JP2009216506A - 容量センサー - Google Patents

Abstract

【課題】タッチセンサーの検出精度を向上させ得る容量センサーを提供する。
【解決手段】電極１１ａと接地端ＧＮＤとの間の第一の容量Ｃｓ２の充電電圧の変化を検出する第一の充電電圧検出部１２ａと、複数の電極１１ａ，１１ｂ間の第二の容量Ｃｓ１の充電電圧の変化を検出する第二の充電電圧検出部１２ｂと、第一の充電電圧検出部１２ａと第二の充電電圧検出部１２ｂからそれぞれ出力される検出信号Ｆ１，Ｆ２に基づいて判定信号ＯＵＴを生成する判定部１３とを備えた。
【選択図】図１

Description

この発明は、容量の充電電荷の変化を検出した検出信号を出力する容量センサーに関するものである。

タッチセンサーに使用する容量センサーでは、複数の電極間の静電容量の変化を検出回路で検出することにより、人体等の被検出物の接触を検知するようになっている。
図１８は、容量センサーの検出原理の一例を示す。検出素子として２つの電極１ａ，１ｂが同一平面上に所定の間隔を隔てて配設され、その電極１ａ，１ｂは絶縁体２で被覆されている。電極１ａ，１ｂは、図１９に示すように、例えば電極１ａの周囲に電極１ｂがレイアウトされ、さらに電極１ｂの周囲にはガード部材３がレイアウトされて、他の電極と電気的に隔離されている。そして、両電極１ａ，１ｂが絶縁体で被覆されている。

そして、図１８に示すように、電極１ａ，１ｂ上の絶縁体２を指で接触すると、電極１ａ，１ｂ間の容量Ｃｓ１あるいは各電極１ａ，１ｂとグランドＧＮＤ間の容量Ｃｓ２，Ｃｓ３が変化するため、その容量の変化を検出回路で検出することにより、指の接触の有無が検出される。

図２０に示す容量センサーは、絶縁材４の取付孔５内に電極６が配設され、その電極６が可撓性を備えた導電材７で所定間隔を隔てて覆われている。そして、導電材７が押圧されて撓み、導電材７と電極６との間隔が狭くなると導電材７と電極６との間の容量が変化し、その容量の変化を検出回路で検出することにより、指の接触の有無が検出される。
特開２０００−６５５１４号公報 特表２００６−５８０８４号公報

図１８に示すような容量センサーにおいて、電極１ａ，１ｂ間の容量Ｃｓ１の変化を検出回路で検出する構成とすると、指の接触による容量Ｃｓ１の変化は比較的大きく、寄生容量の影響を受け難いため、接触の有無を精度よく検出することができる。しかし、絶縁体２に水滴等の導電体が付着したような場合にも指の接触による検出信号と同様な検出信号を出力するため、誤動作しやすいという問題点がある。

また、電極１ａとグランドＧＮＤとの間の容量Ｃｓ２あるいは電極１ｂとグランドＧＮＤとの間の容量Ｃｓ３の変化を検出回路で検出する構成とすると、各電極１ａ，１ｂとグランドＧＮＤ間の寄生容量や電極１ａ，１ｂ間の寄生容量の影響を受けやすく、検出精度が低下する。

そこで、検出回路に寄生容量を一定時間毎にキャンセルするような機能を備え、かつキャリブレーション動作により検出精度を向上させる構成を採用すると、検出回路の回路規模が増大するという問題点がある。

特許文献１には、２つの電極間の容量変化を検出するセンサー回路が開示されているが、複数の電極を同一平面上に配設して電極間の容量変化を検出するタッチセンサーについては開示さていない。従って、上記のような問題点を解決する手段は開示されていない。

特許文献２には、湿度の変化に応じて変化する容量を検出して、湿度を検出する湿度センサーが開示されている。しかし、複数の電極間の容量変化あるいは各電極とグランドＧＮＤ間の容量変化を検出するタッチセンサーにおける上記問題点を解決する手段は開示されていない。

この発明の目的は、タッチセンサーの検出精度を向上させ得る容量センサーを提供することにある。

上記目的は、電極と接地端との間の第一の容量の充電電圧の変化を検出する第一の充電電圧検出部と、複数の電極間の第二の容量の充電電圧の変化を検出する第二の充電電圧検出部と、前記第一の充電電圧検出部と第二の充電電圧検出部からそれぞれ出力される検出電圧に基づいて判定信号を生成する判定部とを備えた容量センサーにより達成される。

開示された容量センサーでは、タッチセンサーの検出精度を向上させることができる。

（第一の実施の形態）
以下、この発明を具体化した一実施の形態を図面に従って説明する。図１は、この発明の容量センサーの原理を示す。電極１１ａ，１１ｂは、タッチセンサースイッチの電極であり、図１９に示す電極１ａ，１ｂと同様な構成である。そして、電極１１ａ，１１ｂ間に容量（第二の容量）Ｃｓ１が存在し、各電極１１ａ，１１ｂとグランドＧＮＤ（接地端）との間にそれぞれ容量Ｃｓ２，Ｃｓ３が存在している。

前記電極１１ａには同電極１１ａとグランドＧＮＤとの間の容量（第一の容量）Ｃｓ２の充電電圧を検出する第一の充電電圧検出部１２ａが接続され、電極１１ｂには電極１１ａ，１１ｂ間の容量Ｃｓ１の充電電圧を検出する第二の充電電圧検出部１２ｂが接続されている。

前記第一の充電電圧検出部１２ａは、容量Ｃｓ２の充電電圧の変化を検出すると、検出フラグＦ１を判定部１３に出力する。また、前記第二の充電電圧検出部１２ｂは、容量Ｃｓ１の充電電圧の変化を検出すると、検出フラグＦ２を判定部１３に出力する。

判定部１３は、両検出フラグＦ１，Ｆ２が入力されたとき、検出フラグＦ１，Ｆ２のＡＮＤ論理に基づいて、電極１１ａ，１１ｂ上が指で接触されたことを判定する判定信号ＯＵＴを出力する。

図２は、前記第一及び第二の充電電圧検出部１２ａ，１２ｂの具体的構成を示す。前記電極１１ａ，１１ｂは、検出回路１４に接続され、その検出回路１４は容量Ｃｓ１，Ｃｓ２の充電電圧を時分割で検出して出力する。従って、この検出回路１４は第一及び第二の充電電圧検出部１２ａ，１２ｂで共用される。

前記検出回路１４の出力信号Ｖｏｕｔは、スイッチ１５ａを介してフィルター１６ａに出力されるとともに、スイッチ１５ｂを介してフィルター１６ｂに出力される。前記フィルター１６ａ，１６ｂはローパスフィルターであり、出力信号Ｖｏｕｔから高周波成分のノイズを除去する。

前記フィルター１６ａの出力信号はコンパレータ（第一のコンパレータ）１７ａに入力され、前記フィルター１６ｂの出力信号はコンパレータ（第二のコンパレータ）１７ｂに入力される。コンパレータ１７ａ，１７ｂは、図３に示すように、前記フィルター１６ａ，１６ｂから出力される後記検出電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２をそれぞれしきい値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２（Ｖｔｈ２：第一のしきい値、Ｖｔｈ１：第二のしきい値）とそれぞれ比較して、検出電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の電圧レベルがしきい値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２を超えると、Ｈレベルの出力信号を出力する。

前記コンパレータ１７ａ，１７ｂの出力信号は、それぞれカウンタ（第一のカウンタ、第二のカウンタ）１８ａ，１８ｂに出力される。カウンタ１８ａ，１８ｂはコンパレータ１７ａ，１７ｂの出力信号がＨレベルとなる度にカウントアップ動作を行い、カウント数が所定数に達すると、前記検出フラグ（第一の検出フラグ、第二の検出フラグ）Ｆ１，Ｆ２を前記判定部１３に出力する。

前記検出回路１４の具体的構成を図４に従って説明する。制御信号φ４で開閉制御されるスイッチ（第四のスイッチ）１９ａは、前記電極１１ａに接続され、その導通時には低電位側基準電圧−Ｖｒｅｆを前記電極１１ａに供給する。また、制御信号φ３で開閉制御されるスイッチ（第三のスイッチ）１９ｂは、前記電極１１ａに接続され、その導通時には高電位側基準電圧＋Ｖｒｅｆを前記電極１１ａに供給する。高電位側基準電圧＋Ｖｒｅｆを電源電圧とし、低電位側基準電圧−ＶｒｅｆをグランドＧＮＤ電位としてもよい。

前記電極１１ａ，１１ｂ間には制御信号φ２で開閉制御されるスイッチ（第二のスイッチ）１９ｃが接続され、電極１１ｂとオペアンプ２０のマイナス側入力端子との間に、制御信号φ５で開閉制御されるスイッチ１９ｅが接続されている。そして、スイッチ１９ｃが導通状態となると、前記電極１１ａ，１１ｂ間が短絡された状態となり、さらにスイッチ１９ｅが導通状態となると、前記電極１１ａがオペアンプ２０のマイナス側入力端子に接続される。

前記電極１１ｂは前記スイッチ１９ｅを介してオペアンプ２０のマイナス側入力端子に接続され、そのオペアンプ２０のプラス側入力端子には基準電圧Ｖｃｏｍが入力される。また、オペアンプ２０の入出力端子間には帰還容量Ｃｆと、スイッチ（第一のスイッチ）１９ｄが接続されている。

前記スイッチ１９ｄは制御信号φ１で開閉制御され、その導通時にはオペアンプ２０の入出力端子が接続され、オペアンプ２０にオフセットがなければ、出力信号Ｖｏｕｔは基準電圧Ｖｃｏｍレベルとなる。

このように構成された検出回路の動作を図５に従って説明する。前記各スイッチ１９ａ〜１９ｅは、制御信号φ１〜φ５がＨレベルとなると導通状態となる。
検出動作が開始されると、まず制御信号φ２がＨレベルとなってスイッチ１９ｃが導通される。

この状態で、制御信号φ１として一定の周期でＨレベルとＬレベルが切り替わる信号が供給され、その制御信号φ１と同相の制御信号φ４と逆相の制御信号φ５が供給される。
すると、制御信号φ１，φ４がＨレベルとなり、制御信号φ５がＬレベルとなると、帰還容量Ｃｆの両端子が短絡されて帰還容量Ｃｆが放電され、出力信号Ｖｏｕｔは基準電圧Ｖｃｏｍとなる。電極１１ａにつながる容量Ｃｓ２，Ｃｓ１が基準電圧−Ｖｒｅｆレベルまで放電される。

次いで、制御信号φ１，φ４がＨレベルとなり、制御信号φ５がＬレベルとなると、スイッチ１９ａ，１９ｄが不導通状態となり、スイッチ１９ｅが導通状態となる。すると、出力信号Ｖｏｕｔとして容量Ｃｓ２の充電電荷に基づく検出電圧Ｖｃ２がオペアンプ２０から出力され、Ｖｃ２＝Ｃｓ２／Ｃｆ・Ｖｒｅｆとなり、容量Ｃｓ２と帰還容量Ｃｆの容量値の比に基づく電圧が出力される。従って、容量Ｃｓ２の充電電荷が増大するほど、すなわち電極１１ａ，１１ｂ上の絶縁体を指で触れたとき検出電圧Ｖｃ２が上昇する。

次いで、制御信号φ１，φ４，φ５が切り替わると、出力信号Ｖｏｕｔは基準電圧Ｖｃｏｍとなる。そして、制御信号φ１，φ４，φ５の切り替わりに基づいて、出力信号Ｖｏｕｔとして検出電圧Ｖｃ２を繰り返し出力する。

前記検出電圧Ｖｃ２は、制御信号φ２に基づいて導通しているスイッチ１５ａ及びフィルター１６ａを介してコンパレータ１７ａに出力される。そして、コンパレータ１７ａでは、図３に示すように、検出電圧Ｖｃ２がしきい値Ｖｔｈ１を超える場合にＨレベルとなる出力信号をカウンタ１８ａに出力する。カウンタ１８ａはコンパレータ１７ａから出力されるパルス信号をカウントし、あらかじめ設定されたパルス数をカウントアップすると、Ｈレベルの検出フラグＦ１を判定部１３に出力する。

上記のような容量Ｃｓ２の充電電荷の検出動作では、スイッチ１９ｃが導通状態であることから、実際には容量Ｃｓ２の充電電荷と、電極１１ｂとグランドＧＮＤとの間の容量Ｃｓ３の充電電荷とを合算した値を検出している。

検出電圧Ｖｃ２の検出の後、制御信号φ２がＬレベルとなって、容量Ｃｓ１の充電電荷の検出動作に移行する。この移行のタイミングは、上記のように検出フラグＦ１が出力された後に移行するようにするか、あるいはあらかじめ設定した所定時間後に移行するようにしてもよい。

制御信号φ２がＬレベルとなると、スイッチ１９ｃが不導通となり、この状態で制御信号φ１として一定の周期でＨレベルとＬレベルが切り替わる信号が供給され、その制御信号φ１と同相の制御信号φ３と逆相の制御信号φ４と、Ｈレベルの制御信号φ５が供給される。

すると、制御信号φ１，φ３がＨレベルとなり、制御信号φ４がＬレベルとなると、帰還容量Ｃｆの両端出力が短絡されて帰還容量Ｃｆが放電され、出力信号Ｖｏｕｔは基準電圧Ｖｃｏｍとなる。また、容量Ｃｓ２，Ｃｓ１が基準電圧＋Ｖｒｅｆレベルまで充電される。

次いで、制御信号φ１，φ３がＬレベルとなり、制御信号φ４がＨレベルとなると、基準電圧−Ｖｒｅｆが供給されるとともに、スイッチ１９ｄが不導通状態となる。すると、出力信号Ｖｏｕｔとして容量Ｃｓ１の充電電荷に基づく検出電圧Ｖｃ１が出力され、Ｖｃ１＝２×Ｃｓ１／Ｃｆ・Ｖｒｅｆとなり、容量Ｃｓ１と帰還容量Ｃｆの充電電荷の比に基づく電圧が出力される。従って、容量Ｃｓ１の充電電荷が増大するほど、すなわち電極１１ａ，１１ｂ上の絶縁体を指で触れたとき検出電圧Ｖｃ１が上昇する。

次いで、制御信号φ１，φ３，φ４が切り替わると、出力信号Ｖｏｕｔは基準電圧Ｖｃｏｍとなる。そして、制御信号φ１，φ３，φ４の切り替わりに基づいて、出力信号Ｖｏｕｔとして検出電圧Ｖｃ１を繰り返し出力する。

前記検出電圧Ｖｃ１は、制御信号φ２の反転信号である制御信号φ２バーに基づいて導通するスイッチ１５ｂ及びフィルター１６ｂを介してコンパレータ１７ｂに出力される。そして、コンパレータ１７ｂでは、図３に示すように、検出電圧Ｖｃ１がしきい値Ｖｔｈ１を超える場合にＨレベルとなる出力信号をカウンタ１８ｂに出力する。カウンタ１８ｂはコンパレータ１７ｂから出力されるパルス信号をカウントし、あらかじめ設定されたパルス数をカウントアップすると、Ｈレベルの検出フラグＦ２を判定部１３に出力する。

上記のような検出動作において、容量Ｃｓ２の充電電位は電極１１ａ，１１ｂの寄生容量Ｃｐ１，Ｃｐ２の影響が大きいため、コンパレータ１７ａのしきい値Ｖｔｈ１を低く設定して、電極１１ａ，１１ｂに指が近づいたことをラフに検出できるようにする。

また、容量Ｃｓ１の充電電位は寄生容量の影響が小さく、指を電極１１ａ，１１ｂ間に近づけると、その充電電位が大きく変化する。例えば、電極１１ａ，１１ｂの面積を７ｍｍ×７ｍｍ程度とし、その電極１１ａ，１１ｂを覆う絶縁体の膜圧１００μｍ程度とすると、指を電極１１ａ，１１ｂに近づけると１０ｐＦの充電電荷量の変化を得ることができる。そして、指で電極１１ａ，１１ｂから１ｍｍ以上遠ざけると、充電電荷量の変化は距離に反比例するので、１／１０以下となる。

従って、コンパレータ１７ｂのしきい値Ｖｔｈ１を高く設定すると、指の接近を高精度に検出することが可能となる。
また、電極１１ａ，１１ｂを覆う絶縁体に弾力性のあるものを使用し、電極１１ａ，１１ｂと絶縁体との間に隙間を設けて絶縁体が撓むようにすると、容量Ｃｓ１の充電電荷の変化量を大きくして、検出精度の向上を図ることができる。

図６は、前記スイッチ１９ａ，１９ｂ，１９ｄを開閉する制御信号φ１，φ３，φ４，φ５を生成する回路を示す。すなわち、帰還容量Ｃｆに並列に接続されるスイッチ１９ｄは、スイッチ１９ａ，１９ｂを不導通状態とした状態で開閉する必要があり、そのような制御信号φ１，φ３，φ４，φ５を生成する回路を示す。

所定周波数のクロック信号である入力信号Ｐ１は第一の遅延回路２１に入力され、第一の遅延回路２１から入力信号Ｐ１を所定時間遅延させた信号Ｐ２が出力される。信号Ｐ２はバッファ回路２３を介して前記制御信号φ１として出力される。従って、図８に示すように、制御信号φ１は入力信号Ｐ１を第一の遅延回路２１で遅延させた信号となる。

前記信号Ｐ２は第二の遅延回路２２に入力され、第二の遅延回路２２から信号Ｐ２を所定時間遅延させた信号Ｐ３が出力される。第一及び第二の遅延回路２１，２２の遅延時間を同一である。

前記信号Ｐ３は、ＡＮＤ回路２４ａ及びＮＯＲ回路２５に入力され、ＡＮＤ回路２４ａ及びＮＯＲ回路２５には前記入力信号Ｐ１が入力される。前記ＡＮＤ回路２４ａの出力信号はＡＮＤ回路２４ｂ，２４ｃに入力され、ＡＮＤ回路２４ｂには前記制御信号φ２の反転信号が入力され、ＡＮＤ回路２４ｃには前記制御信号φ２が入力される。そして、ＡＮＤ回路２４ｂから前記制御信号φ３が出力される。

前記ＡＮＤ回路２４ｃとＮＯＲ回路２５の出力信号はＯＲ回路２９ａに入力され、そのＯＲ回路２９ａから前記制御信号φ４が出力される。
前記ＮＯＲ回路２５の出力信号はＯＲ回路２９ｂに入力され、そのＯＲ回路２９ｂには前記制御信号φ２が入力される。そして、ＯＲ回路２９ｂから前記制御信号φ５が出力される。

このような構成により、制御信号φ１，φ３，φ４，φ５は図８に示すタイミングで切り替わる。従って、スイッチ１９ｄはスイッチ１９ａ，１９ｂがともに不導通となるときに、導通状態と不導通状態とが切り替えられ、スイッチ１９ａ，１９ｂは一方の切り替え動作時には他方が不導通となるように制御される。このような動作により、スイッチ１９ａ，１９ｂ，１９ｄの過渡状態での容量Ｃｓ１，Ｃｓ２，Ｃｓ３間の電荷移動による誤差を少なくすることができる。

図７は、前記第一の遅延回路２１の具体的構成を示す。第二の遅延回路２２も同様な構成である。この遅延回路は、６段のインバータ回路２６ａ〜２６ｆが直列に接続され、インバータ回路２６ｂ，２６ｃ間及び２６ｅ，２６ｆ間に時定数回路２７ａ，２７ｂが介在されている。

また、インバータ回路２６ｃの入力端子はＰチャネルＭＯＳトランジスタＴｐ１，Ｔｐ２を介して電源ＶDDに接続され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＴｎ１，Ｔｎ２を介してグランドＧＮＤに接続されている。前記トランジスタＴｐ１，Ｔｎ２のゲートはインバータ回路２６ａの出力端子に接続され、前記トランジスタＴｐ２，Ｔｎ１のゲートはインバータ回路２６ｃの出力端子に接続されている。

また、インバータ回路２６ｆの入力端子はＰチャネルＭＯＳトランジスタＴｐ３，Ｔｐ４を介して電源ＶDDに接続され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＴｎ３，Ｔｎ４を介してグランドＧＮＤに接続されている。前記トランジスタＴｐ３，Ｔｎ４のゲートはインバータ回路２６ｄの出力端子に接続され、前記トランジスタＴｐ４，Ｔｎ３のゲートはインバータ回路２６ｆの出力端子に接続されている。

そして、インバータ回路２６ａの入力端子に入力信号Ｐ１が入力され、インバータ回路２６ｆの出力信号がバッファ回路２８を介して信号Ｐ２として出力される。
このように構成された第一の遅延回路２１では、各インバータ回路２６ａ〜２６ｆの動作遅延時間と時定数回路２７ａ，２７ｂにより遅延時間が生成され、入力信号Ｐ１から遅延した信号Ｐ２が出力される。

なお、トランジスタＴｐ１，Ｔｐ２，Ｔｎ１，Ｔｎ２は、インバータ回路２６ｃの入力信号がしきい値を低電位側あるいは高電位側に超えたとき、インバータ回路２６ｃの出力信号に基づいて、インバータ回路２６ｃの入力信号レベルをグランドＧＮＤレベルあるいは電源ＶDDレベルまで速やかに移行させるように動作する。トランジスタＴｐ３，Ｔｐ４，Ｔｎ３，Ｔｎ４も同様に動作する。

図９は、前記検出回路１４を備えた第一及び第二の充電電圧検出部１２ａ，１２ｂの動作を説明する。
制御信号φ２がＨレベルとなると、容量Ｃｓ２の充電電荷の検出動作が開始され、カウンタ１８ａはリセットされる。そして、検出回路１４では制御信号φ１，φ３，φ４の切り替え動作により、出力信号Ｖｏｕｔが出力される。制御信号φ２をＨレベルとする期間は、例えば入力される制御信号φ１のパルス数がｎ個となるまでとする。

すると、制御信号φ１，φ３，φ４の切り替え動作により、検出電圧Ｖｃ２が出力され、その検出電圧Ｖｃ２がコンパレータ１７ａのしきい値Ｖｔｈ１を超えると、カウンタ１８ａでコンパレータ１７ａから出力されるパルス信号がカウントされる。そして、そのカウント値が所定数に達すると、カウンタ１８ａからＨレベルの検出フラグＦ１が出力される。

次いで、制御信号φ２がＬレベルとなると、容量Ｃｓ１の充電電荷の検出動作が開始され、カウンタ１８ｂはリセットされる。そして、検出回路１４では制御信号φ１，φ３，φ４の切り替え動作により、出力信号Ｖｏｕｔが出力される。制御信号φ２をＬレベルとする期間は、例えば入力される制御信号φ１のパルス数がｍ個となるまでとする。

すると、制御信号φ１，φ３，φ４の切り替え動作により、検出電圧Ｖｃ１が出力され、その検出電圧Ｖｃ１がコンパレータ１７ｂのしきい値Ｖｔｈ１を超えると、カウンタ１８ｂでコンパレータ１７ｂから出力されるパルス信号がカウントされる。そして、そのカウント値が所定数に達すると、カウンタ１８ｂからＨレベルの検出フラグＦ２が出力される。

そして、検出フラグＦ１，Ｆ２がともにＨレベルとなると、電極１１ａ，１１ｂ間が指で接触されたことを示す判定信号ＯＵＴが判定部１３から出力される。
上記のような容量センサーでは、次に示す作用効果を得ることができる。
（１）電極１１ａ，１１ｂとグランドＧＮＤとの間の容量Ｃｓ２の充電電荷の変化を検出回路１４でラフに検出し、次いで高精度の検出が容易な電極１１ａ，１１ｂ間の容量Ｃｓ１の充電電荷の変化を検出回路１４で検出し、その検出結果に基づいて電極１１ａ，１１ｂ間が指で接触されたか否かを容易に判定することができる。
（２）電極１１ａ，１１ｂとグランドＧＮＤとの間の容量Ｃｓ２の充電電荷の変化を検出した検出電圧Ｖｃ２と、電極１１ａ，１１ｂの容量Ｃｓ１の充電電荷の変化を検出した検出電圧Ｖｃ１とを共通の検出回路１４で時分割により検出することができる。従って、検出電圧Ｖｃ２，Ｖｃ１を検出する検出回路１４の回路規模を縮小することができる。
（３）スイッチ１９ａ〜１９ｅを制御信号φ１〜φ５で開閉制御することにより、検出電圧Ｖｃ２，Ｖｃ１を時分割で検出することができる。
（４）検出回路１４のスイッチ１９ａ，１９ｂ，１９ｄ，１９ｅが同時に開閉されないので、検出精度を向上させることができる。
（５）スイッチ１９ａ，１９ｂ，１９ｄ，１９ｅを同時に開閉させない制御信号φ１、φ３，φ４，φ５を、遅延回路２１，２２とＡＮＤ回路２４ａ〜２４ｃ、ＮＯＲ回路２５及びＯＲ回路２９ａ，２９ｂにより生成することができる。
（６）カウンタ１７ａ，１７ｂから出力されるパルス信号をカウンタ１８ａ，１８ｂでカウントし、そのカウント数があらかじめ設定した所定値に達したとき検出フラグＦ１，Ｆ２を出力するようにしたので、ノイズによる誤判定を防止することができる。
（第二の実施の形態）
図１０〜図１２は第二の実施の形態を示す。この実施の形態は、３個の電極のいずれが接触されたかを検出する容量センサーを構成した場合を示す。

図１０に示すように、同一形状の３つの電極３１ｂ〜３１ｄが並設され、各電極３１ｂ〜３１ｄ間及び各電極３１ｂ〜３１ｄの周囲には、電極３１ａがレイアウトされている。そして、各電極３１ａ〜３１ｄが絶縁材で覆われている。

図１１は、この実施の形態の容量センサーの検出回路３２を示す。前記第一の実施の形態の検出回路１４と同一構成部分は、同一符号を付して説明する。
前記電極３１ａは、オペアンプ２０のマイナス側入力端子に接続され、グランドＧＮＤとの間に容量Ｃｙが存在する。

スイッチ１９ｃの一方の端子はオペアンプ２０のマイナス側入力端子に接続され、他方の端子と前記電極３１ｂ〜３１ｄとの間には、それぞれスイッチ３３ａ〜３３ｃが接続されている。前記各スイッチ３３ａ〜３３ｃは、制御信号φ６〜φ８により開閉制御され、制御信号φ６〜φ８がＨレベルとなると導通される。

前記電極３１ａと各電極３１ｂ〜３１ｃとの間には、それぞれ容量Ｃｘ１，Ｃｘ２，Ｃｘ３が存在する。
図１２は、前記スイッチ１９ａ〜１９ｄ，３３ａ〜３３ｃを開閉制御する制御信号φ１〜φ８のタイミング波形を示す。まず、制御信号φ２をＨレベルとしてスイッチ１９ｃを導通状態とした状態で制御信号φ１、φ４が一定の周期で同相で切り替わり、かつ制御信号φ５が逆相で切り替わると、電極３１ａとグランドＧＮＤとの間の容量Ｃｙの充電電圧が検出され、出力信号Ｖｏｕｔとして出力される。

次いで、制御信号φ２がＬレベルとなってスイッチ１９ｃが不導通となり、制御信号φ１、φ３が一定の周期で同相で切り替わり、かつ制御信号φ４が制御信号φ１、φ３と逆相で切り替わる状態で、制御信号φ６〜φ８が順次Ｈレベルとなる。

すると、スイッチ３１ｂ〜３１ｃが順次導通して、電極３１ａと各電極３１ｂ〜３１ｄとの間の容量Ｃｘ１，Ｃｘ２，Ｃｘ３の充電電圧が順次検出され、出力信号Ｖｏｕｔとして出力される。

このような出力信号Ｖｏｕｔに基づいて、容量Ｃｙの充電電圧が所定のしきい値を超えたか否かを判定し、さらに容量Ｃｘ１，Ｃｘ２，Ｃｘ３の充電電圧のいずれかが所定のしきい値を超えたか否かを判定することにより、電極３１ｂ〜３１ｄ上のいずれの位置で指が触れたかを判定することが可能となる。

例えば、容量Ｃｙの検出電圧の上昇に続いて、容量Ｃｘ１の検出電圧の上昇を検知すれば、電極３１ｂ上が触れられた事を検出可能である。また、容量Ｃｙの検出電圧の上昇に続いて、容量Ｃｘ２の検出電圧の上昇を検知すれば、電極３１ｃ上が触れられた事を検出可能である。同様に、容量Ｃｙの検出電圧の上昇に続いて、容量Ｃｘ３の検出電圧の上昇を検知すれば、電極３１ｃ上が触れられた事を検出可能である。

このような構成により、３つのタッチセンサー部が併設されるタッチセンサースイッチのための容量センサーを構成することができる。
（第三の実施の形態）
図１３〜図１５は、第三の実施の形態を示す。この実施の形態は図４に示す第一の実施の形態の検出回路１４に、オペアンプ２０のオフセット電圧をキャンセルする機能を付加した検出回路１４ａを構成したものである。第一の実施の形態と同一構成部分は同一符号を付して説明する。

帰還容量Ｃｆとオペアンプ２０の出力端子との間にはスイッチ３４ａが接続され、そのスイッチ３４ａは前記制御信号φ４で開閉制御される。
また、帰還容量Ｃｆとスイッチ３４ａの接続点には、スイッチ３４ｂを介して基準電圧Ｖｃｏｍが供給される。スイッチ３４ｂは、前記制御信号φ１で開閉制御される。

このような検出回路１４ａでは、制御信号φ１がＨレベルとなって、スイッチ１９ｄが導通状態となるとき、オペアンプ２０のゲインは１となり、オペアンプ２０にオフセット電圧がなければ、出力信号Ｖｏｕｔは基準電圧Ｖｃｏｍとなる。

このとき、スイッチ３４ｂも導通状態となるため、オペアンプ２０にオフセット電圧が存在すれば、そのオフセット電圧分が帰還容量Ｃｆに充電される。そして、スイッチ１９ｄが不導通状態となって、容量Ｃｓ２，Ｃｓ１の充電電荷を検出する時には、オペアンプ２０のオフセット電圧をキャンセルした出力信号Ｖｏｕｔが出力される。

また、制御信号φ１が導通状態となっても、オペアンプ２０の出力信号Ｖｏｕｔが直ちに基準電圧Ｖｃｏｍにならないことがある。これは、オペアンプ２０の入力端子につながる容量の充放電に時間がかかるためである。

これを回避するために、オペアンプ２０の負荷駆動能力を大きくすると、消費電力が増大する。また、オペアンプ２０の負荷駆動能力を小さくすると、出力信号Ｖｏｕｔの基準電圧Ｖｃｏｍへの収束が遅延する。

そこで、この検出回路１４ａでは、オペアンプ２０の入力端子に制御信号φ６で開閉制御されるスイッチ３４ｃを介して基準電圧Ｖｃｏｍを供給するようにしている。
制御信号φ６は、前記制御信号φ１から図１５に示す生成回路で生成される。すなわち、制御信号φ１は遅延回路３５に入力され、その遅延回路３５の出力信号はインバータ回路３６を介してＡＮＤ回路３７に入力される。また、ＡＮＤ回路３７には前記制御信号φ１が入力され、ＡＮＤ回路３７から前記制御信号φ６が出力される。

このような構成により、図１４に示すように、制御信号φ６は制御信号φ１の立ち上がりとともに立ち上がってＨレベルとなり、遅延回路３５で設定された遅延時間後に、制御信号φ１の立ち下がりに先立ってＬレベルに復帰する信号となる。

従って、制御信号φ１がＨレベルとなって、スイッチ１９ｄが導通状態となると、制御信号φ６もＨレベルとなってスイッチ３４ｃが導通状態となり、オペアンプ２０の入力端子が速やかに基準電圧Ｖｃｏｍレベルとなる。この結果、図１４に示すように、オペアンプ２０の出力信号Ｖｏｕｔが速やかに基準電圧Ｖｃｏｍレベルとなる。

上記のように構成された検出回路１４ａでは、次に示す作用効果を得ることができる。
（１）オペアンプ２０のオフセット電圧をキャンセルすることができる。
（２）出力信号Ｖｏｕｔを基準電圧Ｖｃｏｍレベルにリセットするとき、そのリセット動作を高速化することができる。
（第四の実施の形態）
図１６は、第四の実施の形態を示す。この実施の形態は、前記第一の実施の形態のコンパレータ１７ａ，１７ｂ、カウンタ１８ａ，１８ｂ及び判定部１３の動作をマイコン３８で行なうようにしたものである。第一の実施の形態と同一構成部分は、同一符号を付して説明する。

フィルター１６ａ，１６ｂから出力される検出電圧Ｖｃ２，Ｖｃ１はそれぞれアンプ３９ａ，３９ｂを介してマイコン３８に入力される。マイコン３８は、アンプ３９ａ，３９ｂから入力されるアナログ信号をＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換し、そのデジタル信号で検出電圧Ｖｃ２，Ｖｃ１が所定のしきい値を超えているか否かを判定し、電極１１ａが指で触れられたか否かを検出する。

このような構成により、マイコン３８を備えた装置では、第一の実施の形態のコンパレータ１７ａ，１７ｂ、カウンタ１８ａ，１８ｂ及び判定部１３を備えることなく、容量センサーの検出信号を判定することができる。

図１７は、検出回路１４での検出電圧Ｖｃ２，Ｖｃ１の検出動作をマイコン３８から出力される制御信号φｘに基づいて制御することにより、検出電圧Ｖｃ２，Ｖｃ１を共通のフィルター４０及びアンプ４１を介してマイコン３８に出力するようにしたものである。

このような構成により、図１６に示す構成に比して、フィルター４０及びアンプ４１を共通化して容量センサーの回路規模を縮小することができる。
上記実施の形態は、以下に示す態様で実施することもできる。
・第一の実施の形態において、電極１１ａ，１１ｂ間の容量Ｃｓ１の充電電圧の変化は、精度よく検出することができるので、コンパレータ１７ｂの出力信号を検出フラグＦ２として判定部１３に入力してもよい。

本発明の容量センサーを示す原理説明図である。 第一の実施の形態の容量センサーを示すブロック図である。 コンパレータの動作を示す説明図である。 検出回路を示す回路図である。 検出回路の動作を示すタイミング波形図である。 制御信号を生成する回路を示す回路図である。 遅延回路を示す回路図である。 制御信号を生成する回路の動作を示すタイミング波形図である。 充電電圧検出部の動作を示すタイミング波形図である。 第二の実施の形態の電極を示すレイアウト図である。 第二の実施の形態の検出回路を示す回路図である。 検出回路の動作を示すタイミング波形図である。 第三の実施の形態の検出回路を示す回路図である。 第三の実施の形態の検出回路の動作を示すタイミング波形図である。 制御信号の生成回路を示す回路図である。 第四の実施の形態を示すブロック図である。 第四の実施の形態の変形例を示すブロック図である。 容量センサーの操作例を示す斜視図である。 電極の従来例を示すレイアウト図である。 電極の他の従来例を示す断面図である。

符号の説明

１１ａ，１１ｂ 電極
１２ａ 第一の充電電圧検出部
１２ｂ 第二の充電電圧検出部
１３ 判定部
１４，１４ａ，３２ 検出回路
Ｃｓ２ 第一の容量
Ｃｓ１ 第二の容量
ＧＮＤ 接地端
Ｖｃ１，Ｖｃ２ 検出電圧
Ｆ１，Ｆ２ 検出信号（検出フラグ）

Claims (10)

1. 電極と接地端との間の第一の容量の充電電圧の変化を検出する第一の充電電圧検出部と、
   複数の電極間の第二の容量の充電電圧の変化を検出する第二の充電電圧検出部と、
   前記第一の充電電圧検出部と第二の充電電圧検出部からそれぞれ出力される検出電圧に基づいて判定信号を生成する判定部と
   を備えたことを特徴とする容量センサー。
2. 前記第一の充電電圧検出部は前記第一の容量の充電電圧を検出する検出回路を備え、前記第二の充電電圧検出部は前記第二の充電電圧を検出する検出回路を備え、前記第一の容量の充電電圧を検出する第一の検出動作と、前記第二の容量の充電電圧を検出する第二の検出動作とを共通の検出回路により時分割で行なうことを特徴とする請求項１記載の容量センサー。
3. 前記第一の充電電圧検出部は、
   前記検出回路の第一の検出動作による検出電圧を第一のしきい値と比較し、該検出電圧が第一のしきい値を超えたときＨレベルの出力信号を出力する第一のコンパレータと、
   前記第一のコンパレータのＨレベルの出力信号をカウントしたカウント値に基づいて第一の検出フラグを出力する第一のカウンタと
   を備え、
   前記第二の充電電圧検出部は、
   前記検出回路の第二の検出動作による検出電圧を第二のしきい値と比較し、該検出電圧が第二のしきい値を超えたときＨレベルの出力信号を出力する第二のコンパレータと、
   前記第二のコンパレータのＨレベルの出力信号をカウントしたカウント値に基づいて第二の検出フラグを出力する第二のカウンタと
   を備え、
   前記第一及び第二の検出フラグに基づいて前記判定信号を生成する判定部と
   を備えたことを特徴とする請求項２記載の容量センサー。
4. 前記第二のしきい値を前記第一のしきい値より高い電圧に設定したことを特徴とする請求項３記載の容量センサー。
5. 前記検出回路は、
   入力端子と出力端子との間に帰還容量が接続されたオペアンプと、
   前記帰還容量に並列に接続された第一のスイッチと、
   前記オペアンプの入力端子に、前記第一の容量と第二の容量のいずれを接続するかを選択する第二のスイッチと、
   導通時に前記第一の容量及び第二の容量に低電位側基準電圧を供給する第三のスイッチと、
   導通時に前記第一の容量及び第二の容量に高電位側基準電圧を供給する第四のスイッチと、
   前記第一のスイッチを導通させて前記オペアンプの出力信号をリセットするとき、前記第三のスイッチで前記第一及び第二の容量に前記低電位側基準電圧を供給し、前記第一のスイッチを不導通とするとき、前記第四のスイッチで前記第一及び第二の容量に前記高電位側基準電圧を供給することと
   を備えたことを特徴とする請求項２乃至４のいずれか１項に記載の容量センサー。
6. 前記第一〜第四のスイッチをそれぞれ制御信号で開閉制御し、前記第三のスイッチを不導通とした後、第一のスイッチを導通させ、次いで前記第四のスイッチを導通させる制御信号を生成する生成回路を備えたことを特徴とする請求項５記載の容量センサー。
7. 複数の電極間の複数の前記第二の容量を前記オペアンプに接続するスイッチを備えたことを特徴とする請求項５又は６記載の容量センサー。
8. 前記オペアンプの出力端子に、前記第一のスイッチの導通時に前記オペアンプに入力される基準電圧を供給するスイッチを備えたことを特徴とする請求項５乃至７のいずれか１項に記載の容量センサー。
9. 前記オペアンプの入力端子に、前記第一のスイッチに同期して導通し、前記第一のスイッチの不導通に先立って不導通となるスイッチを介して前記基準電圧を供給することを特徴とする請求項５乃至８のいずれか１項に記載の容量センサー。
10. 前記判定部は、前記第一及び第二の充電電圧検出部から出力される検出電圧をデジタル信号にＡ／Ｄ変換し、前記デジタル信号に基づいて前記判定信号を生成するマイコンとしたことを特徴とする請求項５乃至８のいずれか１項に記載の容量センサー。

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