JP2009250816A

JP2009250816A - Acceleration detecting device

Info

Publication number: JP2009250816A
Application number: JP2008100042A
Authority: JP
Inventors: Takahiro Kameda; 高弘亀田; Jun Watanabe; 潤渡辺
Original assignee: Miyazaki Epson Corp
Current assignee: Miyazaki Epson Corp
Priority date: 2008-04-08
Filing date: 2008-04-08
Publication date: 2009-10-29

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an acceleration detecting device for measuring from a static acceleration to an acceleration of a high frequency by being stably operated even when impact other than the acceleration is received. <P>SOLUTION: The acceleration detecting device includes: an oscillation circuit 2 provided with a tuning fork vibration element 20a; a resonant circuit 5 for phase-shifting an output signal of the oscillation circuit 2 based on a resonant frequency of the tuning fork vibration element 20b; a phase comparison circuit 7 for comparing phases of the output signal of the oscillation circuit 2 and the output signal of the resonant circuit 5; LPF 8 for outputting to make a direct current of a phase difference signal output from the phase comparison circuit 7; and a differential circuit 9 for differentiating the output of LPF 8. The differential circuit 9 connects a circuit connecting a parallel circuit of a first capacity and a fourth resistors to a first resistor to reverse phase input of an operation amplifier and outputs the output signal of the differential circuit 9 as an acceleration detection signal. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は加速度検出装置に関するものである。 The present invention relates to an acceleration detection device.

近年、加速度を検出する加速度センサは、次世代の自動車、ロボット、宇宙産業など幅
広い応用を目指して研究、開発が行われている。民生機器向けに開発されている加速度セ
ンサとしては、加速度検知機構を半導体プロセスにより作製したＭＥＭＳ（Micro Electr
o Mechanical Systems）センサが良く知られている。
一方、例えば気体や液体などの圧力の測定を行う圧力センサ等においてはＭＥＭＳセン
サ以外にも音叉型振動子を利用したものが開発されている。 In recent years, acceleration sensors that detect acceleration have been researched and developed for a wide range of applications such as next-generation automobiles, robots, and the space industry. As an acceleration sensor developed for consumer products, MEMS (Micro Electr
o Mechanical Systems) sensors are well known.
On the other hand, for example, pressure sensors for measuring pressures of gases and liquids have been developed using tuning fork vibrators in addition to MEMS sensors.

図１１は、特許文献１に開示されている従来の振動式センサ回路の構成を示した図であ
る。図１１に示す従来の振動式センサ回路１００は、センサ部１０１とドライブ回路１０
２により構成される。センサ部１０１はセンサ素子である振動子１０１ａ、アンプ１０１
ｂ、整流回路１０１ｃを有して構成される。振動子１０１ａは、例えばチタン酸ジルコン
酸鉛が組付けられた振動子である。
ドライブ回路１０２は、電圧制御発振器１０２ａ、アンプ１０２ｂ、位相比較器１０２
ｃを有して構成される。このように構成されるセンサ回路１００では、センサ部１０１の
振動子１０１ａがドライブ回路部１０２の電圧制御発振器１０２ａにより駆動される。
ここで、振動子１０１ａが物理的な応力（圧力）を受けると、振動子１０１ａの共振周
波数が変化する。振動子１０１ａの共振周波数が変化すると、ドライブ回路１０２の位相
比較器１０２ｃから出力される出力信号の位相が変動する。これにより、電圧制御発振器
１０２ａの出力信号は振動子１０１ａの共振周波数と一致するように制御され、振動子１
０１ａは応力に応じた共振周波数で振動することになる。よって、ライン１０４または１
０３の出力を検知信号として取り出すことで振動子１０１ａが受けた応力値を検知するこ
とができる。
実開昭６２−１５５３３６号公報 FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration of a conventional vibration sensor circuit disclosed in Patent Document 1. In FIG. A conventional vibration sensor circuit 100 shown in FIG. 11 includes a sensor unit 101 and a drive circuit 10.
It is comprised by 2. The sensor unit 101 includes a transducer 101a, which is a sensor element, and an amplifier 101.
b, and a rectifier circuit 101c. The vibrator 101a is a vibrator in which, for example, lead zirconate titanate is assembled.
The drive circuit 102 includes a voltage controlled oscillator 102a, an amplifier 102b, and a phase comparator 102.
c. In the sensor circuit 100 configured as described above, the vibrator 101 a of the sensor unit 101 is driven by the voltage controlled oscillator 102 a of the drive circuit unit 102.
Here, when the vibrator 101a receives physical stress (pressure), the resonance frequency of the vibrator 101a changes. When the resonance frequency of the vibrator 101a changes, the phase of the output signal output from the phase comparator 102c of the drive circuit 102 changes. As a result, the output signal of the voltage controlled oscillator 102a is controlled to coincide with the resonance frequency of the vibrator 101a.
01a vibrates at a resonance frequency corresponding to the stress. Thus, line 104 or 1
By extracting the output of 03 as a detection signal, the stress value received by the vibrator 101a can be detected.
Japanese Utility Model Publication No. 62-155336

ところで、上記したような振動式センサ回路１００を加速度センサとして移動物体等に
搭載した場合、移動物体の移動時に受ける加速以外の衝撃により振動子１０１ａの共振周
波数が急激に変動すると、位相比較器１０２ｃの出力信号も急激に変動することになる。
しかしながら、図１１に示す振動式センサ回路１００は、振動子１０１ａの出力に基づ
く位相比較結果を電圧制御発振器１０２ａにフィードバックするＰＬＬ制御構成であるた
め、位相比較器１０２ｃの出力信号が急激に変動した場合は電圧制御発振器１０２ａがＰ
ＬＬ制御に追従することができなくなり、電圧制御発振器１０２ａの発振が停止する不具
合が発生するおそれがあった。このため、従来の振動式センサ回路１００を用いて加速度
の変化を広範囲に亘り検知できる加速検出装置を構成することはできなかった。
本発明は上記したような点を鑑みてなされたものであり、広範囲に亘り変化する加速度
を検出することができる加速度以外の衝撃を受けた場合でも安定して動作する加速度検出
装置を提供することを目的とする。 By the way, when the vibration sensor circuit 100 as described above is mounted on a moving object or the like as an acceleration sensor, if the resonance frequency of the vibrator 101a suddenly fluctuates due to an impact other than acceleration received when the moving object moves, the phase comparator 102c. The output signal of the signal fluctuates rapidly.
However, since the vibration type sensor circuit 100 shown in FIG. 11 has a PLL control configuration that feeds back a phase comparison result based on the output of the vibrator 101a to the voltage controlled oscillator 102a, the output signal of the phase comparator 102c fluctuates rapidly. If the voltage controlled oscillator 102a is P
There is a risk that the LL control cannot be followed and a problem that the oscillation of the voltage controlled oscillator 102a stops is generated. For this reason, it has not been possible to configure an acceleration detection device that can detect a change in acceleration over a wide range using the conventional vibration sensor circuit 100.
The present invention has been made in view of the above points, and provides an acceleration detection device that operates stably even when subjected to an impact other than acceleration capable of detecting acceleration that varies over a wide range. With the goal.

本発明は、上記の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の
形態又は適用例として実現することが可能である。 SUMMARY An advantage of some aspects of the invention is to solve at least a part of the problems described above, and the invention can be implemented as the following forms or application examples.

［適用例１］第１の振動素子を有する発振回路と、前記発振回路から出力される出力信
号を移相する第２の振動素子を有する共振回路と、前記発振回路から出力される出力信号
と前記共振回路から出力される出力信号の位相を比較する位相比較回路と、前記位相比較
回路から出力される位相差信号の供給を受けるローパスフィルタと、前記ローパスフィル
タから出力される出力信号を微分する微分回路と、を備え、前記第１及び第２の振動素子
の少なくとも一方が加速度の変化により共振周波数が変動する加速度検出素子であり、前
記微分回路は、第１の容量と第４の抵抗との並列回路をオペアンプの逆相入力端子に接続
し、該並列回路の他端に第１の抵抗を接続して該微分回路の入力端子とし、前記オペアン
プの逆相入力端子と該オペアンプの出力端子との間に第２の容量と第３の抵抗との並列回
路を接続したことを特徴とする。 Application Example 1 An oscillation circuit having a first vibration element, a resonance circuit having a second vibration element that shifts an output signal output from the oscillation circuit, and an output signal output from the oscillation circuit A phase comparison circuit that compares the phases of output signals output from the resonance circuit, a low-pass filter that receives a phase difference signal output from the phase comparison circuit, and an output signal that is output from the low-pass filter A differential circuit, wherein at least one of the first and second vibrating elements is an acceleration detecting element whose resonance frequency fluctuates due to a change in acceleration, and the differential circuit includes a first capacitor, a fourth resistor, Is connected to the negative-phase input terminal of the operational amplifier, and a first resistor is connected to the other end of the parallel circuit to serve as the input terminal of the differentiating circuit. And wherein the connected second capacitor and a parallel circuit of a third resistor to the output terminal.

以上の本発明では、第１振動素子を備えた発振回路の出力信号と第１の振動素子とは加
速度方向において対向配置された第２の振動素子を備えた共振回路の出力信号との位相を
位相比較回路で比較し、その位相比較結果をローパスフィルタにより直流化し、さらに微
分回路で微分するようにした。これにより、発振回路に振動子として備えた第１の振動素
子と、共振回路に共振子として備えた第２振動素子とを利用して加速度を検出することが
可能になる。その上、微分回路の改善により、従来測定が不可能であった静止加速度から
動的加速度まで測定できるようになるという効果がある。 In the present invention described above, the phase of the output signal of the oscillation circuit including the first vibration element and the output signal of the resonance circuit including the second vibration element disposed opposite to each other in the acceleration direction is determined. The phase comparison circuit compares the results, and the phase comparison result is converted to direct current by a low-pass filter and further differentiated by a differentiation circuit. As a result, acceleration can be detected using the first vibration element provided as a vibrator in the oscillation circuit and the second vibration element provided as a resonator in the resonance circuit. In addition, the improvement of the differentiation circuit has the effect of being able to measure from static acceleration to dynamic acceleration, which could not be measured conventionally.

［適用例２］前記加速度検出素子が音叉型振動素子であることを特徴とする適用例１に
記載の加速度検出装置である。 Application Example 2 The acceleration detection device according to Application Example 1, wherein the acceleration detection element is a tuning fork type vibration element.

以上の本発明によれば、加速度検出素子として音叉型振動素子を用いるので、感度、精
度、温度特性が改善されるという効果がある。 According to the present invention described above, since the tuning fork type vibration element is used as the acceleration detection element, there is an effect that sensitivity, accuracy, and temperature characteristics are improved.

［適用例３］前記発振回路と前記共振回路とが移相回路を介して接続されていることを
特徴とする適用例１又は２に記載の加速度検出装置である。 Application Example 3 In the acceleration detection device according to Application Example 1 or 2, the oscillation circuit and the resonance circuit are connected via a phase shift circuit.

以上の本発明によれば、発振回路から分岐して出力される出力信号の一方を位相比較回
路の位相特性に併せて移相回路により移相することで、位相比較回路において精度の高い
位相比較を行うことが可能になるという効果がある。 According to the above-described present invention, one of the output signals branched and output from the oscillation circuit is phase-shifted by the phase-shift circuit in accordance with the phase characteristics of the phase-comparison circuit, so that the phase comparison circuit can perform phase comparison with high accuracy. There is an effect that it becomes possible to perform.

［適用例４］前記移相回路は、９０°移相回路であることを特徴とする適用例３に記載
の加速度検出装置である。 Application Example 4 The acceleration detecting device according to Application Example 3, wherein the phase shift circuit is a 90 ° phase shift circuit.

以上の本発明によれば、電圧制御型圧電発振回路から分岐して出力される出力信号の一
方を、位相比較回路の位相特性に併せて９０°移相することで、位相比較回路から出力さ
れる位相差信号により加速度の向き検出することが可能になるという効果がある。 According to the present invention described above, one of the output signals branched and output from the voltage-controlled piezoelectric oscillation circuit is phase-shifted by 90 ° in accordance with the phase characteristics of the phase comparison circuit, thereby being output from the phase comparison circuit. There is an effect that the direction of acceleration can be detected by the phase difference signal.

以下図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
図１は、加速度検出装置の構成を示したブロック図である。この図１に示す加速度検出
装置１は、発振回路２、第１の矩形化回路（波形整形回路）３、９０°移相回路４、共振
回路５、第２の矩形化回路（波形整形回路）６、位相比較回路７、ローパスフィルタ（以
下、ＬＰＦと称する）８、微分回路９、緩衝増幅回路（以下、バッファアンプと称する）
１０により構成される。
発振回路２は、第１の音叉型水晶振動素子（第１の音叉型振動素子）２０ａを振動素子
として備えた水晶発振回路である。
第１の矩形化回路３は、例えばコンパレータなどにより構成され、発振回路２から出力
信号を矩形波信号に変換して出力する。
９０°移相回路４は、発振回路２から出力される出力信号の位相を９０°移相した後、
共振回路５に出力する。なお、９０°移相回路４の構成にもよるが、通常、９０°移相回
路４において移相可能な信号波形は正弦波とされるので、発振回路２は出力信号波形が正
弦波形となるように回路を構成することが望ましい。
共振回路５は、第２の振動素子として第２の音叉型水晶振動子２０ｂ（第２の音叉型振
動素子）を備え、この第２の音叉型水晶振動子２０ｂにより決定される共振周波数に基づ
いて、９０°移相回路４の出力信号を移相して出力する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the acceleration detection device. The acceleration detection apparatus 1 shown in FIG. 1 includes an oscillation circuit 2, a first rectangular circuit (waveform shaping circuit) 3, a 90 ° phase shift circuit 4, a resonance circuit 5, and a second rectangular circuit (waveform shaping circuit). 6, phase comparison circuit 7, low-pass filter (hereinafter referred to as LPF) 8, differentiation circuit 9, buffer amplifier circuit (hereinafter referred to as buffer amplifier)
10.
The oscillation circuit 2 is a crystal oscillation circuit including a first tuning-fork type crystal vibrating element (first tuning-fork type vibrating element) 20a as a vibrating element.
The first rectangularizing circuit 3 is constituted by a comparator, for example, and converts the output signal from the oscillation circuit 2 into a rectangular wave signal and outputs it.
The 90 ° phase shift circuit 4 shifts the phase of the output signal output from the oscillation circuit 2 by 90 °,
Output to the resonance circuit 5. Although depending on the configuration of the 90 ° phase shift circuit 4, the signal waveform that can be phase-shifted in the 90 ° phase shift circuit 4 is usually a sine wave, so that the output signal waveform of the oscillation circuit 2 is a sine waveform. It is desirable to configure the circuit as described above.
The resonance circuit 5 includes a second tuning fork type crystal resonator 20b (second tuning fork type resonator element) as a second vibration element, and is based on a resonance frequency determined by the second tuning fork type crystal resonator 20b. Thus, the output signal of the 90 ° phase shift circuit 4 is phase-shifted and output.

第２の矩形化回路６もまた、例えばコンパレータなどにより構成され、共振回路５の出
力信号を矩形波信号に変換して位相比較器７に出力する。
位相比較回路７は、第１の矩形化回路３からの出力信号と、第２の矩形化回路６からの
出力信号との位相を比較し、その比較結果を出力する。このとき、位相比較回路７は９０
°の位相差を基準に位相比較を行って、その位相差を位相差信号として出力する。なお、
位相比較回路７において位相比較を行う場合には、入力信号の少なくとも一方の波形が矩
形である必要があるため、本実施形態では位相比較回路７の前段に夫々第１及び第２の矩
形化回路３、６を設けるようにしているが少なくとも何れか一方だけでも良い。
また、発振回路２の出力波形が矩形波であれば、第１及び第２の矩形化回路３、６は必
ずしも設ける必要はない。但し、通常、９０°移相回路４等に入力する信号波形を正弦波
形にする必要があるため、９０°移相回路４が設けられている場合には発振回路２の出力
波形を正弦波形とし、位相比較回路７に入力する際に第１、第２の矩形化回路３、６によ
り矩形化することが望ましい。
更に、位相比較回路７に入力される２つの信号のレベルが一致していないと検波結果に
２つの入力信号の位相差以外に信号レベルの差に基づく値も含まれてしまい正確な加速度
検知結果を得ることができない可能性がある。
従って、このような不具合の発生を防止する為にも第１、第２の矩形化回路３、６によ
り矩形化（波形整形）することが望ましい。 The second rectangularization circuit 6 is also constituted by a comparator, for example, and converts the output signal of the resonance circuit 5 into a rectangular wave signal and outputs it to the phase comparator 7.
The phase comparison circuit 7 compares the phases of the output signal from the first rectangularization circuit 3 and the output signal from the second rectangularization circuit 6 and outputs the comparison result. At this time, the phase comparison circuit 7 is 90
A phase comparison is performed with the phase difference of ° as a reference, and the phase difference is output as a phase difference signal. In addition,
When phase comparison is performed in the phase comparison circuit 7, at least one of the waveforms of the input signals needs to be rectangular. In the present embodiment, the first and second rectangularization circuits are provided in the preceding stage of the phase comparison circuit 7, respectively. 3 and 6 are provided, but at least one of them may be provided.
If the output waveform of the oscillation circuit 2 is a rectangular wave, the first and second rectangularization circuits 3 and 6 are not necessarily provided. However, since the signal waveform input to the 90 ° phase shift circuit 4 or the like normally needs to be a sine waveform, when the 90 ° phase shift circuit 4 is provided, the output waveform of the oscillation circuit 2 is a sine waveform. When the signal is input to the phase comparison circuit 7, it is desirable that the first and second rectangularization circuits 3 and 6 make it rectangular.
Furthermore, if the levels of the two signals input to the phase comparison circuit 7 do not match, the detection result includes a value based on the difference in signal level in addition to the phase difference between the two input signals, and an accurate acceleration detection result You may not be able to get
Therefore, in order to prevent the occurrence of such a problem, it is desirable that the first and second rectangularization circuits 3 and 6 make a rectangle (waveform shaping).

ＬＰＦ８は、位相比較回路７から出力される位相差信号から低周波信号を抽出して出力
する。
微分回路９は、ＬＰＦ８からの位相差信号を微分して出力する。
ここで、微分回路９の機能について説明しておく。
例えば、本実施形態のように音叉型水晶振動素子等を加速度センサとして加速度検出を
行う場合は、加速度値と、センサ周波数の周波数偏差（加速度が印加される前の周波数ｆ
１と、印加されたときの周波数ｆ２との差（Δｆ＝ｆ２−ｆ１））とが比例関係になる。
即ち、
加速度∝Δｆ（ＦＭ検波出力）
の関係を満たすことになる。
しかし、本実施形態では、位相比較回路７において加速度センサから得られる２つの周
波数の位相を比較しているので、位相比較回路７からは位相検波出力Φが得られることに
なる。そして、この位相検波出力Φは周波数偏差Δｆの積分値と等しくなる。即ち、
位相検波出力Φ＝∫Δｆ
の関係を満たすことになる。
そこで、本実施形態の加速度検出装置では微分回路９を設け、微分回路９において、Ｌ
ＰＦ８から出力信号として出力される位相検波出力Φを微分することにより加速度値を得
るようにしている。即ち、
ＦＭ検波＝ｄΦ／ｄｔ＝Δｆ∝加速度
の関係を満たすことになる。
微分回路９で微分された信号は、バッファアンプ１０を介して加速度検出信号Ｓαとし
て出力される。
本発明の加速度検出装置では、第１及び第２の音叉型水晶振動素子の少なくとも一方が
加速度の変化に対して共振周波数が変化する加速度検出素子である。 The LPF 8 extracts and outputs a low frequency signal from the phase difference signal output from the phase comparison circuit 7.
The differentiation circuit 9 differentiates and outputs the phase difference signal from the LPF 8.
Here, the function of the differentiating circuit 9 will be described.
For example, when performing acceleration detection using a tuning fork type crystal vibrating element or the like as an acceleration sensor as in this embodiment, the acceleration value and the frequency deviation of the sensor frequency (the frequency f before the acceleration is applied)
1 and the difference between the applied frequency f2 (Δf = f2−f1)) is proportional.
That is,
Acceleration ∝Δf (FM detection output)
Will satisfy the relationship.
However, in this embodiment, since the phase of the two frequencies obtained from the acceleration sensor is compared in the phase comparison circuit 7, the phase detection output Φ is obtained from the phase comparison circuit 7. This phase detection output Φ is equal to the integral value of the frequency deviation Δf. That is,
Phase detection output Φ = ∫Δf
Will satisfy the relationship.
Therefore, the acceleration detecting device of the present embodiment is provided with a differentiating circuit 9, and in the differentiating circuit 9, L
An acceleration value is obtained by differentiating the phase detection output Φ output as an output signal from the PF 8. That is,
The relationship of FM detection = dΦ / dt = Δf 関係 acceleration is satisfied.
The signal differentiated by the differentiating circuit 9 is output as an acceleration detection signal Sα via the buffer amplifier 10.
In the acceleration detecting device of the present invention, at least one of the first and second tuning-fork type crystal vibrating elements is an acceleration detecting element whose resonance frequency changes with respect to a change in acceleration.

図２は本実施形態の加速度検出装置に備られる第１及び第２の音叉型水晶振動素子の構
成を模式的に示した図である。
この図２に示すように第１及び第２の音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂは、それぞれ
並列に配置された２本の振動腕２１ａ、２１ｂと、この２本の振動腕２１ａ、２１ｂの延
長方向一端を結合する結合部２２とから成る。そして、第１及び第２の音叉型水晶振動素
子２０ａ、２０ｂの各結合部２２を、当該音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂがそれぞれ
搭載される基板（図示しない）に固定するようにしている。なお、結合部２２は基板と接
続する固定部である。第１と第２の音叉型水晶振動素子を共に加速度検出素子とする場合
、図２に示すように第１の音叉型水晶振動素子２０ａの各振動腕２１ａ、２１ｂと第２の
音叉型水晶振動素子２０ｂの各振動腕２１ａ、２１ｂの延長方向を加速度検出軸方向に一
致させ、且つ、第１の音叉型水晶振動素子２０ａの振動腕２１ａ、２１ｂの自由端部と第
２の音叉型水晶振動素子２０ｂの振動腕２１ａ、２１ｂの自由端部を対向配置する、或い
は第１の音叉型水晶振動素子２０ａの結合部２２と第２の音叉型水晶振動素子２０ｂの結
合部２２を対向配置する。即ち、振動腕２１ａ、振動腕２１ｂの延長方向が各音叉型水晶
振動素子２０ａ、２０ｂとの間で互いに逆向きとする。 FIG. 2 is a diagram schematically showing a configuration of first and second tuning-fork type crystal vibrating elements provided in the acceleration detection device of the present embodiment.
As shown in FIG. 2, the first and second tuning-fork type crystal vibrating elements 20a and 20b include two vibrating arms 21a and 21b arranged in parallel, and extensions of the two vibrating arms 21a and 21b. It comprises a coupling portion 22 for coupling one end in the direction. The coupling portions 22 of the first and second tuning-fork type crystal vibrating elements 20a and 20b are fixed to substrates (not shown) on which the tuning-fork type crystal vibrating elements 20a and 20b are respectively mounted. The coupling portion 22 is a fixed portion that is connected to the substrate. When both the first and second tuning-fork type crystal vibrating elements are used as acceleration detecting elements, as shown in FIG. 2, the vibrating arms 21a and 21b of the first tuning-fork type crystal vibrating element 20a and the second tuning-fork type crystal vibration element are used. The extending directions of the vibrating arms 21a and 21b of the element 20b are made to coincide with the acceleration detection axis direction, and the free ends of the vibrating arms 21a and 21b of the first tuning-fork type crystal vibrating element 20a and the second tuning-fork type crystal vibration are used. The free ends of the vibrating arms 21a and 21b of the element 20b are arranged opposite to each other, or the coupling portion 22 of the first tuning fork type quartz vibrating element 20a and the coupling portion 22 of the second tuning fork type quartz vibrating element 20b are arranged to face each other. That is, the extending directions of the vibrating arm 21a and the vibrating arm 21b are opposite to each other between the tuning fork type crystal vibrating elements 20a and 20b.

このように構成される第１及び第２の音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂは、図示しな
い駆動電極に交流電圧を印加すると、並列する２本の振動腕２１ａ、２１ｂが破線で示す
ように対称的に屈曲振動する。そして、屈曲振動している状態で、例えば、図２に示す矢
印方向の加速度αが加わると、第１の音叉型水晶振動素子２０ａには見かけ上では加速度
αの方向とは逆方向の慣性力が発生するので、この影響により音叉型水晶振動素子２０ａ
の振動腕２１ａ、２１ｂは加速度αに対して逆の方向へ引っ張られる引張応力を受けるこ
とになる。この場合、第１の音叉型水晶振動素子２０ａの周波数は引張応力の影響を受け
て高くなる。一方、第２の音叉型水晶振動素子２０ｂにも見かけ上では加速度αの方向と
は逆方向の慣性力が発生するので、この影響により音叉型水晶振動素子２０ｂの振動腕２
１ａ、２１ｂは、結合部２２の方向へ圧縮する圧縮応力を受けることになる。この場合、
第２の音叉型水晶振動素子２０ｂの周波数は圧縮応力の影響を受けて低くなる。
そこで、本実施形態では、このような第１及び第２の音叉型水晶振動素子２０ａ、２０
ｂに加速度が加わったとき発生する周波数変化に基づき加速度検出信号Ｓαを得るように
している。
このような音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂは、従来のＭＥＭＳ加速度センサに比べ
て、ダイナミックレンジが広く（例えば±３ｇ〜±４００ｇ）、しかも高リニアリティ（
例えば、０．０５％Ｆ．Ｓ．）で温度感度安定度が良いといった利点がある。
そして、加速度検出軸方向と振動腕２１ａ、２１ｂとの延長方向とを一致させることが
できるので加速度検出軸方向と垂直方向（基板面に垂直な方向）に対する低背化にも有利
である。
なお、図２においては説明を分かり易くするために音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂ
の屈曲振動の概念を破線により示したが、実際には音叉型水晶振動素子２０の形状自体は
殆ど変位しないものである。 In the first and second tuning-fork type crystal vibrating elements 20a and 20b configured in this way, when an AC voltage is applied to a drive electrode (not shown), the two vibrating arms 21a and 21b arranged in parallel are symmetrical as indicated by broken lines. Bends and vibrates. Then, for example, when the acceleration α in the direction of the arrow shown in FIG. 2 is applied in the state of bending vibration, the first tuning-fork type crystal vibrating element 20a apparently has an inertial force that is opposite to the direction of the acceleration α. Therefore, the tuning-fork type crystal vibrating element 20a is caused by this effect.
The vibrating arms 21a and 21b receive a tensile stress that is pulled in a direction opposite to the acceleration α. In this case, the frequency of the first tuning-fork type crystal vibrating element 20a becomes high due to the influence of tensile stress. On the other hand, an apparent inertia force is generated in the second tuning fork type crystal vibrating element 20b in the direction opposite to the direction of the acceleration α.
1 a and 21 b receive a compressive stress that compresses in the direction of the coupling portion 22. in this case,
The frequency of the second tuning-fork type crystal vibrating element 20b is lowered under the influence of compressive stress.
Therefore, in the present embodiment, the first and second tuning-fork type crystal vibrating elements 20a, 20 are used.
An acceleration detection signal Sα is obtained based on a frequency change that occurs when acceleration is applied to b.
Such tuning-fork type crystal vibrating elements 20a and 20b have a wide dynamic range (for example, ± 3 g to ± 400 g) and high linearity (for example, compared to conventional MEMS acceleration sensors).
For example, 0.05% F.V. S. ) Has the advantage that the temperature sensitivity stability is good.
Further, since the acceleration detection axis direction and the extending direction of the vibrating arms 21a and 21b can be matched, it is advantageous in reducing the height in the direction perpendicular to the acceleration detection axis direction (direction perpendicular to the substrate surface).
In FIG. 2, the tuning-fork type crystal vibrating elements 20a and 20b are easy to understand.
Although the concept of the bending vibration is shown by a broken line, the shape of the tuning-fork type crystal vibrating element 20 is actually hardly displaced.

以下、上記した音叉型水晶振動素子の特性を踏まえて本実施形態の加速度検出装置１の
動作を説明する。
図３は共振回路５の位相特性を示した図である。
ここでは、動作説明を分かり易くするために、第１の音叉型水晶振動素子２０ａと第２
の音叉型水晶振動素子２０ｂの加速度検出に伴う動作を分けて説明する。
先ず、第１の音叉型水晶振動素子２０ａでの加速度検出に伴う動作ついて説明する。
定速運動状態における共振回路５の位相特性を、図３に実線で示すような特性に設定し
ておく。この場合、共振回路５では、周波数Ａの信号が入力されたときは、入力信号と共
振回路５から出力される出力信号との位相差は「０」となる。
ここで、第１の音叉型水晶振動素子２０ａの振動腕２１ａ、２１ｂ延長方向へ加速運動
が生じ、第１の音叉型水晶振動素子２０ａの振動腕２１ａ、２１ｂに圧縮方向の慣性力が
加わったとする。すると、第１の音叉型水晶振動素子２０ａは慣性力の影響を受けて周波
数が低下する。第１の音叉型水晶振動素子２０ａの周波数が周波数Ａから周波数Ｂに低下
した場合、共振回路５に入力される信号の周波数はＡからＢに低下するので、入力信号と
共振回路５から出力される信号との位相差としてΔＡＢが得られることになる。 Hereinafter, the operation of the acceleration detection device 1 of the present embodiment will be described based on the characteristics of the tuning fork type crystal resonator element described above.
FIG. 3 is a diagram showing the phase characteristics of the resonance circuit 5.
Here, in order to make the explanation of the operation easy to understand, the first tuning-fork type crystal resonator element 20a and the second
The operation associated with the acceleration detection of the tuning fork type crystal resonator element 20b will be described separately.
First, the operation accompanying the acceleration detection in the first tuning-fork type crystal vibrating element 20a will be described.
The phase characteristic of the resonance circuit 5 in the constant speed motion state is set to a characteristic as shown by a solid line in FIG. In this case, in the resonance circuit 5, when a signal of frequency A is input, the phase difference between the input signal and the output signal output from the resonance circuit 5 is “0”.
Here, acceleration motion is generated in the extending direction of the vibrating arms 21a and 21b of the first tuning-fork type quartz vibrating element 20a, and an inertial force in the compression direction is applied to the vibrating arms 21a and 21b of the first tuning-fork type quartz vibrating element 20a. To do. Then, the frequency of the first tuning-fork type crystal resonator element 20a is affected by the inertial force. When the frequency of the first tuning-fork type crystal vibrating element 20a is decreased from the frequency A to the frequency B, the frequency of the signal input to the resonance circuit 5 is decreased from A to B, so that the input signal and the resonance circuit 5 are output. ΔAB is obtained as a phase difference with the signal.

一方、上記した第１の音叉型水晶振動素子２０ａの振動腕２１ａ、２１ｂに圧縮方向の
慣性力が加わった場合、共振回路５に備えられている第２の音叉型水晶振動素子２０ｂで
は、振動腕２１ａ、２１ｂに引っ張り方向の慣性力が加わるので、第２の音叉型水晶振動
素子２０ｂは、慣性力の影響を受けて周波数が高くなる。この場合、共振回路５の移相特
性は、図３に実線で示した特性から破線で示した特性へと推移することになる。即ち、特
性が全体的に高周波側へシフトしたようになる。
従って、第１の音叉型水晶振動素子２０ａの周波数が周波数Ａから周波数Ｂに低下した
場合、共振回路５から出力される信号の位相は、ΔＡＢの約２倍のΔＡＢ’の位相差を有
するものとなる。
従って、このような本実施形態の加速度検出装置１においては、共振回路５の出力信号
と発振回路２の出力信号との位相を位相比較回路７で比較し、その位相比較結果をＬＰＦ
８により抽出し、さらに微分回路９で微分することにより、発振回路２に備えた第１の音
叉型水晶振動素子２０ａと、共振回路５に備えた第２の音叉型水晶振動素子２０ｂとを利
用して加速度を検出することが可能になる。 On the other hand, when an inertial force in the compression direction is applied to the vibrating arms 21a and 21b of the first tuning-fork type quartz vibrating element 20a, the second tuning-fork type quartz vibrating element 20b provided in the resonance circuit 5 vibrates. Since the inertia force in the pulling direction is applied to the arms 21a and 21b, the frequency of the second tuning-fork type crystal vibrating element 20b is increased by the influence of the inertia force. In this case, the phase shift characteristic of the resonance circuit 5 changes from the characteristic indicated by the solid line in FIG. 3 to the characteristic indicated by the broken line. That is, the characteristics are shifted to the high frequency side as a whole.
Therefore, when the frequency of the first tuning-fork type crystal vibrating element 20a is decreased from the frequency A to the frequency B, the phase of the signal output from the resonance circuit 5 has a phase difference of ΔAB ′ that is approximately twice ΔAB. It becomes.
Therefore, in the acceleration detecting apparatus 1 of this embodiment, the phase of the output signal of the resonance circuit 5 and the output signal of the oscillation circuit 2 are compared by the phase comparison circuit 7 and the phase comparison result is compared with the LPF.
The first tuning fork type crystal vibrating element 20a provided in the oscillation circuit 2 and the second tuning fork type crystal vibrating element 20b provided in the resonance circuit 5 are utilized by extracting by the differential circuit 9 and further differentiating by the differentiation circuit 9. Thus, acceleration can be detected.

また、本実施形態では、従来のように発振回路を設けることなく構成することができる
ので、従来の振動式センサ回路のように、加速度以外の強い衝撃が加わった場合でも発振
が停止するといったことがない。
さらに本実施形態では、第１及び第２の音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂを加速度検
出方向に対して対向配置しているので、音叉型水晶振動素子が１つの場合に比べて位相比
較回路７から出力される位相差信号のレベルを約２倍に高めることができる。これにより
加速度の検出感度を約２倍に高めることができる。
また、本実施形態のように、音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂを用いて加速度センサ
を構成した場合は、従来のＭＥＭＳ加速度センサに比べて、ダイナミックレンジが広く、
しかも高リニアリティで、感度の温度安定度が良いといった利点もある。
また、本実施形態では、発振回路２と共振回路５との間に発振回路２から出力される正
弦波信号を移相する移相回路として９０°移相回路４を設けるようにしているが、移相回
路は必ずしも９０°移相回路である必要はない。また、位相比較回路７の特性によっては
移相回路を必ずしも設ける必要はない。但し、発振回路２と共振回路５との間に移相回路
を設け、発振回路２から分岐して出力される出力信号の一方を、位相比較回路７の位相特
性に併せて移相することで、位相比較回路７において第１及び第２の音叉型水晶振動素子
２０ａ、２０ｂから出力される出力信号の位相差を確実に検出することが可能になる。特
に、本実施形態のように位相比較回路７が９０°位相比較回路であり、移相回路として９
０°移相回路を設けると、位相比較回路７において第１及び第２の音叉型水晶振動素子か
ら出力される出力信号の位相差から加速度の向きを検出することが可能になる。つまり、
図２に於いて加速度αの方向であるか加速度αと逆の方向であるかを検出可能になる。 Further, in this embodiment, since it can be configured without providing an oscillation circuit as in the prior art, the oscillation stops even when a strong impact other than acceleration is applied, as in the conventional vibration sensor circuit. There is no.
Furthermore, in the present embodiment, the first and second tuning-fork type crystal vibrating elements 20a and 20b are arranged opposite to the acceleration detection direction, so that the phase comparison circuit 7 is compared with the case where there is one tuning-fork type crystal vibrating element. The level of the phase difference signal output from can be increased about twice. As a result, the acceleration detection sensitivity can be increased approximately twice.
In addition, when the acceleration sensor is configured using the tuning fork type crystal vibrating elements 20a and 20b as in the present embodiment, the dynamic range is wide compared to the conventional MEMS acceleration sensor,
In addition, there are advantages such as high linearity and good temperature stability of sensitivity.
In the present embodiment, the 90 ° phase shift circuit 4 is provided between the oscillation circuit 2 and the resonance circuit 5 as a phase shift circuit that shifts the sine wave signal output from the oscillation circuit 2. The phase shift circuit is not necessarily a 90 ° phase shift circuit. Further, depending on the characteristics of the phase comparison circuit 7, it is not always necessary to provide a phase shift circuit. However, a phase shift circuit is provided between the oscillation circuit 2 and the resonance circuit 5, and one of the output signals branched and output from the oscillation circuit 2 is phase-shifted in accordance with the phase characteristics of the phase comparison circuit 7. Thus, the phase comparison circuit 7 can reliably detect the phase difference between the output signals output from the first and second tuning-fork type crystal vibrating elements 20a and 20b. In particular, as in this embodiment, the phase comparison circuit 7 is a 90 ° phase comparison circuit, and the phase shift circuit 9
When the 0 ° phase shift circuit is provided, the phase comparison circuit 7 can detect the direction of acceleration from the phase difference between the output signals output from the first and second tuning-fork type crystal vibrating elements. That means
In FIG. 2, it is possible to detect whether the direction is the direction of the acceleration α or the direction opposite to the acceleration α.

即ち、位相比較回路７が０°位相比較回路である場合、位相比較回路７からは定速度状
態から加速度が増減した何れの状況に対しても位相差が大きくなるような出力結果が得ら
れる。従ってこの場合は、加速度の方向を確認することはできない。
一方、本実施形態のように位相比較回路７が９０°位相比較回路であり、９０°移相回
路４を設けた構成では、位相比較回路７の出力結果は、例えば定速度状態から加速した場
合であれば位相差が大きくなるような信号が、また定速度状態から減速した場合であれば
位相差が小さくなるような信号となる。従ってこの場合は、加速度の方向を確認すること
ができる。
また、本実施形態では、発振回路２は出力信号波形を正弦波としているため、位相比較
回路７の前段に第１の矩形化回路を設けるようにしているが、例えば発振回路２を正弦波
信号と矩形波信号との２出力型水晶発振器であれば、第１の矩形化回路３を設ける必要は
ない。 That is, when the phase comparison circuit 7 is a 0 ° phase comparison circuit, the phase comparison circuit 7 can obtain an output result in which the phase difference becomes large in any situation where the acceleration increases or decreases from the constant speed state. Therefore, in this case, the direction of acceleration cannot be confirmed.
On the other hand, in the configuration in which the phase comparison circuit 7 is a 90 ° phase comparison circuit and the 90 ° phase shift circuit 4 is provided as in the present embodiment, the output result of the phase comparison circuit 7 is, for example, an acceleration from a constant speed state If so, a signal with a large phase difference is obtained, and if the vehicle is decelerated from a constant speed state, a signal with a small phase difference is obtained. Therefore, in this case, the direction of acceleration can be confirmed.
In the present embodiment, since the output signal waveform of the oscillation circuit 2 is a sine wave, the first rectangular circuit is provided in front of the phase comparison circuit 7. For example, the oscillation circuit 2 is connected to the sine wave signal. The first rectangular circuit 3 does not need to be provided as long as it is a two-output crystal oscillator with a rectangular wave signal.

図１に示す加速度検出装置１の微分回路９について説明する。
一般的な微分回路としては、図１２（ａ）に示すようなオペアンプを用いた回路が知ら
れている。オペアンプＯＰの正相入力端子を接地し、抵抗Ｒ１と容量Ｃ１との直列接続回
路の一方を逆相入力端子に接続して、他方を入力端子ＩＮとする。オペアンプＯＰの逆相
入力端子と出力端子ＯＵＴとの間に、抵抗Ｒ３と容量Ｃ２との並列接続回路を接続した微
分回路である。この微分回路の出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎを時間微分した値に
比例する。
このような微分回路１３（ａ）を用いた加速度検出装置の場合、加速度≠０の状態での
加速度を検出することは可能であるが、静止加速度（一定速度の状態等）については検知
することができない。
即ち、静止加速度の場合、ＬＰＦ８からの検出信号が定電流信号となり、これが図１２
（ａ）に示す微分回路の容量Ｃ１により完全に遮断されるため、微分回路の出力は「０」
になる。また、静止加速度に近い低い周波数（加速度の時間的変化量が小さい）の加速度
の場合も、ＬＰＦ８の出力信号が容量Ｃ１により減衰されるため、微分回路の出力が減衰
し、図１２（ｂ）に示すように低周波の加速度では加速度の値を正確に求めることができ
ない。
そこで、図４に示すように静止加速度から高い周波数の加速度まで、精度良く加速度が
求められる微分回路を想致した。図５に示す回路は、本発明の加速度検出装置に適用した
ＤＣ（静止加速度）から高い周波数の加速度（動的加速度）まで用いることができる微分
回路２５である。この微分回路２５はオペアンプＯＰの正相入力端子を接地し、容量Ｃ１
と抵抗Ｒ４との並列回路に、抵抗Ｒ１を直列接続し、並列接続側をオペアンプＯＰの逆相
入力端子に接続して、抵抗Ｒ１側を入力端子ＩＮとする。オペアンプＯＰの逆相入力端子
と出力端子ＯＵＴとの間に、抵抗Ｒ３と容量Ｃ２との並列接続回路を接続して構成した微
分回路である。抵抗Ｒ４（バイパス抵抗）を容量Ｃ１に並列接続することにより、静止加
速度時の定電流信号が抵抗Ｒ４介してオペアンプＯＰに供給され、更に抵抗Ｒ３を介して
オペアンプＯＰに帰還信号が供給されるために静止加速度を検出できるようになる。また
、後の図で示すように、数ｍＨｚの領域における加速度も減衰することなく、検出するこ
とが可能となる。 The differentiation circuit 9 of the acceleration detection apparatus 1 shown in FIG. 1 will be described.
As a general differentiation circuit, a circuit using an operational amplifier as shown in FIG. The positive phase input terminal of the operational amplifier OP is grounded, one of the series connection circuits of the resistor R1 and the capacitor C1 is connected to the negative phase input terminal, and the other is used as the input terminal IN. This is a differential circuit in which a parallel connection circuit of a resistor R3 and a capacitor C2 is connected between the negative phase input terminal and the output terminal OUT of the operational amplifier OP. The output voltage Vout of this differentiation circuit is proportional to the value obtained by time differentiation of the input voltage Vin.
In the case of an acceleration detection device using such a differentiation circuit 13 (a), it is possible to detect acceleration in a state where acceleration ≠ 0, but to detect stationary acceleration (a constant speed state, etc.). I can't.
That is, in the case of static acceleration, the detection signal from the LPF 8 becomes a constant current signal, which is shown in FIG.
The output of the differentiating circuit is “0” because it is completely cut off by the capacitance C1 of the differentiating circuit shown in FIG.
become. Also, in the case of acceleration at a low frequency close to the static acceleration (the amount of time change in acceleration is small), the output signal of the LPF 8 is attenuated by the capacitor C1, so the output of the differentiation circuit is attenuated, and FIG. As shown in FIG. 2, the acceleration value cannot be obtained accurately with low-frequency acceleration.
Therefore, as shown in FIG. 4, a differential circuit was devised in which acceleration is accurately obtained from static acceleration to high frequency acceleration. The circuit shown in FIG. 5 is a differentiating circuit 25 that can be used from DC (static acceleration) to high frequency acceleration (dynamic acceleration) applied to the acceleration detecting device of the present invention. This differentiation circuit 25 grounds the positive-phase input terminal of the operational amplifier OP, and has a capacitance C1.
The resistor R1 is connected in series to the parallel circuit of the resistor R4, the parallel connection side is connected to the negative phase input terminal of the operational amplifier OP, and the resistor R1 side is used as the input terminal IN. The differential circuit is configured by connecting a parallel connection circuit of a resistor R3 and a capacitor C2 between the negative phase input terminal and the output terminal OUT of the operational amplifier OP. By connecting the resistor R4 (bypass resistor) in parallel with the capacitor C1, a constant current signal at the time of stationary acceleration is supplied to the operational amplifier OP through the resistor R4, and further, a feedback signal is supplied to the operational amplifier OP through the resistor R3. The stationary acceleration can be detected. Further, as shown in a later drawing, it is possible to detect the acceleration in the region of several mHz without being attenuated.

図６は、図１２（ａ）に示す微分回路の特性の一例で、利得がピーク値となる周波数Ｆ
０を５０Ｈｚ、カットオフ周波数ｆｃを２．３Ｈｚに設定した場合の周波数（Ｈｚ）−利
得（ｄＢ）特性である。周知のように周波数Ｆ０までは、利得（ゲイン）は周波数に比例
して増加する。
図７は、図５に示す本発明になる微分回路２５の定数値、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３及びＲ
４を夫々３．３ｋΩ、６８ｋΩ、６８ｋΩ及び１０ｋΩ、容量Ｃ１、Ｃ２を夫々１μＦ、
４７０００ｐＦに設定した場合の周波数（Ｈｚ）−利得（ｄＢ）特性である。周波数Ｆ０
は５０Ｈｚに設定されている。図７から明らかなように周波数（Ｈｚ）−利得（ｄＢ）特
性のすそのが、周波数Ｆ０寄りに近づくことが分かる。
静止加速度及び動的加速度を共に精度よく測定できる微分回路としては、図８に示すよ
うに、静止加速度の感度と動的加速度の感度が一致する点（クロスポイント）に抵抗Ｒ４
の値を設定することが望ましい。
即ち、加速度検出装置から出力された電気信号から加速度の大きさを認識する為には演
算処理が必要である。しかし、加速度の感度がクロスポイントに設定されていない加速度
検出装置では、静止加速度と動的加速度とで感度特性に差がある。そのため、微分回路２
５からの出力された電気信号を加速度の大きさとして数値的に変換する演算式を静止加速
度と動的加速度とで共通にすることができない。そしてこの場合、例えば静止状態である
か動的状態であるかを判断する回路が必要となってしまう。これに対して加速度の感度を
クロスポイントに設定された加速度検出装置であれば上述の演算式を静止加速度と動的加
速度とで共通とすることが可能である。従って小規模の回路構成で加速度検出装置を構成
することができる。図９は、図５に示す微分回路２５の定数値、抵抗Ｒ１、Ｒ３を夫々３
．３ｋΩ、６８ｋΩ、容量Ｃ１、Ｃ２を夫々１．０μＦ、４７ｎＦ、周波数を１０Ｈｚに
設定し、抵抗４をパラメータとして変化させた場合の静止加速度の増幅度（実線）と、動
的加速度の増幅度（破線）と、を示す図である。横軸はバイパス抵抗Ｒ４、縦軸は微分回
路の増幅度（加速度感度）である。Ｆ０が５０Ｈｚの微分回路で帯域幅１０Ｈｚの加速度
センサの場合、静止加速度及び動的加速度の増幅度が交わるクロスポイントの抵抗Ｒ４は
、は５．７ｋΩである。 FIG. 6 shows an example of the characteristics of the differentiating circuit shown in FIG.
This is a frequency (Hz) -gain (dB) characteristic when 0 is set to 50 Hz and the cut-off frequency fc is set to 2.3 Hz. As is well known, the gain increases in proportion to the frequency up to the frequency F0.
FIG. 7 shows the constant values of the differentiation circuit 25 according to the present invention shown in FIG.
4 is 3.3 kΩ, 68 kΩ, 68 kΩ and 10 kΩ, respectively, and capacitances C1 and C2 are 1 μF, respectively.
It is a frequency (Hz) -gain (dB) characteristic at the time of setting to 47000 pF. Frequency F0
Is set to 50 Hz. As apparent from FIG. 7, it can be seen that the bottom of the frequency (Hz) -gain (dB) characteristic approaches the frequency F0.
As a differentiation circuit capable of measuring both static acceleration and dynamic acceleration with high accuracy, as shown in FIG. 8, a resistor R4 is used at the point (cross point) where the sensitivity of the static acceleration and the sensitivity of the dynamic acceleration match.
It is desirable to set the value of.
That is, arithmetic processing is required to recognize the magnitude of acceleration from the electrical signal output from the acceleration detection device. However, in an acceleration detection device in which acceleration sensitivity is not set at a cross point, there is a difference in sensitivity characteristics between static acceleration and dynamic acceleration. Therefore, differentiation circuit 2
The arithmetic expression for numerically converting the electrical signal output from 5 as the magnitude of acceleration cannot be made common to stationary acceleration and dynamic acceleration. In this case, for example, a circuit for determining whether the state is a stationary state or a dynamic state is required. On the other hand, in the case of an acceleration detection device in which the sensitivity of acceleration is set at a cross point, the above-described arithmetic expression can be made common to static acceleration and dynamic acceleration. Therefore, the acceleration detection device can be configured with a small circuit configuration. FIG. 9 shows that the constant value and the resistors R1 and R3 of the differentiating circuit 25 shown in FIG.
. Amplification of stationary acceleration (solid line) and dynamic acceleration (indicated by solid lines) and 3kΩ, 68kΩ, capacitances C1 and C2 of 1.0 μF and 47 nF, frequency of 10 Hz, and resistance 4 as a parameter (Broken line). The horizontal axis represents the bypass resistance R4, and the vertical axis represents the amplification degree (acceleration sensitivity) of the differentiation circuit. In the case of an acceleration sensor with a F0 of 50 Hz and a bandwidth of 10 Hz, the resistance R4 at the cross point where the amplification degree of the static acceleration and the dynamic acceleration intersect is 5.7 kΩ.

図１に加速度検出装置の一例のブロック図を示したが、本発明の微分回路は、微分回路
を用いるいかなる加速度検出装置にも適用できる。
また、以上で説明した第１及び第２の音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂの構成はあく
までも一例であり、本発明の音叉型水晶振動素子としては、例えば図１０に示すような双
音叉型水晶振動子を用いることも可能である。
図１０に示す双音叉型水晶振動素子２３は、並列に配置された２本の振動腕２１ａ、２
１ｂと、この２本の振動腕２１ａ、２１ｂの延長方向の両端を夫々結合した結合部２２ａ
、２２ｂとから成る。そして、この場合は、例えば、結合部２２ａ、２２ｂの内、一方の
結合部２２ａだけを双音叉型水晶振動素子２３が搭載される基板（図示しない）に固定し
、他方を自由端とすれば良い。なお、結合部２２ａは基板と接続する固定部である。
双音叉型水晶振動素子２３を用いて本実施形態の加速度検出装置を構成した場合は、自
由端側の結合部２２ｂが重りとして機能するため大きな慣性力を発生させることができる
ので、上記した音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂより加速度感度を高めることができる
。 FIG. 1 shows a block diagram of an example of an acceleration detection device, but the differentiation circuit of the present invention can be applied to any acceleration detection device using a differentiation circuit.
Further, the configuration of the first and second tuning fork type crystal vibrating elements 20a and 20b described above is merely an example, and the tuning fork type crystal vibrating element of the present invention is, for example, a double tuning fork type crystal as shown in FIG. It is also possible to use a vibrator.
A double tuning fork type crystal vibrating element 23 shown in FIG. 10 has two vibrating arms 21a, 2 arranged in parallel.
1b and a coupling portion 22a that couples both ends in the extending direction of the two vibrating arms 21a and 21b.
22b. In this case, for example, only one of the coupling portions 22a and 22b is fixed to a substrate (not shown) on which the double tuning fork type crystal vibrating element 23 is mounted, and the other is a free end. good. The coupling portion 22a is a fixed portion that is connected to the substrate.
When the acceleration detecting device of the present embodiment is configured using the double tuning fork type crystal vibrating element 23, since the coupling portion 22b on the free end side functions as a weight, a large inertia force can be generated. Acceleration sensitivity can be increased compared to the type quartz resonator elements 20a and 20b.

本発明に係る加速度検出装置の構成を示した図。The figure which showed the structure of the acceleration detection apparatus which concerns on this invention. 音叉型水晶振動素子の構成を示した図。The figure which showed the structure of the tuning fork type crystal vibration element. 共振回路の移相特性を示した図。The figure which showed the phase shift characteristic of the resonance circuit. 周波数と加速度との理想的な関係を示す図Diagram showing ideal relationship between frequency and acceleration 本発明の微分回路の構成を示す回路図。The circuit diagram which shows the structure of the differentiation circuit of this invention. 微分回路の周波数−利得特性を示す図。The figure which shows the frequency-gain characteristic of a differentiation circuit. 本発明の微分回路の周波数−利得特性を示す図。The figure which shows the frequency-gain characteristic of the differentiation circuit of this invention. 微分回路のバイパス抵抗Ｒ４と増幅度との関係を示す説明図。Explanatory drawing which shows the relationship between bypass resistance R4 of a differentiation circuit, and amplification degree. 微分回路のバイパス抵抗Ｒ４と増幅度との関係を示す図。The figure which shows the relationship between bypass resistance R4 of a differentiation circuit, and amplification degree. 双音叉振動素子の構成を示す平面図。The top view which shows the structure of a double tuning fork vibration element. 従来の振動式センサ回路の構成を示した図。The figure which showed the structure of the conventional vibration type sensor circuit. （ａ）従来の微分回路の回路図、（ｂ）従来の微分回路を用いた場合の周波数と加速度との関係を示す図。(A) The circuit diagram of the conventional differentiation circuit, (b) The figure which shows the relationship between the frequency at the time of using the conventional differentiation circuit, and an acceleration.

符号の説明Explanation of symbols

１…加速度検出装置、２…発振回路、３…第１の矩形化回路、４…９０°移相回路、５
…共振回路、６…第２の矩形化回路、７…位相比較回路、８…ＬＰＦ、９、２５…微分回
路、１０…バッファアンプ、２０ａ、２０ｂ…音叉型水晶振動素子、２１ａ、２１ｂ…振
動腕、２２、２２ａ、２２ｂ…結合部、２３…双音叉型水晶振動素子、２５…微分回路、
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４…抵抗、Ｃ１、Ｃ２…容量、ＯＰ…オペアンプ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Acceleration detection apparatus, 2 ... Oscillator circuit, 3 ... 1st rectangularization circuit, 4 ... 90 degree phase shift circuit, 5
DESCRIPTION OF SYMBOLS ... Resonant circuit, 6 ... 2nd rectangular circuit, 7 ... Phase comparison circuit, 8 ... LPF, 9, 25 ... Differentiation circuit, 10 ... Buffer amplifier, 20a, 20b ... Tuning fork type crystal vibrating element, 21a, 21b ... Vibration Arms 22, 22 a, 22 b, coupling portions, 23, twin tuning fork type crystal vibrating elements, 25, differentiation circuit,
R1, R2, R3, R4 ... resistance, C1, C2 ... capacitance, OP ... op amp

Claims

第１の振動素子を有する発振回路と、
前記発振回路から出力される出力信号を移相する第２の振動素子を有する共振回路と、
前記発振回路から出力される出力信号と前記共振回路から出力される出力信号の位相を
比較する位相比較回路と、
前記位相比較回路から出力される位相差信号の供給を受けるローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタから出力される出力信号を微分する微分回路と、を備え、
前記第１及び第２の振動素子の少なくとも一方が加速度の変化により共振周波数が変動
する加速度検出素子であり、
前記微分回路は、第１の容量と第４の抵抗との並列回路をオペアンプの逆相入力端子に
接続し、該並列回路の他端に第１の抵抗を接続して該微分回路の入力端子とし、前記オペ
アンプの逆相入力端子と該オペアンプの出力端子との間に第２の容量と第３の抵抗との並
列回路を接続したことを特徴とする加速度検出装置。 An oscillation circuit having a first vibration element;
A resonance circuit having a second vibration element for phase-shifting an output signal output from the oscillation circuit;
A phase comparison circuit for comparing the phase of the output signal output from the oscillation circuit and the output signal output from the resonance circuit;
A low-pass filter that receives a phase difference signal output from the phase comparison circuit;
A differentiating circuit for differentiating an output signal output from the low-pass filter,
At least one of the first and second vibrating elements is an acceleration detecting element whose resonance frequency varies due to a change in acceleration;
The differentiating circuit connects a parallel circuit of a first capacitor and a fourth resistor to a negative-phase input terminal of an operational amplifier, and connects a first resistor to the other end of the parallel circuit to input an input terminal of the differentiating circuit. And a parallel circuit of a second capacitor and a third resistor is connected between the negative-phase input terminal of the operational amplifier and the output terminal of the operational amplifier.

前記加速度検出素子が音叉型振動素子であることを特徴とする請求項１に記載の加速度
検出装置。 The acceleration detection device according to claim 1, wherein the acceleration detection element is a tuning fork type vibration element.

前記発振回路と前記共振回路とが移相回路を介して接続されていることを特徴とする請
求項１又は２に記載の加速度検出装置。 The acceleration detection apparatus according to claim 1, wherein the oscillation circuit and the resonance circuit are connected via a phase shift circuit.

前記移相回路は、９０°移相回路であることを特徴とする請求項３に記載の加速度検出
装置。 The acceleration detection device according to claim 3, wherein the phase shift circuit is a 90 ° phase shift circuit.