JP2009240147A - Inverter apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、直流電源との間に設けられた電流センサにより、相電流を検出するインバータ装置に関する。特に、運転前における磁石回転子の位置決めにおいて、低騒音化を図るものである。 The present invention relates to an inverter device that detects a phase current by a current sensor provided between a DC power source. In particular, it is intended to reduce noise in positioning of the magnet rotor before operation.
直流電源との間に設けた電流センサを用いて相電流を検出するインバータ装置が提案されている(例えば、特許文献1参照)。図8にインバータ装置とその周辺の電気回路例を示す。インバータ装置21の制御回路12は、シャント抵抗6からの電圧により2相分の相電流を検出する。当該2個の電流値から残り1相分の相電流を演算する(固定子巻線4の中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用する)。 There has been proposed an inverter device that detects a phase current using a current sensor provided between a DC power supply (see, for example, Patent Document 1). FIG. 8 shows an example of an electric circuit around the inverter device and its periphery. The control circuit 12 of the inverter device 21 detects the phase current for two phases based on the voltage from the shunt resistor 6. The phase current for the remaining one phase is calculated from the two current values (Kirchhoff's current law is applied at the neutral point of the stator winding 4).
モータの運転時においては、これらの電流値に基づき、センサレスDCブラシレスモータ11(以降モータと称す)を構成する磁石回転子5による誘起電圧を演算し、その位置検出を行う。そして、この位置検出、通信による回転数指令信号(図示せず)等に基づき、インバータ回路10を構成するスイッチング素子2(IGBT、FET,トランジスタ等が用いられる)を、接続線18を介して制御する。これにより、バッテリー1からの直流電圧がPWM変調でスイッチングされ、正弦波状の交流電流がモータ11を構成する固定子巻線4へ出力される。インバータ回路10を構成するダイオード3は、固定子巻線4に流れる電流の循環ルートとなる。スイッチング素子2について、上アームスイッチング素子をU、V、W、下アームスイッチング素子をX、Y、Zと定義する。 During operation of the motor, based on these current values, an induced voltage by the magnet rotor 5 constituting the sensorless DC brushless motor 11 (hereinafter referred to as a motor) is calculated, and its position is detected. Then, based on the position detection and communication speed command signal (not shown), the switching element 2 (IGBT, FET, transistor, etc.) constituting the inverter circuit 10 is controlled via the connection line 18. To do. As a result, the DC voltage from the battery 1 is switched by PWM modulation, and a sinusoidal AC current is output to the stator winding 4 constituting the motor 11. The diode 3 constituting the inverter circuit 10 serves as a circulation route for the current flowing through the stator winding 4. For the switching element 2, the upper arm switching element is defined as U, V, W, and the lower arm switching element is defined as X, Y, Z.
次に、モータの運転前における磁石回転子の位置決めについて以下説明する。磁石回転子5の回転を始動させるためには、通電前に磁石回転子5の位置決めをしておく必要がある(例えば、特許文献2参照)。これについて、一例を以下説明する。図9(A)は、4極の場合において、固定子巻線4のU相とV相をS極に、W相をN極にして、磁石回転子5を位置決めする場合を示している。固定子巻線4のS極には磁石回転子5のN極が、固定子巻線4のN極には磁石回転子5のS極が、それぞれ対向して停止することにより、位置決めされる。このとき、図9(B)に示す如く、固定子巻線4のW相からU相及びV相へ電流が流される。 Next, the positioning of the magnet rotor before the operation of the motor will be described below. In order to start the rotation of the magnet rotor 5, it is necessary to position the magnet rotor 5 before energization (see, for example, Patent Document 2). An example will be described below. FIG. 9A shows a case in which the magnet rotor 5 is positioned with the U phase and V phase of the stator winding 4 as the S pole and the W phase as the N pole in the case of 4 poles. The N pole of the magnet rotor 5 is positioned on the S pole of the stator winding 4 and the S pole of the magnet rotor 5 is positioned on the N pole of the stator winding 4 so as to be opposed to each other. . At this time, as shown in FIG. 9B, a current flows from the W phase to the U phase and the V phase of the stator winding 4.
図10(A)に、上記、位置決め例における1キャリア内(キャリア周期)での上アームスイッチング素子U,V,WのON期間(Duty)を中央から左右対称に表示している。U相の上アームスイッチング素子UのON期間を細実線で表わし、V相の上アームスイッチング素子VのON期間を中実線で表わし、W相の上アームスイッチング素子WのON期間を太実線で表わしている。これは、一般的に、マイコンのタイマ機能により具現化される。同一相の上アームスイッチング素子がONならば下アームスイッチング素子はOFF、上アームスイッチング素子がOFFならば下アームスイッチング素子はONの関係にある。但し、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との短絡防止のためデッドタイム期間が設けられる。 In FIG. 10A, the ON periods (Duty) of the upper arm switching elements U, V, and W within one carrier (carrier cycle) in the positioning example are displayed symmetrically from the center. The ON period of the U-phase upper arm switching element U is represented by a thin solid line, the ON period of the V-phase upper arm switching element V is represented by a solid solid line, and the ON period of the W-phase upper arm switching element W is represented by a thick solid line. ing. This is generally realized by the timer function of the microcomputer. If the upper arm switching element of the same phase is ON, the lower arm switching element is OFF, and if the upper arm switching element is OFF, the lower arm switching element is ON. However, a dead time period is provided to prevent a short circuit between the upper arm switching element and the lower arm switching element.
シャント抵抗6による相電流検出の詳細は割愛するが、上アームスイッチング素子U,V,WのON、OFF状態で電源ライン(シャント抵抗6)に流れる相電流を知ることができる。上アームスイッチング素子のONする相が無い時は流れず(非通電、下循環)、1相のみON時はその相の電流が流れ(通電)、2相ON時は残りの相の電流が流れ(通電)、3相全てON時は流れない(非通電、上循環)。従って、上アームスイッチング素子U、V、WのONを確認することで、検出可能な相電流を知る事ができる。但し、シャ
ント抵抗6による電流検出において、上記ON時間が、電流検出するために必要な最低限の所定時間以上あることが条件になる。この所定時間をδと定義する。
Although details of phase current detection by the shunt resistor 6 are omitted, it is possible to know the phase current flowing through the power supply line (shunt resistor 6) when the upper arm switching elements U, V, W are turned on and off. It does not flow when the upper arm switching element does not have an ON phase (de-energized, lower circulation). When only one phase is ON, the current of that phase flows (energized). When the two-phase is ON, the current of the remaining phase flows. (Energized) Does not flow when all three phases are ON (not energized, upper circulation). Therefore, the detectable phase current can be known by confirming that the upper arm switching elements U, V, and W are ON. However, in the current detection by the shunt resistor 6, the ON time is required to be longer than the minimum predetermined time necessary for current detection. This predetermined time is defined as δ.
ここで、通電とは、バッテリー1からインバータ回路10(モータ11)へ電力供給される状態のことであり、非通電とは、バッテリー1からインバータ回路10(モータ11)へ電力供給されない状態のことと定義する。また、非通電における、下循環とは下アームスイッチング素子X,Y,Z全てがONとなり、下アームとモータ11間で電流が循環している状態のことであり、上循環とは上アームスイッチング素子U,V,W全てがONとなり、上アームとモータ11間で電流が循環している状態のことと定義する。 Here, energization refers to a state in which power is supplied from the battery 1 to the inverter circuit 10 (motor 11), and non-energization refers to a state in which power is not supplied from the battery 1 to the inverter circuit 10 (motor 11). It is defined as In the non-energized state, the lower circulation is a state in which all of the lower arm switching elements X, Y, and Z are turned on and current is circulated between the lower arm and the motor 11, and the upper circulation is the upper arm switching. It is defined as a state in which all of the elements U, V, W are turned on and current is circulating between the upper arm and the motor 11.
図10(A)は、所定の一定電流が流れるように、通電期間を設定した場合である。この状態では、所定時間δが確保できず、シャント抵抗6による電流検出ができない。そのための対応例が、図10(B)、図10(C)である。図10(B)、図10(C)において、シャント抵抗6による電流検出が可能となる期間を検出期間として、実線矢印で表示し、実線矢印近傍に検出される電流がどの相の電流かを示す。この場合、V相の相電流の検出期間をV、U相の相電流の検出期間をUと表示している。 FIG. 10A shows a case where the energization period is set so that a predetermined constant current flows. In this state, the predetermined time δ cannot be secured, and current detection by the shunt resistor 6 cannot be performed. Corresponding examples for this are shown in FIGS. 10B and 10C. In FIGS. 10B and 10C, the period in which the current can be detected by the shunt resistor 6 is set as the detection period, and is indicated by a solid line arrow, and the phase of the current detected near the solid line arrow is indicated. Show. In this case, the detection period of the V-phase current is indicated as V, and the detection period of the U-phase current is indicated as U.
図10(B)は、図10(A)における上アームスイッチング素子UのON期間、上アームスイッチング素子WのON期間を右側に増加させ、V相の相電流が検出できるようにしたものである。また、図10(C)は、図10(B)において増加させた分を、図10(A)から削減し、U相の相電流が検出できるようにしたものである。これにより、2相分の相電流が検出できるようになる。そして、残り1相分の相電流(W相の相電流)を算出できる。図10(B)と図10(C)の双方を実行することで、上アームスイッチング素子UのON期間、上アームスイッチング素子WのON期間への追加と削減がキャンセルされる。 FIG. 10B increases the ON period of the upper arm switching element U and the ON period of the upper arm switching element W in FIG. 10A to the right so that the V-phase current can be detected. . FIG. 10C is a diagram in which the amount of increase in FIG. 10B is reduced from FIG. 10A so that the U-phase phase current can be detected. Thereby, the phase current for two phases can be detected. Then, the phase current for the remaining one phase (phase current of the W phase) can be calculated. By executing both FIG. 10B and FIG. 10C, addition and reduction to the ON period of the upper arm switching element U and the ON period of the upper arm switching element W are cancelled.
図10(A)に代わり、図10(B)、図10(C)を実行することで、2相分の相電流を検出しつつ、図10(A)で意図した位置決めの一定電流を流すことができる。そして、おおよそ100mS実行される。キャリア周波数10kHz、キャリア周期100μSの場合、キャリア周期1000回分となる。 By executing FIG. 10B and FIG. 10C instead of FIG. 10A, a constant current of the positioning intended in FIG. 10A is supplied while detecting phase currents for two phases. be able to. Then, approximately 100 ms is executed. When the carrier frequency is 10 kHz and the carrier cycle is 100 μS, the carrier cycle is 1000 times.
図11に、位置決めから運転に渡るW相の相電流を示す。位置決めには、電流が徐々に増加する初期と、電流が一定となる定常期がある。この定常期の電流に連続して、運転時の正弦波交流電流が流れる。
上記のように、電流センサが一つのみの相電流検出方法においては、電流センサを2個乃至3個用い相電流を直接検出する他の方式に比べ、構成部品が少ないため、小型化が図れるとともに、耐振などの信頼性を向上することができるなどの利点がある。 As described above, the phase current detection method with only one current sensor can be downsized because there are fewer components compared to other methods in which two or three current sensors are used to directly detect the phase current. In addition, there is an advantage that reliability such as vibration resistance can be improved.
然しながら、相電流を検出できない場合には、一部の相において上アームスイッチング素子のON期間を増加もしくは減少させる通電補正が必要になる。この通電補正により、PWM変調本来の電流に比較し、リップル電流が発生することとなる。このリップル電流は電磁力となり、モータの固定子巻線、メカ、ハウジングなどに作用し、騒音・振動を発生させることとなる。ON期間の追加削減はキャンセルされPWM変調結果は変わらないが、キャリア周期内においてリップル電流が発生する。 However, when the phase current cannot be detected, energization correction is required to increase or decrease the ON period of the upper arm switching element in some phases. By this energization correction, a ripple current is generated as compared with the original PWM modulation current. This ripple current becomes an electromagnetic force and acts on the stator winding, the mechanism, the housing, etc. of the motor to generate noise and vibration. The additional reduction in the ON period is canceled and the PWM modulation result does not change, but a ripple current is generated within the carrier period.
特に、運転前の位置決め時においては、通電補正による影響が大きい。一つには、磁石回転子は回転していないため作動音が無く、リップル電流に起因する騒音が目立ちやすいためである。二つには、通電期間が短く(磁石回転子が停止しており固定子巻線には誘起電圧が発生せず、同じ電流を流すために通電期間が短くてよいため)、通電補正量が相対的に大きくなる(PWM変調本来の通電期間に対し、電流検出するために必要な最低限の所定時間δが相対的に大きくなる)ためである。三つには、通電補正しない場合、1相(従来例ではW相)のみが直流電源のプラス側に接続されるのに対し、通電補正する場合、他の相(従来例ではU相、V相)も直流電源のプラス側に接続される通電瞬間があり、3相間の電流比率が瞬間変化する。これにより、磁石回転子の位置が瞬間変動し騒音・振動を発生させるためである。 In particular, at the time of positioning before the operation, the influence by the energization correction is large. For one thing, the magnet rotor does not rotate, so there is no operating noise, and noise caused by ripple current is easily noticeable. Secondly, the energization period is short (because the magnet rotor is stopped and no induced voltage is generated in the stator winding, and the energization period may be short to allow the same current to flow), and the energization correction amount is This is because it becomes relatively large (the minimum predetermined time δ necessary for current detection becomes relatively large with respect to the original energization period of PWM modulation). Third, when energization correction is not performed, only one phase (W phase in the conventional example) is connected to the positive side of the DC power supply, whereas when energization correction is performed, the other phases (U phase and V in the conventional example) are connected. Phase) also has an energization moment connected to the positive side of the DC power supply, and the current ratio between the three phases changes instantaneously. As a result, the position of the magnet rotor is instantaneously changed to generate noise and vibration.
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、直流電源との間に配置される電流センサにより相電流を検出するインバータ装置において、位置決め時の騒音・振動を低減することを目的とする。 The present invention solves such a conventional problem, and aims to reduce noise and vibration at the time of positioning in an inverter device that detects a phase current by a current sensor arranged between a DC power source. To do.
上記課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子とを備えたインバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流センサと、インバータ回路に駆動電流をモータへ出力させる制御回路とを備え、制御回路は、モータの運転前における磁石回転子の位置決めにおいて、インバータ回路にPWM変調の通電により直流電流をモータへ出力させるとともに、位置決め電流の安定直前にのみ、または安定直後にのみ、または安定直前と安定直後において通電に補正をして、電流センサにより相電流を検出するものである。 In order to solve the above problems, an inverter device according to the present invention includes an inverter circuit including an upper arm switching element connected to the plus side of a DC power supply and a lower arm switching element connected to the minus side, a DC power supply, A current sensor for detecting a current between the inverter circuits; and a control circuit for causing the inverter circuit to output a drive current to the motor. The control circuit performs PWM modulation on the inverter circuit in positioning the magnet rotor before the motor is operated. A DC current is output to the motor by energization, and the phase current is detected by the current sensor by correcting the energization only immediately before the stabilization of the positioning current, just after the stabilization, or just before and after the stabilization. .
これにより、通電補正を行う時間が短いため、通電補正の影響が大きい位置決め時の騒音・振動を抑制することができる。そして、位置決め電流の安定直前にのみ、または安定直後にのみ、または安定直前と安定直後において通電補正を行い、電流検出して所定の位置決め電流が流れるように通電を調節することができる。そのため、適切な位置決めを行うことができる。 Thereby, since the time for performing energization correction is short, it is possible to suppress noise and vibration during positioning that are greatly affected by the energization correction. The energization can be adjusted so that a predetermined positioning current flows by detecting the current by performing energization correction only immediately before the stabilization of the positioning current, just after the stabilization, or just before and after the stabilization. Therefore, appropriate positioning can be performed.
本発明のインバータ装置は、通電補正による位置決め時の騒音・振動を抑制しつつ、単一の電流センサによる相電流の検出が可能であり、適切な位置決めを行うことができる。 The inverter device of the present invention can detect a phase current by a single current sensor while suppressing noise and vibration during positioning by energization correction, and can perform appropriate positioning.
第1の発明は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子とを備えたインバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流センサと、インバータ回路に駆動電流をモータへ出力させる制御回路とを備え、制御回路は、モータの運転前における磁石回転子の位置決めにおいて、インバータ回路にPWM変調の通電により直流電流をモータへ出力させるとともに、位置決め電流の安定直前にのみ、または安定直後にのみ、または安定直前と安定直後において通電に補正をして、電流センサにより相電流を検出するものである。 According to a first aspect of the present invention, there is provided an inverter circuit including an upper arm switching element connected to a positive side of a DC power source and a lower arm switching element connected to a negative side, and a current for detecting a current between the DC power source and the inverter circuit A sensor and a control circuit that causes the inverter circuit to output a drive current to the motor are provided. The control circuit causes the inverter circuit to output a direct current to the motor by energizing the PWM modulation before positioning the magnet rotor before the motor is operated. At the same time, the phase current is detected by the current sensor by correcting the energization only immediately before the positioning current is stabilized, only immediately after the stabilization, or just before and after the stabilization.
これにより、通電補正を行う時間が短いため、通電補正の影響が大きい位置決め時の騒音・振動を抑制することができる。そして、位置決め電流の安定直前にのみ、または安定直後にのみ、または安定直前と安定直後において通電補正を行い、電流検出して所定の位置決め電流が流れるように通電を調節することができる。そのため、適切な位置決めを行うことができる。 Thereby, since the time for performing energization correction is short, it is possible to suppress noise and vibration during positioning that are greatly affected by the energization correction. The energization can be adjusted so that a predetermined positioning current flows by detecting the current by performing energization correction only immediately before the stabilization of the positioning current, just after the stabilization, or just before and after the stabilization. Therefore, appropriate positioning can be performed.
第2の発明は、第1の発明のインバータ装置において、位置決め電流の終了直前にも通電に補正をして電流センサにより相電流を検出するものである。これにより、位置決め電流から運転電流が連続し、安定した起動をすることができる。 According to a second invention, in the inverter device of the first invention, the energization is corrected immediately before the end of the positioning current, and the phase current is detected by the current sensor. As a result, the operation current continues from the positioning current, and stable starting can be performed.
第3の発明は、第1または第2の発明のインバータ装置において、位置決め初期に通電期間のDutyを徐々に増加させ、位置決め電流の安定直前ないし安定直後のタイミングは、当該通電期間のDutyに基づき判断するものである。これにより、位置決め電流の安定直前と安定直後のタイミングを容易に的確に判断することができる。 According to a third invention, in the inverter device of the first or second invention, the duty of the energization period is gradually increased at the initial stage of positioning, and the timing immediately before or immediately after the stabilization of the positioning current is based on the duty of the energization period. Judgment. As a result, the timing immediately before and after the stabilization of the positioning current can be easily and accurately determined.
第4の発明は、第1乃至第3の発明のインバータ装置において、通電補正を行わないときの通電期間のDutyは、モータの温度により補正されるものである。これにより、電流を検出しなくとも、ほぼ正確な電流を流すことができる。 According to a fourth aspect of the invention, in the inverter device of the first to third aspects, the duty of the energization period when the energization correction is not performed is corrected by the temperature of the motor. As a result, an almost accurate current can be passed without detecting the current.
第5の発明は、第1乃至第4の発明のインバータ装置において、PWM変調を3相変調とするものである。2相変調に比較し、3相変調においては、電流波形が滑らかで低騒音であるため、リップル電流に起因する騒音が目立ち易く、本発明の効果が大きい。 According to a fifth aspect of the present invention, in the inverter device according to the first to fourth aspects of the invention, the PWM modulation is three-phase modulation. Compared to the two-phase modulation, the three-phase modulation has a smooth current waveform and low noise, so that noise caused by the ripple current is easily noticeable, and the effect of the present invention is great.
第6の発明は、第1乃至第5の発明のインバータ装置において、電動圧縮機のモータを駆動するものである。電動圧縮機はルームエアコン、カーエアコンなどに使用されるため、その騒音が認識されやすい。そのため、低騒音化できる本発明の効果が大きい。 A sixth invention drives the motor of the electric compressor in the inverter device of the first to fifth inventions. Since electric compressors are used in room air conditioners, car air conditioners, etc., their noise is easily recognized. Therefore, the effect of the present invention that can reduce noise is great.
第7の発明は、第1乃至第6の発明のインバータ装置において、車両に搭載されるものである。車両用においては、搭載スペースに制約があり小型化が必要で、走行による振動に対する耐振性も必要なため、シャント抵抗など1個の電流センサにより電流検出する本インバータ装置は有用である。また、その騒音が認識されやすいため、低騒音化できる本発明の効果が大きい。 A seventh invention is an inverter device according to the first to sixth inventions, which is mounted on a vehicle. In the case of a vehicle, since the mounting space is limited and downsizing is required and vibration resistance against vibration due to traveling is also required, the present inverter device that detects current with one current sensor such as a shunt resistor is useful. Further, since the noise is easily recognized, the effect of the present invention that can reduce the noise is great.
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。尚、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. The present invention is not limited to the embodiment.
(実施の形態1)
図1は、本発明の実施の形態1に係るインバータ装置22とその周辺の電気回路である。インバータ装置22の制御回路7は、シャント抵抗6からの電圧により、相電流を検出する。2相分の相電流を検出すれば、残りの相の相電流は、当該2個の電流値から演算できる。
(Embodiment 1)
FIG. 1 shows an inverter device 22 according to Embodiment 1 of the present invention and an electric circuit around it. The control circuit 7 of the inverter device 22 detects the phase current based on the voltage from the shunt resistor 6. If phase currents for two phases are detected, the phase currents of the remaining phases can be calculated from the two current values.
モータ11の運転時においては、制御回路7が、これら3相分の電流値に基づき、モータ11を構成する磁石回転子5による固定子巻線4の誘起電圧を演算し、磁石回転子5の位置検出を行う。そして、この位置検出、回転数指令信号(図示せず)等に基づき、インバータ回路10を構成するスイッチング素子2を制御し、バッテリー1からの直流電圧をPWM変調でスイッチングすることにより、正弦波状の交流電流をモータ11の固定子巻線4へ出力する。インバータ回路10を構成するダイオード3は、固定子巻線4に流れる電流の循環ルートとなる。スイッチング素子2について、上アームスイッチング素子をU、V、W、下アームスイッチング素子をX、Y、Zと定義する。電流センサとしては、シャント抵抗6に限らず、ホール素子を用いた電流センサなど瞬時ピーク電流が検出できるものであれば良い。また、電源ラインのプラス側に設けても良い。シャント抵抗ならば、小型化耐振性向上が実現し易い。制御回路7は、上アームスイッチング素子U、V、W、下アームスイッチング素子X、Y、Zと、ドライブ回路などを介して接続線18により接続されており、各スイッチング素子を制御している。スイッチング素子2がIGBT、パワーMOSFETの場合はゲート電圧を、パワートランジスタの場合はベース電流を制御する。 During operation of the motor 11, the control circuit 7 calculates the induced voltage of the stator winding 4 by the magnet rotor 5 constituting the motor 11 based on the current values for these three phases, and the magnet rotor 5 Perform position detection. Then, based on this position detection, rotation speed command signal (not shown), etc., the switching element 2 constituting the inverter circuit 10 is controlled, and the DC voltage from the battery 1 is switched by PWM modulation. An alternating current is output to the stator winding 4 of the motor 11. The diode 3 constituting the inverter circuit 10 serves as a circulation route for the current flowing through the stator winding 4. For the switching element 2, the upper arm switching element is defined as U, V, W, and the lower arm switching element is defined as X, Y, Z. The current sensor is not limited to the shunt resistor 6 and may be any sensor that can detect an instantaneous peak current, such as a current sensor using a Hall element. Further, it may be provided on the positive side of the power supply line. If it is a shunt resistor, it is easy to realize miniaturization and improvement of vibration resistance. The control circuit 7 is connected to the upper arm switching elements U, V, W and the lower arm switching elements X, Y, Z by a connection line 18 via a drive circuit or the like, and controls each switching element. When the switching element 2 is an IGBT or a power MOSFET, the gate voltage is controlled. When the switching element 2 is a power transistor, the base current is controlled.
モータ11の運転前における磁石回転子5の位置決め時における通電例について以下説明する。図2(A)は、4極の場合において、固定子巻線4のU相とV相をS極に、W相をN極にして、磁石回転子5を位置決めする場合を示している。固定子巻線4のS極には磁石回転子5のN極が、固定子巻線4のN極には磁石回転子5のS極が、それぞれ対向して停止することにより、位置決めされる。このとき、制御回路7は、図2(B)に示す如く、固定子巻線4のW相からU相及びV相へ電流が流れるように、スイッチング素子2を制御する。 An example of energization during positioning of the magnet rotor 5 before the motor 11 is operated will be described below. FIG. 2A shows a case where the magnet rotor 5 is positioned with the U phase and V phase of the stator winding 4 set to the S pole and the W phase set to the N pole in the case of four poles. The N pole of the magnet rotor 5 is positioned on the S pole of the stator winding 4 and the S pole of the magnet rotor 5 is positioned on the N pole of the stator winding 4 so as to be opposed to each other. . At this time, as shown in FIG. 2B, the control circuit 7 controls the switching element 2 so that current flows from the W phase to the U phase and the V phase of the stator winding 4.
図3(A)に、上記位置決め例における1キャリア内(キャリア周期)での上アームスイッチング素子U,V,WのON期間(Duty)を中央から左右対称に表示している。 In FIG. 3A, the ON periods (Duty) of the upper arm switching elements U, V, W within one carrier (carrier cycle) in the above positioning example are displayed symmetrically from the center.
図3(A)は、位置決め電流の安定時である位置決め定常期において所定の一定電流が流れるように、通電期間を設定したものである。 FIG. 3A shows the energization period set so that a predetermined constant current flows in the stationary positioning period when the positioning current is stable.
例として、バッテリー1の直流電圧をDC300V、固定子巻線4の各相の抵抗値を1Ω、キャリア周波数10kHz(キャリア周期100μS)とする。ここで、位置決め定常期におけるW相の相電流値を所定の20Aとするためには、固定子巻線4の等価抵抗値が1.5Ωとなるので(Y結線:図2B参照)、DC30V相当を印加する必要がある。DC30Vは、DC300Vの10%である。従って、通電期間のDutyを10%(10μS)にすればよい。即ち、左右の通電期間の合計をDuty10%(10μS)にする。 As an example, the DC voltage of the battery 1 is set to DC 300 V, the resistance value of each phase of the stator winding 4 is set to 1Ω, and the carrier frequency is set to 10 kHz (carrier cycle 100 μS). Here, in order to set the phase current value of the W phase in the stationary positioning period to a predetermined 20 A, the equivalent resistance value of the stator winding 4 becomes 1.5Ω (Y connection: refer to FIG. 2B), which corresponds to DC 30V. Must be applied. DC30V is 10% of DC300V. Therefore, the duty of the energization period may be 10% (10 μS). That is, the sum of the left and right energization periods is set to Duty 10% (10 μS).
この状態では、電流検出するために必要な最低限の所定時間δを7μSとすると、所定時間δが確保できず、シャント抵抗6による電流検出ができない。そのための対応例が、図3(B)、図3(C)である。図3(B)、図3(C)において、シャント抵抗6による電流検出が可能となる期間を検出期間として、実線矢印で表示し、実線矢印近傍に検出される電流がどの相の電流かを示す。この場合、V相の相電流の検出期間をV、U相の相電流の検出期間をUと表示している。それぞれ10μS確保できている。 In this state, if the minimum predetermined time δ necessary for current detection is 7 μS, the predetermined time δ cannot be secured and current detection by the shunt resistor 6 cannot be performed. The correspondence example for that is FIG. 3 (B) and FIG. 3 (C). In FIGS. 3B and 3C, the period in which the current can be detected by the shunt resistor 6 is set as a detection period, which is indicated by a solid line arrow, and which phase current is detected in the vicinity of the solid line arrow. Show. In this case, the detection period of the V-phase current is indicated as V, and the detection period of the U-phase current is indicated as U. 10 μS can be secured for each.
図3(B)は、図3(A)における上アームスイッチング素子UのON期間、上アームスイッチング素子WのON期間を右側に増加させ、V相の相電流が検出できるようにしたものである。また、図3(C)は、図3(B)において増加させた分を、図3(A)から削減し、U相の相電流が検出できるようにしたものである。これにより、2相分の相電流が検出できるようになる。そして、残り1相分の相電流(W相の相電流)を算出できる。図3(B)と図3(C)の双方を実行することで、上アームスイッチング素子UのON期間、上アームスイッチング素子WのON期間への追加と削減がキャンセルされる。 FIG. 3B increases the ON period of the upper arm switching element U and the ON period of the upper arm switching element W in FIG. 3A to the right so that the phase current of the V phase can be detected. . Further, FIG. 3C is a diagram in which the amount of increase in FIG. 3B is reduced from FIG. 3A so that the U-phase phase current can be detected. Thereby, the phase current for two phases can be detected. Then, the phase current for the remaining one phase (phase current of the W phase) can be calculated. By executing both FIG. 3B and FIG. 3C, addition and reduction to the ON period of the upper arm switching element U and the ON period of the upper arm switching element W are cancelled.
図3(A)に代わり、図3(B)、図3(C)を実行することで、2相分の相電流を検出しつつ、図3(A)で意図した位置決め定常期の一定電流を流すことができる。そして、例えば、位置決め電流の安定直後(位置決め定常期のはじめ)にのみ、短時間(おおよそ1mS)実行される。キャリア周波数10kHz、キャリア周期100μSの場合、キャリア周期10回分となる。他の期間は、通電補正をしない図3(A)がおおよそ99mS実行される。そのため、通電補正による騒音・振動は殆ど発生しない。 By executing FIG. 3 (B) and FIG. 3 (C) instead of FIG. 3 (A), while detecting the phase current for two phases, the constant current in the stationary stationary phase intended in FIG. 3 (A) Can flow. For example, it is executed for a short time (approximately 1 mS) only immediately after the positioning current is stabilized (at the beginning of the stationary positioning period). When the carrier frequency is 10 kHz and the carrier cycle is 100 μS, the carrier cycle is 10 times. In the other period, FIG. 3A without energization correction is executed for approximately 99 mS. For this reason, almost no noise and vibration are generated by the energization correction.
そして、当該電流検出に基づき、所定の位置決め電流が流れるように通電を調節することができる。そのため、適切な位置決めを行うことができる。例として、バッテリー1の直流電圧がDC280Vに低下し、固定子巻線4の各相の抵抗値が温度上昇により1.2
Ωに増加していた場合、W相の相電流値は15Aとなる。そのため、所定の20Aとするためには、固定子巻線4の等価抵抗値が1.8Ωとなるので、DC36V相当を印加する必要がある。DC36Vは、DC280Vの12.9%である。従って、通電期間のDutyを12.9%(12.9μS)にすればよい。即ち、左右の通電期間の合計をDuty12.9%(12.9μS)にすることになる。
And based on the said current detection, electricity supply can be adjusted so that a predetermined positioning current may flow. Therefore, appropriate positioning can be performed. As an example, the DC voltage of the battery 1 drops to 280 V DC, and the resistance value of each phase of the stator winding 4 becomes 1.2 due to the temperature rise.
When it is increased to Ω, the phase current value of the W phase is 15A. For this reason, in order to obtain the predetermined 20 A, the equivalent resistance value of the stator winding 4 is 1.8Ω, and therefore it is necessary to apply a voltage equivalent to 36 VDC. DC36V is 12.9% of DC280V. Therefore, the duty of the energization period may be set to 12.9% (12.9 μS). That is, the sum of the left and right energization periods is set to Duty 12.9% (12.9 μS).
図4に、位置決めから運転に渡るW相の相電流例を示す。位置決めには、電流が徐々に増加する初期と、電流が一定となる定常期がある。電流が一定となる定常期までの位置決め初期の時間は、固定子巻線4のインダクタンス、抵抗値とから算出できる。この算出時間後に電流検出すれば良い。また、当該実施例における位置決め電流の安定直後のみに限らず、安定直前にのみ、または安定直前と安定直後において、通電に補正をして、シャント抵抗6により電流検出しても良い。 FIG. 4 shows an example of a W-phase phase current from positioning to operation. Positioning includes an initial stage in which the current gradually increases and a stationary period in which the current is constant. The initial positioning time until the stationary phase when the current is constant can be calculated from the inductance and resistance value of the stator winding 4. The current may be detected after this calculation time. Further, the current detection may be performed by the shunt resistor 6 by correcting the energization not only immediately after the stabilization of the positioning current in the embodiment but also immediately before the stabilization, or immediately before and after the stabilization.
尚、上記実施の形態において、直流電源をバッテリーとしたが、これに限るものではなく、商用交流電源を整流した直流電源などでもよい。モータをセンサレスDCブラシレスモータとしたが、センサレスである必要はなく、リラクタンスモータ等位置決め必要なモータに適用できる。固定子巻線4のU相とV相をS極に、W相をN極にして、4極の磁石回転子5を位置決めする場合を示したが、これに限るものではなく、固定子巻線4のS極N極の相は任意であり、2極、6極等にも、また、固定子巻線4の2相のみに電流を流す場合にも適用できる。正弦波駆動に限らず位置決め時に相電流の検出が必要となる駆動方式に適用できる。相電流を検出するための通電補正は上記に限らず、常に3相分検出、キャリア周期の前半のみで検出など任意である。また、PWM3相変調の場合を示したが、PWM2相変調にも適用できる。電流検出時間を1mSとしたが、これに限るものではなく、適切な電流検出及び位置決めができれば良い。 In the above-described embodiment, the DC power source is a battery. However, the present invention is not limited to this, and a DC power source rectified from a commercial AC power source may be used. Although the motor is a sensorless DC brushless motor, it need not be sensorless and can be applied to a motor that requires positioning, such as a reluctance motor. Although the case where the U-phase and V-phase of the stator winding 4 are set to the S pole and the W-phase is set to the N-pole and the 4-pole magnet rotor 5 is positioned has been shown, the present invention is not limited to this. The phase of the S pole and the N pole of the wire 4 is arbitrary, and the present invention can be applied to two poles, six poles, etc., and also when a current is passed through only two phases of the stator winding 4. The present invention is not limited to sinusoidal driving, and can be applied to a driving method that requires detection of a phase current during positioning. The energization correction for detecting the phase current is not limited to the above, but may be any detection such as detection for three phases, detection only in the first half of the carrier cycle. Although the case of PWM three-phase modulation has been shown, the present invention can also be applied to PWM two-phase modulation. Although the current detection time is set to 1 mS, the present invention is not limited to this, and it is sufficient that appropriate current detection and positioning can be performed.
(実施の形態2)
図5に、実施の形態2に係わる位置決めから運転に渡るW相の相電流例を示す。実施の形態1に係わる図4の場合に比べ、位置決め電流の終了直前にも通電に補正をしてシャント抵抗6により相電流を検出する。これにより電流制御を、位置決め定常期の電流に連続させて運転時の正弦波交流電流を流すことができる。位置決め定常期の電流は運転スタートの電流に相当する。位置決め定常期の電流に連続させるのは、安定して起動させるためである。位置決め電流を一旦OFFにすると、位置決めされた磁石回転子5の位置が動きかねないからでもある。
(Embodiment 2)
FIG. 5 shows an example of a W-phase phase current from positioning to operation according to the second embodiment. Compared to the case of FIG. 4 according to the first embodiment, the energization is corrected immediately before the end of the positioning current, and the phase current is detected by the shunt resistor 6. As a result, the current control can be continued to the current in the stationary positioning period, and a sinusoidal alternating current during operation can be supplied. The current in the stationary positioning period corresponds to the current at the start of operation. The reason why the current in the stationary stationary phase is continued is to start up stably. This is because once the positioning current is turned OFF, the position of the positioned magnet rotor 5 may move.
(実施の形態3)
位置決め初期において電流を徐々に増加させるため、通電期間を徐々に増加させる事が考えられる。電流検出せず電流のフィードバック制御を行わない場合などは、このようにするのが好ましい。上記実施の形態1の例を適用すると、通電期間のDutyを、0%(0μS)〜2.5%(2.5μS)〜5%(5μS)〜7.5%(7.5μS)〜10%(10μS)へと変化させる。これにより、通電期間のDutyが10%(10μS)となった時点を位置決め電流の安定時とすれば、位置決め電流の安定直前と安定直後のタイミングを容易に的確に判断することができる。
(Embodiment 3)
In order to gradually increase the current in the initial stage of positioning, it is conceivable to gradually increase the energization period. This is preferable when current detection is not performed and current feedback control is not performed. When the example of the first embodiment is applied, the duty of the energization period is 0% (0 μS) to 2.5% (2.5 μS) to 5% (5 μS) to 7.5% (7.5 μS) to 10 % (10 μS). Thus, if the time when the duty of the energization period becomes 10% (10 μS) is set as the stable time of the positioning current, the timing immediately before and immediately after the stabilization of the positioning current can be easily and accurately determined.
この位置決め初期においては、の位置決め定常期よりも通電期間のDutyが小さいため、通電補正を行うと尚一層騒音への影響が大きい。そのため、この位置決め初期の電流立ち上り期間を、通電補正を行わない期間とすることにより、位置決め時の騒音を大きく抑制することができる。但し、位置決め初期から定常期への到達直前(安定直前)では、通電期間が大きくなっており短時間ならば騒音への影響は小さい。また、電流検出して所定の位置決め電流が流れるように通電を調節する上で重要である。そのため、位置決め電流の安定直前に通電に補正をして、シャント抵抗6により電流検出することは好適である
。
In this initial stage of positioning, the duty of the energization period is smaller than that in the stationary positioning period. Therefore, if the energization correction is performed, the influence on noise is even greater. Therefore, noise during positioning can be greatly suppressed by setting the current rising period at the initial stage of the positioning to a period in which the energization correction is not performed. However, immediately before reaching the stationary phase from the initial positioning (immediately before stabilization), the energization period is long, and if it is short, the influence on noise is small. In addition, it is important in adjusting the energization so that a predetermined positioning current flows by detecting the current. Therefore, it is preferable to correct the energization immediately before the stabilization of the positioning current and detect the current with the shunt resistor 6.
(実施の形態4)
図6に、電動圧縮機40の右側にインバータ装置22を密着させて取り付けた図を示す。金属製筐体32の中に圧縮機構部28、モータ11等が設置されている。冷媒は、吸入口33から吸入され、圧縮機構部28(この例ではスクロール)がモータ11で駆動されることにより、圧縮される。この圧縮された冷媒は、モータ11を通過する際にモータ11を冷却し、吐出口34より吐出される。
(Embodiment 4)
FIG. 6 shows a view in which the inverter device 22 is attached in close contact with the right side of the electric compressor 40. The compression mechanism 28, the motor 11, and the like are installed in the metal casing 32. The refrigerant is sucked from the suction port 33 and compressed by the compression mechanism 28 (scroll in this example) being driven by the motor 11. The compressed refrigerant cools the motor 11 when passing through the motor 11 and is discharged from the discharge port 34.
インバータ装置22は電動圧縮機40に取り付けられるように、ケース30を使用している。発熱源となるインバータ回路部10は、低圧配管38を介して低圧冷媒で冷却される。電動圧縮機40の内部でモータ11の固定子巻線4に接続されているターミナル39は、インバータ回路部10の出力部に接続される。保持部35でインバータ装置22に固定される接続線36には、バッテリー1への電源線と回転数信号を送信するエアコンコントローラ(図示せず)との信号線がある。 The inverter device 22 uses a case 30 so as to be attached to the electric compressor 40. The inverter circuit unit 10 serving as a heat source is cooled by the low-pressure refrigerant through the low-pressure pipe 38. A terminal 39 connected to the stator winding 4 of the motor 11 inside the electric compressor 40 is connected to the output section of the inverter circuit section 10. The connection line 36 fixed to the inverter device 22 by the holding unit 35 includes a power line to the battery 1 and a signal line to an air conditioner controller (not shown) that transmits a rotation speed signal.
電動圧縮機はルームエアコン、カーエアコンなどに使用されるため、ユーザにその騒音が認識されやすい。そのため、低騒音化できる本発明の効果が大きい。また、上記のようなインバータ装置一体型電動圧縮機では、インバータ装置22が小さいこと、振動に強いことが必要になる。そのため、シャント抵抗など1個の電流センサにより電流検出し、低騒音を実現する本発明の実施の形態として好適である。 Since the electric compressor is used for a room air conditioner, a car air conditioner, etc., the noise is easily recognized by the user. Therefore, the effect of the present invention that can reduce noise is great. Moreover, in the inverter apparatus integrated electric compressor as described above, the inverter apparatus 22 needs to be small and resistant to vibration. Therefore, it is suitable as an embodiment of the present invention in which current is detected by a single current sensor such as a shunt resistor to realize low noise.
尚、上記実施の形態において、電動圧縮機の圧縮機構部をスクロールとしたが、これに限るものではない。また、圧縮された冷媒がモータを冷却する高圧型について示したが、低圧型でもよい。 In the above embodiment, the compression mechanism of the electric compressor is a scroll. However, the present invention is not limited to this. Moreover, although the compressed refrigerant showed about the high voltage | pressure type which cools a motor, a low voltage | pressure type may be sufficient.
(実施の形態5)
図6のインバータ装置一体型電動圧縮機には、モータ11の温度を検出するモータ温度センサ8が固定子巻線4近傍に取り付けられている。モータ11の温度による通電期間のDuty補正について説明する。実施の形態3における位置決め初期の通電期間のDutyは、0%(0μS)〜2.5%(2.5μS)〜5%(5μS)〜7.5%(7.5μS)〜10%(10μS)へと変化する。これらは、モータ11の温度が20℃での設定値とし、固定子巻線4の抵抗温度係数が0.4%/℃とする。
(Embodiment 5)
In the inverter apparatus integrated electric compressor of FIG. 6, a motor temperature sensor 8 for detecting the temperature of the motor 11 is attached in the vicinity of the stator winding 4. The duty correction of the energization period depending on the temperature of the motor 11 will be described. The duty of the energization period at the initial stage of positioning in the third embodiment is 0% (0 μS) to 2.5% (2.5 μS) to 5% (5 μS) to 7.5% (7.5 μS) to 10% (10 μS). ). These are set values when the temperature of the motor 11 is 20 ° C., and the temperature coefficient of resistance of the stator winding 4 is 0.4% / ° C.
モータ温度センサ8により検出されるモータ11の温度が70℃ならば、モータ11の温度は20℃より50℃高い。固定子巻線4の抵抗値は、50℃*0.4%/℃=20%大きくなる。そのため、所定の電流値を達成するためには、通電期間のDutyを20%大きくする必要がある。即ち、0%(0μS)〜3%(3μS)〜6%(6μS)〜9%(9μS)〜12%(12μS)へと変化させれば良い。これにより、電流を検出しなくとも、ほぼ正確な電流を流すことができる。位置決め定常期における通電期間のDutyも、上記の如くモータ11の温度により補正しても良い。 If the temperature of the motor 11 detected by the motor temperature sensor 8 is 70 ° C, the temperature of the motor 11 is 50 ° C higher than 20 ° C. The resistance value of the stator winding 4 is increased by 50 ° C. * 0.4% / ° C. = 20%. Therefore, in order to achieve a predetermined current value, it is necessary to increase the duty of the energization period by 20%. That is, it may be changed from 0% (0 μS) to 3% (3 μS) to 6% (6 μS) to 9% (9 μS) to 12% (12 μS). As a result, an almost accurate current can be passed without detecting the current. The duty of the energization period in the stationary positioning period may also be corrected by the temperature of the motor 11 as described above.
また、インバータの温度を検出するインバータ温度センサ9がインバータ回路10近傍に取り付けられている。起動時、温度が平衡している状態では、モータ温度センサ8が検出するモータの温度とインバータ温度センサ9が検出するインバータ装置の温度とは、ほぼ等しい値となる。そのため、モータ温度センサ8が無い場合などにおいて、インバータ温度センサ9で代用できる。尚、上記実施の形態において温度センサを、モータ温度センサ、インバータ温度センサとしたが、これに限るものではなく、冷媒吐出口近傍に備えられる吐出温度センサなどでもよい。 An inverter temperature sensor 9 for detecting the temperature of the inverter is attached in the vicinity of the inverter circuit 10. When the temperature is balanced at the time of startup, the temperature of the motor detected by the motor temperature sensor 8 and the temperature of the inverter device detected by the inverter temperature sensor 9 are substantially equal. Therefore, when there is no motor temperature sensor 8, the inverter temperature sensor 9 can be substituted. In the above embodiment, the temperature sensor is a motor temperature sensor or an inverter temperature sensor. However, the temperature sensor is not limited to this and may be a discharge temperature sensor provided near the refrigerant discharge port.
(実施の形態6)
図7は、本発明のインバータ装置を圧縮機に一体に構成し(実施の形態43)、空調装置に適用して車両60に搭載した一例を示す。インバータ装置一体型電動圧縮機61及び室外熱交換器63、室外ファン62が、車両60の前方のエンジンルーム(乃至モータルーム)に搭載される。一方、車両室内には室内送風ファン65、室内熱交換器67、エアコンコントローラ64が配置されている。空気導入口66から車外空気を吸込み、室内熱交換器67で熱交換した空気を車室内に吹き出す。
(Embodiment 6)
FIG. 7 shows an example in which the inverter device of the present invention is configured integrally with a compressor (Embodiment 43) and is applied to an air conditioner and mounted on a vehicle 60. The inverter device-integrated electric compressor 61, the outdoor heat exchanger 63, and the outdoor fan 62 are mounted in an engine room (or motor room) in front of the vehicle 60. On the other hand, an indoor fan 65, an indoor heat exchanger 67, and an air conditioner controller 64 are disposed in the vehicle compartment. Air outside the vehicle is sucked from the air inlet 66 and the air heat-exchanged by the indoor heat exchanger 67 is blown out into the vehicle interior.
車両、特に電気自動車やハイブリッドカーにおいては、走行性能確保、搭載性の面から、車両用空調装置にも小型軽量が求められ、その中でも重量があり、しかも狭いモータルーム(乃至エンジンルーム)内やその他のスペースに取り付けられる電動圧縮機の小型軽量化は重要課題である。また、モータによる走行においては静粛性が高く、電動圧縮機に低騒音が求められる。走行時などの振動に対する耐振性も必要である。 Vehicles, particularly electric vehicles and hybrid cars, are required to have a small and lightweight vehicle air conditioner from the viewpoint of ensuring running performance and mounting properties. Among them, there is a heavy weight, and in a narrow motor room (or engine room) Reduction in size and weight of the electric compressor mounted in other spaces is an important issue. In addition, when running with a motor, silence is high, and low noise is required for the electric compressor. It is also necessary to have vibration resistance against vibration during traveling.
本発明のインバータ装置は、上記各実施の形態に示すシャント抵抗6など電流センサ1個の構成により、小型化と耐振性が実現でき、低騒音も達成できる。従って、本発明のインバータ装置は、これら車両用として大変好適である。上記各実施の形態において、バッテリー1の直流電圧を検出し、基準電圧(上記例ではDC300V)に対する比率により、通電期間のDutyを調整(比率の逆数を掛ける)し電流精度をUPしても良い。 The inverter device of the present invention can achieve downsizing and vibration resistance and low noise by the configuration of one current sensor such as the shunt resistor 6 shown in the above embodiments. Therefore, the inverter device of the present invention is very suitable for these vehicles. In each of the above embodiments, the DC voltage of the battery 1 may be detected, and the current accuracy may be increased by adjusting the duty of the energization period (multiplying the reciprocal of the ratio) based on the ratio to the reference voltage (DC 300 V in the above example). .
以上のように、本発明にかかるインバータ装置は、通電補正による位置決め時の騒音を抑制しつつ、単一の電流センサによる相電流の検出が可能であり、適切な位置決めを行うことができる。また、小型で耐振などの信頼性を向上できるので、各種民生用製品、各種産業用機器に適用できる。 As described above, the inverter device according to the present invention can detect a phase current by a single current sensor while suppressing noise during positioning by energization correction, and can perform appropriate positioning. In addition, since it is small and can improve reliability such as vibration resistance, it can be applied to various consumer products and various industrial equipment.
1 バッテリー
2 スイッチング素子
3 ダイオード
4 固定子巻線
5 磁石回転子
6 シャント抵抗(電流センサ)
7 制御回路
8 モータ温度センサ
9 インバータ温度センサ
10 インバータ回路
11 センサレスDCブラシレスモータ
22 インバータ装置
40 電動圧縮機
60 車両
1 Battery 2 Switching Element 3 Diode 4 Stator Winding 5 Magnet Rotor 6 Shunt Resistance (Current Sensor)
7 Control Circuit 8 Motor Temperature Sensor 9 Inverter Temperature Sensor 10 Inverter Circuit 11 Sensorless DC Brushless Motor 22 Inverter Device 40 Electric Compressor 60 Vehicle
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