動作について説明する。
例えばシフトレジスタやラインラッチなどを含んで構成されるラッチ回路31は、マイクロコンピュータ4から入力されるデジタルの画像データを処理し、ゲートドライバ2によってオンとなるN個のスイッチング素子(T−m1〜T−mN)に対応する画素の階調に応じたデジタル信号をラッチする。
例えばシフトレジスタやラインラッチなどを含んで構成されるラッチ回路31は、マイクロコンピュータ4から入力されるデジタルの画像データを処理し、ゲートドライバ2によってオンとなるN個のスイッチング素子(T−m1〜T−mN)に対応する画素の階調に応じたデジタル信号をラッチする。
ラッチ回路31においてラッチされる1行分の画素の階調に応じたデジタル信号は、デジタル・アナログ変換回路(DA−1〜DA−N)に並列に入力され、それぞれのデジタル・アナログ変換回路(DA−n)において、オンとなるそれぞれのスイッチング素子(T−mn)に対応する画素の階調に応じた電位を有するアナログ信号に変換される。本実施形態において、一例として各画素が256階調を有するものとすると、デジタル・アナログ変換回路(DA−n)は、各画素の階調に応じたデジタル信号が有する8ビットのデータに従って、電源回路5において生成される256種類の階調に応じた電位を有する信号から選択されるアナログ信号を出力する。以下、ラッチ回路31からデジタル・アナログ変換回路(DA−n)に入力される各画素の階調に応じたデジタル信号が有する例えば8ビットのデータを画素階調データと称することとし、電源回路5において生成される例えば256種類の階調に応じた電位を階調電位と称することとし、電源回路5から出力される256種類の階調電位を有する信号を階調信号と称することとし、そしてデジタル・アナログ変換回路(DA−n)において画素階調データに従って階調信号から選択されるアナログ信号を画素階調信号と称することとする。
デジタル・アナログ変換回路(DA−n)から出力される画素階調信号は、出力バッファ回路(OP−n)においてバッファリングされ、データ線(S−n)を介してスイッチング素子(T−mn)のソースに入力される。
このようにして、ソースドライバ3は、ゲートドライバ2によってオンとなるN個のスイッチング素子(T−m1〜T−mN)のソースにバッファリングされた画素階調信号を供給する。そして、オンとなるそれぞれのスイッチング素子(T−mn)に接続されたコンデンサ(C−mn)の両端に印加される、画素階調信号の電位および対向電極電位(VCOM)間の電圧に応じて液晶素子(不図示)の透過率が変化し、1行分の画素が表示される。
===出力バッファ回路の構成===
以下、図1ないし図3を参照して、本発明の液晶駆動装置の一実施形態における出力バッファ回路の構成について説明する。なお、図1ないし図3は、1本のデータ線(S−n)に対応するデジタル・アナログ変換回路(DA−n)および出力バッファ回路(OP−n)のみの構成を示しているが、N本のデータ線(S−1〜S−N)について同様の構成となっているものとする。
以下、図1ないし図3を参照して、本発明の液晶駆動装置の一実施形態における出力バッファ回路の構成について説明する。なお、図1ないし図3は、1本のデータ線(S−n)に対応するデジタル・アナログ変換回路(DA−n)および出力バッファ回路(OP−n)のみの構成を示しているが、N本のデータ線(S−1〜S−N)について同様の構成となっているものとする。
図1に示すように、本実施形態では、出力バッファ回路(OP−n)は、出力段の構成などが異なる第1の演算増幅回路NOPおよび第2の演算増幅回路POPを含んで構成されている。演算増幅回路NOPおよびPOPは、電源電位VDDからグランド電位VSS間の電圧を共通の電源とし、演算増幅回路NOPおよびPOPの出力は、データ線(S−n)に共通に接続され、出力バッファ回路(OP−n)の出力となっている。また、演算増幅回路NOPおよびPOPの非反転入力には、デジタル・アナログ変換回路(DA−n)の出力信号VDAが共通に入力され、反転入力は、例えば、演算増幅回路NOPおよびPOPの出力の接続点に接続されて電圧フォロワ回路を構成する。さらに、演算増幅回路NOPおよびPOPは、例えば電源回路5において生成されるバイアス電圧を印加するためのバイアス入力(BIAS)、および、例えばロー・レベルの場合に演算増幅回路の出力が遮断されるようなイネーブル信号をマイクロコンピュータ4やデジタル・アナログ変換回路(DA−n)などから入力するためのイネーブル入力(EN)を、それぞれに有している。
演算増幅回路NOPは、出力段を構成する直列に接続された第1導電型および第2導電型のトランジスタのうち、低電位側の電源電位に接続された第2導電型のトランジスタの制御電極にバイアス電圧が印加されるタイプのものであり、例えば図2に示すように、第1導電型のPMOSFET(P-channel Metal-Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor:Pチャネル金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ)および第2導電型のNMOSFET(N-channel MOSFET:Nチャネル金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ)を用いて構成される。より具体的には、演算増幅回路NOPは、例えば差動入力対を構成するNMOSFET(N1、N2)、カレントミラーを構成するPMOSFET(P3、P4)、電流源として機能するNMOSFET(N5、N6)、NMOSFET(N6)とともに出力段を構成するPMOSFET(P7)、演算増幅回路NOPの発振を防止するための位相補償用の抵抗RP、および位相補償用のコンデンサCPを含んで構成されている。
NMOSFET(N5、N6)のゲートには、ともにバイアス電圧VBNが印加され、ソースは、ともにグランド電位VSSに接続されている。ともにNMOSFET(N5)に直列に接続されているNMOSFET(N1、N2)のゲートは、それぞれ反転入力INNおよび非反転入力INPに接続されている。NMOSFET(N1、N2)にそれぞれ直列に接続されているPMOSFET(P3、P4)のゲートは、ともにNMOSFET(N1)およびPMOSFET(P3)の接続点に接続され、ソースは、ともに電源電位VDD(>VSS)に接続されている。NMOSFET(N6)に直列に接続されているPMOSFET(P7)のゲートは、NMOSFET(N2)およびPMOSFET(P4)の接続点に接続され、ソースは、電源電位VDDに接続されている。そして、NMOSFET(N6)およびPMOSFET(P7)の接続点は、演算増幅回路NOPの出力としてデータ線(S−n)に接続されている。なお、PMOSFET(P7)のゲート・ドレイン間は、抵抗RPおよびコンデンサCPを介して接続されているが、抵抗RPの抵抗値は0を含む小さな値になり得る。また、演算増幅回路NOPのイネーブル入力(EN)には、イネーブル信号ENNが入力されている。
演算増幅回路POPは、出力段を構成する直列に接続された第1導電型および第2導電型のトランジスタのうち、高電位側の電源電位に接続された第1導電型のトランジスタの制御電極にバイアス電圧が印加されるタイプのものであり、例えば図3に示すように、第1導電型のPMOSFETおよび第2導電型のNMOSFETを用いて構成される。より具体的には、演算増幅回路POPは、例えば差動入力対を構成するPMOSFET(P1、P2)、カレントミラーを構成するNMOSFET(N3、N4)、電流源として機能するPMOSFET(P5、P6)、PMOSFET(P6)とともに出力段を構成するNMOSFET(N7)、演算増幅回路POPの発振を防止するための位相補償用の抵抗RN、および位相補償用のコンデンサCNを含んで構成されている。
PMOSFET(P5、P6)のゲートには、ともにバイアス電圧VBPが印加され、ソースは、ともに電源電位VDDに接続されている。ともにPMOSFET(P5)に直列に接続されているPMOSFET(P1、P2)のゲートは、それぞれ反転入力INNおよび非反転入力INPに接続されている。PMOSFET(P1、P2)にそれぞれ直列に接続されているNMOSFET(N3、N4)のゲートは、ともにPMOSFET(P1)およびNMOSFET(N3)の接続点に接続され、ソースは、ともにグランド電位VSSに接続されている。PMOSFET(P6)に直列に接続されているNMOSFET(N7)のゲートは、PMOSFET(P2)およびNMOSFET(N4)の接続点に接続され、ソースは、グランド電位VSSに接続されている。そして、PMOSFET(P6)およびNMOSFET(N7)の接続点は、演算増幅回路POPの出力としてデータ線(S−n)に接続されている。なお、NMOSFET(N7)のゲート・ドレイン間は、抵抗RNおよびコンデンサCNを介して接続されているが、抵抗RNの抵抗値は0を含む小さな値になり得る。また、演算増幅回路POPのイネーブル入力(EN)には、イネーブル信号ENPが入力されている。
===出力バッファ回路の動作===
まず、図4および図5を参照して、本実施形態における出力バッファ回路に用いられる演算増幅回路NOPの動作について説明する。
まず、図4および図5を参照して、本実施形態における出力バッファ回路に用いられる演算増幅回路NOPの動作について説明する。
反転入力INNおよび非反転入力INPに差動信号が入力されると、NMOSFET(N5)から供給される電流は、NMOSFET(N1、N2)のゲート間の電位差に応じて、それぞれのドレイン電流に分流される。NMOSFET(N1)のドレイン電流は、PMOSFET(P3)に供給され、NMOSFET(N1)およびPMOSFET(P3)の接続点に接続されているPMOSFET(P3、P4)のゲート電位を決定する。当該ゲート電位によって制御されるPMOSFET(P4)のドレイン電流供給能力が、非反転入力INPの電位によって制御されるNMOSFET(N2)のドレイン電流供給能力より低い場合には、NMOSFET(N2)およびPMOSFET(P4)の接続点に接続されているPMOSFET(P7)のゲート電位が低くなるため、PMOSFET(P7)はオンとなり、演算増幅回路NOPはPMOSFET(P7)からソース電流(吐き出し電流)を流出させる。反対に、PMOSFET(P4)のドレイン電流供給能力が、NMOSFET(N2)のドレイン電流供給能力より高い場合には、PMOSFET(P7)のゲート電位が高くなるため、PMOSFET(P7)はオフとなり、演算増幅回路NOPはNMOSFET(N6)からシンク電流(吸い込み電流)を流入させる。
このようにして、演算増幅回路NOPがソース電流を流出させる能力は、反転入力INNおよび非反転入力INPに入力される差動信号の電位差に応じて変動するPMOSFET(P7)のゲート電位によって決定されるのに対して、演算増幅回路NOPがシンク電流を流入させる能力は、NMOSFET(N6)のゲートに印加されているバイアス電圧VBNによって決定されている。そのため、例えば図5の(1)および(3)の期間のように、コンデンサ(C−mn)およびスイッチング素子(T−mn)を介してデータ線(S−n)に接続されている対向電極電位(VCOM)が上昇し、容量結合の影響によってデータ線(S−n)の電位が高電位側へ押し上げられる場合に、演算増幅回路NOPで構成される電圧フォロワ回路の出力のみをデータ線(S−n)に接続すると、演算増幅回路NOPは、バイアス電圧VBNによってNMOSFET(N6)から一定のシンク電流しか流入させることができないため、データ線(S−n)の電位を短破線で示される画素の階調に応じた理想値まで速やかに引き下げようとしても、実線で示されるようにゆっくりとしか引き下げることができない。また、NMOSFET(N2)のゲートに接続されている非反転入力INPへの入力電位がグランド電位VSSに近くなると、NMOSFET(N2)が略オフとなり、主としてPMOSFET(P4)のドレイン電流によってPMOSFET(P7)のゲート電位が電源電位VDDに近くなり、そしてPMOSFET(P7)が略オフとなるため、演算増幅回路NOPの出力電位は、主としてNMOSFET(N6)のドレイン電流によってグランド電位VSS近傍に張り付いてしまう。そのため、電圧フォロワ回路を構成する演算増幅回路NOPの入力電位と出力電位の関係を模式的に示すと、例えば図4の実線のように、入力電位範囲のグランド電位VSS近傍では出力電位が追従できなくなる。
次に、図4および図6を参照して、本実施形態における出力バッファ回路に用いられる演算増幅回路POPの動作について説明する。
反転入力INNおよび非反転入力INPに差動信号が入力されると、PMOSFET(P5)から供給される電流は、PMOSFET(P1、P2)のゲート間の電位差に応じて、それぞれのドレイン電流に分流される。PMOSFET(P1)のドレイン電流は、NMOSFET(N3)に供給され、PMOSFET(P1)およびNMOSFET(N3)の接続点に接続されているNMOSFET(N3、N4)のゲート電位を決定する。当該ゲート電位によって制御されるNMOSFET(N4)のドレイン電流供給能力が、非反転入力INPの電位によって制御されるPMOSFET(P2)のドレイン電流供給能力より低い場合には、PMOSFET(P2)およびNMOSFET(N4)の接続点に接続されているNMOSFET(N7)のゲート電位が高くなるため、NMOSFET(N7)はオンとなり、演算増幅回路POPはNMOSFET(N7)からシンク電流を流入させる。反対に、NMOSFET(N4)のドレイン電流供給能力が、PMOSFET(P2)のドレイン電流供給能力より高い場合には、NMOSFET(N7)のゲート電位が低くなるため、NMOSFET(N7)はオフとなり、演算増幅回路POPはPMOSFET(P6)からソース電流を流出させる。
このようにして、演算増幅回路POPがシンク電流を流入させる能力は、反転入力INNおよび非反転入力INPに入力される差動信号の電位差に応じて変動するNMOSFET(N7)のゲート電位によって決定されるのに対して、演算増幅回路POPがソース電流を流出させる能力は、PMOSFET(P6)のゲートに印加されているバイアス電圧VBPによって決定されている。そのため、例えば図6の(2)および(4)の期間のように、コンデンサ(C−mn)およびスイッチング素子(T−mn)を介してデータ線(S−n)に接続されている対向電極電位(VCOM)が下降し、容量結合の影響によってデータ線(S−n)の電位が低電位側へ押し下げられる場合に、演算増幅回路POPで構成される電圧フォロワ回路の出力のみをデータ線(S−n)に接続すると、演算増幅回路POPは、バイアス電圧VBPによってPMOSFET(P6)から一定のソース電流しか流出させることができないため、データ線(S−n)の電位を短破線で示される画素の階調に応じた理想値まで速やかに引き上げようとしても、実線で示されるようにゆっくりとしか引き上げることができない。また、PMOSFET(P2)のゲートに接続されている非反転入力INPへの入力電位が電源電位VDDに近くなると、PMOSFET(P2)が略オフとなり、主としてNMOSFET(N4)のドレイン電流によってNMOSFET(N7)のゲート電位がグランド電位VSSに近くなり、そしてNMOSFET(N7)が略オフとなるため、演算増幅回路POPの出力電位は、主としてPMOSFET(P6)のドレイン電流によって電源電位VDD近傍に張り付いてしまう。そのため、電圧フォロワ回路を構成する演算増幅回路POPの入力電位と出力電位の関係を模式的に示すと、例えば図4の長破線のように、入力電位範囲の電源電位VDD近傍では出力電位が追従できなくなる。
前述した一般的な液晶駆動装置の出力バッファ回路に用いられるAB級(プッシュプル方式)の演算増幅回路で構成される電圧フォロワ回路の出力をデータ線(S−n)に接続すると、データ線(S−n)の電位は、例えば図7の実線のようになり、短破線で示される画素の階調に応じた理想値まで速やかに引き下げることも引き上げることも可能となる。しかし、本実施形態における出力バッファ回路では、高電位側へ押し上げられたデータ線(S−n)の電位を速やかに引き下げることができず、グランド電位VSS近傍の入力電位に対して出力電位が追従できない演算増幅回路NOPで構成される電圧フォロワ回路、および、低電位側へ押し下げられたデータ線(S−n)の電位を速やかに引き上げることができず、電源電位VDD近傍の入力電位に対して出力電位が追従できない演算増幅回路POPで構成される電圧フォロワ回路を用い、図1に示したように、それぞれの出力をデータ線(S−n)に共通に接続することによって、必要な出力電位範囲および応答速度を実現している。以下、図8を参照して、全ての入力電位範囲に対して理想的な出力電位を実現する、本実施形態における出力バッファ回路の動作について説明する。
例えば前述した走査ライン反転駆動においては、図8の長破線のように、液晶パネル1のコンデンサ(C−mn)に接続されている対向電極電位(VCOM)は、1または複数行分の画素が表示される周期ごとに、交互にロー・レベルまたはハイ・レベルの電位となる。データ線(S−n)は、スイッチング素子(T−mn)およびコンデンサ(C−mn)を介して対向電極電位(VCOM)に接続されているため、データ線(S−n)の電位は、対向電極電位(VCOM)の変動の影響を受け、変動する。そのため、出力バッファ回路(OP−n)は、まず、対向電極電位(VCOM)の変動の影響によってデータ線(S−n)の電位が変動する方向とは反対方向の出力電位範囲に対応できる演算増幅回路から、図4の短破線で示される演算増幅回路NOPおよびPOPがいずれも出力可能な範囲の所定の電位を有する信号をバッファリングして出力する。以下、当該所定の電位を中間階調電位と称することとし、出力バッファ回路(OP−n)に入力されバッファリングされる中間階調電位を有する信号を中間階調信号と称することとすると、例えば図8の(3)および(7)の期間では、ハイ・レベルの電位からロー・レベルの電位へと変動する対向電極電位(VCOM)の影響により、データ線(S−n)の電位が低電位側へ変動するため、出力バッファ回路(OP−n)は、高電位側の出力電位範囲に対応できる演算増幅回路NOPから中間階調信号をバッファリングして出力し、データ線(S−n)の電位を高電位側へ引き上げる場合に一定のソース電流しか流出させることができない制約がある演算増幅回路POPの出力を遮断する。また、例えば図8の(1)および(5)の期間では、ロー・レベルの電位からハイ・レベルの電位へと変動する対向電極電位(VCOM)の影響により、データ線(S−n)の電位が高電位側へ変動するため、出力バッファ回路(OP−n)は、低電位側の出力電位範囲に対応できる演算増幅回路POPから中間階調信号をバッファリングして出力し、データ線(S−n)の電位を低電位側へ引き下げる場合に一定のシンク電流しか流入させることができない制約がある演算増幅回路NOPの出力を遮断する。以下、出力バッファ回路(OP−n)に中間階調信号が入力され、出力バッファ回路(OP−n)が演算増幅回路NOPまたはPOPの何れか一方からバッファリングされた中間階調信号を出力する動作をプリチャージ動作と称することとする。
プリチャージ動作の後、出力バッファ回路(OP−n)は、前述した画素階調信号をバッファリングして出力するが、当該出力は、データ線(S−n)の電位が中間階調電位から画素階調信号の電位へと変動する方向の出力電位範囲に対応できる演算増幅回路から出力される。例えば図8の(4)、(6)および(8)の期間では、データ線(S−n)の電位が中間階調電位から、より高電位側の画素階調信号の電位へと変動するため、出力バッファ回路(OP−n)は、高電位側の出力電位範囲に対応できる演算増幅回路NOPから画素階調信号をバッファリングして出力し、演算増幅回路POPの出力を遮断する。また、例えば図8の(2)の期間では、データ線(S−n)の電位が中間階調電位から、より低電位側の画素階調信号の電位へと変動するため、出力バッファ回路(OP−n)は、低電位側の出力電位範囲に対応できる演算増幅回路POPから画素階調信号をバッファリングして出力し、演算増幅回路NOPの出力を遮断する。以下、出力バッファ回路(OP−n)に画素階調信号が入力され、出力バッファ回路(OP−n)が演算増幅回路NOPまたはPOPの何れか一方からバッファリングされた画素階調信号を出力する動作をチャージ動作と称することとする。
このようにして、出力バッファ回路(OP−n)は、対向電極電位(VCOM)が変動すると、一旦プリチャージ動作をした後チャージ動作をすることによって、ゲートドライバ2によってオンとなるそれぞれのスイッチング素子(T−mn)のソースにバッファリングされた画素階調信号を供給する。そして、スイッチング素子(T−mn)に接続されたコンデンサ(C−mn)の両端には、画素階調信号の電位および対向電極電位(VCOM)間の電圧(VC−mn)が印加される。なお、例えば複数行分の画素が表示される周期ごとに対向電極電位(VCOM)が変動する駆動方式では、対向電極電位(VCOM)が変動せずにゲートドライバ2によって選択される走査線(G−m)が切り替わり、スイッチング素子(T−mn)に供給すべき画素階調信号の電位が変動することもあるが、この場合、出力バッファ回路(OP−n)は、一旦プリチャージ動作をすることなく直接チャージ動作をすることによって、スイッチング素子(T−mn)のソースにバッファリングされた画素階調信号を供給する。
===デジタル・アナログ変換回路の構成例および動作===
以下、図1を参照して、本実施形態における出力バッファ回路の動作を制御するデジタル・アナログ変換回路の構成例について説明する。
本実施形態では、デジタル・アナログ変換回路(DA−n)は、例えば画素階調データ入力部41、中間階調データ入力部51、インバータ81、およびマルチプレクサ91を含んで構成されている。
以下、図1を参照して、本実施形態における出力バッファ回路の動作を制御するデジタル・アナログ変換回路の構成例について説明する。
本実施形態では、デジタル・アナログ変換回路(DA−n)は、例えば画素階調データ入力部41、中間階調データ入力部51、インバータ81、およびマルチプレクサ91を含んで構成されている。
画素階調データ入力部41は、インバータ61、および、例えばトランスミッションゲートなどを用いたアナログスイッチ62ないし69を含んで構成されている。インバータ61には、プリチャージ動作時にハイ・レベルとなる2値信号PREが例えばマイクロコンピュータ4から入力され、インバータ61の出力は、アナログスイッチ62ないし69の制御入力に並列に接続されている。アナログスイッチ62ないし69は、ラッチ回路31のデータ線(S−n)に対応する8ビットのデジタル出力およびマルチプレクサ91の8ビットの制御入力間にビットごとに接続されている。このような構成によって、画素階調データ入力部41は、全体として、プリチャージ動作以外の時にアナログスイッチ62ないし69がオンとなり、ラッチ回路31のデータ線(S−n)に対応する8ビットのデジタル出力信号をマルチプレクサ91の8ビットの制御入力に入力する。
中間階調データ入力部51は、アナログスイッチ71およびインバータ72を含んで構成されている。アナログスイッチ71の信号入力には、対向電極電位(VCOM)がハイ・レベルの電位である場合にハイ・レベルとなる2値信号POLが例えばマイクロコンピュータ4から入力され、アナログスイッチ71の制御入力には、2値信号PREが入力され、アナログスイッチ71の出力は、マルチプレクサ91の下位7ビットの制御入力に接続されるとともに、インバータ72を介してマルチプレクサ91の最上位ビットの制御入力に接続されている。このような構成によって、中間階調データ入力部51は、全体として、プリチャージ動作時にアナログスイッチ71がオンとなり、対向電極電位(VCOM)がロー・レベルの電位である場合には最上位ビットのみが1となるデジタル値を、対向電極電位(VCOM)がハイ・レベルの電位である場合には最上位ビットのみが0となるデジタル値を、マルチプレクサ91の8ビットの制御入力に入力する。以下、プリチャージ動作時に中間階調データ入力部51からマルチプレクサ91の制御入力に入力される例えば8ビットのデジタル値を中間階調データと称することとする。
マルチプレクサ91は、電源回路5から入力される256種類の階調信号から8ビットの制御入力に従って選択されるアナログ信号VDAを、出力バッファ回路(OP−n)の演算増幅回路NOPおよびPOPの非反転入力に入力する。また、マルチプレクサ91の最上位ビットの制御入力に入力される信号は、演算増幅回路NOPのイネーブル入力(EN)にイネーブル信号ENNとして入力されるとともに、インバータ81を介して演算増幅回路POPのイネーブル入力(EN)にイネーブル信号ENPとして入力されている。
次に、本実施形態におけるデジタル・アナログ変換回路の動作、および、デジタル・アナログ変換回路によって制御される出力バッファ回路の動作について説明する。
出力バッファ回路(OP−n)がプリチャージ動作をする場合、中間階調データ入力部51のアナログスイッチ71の制御入力に入力される2値信号PREがハイ・レベルとなるため、アナログスイッチ71は、信号入力に入力される2値信号POLを通過させる。この場合、マルチプレクサ91の8ビットの制御入力に入力される中間階調データは、対向電極電位(VCOM)がロー・レベルの電位である場合には最上位ビットのみが1である10000000(10進数で128)となり、対向電極電位(VCOM)がハイ・レベルの電位である場合には最上位ビットのみが0である01111111(10進数で127)となり、いずれの場合もマルチプレクサ91の8ビットの制御入力に入力され得るデジタル値の範囲(10進数で0〜255)の略中間の値となっている。そのため、マルチプレクサ91から出力バッファ回路(OP−n)に入力されるアナログ信号VDAの電位は、電源回路5において生成される256種類の階調電位の範囲の略中間の値となる。前述したように、プリチャージ動作時における出力バッファ回路(OP−n)に入力されるアナログ信号VDAは中間階調信号であるので、対向電極電位(VCOM)がロー・レベルの電位である場合には、中間階調データの最上位ビットが1であるため、出力バッファ回路(OP−n)は、ハイ・レベルのイネーブル信号ENNにより演算増幅回路NOPから中間階調信号をバッファリングして出力し、ロー・レベルのイネーブル信号ENPにより演算増幅回路POPの出力を遮断する。また、対向電極電位(VCOM)がハイ・レベルの電位である場合には、中間階調データの最上位ビットが0であるため、出力バッファ回路(OP−n)は、ロー・レベルのイネーブル信号ENNにより演算増幅回路NOPの出力を遮断し、ハイ・レベルのイネーブル信号ENPにより演算増幅回路POPから中間階調信号をバッファリングして出力する。
出力バッファ回路(OP−n)がチャージ動作をする場合、画素階調データ入力部41のアナログスイッチ62ないし69の制御入力に入力される2値信号PREの反転信号がハイ・レベルとなるため、アナログスイッチ62ないし69は、信号入力に入力されるラッチ回路31のデータ線(S−n)に対応する8ビットのデジタル出力信号を通過させる。前述したように、ラッチ回路31のデジタル出力信号が有する8ビットのデータは画素階調データであるので、マルチプレクサ91の8ビットの制御入力には画素階調データが入力され、マルチプレクサ91は、電源回路5から入力される256種類の階調信号から画素階調データに従って選択されるアナログ信号VDAを出力バッファ回路(OP−n)に入力する。前述したように、チャージ動作時における出力バッファ回路(OP−n)に入力されるアナログ信号VDAは画素階調信号であるので、画素階調データが10000000(10進数で128)以上の場合には、画素階調データの最上位ビットが1であるため、出力バッファ回路(OP−n)は、ハイ・レベルのイネーブル信号ENNにより演算増幅回路NOPから画素階調信号をバッファリングして出力し、ロー・レベルのイネーブル信号ENPにより演算増幅回路POPの出力を遮断する。また、画素階調データが01111111(10進数で127)以下の場合には、画素階調データの最上位ビットが0であるため、出力バッファ回路(OP−n)は、ロー・レベルのイネーブル信号ENNにより演算増幅回路NOPの出力を遮断し、ハイ・レベルのイネーブル信号ENPにより演算増幅回路POPから画素階調信号をバッファリングして出力する。
このようにして、出力バッファ回路(OP−n)は、デジタル・アナログ変換回路(DA−n)によって制御され、プリチャージ動作時には、電源回路5において生成される階調電位範囲の略中間の電位を有する中間階調信号をバッファリングして出力し、チャージ動作時には、電源回路5から入力される階調信号から画素階調データに従って選択される画素階調信号をバッファリングして出力する。
前述したように、液晶駆動装置のソースドライバ3がデータ線(S−n)ごとに有する出力バッファ回路(OP−n)において、出力段を構成する直列に接続された第1導電型のトランジスタ(P7)および第2導電型のトランジスタ(N6)のうち、低電位側のグランド電位VSSに接続されたトランジスタ(N6)の制御電極にバイアス電圧VBNが印加されるタイプの演算増幅回路NOPと、出力段を構成する直列に接続された第1導電型のトランジスタ(P6)および第2導電型のトランジスタ(N7)のうち、高電位側の電源電位VDDに接続されたトランジスタ(P6)の制御電極にバイアス電圧VBPが印加されるタイプの演算増幅回路POPを有し、プリチャージ動作時は、対向電極電位(VCOM)が下降する場合には演算増幅回路NOPから、対向電極電位(VCOM)が上昇する場合には演算増幅回路POPから、中間階調信号をバッファリングして出力し、チャージ動作時は、中間階調電位より高い電位を有する画素階調信号を演算増幅回路NOPから、中間階調電位より低い電位を有する画素階調信号を演算増幅回路POPから、バッファリングして出力することにより、出力バッファ回路(OP−n)を比較的低消費電流かつ小規模な構成で実現し、ソースドライバ3を含む液晶駆動装置の消費電流および回路規模を抑えることができる。
また、図2および図3に示したように、演算増幅回路NOPの出力段を、第1導電型のPMOSFET(P7)および第2導電型のNMOSFET(N6)の直列接続で構成し、演算増幅回路POPの出力段を、第1導電型のPMOSFET(P6)および第2導電型のNMOSFET(N7)の直列接続で構成することにより、演算増幅回路NOPおよびPOPの出力段に流れる電流を抑制することができ、出力バッファ回路(OP−n)の消費電流をより抑えることができる。
また、中間階調電位を、画素階調信号が取り得る電位範囲の略中間の値とすることにより、プリチャージ動作時およびそれに続くチャージ動作時の出力バッファ回路(OP−n)の応答速度を最適化することができる。
また、図1に示したように、デジタル・アナログ変換回路(DA−n)において、プリチャージ動作時は、対向電極電位(VCOM)が下降する場合には最上位ビットのみが1となるデジタル値が入力され、対向電極電位(VCOM)が上昇する場合には最上位ビットのみが0となるデジタル値が入力され、中間階調信号を出力バッファ回路(OP−n)に出力し、チャージ動作時は、画素階調データが入力され、画素階調信号を出力バッファ回路(OP−n)に出力することにより、デジタル・アナログ変換回路(DA−n)に追加される小規模な回路で本発明の液晶駆動装置の出力バッファ回路(OP−n)の動作を実現することができる。
なお、上記実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得るととともに、本発明にはその等価物も含まれる。
上記実施形態では、液晶パネル1を駆動するための液晶駆動装置は、ゲートドライバ2、ソースドライバ3、マイクロコンピュータ4、および電源回路5を含んで構成されているが、これに限定されるものではない。本発明の液晶駆動装置は、ソースドライバ3を必須の構成として含むが、ゲートドライバ2、マイクロコンピュータ4、および電源回路5を液晶駆動装置の構成とするか外部装置とするかは任意である。
上記実施形態では、ソースドライバ3は、ラッチ回路31、デジタル・アナログ変換回路(DA−n)、および出力バッファ回路(OP−n)を含んで構成されているが、これに限定されるものではない。本発明の液晶駆動装置のソースドライバは、出力バッファ回路(OP−n)を必須の構成として含むが、ラッチ回路31およびデジタル・アナログ変換回路(DA−n)をソースドライバ3の構成とするかマイクロコンピュータ4の構成とするかは任意である。
上記実施形態では、ソースドライバ3は、マイクロコンピュータ4から入力されるデジタルの画像データをラッチ回路31により画素ごとの画素階調データとし、当該画素階調データをデジタル・アナログ変換回路(DA−n)によりアナログ信号としたうえで、出力バッファ回路(OP−n)に入力する構成となっているが、これに限定されるものではない。本発明の液晶駆動装置の出力バッファ回路は、ソースドライバが、例えば、アナログの画像信号をサンプルホールド回路により画素ごとの画素階調信号とし、当該画素階調信号を出力バッファ回路に入力する構成となっている場合にも適用可能である。
上記実施形態では、出力バッファ回路(OP−n)は、一例として図2および図3に示すような構成の演算増幅回路NOPおよびPOPで構成されているが、これに限定されるものではない。本発明の液晶駆動装置の出力バッファ回路において、等価に用いることのできる演算増幅回路としては、例えば、MOSFETの代わりにバイポーラトランジスタを用いて構成される演算増幅回路や、外部入力からバイアス電圧を印加する代わりに内部電流源を用いてバイアス電圧を生成する演算増幅回路などが一般に知られている。また、上記実施形態において、イネーブル入力(EN)に入力されるイネーブル信号ENNおよびENPがロー・レベルの場合に、出力が遮断されるのみでなく、演算増幅回路の動作を停止し、スタンバイ状態となるような演算増幅回路を用いることにより、消費電流をより抑えることもできる。
上記実施形態では、中間階調電位は、電源回路5において生成される階調電位範囲の略中間の電位となっているが、これに限定されるものではない。本発明の液晶駆動装置において、中間階調電位は、プリチャージ動作時およびそれに続くチャージ動作時の出力バッファ回路(OP−n)の応答速度を最適化するように設定することが望ましいが、図4に示すように、演算増幅回路NOPおよびPOPがいずれも出力可能な範囲で設定することができる。この場合、デジタル・アナログ変換回路(DA−n)のマルチプレクサ91において中間階調電位を有するアナログ信号が選択されるような中間階調データが、中間階調データ入力部51からマルチプレクサ91の制御入力に入力されるように構成することにより、上記実施形態と同様に中間階調電位を設定することができる。なお、上記実施形態では、最上位ビットのみが1となるデジタル値および最上位ビットのみが0となるデジタル値が中間階調データとして用いられているため、マルチプレクサ91の最上位ビットの制御入力に入力される信号およびその反転信号がそれぞれイネーブル信号ENNおよびENPとして用いられているが、中間階調データが上記実施形態とは別の値となる場合には、上記実施形態とは別の構成によってイネーブル信号ENNおよびENPを生成する必要がある。
上記実施形態では、デジタル・アナログ変換回路(DA−n)は、プリチャージ動作時およびチャージ動作時のいずれの場合も、それぞれ中間階調データ入力部51および画素階調データ入力部41で選択されたデジタル信号に従って、電源回路5から入力される階調信号のうちマルチプレクサ91において選択されるアナログ信号を演算増幅回路NOPおよびPOPに出力する構成となっているが、これに限定されるものではない。本発明の液晶駆動装置のデジタル・アナログ変換回路は、例えば、中間階調信号を電源回路5から出力し、画素階調信号を常に画素階調データに従って第1のマルチプレクサから出力し、中間階調信号および画素階調信号が入力され、プリチャージ動作時には中間階調信号を、チャージ動作時には画素階調信号を選択して出力バッファ回路(OP−n)に出力する第2のマルチプレクサを用いる構成としてもよい。
C−mn(1≦m≦M、1≦n≦N) コンデンサ
T−mn(1≦m≦M、1≦n≦N) スイッチング素子
G−m(1≦m≦M) 走査線
S−n(1≦n≦N) データ線
VCOM 対向電極電位
DA−n(1≦n≦N) デジタル・アナログ変換回路
OP−n(1≦n≦N) 出力バッファ回路
NOP、POP 演算増幅回路
P1、P2、P3、P4、P5、P6、P7 PMOSFET(Pチャネル金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ)
N1、N2、N3、N4、N5、N6、N7 NMOSFET(Nチャネル金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ)
RP、RN 抵抗
CP、CN コンデンサ
1 液晶パネル
2 ゲートドライバ(走査線駆動回路)
3 ソースドライバ(データ線駆動回路)
4 マイクロコンピュータ
5 電源回路
31 ラッチ回路
41 画素階調データ入力部
51 中間階調データ入力部
61、72、81 インバータ
62、63、64、65、66、67、68、69 アナログスイッチ
71 アナログスイッチ
91 マルチプレクサ
T−mn(1≦m≦M、1≦n≦N) スイッチング素子
G−m(1≦m≦M) 走査線
S−n(1≦n≦N) データ線
VCOM 対向電極電位
DA−n(1≦n≦N) デジタル・アナログ変換回路
OP−n(1≦n≦N) 出力バッファ回路
NOP、POP 演算増幅回路
P1、P2、P3、P4、P5、P6、P7 PMOSFET(Pチャネル金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ)
N1、N2、N3、N4、N5、N6、N7 NMOSFET(Nチャネル金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ)
RP、RN 抵抗
CP、CN コンデンサ
1 液晶パネル
2 ゲートドライバ(走査線駆動回路)
3 ソースドライバ(データ線駆動回路)
4 マイクロコンピュータ
5 電源回路
31 ラッチ回路
41 画素階調データ入力部
51 中間階調データ入力部
61、72、81 インバータ
62、63、64、65、66、67、68、69 アナログスイッチ
71 アナログスイッチ
91 マルチプレクサ
Claims (4)
- 液晶パネルの複数の走査線および複数のデータ線の交差にそれぞれ対応する画素に設けられたスイッチング素子に対し、前記走査線を介して前記スイッチング素子をスイッチング制御するための信号を供給する走査線駆動回路とともに用いられる、前記データ線を介して前記画素の階調に応じた信号を供給するデータ線駆動回路を備え、
前記データ線駆動回路は、
第1の電位および第1の出力ノード間に接続される第1導電型の第1のトランジスタと前記第1の出力ノードおよび前記第1の電位より低い第2の電位間に接続される第2導電型の第2のトランジスタとを含み、前記第2のトランジスタの制御電極にバイアス電圧が印加される第1の演算増幅回路と、
前記第1の電位および第2の出力ノード間に接続される第1導電型の第3のトランジスタと前記第2の出力ノードおよび前記第2の電位間に接続される第2導電型の第4のトランジスタとを含み、前記第3のトランジスタの制御電極にバイアス電圧が印加される第2の演算増幅回路と、
を前記データ線ごとに有し、
前記スイッチング素子のドレインと容量結合された対向電極の電位が下降する場合には前記第1の演算増幅回路から、前記対向電極の電位が上昇する場合には前記第2の演算増幅回路から、前記第1および第2の演算増幅回路がいずれも出力可能な所定の電位を有する信号を前記スイッチング素子に供給し、
前記スイッチング素子に前記画素の階調に応じた信号の電位より低い前記所定の電位を有する信号が供給された場合には前記第1の演算増幅回路から、前記スイッチング素子に前記画素の階調に応じた信号の電位より高い前記所定の電位を有する信号が供給された場合には前記第2の演算増幅回路から、前記画素の階調に応じた信号を前記スイッチング素子に供給することを特徴とする液晶駆動装置。 - 前記第1導電型の第1および第3のトランジスタは、PMOSFETであり、
前記第2導電型の第2および第4のトランジスタは、NMOSFETであることを特徴とする請求項1に記載の液晶駆動装置。 - 前記所定の電位は、前記画素の階調に応じた信号が取り得る電位範囲の略中間の電位であることを特徴とする請求項1または請求項2に記載の液晶駆動装置。
- 前記画素の階調に応じた信号の電位をデジタル値として示すデジタル信号が入力され、アナログ信号を前記第1および第2の演算増幅回路に出力するデジタル・アナログ変換回路をさらに有し、
前記アナログ信号は、前記対向電極の電位が下降する場合には、前記デジタル値が取り得る値のうち最上位ビットのみが1となる値に応じた電位を有し、前記対向電極の電位が上昇する場合には、前記デジタル値が取り得る値のうち最上位ビットのみが0となる値に応じた電位を有し、前記スイッチング素子に前記所定の電位を有する信号が供給された場合には、前記デジタル値に応じた電位を有することを特徴とする請求項3に記載の液晶駆動装置。
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