JP2009218718A - Transmitter and receiver - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ＭＩＭＯ無線通信システムの送信機および受信機に関する。 The present invention relates to a transmitter and a receiver of a MIMO wireless communication system.
近年、伝送路マルチ化（ＭＩＭＯ：Multiple Input Multiple Output）技術を用いたＭＩＭＯ無線通信システムが、高速で信頼性の高い無線通信を実現するものとして検討されている。ＭＩＭＯ無線通信システムは、同一時間に同一周波数で複数の信号を複数のアンテナから送信することを特徴としている。ＭＩＭＯ無線通信システムの代表的な方式としては、例えば、時空間符号化（ＳＴＣ：Space Time Coding）方式、空間多重（ＳＭ：Spatial Multiplexing）方式などが知られている。 In recent years, a MIMO wireless communication system using a multiple input multiple output (MIMO) technique has been studied as a means for realizing high-speed and highly reliable wireless communication. The MIMO wireless communication system is characterized by transmitting a plurality of signals from a plurality of antennas at the same frequency at the same time. As a typical scheme of the MIMO wireless communication system, for example, a space time coding (STC) scheme, a spatial multiplexing (SM) scheme, and the like are known.
図１４には、従来のＳＭ方式のＭＩＭＯ無線通信システムにおける送信機１００の構成が示されている。図１４において、誤り訂正符号器２は、入力される送信データを誤り訂正符号化する。シンボルマッパ（変調器）３は、その誤り訂正符号化データのビット列を変調シンボルにマッピングする。例えば、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調方式を用い、ＱＰＳＫ変調シンボルにマッピングする。変調シンボルデータのビット列は、直並列変換器４により並列信号ｓ１，ｓ２に変換される。一方の信号ｓ１は、送信アンテナＴｘ＃１に対応して設けられたＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）変調器６−１に入力される。もう一方の信号ｓ２は、送信アンテナＴｘ＃２に対応して設けられたＯＦＤＭ変調器６−２に入力される。ＯＦＤＭ変調器６−１，６−２は、入力信号を直交周波数分割多重方式で変調する。ＯＦＤＭ変調後の信号は、それぞれの送信アンテナＴｘ＃１，Ｔｘ＃２から送信される。このSM方式によれば、伝送速度を向上させることができる。
FIG. 14 shows a configuration of
一般的にＭＩＭＯ無線通信システムは、送信アンテナ間の相関が低い、即ちマルチパスリッチな環境下で良好な通信特性が得られることが知られている。このため、送信アンテナ間の相関が高い場合は通信特性が劣化する。この点について図１５，図１６を参照して説明する。図１５，図１６には、ＱＰＳＫ変調方式を用いた場合のコンスタレーション（信号点配置）の例が示されている。図１５は送信アンテナ間の相関が低い場合の例であり、図１６は送信アンテナ間の相関が高い場合の例である。 In general, it is known that a MIMO wireless communication system can obtain good communication characteristics in a low-correlation environment, that is, in a multipath rich environment. For this reason, when the correlation between transmitting antennas is high, the communication characteristics deteriorate. This point will be described with reference to FIGS. 15 and 16 show examples of constellation (signal point arrangement) when the QPSK modulation method is used. FIG. 15 shows an example when the correlation between the transmission antennas is low, and FIG. 16 shows an example when the correlation between the transmission antennas is high.
図１５（送信アンテナ間の相関が低い場合）において、送信アンテナＴｘ＃１から送信される信号のコンスタレーションＣｏｎ−Ａは、無線伝搬路の影響を受けて受信機に到達する時点でコンスタレーションＣｏｎ−Ｂとなっている。送信アンテナＴｘ＃２から送信される信号のコンスタレーションＣｏｎ−Ｃは、無線伝搬路の影響を受けて受信機に到達する時点でコンスタレーションＣｏｎ−Ｄとなっている。これにより、受信機で受信された信号は、コンスタレーションＣｏｎ−Ｅとなる。送信アンテナ間の相関が低い場合は、図１５のコンスタレーションＣｏｎ−Ｅに示されるように、１６個の受信シンボル点が重なることなく配置され識別可能となる。
In FIG. 15 (when the correlation between the transmission antennas is low), the constellation Con-A of the signal transmitted from the transmission
図１６（送信アンテナ間の相関が高い場合）において、送信アンテナＴｘ＃１から送信される信号のコンスタレーションＣｏｎ−Ａは、無線伝搬路の影響を受けて受信機に到達する時点でコンスタレーションＣｏｎ−Ｂとなっている。送信アンテナＴｘ＃２から送信される信号のコンスタレーションＣｏｎ−Ｃは、無線伝搬路の影響を受けて受信機に到達する時点でコンスタレーションＣｏｎ−Ｄとなっている。これにより、受信機で受信された信号は、コンスタレーションＣｏｎ−Ｅとなる。しかしながら、送信アンテナ間の相関が高い場合は、図１６のコンスタレーションＣｏｎ−Ｅに示されるように、複数の受信シンボル点（図１６中の破線で囲まれた内側の受信シンボル点）が重なってしまい、１６個の受信シンボル点を正確に識別することが困難となる。これは、送信アンテナ間の相関が高い場合、複数の送信アンテナから送信された信号が混ざり合う際に、各送信信号のシンボル点間距離が極めて近くなるために起こる。送信アンテナ間の相関は、送信アンテナ間隔が狭い場合やＬＯＳ（Line of Sight）環境において高くなる傾向がある。
In FIG. 16 (when the correlation between the transmission antennas is high), the constellation Con-A of the signal transmitted from the transmission
送信アンテナ間の相関が高い場合の通信特性劣化に対する対策の一つとして、例えば、「Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ ＭＩＭＯ」技術が知られている。「Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ ＭＩＭＯ」技術では、送信前にユニタリー行列等を乗算することにより通信特性の劣化を抑えている。但し、送信側がどのような行列（Precoder）を使用するのか決定するためには、受信側から無線伝搬路の情報をフィードバックしてもらう必要があり、ネットワーク負荷の増大や通信遅延が問題となる。 For example, a “Precoding MIMO” technique is known as one of countermeasures against communication characteristic degradation when the correlation between transmission antennas is high. In the “Precoding MIMO” technique, deterioration of communication characteristics is suppressed by multiplying a unitary matrix or the like before transmission. However, in order to determine what kind of matrix (Precoder) is used on the transmission side, it is necessary to receive feedback of radio propagation path information from the reception side, which causes an increase in network load and communication delay.
一方、特許文献１には、マルチキャリア伝送方式において周波数ダイバシティ効果を調整する技術が開示されている。特許文献１記載の技術では、回転角を調整パラメータとして有する回転直交符号によって送信信号を拡散多重している。
しかし、上述した従来の「Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ ＭＩＭＯ」技術では、受信側から送信側へ無線伝搬路の情報をフィードバックするために、ネットワーク負荷の増大や通信遅延の問題がある。一方、特許文献１記載の技術を応用して、送信アンテナ間の高相関に対処できれば、ネットワーク負荷の増大や通信遅延の問題は解消する。
However, the above-described conventional “Precoding MIMO” technique has a problem of an increase in network load and communication delay in order to feed back radio propagation path information from the reception side to the transmission side. On the other hand, if the technique described in
本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、回転角を調整パラメータとして有する回転直交符号によって送信信号を拡散多重することにより、送信アンテナ間の相関が高い場合の通信特性の向上を図ることのできるＭＩＭＯ無線通信システムの送信機および受信機を提供することにある。 The present invention has been made in consideration of such circumstances, and the object of the present invention is to perform the case where the correlation between the transmission antennas is high by spreading and multiplexing the transmission signal by the rotation orthogonal code having the rotation angle as an adjustment parameter. An object of the present invention is to provide a transmitter and a receiver of a MIMO wireless communication system capable of improving communication characteristics.
上記の課題を解決するために、本発明に係る送信機は、ＭＩＭＯ無線通信システムの送信機において、回転角を調整パラメータとして有する回転直交符号によってＮ（Ｎ＝２ｍ、ｍは１以上の整数）個の入力信号を拡散多重することにより、Ｎ個の拡散多重信号を算出する回転直交符号拡散多重手段と、該Ｎ個の拡散多重信号をＮ個の送信アンテナに分けて同時に同じ周波数で送信する無線送信手段と、を備えたことを特徴とする。 In order to solve the above problems, a transmitter according to the present invention is a transmitter of a MIMO wireless communication system, and N (N = 2 m , m is an integer of 1 or more) by a rotating orthogonal code having a rotation angle as an adjustment parameter. ) Rotating orthogonal code spread multiplexing means for calculating N spread multiplexed signals by spreading and multiplexing the N input signals, and dividing the N spread multiplexed signals into N transmit antennas and transmitting them simultaneously at the same frequency And a wireless transmission means.
本発明に係る送信機においては、前記回転角を制御する回転角制御手段を備えたことを特徴とする。 The transmitter according to the present invention is characterized by comprising rotation angle control means for controlling the rotation angle.
本発明に係る送信機においては、前記回転角制御手段は、前記入力信号の符号化率及び変調方式に応じて前記回転角を変更することを特徴とする。 In the transmitter according to the present invention, the rotation angle control means changes the rotation angle according to a coding rate and a modulation method of the input signal.
本発明に係る送信機においては、符号化率及び変調方式の組合せ毎に、前記回転角の設定値を保持する記憶手段を備えたことを特徴とする。 The transmitter according to the present invention is characterized by comprising storage means for holding the set value of the rotation angle for each combination of coding rate and modulation method.
本発明に係る送信機においては、前記Ｎが２である場合において、前記入力信号がＱＰＳＫ変調方式且つ符号化率「１／３」であるときは、前記回転角は０．５×π／４から０．９×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする。 In the transmitter according to the present invention, when the N is 2, and the input signal has a QPSK modulation scheme and a coding rate of “1/3”, the rotation angle is 0.5 × π / 4. To 0.9 × π / 4 radians.
本発明に係る送信機においては、前記Ｎが２である場合において、前記入力信号がＱＰＳＫ変調方式且つ符号化率「１／２」であるときは、前記回転角は０．３×π／４から０．７×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする。 In the transmitter according to the present invention, when the N is 2, and the input signal has a QPSK modulation scheme and a coding rate of “½”, the rotation angle is 0.3 × π / 4. To 0.7 × π / 4 radians.
本発明に係る送信機においては、前記Ｎが２である場合において、前記入力信号がＱＰＳＫ変調方式且つ符号化率「２／３」であるときは、前記回転角は０．２×π／４から０．６×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする。 In the transmitter according to the present invention, when the N is 2, and the input signal has a QPSK modulation scheme and a coding rate of “2/3”, the rotation angle is 0.2 × π / 4. And 0.6 × π / 4 radians.
本発明に係る送信機においては、前記Ｎが２である場合において、前記入力信号がＱＰＳＫ変調方式且つ符号化率「３／４」であるときは、前記回転角は０．２×π／４から０．６×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする。 In the transmitter according to the present invention, when the N is 2, and the input signal has a QPSK modulation scheme and a coding rate of “3/4”, the rotation angle is 0.2 × π / 4. And 0.6 × π / 4 radians.
本発明に係る送信機においては、前記Ｎが２である場合において、前記入力信号がＱＰＳＫ変調方式且つ符号化率「１」であるときは、前記回転角は０．１×π／４から０．５×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする。 In the transmitter according to the present invention, when the N is 2, and the input signal has a QPSK modulation scheme and a coding rate of “1”, the rotation angle ranges from 0.1 × π / 4 to 0. The value is up to 5 × π / 4 radians.
本発明に係る送信機においては、前記Ｎが２である場合において、前記入力信号が１６ＱＡＭ変調方式且つ符号化率「１／３」であるときは、前記回転角は０．６×π／４から１．０×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする。 In the transmitter according to the present invention, when the N is 2, and the input signal has a 16QAM modulation scheme and a coding rate of “1/3”, the rotation angle is 0.6 × π / 4. To 1.0 × π / 4 radians.
本発明に係る送信機においては、前記Ｎが２である場合において、前記入力信号が１６ＱＡＭ変調方式且つ符号化率「１／２」であるときは、前記回転角は０．６×π／４から１．０×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする。 In the transmitter according to the present invention, when the N is 2, and the input signal has a 16QAM modulation scheme and a coding rate of “1/2”, the rotation angle is 0.6 × π / 4. To 1.0 × π / 4 radians.
本発明に係る送信機においては、前記Ｎが２である場合において、前記入力信号が１６ＱＡＭ変調方式且つ符号化率「２／３」であるときは、前記回転角は０．６×π／４から１．０×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする。 In the transmitter according to the present invention, when the N is 2, and the input signal has a 16QAM modulation scheme and a coding rate of “2/3”, the rotation angle is 0.6 × π / 4. To 1.0 × π / 4 radians.
本発明に係る送信機においては、前記Ｎが２である場合において、前記入力信号が１６ＱＡＭ変調方式且つ符号化率「３／４」であるときは、前記回転角は０．４×π／４から０．８×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする。 In the transmitter according to the present invention, when the N is 2, and the input signal has a 16QAM modulation scheme and a coding rate of “3/4”, the rotation angle is 0.4 × π / 4. To 0.8 × π / 4 radians.
本発明に係る送信機においては、前記Ｎが２である場合において、前記入力信号が１６ＱＡＭ変調方式且つ符号化率「１」であるときは、前記回転角は０．２×π／４から０．６×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする。 In the transmitter according to the present invention, when the N is 2, and the input signal has a 16QAM modulation scheme and a coding rate of “1”, the rotation angle is 0.2 × π / 4 to 0. It is a value up to .6 × π / 4 radians.
本発明に係る受信機は、ＭＩＭＯ無線通信システムの受信機において、複数の受信アンテナで同じ周波数の信号を受信する無線受信手段と、パイロット信号に基づいて伝送路推定処理を行う伝送路推定手段と、送信機において送信信号の拡散多重に用いられたものと同じ回転直交符号によって拡散多重された既知のパイロット信号に対して、前記伝送路推定処理結果を適用し、受信参照基準点を求めるシンボルレプリカ生成手段と、該受信参照基準点に基づいて、前記複数の受信アンテナで受信された信号から受信点を判定する受信処理手段と、を備えたことを特徴とする。 The receiver according to the present invention is a receiver of a MIMO wireless communication system, wireless receiving means for receiving signals of the same frequency by a plurality of receiving antennas, and transmission path estimating means for performing transmission path estimation processing based on pilot signals. A symbol replica that obtains a reception reference reference point by applying the transmission path estimation processing result to a known pilot signal that is spread-multiplexed by the same rotational orthogonal code as that used for spread-multiplexing of the transmission signal in the transmitter And a reception processing unit configured to determine reception points from signals received by the plurality of reception antennas based on the reception reference reference points.
本発明に係る受信機においては、前記送信機に合わせて前記回転角を制御する回転角制御手段を備えたことを特徴とする。 The receiver according to the present invention is characterized by comprising rotation angle control means for controlling the rotation angle in accordance with the transmitter.
本発明によれば、回転角を調整パラメータとして有する回転直交符号によって送信信号を拡散多重することにより、送信アンテナ間の相関が高い場合の通信特性の向上を図ることができる。 According to the present invention, it is possible to improve the communication characteristics when the correlation between the transmission antennas is high by spreading and multiplexing the transmission signal with the rotation orthogonal code having the rotation angle as the adjustment parameter.
以下、図面を参照し、本発明の実施形態について説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係るＳＭ方式のＭＩＭＯ無線通信システムの送信機１の構成を示すブロック図である。図２は、同実施形態に係るＳＭ方式のＭＩＭＯ無線通信システムの受信機２０の構成を示すブロック図である。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a
まず、図１を参照して本実施形態に係る送信機１を説明する。
図１において、誤り訂正符号器２は、入力される送信データを誤り訂正符号化する。シンボルマッパ（変調器）３は、その誤り訂正符号化データのビット列を変調シンボルにマッピングする。本実施形態では、変調方式として、ＱＰＳＫ変調方式又は１６ＱＡＭ（16-positions Quadrature Amplitude Modulation）変調方式を利用する。
First, the
In FIG. 1, an
シンボルマッパ３出力後の変調シンボルデータのビット列は、直並列変換器４により並列信号ｓ１，ｓ２に変換される。並列信号ｓ１，ｓ２は回転符号乗算器５に入力される。回転符号乗算器５は、並列信号ｓ１，ｓ２に回転直交符号を乗算し、乗算結果の拡散多重信号ｒ１，ｒ２を出力する。
The bit string of the modulated symbol data after the output of the
ＯＦＤＭ変調器６−１，６−２及び多重器７−１，７−２は、２本の送信アンテナＴｘ＃１，Ｔｘ＃２の各々に対応して設けられる。これにより、ＯＦＤＭ変調器６−１、多重器７−１及びの送信アンテナＴｘ＃１から成る第１の無線送信系統と、ＯＦＤＭ変調器６−２、多重器７−２及びの送信アンテナＴｘ＃２から成る第２の無線送信系統とを構成する。
The OFDM modulators 6-1 and 6-2 and the multiplexers 7-1 and 7-2 are provided corresponding to each of the two transmission
回転符号乗算器５の一方の出力信号ｒ１は、第１の無線送信系統のＯＦＤＭ変調器６−１に入力される。ＯＦＤＭ変調器６−１は、入力信号ｒ１をＯＦＤＭ方式で変調する。多重器７−１は、そのＯＦＤＭ変調信号に対して、所定のパイロット信号を時間多重する。多重器７−１出力後の多重信号は、送信アンテナＴｘ＃１から送信される。回転符号乗算器５のもう一方の出力信号ｒ２は、第２の無線送信系統のＯＦＤＭ変調器６−２に入力される。ＯＦＤＭ変調器６−２は、入力信号ｒ２をＯＦＤＭ方式で変調する。多重器７−２は、そのＯＦＤＭ変調信号に対して、所定のパイロット信号を時間多重する。多重器７−２出力後の多重信号は、送信アンテナＴｘ＃２から送信される。これにより、２個の拡散多重信号ｒ１，ｒ２は、２個の送信アンテナＴｘ＃１，Ｔｘ＃２に分けて同時に同じ周波数で送信される。
One output signal r 1 of the
回転角制御器８は、回転直交符号の回転角θを回転符号乗算器５に指示する。回転角制御器８は、誤り訂正符号器２から符号化率Ｒの情報を受け取る。この情報は、誤り訂正符号器２で使用された符号化率Ｒを示す。さらに、回転角制御器８は、シンボルマッパ３から変調方式情報Ａを受け取る。変調方式情報Ａは、シンボルマッパ３で使用された変調方式を示す。回転角制御器８は、符号化率Ｒ及び変調方式情報Ａに基づいて、回転角テーブル９から回転角θの設定値を読み出す。回転角テーブル９は、符号化率と変調方式の組合せ毎に、回転角θの設定値を記憶している。
The
回転符号乗算器５は、回転角制御器８から指示された回転角θの回転直交符号を並列信号ｓ１，ｓ２に適用する。これにより、並列信号ｓ１，ｓ２の符号化率Ｒ及び変調方式に対応した回転角θの回転直交符号が、該並列信号ｓ１，ｓ２に適用される。
The
上述した図１の送信機１では、回転角θを調整パラメータとして有する回転直交符号により入力信号ｓ１，ｓ２を拡散多重して得た２個の拡散多重信号ｒ１，ｒ２を、２個の送信アンテナＴｘ＃１，Ｔｘ＃２に分けて同時に同じ周波数で送信する。その際、入力信号ｓ１，ｓ２の符号化率Ｒ及び変調方式に応じた適切な回転角θを与えることができるように構成している。
In the
次に、図２を参照して本実施形態に係る受信機２０を説明する。
図２に示されるように、受信機２０は、送信機１と同様に回転角制御器８及び回転角テーブル９を有する。図２において、受信機２０は２本の受信アンテナＲｘ＃１，Ｒｘ＃２を有する。分離器２１−１，２１−２及びＯＦＤＭ復調器２２−１，２２−２は、２本の受信アンテナＲｘ＃１，Ｒｘ＃２の各々に対応して設けられる。これにより、受信アンテナＲｘ＃１、分離器２１−１及びＯＦＤＭ復調器２２−１から成る第１の無線受信系統と、受信アンテナＲｘ＃２、分離器２１−２及びＯＦＤＭ復調器２２−２から成る第２の無線受信系統とを構成する。
Next, the
As shown in FIG. 2, the
一方の受信アンテナＲｘ１で受信した受信信号は、分離器２０−１に入力される。分離器２０−１は、受信信号から、時間多重されたパイロット信号を分離する。分離されたパイロット信号は、伝送路推定器２５に入力される。ＯＦＤＭ復調器２１−１は、パイロット信号分離後の受信信号に対してＯＦＤＭ方式の復調を行う。このＯＦＤＭ復調信号は、最尤推定（ＭＬＤ：Maximum Likelihood Detection）器２３に入力される。もう一方の受信アンテナＲｘ２で受信した受信信号は、分離器２０−２に入力される。分離器２０−２は、受信信号から、時間多重されたパイロット信号を分離する。分離されたパイロット信号は、伝送路推定器２５に入力される。ＯＦＤＭ復調器２１−２は、パイロット信号分離後の受信信号に対してＯＦＤＭ方式の復調を行う。このＯＦＤＭ復調信号は、最尤推定器２３に入力される。
The reception signal received by one reception antenna Rx1 is input to the separator 20-1. Separator 20-1 separates the time-multiplexed pilot signal from the received signal. The separated pilot signal is input to the
最尤推定器２３は、ＯＦＤＭ復調信号に対して、ＳＭ方式の受信処理及びシンボルデマッピングを行い、軟判定値を求める。ここで、最尤推定器２３は、シンボルレプリカ生成器２６から受信シンボル参照基準点を受け取り、該参照基準点に基づいて受信シンボル点を軟判定する。誤り訂正復号器２４は、その軟判定値に対して誤り訂正復号を行う。
The
伝送路推定器２５は、パイロット信号に基づいて伝送路推定処理を行う。シンボルレプリカ生成器２６は、その伝送路推定処理結果に基づいて、受信シンボルの参照基準点を算出する。ここで、シンボルレプリカ生成器２６は、回転角制御器８から回転角θの指示を受け、該回転角θの回転直交符号を既知のパイロット信号に乗算し、この乗算結果のパイロット信号に対して伝送路推定処理結果を適用し、受信シンボル参照基準点を求める。シンボルレプリカ生成器２６は、図１の回転符号乗算器５と同様の回転符号乗算器を有する。
The
回転角制御器８は、最尤推定器２３から変調方式情報Ａを受け取る。さらに、回転角制御器８は、誤り訂正復号器２４から符号化率Ｒの情報を受け取る。回転角制御器８及び回転角テーブル９は上述した送信機１と同様であり、回転角テーブル９が有する回転角θの設定値は送信機１と同一である。回転角制御器８は、最尤推定器２３からの変調方式情報Ａ及び誤り訂正復号器２４からの符号化率Ｒに対応した回転角θの設定値を回転角テーブル９から取得し、該回転角θをシンボルレプリカ生成器２６へ指示する。これにより、シンボルレプリカ生成器２６によって算出される受信シンボル参照基準点は、該当する符号化率Ｒ及び変調方式に対応した回転角θの回転直交符号が適用されたものとなる。
The
上述した図２の受信機２０では、送信機１において送信信号の拡散多重に用いられたものと同じ回転直交符号によって受信シンボル参照基準点を求める。その際、送信信号に該当する回転角θを与えることができるように構成している。
In the
なお、上述の受信機２０では、最尤推定（ＭＬＤ）を用いたが、線形フィルターなどを用いて軟判定値を求めてもよい。
Although the above-described
次に、本実施形態に係る回転直交符号について説明する。
本実施形態に係る回転角θの回転直交符号が（１）式に示されている。（１）式において、回転直交符号は回転角θの回転行列として表されている。
Next, the rotation orthogonal code according to the present embodiment will be described.
The rotation orthogonal code of the rotation angle θ according to the present embodiment is shown in equation (1). In the equation (1), the rotation orthogonal code is represented as a rotation matrix of the rotation angle θ.
図１の回転符号乗算器５及び図２のシンボルレプリカ生成器２６内の回転符号乗算器では、（１）式に示されるように、入力信号ｓ１，ｓ２に対して回転角θの回転直交符号を乗算した結果が出力信号ｒ１，ｒ２となる。例えば、図１の送信機１において、直並列変換器４から並列出力される信号ｓ１のビット列を「ｓ１１，ｓ１２，ｓ１３，・・・」、信号ｓ２のビット列を「ｓ２１，ｓ２２，ｓ２３，・・・」とすると、回転符号乗算器５から並列出力される信号ｒ１のビット列「ｒ１１，ｒ１２，ｒ１３，・・・」、信号ｒ２のビット列「ｒ２１，ｒ２２，ｒ２３，・・・」は、（２）〜（４）式のように算出される。
In the
次に、本実施形態に係る回転角θの設定範囲について説明する。
回転角θは（５）式で表す。
θ＝ｘ×π／４ ・・・（５）
但し、回転角θの単位はラジアンである。ｘは変数であり、符号化率と変調方式の組合せに応じた値である。
Next, the setting range of the rotation angle θ according to this embodiment will be described.
The rotation angle θ is expressed by equation (5).
θ = x × π / 4 (5)
However, the unit of the rotation angle θ is radians. x is a variable and is a value corresponding to a combination of a coding rate and a modulation method.
図３に、変調方式としてＱＰＳＫ変調方式、１６ＱＡＭ変調方式を採用した場合の各符号化率Ｒとの組合せにおける、（５）式の変数ｘの値の設定範囲を示す。 FIG. 3 shows a setting range of the value of the variable x in equation (5) in combination with each coding rate R when the QPSK modulation method and the 16QAM modulation method are adopted as the modulation method.
［ＱＰＳＫ変調方式の場合の変数ｘの設定範囲］
ＱＰＳＫ変調方式の場合には、図３に示される設定範囲から以下のように変数ｘの値を設定する。
符号化率Ｒが「１／３」のとき、変数ｘの値は０．５から０．９までの範囲から設定する。
符号化率Ｒが「１／２」のとき、変数ｘの値は０．３から０．７までの範囲から設定する。
符号化率Ｒが「２／３」のとき、変数ｘの値は０．２から０．６までの範囲から設定する。
符号化率Ｒが「３／４」のとき、変数ｘの値は０．２から０．６までの範囲から設定する。
符号化率Ｒが「１」のとき、変数ｘの値は０．１から０．５までの範囲から設定する。
[Setting range of variable x in case of QPSK modulation method]
In the case of the QPSK modulation method, the value of the variable x is set as follows from the setting range shown in FIG.
When the coding rate R is “1/3”, the value of the variable x is set from a range of 0.5 to 0.9.
When the coding rate R is “1/2”, the value of the variable x is set from a range of 0.3 to 0.7.
When the coding rate R is “2/3”, the value of the variable x is set from a range of 0.2 to 0.6.
When the coding rate R is “3/4”, the value of the variable x is set from the range of 0.2 to 0.6.
When the coding rate R is “1”, the value of the variable x is set from a range from 0.1 to 0.5.
［１６ＱＡＭ変調方式の場合の変数ｘの設定範囲］
１６ＱＡＭ変調方式の場合には、図３に示される設定範囲から以下のように変数ｘの値を設定する。
符号化率Ｒが「１／３」のとき、変数ｘの値は０．６から１．０までの範囲から設定する。
符号化率Ｒが「１／２」のとき、変数ｘの値は０．６から１．０までの範囲から設定する。
符号化率Ｒが「２／３」のとき、変数ｘの値は０．６から１．０までの範囲から設定する。
符号化率Ｒが「３／４」のとき、変数ｘの値は０．４から０．８までの範囲から設定する。
符号化率Ｒが「１」のとき、変数ｘの値は０．２から０．６までの範囲から設定する。
[Setting range of variable x in case of 16QAM modulation system]
In the case of the 16QAM modulation system, the value of the variable x is set as follows from the setting range shown in FIG.
When the coding rate R is “1/3”, the value of the variable x is set from a range of 0.6 to 1.0.
When the coding rate R is “1/2”, the value of the variable x is set from the range of 0.6 to 1.0.
When the coding rate R is “2/3”, the value of the variable x is set from the range of 0.6 to 1.0.
When the coding rate R is “3/4”, the value of the variable x is set from a range of 0.4 to 0.8.
When the coding rate R is “1”, the value of the variable x is set from a range of 0.2 to 0.6.
本実施形態では、図１及び図２の回転角テーブル９に対して、図３に示される範囲から変数ｘの値を設定する。従って、ＱＰＳＫ変調方式と各符号化率Ｒの組合せ毎に図３中の設定範囲から変数ｘの値を選択し、回転角テーブル９に格納する。同様に、１６ＱＡＭ変調方式と各符号化率Ｒの組合せ毎に図３中の設定範囲から変数ｘの値を選択し、回転角テーブル９に格納する。回転角テーブル９は、事前に作成する。 In the present embodiment, the value of the variable x is set from the range shown in FIG. 3 for the rotation angle table 9 of FIGS. Therefore, the value of the variable x is selected from the set range in FIG. 3 for each combination of the QPSK modulation method and each coding rate R, and stored in the rotation angle table 9. Similarly, the value of the variable x is selected from the setting range in FIG. 3 for each combination of the 16QAM modulation method and each coding rate R, and stored in the rotation angle table 9. The rotation angle table 9 is created in advance.
図４から図１３に、本実施形態に係る回転角θに関し、ＱＰＳＫ変調方式、１６ＱＡＭ変調方式のそれぞれの場合について図３に示す変数ｘの設定範囲を検証したデータを示す。
図４から図１３のグラフ図は、図１の送信機１及び図２の受信機２０から構成されるＭＩＭＯ無線通信システムをシミュレーションによって再現し、変数ｘの値を変化させて測定したパケット誤り率を示す。この測定においては、１シンボル当たりの平均受信エネルギー対雑音電力密度比（Ｅｓ／Ｎ０）を固定している。送信アンテナ間の相関値及び受信アンテナ間の相関値はともに０．９としている。なお、送信アンテナ間の相関値又は受信アンテナ間の相関値を変更しても、検証結果は同じであった。
4 to 13 show data obtained by verifying the setting range of the variable x shown in FIG. 3 for each of the QPSK modulation method and the 16QAM modulation method with respect to the rotation angle θ according to the present embodiment.
The graphs of FIGS. 4 to 13 are packet error rates measured by reproducing the MIMO wireless communication system composed of the
［ＱＰＳＫ変調方式の場合の検証結果］
図４は、変調方式がＱＰＳＫ変調方式であり、符号化率Ｒが「１／３」の場合である。図４に示されるように、変数ｘの値が０．５から０．９までの範囲では、パケット誤り率は比較的良好である。
図５は、変調方式がＱＰＳＫ変調方式であり、符号化率Ｒが「１／２」の場合である。図５に示されるように、変数ｘの値が０．３から０．７までの範囲では、パケット誤り率は比較的良好である。
図６は、変調方式がＱＰＳＫ変調方式であり、符号化率Ｒが「２／３」の場合である。図６に示されるように、変数ｘの値が０．２から０．６までの範囲では、パケット誤り率は比較的良好である。
図７は、変調方式がＱＰＳＫ変調方式であり、符号化率Ｒが「３／４」の場合である。図７に示されるように、変数ｘの値が０．２から０．６までの範囲では、パケット誤り率は比較的良好である。
図８は、変調方式がＱＰＳＫ変調方式であり、符号化率Ｒが「１」の場合である。図８に示されるように、変数ｘの値が０．１から０．５までの範囲では、パケット誤り率は比較的良好である。
[Verification results for QPSK modulation method]
FIG. 4 shows a case where the modulation scheme is the QPSK modulation scheme and the coding rate R is “1/3”. As shown in FIG. 4, the packet error rate is relatively good when the value of the variable x is in the range of 0.5 to 0.9.
FIG. 5 shows a case where the modulation scheme is the QPSK modulation scheme and the coding rate R is “1/2”. As shown in FIG. 5, the packet error rate is relatively good when the value of the variable x is in the range of 0.3 to 0.7.
FIG. 6 shows a case where the modulation scheme is the QPSK modulation scheme and the coding rate R is “2/3”. As shown in FIG. 6, the packet error rate is relatively good when the value of the variable x is in the range of 0.2 to 0.6.
FIG. 7 shows a case where the modulation scheme is the QPSK modulation scheme and the coding rate R is “3/4”. As shown in FIG. 7, the packet error rate is relatively good when the value of the variable x is in the range of 0.2 to 0.6.
FIG. 8 shows a case where the modulation scheme is the QPSK modulation scheme and the coding rate R is “1”. As shown in FIG. 8, the packet error rate is relatively good when the value of the variable x is in the range of 0.1 to 0.5.
［１６ＱＡＭ変調方式の場合の検証結果］
図９は、変調方式が１６ＱＡＭ変調方式であり、符号化率Ｒが「１／３」の場合である。図９に示されるように、変数ｘの値が０．６から１．０までの範囲では、パケット誤り率は比較的良好である。
図１０は、変調方式が１６ＱＡＭ変調方式であり、符号化率Ｒが「１／２」の場合である。図１０に示されるように、変数ｘの値が０．６から１．０までの範囲では、パケット誤り率は比較的良好である。
図１１は、変調方式が１６ＱＡＭ変調方式であり、符号化率Ｒが「２／３」の場合である。図１１に示されるように、変数ｘの値が０．６から１．０までの範囲では、パケット誤り率は比較的良好である。
図１２は、変調方式が１６ＱＡＭ変調方式であり、符号化率Ｒが「３／４」の場合である。図１２に示されるように、変数ｘの値が０．４から０．８までの範囲では、パケット誤り率は比較的良好である。
図１３は、変調方式が１６ＱＡＭ変調方式であり、符号化率Ｒが「１」の場合である。図１３に示されるように、変数ｘの値が０．２から０．６までの範囲では、パケット誤り率は比較的良好である。
[Verification result in the case of 16QAM modulation system]
FIG. 9 shows a case where the modulation scheme is the 16QAM modulation scheme and the coding rate R is “1/3”. As shown in FIG. 9, the packet error rate is relatively good when the value of the variable x is in the range of 0.6 to 1.0.
FIG. 10 shows a case where the modulation scheme is the 16QAM modulation scheme and the coding rate R is “½”. As shown in FIG. 10, the packet error rate is relatively good when the value of the variable x is in the range of 0.6 to 1.0.
FIG. 11 shows a case where the modulation scheme is the 16QAM modulation scheme and the coding rate R is “2/3”. As shown in FIG. 11, the packet error rate is relatively good when the value of the variable x is in the range of 0.6 to 1.0.
FIG. 12 shows a case where the modulation scheme is the 16QAM modulation scheme and the coding rate R is “3/4”. As shown in FIG. 12, the packet error rate is relatively good when the value of the variable x is in the range of 0.4 to 0.8.
FIG. 13 shows a case where the modulation scheme is the 16QAM modulation scheme and the coding rate R is “1”. As shown in FIG. 13, the packet error rate is relatively good when the value of the variable x is in the range of 0.2 to 0.6.
上述したように本実施形態によれば、回転角θを調整パラメータとして有する回転直交符号によって２個の入力信号を拡散多重することにより、２個の拡散多重信号を算出する。そして、該２個の拡散多重信号を２個の送信アンテナに分けて同時に同じ周波数で送信する。その際、入力信号の符号化率及び変調方式に応じた適切な回転角θを与えることによって、送信アンテナ間の相関が高い場合の通信特性の向上を図ることができる。これにより、受信側から送信側へ無線伝搬路の情報をフィードバックすることは不要となり、ネットワーク負荷の増大や通信遅延の問題は解消する。 As described above, according to the present embodiment, two spread multiplexed signals are calculated by spreading and multiplexing two input signals using a rotation orthogonal code having the rotation angle θ as an adjustment parameter. Then, the two spread multiplexed signals are divided into two transmission antennas and simultaneously transmitted at the same frequency. At this time, by providing an appropriate rotation angle θ according to the coding rate and modulation method of the input signal, it is possible to improve the communication characteristics when the correlation between the transmission antennas is high. As a result, it is not necessary to feed back the radio propagation path information from the reception side to the transmission side, and the problems of increase in network load and communication delay are solved.
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
例えば、上述の実施形態では送信アンテナを２個としたが、送信アンテナを４個以上（但し、送信アンテナの個数Ｎは２のべき乗）とすることも可能である。送信アンテナ数Ｎが４以上である場合の回転直交符号ＧＮ（但し、Ｎ＝２ｎ、ｎは２以上の整数）は（６）式で表される。なお、送信アンテナ数Ｎが２（Ｎ＝２１）である場合の回転直交符号Ｇ２は（７）式である。また、送信アンテナ数Ｎが４（Ｎ＝２２）である場合の回転直交符号Ｇ４は（８）式となる。
As mentioned above, although embodiment of this invention was explained in full detail with reference to drawings, the specific structure is not restricted to this embodiment, The design change etc. of the range which does not deviate from the summary of this invention are included.
For example, although two transmission antennas are used in the above-described embodiment, the number of transmission antennas may be four or more (provided that the number N of transmission antennas is a power of 2). A rotation orthogonal code G N (where N = 2 n , where n is an integer of 2 or more) when the number N of transmission antennas is 4 or more is expressed by Expression (6). Note that the rotational orthogonal code G 2 when the number N of transmission antennas is 2 (N = 2 1 ) is expressed by Equation (7). Further, when the number N of transmission antennas is 4 (N = 2 2 ), the rotation orthogonal code G 4 is expressed by equation (8).
これにより、本発明は、送信アンテナ数Ｎが２のべき乗（Ｎ＝２ｍ、ｍは１以上の整数）である場合に適用可能である。 Thus, the present invention is applicable when the number of transmitting antennas N is a power of 2 (N = 2 m , where m is an integer equal to or greater than 1).
１…送信機、５…回転符号乗算器（回転直交符号拡散多重手段）、６−１，６−２…ＯＦＤＭ変調器（無線送信手段）、７−１，７−２…多重器（無線送信手段）、８…回転角制御器、９…回転角テーブル、Ｔｘ＃１，Ｔｘ＃２…送信アンテナ（無線送信手段）、２０…受信機、Ｒｘ＃１，Ｒｘ＃２…受信アンテナ（無線受信手段）、２１−１，２１−２…分離器（無線受信手段）、２２−１，２２−２…ＯＦＤＭ復調器（無線受信手段）、２３…最尤推定器（受信処理手段）、２５…伝送路推定器、２６…シンボルレプリカ生成器
DESCRIPTION OF
Claims (16)
回転角を調整パラメータとして有する回転直交符号によってＮ（Ｎ＝２ｍ、ｍは１以上の整数）個の入力信号を拡散多重することにより、Ｎ個の拡散多重信号を算出する回転直交符号拡散多重手段と、
該Ｎ個の拡散多重信号をＮ個の送信アンテナに分けて同時に同じ周波数で送信する無線送信手段と、
を備えたことを特徴とする送信機。 In a transmitter of a MIMO wireless communication system,
Rotating orthogonal code spread multiplexing that calculates N spread multiplexed signals by spreading and multiplexing N (N = 2 m , m is an integer equal to or greater than 1) input signals with a rotation orthogonal code having a rotation angle as an adjustment parameter. Means,
Wireless transmission means for dividing the N spread multiplexed signals into N transmission antennas and transmitting them simultaneously at the same frequency;
A transmitter characterized by comprising:
前記入力信号がＱＰＳＫ変調方式且つ符号化率「１／３」であるときは、前記回転角は０．５×π／４から０．９×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載の送信機。 In the case where N is 2,
When the input signal has a QPSK modulation scheme and a coding rate of “1/3”, the rotation angle has a value from 0.5 × π / 4 to 0.9 × π / 4 radians. The transmitter according to any one of claims 1 to 4.
前記入力信号がＱＰＳＫ変調方式且つ符号化率「１／２」であるときは、前記回転角は０．３×π／４から０．７×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載の送信機。 In the case where N is 2,
When the input signal has a QPSK modulation scheme and a coding rate of “1/2”, the rotation angle is a value from 0.3 × π / 4 to 0.7 × π / 4 radians. The transmitter according to any one of claims 1 to 4.
前記入力信号がＱＰＳＫ変調方式且つ符号化率「２／３」であるときは、前記回転角は０．２×π／４から０．６×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載の送信機。 In the case where N is 2,
When the input signal has a QPSK modulation scheme and a coding rate of “2/3”, the rotation angle is a value from 0.2 × π / 4 to 0.6 × π / 4 radians. The transmitter according to any one of claims 1 to 4.
前記入力信号がＱＰＳＫ変調方式且つ符号化率「３／４」であるときは、前記回転角は０．２×π／４から０．６×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載の送信機。 In the case where N is 2,
When the input signal has a QPSK modulation scheme and a coding rate of “3/4”, the rotation angle is a value from 0.2 × π / 4 to 0.6 × π / 4 radians. The transmitter according to any one of claims 1 to 4.
前記入力信号がＱＰＳＫ変調方式且つ符号化率「１」であるときは、前記回転角は０．１×π／４から０．５×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載の送信機。 In the case where N is 2,
The rotation angle is a value from 0.1 × π / 4 to 0.5 × π / 4 radians when the input signal has a QPSK modulation scheme and a coding rate of “1”. The transmitter according to any one of claims 1 to 4.
前記入力信号が１６ＱＡＭ変調方式且つ符号化率「１／３」であるときは、前記回転角は０．６×π／４から１．０×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載の送信機。 In the case where N is 2,
When the input signal is a 16QAM modulation system and a coding rate is “1/3”, the rotation angle is a value from 0.6 × π / 4 to 1.0 × π / 4 radians. The transmitter according to any one of claims 1 to 4.
前記入力信号が１６ＱＡＭ変調方式且つ符号化率「１／２」であるときは、前記回転角は０．６×π／４から１．０×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載の送信機。 In the case where N is 2,
When the input signal is a 16QAM modulation system and a coding rate is “1/2”, the rotation angle is a value from 0.6 × π / 4 to 1.0 × π / 4 radians. The transmitter according to any one of claims 1 to 4.
前記入力信号が１６ＱＡＭ変調方式且つ符号化率「２／３」であるときは、前記回転角は０．６×π／４から１．０×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載の送信機。 In the case where N is 2,
When the input signal is a 16QAM modulation system and a coding rate is “2/3”, the rotation angle is a value from 0.6 × π / 4 to 1.0 × π / 4 radians. The transmitter according to any one of claims 1 to 4.
前記入力信号が１６ＱＡＭ変調方式且つ符号化率「３／４」であるときは、前記回転角は０．４×π／４から０．８×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載の送信機。 In the case where N is 2,
When the input signal has a 16QAM modulation method and a coding rate of “3/4”, the rotation angle has a value from 0.4 × π / 4 to 0.8 × π / 4 radians. The transmitter according to any one of claims 1 to 4.
前記入力信号が１６ＱＡＭ変調方式且つ符号化率「１」であるときは、前記回転角は０．２×π／４から０．６×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載の送信機。 In the case where N is 2,
The rotation angle is a value from 0.2 × π / 4 to 0.6 × π / 4 radians when the input signal has a 16QAM modulation scheme and a coding rate of “1”. The transmitter according to any one of claims 1 to 4.
複数の受信アンテナで同じ周波数の信号を受信する無線受信手段と、
パイロット信号に基づいて伝送路推定処理を行う伝送路推定手段と、
送信機において送信信号の拡散多重に用いられたものと同じ回転直交符号によって拡散多重された既知のパイロット信号に対して、前記伝送路推定処理結果を適用し、受信参照基準点を求めるシンボルレプリカ生成手段と、
該受信参照基準点に基づいて、前記複数の受信アンテナで受信された信号から受信点を判定する受信処理手段と、
を備えたことを特徴とする受信機。 In a receiver of a MIMO wireless communication system,
Wireless receiving means for receiving signals of the same frequency by a plurality of receiving antennas;
Transmission path estimation means for performing transmission path estimation processing based on the pilot signal;
Symbol replica generation for obtaining a reception reference reference point by applying the result of the transmission path estimation processing to a known pilot signal spread-multiplexed by the same rotational orthogonal code as that used for spread-multiplexing of a transmission signal in a transmitter Means,
Reception processing means for determining a reception point from signals received by the plurality of reception antennas based on the reception reference reference point;
A receiver comprising:
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP2008058279A JP2009218718A (en) | 2008-03-07 | 2008-03-07 | Transmitter and receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008058279A JP2009218718A (en) | 2008-03-07 | 2008-03-07 | Transmitter and receiver |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2009218718A true JP2009218718A (en) | 2009-09-24 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2008058279A Pending JP2009218718A (en) | 2008-03-07 | 2008-03-07 | Transmitter and receiver |
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| Country | Link |
|---|---|
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015070332A (en) * | 2013-09-26 | 2015-04-13 | 日本放送協会 | Transmission apparatus |
| KR101921178B1 (en) * | 2010-12-14 | 2018-11-22 | 엘지전자 주식회사 | Broadcast signal transmitter/receiver and broadcast signal transmitting/receiving method |
-
2008
- 2008-03-07 JP JP2008058279A patent/JP2009218718A/en active Pending
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| US10587444B2 (en) | 2010-12-14 | 2020-03-10 | Lg Electronics Inc. | Broadcast signal transmitter/receiver and broadcast signal transmitting/receiving method |
| JP2015070332A (en) * | 2013-09-26 | 2015-04-13 | 日本放送協会 | Transmission apparatus |
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